JPH0236386A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、高いパルス繰返し周波数で送信し。

目標からの反射信号のドツプラ周波数を抽出して速度、
角度追尾を行いながら、所定の期間直線状周波数変調を
用いた測距を行って距離の予測追尾を行うレーダ装置に
関するものである。

〔従来の技術〕

第４図は、従来の高いパルス繰返し周波数で送信し、目
標を追尾しながら周期的に直線状周波数変調を用いて測
距を行い、距離追尾を行うレーダ装置を示した構成図で
あシ１図において（１）は一定周波数の送信波と直線状
送信波を発生する発振器。

（２）は上記発振器（１）の出力の送信波を所定のパル
ス幅と所定のパルス繰返し周波数でパルス変調する変調
器、（３）は上記変調器（２）の出力のパルス信号を大
電力に増幅して空間へ放射し、目標からの反射信号を受
信するアクティブ・フェーズド・アレー・アンテナ、（
４）は上記反射信号を増幅し１局発信号を用いて周波数
変換し８位相検波後ディジタル信号に変換する受信機、
（５）はディジタル信号処理器で、上記ディジタル信号
に各種信号処理を施こし、目標までの距離に応じた周波
数ピン差を出力する。（６）はクラッタ等の不要信号を
除去し信号のみを通過させる帯域通過フィルタ、（７）
は高速フーリエ変換等によ）多数のドツプラ・フィルタ
列を得る周波数分析回路、（８）は上記周波数分析回路
（７）の出力から目標信号のみを検出する信号検出回路
。

伺は上記信号検出回路（８）よ）出力される信号周波数
ピン番号を、直線状周波数変調フェーズごとに得て、そ
の周波数ピン差を演算する回路、αＤは上記周波数ピン
差から目標までの距離を演算し、距離追尾を行うデータ
処理器、α３は上記周波数ピン差よシ距離を求める距離
演算処理器、α脣は上記距離値を用いて目標距離を予想
追尾する距離追尾処理器、αりは定期的に測距を行うた
めに受信機（４）。

タイミング回路αりに対しモード変更指令を行う動作モ
ード制御器、αｅは目標の距離と方位をシンボルとして
表示する表示器、αηはアンテナ・ビームの指向角を制
御するビーム制御器、　ａＳは上記アクティブ・フェー
ズド・アレー・アンテナ（３）に直流電源を供給する電
源である。

第５図は、追尾状態とＦＭ測距状態の送信周波数変化と
受信信号スペクトラムを示す概念図であ）、α場は送信
信号、翰は受信信号、ＱＤは狭帯域の帯域通過フィルタ
、（至）は狭帯域ドツプラフィルタ。

（至）は目標ドツプラ信号、＠は広帯域の帯域通過フィ
ルタである。

次に動作について説明する。発振器（１）によって出力
される一定周波数の信号を変調器（２）で所定のパルス
幅、所定のパルス繰返し周波数で変調した後、アクティ
ブ・フェーズド・アレー・アンテナ（３）で大電力に増
幅して目標に放射し９反射された信号を受信部（４）で
増１］ａ１周波数変換２位相検波。

ディジタル信号へ変換し、ディジタル信号飽理器（５）
へ送出する。ところで第５図（、）に示すように送信信
号（１１が１時間Ｔ１から時間Ｔ２　まで一定周波数で
対向接近目標を照射すると、目標から反射した受信信号
・ｊは時間Ｔ１　から時間Ｔ２まで、上記送信信号α１
に対して（ｆｃ）Ｈｚだけ周波数が偏移している。デー
タ処理器（１１）は、目標追尾時には、上記（ｆｃ：）
Ｈｚのドツプラ周波数信号を第５図（ｂ）に示す狭帯域
の帯域通過フィルタＣ！η内に保持し、パルス繰返し周
波数（ＰＲＦ）Ｈｚ　　の半分の周波数（ＰＲＦ／２）
になるように受信機（４）内の位相検波用基準信号周波
数を、捜索時に対して（ＰＲＦ／２−ｒ（１）Ｈｘ　　
オフセットさせる。

したがって、ディジタル信号処理器（５）へ送られる受
信信号は（ｊ’ＲＦ　／　２　：）　Ｈｚのドツプラ周
波数となる。次に０時系列の受信信号は、狭帯域の帯域
通過フィルタ（６）を通過して、追尾しようとする目目
標以外の信号、クラッタが除去された後、高速フーリエ
変換等による周波数分析回路（７）を通過して、第５図
（ｂ）に示す多数の狭帯域ドラグラフィルタ四の中から
、目標ドツプラ信号（至）として信号検出回路（８）に
よって抽出される。通常の追尾を継続しているときには
、第４図には図示していないが、上記信号検出回路（８
）出力の目標ドツプラ信号（至）に含まれる角度データ
、速度データを分離した後データ処理器（Ｉυに出力す
る。データ処理器Ｉは目標の詳細な速度データを用いて
第４図に図示していない速度追尾フィルタを形成して、
受信機（４）内の基準信号周波数を制御し、常に目標ド
ツプラ信号（至）を（ＰＲＦ／２）Ｈｚの周波数となる
ようにする。

また、角度データを用いて、やは）図示していない角度
追尾フィルタを形成して、ビーム制御器αηに対して、
常に目標方向を指向するような角度指令を出力する。次
に高いパルス繰返し周波数のパルス・ドツプラ・レーダ
では、距離が不確定であるので、直線状周波数変調を用
いて測距を行うことによって目標までの距離データを得
る。第５図（、）において時間Ｔ１　ｔでは、追尾を継
続しているが１時間Ｔ２からは測距を行うフェーズの作
動を示している。第４図のデータ処理器０は１図示して
いないが５今まで実施していた速度及び角度の追尾を時
間Ｔ１　　で中止・シ、外挿追尾を開始する。

そして動作モード制御器α９は、ビーム制御器ａηに対
して目標の予測角度を、受信機（４）に対しては速度補
償のない基準信号周波数を送出する。次に。

動作モード制御器（２）が、ディジタル信号処理器（５
）Ｋ対して、追尾そ−ドから捜索モードに移行するよう
に指令すると、帯域通過フィルタ（６）は第５図（ｃ）
に示すような広帯域の帯域通過フィルタ（至）に切換夛
、タイミング回路αｑは時間Ｔ２　　より直線状周波数
変調による測距を行りためのＦＭ変調フェーズＣ，Ｂ、
Ａのタイミングを発振器（１）に対して送出し８時間’
ｒ５で停止する。時間Ｔ２から時間Ｔ５の間の送信信号
・α１に対して、受信信号−は目標までの距離に応じた
時間ｒだけ遅れて受信される。

こＯため、ＦＭ変１ｐ１７エーズＣでの受信機（４）出
力のドツプラ周波数は（ｆｃ）Ｈｚとなるが、ＦＭ変調
フェーズＢでのドツプラ周波数は、　　（ｆｃ）Ｈｚよ
シ小さな（ｆＢ’ｌＨｚとなる。またＦＭ変調７工−ズ
人でのドツプラ周波数は［ｆｃ］ＨｚＪ：Ｃ小さく　［
−ｆｎ）Ｈｚｊ、り大きな〔ｆム）ｌＦＩｚとなる。

これらの各ドツプラ周波数ｆｃ、　ｒＢ　、　ｆムは、
目標との相対速度をＶ　（ｍ　／　’　）　＊　　距離
をＲ（ｍ）　。

光速をＣｏ　（ｍ／ａ　）　、　　送信０１号の波長を
λ（ｍ）。

ＦＭ変調フェーズＢの変調度’ｅ　’　（Ｈｚ−□’８
）　ｉ　ＦＭ変調７エーズＡの変調度をＦ’／２（）（
ｚ／ｓ）とすると次式で示される。

各ＦＭ変調フェーズＣ，Ｂ、＾でのドツプラ周波数値ｆ
ｃ　、　ｆＢ、　ｆｈ　　から目標までの距離Ｒ（ｍ）
は次式で求められる。

・・・・・・・・・・・・・・・　　（４）ドツプラ周
波数’ｃ＋ｆｎｌｆムは、第４図の周波数分析回路（）
）によって狭い帯域幅のフィルタ出力として得られ、そ
の後に続く信号検出回路（８）によって雑音の中から何
番目のフィルタに信号が存在するという形式で検出され
る。

したがって１周波数の分解能はフィルタの帯域幅で決定
される。高速フーリエ変換によるドツプラフィルタ帯域
幅ｗＨデータのサンプル周波数ｆ８とサンプル点数Ｎに
よって決まり、ｗ＝ｒａ／Ｎとなる。今ｒｓ二ＩＱＯＫ
Ｈｚ　、　　Ｎ−４・２４とするとＷさ９８Ｔｉｚとな
ｐ　、　Ｆ　−４ＭＨｚ　、／　ｓとすれば最小距離分
解能ΔＲ（ｒｎ）　Ｆｉ、　（４１式よシ求められて、
（５）式に示す値となる。

このよりに、Ｆ■フェーズＣ，Ｂ、　Ａに対応して検出
された目標ドツプラ信号（至）は、各ＦＭ７エーズに対
応し、九周波数ピン番号として第４図の周波数ピン差演
算処理器（ハ）に送られ１周波数ピン差が演算される。

この周波数ピン差は。データ処理器Ｉの距離演算処理ａ
ｓにおいて、（４）式を基本として距離に換算される。

今、ＦＭフェーズＣ，Ｂ、Ａの目標が存在する周波数ピ
ン番号をそれぞれ＃　　Ｉ’ＩＣ＊　ｆｌＢ　＋　ｆｔ
ム　とすると＊　　ｆｃ　””　ｆｌｃ　＊　ｆＢ　”
　ｎＢ　、　ｆ４　＝　ｎムとなシしたがって。距離の
精度は、狭帯域ドラグラフィルタ（２）の帯域幅で決ま
るので、非常に誤差が大きくなる。精度改善の方法とし
て、ＦＭ変調度を大きくする方法もあるが、この値を大
きくしすぎると１発振器の周波数安定度が劣化し、送信
及び局発信号に付帯するＦＭ雑音成分が増加し、クラッ
タ除去能力を大幅に低下させる。

とのように誤差の大きな距離データを用いて距離追尾処
理器Ｑ４１は、スムージングを行い表示器αＧに目標距
離を出力する。また、測距が終了するとデータ処理器ａ
Ｏの動作モード制御器（Ｉ９は再度、速度及び角度の追
尾を開始するように、受信機（４）に対しては、外挿追
尾に基づき速度補償した基準信号周波数を送出し、ディ
ジタル信号処理器（５）に対しては追尾モードへの移行
指令を出力する。そして第５図（ａ）に示す時間Ｔ４か
ら追尾が再会されるとともに周期的に２Ｍ測距を繰ル返
し行う。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のレーダ装置では、上記のような２Ｍ測距の信号処
理方式によ）目標の距離を測定していたために、距離誤
差が大きく１表示上の目標シンボルが距離方向に変動し
て不安でかつ精度も悪かった。目標を追尾後の表示上の
距離の変化は、真の距離変化に比して大きく変動し、狭
帯域ドツプラフィルタの帯域幅によって決まる距離分解
能以上に変動していた。このため、ミサイルの発射距離
計算データも不安定にな）８発射時期が定まらないとい
う問題点もあった。

この発明は、このような課題を解決するためになされた
もので、従来の２Ｍ測距のための周波数変調方式を簡単
にするとともに、信号処理の段階において、より詳細で
正確な周波数値を演算することによって正確な目標距離
を算出し、追尾距離精度を向上させるレーダ装置を得る
ことを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係わるレーダ装置は、このような目的を達成
するために、ＦＭ測距フェーズをＦＭ変調度の最も大き
なフェーズのみ使用するとともに。

従来実施していたＦＭ測距フェーズ時の捜索処理へのモ
ード変更を中止し、追尾状態を継続したままＦＭ変調を
行うことによ）２Ｍ測距に必要な時間を半減するととも
に、追尾時の狭帯域の帯域通過フィルタ内に存在する目
標ドツプラ信号の周波数を従来同一の信号検出方式にて
検出後、信号の存在する狭帯域ドツプラフィルタとその
両側の狭帯域ドラグラフィルタを用いて周波数ディスク
リミネータを形成し、正確な周波数を求め、この正確な
周波数よシ正確な距離を算出するものである。

〔作用〕

この発明において、追尾状態のまま２Ｍ測距を行うとと
もにＦＭ測距フェーズをＦＭ変調度の高いフェーズのみ
とすることによシＦＭ測距を行うために実施していたモ
ード切換、基準信号周波数変更に要する過渡的な無駄時
間がなくな）、かつ。

２Ｍ測距を行う時間も半減され、狭帯域ドツプラフィル
タを複数用いて周波数ディスクリミネータを形成するこ
とにより正確な周波数データが得られ、正確な周波数デ
ータによシ正確な距離の算出が可能となる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図に基づいて説明する。第
１図は、この発明に係わるレーダ装置の構成テアル。（
１）〜（４）、　（６１〜（８１，（Ｉｌ、　ａｍ、　
Ｑ４１．　（１９〜（Ｉ穆は上記従来のレーダ装置と全
く同一の機器又は部分である。この発明において、（９
）は目標ドツプラ信号の存在する狭帯域ドラグラフィル
タとその両側の狭帯域ドラグラフィルタを用いて形成し
た周波数ディスクリミネータであシ、αりは上記周波数
ディスクリミネータ（９）からの目標周波数データを用
いて正確な周波数差を求める精密周波数演算処理である
。第２図はこの発明によるレーダ装置で精密な測距を行
うときの動作を示す図であシ（Ｉ！Ｊ〜（至）は従来の
″レーダと同一である。第３図は９周波数ディスクリミ
ネータの特性を示す図であシ＠は周波数ディスクリ曲線
である。

次にこの発明によるレーダ装置の動作について説明する
。発振器（１）、変調器（２）、アクティブ・フェーズ
ド・アレイ・アンテナ（３）、受信機（４）、帯域通過
フィルタ（６）９周波数分析回路（７）、信号検出回路
（８）、タイミング回路αＧ、距離演算処理（Ｉ３．距
離追尾処理１１表示器αｅ、ビーム制御器αη、電源α
樽の動作は、従来のレーダ装置と同様である。この発明
に係わるレーダ装置では、第２図（ａ）に示すように　
送信信号α優が１時間Ｔｏから時間Ｔ１　ｔで一定周波
数で対向接近目標を照射すると、目標から反射した受信
信号（１）は０時間ＴＯから時間Ｔ１まで、上記送信信
号０に対して（ｆｃ）Ｈｚだけ周波数が偏移している。

データ処理器Ｉは、目標追尾時には、上記（ｒｅ）Ｈｚ
のドツプラ周波数信号を第２図（ｂ）に示す狭帯域の帯
域通過フィルタＱｆＪ内に保持し、パルス繰返し周波数
（ＰＲＦ　）　Ｈｚ　　の半分の周波数（ＰＲＦ’／２
）になるように受信機（４）内の位相検波用基準信号周
波数を、捜索時に対して（ＰＲＦ　／　２−　ｆ、１　
）　Ｈｚオフセットさせる。

したがって、ディジタル信号処理器（５）へ送られる受
信信号は（ＰＲＦ／２）Ｈｚのドツプラ周波数となる。

次に１時系列の受信信号は、狭帯域の帯域通過フィルタ
（６）を通過して、追尾しようとする目標以外の信号、
クラッタが除去された後、高速フーリエ変換等による周
波数分析回路（７）を通過して。

第２図（ｂ）に示す多数の狭帯域ドツプラフィルタ（２
）の中から、目標ドツプラ信号（２）として信号検出回
路（８）によって抽出される。通常の追尾を継続してい
るときには、第１図には図示していないが、上記信号検
出回路（８）の出力の目標ドツプラ信号（至）に含まれ
る角度データ、速度データを分離した後データ処理器（
Ｌυに出力する。データ処理器ａυは目標の詳細な速度
データを用いて第１図に図示していない速度追尾フィル
タを形成して、受信機（４）内の基準信号周波数を制御
し、常に目標ドツプラ信号（至）を（ＰＲＦ／２）Ｈｚ
の周波数となるようにする。

また、角度データを用いて、やはシ図示していない角度
追尾フィルタを形成して、ビーム制御器αηに対して常
に目標方向を指向するような角度指令を出力する。次に
、目標までの測距を行うために。

データ処理器ａυは、今まで実施していた速度及び角度
追尾を時間Ｔ１　で中止し外挿追尾を開始する。

そして動作モード制御器（Ｌ５は、外挿追尾に基づく基
準信号周波数を受信機（４）に送出するとともにディジ
タル信号処理器（５）に対して、ＦＭ測距と周波数ディ
スクリミネータの形成を指示する、帯域通過フィルタ（
６）は、第２図（０に示すように追尾時と同じく、狭帯
域の帯域通過フィルタ１２１）が選択されておシ、タイ
ミング回路αＧは、第２図（１）に示すように９時間Ｔ
２　よシ直線状周波数変調による測距を行うためのＦＭ
変調フェーズＢのみのタイミングを発振器（りに対して
送出し１時間Ｔ５で停止する。このように、追尾からＦ
Ｍ測距へのモード切換に関する過渡的な時間が減少する
とともにＦＭ変調フェーズは従来Ｃ，Ｂ、Ａの３つあっ
たのに対し、この発明ではＢのみとなるので時間は１／
３程度に短縮される。追尾中に速度追尾を行うために周
波数ディスクリミネータ（９）を用いると正確な周波数
データが得られるので、ＦＭ測距フェーズでは最もＦＭ
変調度の高いＢフェーズのみを用いて周波数ディスクリ
ミネータを形成し、正確な周波数を算出すれば、正確な
周波数差から正確な距離を算出することができる。

帯域通過フィルタ（６）を通過後９周波数分析回路（７
）を通過して多数の狭帯域ドツプラフィルタ（２）中か
ら目標ドツプラ信号（至）として信号検出回路（８）に
よって抽出される。通常の追尾中にも、第３図（ａ）（
ｂ）に示すように、信号の存在する狭帯域ドツプラフィ
ルタｎとその両側の狭帯域ドツプラフィルタｎ１．ｎ＋
１　　を用いて０周波数ディスクリミネータを形成する
。第３図（ｂ）に示すように、ｎ番目の狭帯域ドツプラ
フィルタでの信号の振幅をＫ　（ｎ）　。

（ｎ−ｔ）番目の狭帯域ドツプラフィルタでの信号の振
幅をＥ　（ｎ−１）、　（ｎ＋１　）番目の狭帯域ドツ
プラフィルタでの信号の振幅をＥ（ｎ＋１）とすると９
周波数ディスクリミネータ（９）の出力ＡＣは次式で示
される。

この周波数ディスクリミネータの誤差感度Ｋｆは、フィ
ルタの形状によって決まシ、ハミング関数のウェーティ
ングを用いたフィルタではＫｆ＝０．６となる。

したがって、このときの正確な周波数ｆｃは次式となる
。

次にＦＭ測距において信号の存在する狭帯域ドツプラフ
ィルタをに番目とすると正確な周波数ｆＢは次式となる
。

ただし この２つの正確な周波数ｆ、、　　ｆＢ　　を用いて距
離演算を行うと次式となる。

・・・・・・・・・　　αＧ したがって、１つの狭帯域フ・イルタの＠Ｗよシ更に細
かい周波数を求めることができる。

このように作動する周波数ディスクリミネータ（９）か
らは１周波数ビ／ｎ又はｋと周波数誤差ＫｆＡｅ又ｔｉ
ＫｆＡＢがデータ処理器αυのｎＩ密周波数差演算処理
器ａ３に入力され、０１式に示される周波数差（（ｎ＋
ＫｆＡｃ）　　（ｋ＋ＫｆＡＢ））　　が演算され１次
に距離演算処理（１３でｒｌｌ）式に示される距離が計
算される。この正確な距離データは、距離追尾処理ａ番
でスムージングされて表示器（ＩＧに出方される。信号
対雑音比が１０ｄＢ　程度の場合、距離誤差は従来レー
ダの１／１０　以下に低減される。

なお、上記実施例では周期的にＦＭ測距を行いスムージ
ングする方式を示したが、信号対雑音比が十分高く、距
離が非常に精度よく得られた時点でＦＭ測距を中止し、
その距離を初期値として。

正確なドツプラ周波数追尾データから速度を求め。

正確なタイマーによる時間とを利用して距離を計算によ
って予測追尾してゆく方式によっても正確でかつ、安定
な距離情報を得ることができる。

また、上記実施例ではＦＭ測距時は、１つの２Ｍ測距フ
ェーズのみを用いるものとしたが、信号を検出する確率
を高めるために、従来Ｏレーダと同じように２Ｍ測距フ
ェーズをＣ，Ｂ、ＡＯ３フェーズとし。どの任意の組合
せによっても測距ができる方式としても十分精度の高い
距離情報を得ることができる。

さらに、レーダの構成はハードウェア部分をソフトウェ
アで構成することも可能であ）、アクティブ・フェーズ
ド・アレイ・アンテナの代υに機械駆動アンテナを用い
ることも可能である。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明は、従来のレーダ装置のＦＭ測距
を、追尾を継続させた１！ま実施させるとともに２Ｍ測
距フェーズをＦＭ変調度の最も高いフェーズのみとして
時間を短縮し、さらに信号の存在する狭帯域ドツプラフ
ィルタとその両側の狭帯域ドツプラフィルタを用いて周
波数ディスクリミネータを形成し、フィルタ内を細かい
周波数に分解して精度の高い周波数差を求め、とれから
精度の高い距離を算出し、精度良くかつ安定な距離追尾
が可能となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例にょるレーダ装置を示す
概略の構成図、第２図は。この発明にょるレーダ装置で
精密な測距を行うときの動作を示す図、第３図は、この
発明における周波数ディスクリミネータの特性を示す図
、第４図は、従来のレーダ装置を示す概略の構成図、第
５図は、従来のレーダ装置て測距を行うときの動作を示
す図である。図において、（１）は発振器、（２）は変
調器、（３）はアクティブ・フェーズド・アレイ・アン
テナ。 （４）は受信機、（５）はディジタル信号処理器、（６
）は帯域通過フィルタ５（７）は周波数分析回路、（８
）は信号検出回路９（９）は周波数ディスクリミネータ
、α［有］はタイミング回路、Ｉはデータ処理器、働は
精密周波数差演算処理器、ａ３は距離演算処理器、　＋
１＜ｌけ距離追尾処理器９（１１は動作モード制御器、
ａｅは表示器、ａηはビーム制御器、舖は電源、　（Ｉ
Ｉは送信信号。 曽は受信信号、　ＯＤは狭帯域の帯域通過フィルタ。 勾は狭帯域ドラグラフィルタ、（ハ）は目標ドツプラ信
号、（財）は周波数ディスクリ曲線、ＰＲＦ　Ｆｉパル
ス繰返し周波数、ｆｃ　＋　ｆＢ＋　ｆム　はドツプラ
周波数＊　’ｒｏ　、ＴＩ　、Ｔ２　、Ｔ３　、’ｒ４
は時間１”２１ｎ−１、ｎ、　ｎ＋１　　は狭帯域ドツ
プラフィルタの番号、Ｅ（ｎ−１）、Ｅ（ｎ）、　Ｅ（
ｎ＋ｔ）は狭帯域ドラグラフィルタ出力の信号振幅、Ｋ
ｆは周波数ディスクリミネータの誤差感度、ｌｆｃ　は
周波数誤差。 Ａｃは周波数ディスクリミネータ出力振幅、Ｗは狭帯域
ドツプラフィルタ帯域幅、Ａ、Ｂ、ＣはＦＭ変調フェー
ズ期間、τは時間遅れ、ｆｏは送信周波数＋　　ｆＲは
受信周波数である。 なお図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して示
しである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　一定周波数の送信波と直線状周波数変調の送信波を交
   互に所定の期間送出する発振器と、この送信波を所定の
   パルス幅と所定のパルス繰返し周波数でパルス変調する
   変調器と、この変調器の出力を大電力に増幅して空間へ
   放射し、目標からの反射信号を受信するアンテナと、こ
   のアンテナより出力される受信信号を増幅し、上記送信
   波と位相同期した局発信号を用いて周波数変換によりド
   ップラ周波数を得て、ディジタル信号に変換する受信機
   と、この受信機の出力を高速フーリエ変換によ、細かい
   ドップラフィルタとして取り出すとともに、信号の存在
   するドップラフィルタとこのドップラフィルタに隣り合
   う両側のドップラフィルタを用いて周波数ディスクリミ
   ネータを形成して周波数のドップラフィルタ中心からの
   誤差を算出するディジタル信号処理器と、上記信号の存
   在するドップラフィルタの周波数ピン番号と上記周波数
   誤差の両データを直線状周波数変調時と一定周波数時の
   それぞれで受け取り、これらのデータを用いて正確な周
   波数差を算出し、目標までの正確な距離情報を得ること
   によつて正確で安定な距離追尾を行うディジタル・デー
   タ処理器と、目標諸元をシンボルとして表示する表示器
   と、アンテナ・ビーム制御を行うビーム制御器とを備え
   たレーダ装置。