JPH02309264A - 回路素子測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は回路素子測定装置に関し、特に広帯域に渉って
安定で精度の高い測定が可能であるものに関する。

［従来技術とその問題点コ 回路素子の高精度測定を行う要求は近年増々高Ａ、　４
２７５ＡマルチフリケンシＬＣＲメーターがあり、それ
等は四端子対測定を行っている。

第７図は、従来技術の四端子対測定を行う回路素子測定
装置の概略回路図である。

四端子対を構成する４本の線路、ＣＬ、　、ＣＬ、、Ｃ
Ｌ３、ＣＬ、により被測定回路素子（以下ＤＵＴとも呼
称する）ｚＸを測定器を構成する信号源Ｓ８１電圧計Ｖ
Ｍ、電流計ＡＭ、零検出増幅器Ａに接続する。

被測定回路素子ＺＸを以下において素子Ｚｘと呼称し、
そのインピーダンス値をもＺｘで表わす。

線路ＣＬ、　ＳＣＬ、　、ＣＬ、　、ＣＬ、はそれに限
定するものではないが同軸ケーブルとするのが一般的で
あり、それらの外被の素子Ｚｘ側端末ｇｘｓｇ２＋、ｇ
ｓＩｓｇｓ＋、は互いに接続され基準電位にある。

線路ＣＬ、　、ＣＬ２の中心導体の素子Ｚｘ側端末１１
、。

１２１は素子Ｚｘの一方の端子に接続される。線路ＣＬ
、、ＣＬ、の中心導体の素子Ｚｘ側端末１３１．１４１
、は素子ｚＸの他方の端子に接続される。

線路ＣＬ、　、ＣＬ２、ＣＬ、　、ＣＬ、の中心φ導体
と外被の素子ｚｘと反対側（測定器）端末は、それぞれ
端末２重２・ｇ　＋２・ｊ！　２２・ｇｚ２ｚｌｌｙｘ
・ｇ　３２・１４２・ｇ４２、である。

端末１，２、ｇｒｚ、間には信号源ＳＳと信号源抵抗Ｒ
３の直列回路が接続される。

端末β２２、ｇ２ｚ間には電圧計ＶＭが接続される。

端末１３２、ｇ、２はそれぞれ零検出増幅器への反転入
力端子と非反転入力端子に接続される。零検出増幅器Ａ
の反転入力端子と出力端子間には帰還抵抗Ｒ３が接続さ
れる。その出力は狭帯域増幅／位相補償増幅器ＮＢＡ　
（以下ＮＢＡとのみ呼称する）に導入され、最終的に電
圧制御電流源ＶＣＣの出力電流（複素電流）を制御する
。ＮＢＡは入夫！４２．５４２間には抵抗Ｒｅと電流計
及び電圧制御電流計ｖＣＣの直列回路が並列接続される
。なお電圧制御電流源ＶＣＣ１抵抗ＲＣ１電流計ＡＭを
テブナン等価な電圧制御電圧源、抵抗、電圧計で置き換
えてもよい。

第７図の回路では、端末Ｉ１３□、ｇｓｚ間電圧電圧質
的に零、即ちβ３２を流れる電流が実質的に零とられる
。さらに素子Ｚｘを流れる電流工、は電流計ＡＭの指示
として得られる。電圧計ＶＭ、電流計Ａ、　Ｍは信号Ｓ
Ｓの検出力を基準として複素電圧士歩会裔キ任又は複素
電流を測定するから、Ｚ８は複素値で下式に従って求め
られる。

Ｚｘ　”’Ｖｘ　／　Ｉ　ｘ 複素電圧、電流の測定法については周知であり、測定器
全体の動作とともに、例えば前掲４２７４Ａ　。

４２７５Ａに開示されている。校正は、被測定素子を短
絡、開放（さらに既知の第３インピーダンスを用いるこ
ともある）で置換えて周知の方法で行われる。

以上詳述した回路素子測定装置は、低周波においては非
常に良好に動作するが、信号周波数が高くなるに従い、
以下に述べる問題点が明らかになってくる。まず前提を
述べ、問題点を次に述べる。

まず、第８図を参照して、線路ＣＬ　（特性インビニ 一ダンスＺ。、線路長１１伝搬定数＼）の伝達性は下式
で与えられる。

端末ｉ工、ｇｔ間の電圧をＶ　、、端子β２．８２間の
電圧をＶ２とし、受信端の終端インピーダンスを２２と
すると、 又端末β３、ｇｌから線路ＣＬ側をみたインビーダンス
はそれを２１すると、 第７図の線路のＣＬ２において、電圧計ＶＭの指示電圧
ＶＩ２は、上記Ｖ、の式からＺ２＝■とおき、端子β１
１、ｇ＋０間電圧Ｖ＋＋から、Ｖ　＋２＝　Ｖ　＋＋／
　ｃｏｓｈＴ　ｌｌ　＋となる。但し、β１、Ｔ１は線
路ＣＬ、の線路長と伝撤定数である。

又、上記Ｚｌ相当するインピーダンスＺｔ＋はＣＬ。

において、 Ｚ　ｚ＝Ｚｏ　Ｃｏ５ｈＴｌ　１　ｒ　／５ｉｎｈｒ　
ｌ　１１となる。

線路が無損失であればＴ、は純虚数となり、又無損失に
近ければ、Ｉ！、が管内波長の１７４のとき（線路は共
振し）Ｖ＋□は非常に大きくなり、又２２は０に近くな
る。従って、第７図の回路は不安定不正確になる。時に
はｌｌ工が非常に小さくなり、素子Ｚｘに電圧が印加さ
れなくなる。同様の考察により、線路ＣＬ、において線
路長が、ＣＬ３の管内波長の１７４になると、線路ＣＬ
、に流れ込む電流は非常に小さくなり、ＮＢＡを含む帰
還回路のループゲインは極端に小さくなる。従って第７
図の回路の動作は不安定となり、正確な測定が困難末技
術では、この欠点を解消するために、四端子対測定を行
う際に被測定素子を測定する線路をその特性インピーダ
ンスで整合させることによって、広帯域にわたって安定
な測定を実現する方法が提案されている。

しかしこの方法では、整合抵抗によって電圧測定回路の
入力インピーダンス及び電流測定回路の人力インピーダ
ンスが低くなるので、被測定素子と測定線路の中心導体
間の接触抵抗との組合せによって測定精度が悪化し、低
周波域においては従来技術よりも精度が劣ってしまう。

この欠点を補うために前記特願昭６３−１６７０６１の
第３図即ち第９図に示されるように、さらに電圧測定回
路、電流測定回路の整合用抵抗にそれぞれコンデンサを
直列に挿入している。このことにより、低周波域におい
て電圧測定回路、電流測定回路側入力端子のインピーダ
ンスを高くして、低周波域における測定精度を改善させ
ている。第１０図は特願昭６３−１６７０６１の第３図
の電圧測定回路を抜き出したものである。第１０図の回
路で例えば、線路長２ｍの測定線路でＲ１＝５０Ω、Ｃ
１＝１５θＯｐＦとしカットオフ周波数を２１ＪＨｚに
設定することによって、電圧伝送特性のりプルを±１ｄ
Ｂ以内に抑えることができる。

伝送特性（ａ）、インピーダンスＺ１の周波特性（ａ）
である。第１１図に示される通り、電圧伝送特性のりプ
ルは±１ｄＢ以内である。しかし、第１２図に示される
ように電圧測定回路のインピーダンスｚ１はＩＭｌｌｚ
において１００Ωであり、素子Ｚ８の接触抵抗等の影響
により測定精度が十分とれない。つまり、安定性を確保
するためにはＲ＋　Ｃ＋直列回路の０１を大きくしなけ
ればならず、低い周波数で十分に高いインピーダンスに
ならないので、整合しないで測定する方式に比べ測定精
度が悪くなる。

また、同じことが電流測定回路についてもいえる。

［発明の目的］ 本発明の目的は前記の欠点を解消し、高い周波数で安定
であり低い周波数においても精度劣化の少ないことを特
徴に持つ、回路素子測定装置を提供することである。

［発明の概要］ 本発明の一実施例によれば、線路の整合インピーダンス
と直列に並列共振回路とスイッチの直列回路、あるいは
、直列共振回路とスイッチの並列回路が接続される。ス
イッチは、共振回路の共振周波数と測定信号周波数の大
小関係により、その状態を変える。

並列共振回路とスイッチの直列回路では高周波において
スイッチを開放し、低周波において閉成する。

直列共振回路とスイッチの並列回路では、高周波におい
てスイッチを開成し、低周波によって開放する。

簡略化回路では、並列共振回路を短絡し、直列共振回路
を開放することができる。

種々の線路長に対応するため、複数の共振回路を順次切
り換えて用いることもできる。

スイッチの使用により、低周波における精度劣化が防止
され、広帯域回路素子測定が可能となる。

［発明の実施例］ 第１図に本発明の一実施例を示す。

ＳＳは測定信号源でＨ６端子から測定信号を供給し、Ｖ
Ｍはベクトル電圧計でＨ４端子の電圧すなわちＤＵＴＺ
Ｘにかかる電圧を、測定する、ＮＢＡを含むループによ
ってり、、’Ｌｃの電位を０にする。ＡＭはベクトル電
流計でＤＵＴＺ、を流れる電流を測定する。

Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒｓ　、Ｒｐ　ｓは整合用抵
抗で路線の特性インピーダンスに等しくする。

また力？）オフ周波数ω。を適当な値（線路を整合しな
いで使用しても安定であるできるだけ高い周波数）に決
め、Ｊ（Ｌｌ・Ｃ１）＝Ｊ（Ｈ２・Ｃ２）＝ｒ（Ｈ４・
Ｃ４）＝１／ω。にする。ωＯより低いか等しい測定周
波数ではスイッチＳＷ１、ＳＷ３、は閉じスイッチＳＷ
２、ＳＷ４、は開き、ω。より高い測定周波数ではスイ
ッチＳＷ２、ＳＷ４は閉じスイッチｓｗｉ、ＳＷ３は開
く、十分低い周波数において２１、Ｚ３はケーブルの特
性インピーダンスと等しく、Ｚ２、Ｚ４は非常に高いイ
ンピーダンスである。Ｌｌと０１は並列共振回路を形成
しており、Ｈ２とＣ２およびＨ４とＣ４は直列共振回路
を形成している。したがって、周波数がω。に近づくと
２１は急速に大きくなり、Ｚ２、ｚ４は特性インピーダ
ンスに近づく、測定周波数がω。になると、ｚｌは無限
大になり、２２、Ｚ４は特性インピーダンスと一致する
。

測定周波数がω。より少し高くなると、スイッチＳＷ２
、ＳＷ４は閉じ、スイッチＳＷＩ、ＳＷ３は開くが、も
ともと、それぞれのＬＣ共振回路が共振しているときに
、スイッチＳＷを切り替えるので、Ｚｌ、Ｚ２、Ｚ４の
インピーダンスが測定周波数ω。の前後でほとんど変化
することはない。

つまり、電圧計、電流計、信号源への各々の端子、Ｈ，
、ＬｃＸＨｃを見込んだインピーダンスは周波数に対し
てなめらかに変化する。したがって、電圧測定回路や電
流測定回路のゲインの、測定線路（およびＨＰＬＣとＤ
ＵＴとの接触インピーダンス）に対する変化の割合（素
子感度）が、周波数の変化に対して滑らかであるので、
あらかじめ校正された（補正された）ときに比べて線路
等が変化したときに測定値の周波数特性が飛び値をとる
ことがない。また、信号源への端子Ｈ６と電圧Ｃ計への
端子Ｈ６の並列回路は定抵抗回路を形成しているので、
ＤＵＴＺＸ側から見込んだ測定信号源のインピーダンス
は周波数によらず一定である。

回路の安定性については、ω。より高い周波数において
電圧計、電流計回路の人力部がケーブルの特性インピー
ダンスで整合されるので、電圧測定、測定回路のゲイン
の周波数特性は平坦になる。

また、Ｌ、端子も整合されているのでＮＢＡを含むルー
プの振幅特性は周波数によらず一定に保たれ、ループの
安定が保たれる。

そして、本発明では電圧計回路、電流計回路の入力イン
ピーダンスが低周波領域において高くなるように工夫し
ているので、低周波領域における測定精度の改善がなさ
れている。これはＬＣ直列共振回路が共振周波数（すな
わちω。）付近でインピーダンスが激しく変化すること
を利用している。

以上述べた通り、特願昭６３−１６７０６１で提案され
ている方式の安定性を確保しつつ、低い周波数において
は電圧計回路、電流回路の人力インピーダンスを高くす
ることによって測定精度を改善した測定装置が実現でき
る。

一例として先の発明での電圧計回路の特性と本発明での
それとを比較する。第２図は本発明の測定回路である。

測定ケーブルの特性インピーダンスが５０Ωで長さが２
ｍのときには、ω。／２π＝５　　Ｍｌ（ｚとしＲ２＝
５００、Ｌ２＝６．８μＨＳＣ２＝　３００ｐＦとすれ
ばよい。第１１図に示される通りら）、このときの電圧
伝送特性のりプルは±１ｃｌＢ以内であり、第１０図の
回路の特性（ａ）と大差ない、一方、第１２図に示され
るように２２のインピーダンス特性（６）は低周波にお
いて２１の特性（ａ）より約５倍高く改善されているこ
とがわかる。

本発明の思想を生かして、種々の変形が考えられる。以
下にそれらのうちのいくつかを示す。

■　ＬＣ共振回路を省略する。

整合回路２．．２２．２．を第３図の（Ａ＞、（Ｂ）、
（Ｃ）のようにＬＣ回路を省略したちとしても、安定性
、測定精度は悪化しない。これはＬＣ回路のＱ値を無限
大にした時と同等の特性が得られるからである。

■　それぞれのスイッチ抵抗を付加する。

第４図の（Ａ）、（Ｂ）に示すようにそれぞれのスイッ
チに抵抗を付加すると、スイッチを切り替えたときの整
合インピーダンスの変化を小さく抑えることができる。

これによってスイッチの切り替え周波数を厳密にω。に
合わせる必要性がなくなる。ＳＷＩ　ＳＷ３に並列に接
続ア する抵抗は整合抵抗の倍数にＳＷ２、ＳＷ４に直列に接
続する抵抗は整合抵抗の数分の１に選べばよい。

■　数種の線路に対応するために、多数のＬＣ共振回路
をスイッチで切り替える。

測定線路長を数種類に対応させるために、第５図のよう
に、それぞれのケーブル長に最適な共振周波数をもつＬ
Ｃ共振回路を用意しておきスイッチで切り替える。Ｓ　
Ｗ　ｎｌ＝　Ｓ　Ｗ　ｎｍのうち一つだけを閉じ、対応
するスイッチＳＷＩＩ−ＳＷ１ｍのうちの一つだけを開
くことによって第１図の基本構成例のω０の値を切り替
えることができる。

■　共振周波数の。の正確な値を測定によって求め、そ
の周波数で切り替える。、 ＬＣ共振回路はＬやＣのばらつきによってω。

の機体差が生じる。そこで、製造した各機種のω。の正
確な値を測定し、その周波数でスイッチを切り替えるこ
とによって、整合インピーダンスがスイッチの切り替え
によって変化する量を最小にすることができる。この目
的のために電圧計回路と電流計回路のスイッチの切り替
え周波数をあえて同じにしない方法も考えられる。

ω。を測定するには種々の方法があるが、測定器外部に
適当な回路を付加して各スイッチをＯＮ、ＯＦＦ　Ｌな
がら周波数を変えて電圧、電流を測定し、ＯＮ、ＯＦＦ
による測定値の変化が最も小さい周波数としてω。求め
るのも一つの方法である。

■　信号源Ｈ０回路の簡略化 Ｈ６回路は測定精度に直接関係しないので整合回路を簡
略化することも考えられる。

■　Ｈ１回路に周波数特性を持たせる り、回路は測定精度に直接関係なく、また簡略化した回
路でもＮＢＡを含むループの安定性をそれど損なうこと
がないので、第１図に示す通りＬＣ共振回路を省略した
が、Ｈ（回路と同等の並列共振回路を用いることにより
Ｌｃ回路と定抵抗回路を形成すればループの安定度がよ
り増す。また、第１図の２１を抵抗ではなくて周波数特
性を持つ１端子対回路で置き換えるとループの振幅周波
数特性を補正することができる。

例えば第１図のし１回路を第６図のように置き換えると
安定度が増し、かつループの振幅周波数特性が平坦な装
置が得られる。スイッチＳＷ３とＳ　Ｗ　３　Ｓは連動
して切り替えられる。またＲｐ　／Ｒ３＝Ｒ３ｓＳＬ−
Ｃ３＝Ｌ３５Ｃ３Ｓである。

■　Ｈｐ整合回路の２２に並列にＣＲ直列回路を挿入す
る 電圧測定回路は前述した通りフラットな周波数が低く　
ＳＷ２が開いているときは、高い周波数でゲインが非常
に大きくなる。このため測定信号に高周波の雑音が含ま
れていることが電圧計ＶＭ端子で強調され、電圧測定を
妨げる場合がある。これを回避するために２２に並列に
比較的小さなＣと比較的大きなＲの直列回路を挿入する
ことにより、ω。より低い周波数で測定しているときに
ＶＭの端子で高周波成分が強調されるのを防ぐ。

また、各ＬＣ共振周波数を必ずしも等しくする必要はな
い。

［発明の効果］ 本発明の実施により、つぎの効果が得られる。

高周波において整合終端を実現できるので、測定路が取
り除かれるので、回路インピーダンスが上昇し、測定電
流に起因する接触抵抗等による誤差が低減される。

また、スイッチは並列共振回路と直列に、あるいは直列
共振回路と並列にされ、それら随伴する回路の共振周波
数近傍にて切り換えを行うようにして、スイッチ切り換
′えの影響を少なくした。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例の回路素子測定装置の概略
回路図、第２図は第１図の実施例の電圧測定回路部分の
概略回路図、第３図は、整合回路の簡略化したものを示
す回路図、第４図はスイッチの影響を軽減するため抵抗
を付加したスイッチ回路図、第５図は、種々の線路に対
応できるように、多数の整合回路を備えた整合回路の概
略図、第６図は零検出回路に共振回路を導入した一実施
例の回路図、第７図は従来例の回路素子測定装器の概略
図、第８図は第７図の電圧測定部分を取り出した概略回
路図、第９図は従来技術の別の実施例の概略回路図、第
１０図は第９図の電圧測定部分の概略回路図、第１１図
は第２図と、第１０図の回路の電圧伝送特性を示すグラ
フ、第１２図は第２図と第１０図における整合回路のイ
ンピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 回路、電流計への接続線路 ＣＬ、　、ＣＬｚ　、ＣＬ３　、ＣＬ、のＤＵＴ側端末
ＳＳ：信号源 ＶＭ：（＊素）電圧計 ＮＢＡ　：狭帯域増幅／位相補償増幅器ＶＣＣ：電圧抑
制電流源 ＡＭＰ（複素）電流計 Ａ：電検出増幅器 第１図 第２図 第３図 （Ａ）　　　　　　（Ｂ）　　　　　　（Ｃ）第４区 （Ａ） １１荀 第８図 第１０図 第１１図 周波数［Ｈｚｌ 第１２図 周波数［Ｈｚｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、被測定素子（ＤＵＴと呼称する）の一方の端子に測
   定電圧を印加するために、該一方の端子と信号源を結ぶ
   第１の線路と、前記測定電圧を測定するため前記一方の
   端子と電圧計とを接続するための第２の線路と、前記Ｄ
   ＵＴの他方の端子の電圧を検出するために該他方の端子
   と零検出増幅器とを結ぶ第３の線路と、前記零検出増幅
   器の出力に応じて前記ＤＵＴを流れる電流を吸引して前
   記他方の端子の電圧を零にするための電圧制御電流源を
   前記他方の端子に接続するための第４の線路とを有し、
   前記第１、第２、第３、第４の線路のそれぞれがそれぞ
   れの２端子受動素子とリレーの直列回路で終端されたこ
   とを特徴とする四端子対測定を行なうための回路素子測
   定置。 ２、前記２端子受動素子がそれぞれの前記線路の特性イ
   ンピーダンスである請求項１記載の回路素子測定装置。 ３、前記第１、第３の線路を終端する前記２端子受動素
   子の少なくとも一方が、終端される前記線路の特性イン
   ピーダンスと並列共振回路の直列接続である請求項１記
   載の回路素子測定装置。 ４、前記第２、第４の線路を終端するそれぞれの前記２
   端子受動素子に接続されるそれぞれのリレーの少くとも
   一方に並列に直列共振回路が接続された請求項１または
   請求項２記載の回路素子測定装置。 ５、前記リレーが該リレーと接続する前記並列共振回路
   の共振周波数以下で開放となり、該共振周波数以上で閉
   成するようにした請求項３記載の回路素子測定装置。 ６、前記リレーが該リレーを接続する前記直列共振回路
   の共振周波数以下では閉成し、該共振周波数以上で開放
   となるようにした請求項４記載の回路素子測定装置。