JPH02308632A - 音信号を伝送しまたは記憶する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はデジタル形式での音信号、特に高品質オーデ
ィオ信号の伝送または記憶に関する。より特定的には音
信号がサンプルのブロックへ細切れにされ、かつ各ブロ
ックのサンプルが、その係数がデジタル形式で伝送され
る時間・周波数変換によりコード化を受け、受信の際に
は逆の動作が起こる形式の方法に関する。

上記の形式の周知の方法は特にその帯域が１５ＫＨｚを
超えかつ時間フィールドにおける直接コード化の場合に
は、高すぎるビット比率を必要とする高品質音信号をデ
ジタル形式で伝送しまたは記憶する問題を解決する。時
間・周波数変換コード化、特にディスクリートなフーリ
エ変換（ＤＦＴ）またはディスクリートなコサイン変換
を使用するものは多くの物理的信号および特にオーディ
オ信号の短期間静止状態を利用する。後者の場合には、
デジタルサンプルで形成された信号は一般的に数十ミリ
セカンド（一般的には１６または３２ミリセカンド）の
持続時間のブロックへ細切れにされかつ時間・周波数変
換が実行されそれは使用される伝送チャネルに適応され
る従来の方法の１つにより入替りにコード化されるスペ
クトル光線を生じさせる。変換の使用がコード化される
べき変数の短期間の冗長度を低減し、かつ特に満足でき
る復元に必要なビット比率を低減することを可能にする
：実際にはエネルギーが集中される周波数に対応するス
ペクトル光線だけが高い正確度でコード化される。この
ように、始まりの信号は低減された雑音で復元され得る
。

その方法が高品質オーディオ信号の伝送および復元に適
用されるとき、それは物理・音響現象による付加的な利
点を提供する。他の周波数に集中されたエネルギーによ
りマスクされた、いくつかの周波数が減じられた精密度
でのみコード化される場合でさえ主観的には満足のでき
る復元が得られる。

上記の方法は長い間にわたって周知でありかつその記述
は１９７７年８月の音響音声および信号処理に関するＩ
ＥＥＥの議事録ＡＳＳＴ−２５巻、第４号のゼリンスキ
ー（Ｚｅｌｉｎｓｋｙ）他による「音声信号の適応変換
コード化」と題する文献に見受けられ、隣接するブロッ
クに全く関係なく各サンプルブロックを処理する。した
がってそれで得られるビット比率の低減は制限される。

実際には、各ブロックが係数を伝送するだけでなく、対
応する係数に対してエンコーダおよびデコーダが同じ数
のビット（すなわち量子化レベルについて）をもたない
ようにスペクトルを記述する補助的情報をも伝送する必
要がある；この補助的情報は、スペクトルの記述子を形
成し、入手可能なビット比率のかなりの部分を占める（
一般的には１５％から２０％）。

この発明の目的は特に、必要とされるビット比率をさら
に低減するための方法を提供することである。そのため
には、音信号が時間・周波数変換コード化で使用される
短期間冗長度に加えて、大いに変化可能な中期間の冗長
度をも有するという認識から始まる。こうして、オーデ
ィオ信号の伝送の場合には、オーディオ信号の静止状態
の持続時間が大変迅速な通過の場合にはＬｏｏｍｓより
小さくかつ持続した声音の場合には秒を超える。

この持続時間は一般的には変換を受けるサンプルのブロ
ックの長さより大きい。その結果、連続スペクトルの間
で多かれ少なかれ高い冗長度が得られる。この冗長度は
スペクトルの高エネルギーの部分、すなわち最も高いコ
ード化の精密度を必要とする部分では特に高い。

加えて、経験により聴覚器官が高く共振する音の変化に
特に敏感であり、その理由はそれらがスペクトルの形式
に慣れているようでありかっそこで強度および特に高さ
における大変わずかな変化を検知する能力があるという
ことがわかっている。

これら大変わずかな変化は結果的には正確に伝送され復
元されなければならず、それは対応する周波数に対する
高い数のビットを割当てることを含む。しかし多くの数
のビットの結果に導く、これら持続したまたは高い共振
の音は、上に定義された方法が利用しない高いインクブ
ロックの冗長度をまさに有する。

特に、この発明の目的は、特に均一な復元品質のために
、必要とされるビット比率を低減するという実際面での
必要性にこれまで知られているものよりもよりよく応え
る、上に定義される形式の伝送方法を提供することであ
る。

そのために、この発明は各ブロックの変換の少なくとも
最上位の係数がブロックの持続時間より大きい持続時間
にわたって信号の静止状態を使用する予測および適応コ
ード化を受ける方法を提供する。

いくつかの場合には、すべての係数が予測および適応コ
ード化を受けてもよい。しかしながら多くの場合このよ
うなコード化を受けるのはスペクトルの最上位係数のみ
であることが好ましい。そこでそれに関連して； 一信号の強度の調波の予測および適応コード化−モジュ
ールの非均一な適応量子化ならびに位相の固定されかつ
均一な量子化による変換のより下位のスペクトル光線の
コード化が存在する。

この発明はまたエンコーダおよびデコーダ、ならびに上
に定義される方法を実現化するために使用され得る、完
全な伝送装置を提供する。

モジュールの予測および適応エンコーダは順位１の予測
順位と非均一な量子化装置（ｑｕａｎｔｉｆｉｅｒ）を
有する一般的従来的構造を有し得る。位相エンコーダは
２つの差分型なりループと１つの均一適応量子化装置を
有し得る。

この発明は非限定の例により提示される、この発明の特
定の実施例の以下の記載からよりよく理解されるであろ
う。記載は添付の図面を参照する。

この発明を記載する前に、それに関するコンポーネント
の構造が、時間・周波数変換コード化を使用する周知の
形式の伝送装置で想記される。

第１図で略図で示される装置は、図示されていないが、
短波またはワイヤリングであってよい伝送チャネルによ
りともに接続された、送信機と受信機を含む。送信機は
サンプラ１４を介してアナログ入力ｓ　（ｔ）を受取る
エンコーダ１０を含む。

高品質のオーディオ信号を送信する場合には、一般的に
は３２ＫＨｚないし４８ＫＨｚのサンプリング速度が使
用される。エンコーダは、入力サンプルｘ　（ｎ）を受
取るブロックを細切れにするための回路１６を含みかつ
それらをそれぞれＮサンプルで形成されかつオーディオ
信号の場合には一般的に１６ｍ５から３２ｍ５である持
続期間で形成される順位ｎ＝０，１．２１１１．の連続
ブロックｘ　（ｎ）内に分配する。各ブロックｘ　（ｎ
）はに＝０．１１．、、、Ｎ／２を伴う順位ｍのブロッ
クのためにｙ　（ｍ、ｋ）により指定される複素係数を
出力する変換回路１８により独立して時間・周波数変換
を受ける。各ブロックは他のブロックとは完全に無関係
に処理される。

以下に、ディスクリートなフーリエ変換（ＤＦＴ）を伝
達する回路１８が想定されるが、他の変換が使用されて
もよく、特にディスクリートなコサイン変換（ＤＣＴ）
が使用されてもよい。

各ブロックに割当てられた複素係数の形式はｙ（ｍ、ｋ
）　＝　ＩＹ（ｍ、ｋ）ｌ　ａｘｐ　［ｊ　豐（ｍ、ｋ
）］　　　　（１）ここでｙ　（ｍ、ｋ）は以下の式に
従い計算される。； （ｍａｌ）Ｎ−１ ｙ（ｍｒｋ）　”　１　　　Σ　　　　ｘ（ｎ）　ｅｘ
ｐ　（７ｊ　２＋＋ｋｎ／Ｎ）　　（２）異なる係数の
モジュールはブロックにおけるエネルギーの周波数分布
を表す。信号の長期間冗長度は、式（２）に現れ、第１
図のエン、コードによっては考慮に入れられていない。

位相ｄ（ｍ、ｋ）に関する限り、信号の長期間静止状態
、すなわちブロックの持続時間を超える時間間隔にわた
るもの、は信号の瞬時周波数を考慮するときに現れる。

それは周期Ｔ３でサンプルされた、周波数ｆを有するサ
イン波信号の特定の事例を考慮するとき即時に明らかと
なる。そのような信号のサンプルＸ（ｎ）の形式は； ｘ（ｎ）　　　−、Ａ　　ｃｏｓ　　　（２ｗ　　　ｆ
　　ｎ　　Ｔｓ　＋　　ｆｌｌ）　　　　　　　　　　
　　　　（３）次元Ｎのサンプルのブロックに関して計
算されたＤ　Ｆ　Ｔ　ｙ　（ｍ＋　、ｋ）の順位にの係
数と同じ次元のブロックのための対応する係数ｙ　（ｍ
２、ｋ）との間の位相差分Δ、（ｋ）が第１のものに関
してＭサンプルによりオフセットされたものはその号の
瞬時周波数ｆについての情報を含んでいることがわかる
。その周波数についての情報はしかしながら限られた偏
向範囲でのみ得られることが可能で、というのは位相、
および差分Δ、のみが入手可能なモジュロ２■であるか
らである。測定可能な位相差分は信号ｆの瞬時周波数と
以下の関係によるブロックの間のスペース決めに依存す
る周波数ｆａの間の差分に関連する； Δ？（ｋ）ｓｆ−ｆａ ここで１　／　ｆ　ａは時間ＭＴｓの間のシヌソイドの
信号の周期の整数である。

連続ブロックが隣接しているよくある事例では、すなわ
ちＭ＝Ｈの場合には、ｆａはＤＦＴの周波数分解能の倍
数である。

静止信号の場合には、そのスペクトルは時間の間実質的
に変らずそのままであり、Δ、はほとんど一定にとどま
る。

一方、特定のオーディオ信号および異なる性質の信号の
間の遷移の場合には、Δ、は急速な変数であり得る。

第１図に示される先行技術のエンコーダは適応量子化を
使用する。そのために、それは受信機のデコーダへ伝送
される補助的情報を構成する形式での記述子を配置する
、量子化装置２２により伴われるスペクトルの記述子の
抽出回路２０を含む。

量子化された記述子はまたエンコーダにおいても、その
振幅を考慮に入れるビット数を各係数に割当回路２４に
対して適用される。各ブロックの係数ｙ　（ｍ、ｋ）は
割当回路２４により固定されたビット数で各係数をコー
ド化する適応量子化装置２６によりデジタル化される。

量子化された係数および量子化された記述子はフォーマ
ット手段、モジュレータおよび出力回路（図示されてい
ない）に与えられる。

受信機は図示されていないが、受取った情報を復調しか
つ分配する、入力回路を含み、メツセージのフォーマッ
トはこれらの入力回路に記憶される。これらの回路がそ
の構造がエンコーダの構造と対称であるデコーダ１２に
出力を与える。量子化された係数は逆の量子化装置２８
へ与えられ、記述子はエンコーダのビットと同一の分布
でビットを割当てる回路３２に出力を与える記述子を再
構成する回路３０へ与えられる。

受取った量子化された係数からおよびスペクトルに関す
る補助的情報から、逆の量子化装置２８はＮ／２係数ｙ
−（ｍＳｋ）を伝達する。これら復元された係数は各ブ
ロックのためにＮサンプルｘ’　　（ｍ）を入れ替りに
に復元するＤＦＴ−１の逆ＤＦＴ回路３４へ与えられる
。これらＮサンプルはそれらが量子化および伝送チャネ
ルの伝達関数による雑音により影響を受ける場合を除い
ては、入力サンプルを再生する。

上記のとおり、この発明に従う装置はブロックの持続期
間より長い期間にわたって信号の静止状態を使用する付
加的な手段を含み、そのことにより変換の係数の少なく
ともあるものについて冗長を生じる結果となる。

装置の可能な全体的構造を提示する前に、調波のモジュ
ールの予測エンコーダおよびデコーダ（第２Ａ図および
第２Ｂ図）ならびに調波の位相の予想エンコーダおよび
デコーダ（第３Ａ図および第３Ｂ図）に関する可能な構
造がまず最初に記載される。考慮される特定の事例では
、ＡＤＰＣＭ形式（適応差分パルスコード化モジュレー
ション）のコード化が想定されるが、他のコード化方法
もまた使用され得る。

調波のモジュールの予測コード化およびデコーディング 各係数のモジュールの予測エンコーダは第２Ａ図に示さ
れるような構造を有し得る。変換回路１８により伝達さ
れる、モジュールはその減算入力上の、差分予測ループ
により伝達される、予測ｙをまた受取る加算器３６へ与
えられる。加算器３６により与えられる予測誤差ｅ　（
ｍ、ｋ）は量子化レベルを表わすバイナリ信号の形で予
測誤差を出力する量子化装置４０に与えられる。

示される予測ループは逆量子化装置４２および代数的加
算器４４を含む。加算器４４は再構成された誤差信号ｅ
　”　（ｍＳｋ）を受取りかつ加算器４４の出力により
与えられた予測装置４６の出力を受取る。

一般的なルールとして、予測ループは固定の予測係数を
有する順位ｐ＝１となり、より高い予測順位は一般的に
は予測利得の低い改善しかもたらさない。

量子化装置４０の出力もまた標準偏差ｅ　（ｍ。

ｋ）の概算を量子化装置に伝達する整合ブロック４５へ
与えられる。

量子化装置４０および整合ブロック４５がマルチプライ
ヤ技術により整合を得るために設けられ得るが、その説
明についてはオッペンハイム編集のプレンティス・ホー
ル社の信号処理シリーズの、Ｎ、ジエイアント他による
「波形のディジタルコード化」に提示される。量子化装
置４０は以下の態様で動作する；処理ブロックｍに対し
ては、概算値ｅ　（ｍ、ｋ）が次の関係に従い、ブロッ
クｍ−１のためにマルチプライヤの出力で伝送されるコ
ードワードＩ（ｍ−１、ｋ）に依存するファクタにより
乗算される： Ａｍ（ｍ、ｋ）　−％（ｍ−１，ｋ）、Ｍｐ（ＩＩ（ｍ
−１，ｋ）ｌ）Ｍμ（ｌ　Ｉ　ｌ）の値は事前に計算さ
れかつ整合ブロック４５に記憶されるテーブルに記憶さ
れる。

量子化装置はラプラス法則に従う、非均一な適応形式の
ものである。それが出力し得る、コードワードにより表
わされる、レベルの数はその数Ｒ１が入力４８で伝達さ
れるビットの動的な割当てに依存する、ｍおよびｋの関
数として変化する。

誤差ｅ　（ｍＳｋ）のエネルギを加算器３６の出力で最
小で押出すために、ループの固定された予測係数は相関
係数ｐに等しくなければならない。

経験によりｐはオーディオ信号では約０．９６に等しい
ことがわかっている。

順位ｍ−１のブロックのために伝送されたコードワード
Ｉから再構成されたモジュールをｙ′（ｍ−Ｌｋ）によ
り指定すれば、モジュールの予測エンコーダの動作を表
わす式は以下のようになる； ここでｅ−（ｍＳｋ）は、量子化の雑音を除いては誤差
ｅ　（ｍ、ｋ）に等しい、逆量子化装置の出力を指定す
る。

受信器に含まれるモジュールの予測デコーダは第２Ｂ図
に示される一般的な構造を有し得る；受信された復調信
号はエンコーダのそれと同じ整合回路５２を有する逆Ｍ
ＩＣ量子化装置５０へ与えられる。整合回路は逆量子化
装置へ標準偏差ｅ（ｍＳｋ）の概算を伝達する。再構成
されたヤジュールｙ　′（ｍ、ｋ）の合成はその予測係
数が予測装置４６のそれと同じである予測ループの出力
をも受信する加算器５４における再構成された誤差ｅ　
−（ｍ、ｋ）の統合により与えられる。

予測調波位相エンコーダおよびデコーダ予測位相エンコ
ーダ（第３Ａ図）は第２Ａ図のエンコーダに類似する一
般的構造を有するが２つの差分ループを含む。

外部のループは代数的加算器５６、予測装置５８および
加算器６０から形成され、上記の式（４）に従う周波数
を表わす、位相Δ＃　　（ｍ％　ｋ）の差分を計算する
。

内部のループは代数的加算器６２、予測装置６４および
加算器６６から形成され誤差ｅ、を得ることを可能にす
る。加算器６６が加算６０からの、周波数を表わす信号
および予測装置６４により伝達される瞬時周波数の予測
を受取ることがわかる。

予測はモジュールエンコーダの場合には、順位１のもの
である。より高い予測順位はビブラート等の、特定の場
合にしか予測利得を改善しない。

したがって、調整されない。

内部のループに対する予測係数βは理論的には相関係数
に等しくなる；値β＝０．９７が良好な結果をもたらす
。外部のループの係数αは伝送誤差の影響を軽減するよ
う選択される。０．９８の値がしばしば良好な結果をも
たらす。

量子化装置６８、逆量子化装置７０および整合回路７２
の構造はモジュールエンコーダの構造と同じになり得る
ので記載されない。整合は再びマルチプライヤにより得
られる。量子化は、たとえば［−２、＋２］等、所与の
間隔にわたって均一であり得る。

エンコーダの動作は以下の式により表わされる；Δｅ（
ｍ、ｋ）　ｍ　ｖ（ｍ、ｋ）　−ａ、ｖ’（ｍ−Ｌｋ）
ｅ＊（ｍｌｋ）−八ｇ（ｍ、ｋ）−β、Δｗ’（ｍ−１
，ｋ）　　　　　（７）Δｅ’（ｍ、ｋ）　ｉｌｌ　ｅ
’　（ｍ、ｋ）＋β、Δ１’（ｍ−１，ｋ）？’（ｍｌ
ｋ）　！Δｗ’（ｍ、ｋ）　＋　ａ、１’（ｍ−１，ｋ
）全体としてのデコーダの伝達関数は： 、、２ デコーダの安定性はαおよびβ双方が１より小さい絶対
値を有するので確実となる。

第３Ａ図に示される予測エンコーダは一般的には位相跳
躍を検知するためのテスト手段（図示されていない）に
より完成されなければならない。

実際には、＃　　（ｍＳｋ）の値は唯一人手可能なモジ
ュロ２■である。周期的信号の場合には士Ｈの位相跳躍
が規則的に発生しかつ誤差ｅ＃　　（ｍ、ｋ）上のパル
スをもたらす結果となる。このパルスにより位相１　　
（ｍ、ｋ）お上び位相差分（δφ）の連続性を壊されな
いためには、チェックが必要である。

テスト手段は誤差ｅ　（ｍ、ｋ）の絶対値を■と比較し
得る。絶対値が■を超えれば、手段は３つの可能な値の
１つを探索する； Δψ（町ｋ） Δψ（ｍ、ｋ）　　＋２０ Δｙ（ｍ、ｋ）　　−２０ これは誤差ｅゆ　（ｍ、　　ｋ）の絶対値を最小限にす
る。

Δ、にもたらされた修正は加算器５６により合成された
位相に■より大きい値のモジュールを与える；それから
エンコーダが１　　＝　　（ｍ％　ｋ）を制限（−ｎ、
＋ｎ）の範囲内に維持するようリセットされる。

位相予測デコーダ（第３Ｂ図）はエンコーダの構造と対
称の構造を有する。それは位相差分Δ。

′を再構成するための予測ループに属する加算器７８を
駆動する、整合回路７６を有する逆量子化装置７４を含
む。第１のループの下流にある、第２の予測ループは再
構成された位相＃　−（ｍ％　ｋ）を得ることを可能に
する加算器８０を含む。

コード化された位相ｍ　　−（ｍ、ｋ）はコードワード
Ｉの形式で伝送された予測誤差の二重積分により得られ
ることがわかる。エンコーダと同様、予測位相デコーダ
は一般的には合成された位相をテストしかつリセットす
るための手段を含む。

所与の量子化の正確度のために、モジュールまたは位相
のＡＤＰＣＭコード化により得られるワードの伝送は周
波数スペクトルのピークに接近する係数の予測性の高い
程度による。より少ないエネルギのスペクトル光線に対
応する係数のための予測利得は低い。それは負でさえあ
り得る。

この発明の有利な実施例では、予測コード化が高い長期
の冗長度を有する係数のためにのみ使用される。そのこ
とは事前の周波数弁別を意味する。

それは以下の式により与えられるスペクトル１ｙ、（ｍ
、ｋ）ｌの帰納的（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ）概算の手段に
より得られ得る； ｌｙｅ（ｍ、ｋ）Ｉ　＝　ｈｌ、Ｉｙ８（ｍ−１，ｋ）
Ｉ　＋　（１−ｈｌ）、Ｉｙ’（ｍ−１，ｋ）１および
予測誤差ｅ、（ｍ、ｋ）の帰納的概算は、以下の式によ
り与えられる； ｅｏ（ｍ、ｋ）　　−ｈｌ、ｅｏ（ｍ−１，ｋ）　　＋
’　　（１−ｈｌ）、ｌａ’（ｍ−１，ｋ）ｌここでｅ
′　（）は先行のブロックにおいて量子化された予測誤
差でありかつｈｌは０と１の間の定数である（たとえば
り、”０．６）。

予測可能なスペクトル光線はそこで予測利得（ｌ　ｙ、
　　（ｍ、ｋ）ｌ／ｅｃ　（ｍ、ｋ））　２と予測値ご
とにたとえば１ビツトの最小利得を提供するよう選択さ
れた、固定のしきい値とを比較することによって検知さ
れる。

ｌ　ｙｓ　　（ｍ、ｋ）ｌおよびｅｅ　（ｍ、ｋ）はま
たデコーダによっても知られているので、伝送されるべ
き補助的情報は存在しない。

第４図はその２ような周波数弁別を使用する装置の可能
な構造を示し、そのコーグ（デコーダと同様に）２つの
分岐を有し、その１つだけがＡＤＰＣＭ形式の予測コー
ド化（またはデコード化）を使用する。第１図ないし第
３図に既に示されるものに対応する第４図のエレメント
はここには記載されずかつ加算器はより簡素化するため
に図示されない。

エンコーダにおいては、調波抽出回路８２が再帰スペク
トル概算回路８４から受取られる整合信号の関数として
、予測を伴わない分岐に向かう係数またはモジュールお
よび位相ＡＤＣＰＭを有する分岐へ向かう係数をディス
パッチする。この信号はそれが伝送する必要のない帰納
的概算＋ｙ。

（ｍ、ｋ）ｌにより形成される。

予測８６を伴わない分岐では、位相ａ　　（ｍ、　　ｋ
）が間隔［−ＩＴ、ＩＴ］にわたって均一に量子化され
かつモジュールは非均一に適応的に量子化される（ラプ
ラス法則）。

予測分岐８８では、周波数特性の予測コード化がスペク
トルの最上位係数へ割当てられるべきビットの比率を減
じかつループ化された適応または「逆」量子化との組合
せが補助的情報が多大に減じられるコード化アルゴリズ
ムへ導く。あるスペクトル光線の予測による利得は変換
の係数の各々へビットを割当てる手順において考慮に入
れられる。この本願はサンプルの各ブロックのために計
算されかつその原則は１９７７年８月、ＡＳＳＰに関す
るＩ　ＥＥＥの議事録の、ゼリンスキ他による「音声信
号の適応変換コード化」と題する文献および１９８８年
２月、通信における選択された分野に関するＩ　ＥＥＥ
の議事録の、ジョンストン（Ｊｏｈｎｓｔｏｎ）による
「知覚基準を使用するオーディオの変換コード化Ｊ　　
（Ｔｒａｎｓｆ。

ｒｍ　　Ｃｏｄｉｎｇ　　ｏｆ　　Ａｕｄｉｏ　　ｕｓ
ｉｎｇ　　Ｐｅｒｃｅｐｔｕａｌ　　Ｃｒ１ｔｅｒｉａ
）に記載される技術に従う。

しかしながら、等しい重要性のために、予測されたモジ
ュールまたは位相値は遅い数のビットを受取る。差分Δ
Ｒ３は固定されかつたとえばΔＲ５＝２Ｒ５上等の予測
による平均（または最小）利得に等しくなり得る。

しかしながら、最適な動作のために、ΔＲ，は予測可能
なスペクトル光線の各々のために瞬時予測利得の関数と
して計算される。ΔＲｋはそこで周波数および時間にお
いて変化することが可能である。ΔＲ５はそこで比率（
ｌ　ｙ、（ｍ、ｋ）１／ｅ、（ｍ、ｋ））　２から得ら
れ得る。

ビットの割当ては１ｙ。（ｍ、ｋ）ｌおよびｅ、　　（
ｍ、　　ｋ）からすべて計算されるので、伝送されるべ
き補助的な情報は存在しない。

共振する信号またはフラットなスペクトル信号等の、異
なる音は事前の分類を必要としない同じアルゴリズムに
よりコード化される。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間・周波数変換を使用する、先行技術の伝送
装置の簡易ブロック図である。 第２Ａ図および第２Ｂ図はそれぞれこの発明を実現する
ために第１図の装置に組込まれることが可能な、係数の
モジュールの予測エンコーダおよびデコーダのブロック
図である。 第３Ａ図および第３Ｂ図はそれぞれこの発明を実現する
ために第１図の装置にこれもまた組込まれることが可能
な、高調波の位相の予測エンコーダおよびデコーダのブ
ロック図である。 第４図はこの発明に従う装置の簡易ブロック図である。 図において、１０はエンコーダ、１４はサンプラ、１６
はチョッパ、１８は変換、２０は記述子、２２は量子化
装置、２４はビット割当、２６は適応量子化装置、２８
は逆量子化装置、３０は記述子再構成、３２はビット割
当、３４は逆変換、３６は加算器、４０は量子化装置、
４２は逆量子化装置、４４は代数的加算器、４５は整合
ブロック、４６は予測装置、４８は入力、５０は逆量子
化装置、５２は整合回路、５４は加算器、５６は代数的
加算器、５８は予測装置、６０は加算器、６２は代数的
加算器、６４は予測装置、６８は量子化装置、７０は逆
量子化装置、７２は整合回路、７４は逆りオンフィファ
イア、７６は整合回路、７８は加算器、８０は加算器、
８２は調波抽出回路、８４は再帰スペクトル概算回路、
８６は分岐、８８は予測分岐である。 ＦＩＧ、３Ａ ＦＩＧ、３Ｂ

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. （１）音信号をディジタル形式で伝送または記憶する方
   法であって、音信号がサンプルのブロックに細切れにさ
   れかつ各ブロックのサンプルが、その係数がディジタル
   形式で伝送される時間・周波数変換コード化を受け、受
   信の際にはその逆の動作が発生する方法において、各ブ
   ロックの前記変換の少なくとも最上位の係数がブロック
   の持続時間より大きい持続時間にわたって信号の静止状
   態を使用する予測および適応コード化を受ける、方法。
2. （２）高い長期間の冗長度を有する係数のみが予測コー
   ド化を受ける、請求項１に記載の方法。
3. （３）前記予測および適応コード化がＡＤＣＰＭ形式の
   ものである、請求項１に記載の方法。
4. （４）ディジタル形式で音信号を伝送しまたは記憶する
   方法を実現するための音信号エンコーダであって、音信
   号はサンプルのブロックに細切れにされ、各ブロックの
   サンプルが、その係数がディジタル形式で伝送される時
   間・周波数変換コード化を受け、受信の際には逆の動作
   が発生し、各ブロックの前記変換の少なくとも最上位の
   係数がブロックの持続時間より大きい持続時間にわたっ
   て信号の静止状態を使用する予測および適合コード化を
   受けるものにおいて、前記エンコーダが、時間・周波数
   変換回路の下流に、各ブロックの前記変換の係数の少な
   くともいくつかの予測および適合コード化のための手段
   を含み、前記コード化手段が； −非均一量子化装置を有する、少なくとも順位１の予測
   順位のモジュールエンコーダと −均一の量子化装置、位相差分を計算するための差分外
   部ループおよび誤差を計算する内部のループとを有する
   瞬時周波数の少なくとも順位１の予測を有する、位相エ
   ンコーダとを含む、エンコーダ。
5. （５）モジュールエンコーダが、以下の式に従い動作す
   るような、ＭＩＣ量子化装置、逆量子化装置を有する予
   測ループ、予測係数ｐで乗算するマルチプライヤを介し
   て再ループされる代数的加算器および量子化装置の入力
   加算器を含む、請求項４に記載のエンコーダであって、 ｅ（ｍ，ｋ）＝｜ｙ（ｍ，ｋ）｜−ｐ．｜ｙ′（ｍ−１
   ，ｋ）｜｜ｙ′（ｍ，ｋ）｜＝ｅ′ｍ（ｍ，ｋ）＋ｐ．
   ｜ｙ′（ｍ−１，ｋ）｜ここにｅ′（ｍ、に）は逆量子
   化装置の出力を指定し、それは量子化の雑音を除いては
   誤差ｅ（ｍ、ｋ）に等しく、ｙはコード化されるべきモ
   ジュールの値であり、ｙ′はｙの概算値でありかつｍは
   ブロックの順位数である、請求項４に記載のエンコーダ
   。
6. （６）ｐが約０．９６である、請求項５に記載のエンコ
   ーダ。
7. （７）位相エンコーダの内部ループが逆量子化装置、ブ
   ロックの間の相関係数に実質的に等しい係数βで乗算す
   る予測装置を介して再ループされる代数的加算器および
   量子化装置の入力加算器を含む、請求項４に記載のエン
   コーダ。
8. （８）加算手段が代数的加算器、誤差とΠとを比較する
   テストを実行するための手段およびそれを範囲［−Π、
   ＋Π］内に維持するように位相をリセットするための手
   段を含む、請求項７に記載のエンコーダ。
9. （９）外部のループが代数的加算器、誤差軽減のために
   １より小さい係数で乗算する予測装置および加算器手段
   からなる、請求項７に記載のエンコーダ。
10. （１０）請求項４に記載のエンコーダと協働するための
    音信号デコーダであって、周波数・時間変換回路の上流
    に、 −モジュールエンコーダの構造と対称な構造のモジュー
    ルデコーダと −位相差分および位相を連続的に再構成する、接続され
    た２つの予測ループカスケードを有する予測位相デコー
    ダとを有するデコーディング手段を含むデコーダ。
11. （１１）前期予測位相デコーダが位相φ（ｍ、ｋ）をリ
    セットするための手段と関連する代数的加算器を有する
    加算器を含む、請求項１０に記載のデコーダ。
12. （１２）伝送装置であって、ディジタル形式での音信号
    の伝送または記憶の方法を実現するための音信号エンコ
    ーダを含み、音信号がサンプルのブロックに細切れにさ
    れ、各ブロックのサンプルがその係数がディジタル形式
    で伝送される時間・周波数変換コード化を受けかつ受信
    の際には逆の動作が発生し、各ブロックの前記変換の少
    なくとも最上位の係数がブロックの持続時間より大きい
    持続時間にわたって信号の静止状態を使用する予測およ
    び適応コード化を受け、前記エンコーダが時間・周波数
    変換回路の下流に、各ブロックの前記変換の係数の少な
    くともいくつかの予測および適応コード化のための手段
    を含み、前記コード化手段が非均一の量子化装置を有す
    る少なくとも順位１の予測順位のモジュールエンコーダ
    と、均一の量子化装置、位相差分を計算するための差分
    外部ループと誤差計算内部ループとを有する瞬時周波数
    の、少なくとも順位１の予測を有する、位相エンコーダ
    とを含み、前記伝送装置が予測適応コード化を伴わない
    付加的な分岐と前記分岐に向かう低エネルギ係数をディ
    スパッチするためのスペクトル概算回路を有する周波数
    弁別手段とを含む、装置。