JPH02245901A - 制御方法および制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、制御値（たとえば制御用コンピュータ等から
出力された制御信号等）に応じて制御体（たとえばサー
ボモータ、流量コントロール用バルブ等）の出力（たと
えばサーボモータの回転数、流量コントロール用バルブ
の開度等）を制御する制御方法、およびこの制御方法の
実施に使用する制御装置に関するものである。

（従来の技術） たとえば空調装置を用いた温湿度制御、サーボモータを
用いたＶＴＲやオーディオカセットテープレコーダ等に
おけるテープの走行速度制御、流量コントロール用バル
ブを用いて液体の流量をコントロールすることによるタ
ンクの液面制御、その抽油圧や空気圧等の圧力制御、ト
ルク制御、位置決め制御、電圧、電流、電力制御等広範
な分野において種々の物理量の制御が行なわれている。

これら種々の物理量を制御する方法としてよく用いられ
る方法にいわゆるオーブンループ制御とフィードバック
制御とがある。オーブンループ制御は入力される制御信
号の変化に対する被制御量（たとえばテープの走行速度
等、制御の対象とされる物理ｆｆ１）の応答性は良いが
、被制御量の目標値と実際の被制御量との誤差をなくす
ことができないという欠点を有する。一方フイードバッ
ク制御は実際の被制御量をその目標値と一致させること
はできるが、応答性が遅く、この応答性を高めようとす
ると大きなリンギングを生じるという欠点を有する。以
下、これらオーブンループ制御とフィードバック制御の
詳細について説明する。

第９図は、オーブンループ制御の一例を示したブロック
図、第１Ｏ図は第９図に示したモータ２を含む制御対象
を模式的に示した図である。

モータ２の回転速度が制御されることにより、長尺テー
プ３の矢印方向への搬送速度Ｐが制御される。

図示しない制御用コンピュータ等から出力された制御さ
れた制御量・号Ｖ、がリニアライザ１に入力され、リニ
アライザ１の出力信号ｖＴが、たとえば制御体の一例と
してのモータ２に入力される。

モータ２の出力であるモータ２の回転数に応じて、該モ
ータ２により長尺テープ３の搬送が行なわれる。この制
御系における被制御量Ｐ、即ち制御の。対象となる物理
量は長尺テープ３の搬送速度Ｐである（ここでは、簡単
のため被制御量一般を表わす場合と、その−例である搬
送速度を表わす場合とで同一の記号Ｐを用いる。）。

第１１Ａ図〜第ｔｔＣ図は、リニアライザを一般的に説
明するための図である。横軸は制御信号Ｖ６、縦軸はリ
ニアライザの出力ＶＴｒ被制御量Ｐ、リニアライザをバ
イパスした場合（即ち、第９図に破線で示すように制御
信号Ｖ、を直接制御体に入力した場合）の被制御ｆｆ１
Ｐ′を示している。

ここで、たとえば制御信号Ｖ、の一例としての制御電圧
を１ｖから２ｖに変化させたとき、被制御量の一例であ
る長尺テープ３の搬送速度Ｐが１ｍ／ｍ１ｎ、から２ｍ
／ｓｉｎ、に変化する等、制御信号Ｖ、と被制御量Ｐと
は比例関係にあることが好ましい。そこで、制御信号Ｖ
、を直接制御体に入力した場合において、制御信号Ｖ、
と被制御量Ｐ′とが比例しない場合に、制御信号Ｖ、と
被制御量Ｐとが比例するように制御信号Ｖ、を変換する
役割を担うのがリニアライザである。

第１１Ａ図は、リニアライザをバイパスした場合、制御
信号Ｖ、を変数とした被制御量Ｐ′が指数的である場合
を示しており、この場合リニアライザでは入力された制
御信号Ｖ、が対数的に変換されて信号ｖＴが生成され、
この信号７丁が制御体に入力される。

第１１Ｂ図は、リニアライザをバイパスした場合、制御
信号Ｖ、を変数とした被制御量Ｐ′が対数的である場合
を示しており、この場合リニアライザでは入力された制
御信号Ｖ、が指数的に変換される。

第１ＩＣ図は、リニアライザをバイパスした場合制御信
号Ｖ、を変数とした被制御量Ｐ′が図に示すような非線
形的なカーブを示す場合の例であり、リニアライザでは
入力された制御信号Ｖ、を折れ線補正して信号ｖ７が生
成される。この場合被制御ｆｆ１Ｐは制御電圧Ｖ、とは
厳密には比例せず、第１１ｃ図に示すように多少の誤差
を有する。

第１２図は、折れ線補正を行なうリニアライザの構成の
一例を示したブロック図である。

入力された制御信号Ｖ、がＡ／Ｄ変換器１ａによりＡ／
Ｄ変換され、ＲＯＭ１ｂに入力される。

ＲＯＭ１ｂには制御信号■、と出力信号７丁との変換テ
ーブルが備えられており、該変換テーブルが参照されて
信号の変換が行なわれる。この信号変換の後Ｄ／Ａコン
バータＩＣにより変換後のアナログ信号である出力信号
ｖＴが生成される。リニアライザとしてこのような構成
を用いると、高精度の折れ線補正を行なうことも可能で
ある。

尚、リニアライザがなくても制御信号Ｖ、と被制御ｆｆ
１Ｐが、必要とする精度範囲内で比例している場合は、
リニアライザを設ける必要がないのは当然である。

第９図のリニアライザ１の出力信号ｖ丁は、前述したよ
うにモータ２に入力され、モータ２の回転数Ｎの制御が
行なわれ、最終的には長尺テープ３の搬送速度Ｐの制御
が行なわれる。ここで長尺テープ３の搬送速度Ｐは制御
信号Ｖ、と比例し、Ｐ−にゆ・ｖｌ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）と
表わされるが、−船釣には搬送速度Ｐは、リニアライザ
１の補正誤差、モータ２の回転誤差、モータの回転とテ
ープの搬送との間のすべり等積々の要因による誤差が累
積され、上記（１）式に近似しているものの、 Ｐ＝ＫＺ　　・Ｖ、＋Ｂ、＋Ｂ、・・・・・・・・・・
・・（２）と表わされ、この搬送速度Ｐの近似直線Ｑは
、Ｑ＝ＫＺ　・Ｖ、＋Ｂ、・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（８）と表わすことができる。

第１３図は、上記（１）〜（３）式を説明するための図
である。図に一点鎖線で表わした直線４は制御信号Ｖ、
と搬送速度Ｐとが完全な比例関係にある理想的な場合（
（１）式）を示したものである。図に実線で表わした曲
線５はテープの実際の搬送速度Ｐ（（２）式）を示した
ものである。また図に破線で表わした直線６は、・搬送
速度Ｐの近似直線Ｑ（（３）式）を示したものである。

この図に示すように一般的には理想的な直線４から外れ
た曲線５として示され、この曲線５の近似直線６も一般
的には理想的な直線４とは一致せずに８≠に０゜Ｂ０≠
０となる。

ここで、上記（２）　、　（３）式より、Ｂ、−Ｐ−Ｑ
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（４）であり、このＢヨを搬送速度Ｐ
（被制御量Ｐ）と近似直線Ｑとの差分を表わす直線近似
誤差と称する。

この直線近似誤差ＢＺは、図に示すように制御信号Ｖ、
を変数とした関数であるとともに、この制御系を多数製
造した場合の各制御系間のばらつきや一つの制御系の温
湿度等の影響等の種々の変動要因により変動する値であ
る。また近似直線Ｑの傾きに８は、前述したように理想
的には（１）式のに、の値を有するものであり、上記直
線近似誤差ＢＺと同様な種々の変動要因により変動する
値である。また上記（２）式、（３）式に含まれるＢ。

は、近似直線ＱのＶ、−Ｏのときの値であり、理想的に
はＢ、−〇である。ここで上記種々の変動要因による変
動は、傾きに８と直線近似誤差Ｂ。

が担い、Ｂｏは定数であると考える。

第１４図〜第１５図は、被制御ｆｉＰ　（長尺テープ３
の搬送速度Ｐ）、近似直線Ｑを表わす上記（２）。

（３）式の概念をさらに詳細に示すために、それぞれ傾
きに８．直線近似誤差ＢＺ．および値Ｂ、の値の変化に
対する、被制御ｉＰと近似直線Ｑの関数形を示した図で
ある。

第１４図〜第１５図の曲線５．直線６はそれぞれ被制御
量Ｐ、近似直線Ｑの関数形を表わしている。

第１４図に示すように、傾きＫＸの値が大きい場合は被
制御量Ｐを表わす曲線５の全体としての傾きが急になる
。また、第１５図に示すように、制御信号■、輪軸上あ
る点において直線近似誤差８つの絶対値が大きいほど、
その点における被制御量Ｐの近似直線Ｑからのずれが大
きいことを表わし、ＢＸの２乗平方根ＪＩＴが大きいほ
ど被制御量Ｐの近似直線Ｑからの平均値なずれ量が大き
いことを表わしている。また第１６図に示すように値Ｂ
。

が大きいほど近似直線Ｑが原点から離れた点を通ること
を表わしている。

第１７Ａ図、第１７Ｂ図は、第９図に示すオーブンルー
プ制御系における、それぞれ制御信号Ｖ、と、それに応
答した長尺テープ３の搬送速度Ｐの時間変化の一例を示
した図である。

第１７Ａ図に示すように制御信号Ｖ、が時刻ｔ０におい
てＶ、−ＯからＶ、−Ｖ、。にステップ的に変化したと
する。このとき、長尺テープ３の搬送速度Ｐは、第１３
図および第１７Ｂ図に示すようにＰ−〇からステップ的
にＰ−Ｐ、＋ΔＰ、に変化する。ここでＰｏは、 Ｐ、＝ＫＺ　・ｖ、。・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（５）を表わし、制御信号Ｖ
、。に対応した理想的な速度を表わしている。

しかし、テープの実際の搬送速度Ｐは（２）式より Ｐ＝ＫＺ−Ｖ、、＋Ｂ、＋Ｂ、−−・−・−−−・−・
−（８）で表わされ、ΔＰ、は、（Ｂ）式と（５）式と
の差ΔＰ、−Ｐ−Ｐ。

−（Ｋ、＝ＫＺ）−Ｖ、、＋Ｂ、＋Ｂ。

・・・・・・・・・・・・・・・（７）であって理想的
な速度Ｐ、からの誤差を表わしている。第９図に示すオ
ーブンループ制御系ではこの誤差ΔＰ、を検出して補正
する手段はなく、したがって制御信号Ｖ、がＶ、。を維
持する限りこの誤差ΔＰ６を含んだテープ搬送速度が維
持されることになる。ここでΔＰ、を表わす（７）式に
ＫＮｊＢＺが含まれており、これらは周囲の温湿度環境
等積々の変動要因により変動するため、上記誤差ΔＰ、
も種々の変動要因により変動する。

このようにオーブンループ制御においては誤差ΔＰ、が
補正されないという欠点を有するが、−方被制御量Ｐを
制御信号Ｖ、の変化に高速に追随させることができると
いう長所を有する。

第１８図は、フィードバック制御の一例を示したブロッ
ク図、 第１９図は、第１８図に示した流量コントロール用バル
ブ１４とセンサ１５を含む制御対象を模式的に示した図
である。

流入管１Ｂを経由した水がタンク１７内に流入して該タ
ンク１７内に一時的に蓄えられる。タンク１７の底付近
には排水管１８が接続されており、該排水管１８から水
が流出する。流入管１Ｂの途中には流量コントロール用
バルブ１４が配設されており該バルブ１４の開度を制御
することによってタンク１７内に流入する水量が制御さ
れる。タンク１７内の水面の高さが浮き１５ａを備えた
液面検出センサ１５によってモニタされる。第１８図、
第１９図に示すフィードバック制御の例においては、制
御体は流量コントロール用バルブ１４であり、被制御ｆ
ｆ１Ｐは水面の高さＰである。尚、この例においても簡
単のため被制御量一般と該被制御量の一例である水面の
高さとで同一の記号Ｐを用いる。

図示しない制御用コンピュータ等から出力された制御信
号Ｖ、が差分演算器１１のプラス入力端子１１ａに入力
される。該差分演算器１１のマイナス入力端子ｕｂには
センサ１５により検出された水面の高さを表わすモニタ
信号ｖ、、が入力される。差分演算器１１は、式 ％式％（８） に示すように制御信号Ｖ、とモニタ信号Ｖｃ、との差を
求めるとともにこの差をＡ倍して差分信号ＶＤを出力す
る。この差分信号ＶＤは低域通過フィルタ１２を経由し
た後、リニアライザ１３に入力される。低域通過フィル
タ１２は発振防止用であって必要とする周波数より高い
周波数帯の信号を遮断するものであり、ここで問題とし
ている周波数帯においては、差分演算器１１から出力さ
れた差分信号Ｖｏ（（８）式参照）が、そのまま低域通
過フィルタ１２を経由してリニアライザ１３に入力され
るものとする。尚、低域通過フィルタ１２は上記のよう
に発振防止用であり、たとえばセンサ１５が水面の高さ
Ｐを所定以上の時定数をもって積分的に検出するもので
あって、低域通過フィルタ１２に代えて該センサ１２が
低域通過フィルタ１２の発振防止の役割を兼ねていると
みなせる場合等には、該低域通過フィルタ１２を省くこ
とも可能である。またこの低域通過フィルタ１２は、こ
の第１８図に示す位置に配置する必要はなく、たとえば
センサ１５と差分演算器１１との間、リニアライザ１３
とバルブ１４との間に配置してもよい。

リニアライザ１３は、前述したオーブンループ制御の場
合と同じく、リニアライザ１３の入力信号ＶＤと水面の
高さＰとが比例するように、人力信号ＶＤを変換するも
のである。ただし、フィードバック制御は、被制御ａｌ
ｆｆｉＰ　（水面の高さＰ）をモニタして該被制御量Ｐ
と目標値（制御信号Ｖ、）とのずれを求めて補正するも
のであるため、リニアライザ１３は、差分信号ＶＤと被
制御量Ｐとの間に比例関係が成立しない場合であっても
省かれることも多い。

リニアライザ１３の出力信号ＶＴは制御体の一例である
流量コントロール用バルブ１４に入力され、該バルブ１
４の開度が出力信号■アによって制御される。水面の高
さＰは、 Ｐ＝ＫＺ　・■。十Ｂ、＋Ｂ、・・・・・・・・・・・
・（９）で表わされる。この（９）式は、（２）式と比
べ、（２）式のｖｌこ代えてＶＤの関数として表現され
るが、いずれもリニアライザ１３の入力信号の関数であ
りその内容は（２）式と全く同じであるため詳細な説明
は省略する。尚、これらのりニアライザは、省かれるこ
とがあることは前述のとおりである。

水面の高さＰは、センサ１５によってモニタされモニタ
信号■、、が生成される。このモニタ信号ｙ　ｅｐは、
変換係数をに、とじて、 Ｖ、、＝ＫＺ　　・Ｐ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（１０）と表現される
。

ここで制御信号Ｖ、を変数とする水面の高さＰの関数を
求める。

（８）式に（９）式と（ｌＯ）式を代入すると、ｖＤ−
Ａ−（Ｖ、−Ｖ、、） −Ａ・　（Ｖ、＝ＫＺ　　・Ｐ） −Ａ・ｌＶ、＝ＫＺ　・（Ｋ、ＶＤ十Ｂ、＋Ｂ、）１１
＋Ａ＝ＫＺ　　・ＫＺ ・・・・・・・・・・・・（１１） ここで、Ａは通常 Ａ≧１０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１２）
等十分大きな値に設定されるため、（１１）式より、Ａ
ｋ、Ｋ。

・・・・・・・・・・・・（１３） この（１３）式を（９）式に代入すると、Ｋ。

となる。この（１４）式は、１７に、を比例定数として
制御信号Ｖ、と水面の高さＰ（被制御量Ｐ）とが比例す
ることを表わしている。即ち、フィードバック制御系に
おいては、リニアライザ１３の補正誤差、環境の温湿度
等の種々の要因による変動がキャンセルされて制御信号
Ｖ、に対応する、目標とする被制御量Ｐを得ることがで
き、前述したオーブンループ制御のような定常的な誤差
ΔＰは生じない。この点フィードバック制御はオーブン
ループ制御に優っている。

ただし、上記の説明は定常状態の場合であって、制御信
号Ｖ、がたとえばステップ的に変化した過渡状態におい
てフィードバック制御の欠点が表われる。

第２０Ａ図、第２０Ｂ図は、第１８図に示したフィード
バック制御系における、それぞれ制御信号Ｖ。

と、それに応答した水面の高さＰの時間変化の一例を示
した図である。

第２０Ａ図に示すように、制御信号Ｖ、が時刻ｔ０にお
いてＶ、ｌＶ、。からＶ、−Ｖ、Ｉにステップ的に変化
したとする。このとき、この制御信号Ｖｓｌに対応した
信号がバルブ１４に伝わり水面が変化しセンサ１５によ
って検出されるまでに時間遅れがあるため、水面の高さ
Ｐは、それまで安定していたｐ−ｖ、。／に、から時間
遅れを伴って上昇し、目標とする高さＰ−Ｖ、Ｉ／に、
を越えてさらに上昇してピークに達した後減少する等、
応答遅れとリンギングを生じる。フィードバック制御は
このように応答遅れが大きいため高速応答を必要とする
場合には適用が難しく、またリンギングのピーりが許容
限定を越え、たとえば第１９図のタンク１７から水が溢
れてしまうことや、その他たとえば被制御量Ｐが電圧の
場合において、回路素子に過度の高圧が入力されて該回
路素子を破壊してしまうこと等が生じる場合もあった。

（発明が解決しようとする課題） 前述したようにオーブンループ制御とフィードバック制
御はそれぞれ優れた点を有しているが一方でそれぞれ欠
点を有しており、たとえば高速応答性が必須とされる場
合は、定常的な誤差ΔＰ０（第１３図、第１７Ｂ図参照
）を許容するか、またはこの定常的な誤差ΔＰ０を押え
るために、たとえばリニアライザの性能を高めること、
環境の温湿度等の影響の少ない回路素子を用いあるいは
回路設計を行なうこと、誤差を少なくするために厳密に
調整すること等を行なってオーブンループ制御を採用し
、一方定常状態における安定性を重視する場合は、応答
性を犠牲にしかつリンギングのピークにも耐えるたとえ
ば耐圧性の高い素子を用いてフィードバック制御を採用
すること等が行なわれている。ただしいずれの場合もそ
の欠点を本質的に克服したものではなく、その欠点をカ
バーするために性能の犠牲やコストアップ等を伴なうこ
とも少なくないのが現状である。

本発明は、上記事情に鑑み、オーブンループ制御の有す
る高速応答性と、フィードバック制御の有する定常状態
の高安定性とを兼ね備えた制御方法、およびその制御方
法を実施するための制御装置を提供することを目的とす
るものである。

（課題を解決するための手段） 本発明の制御方法は、制御値に応じて制御体の出力を制
御する制御方法であって、 前記制御体により制御される被制御量をモニタして、該
被制御量を表わすモニタ値を求め、前記制御値と前記モ
ニタ値との差分を表わす差分値を求め、 前記差分値が所定の上限値を上回る場合に該差分値を該
上限値に置き換えるとともに該差分値が所定の下限値を
下回る場合に該差分値を該下限値に置き換えることによ
り、該差分値が前記上限値および前記下限値でクリップ
されたクリップ値を求め、 前記制御値に対し前記モニタ値が負帰還となるように、
前記制御値と前記クリップとを合成し、この合成により
得られた合成値に基づいて前記制御体の出力を制御する
ことを特徴とするものである。

また、本発明の制御装置は、制御信号を入力して、該制
御信号に応じて制御体の出力を制御する制御装置であっ
て、 前記制御体により制御される被制御量をモニタして該被
制御量を表わすモニタ信号を出力するセンサ、 前記制御信号と前記モニタ信号とを入力して、これら制
御信号とモニタ信号との差分を表わす差分信号を出力す
る差分演算器、 前記差分信号を入力して、該差分信号が所定の上限値を
上回る場合に該差分信号を該上限値にクリップするとと
もに該差分信号が所定の下限値を下回る場合に該差分信
号を該下限値にクリップすることにより、該差分信号が
前記上限値および前記下限値でクリップされたクリップ
信号を求めて出力するリミタ、および 前記制御信号と前記クリップ信号とを入力し、前記制御
信号に対し前記モニタ信号が負帰還となるように前記制
御信号と前記クリップ信号とを合成して、これら制御信
号と前記クリップ信号とが合成された合成信号を出力す
る信号合成器を備え、前記合成信号に基づいて前記制御
体の出力を制御することを特徴とするものである。

ここで、前記制御信号をＶＢ、前記モニタ信号をＶ、、
、前記差分信号をＶＤ１前記合成信号をＶＣ、前記合成
信号ＶＣを変数とした、所望とする被制御範囲内の前記
被制御量Ｐと該被制御量Ｐを直線近似することにより得
られた近似直線Ｑを、それぞれ Ｐ＝ＫＺ−Ｖｅ＋Ｂ、＋Ｂ、　・・・−・−旧・−（１
５）Ｑ−にヨ・Ｖ、＋Ｂ、・・・・旧・・・・・・・・
・・・・・・（１Ｂ）ただし、 ＫＺは、前記近似直線Ｑの傾き、 Ｂ１は、前記被制御量Ｐと前記近似直線Ｑとの差分Ｐ−
Ｑを表わす直線近似誤差、および、 Ｂ、は、定数であって、前記近似直線ＱのＶＣ＝０のと
きの値 を示す。

前記センサにおける、前記被制御量Ｐを前記モニタ信号
ｖ、、に変換する変換係数に、をに、−Ｐ／Ｖ、、・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（１７）前記傾きにヨの変動幅内の平均的な値を
に０、前記制御信号Ｖ、の変動分Ｖ８を ｖＫ■Ｖ、＝ＫＺ・Ｂｏ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（Ｉ８）としたときの該変動分Ｖにの絶対値の
最大値を１ｖにｌ　ＭＡＸ　ｓ前記差分演算器の増幅率
Ａを、Ａ＝　Ｉ　Ｖｏ　／　（”Ｋ　　Ｖ−ｐ）　　ｌ
　−−−（１９）および前記差分演算器から出力し得る
前記差分信号ＶＤの最大値および最小値をそれぞれＶＤ
ＭＡＸ＋ＶＤＭＩＮとしたとき、 前記センサが、 ・・・・・・・・・（２０） を満足する前記変換係数に、を有することが好ましい。

前記リミタについては、 前記制御信号をＶＳｓ前記所定の上限値をＶＬＨ１前記
所定の下限値をＶＬＬとしたとき、α□、β□。

αＬ、βＬを定数として ｖＬＨ−αＨ・■ｓ＋βＨ（αｏ　＞０）　−（２１）
ｖＬＬ−ａＬ　ｅ　ｖｓ＋βＬ（ｃｒｔ　＜Ｏ）　−・
−（ｏ＞を満足するように構成することが好ましく、ま
たこのリミタについては、 前記制御信号をＶＢ、前記モニタ信号をｙ　ｃｐ。

前記差分信号をＶＯ，前記合成信号をＶ。、前記合成信
号Ｖ１を変数とした、所望とする被制御範囲内の前記被
制御量′Ｐと該被制御量Ｐを直線近似することにより得
られた近似直線Ｑを、それぞれＰ冒に□−Ｖ、＋Ｂ、＋
Ｂ、・・・・・・・・・・・・・・・（１５）Ｑ＝ＫＺ
　　・Ｖ、＋Ｂ、・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１６）ただし、 ＫＺは、前記近似直線Ｑの傾き、 ＢＺは、前記被制御量Ｐと前記近似直線Ｑとの差分Ｐ−
Ｑを表わす直線近似誤差、および、 Ｂｏは、定数であって、前記近似直線ＱのＶｇ−Ｏのと
きの値 を示す。

前記傾きに、の変動幅内の最大値、平均的な値、および
最小値をそれぞれＫ　ｘＭＡＸ＋　Ｋ　ａ　、　Ｋ　ｔ
Ｍｔ　Ｎ％前記直線近似誤差Ｂヨの変動幅内の正の最大
値および負の最大値をそれぞれＢ□ＡＸｒ　　Ｂ　ＩＭ
ＩＮｓ前記所定の上限値をＶ　ＬＨ，前記所定の下限値
をＶ　Ｌ。

前記センサにおける、前記被制御Ｈｐを前記モニタ信号
Ｖ６．に変換する変換係数に、をに、−Ｐ／Ｖ＠。

としたときの、前記制御信号Ｖ、の変動分Ｖにを、ＶＫ
−Ｖ、　＝ＫＺ　・Ｂｏ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（１８）および前記差分演算器の増幅率Ａを Ａ＝　ｌ　Ｖｏ　／　（Ｖ、−Ｖ、、）ｌ・・・・・・
・・・（１９）とし、 前記差分演算器が、 ＶＤ−Ａ・　（Ｖｃ、−Ｖ、）・・・・・・・・・・・
・・・・（２３）の演算を行なうものであるときには、 ・・・・・・・・・・・・・・・（２４）・・・・・・
・・・（２５） また、前記差分演算器が、 ｖ、　−Ａ　−（Ｖ、　−Ｖ、、）−旧−旧・・−（２
Ｂ）の演算を行なうものであるときには、 前記リミタが、 ・・・・・・・・・・・・・・・（２７）および ・・・・・・・・・・・・・・・（２８）を満足する前
記上限値■ＬＨおよび前記下限値ＶＣ、ｔ。

を有することが好ましい。

さらに、本発明の制御装置が、前記センサと前記差分演
算器との間、前記差分演算器と前記リミタとの間、およ
び前記リミタと前記信号合成器との間のうち少なくとも
一箇所に発振防止用低域通過フィルタを備えていること
が好ましい。

ここで、前記「制御体」とは、被制御量（後述する）を
制御するものの総称、たとえば前述したモータ、バルブ
等をいい、特定のものに限定されるものではない。

また、前記「被制御量」とは、最終的な制御対象、たと
えば前述した長尺テープの搬送速度、水面の高さ等をい
い、この被制御量も特定のものに限定されるものではな
い。

また、前記「制御体の出力」とは、たとえばモータの軸
の回転、バルブの開度等、制御体から制御対象に向けて
出力されるものをいい、制御体により異なるものである
。

また、制御体の出力、たとえばモータの軸の回転が、最
終的な制御対象、即ち被制御量であってもよく、制御体
の出力と被制御量とが互いに一致する場合と、前述した
水面の高さの制御等のようにこれらが互いに異なる場合
との双方が本発明に包含される。

また、前記「被制御量を表わすモニタ値」あるいは「被
制御量を表わすモニタ信号」は、制御体の出力と被制御
量とが互いに異なっている場合であっても、直接被制御
量、たとえば長尺テープの搬送速度を検出して得たモニ
タ値あるいはモニタ信号である必要はなく、モータの軸
の回転速度と長尺テープの搬送速度との間に所定の精度
内において一義的な関係がある場合に、長尺テープの搬
送速度に代えてモータの回転速度を検出する等実質的に
被制御量をモニタしたモニタ値あるいはモニタ信号であ
ればよいものである。

また、前記「差分値」（「差分信号」）は、前記制御値
（制御信号）−前記モニタ値（モニタ信号の場合もあり
、前記モニタ値（モニタ信号）−前記制御値（制御信号
）の場合もある。

また、「前記制御値（制御信号）に対し前記モニタ値（
モニタ信号）が負帰還となるように」とは、モニタ値（
モニタ信号）が途中で差分値（差分信号）、クリップ値
（クリップ信号）に変換され、制御値と合成される際、
負のフィードバックを形成することを意味する。

また、前記「所望とする被制御範囲内」とは、たとえば
温度を制御する場合において、該温度を０℃〜５０℃の
間で制御する場合の該温度範囲０’Ｃ〜５０℃等、有効
な制御が行なわれることが期待される範囲をいう。

また、前記「平均的な値に、Ｊは、必ずしも平均値を意
味するものではなく、本発明の制御装置を具体化する際
の傾きＫＸの設計標準値をいうものである。

また上記各信号は、たとえば電圧信号を指すが、電圧信
号に限られるものではなく上記各信号の一部または全部
が電流信号等であってもよく、また電気信号に限られず
光信号等であってもよいものである。

また、「前記傾き・ＫＺの変動幅」、および「前記直線
近似誤差ＢＺの変動幅」は、あらゆる状態を考慮しての
最大の変動幅である必要はなく、本発明の制御装置を具
体化する際に、変動があっても有効に制御が行なわれる
ように見込まれた変動幅でよいものである。

（作　用） 本発明の制御方法は、オーブンループ制御とフィードバ
ック制御との両者を同時に行なうものであるため、この
制御方法にはオーブンループ制御とフィードバック制御
との両者の特性が含まれている。本発明の制御方法は、
これらオーブンループ制御と、フィードバック制御との
両者の欠点を押え、両者の長所を引き出すようにした点
に特徴を有するものである。本発明の制御方法では、フ
ィードバック制御に特有の差分値を求め、この差分値か
らこの差分値が所定の上限値および所定の下限値でクリ
ップされたクリップ値を求めるようにしたため、フィー
ドバック制御の場合に生じるリンギングを十分に小さく
押えることができる。

また、このクリップ値と制御値とを、該制御値に対しモ
ニタ値が負帰還となるように合成してこの合成により得
られた合成値に基づいて制御体の出力を制御するように
したため、フィードバック制御の欠点のひとつである応
答遅れについてはオーブンループ制御の特性が発揮され
て高速の応答性を備え、また定常状態においてはフィー
ドバック制御の特性を発揮させて十分な安定性を備える
ことができる。

また、本発明の制御装置は、上記本発明の制御方法を実
施する装置であって、フィードバック制御に特有な差分
信号を求める差分演算器、該差分信号を所定の上限値お
よび所定の下限値でクリップされたクリップ信号を求め
るリミタ、制御信号に対しモニタ信号が負帰還となるよ
うに制御信号とクリップ信号とが合成された合成信号を
求める信号合成器を備え、この合成信号に基づいて制御
体の出力を制御するようにしたため、高速応答性を備え
、かつ定常状態において十分な高い安定性を備え、いわ
ば、オーブンループ制御とフィードバック制御との両者
の長所を備えた制御装置が構成される。

また、詳細な計算は、後述する実施例において示される
が、前記センサが、（１７）式で定義される変換係数に
、とじて、（２０）式を満足するものを有する場合、被
制御範囲内の全領域にわたって差分演算器が飽和するこ
とがなく、適切なフィードバック制御が行なわれる。

ここで、（１２）式に示すように差分演算器の増幅率は
通常十分大きな値に設定されるものであり、この場合（
２０）式は、 に、→　　　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（２９）と変形される
。即ち、ｋ、は１／につであることが最も好ましいもの
である。

また、リミタの上限値Ｖ　ＬＨ，下限値ＶＬＬは、制御
信号ｖ５の値に拘らずたとえば所定の一定値に固定して
おいても、制御信号ｖｓの変化の小さい場合や制御誤差
の許容度の大きい場合等には有効であるが、α、、β□
、α５．β、を定数として（２１）、　（２２）式 ％式％（２１） を満足するようにリミタを構成した場合は、後述するよ
うに、制御信号Ｖｓが変化してもオーブンループ制御お
よびフィードバック制御が制御信号Ｖｓの変化の全領域
にわたって有効に寄与する制御装置を構成することがで
き、本発明の好ましい態様が構成される。

さらに、式の導出は、後述する実施例において示される
が、前記差分演算器が前記（２３）式％式％（２３） の演算を行なうものであるときには、前記リミタの上限
値ＶＬＨ＋下限値■ＬＬが、それぞれを満足するもので
あるとき、また、前記差分演算器が前記（２６）式 ％式％（２６） の演算を行なうものであるときは、前記リミタの上限値
ＶＬＩ１％下限値ｖＬＬが、それぞれ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・　（３２）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（３３）を満足するものであるとき
に、本発明の制御装置はオーブンループ制御とフィード
バック制御の両者の長所を十分に兼ね備えることができ
る。ただし、（３０）、　（３１）式および（３２）、
　（３３）式の範囲は、実用上の目安であって、それを
外れてもその用途によって本発明が有効である場合には
上記範囲に拘束されるものではない。

さらに、本発明の制御装置が、前記発振防止用低域通過
フィルタを備えていると、動作がより安定し、信頼性の
高い装置となる （実　施　例） 以下、本発明の実施例について詳細に説明する。

尚、これまでの説明から明らかなように、本発明の制御
体、被制御量は特定のものに限定されるものではないた
め、単に制御体、被制御量と称することとする。また、
前述したように本発明における各信号は電圧信号に限ら
れるものではないが、ここでは各信号が電圧信号である
として説明し、簡単のために電圧信号として説明する際
の各記号として電圧信号に限られない一般の信号を表わ
す記号と同一の記号を用いるが、そのことにより本発明
が電圧信号を用いるものに限定されるものではない。

第１図は、本発明の一実施例の制御装置を示したブロッ
ク図である。

図示しない制御用コンピュータ等から出力された制！ｌ
Ｉ電圧信号Ｖ、がこの制御装置２０の差分演算器２１の
マイナス入力端子２１ｂに入力される。該差分演算器２
１のプラス入力端子２１ａには、センサ２Ｂによりモニ
タされた被制御ｆｆ１Ｐを表わすモニタ信号ｖ１．が入
力される。差分演算器２１は、前述した（２３）式 ％式％（２３） に示す演算、即ちモニタ信号ｖ１．と制御信号Ｖ。

との差を求めるとともにこの差をへ倍する演算を行なっ
て差分信号ＶＤを出力する。この差分信号ＶＤは低域通
過フィルタ２２を経由した後リミタ２３に入力される。

この低域通過フィルタ２２は前述したフィードバック制
御系（第１８図参照）と同様に発振防止用であって、こ
こで問題としている周波数帯においては、差分演算器２
１から出力された差分信号ＶＤがそのままリミタ２３に
入力されるものとする。リミタ２３は、入力された差分
信号ｖＤが所定の上限値ｖＬＨを上回る場合に該差分信
号Ｖ、を該上限値ｖＬＨにクリップするとともに該差分
信号ＶＤが所定の下限値ｖＬＬを下回る場合に該差分信
号ＶＤを該下限値ＶＬＬにクリップすることにより、該
差分信号ＶＤが上限値ＶＬ）ｌおよび下限値ＶＬＬでク
リップされたクリップ信号を求めて出力するものである
。このリミタ２３についての詳細は後述する。リミタ２
３から出力された信号は信号合成器２４のマイナス入力
端子２４ｂに入力される。

またこの信号合成器２４のプラス入力端子２４ａには制
御信号Ｖ、が直接入力される。ここでこの信号合成器２
４のプラス入力端子２４ａ、マイナス入力端子２４ｂに
入力される信号をそれぞれＭ、、Ｍ−とする。この信号
合成器２４は、２つの入力信号Ｍ＋。

Ｍ−の差を求めて合成信号ｖ６を Ｖ、−Ｍ、−Ｍ−・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（３４）として出力するものであ
る。尚、本実施例においては、信号合成器２４の増幅率
は１倍に設定されている。この合成信号■、は制御体２
５に入力され、この合成信号ｖ６に基づいて制御体２５
の出力および最終的には被制御量Ｐが制御される。尚、
前述したように、制御体２５の出力と被制御量Ｐとが一
致する場合も異なる場合もある。この被制御量Ｐ１およ
びこの被制御量Ｐの近似直線Ｑは、前述した（１５）、
　（１Ｂ）式 ％式％（１５） ただし、ＫＺは、近似直線Ｑの傾き、ＢＺは、被制御量
Ｐと近似直線Ｑとの差分Ｐ−Ｑを表わす直線近似誤差、
および、Ｂ、は定数であって、近似直線ＱのＶ、−Ｏの
ときの値を示すものである。

ここでこれら（１５）、　（１Ｂ）式は前述した（２）
、（３）式のＶ、に代えてＶ、が変数として用いられる
ことを除き、（２）、（３）式と同一である。これら（
１５）。

（１６）式のに、、Ｂ、、Ｂ、については、（２）　、
　（３）式に関して、第９図、および第１３図〜第１６
図を参照して既に説明したため、ここでは詳細な説明は
省略する。

被制御量Ｐはセンサ２Ｂによってモニタされ、モニタ信
号ｖ、、が生成される。このモニタ信号■、。

は変換係数をに、とじて前述したくｌＯ）式と同様に、
Ｖ　、　、１１１１１　ｋ、・Ｐ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３５）と
表現される。

第２図は、被制御ＭＰと近似直線Ｑの関数形の例を示し
た図である。横軸は合成信号Ｖ６である。

被制御ｆｌＰ、近似直線Ｑは一般的にはたとえばそれぞ
れ曲線２９．直線３０に示すようにＶｃ−ＯのときＢ。

（≠０）を有している。曲線２９′、直線３０′　はＢ
、−〇の場合の被制御量Ｐ１近似直線Ｑを示している。

以下の説明においてはまず１３．−〇の場合について述
べ、次にその説明を８０≠０を含む一般の場合に広げる
。尚、Ｂ、−０の場合であっても、傾きに！はその理想
的な傾きに、と異なっていてもよく、また直線近似誤差
ＢＺも零である必要はなく、このＢｏ−０である点のみ
が一般の場合と異なっている。

Ｂｏ−０のとき、（３５）式より Ｖ、、＝ＫＺ　　　（Ｋ、−Ｖｃ＋Ｂ、）＝ＫＺ　　・
Ｋ１　・Ｖ、＋に、　　・Ｂ！・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（３６）ここで、 ｋ、＝ＫＺ　　・Ｋ、　　　・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３７）ｂ、＝ＫＺ　　・Ｂ
、　　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（３８）と定義すると、 Ｖ　、、−ｋ、　　・ｖ、＋ｂエ　・・・・・・・・・
・・・・・・（３９）と表わされる。このとき、差分演
算器２１の出力電圧（差分信号）Ｖｏは、（２３）式よ
り、ＶＤ−Ａ　−（Ｖ、、−Ｖ、） −Ａ−（ｋ、−Ｖ、＋ｂ、−Ｖ、）　・（４０）ここで
は、低域通過フィルタ２２を経由してリミタ２３に入力
された差分信号ｖｎがリミタ２３でクリップされずに該
リミタ２３を通過する場合について説明し、リミタ２３
の上限値、下限値の定め方に言及する。差分信号■。が
リミタ２３でクリップされずに該リミタ２３を通過する
と、（３４）式より、Ｖ、−Ｍ、−Ｍ −Ｖ、−Ａ−（ｋ、−Ｖｇ＋ｂ、−Ｖ、）ここで、差分
演算器２１の増幅率Ａは、前述した（１２）式 ％式％（１２） に示すように十分大きな値に設定されるため、（４１）
式より、合成信号Ｖ、は、 と表わされる。

尚、差分信号ＶＤがリミタ２３でクリップされずに該リ
ミタ２３を通過する場合、すなわちフィードバック制御
が完全に有効に作用する場合は、被制御ｆｆ１Ｐは、（
３７）、　　（３８）、　　（４２）式より、Ｐ＝ＫＺ
　争Ｖ、＋Ｂ。

ｋ。

ｋ。

１＋Ａ＝ＫＺ　　　　　　　１＋Ａ−ｋ。

ｋ。

・・・・・・・・・・・・（４１） 即ち、被制御ＪＩＰは定常状態において制御信号Ｖ、と
比例し、したがって定常的な誤差ΔＰ０（第１７Ｂ図参
照）は生じない。

またこのときには、（３５）、　　（４３）式より、Ｖ
、、＝ＫＺ−Ｐ 馴−ｖ、・・・・・・ｉ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（４４）となる。即ち定常状
態において制御信号Ｖ、とモニタ信号ｖ、、は一致する
。

ここで差分演算器２１は、（２３）式に示したようにＶ
、ｓｍＡ・　（Ｖ、、−Ｖ、　）・・・・・・・・・・
・・・・・（２３）の演算を行なうものであり、前述し
たように増幅率Ａは十分大きく設定されるものであるか
ら、センサ２Ｂの変換係数に、を調節することにより、
定常状態においてＶ　、　、　ｍ　’Ｊ　、　、すなわ
ちＶＤ−０とされる。このとき、（３１）式より Ｖｇ−Ｍや−Ｍ− −Ｖ、−Ｖ。

Ｊｘｑ　Ｖ　。

ＩｑＶ　、　、　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（４５）となり、
（３９）式を代入して Ｖ、＋に、　　・Ｖ、＋ｂ。

よって （ｋ、−１）−Ｖ、＋ｂ、　Ｊ−！０　−旧−−−−−
＜４６＞定常状態において（４６）式が成立するために
は、ｋ８−１　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４７）ｂ、　
Ｉ−Ｆｏ　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（４８）が成立す
る必要がある。

（３７）式より に、■に、＝ＫＺ　　・・・・・・・ｌ１・・・旧・・
・・・（３７）でありにヨの平均的な値をに、とすると
、ｋ８の平均的な値Ｉτは に、＝ＫＺ＝ＫＺ　　・旧・・・・・・ｌ１・・・・・
・・・（４９）（４７）式と（４９）式とを対比すると
、に、−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（５０）と設定することにより、 ｋ、−１・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（５１）即ち（４７）式が成立する。

また（３８）式より、 ｂ、＝ＫＺφＢ、　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（３８）であり直線近似誤差Ｂ、は
被制御量Ｐと近似直線Ｑとの差分であるから％ＢＩは平
均的には９．ｗＯとなる。したがってｂ！の平均ｂ８も
、（３８）式％式％（５２） となり（４８）式は常に成立する。

（５１）式よりに、−１であり、このことはに１がほぼ
１に近い値を取ることを意味する。したがって に１−１＋Δに、　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（５３）Δに、＜＜ｌ　　　・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（５４）となる。

（５３）式を（４２）式に代入すると、１＋Δに８ （５４）式を用いて、（５５）式を変形すると、Ｖ、　
＋（Ｖ、−ｂ、）−（１−Δに、）−Ｖ、−Ａｋ、−Ｖ
、−ｂ、＋ｂ、−Δｋ。

＝−Ｖ、−１に、−Ｖ、＋ｂ、）−・−・−−−−（５
Ｂ）（３４）式より、 Ｖ、−Ｍ、−Ｍ− −Ｖ、−Ｍ− であるから、（５Ｂ）式と対比すると、Ｍ−−Δに、−
Ｖ、＋ｂ、　　・旧・・−・・川（５７）となる。

Δに、、ｂ、の変動幅を、 −ｋＬ≦Δに、≦に、　　・ｌ１・・・・・・・・・・
・（５ｇ）−ΔｖＢＬ≦ｂ、≦ΔｖＢＨ・・・・・・・
・・・・・・・・（５９）とすると、（５７）式より、
リミタ２３の上限値ＶＬＨおよび下限値ＶＬＬを Ｖ　ＬＨ”　　ｋ　Ｈ”　　Ｖ　６　　＋　ΔＶ　ＢＨ
−−−−（６０）ｖＬＬ−（ｋＬ−Ｖ、＋ＡＶａＬ）−
−（８１）と定めると、定常状態において差分信号ＶＤ
がその全範囲にわたってクリップされることなくリミタ
２３を通過し、したがって定常状態における完全な補正
が可能となりオーブンループ制御における定常的な誤差
ΔＰ、（第１７Ｂ図参照）を生じることはない。

前述したようにに−はに、の平均的な値であるから、 に、＝ＫＺ（１＋Δに、）・・・・・・・・−・・・・
・・（６２）とおくと、（５０）式よりに、−１／に、
であるから、（３７）式より に８讃に、φに８ に８ に０ ＢＺの正の最大値、負の最大値をそれぞれＢ　ＩＭＡＸ
Ｉ　　Ｂ□、とすると、（５９）、　　（６７）式より
に０ に０ 一１＋Δに、　　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（６３）式を（５３）式と比較すると、
Δに、−Δに、　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（８４）ＫＺの最大値、最小値
をそれぞれＫＺＭＡＸ＋に工、Ｎとすると、（５ｇ）、
　　（５９）、　　（６４）式より、Ｋ　ｘｙＡｘ−Ｋ
　６　・（１＋　ｋ　Ｈ）Ｋ、ｙｔＮ＝に、　　　（１
ｋＬ） したがってリミタ２３の上限値ＶＬＨＩ下限値ｖＬＬは
、（Ｂｅ）、　　（８１）、　　（６５）、　　（８Ｂ
）、　　（８８）、　　（６９）式よりＶＬＨ−ｋＨ”
　Ｖ−＋ΔＶＢＮ ・・・・・・（７０） ＬＬ−− （ｋＬ ・Ｖ。

＋ΔＶ　８Ｌ） また、 （３８）式、 （５０）式より、 ・・・・・・（７１） となる。

このとき、合成信号ｖ３の最大値、最小値をＶ、いＸ＋
　　ＶａＭＩＮとすると、（８４）式より、ＶａＭＡｘ
−Ｖ。

Ｖ、Ｍ、Ｎ″″Ｖ・ ＶＬＬ Ｖ　ＬＨ ・・・・・・（７２） である。この図の直線の番号は上記各式（７２）〜（７
４）の番号と合わせである。合成信号Ｖ。は制御信号Ｖ
、を中心として（（７４）弐参照）　、（７２）式、（
７３）式で表わされる範囲（図に斜線で示す範囲）をと
るように上限値ＶＬ）１％下限値ＶＬＬを定めることに
より、Ｋ、、Ｂ、が最大限に変動しても定常的な誤差Δ
Ｐ、（第１７Ｂ図参照）を生じることはない。

このとき被制御ｆｆ１Ｐの最大値、平均的な値。

最小値をそれぞれＰＭＡＸ　＋　　Ｐ＊　　ＰＭＩＮと
すると、Ｂ、−〇のとき、（１５）、　　（７２）、　
　（７３）、　　（７４）式よりＰ　ＭＡＸ　”　Ｋ　
ｘＭＡＸ　”　Ｖ　ｃＭＡＸ＋Ｂ　ｘＭＡＸ・・・・・
・（７３） また（５１）式よりｆτ−１、（５２）式より５τ−０
であるから、合成信号ｖｃは平均的には、（５６）式％
式％ 第３Ａ図は上記（７２）、　（７３）。

（７４）式を示した図 Ｐ■に、　ＩＩｖ。

（７Ｂ） れ、定常的な誤差ΔＰ０　（第１７Ｂ図参照）を生じる
こともない。

ところで上記（７０）、　　（７１）式は、フィードバ
ック制御が完全に有効となるぎりぎりの範囲の上限値ｖ
ＬＨ＋下限値ｖＬＬを示したものであり、実際の上限値
、下限値は、 Ｋ。

Ｋ。

・・・・・・（７８） 第３Ｂ図は、これら（７５）、　（７Ｂ）、　（７７）
式を図示したものである。この図の直線の番号は上記各
式（７５）〜（７７）の番号と合わせである。リミタ１
２の上限値Ｖ　ＬＨ，下限値ＶＬＬを（７０）、　（７
１）式のように設定すると、被制御ｉＰは過渡応答時の
リンギングを含め図に斜線を施した領域内から外れるこ
とはなく、定常状態においては直線７Ｂに沿って制御さ
に、　　　　　　　　　　　　　　　Ｋ。

・・・・・・（７９） であっても、即ち第３Ａ図、第３Ｂ図に斜線を施した範
囲がさらに広がっても定常状態においてフィードバック
制御が完全に有効であるという点からは何ら差しつかえ
ない。ただし第３Ａ図、第３Ｂ図の斜線領域が広がると
、過渡状態におけるリンギングを押える効果が小さくな
り好ましくない。

したがって実用的には、上記斜線領域の広がりを３割許
容した範囲、即ち ・・・・・・（８１） に押えることが好ましい。ただしリングギングの許容度
が大きい場合は、（８０）、　（８１）式を満足しなく
てもよい。

次に、 ・・・・・・（８２） である場合、すなわち第３Ａ図、第３Ｂ図に示す斜線領
域が（７２）〜（７４）式、（７５）〜（７７）式で表
わされる範囲より狭い場合について考察する。

この場合であっても、本発明は有効に作用する。すなわ
ち、Ｋｍ　Ｉ　　Ｂｍの変動のほとんどは、Ｋ　ｘＭＡ
Ｘ””　Ｋ　ｍＭＩ　Ｎ＊　　Ｂ　＊ＭＡＸ−Ｂ　ｘＭ
Ｉ　Ｎの範囲内の中央付近、すなわちに、＝ＫＺ、Ｂ、
−０の付近にある。したがって、この中央付近にある場
合は、フィードバック制御が完全に有効に働く。また、
たとえばＫ　ｘ　＝　Ｋ　ｍＭＡＸ＋　Ｂ　＊　−Ｂ　
ＩＩＩＩＡＸ等上記範囲Ｋ　ｍＭＡ！’＝　Ｋ　ｘＭＩ
Ｎ＋　　Ｂ　ｘＭＡＸ−Ｂ　ＸＭＩＮの端にある場合は
、第３Ａ図、第３Ｂ図の斜線領域を狭めるほど、定常的
な誤差ΔＰ、（第１７Ｂ図参照）が残ることになる。し
かし一方該斜線領域を狭めるほど過渡応答時のリンギン
グもそれだけ小さく押えることができ、用途によってむ
しろ定常的な誤差ΔＰ。

は多少あってもリンギングをより押えた方が良い場合は
、上記斜線領域を狭めることがより有効となる。ただし
、該斜線領域をあまりに狭めすぎるとフィードバック制
御がほとんど有効に働かずオーブンループ制御とほとん
ど大差がなくなるため、実用上は、 ・・・・・・（８４） ・・・・・・（８５） の範囲で有効である用途が大部分であると考えられる。

ただし、はとんどオーブンループ制御でよいがフィード
バック制御を多少加味する場合等は、この範囲を越えて
もよい。

結局、本発明が有効に作用する場合のほとんどは、（８
０）、　　（８１）、　　（８４）、　　（８５）式よ
り・・・・・・（８６） ・・・・・・（８７） の範囲となる。

次に、センサ２２の変換係数に、の許容範囲を求める。

この許容範囲は、差分演算器２１が飽和しないことが条
件となる。差分演算器２１の上限出力電圧および下限出
力電圧（差分演算器２１から出力し得る差分信号ＶＤの
最大値および最小値）をそれぞれｖＤＭＡＸ＋　　ＶＤ
ＭＩＩＩＩとする０差分演算器２■の出力電圧（差分信
号）Ｖｏの絶対値１ＶｏＮｔ、（４０）式より、 ｌＶｏ　　１ｍＡ＃　ｌｋ、ｅｖｅ　＋ｂ、−ｖ。

（３７）式を代入して ＶＤｌ−Ａ・Ｉｋ、　・ＫＺ・Ｖ。

＋ｂ、−Ｖ、ｌ　　　　　　　・・・・・・（８８）ｋ
、が変化（ｋ、→に、＋Δに、）したことにょルＶｌ）
ノ変化ΔｖＤは、（８８）式よりＩΔＶｏ　Ｉ　−Ａ＝
ＫＺ　・Ｉ　Ｖ、　　ｌ　’　ｔ△ｋ。

・・・・・・・・・・・・（８９） 差分信号ＶＤは制御信号■、とモニタ信号ｖｇ、との差
分を表わす信号であるため、通常 Ｖｏ　　ｌ＜（ＩＶ−ｌ　　　　・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（９０）の関係に
ある。したがって合成信号■３は、（３４）式より ＩＶ、１亀ＩＭや−Ｍ−１ ＝ＩＶ−Ｖｏｌ →Ｎ’、Ｉ　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（９１）制御電圧Ｖ、の絶対値の最
大値をＩＶ、ＩＮＡＸとすると、（９１）式より ＩＶ−１＝ｌｖ、１≦ＩＶ−ＩＭＡｘ−＝−（９２）よ
って（８９）式は、 ＩΔＶｏ　Ｉ−Ａ＝ＫＺ−ＩＶ、ｌ　−１Δｋ。

≦ＡＫ、　・ＩＶ−ＩＭＡＸ　”　ＩΔｋ。

・・・・・・（９３） ここでＫＸの平均的な値（設計標準値）をに０とすると
、（９３）式は、 ｊ△Ｖｏ　　Ｉ≦ＡＫ、　・Ｉ　Ｖ、　　ｌ　ＭＡＸ−
１Δｋ。

”！　Ａ　Ｋ　ｏ　Ｊ　Ｖ　ａ　　Ｉ　ＭＡＸ　　’　
　ＩΔｋ。

・・・・・・（９４） 差分演算器２１が飽和しない条件は、１ΔＶａｔの最大
値１ΔＶＤＩＭＡＸＩ即ち（９４）式の右辺が、ΔＶＤ
ＩＭＡＸ≦ＶＤＭＡＸ　　ＶＤＭＩＮ’・・・・・・・
・・・・（９５）を満たすことである。（９５）式に（
９４）式を代入してＡ−に−’　ＩＶ、ＩＭＡＸ　・ｌ
Δｋ。

≦Ｖ　ＤＭＡＸ−Ｖ　ＤＭＩＮ Ａ−Ｋｏ　　・　ｌＶｏ　　ＩＭＡＸ ・・・・・・（９６） ｋ、の最適値に、は、前述したように（５ｏ）式で表わ
され、 に、− に０ である。これを（９６）式に代入して １Δに、　　Ｉ−１に、　　−ｋ。

す る。この場合、制御信号Ｖ９にバイアス分す、として す、＝ＫＺ・Ｂ、　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（９８）を考慮し、制御信号
Ｖ、が変動分ｖＫとバイアス分す、とが加算された信号
、即ち ■、謹ｖＫ＋ｂ、・Ｂ、・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（９９）とすると、後述するように、被
制御量Ｐが・・・・・・（９７） センサ２２の変換係数に、がこの（９７）式を満足すれ
ば、差分演算器２１が飽和することなく有効に制御が行
なわれる。ここで前述したように差分演算器２１の増幅
率Ａは十分大きな値に設定される。

Ａ→大とすると、（５０）式に示したようにに、→１／
に０となる。

次に（１５）、　（１Ｂ）式において、第２図の被制御
量Ｐの一例を表わす曲線２９、近似画像を表わす直線３
０に示すように、Ｂ、≠０の場合について説明すｋ。

となって被制御量Ｐが制御信号Ｖ、と比例することを除
き、これまでのＢ、−０のときの説明におけるＶ、をＶ
Ｋと置き換えれば、これまでの説明がそのまま成立する
。

即ち、モニタ信号Ｖ１は（３５）式、（１５）式よりｖ
、、Ｗ　ｋ、ΦＰ ＝ＫＺ−（Ｋ、−Ｖ、＋Ｂ、＋Ｂ、’）・・・・・・（
１０１） であるから、差分信号ＶＤは（２３）式よりＶＤ−Ａ・
　（Ｖ、、−Ｖ、） −Ａ　ｌｋ、−（Ｋ、−Ｖｃ十Ｂ、＋Ｂ、）−（ＶＫ＋
に、　　・Ｂｏ）） −Ａ−（ｋ、−Ｖｃ＋ｂ、　十ｖＫ）−（１０２）とな
りＢｏ−０の場合の（４ｏ）式のＶ、を■、と置き換え
たものと等しい。

また、合成信号Ｖ、は、（３４）、　（９９）、　（１
０２）式％式％ となり、Ｂ６の場合の（４２）式のＶ、をｖＫと置き換
えたものに等しい。このとき被制御量Ｐは、（１５）、
　　（１０３）式より、 Ｐ＝ＫＺ　　拳Ｖ、−１−Ｂ、＋Ｂ。

■。

ｋ。

となり、被制御Ｈｋｐ、は制信号Ｖ、と比例する。

即ち、被制御量Ｐもバイアス分としてＢ６を含んでいる
ため、バイアス分としてに、・Ｂｏを含んだ制御信号Ｖ
、と比例Ｉ７、このバイアス分は差分演算器２１で互い
にキャンセルされるため、ｖｓを■にと置き換えるだけ
でＢ−０の場合の説明が成り立つものである。この第３
Ａ図の横軸Ｖ、はＶ８と読み替えられるが、第３Ｂ図の
横軸Ｖ、はそのままＶ、となる。その他これまで導出し
て各式も（１００）式に対応する式を除きＶ、を■にと
読み替えればよいため、ここでは書き換えた式は示さな
い。またＢ。−１０の場合も（９９）式においてバイア
ス分が零であると考え、この場合Ｖ、−ＶＫとなるだけ
であって、Ｂ、−０の場合を含めて読み替えを行なうこ
とができるものである。

この読み替えを行なうことは、図示しない制御用コンピ
ュータ等から制御信号Ｖ、の変動分ｖＫのみが出力され
る場合は、該信号ＶＫが第１図に示す制御装置２０を入
力される前に、バイアス分に、・Ｂｏを加算する加算器
を備えることになる。

この加算器により信号Ｖ、を生成した後、該信号Ｖ、が
制御信号装置２０に入力される。または制御用コンピュ
ータ等からバイアス分に、・Ｂ、を含んだ制御信号Ｖ、
を出力するようにしてもよい。

第４Ａ図、第４Ｂ図は、それぞれ第１図に示す制御装置
２０に入力される制御信号Ｖに　（変動のみ。

■、とＶ、とはバイアス分の相違のみであるため、以後
特に区別しない場合もある。）と、被制御量Ｐの過度応
答とを示した図である。第４Ａ図は、時刻ｔ、において
制御信号ＶＫがＶｘ＝０からＶに−ｖＸ０にステップ的
に変化したことを示している。

第４Ｂ図に示すように、被制御量Ｐは制御信号■Ｋに応
答して高速に立ち上がる。図に示したＴ、の期間は、フ
ィードバック制御の応答遅れにより、オーブンループ制
御のみが有効な期間である。このときにはオーブンルー
プ制御の特性として第１７Ｂ図に示す定常的な誤差ΔＰ
、が表われている。期間Ｔ、に続く期間Ｔ２はフィード
バック制御の過度応答期であり、リンギングが発生して
いるが、リミタ２３が有効に作用して、リンギングが所
定の上下限値ＶＬＨ＋　”　ＬＬに対応した値にクリッ
プされている。期間Ｔ、はリンギングが治まった後の安
定期であり、フィードバック制御が有効に働き定常的な
誤差ΔＰ０がキャンセルされ、制御信号ｖＫに対し被制
御量ＰがＰ。となっている。

この第４Ｂ図に示すように、本発明はオーブンループ制
御とフィードバック制御の両者の長所を有効に取り入れ
ている。

第１図に示す各ブロックの具体的な回路機構はこれまで
の詳細な説明をふまえて単に設計を行なえばよいもので
あるが、本発明の大きな特徴のひとつであるリミタ２３
の回路構成の一例について次に説明する。

第５図は、第１図に示すリミタの回路構成の一例を示し
た回路図である。尚、ここでは簡単のため、各抵抗を表
わす記号（Ｒ＋　、Ｒ２、・・・等）がそのままその抵
抗の抵抗値をも表わすものとする。

演算増幅器（オペアンプ）３１のプラス入力端子３１ａ
には、抵抗Ｒ３を介して電圧信号ＶＶが入力される。こ
こではこの電圧信号ｖｖは制御信号■（変動分のみ）で
ある。また該プラス入力端子３１ａは抵抗Ｒ２を介して
接地されている。このオペアンプ３１のマイナス入力端
子３１ｂには抵抗ＲＯＩを介して電圧信号■Ｈｃが入力
される。ここではこの電圧信号Ｖ）ＩＣは−ΔＶＢＨ（
（５９）式参照）である。

また該マイナス入力端子３１ｂは抵抗Ｒ８２を介１７て
その出力端子３１ｃと接続されている。ここで両抵抗Ｒ
８１とＲ８２は同一の抵抗値Ｒ８を有している。

オペアンプ３２のプラス入力端子３２ａには抵抗Ｒ，□
を介して電圧信号ＶＬＣが人力される。ここではこの電
圧信号ｖＬｃは一ΔＶＢＬ　（（５９）式参照）である
。また該プラス入力端子３２ａは抵抗ＲＡ２を介して接
地されている。このオペアンプ３２のマイナス入力端子
３２ｂには抵抗ＲＡＩを介して制御信号Ｖ、が入力され
ている。また該マイナス入力端子３２ｂは抵抗Ｒ８，を
介してその出方端子３２ｃと接続されている。２つのオ
ペアンプ３３．３４の各マイナス入力端子３３ｂ　、　
３４ｂは互いに接続されている。オペアンプ３３の出力
端子３３ｃとマイナス入力端子３３ｂとの間には、ダイ
オード３５が配置されておりそのカソード３５ｂが出力
端子３３ｅと、アノード３５ａがマイナス入力端子３３
ｂと接続されている。オペアンプ３４の出力端子３４ｃ
とマイナス入力端子３４ｂとの間には、出力端子３４ｃ
とアノード３６ａ１マイナス入力端子３４ｂとカソード
３６ｂが接続されるようにダイオード３６が配置されて
いる。

ダイオード３５のアノード３５ａとダイオード３６のカ
ソード３８ｂとの接続点がオペアンプ３７のプラス入力
端子３７ａと接続されている。オペアンプ３７のマイナ
ス入力端子３７ｂと出力端子３７ｃは直接接続されてい
る。オベア゛ンプ３７のプラス入力端子３７ａは抵抗Ｒ
Ｌを介してこの奄！ミタ２ｏの入力端子３８と接続され
ている。オペアンプ３７の出力端子８７ｅはこのリミタ
２０の出力端子３９と接続されている。

以上のように接続されたリミタ２０において、オペアン
プ３１の出力電圧ｖＡは、 オペアンプ３２の出力電圧ＶＢは、 ここで となるように各抵抗値を選ぶと、 Ｖ＾＝ＫＺφｖＫ＋Δｖ８Ｈ・・・・・・・・・・・・
・・・（１０ｇ）Ｖｓ　”−（ｋＬ−Ｖｘ　＋ΔＶａＬ
）　　−−（１０９）となり、これらの電圧信号Ｖ　Ａ
、　Ｖ　ａ　ハ（６０）、（６１）式で表わされる上下
限値ＶＬＨ，ＶＬＬ　（Ｖ、をＶＫと読みかえる）と対
応している。

ここでこのリミタ２３の入力端子３８に差分信号ＶＤが
入力されると、この差分信号ＶＤがＶＢ≦ＶＤ≦ｖＡ の範囲の場合はそのままの電圧が出力端子３９から出力
され、 ＶＤくｖＢ、ｖＡくｖＤ の場合はＶＤがそれぞれＶＢ、ｖＡにクリップされて出
力端子３９から出力される。したがって第５図の回路構
成により本発明のリミタの一例が構成される。

上記リミタは、（１０ｇ）、（１０９）式（（８０）　
、　（８１）式）に示すようにリミタの上限値ｖＬ１４
、下限値ｖＬＬが制御信号ｖ３の変動分ｖｋと比例する
ことを基本にして構成した例であるが、これら上下限値
ＶＬＨ＊ＶＬＬはバイアス分ｋｇ　Ｂ、を含んだ制御信
号ｖｓ（（９９）式参照）にも比例する。すなわち（６
０）　、　（８１）式のｖｓをＶ、と置き換えた式 ｖＬ）Ｉ−ｋＨ−ｖ″に＋Δｖ８Ｈ・・・・旧・・（１
１Ｏ）ＶＬＬ−−（ｋｔ　−Ｖｔ　＋ＡＶａｔ）　−−
（１１１）において、（９９）式より Ｖｋ−Ｖｓ　−ｋｓ　−Ｂｏ　　　　−−−（１１２）
であるからこの（１１２）式を（ｌｌＯ）、（ｌｌｌ）
式に代入し、 Ｖ　ＬＨ”　ｋ　Ｈ・　（Ｖｓ　　　ｋｓ　　−Ｂｏ）
　　＋ΔＶＢＨ＝ＫＺ−Ｖ、＋　　（ΔｖＢＨ−ｋＨ−
ｋｓ　−Ｂｏ）・・・・・・・・・・・・（１１３） ＶＬＬ＝−（Ｋｔ、　　・　（Ｖｓ　−ｋｓ　　−Ｂｏ
　）＋ＡＶＢＬ）−−ＫＬ−Ｖ、＋　　（ＫＬ　　−ｋ
ｓ　　・Ｂ。

−ΔＶ　ＢＬ）　　　　　　　　　　・・・・・・・・
・・・・（１１４）（８５）　、　（８Ｂ）　、　（６
ｇ）　、　（８９）式を代入すると、・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１１５）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（１１６）即ち、リミタの上下限値Ｖ
ＬＨ、ｖＬＬはバイアス分を含んだ制御信号ｖｓにも比
例する。

リミタの上下限値ＶＬＨ＋　ｖＬＬが制御信号ｖｓに比
例することを基本として第５図に示すリミタの設計を行
なうと、第５図に示す電圧信号ｖｖ。

ｖＨＣ＊　ｖＬＣとしては、（１１３）、（１１４）式
を参照してＶｖ”Ｖｓ　　　　　　　　　　　・旧・・
・・・・・・（１１７）ＶＨＣ−（ΔＶａｎ　　ｋｎ　
−ｋｓ　”　Ｂｏ　）　−（１１８）ＶＬＣ”−（ΔＶ
ＢＬ　　ｋｔ　　拳ｋｓ　　−Ｂｏ　）　＝（１１９）
が入力され、各抵抗は（１０２）、（１０３）式と同じ
く−ｋＬ　　　　　　　・・・・・・・・・・・・（１
２１）Ｒ＾ となるようにその抵抗値が選択される。

すなわち、上記リミタは、その上限値■ＬＨ＋下限値Ｖ
ＬＬが制御信号Ｖ、の変動分Ｖ、に比例することを基本
として設計した場合を含め、制御信号Ｖ、の関数として
、α□、βＨ９α５．βＬを定数として、 ＶＬ）Ｉ＝ｆｆ）Ｉ　”ＶＳ＋βｏ　　　（αｏ　＞Ｏ
）　・”（１２２）ＶｔＬｍａｔ＊Ｖｓ＋βＬ　（ａｔ
＜０）・＝（１２３）と表現することができる。このよ
うに本発明のリミタは（１２２）　、　（１２３）式を
満足するように構成し、定数αＨ２βＨ１αＬ、βＬを
適切に調整することが最適である。

第６図は、本発明の制御装置の他の実施例を表わしたブ
ロック図である。第１図に示した制御装置と同一の要素
には第１図と同一の番号を付し説明は省略する。

この制御装置２０′　は、第１図の差分演算器２１の出
力側に配置された低域通過フィルタ２２に代えてセンサ
２Ｂから出力されたモニタ信号Ｖ　ｇｐの高周波成分を
カットする低域通過フィルタ２２′が配置されている。

この低域通過フィルタ２２′　　も発振防止用であり、
この位置に配置されることもある。また図面に記載され
ていないが、リミタ２３の出力側に配置することもでき
る。

また、この制御装置２０′では、制御信号Ｖ、が差分演
算器２１’のプラス入力端子に入力され、モニタ信号Ｖ
。が差分演算器２１’のマイナス入力端子に入力されて
いる。またこの制御装置２０′の信号合成器２４′は２
つの入力信号Ｍヤ１Ｍ−を加算するものである。このよ
うに構成しても制御信号Ｖ、に対してモニタ信号Ｖ　ｃ
ｐが一回（奇数回）反転しており負帰還が構成されてい
る。

差分演算器２１′では、 Ｖ、　−Ａ　−（Ｖ、　−Ｖｃ、）−・−・・・・・・
−（１２４）が演算される。これは、前述した実施例に
おける（２３）式に対応するものである。以後前述した
実施例と同様な計算を行なうことにより、リミタ２３′
の上限値ＶＬＨ１下限値ＶＣ、ｔ、は、（７０）、　（
７１）式に対応して ＶＬＨ＝ｋＬ　−Ｖｘ　　＋ΔＶａｔ ・・・・・・（１２５） ＶＬＬ−（ｋＨ−ＶＫ　＋Δｖ、、） ・・・・・・（１２７） る。

このとき、前述した実施例における（１！６）、　（８
７）・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（１３０
）と求められる。

また、このとき、第５図に示すリミタの各電圧信号Ｖｖ
、ＶＨｃ、ＶＬｃは、リミタノ上限値”ＬＨ＋下限値ｖ
ＬＬが制御信号ＶＳの変動分Ｖ、と比例することを基本
にして設計すると、（１，２５）　、　（１２７）式％
式％（１３１） となる。また、リミタの上限値ｖＬＨ＋下限値ＶＬＬが
バイアス分に、・Ｂ、を含んだ制御信号Ｖｓと比例する
ことを基本にして設計すると、（１２５）。

（１２７）式より ＶＬｕ−ｋｔ　・（Ｖｓ　−ｋｓ　　・Ｂｏ　）　＋Δ
ＶａＬｍｋＬ　ｅＶ、＋ΔＶ！ＩＬ−ｋｌ　　・ｋｓ　
１１８゜・・・・・・・・・・・・（１８６） Ｖｖ−Ｖ、　　　　　　　　　　　　・・・・・・・・
・・・・（１４０）ｖＨｃ寵−ΔＶＢＬ＋ｋＬ　　争ｋ
ｓ　　・Ｂｅ　　　−（１４１）ＶＬＣ”−ΔＶＢＨｋ
Ｈ”ｋｓ　　”ＢＯ・・・（１４２）・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１３７）ＶＬＬ−１ｋｎ　　・
　（Ｖｓ　　　ｋｓ−Ｂｏ）＋ΔＶ　ＢＬ）−−（ｋＨ
”Ｖｓ　＋ΔＶＢ１１ ｋｎ　　・ｋｓ　　−Ｂｏ　）　　　−（ＬＨ）・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（１３９）であるから
、（１３１３）、（１３８）式よりとなる。

また、この場合も前述した（１２２）　、　（１２３）
式１式％（１２２） がそのまま成立する。即ち、第６図に示す実施例によう
に信号合成器が両信号Ｍ＋とＭ−とを加算するものであ
る場合であっても、リミタは上記（１２２）、（１２３
）式を満たすように構成することが本発明のリミタとし
て最適である。

また、第６図に示す制御装置２０’にはリニアライザ２
８が備えられている。このリニアライザ２８により被制
御ｊｌＰのに、３．ＢＺの変動幅を狭めることができる
場合、このリニアライザ２８を備えることにより、リミ
タ２３の上限値ＶＬＨと下限値ＶＬＬとの間隔（第３Ａ
図、第３Ｂ図の斜線領域）を狭めることができ、より精
度のよい制御が可能となる。

第７図は、本発明の制御装置のさらに異なる実施例を示
したブロック図である。第１図、第６図と同一の構成要
素には第１図、第６図と同一の番号を付し、説明は省略
する。

この制御装置２０′には遅延回路２８が備えられている
。この遅延回路２Ｂは信号がａ点からｂ点に伝達される
までの遅延時間（システム遅延時間）ｒ５を補償するた
めのものであり、遅延回路２８の遅延時間τｄは τ−“τＳ となるように定められる。遅延回路２Ｂを設けることは
、システム遅延時間τＳが大きい場合に有効であるが、
低域通過フィルタ２２のａ過帯域における遅延時間τ、
がシステム遅延時間τＳと比べτＬ　　＞）τＳ である場合が多く、この場合、遅延回路２８を省くこと
もできる。

第８図は、本発明の制御装置のさらに異なる実施例を示
すブロック図である。第１図、第６図。

第７図と同一の構成要素にはこれら各図と同一の番号で
付し、説明は省略する。

この制御装置２０′ではセンサ２Ｂの出力側に発振防止
用低域通過フィルタ２２′が備えられている。

また差分演算器２１のマイナス入力側に遅延回路２８′
が備えられている。この構成においては、遅延回路２８
′の遅延時間τ６は、システム遅延時間τＳと低域通過
フィルタ２２′の通過帯域内の遅延時間τ、との合計、
すなわち τ−閤τＳ十τＬ となるように定められる。

以上、本発明の種々の実施例について説明したが、本発
明は上記実施例に限られるものではなく、ｇ々の具体的
な構成を備えることができるものである。また制御の対
象も特定のものに限られるものではない。

（発明の効果） 本発明の制御方法および制御装置は、オーブンループ制
御とフィードバック制御との両者を結合し、これら両者
の短所を互いにカバーするとともに長所を引き出すため
にクリップ値（クリップ信号）を求め、このクリップ値
（クリップ信号）と制御信号とを合成し、この合成によ
り得られた合成値（合成信号）に基づいて制御を行なう
ようにしたものであり、これにより、高速応答性を備え
、過渡応答時にリンギングを十分に小さく押えることが
でき、さらに定常状態において定常的な誤差を十分に小
さく押えることができる。

また、上記本発明の制御装置において、センサが、前述
した（２０）式を満足する変換係数ｋＳを有すると、制
御の全領域にわたって差分演算器が飽和することがなく
、上記本発明の効果をより有効に引き出すことができる
。

また、上記本発明の制御装置において、リミタが、前述
した（２１）　、　（２２）式を満足するものである場
合、制御信号ｖｓの値によらずオーブンループ制御とフ
ィードバック制御の両者が安定的に有効に作用する。

さらに、このリミタが、差分演算器が（２３）式の演算
を行なうものであるときには、（２４）、　（２５）式
、差分演算器が（２６）式の演算を行なうものであると
きには（２７）、　（２８）式を満足する上下限値ＶＬ
、、　ＶＬＬを有すると実用上オーブンループ制御とフ
ィードバック制御とが有効に作用し合う場合が多くより
好ましい制御装置が構成される。

また、本発明の制御装置が発振防止用の低域通過フィル
タを眞えたものである場合は、より安定的に制御を行な
うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例の制御装置を示したブロッ
ク図、 第２図は、被制御量Ｐと近似直線Ｑの関数形の例を示し
た図、 第３Ａ図は、制御信号■ｓに対する合成信号ＶＣの範囲
を示した図、 第３Ｂ図は、制御信号■５に対する被制御量Ｐの範囲を
示した図、 第４Ａ図、第４Ｂ図は、それぞれ第１図に示す制御装置
に入力される制御信号■、と、被制御量Ｐの過渡応答と
を示した図、 第５図は、第１図に示すリミタの回路構成の一例を示し
た回路図、 第６図は、本発明の制御装置の他の実施例を表わしたブ
ロック図、 第７図は、本発明の制御装置のさらに異なる実施例を示
したブロック図、 第８図は、本発明の制御装置のさらに異なる実施例を示
すブロック図、 第９図は、オーブンループ制御の一例を示したブロック
図、 第１０図は、第９図に示した七−夕を含む制御対象を模
式的に示した図、 第１１図〜第１３図は、リニアライザを説明するための
図、 第１２図は、折れ線補正を行なうリニアライザの構成の
一例を示したブロック図、 第１３図は、ＶＳを変数とした関数としての被制御量Ｐ
を表わした図、 第１４図〜第１６図は、被制御ｆｆ１Ｐのそれぞれ傾き
に１、直線近似誤差Ｂｍ、および値Ｂ。の値の変化に対
する、被制御ｆｆ１Ｐ、近似直線Ｑの関数形を示した図
、 第１７Ａ図、第１７Ｂ図は、第９図に示すオーブンルー
プ制御系における制御信号Ｖ、とそれに応答した被制御
量（テープの搬送速度）の時間変化の一例を示した図、 第１８図は、フィルドパック制御の一例を示したブロッ
ク図、 第１９図は、第１８図に示した流量コントロール用バル
ブとセンサとを含む制御対象を示した図、第２（ＩＡ図
、第２０Ｂ図は、第１８図に示したフィードバック制御
系における、それぞれ制御信号Ｖ。 と、それに応答した被制御量（水面の高さ）の時間変化
の一例を示した図である。 １、１３．２７・・・リニアライザ ２・・・モータ １１、２１．２１’・・・差分演算器 １２、２２．２２’　・・・低域通過フィルタｌ４・・
・流量コントロール用バルブ １５・・・センナ ２０、２０’　、　、２０’　、　２０’・・・制御装
置２８、２８’　・・・リミタ ２４、２４’信号合成器 ２５・・・制御体　　　　　　　２Ｂ・・・センサ２８
、２８’・・・遅延回路 ８１、８２．８３．３も３７・・・演算増幅器（オペア
ンプ）第３Ａ図 第３８図 ８ＸＭ、Ｎ−ＫＸＭＩＮ−１：ＩＸＭＡＸＫ。 第１１Ａ図 第１旧図 第 図 第 図 ７ｇ 第１１Ｃ図 第 図 第 図 第１６ 図 第２０Ａ図 第２０８図 同時に出願審査請求書あり 手続補正書 発明の名称 制御方法および制御装置 補正をする者 事件との関係

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）制御値に応じて制御体の出力を制御する制御方法
   であって、 　前記制御体により制御される被制御量をモニタして、
   該被制御量を表わすモニタ値を求め、 　前記制御値と前記モニタ値との差分を表わす差分値を
   求め、 　前記差分値が所定の上限値を上回る場合に該差分値を
   該上限値に置き換えるとともに該差分値が所定の下限値
   を下回る場合に該差分値を該下限値に置き換えることに
   より、該差分値が前記上限値および前記下限値でクリッ
   プされたクリップ値を求め、 　前記制御値に対し前記モニタ値が負帰還となるように
   、前記制御値と前記クリップ値とを合成し、 　この合成により得られた合成値に基づいて前記制御体
   の出力を制御することを特徴とする制御方法。
2. （２）制御信号を入力して、該制御信号に応じて制御体
   の出力を制御する制御装置であって、 　前記制御体により制御される被制御量をモニタして該
   被制御量を表わすモニタ信号を出力するセンサ、 　前記制御信号と前記モニタ信号とを入力して、これら
   制御信号とモニタ信号との差分を表わす差分信号を出力
   する差分演算器、 　前記差分信号を入力して、該差分信号が所定の上限値
   を上回る場合に該差分信号を該上限値にクリップすると
   ともに該差分信号が所定の下限値を下回る場合に該差分
   信号を該下限値にクリップすることにより、該差分信号
   が前記上限値および前記下限値でクリップされたクリッ
   プ信号を求めて出力するリミタ、および 　前記制御信号と前記クリップ信号とを入力し、前記制
   御信号に対し前記モニタ信号が負帰還となるように前記
   制御信号と前記クリップ信号とを合成して、これら制御
   信号と前記クリップ信号とが合成された合成信号を出力
   する信号合成器を備え、 　前記合成信号に基づいて前記制御体の出力を制御する
   ことを特徴とする制御装置。
3. （３）前記制御信号をＶ＿Ｂ、前記モニタ信号をＶ＿Ｃ
   ＿Ｐ、前記差分信号をＶ＿Ｄ、前記合成信号をＶ＿Ｃ、
   前記合成信号Ｖ＿Ｃを変数とした、所望とする被制御範
   囲内の前記被制御量Ｐと該被制御量Ｐを直線近似するこ
   とにより得られた近似直線Ｑを、それぞれ 　Ｐ＝Ｋ＿Ｚ・Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿Ｘ＋Ｂ＿０、 　Ｑ＝Ｋ＿Ｚ・Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿０、 ただし、 　Ｋ＿Ｚは、前記近似直線Ｑの傾き、 　Ｂ＿Ｘは、前記被制御量Ｐと前記近似直線Ｑとの差分
   Ｐ−Ｑを表わす直線近似誤差、 および、 　Ｂ＿０は、定数であって、前記近似直線ＱのＶ＿Ｃ＝
   ０のときの値を示す。 　前記センサにおける、前記被制御量Ｐを前記モニタ信
   号Ｖ＿Ｃ＿Ｐに変換する変換係数ｋ＿Ｓを 　ｋ＿Ｓ＝Ｐ／Ｖ＿Ｃ＿Ｐ、 　前記傾きＫ＿Ｅの変動幅内の平均的な値をＫ＿０、前
   記制御信号Ｖ＿Ｚの変動分Ｖ＿Ｋを 　Ｖ＿ｋ＝Ｖ＿Ｚ−ｋ＿Ｃ・Ｂ＿０ としたときの該変動分Ｖ＿Ｋの絶対値の最大値を 　｜Ｖ＿Ｋ｜＿Ｍ＿Ａ＿Ｘ、 　前記差分演算器の増幅率Ａを 　Ａ＝｜Ｖ＿Ｄ／（Ｖ＿Ｋ−Ｖ＿Ｃ＿Ｐ）｜、 　および前記差分演算器から出力し得る前記差分信号Ｖ
   ＿Ｄの最大値および最小値をそれぞれＶ＿Ｄ＿Ｍ＿Ａ＿
   Ｘ，Ｖ＿Ｄ＿Ｍ＿Ｉ＿Ｎとしたとき、 前記センサが、 　▲数式、化学式、表等があります▼ を満足する前記変換係数ｋ＿Ｓを有することを特徴とす
   る請求項２記載の制御装置。
4. （４）前記制御信号をＶ＿Ｓ、前記所定の上限値をＶ＿
   Ｌ＿Ｈ、前記所定の下限値をＶ＿Ｌ＿Ｌとしたとき、前
   記リミタが、α＿Ｈ，β＿Ｈ，α＿Ｌ，β＿Ｌを定数と
   して 　Ｖ＿Ｌ＿Ｈ＝α＿Ｈ・Ｖ＿Ｓ＋β＿Ｈ（α＿Ｈ＞０） 　Ｖ＿Ｌ＿Ｌ＝α＿Ｌ・Ｖ＿Ｓ＋β＿Ｌ（α＿Ｌ＜０） を満足するように構成されていることを特徴とする請求
   項２または３記載の制御装置。
5. （５）前記制御信号をＶ＿Ｓ、前記モニタ信号をＶ＿Ｃ
   ＿Ｐ、前記差分信号をＶ＿Ｄ，前記合成信号をＶ＿Ｃ、
   前記合成信号Ｖ＿Ｃを変数とした、所望とする被制御範
   囲内の前記被制御量Ｐと該被制御量Ｐを直線近似するこ
   とにより得られた近似直線Ｑを、それぞれ 　Ｐ＝Ｋ＿Ｚ・Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿Ｘ＋Ｂ＿０、 　Ｑ＝Ｋ＿Ｘ−Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿０、 ただし、 　Ｋ＿Ｘは、前記近似直線Ｑの傾き、 　Ｂ＿Ｚは、前記被制御量Ｐと前記近似直線Ｑとの差分
   Ｐ−Ｑを表わす直線近似誤差、 および、 　Ｂ＿０は、定数であって、前記近似直線Ｑの　Ｖ＿Ｃ
   ＝０のときの値を示す。 　前記傾きＫ＿Ｚの変動幅内の最大値、平均的な値、お
   よび最小値をそれぞれＫ＿Ｘ＿Ｍ＿Ａ＿Ｘ，Ｋ＿０，Ｋ
   ＿Ｚ＿Ｍ＿Ｉ＿Ｎ，前記直線近似誤差Ｂ＿Ｘの変動幅内
   の正の最大値および負の最大値をそれぞれＢ＿Ｘ＿Ｍ＿
   Ａ＿Ｘ，Ｂ＿Ｚ＿Ｍ＿Ｉ＿Ｎ、前記所定の上限値をＶ＿
   Ｌ＿Ｈ、前記所定の下限値をＶ＿Ｌ＿Ｌ、 　前記センサにおける、前記被制御量Ｐを前記モニタ信
   号Ｖ＿Ｃ＿Ｐに変換する変換係数ｋ＿Ｓを 　ｋ＿Ｓ＝Ｐ／Ｖ＿Ｃ＿Ｐ としたときの、前記制御信号Ｖ＿Ｂの変動分Ｖ＿Ｋを 　Ｖ＿Ｋ＝Ｖ＿Ｂ−ｋ＿Ｓ・Ｂ＿０、 および前記差分演算器の増幅率Ａを 　Ａ＝｜Ｖ＿Ｄ／（Ｖ＿Ｓ−Ｖ＿Ｃ＿Ｐ）｜とし、前記
   差分演算器が、 　Ｖ＿Ｄ＝Ａ・（Ｖ＿Ｃ＿Ｐ−Ｖ＿Ｂ） の演算を行なうものであるとき、 　前記リミタが、 　▲数式、化学式、表等があります▼ を満足する前記上限値Ｖ＿Ｌ＿Ｈおよび前記下限値Ｖ＿
   Ｌ＿Ｌを有することを特徴とする請求項２〜４のいずれ
   か１項記載の制御装置。
6. （６）前記制御信号をＶ＿Ｂ、前記モニタ信号をＶ＿Ｃ
   ＿Ｐ、前記差分信号をＶ＿Ｄ、前記合成信号をＶ＿Ｃ、
   前記合成信号Ｖ＿Ｃを変数とした、所望とする被制御範
   囲内の前記被制御量Ｐと該被制御量Ｐを直線近似するこ
   とにより得られた近似直線Ｑを、それぞれ 　Ｐ＝Ｋ＿Ｚ・Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿Ｘ＋Ｂ＿０、 　Ｑ＝Ｋ＿Ｚ・Ｖ＿Ｃ＋Ｂ＿０、 ただし、 　Ｋ＿Ｚは、前記近似直線Ｑの傾き、 　Ｂ＿Ｚは、前記被制御量Ｐと近似直線Ｑとの差分Ｐ−
   Ｑを表わす直線近似誤差、 および、 　Ｂ＿０は、定数であって、前記近似直線Ｑの　Ｖ＿Ｃ
   ＝０のときの値 を示す。 　前記傾きＫ＿Ｘの変動幅内の最大値、平均的な値、お
   よび最小値をそれぞれＫ＿Ｚ＿Ｍ＿Ａ＿Ｘ，Ｋ＿０，Ｋ
   ＿Ｘ＿Ｍ＿Ｉ＿Ｎ前記直線近似誤差Ｂ＿Ｚの変動幅内の
   正の最大値および負の最大値をそれぞれＢ＿Ｘ＿Ｍ＿Ａ
   ＿Ｘ，Ｂ＿Ｘ＿Ｍ＿Ｉ＿Ｎ、前記所定の上限値をＶ＿Ｌ
   ＿Ｈ、前記所定の下限値をＶ＿Ｌ＿Ｌ前記センサにおけ
   る、前記被調御量Ｐを前記モニタ信号Ｖ＿Ｃ＿Ｐに変換
   する変換係数ｋ＿Ｓを 　ｋ＿Ｓ＝Ｐ／Ｖ＿Ｃ＿Ｐ としたときの、前記制御信号Ｖ＿Ｂの変動分Ｖ＿Ｋを 　Ｖ＿Ｋ＝Ｖ＿Ｓ−ｋ＿Ｓ・Ｂ＿０、 および前記差分演算器の増幅率Ａを 　Ａ＝｜Ｖ＿Ｄ／（Ｖ＿Ｓ−Ｖ＿Ｃ＿Ｐ）｜とし、前記
   差分演算器が、 　Ｖ＿Ｄ−Ａ・（Ｖ＿Ｓ−Ｖ＿Ｃ＿Ｐ） の演算を行なうものであるとき、 前記リミタが、 　▲数式、化学式、表等があります▼ を満足する前記上限値Ｖ＿Ｌ＿Ｈおよび前記下限値Ｖ＿
   Ｌ＿Ｌを有することを特徴とする請求項２〜４のいずれ
   か１項記載の制御装置。
7. （７）前記センサと前記差分演算器との間、前記差分演
   算器と前記リミタとの間、および前記リミタと前記信号
   合成器との間のうち少なくとも１箇所に発振防止用低域
   通過フィルタを備えたことを特徴とする請求項２〜５項
   のうちいずれか１項記載の制御装置。