JPH0223107Y2 - - Google Patents
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- JPH0223107Y2 JPH0223107Y2 JP1981063792U JP6379281U JPH0223107Y2 JP H0223107 Y2 JPH0223107 Y2 JP H0223107Y2 JP 1981063792 U JP1981063792 U JP 1981063792U JP 6379281 U JP6379281 U JP 6379281U JP H0223107 Y2 JPH0223107 Y2 JP H0223107Y2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
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- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、電圧変動の大きい直流電源（特に蓄
電池に適合する）から負荷に一定電圧を供給する
負荷電圧補償装置の改良に関するものである。
電池に適合する）から負荷に一定電圧を供給する
負荷電圧補償装置の改良に関するものである。
蓄電池を制御装置の電源として使用する場合、
一般に蓄電池の電圧変動は±20％程度であるた
め、高い定電圧精度が要求される負荷、例えば入
力電圧許容範囲が±５％以下であるような制御装
置に対しては、従来のシリコンドロツパや端電池
方式では切換え段数が増し、機械的可動部分が多
くなるため、装置が非常に大きくなつたり、信頼
性が劣る等の欠点があつた。このため高度の定電
圧精度を要求される負荷に対しては、近年第１図
のような蓄電池電圧の昇・降圧が可能な負荷電圧
補償装置が使用されてきた。その動作について第
２図の動作波形図と共に説明すれば、矩形波イン
バータ２０は第２図ａのような一定周波数の矩形
波電圧をセンター・タツプ付変圧器２２に出力す
る。変圧器２２の二次電圧E2が蓄電池１０の電
圧VBより低くなるように変圧器２２の巻線比を
選んでおけば、制御整流器のサイリスタ２３又は
サイリスタ２４は点弧信号によつて動通する。ｔ
＝α以前に矩形波電圧の負のサイクルにあたる一
方のサイリスタ（例えばサイリスタ２４）が導通
しており、他方の矩形波電圧の正のサイクルにあ
たるサイリスタ（例えばサイリスタ２３）が順電
圧阻止状態を保つているとすると、リアクトル２
５、コンデンサ２６からなるフイルターの入力電
圧は、蓄電池１０の電圧VBから変圧器２２の二
次電圧E2を減算した電圧となる。ｔ＝αにおい
て順電圧阻止状態のサイリスタ（例えばサイリス
タ２３）を点弧すると、変圧器２２はそれまで導
通していたサイリスタ（例えばサイリスタ２４）
から順電圧阻止状態にあつたサイリスタ（例えば
サイリスタ２３）に負荷電流を移し、それまで導
通していたサイリスタ（例えばサイリスタ２４）
は変圧器２２の二次側矩形波逆電圧を受けて自自
然消弧する。この時フイルター入力電圧は蓄電池
１０の電圧VBに変圧器２２二次電圧E2が加算さ
れた電圧になる。次にｔ＝πにおいて、矩形波電
圧の極性が反転するが、導通しているサイリスタ
（例えばサイリスタ２３）は導通状態を保つ、他
方のサイリスタ（例えばサイリスタ２４）は、逆
電圧阻止状態から順電圧阻止状態に移り、次の転
流に備える。フイルター入力電圧は、ｔ＝α以前
と同様、蓄電池１０の電圧VBから変圧器２２二
次電圧E2を減算した電圧となる。以下、同様の
繰返しによつてフイルター入力電圧は、第２図の
ように蓄電池電圧VBに変圧器二次側矩形波電圧
E2の位相制御された電圧波形が重畳される。こ
の電圧をフイルターで平滑し、負荷電圧VOは下
記の式となる。
一般に蓄電池の電圧変動は±20％程度であるた
め、高い定電圧精度が要求される負荷、例えば入
力電圧許容範囲が±５％以下であるような制御装
置に対しては、従来のシリコンドロツパや端電池
方式では切換え段数が増し、機械的可動部分が多
くなるため、装置が非常に大きくなつたり、信頼
性が劣る等の欠点があつた。このため高度の定電
圧精度を要求される負荷に対しては、近年第１図
のような蓄電池電圧の昇・降圧が可能な負荷電圧
補償装置が使用されてきた。その動作について第
２図の動作波形図と共に説明すれば、矩形波イン
バータ２０は第２図ａのような一定周波数の矩形
波電圧をセンター・タツプ付変圧器２２に出力す
る。変圧器２２の二次電圧E2が蓄電池１０の電
圧VBより低くなるように変圧器２２の巻線比を
選んでおけば、制御整流器のサイリスタ２３又は
サイリスタ２４は点弧信号によつて動通する。ｔ
＝α以前に矩形波電圧の負のサイクルにあたる一
方のサイリスタ（例えばサイリスタ２４）が導通
しており、他方の矩形波電圧の正のサイクルにあ
たるサイリスタ（例えばサイリスタ２３）が順電
圧阻止状態を保つているとすると、リアクトル２
５、コンデンサ２６からなるフイルターの入力電
圧は、蓄電池１０の電圧VBから変圧器２２の二
次電圧E2を減算した電圧となる。ｔ＝αにおい
て順電圧阻止状態のサイリスタ（例えばサイリス
タ２３）を点弧すると、変圧器２２はそれまで導
通していたサイリスタ（例えばサイリスタ２４）
から順電圧阻止状態にあつたサイリスタ（例えば
サイリスタ２３）に負荷電流を移し、それまで導
通していたサイリスタ（例えばサイリスタ２４）
は変圧器２２の二次側矩形波逆電圧を受けて自自
然消弧する。この時フイルター入力電圧は蓄電池
１０の電圧VBに変圧器２２二次電圧E2が加算さ
れた電圧になる。次にｔ＝πにおいて、矩形波電
圧の極性が反転するが、導通しているサイリスタ
（例えばサイリスタ２３）は導通状態を保つ、他
方のサイリスタ（例えばサイリスタ２４）は、逆
電圧阻止状態から順電圧阻止状態に移り、次の転
流に備える。フイルター入力電圧は、ｔ＝α以前
と同様、蓄電池１０の電圧VBから変圧器２２二
次電圧E2を減算した電圧となる。以下、同様の
繰返しによつてフイルター入力電圧は、第２図の
ように蓄電池電圧VBに変圧器二次側矩形波電圧
E2の位相制御された電圧波形が重畳される。こ
の電圧をフイルターで平滑し、負荷電圧VOは下
記の式となる。
VO＝VB＋△Ｅ（α）
（VB：蓄電池電圧，△Ｅ（α）：補償電圧）
ここで補償電圧△Ｅ（α）は、制御整流器の点
弧位相角αを０からπまで変えることで、変圧器
二次電圧正のピーク値E2から負のピーク値−E2
まで連続的に変えることが可能となる。
弧位相角αを０からπまで変えることで、変圧器
二次電圧正のピーク値E2から負のピーク値−E2
まで連続的に変えることが可能となる。
第３図は、この負荷電圧補償装置を使つた従来
回路図である。交流電源１を整流器２で直流電圧
に変換し、リアクトル３、コンデンサ４からなる
フイルターで平滑し、蓄電池１０を充電する。蓄
電池１０の電圧は、負荷電圧補償装置２０を通し
て一定電圧に補償され、負荷３０に供給される。
この場合、負荷電圧の許容電圧範囲内に一番近い
値に浮動電圧を選び、この蓄電池１０のセル数を
決めてやれば、通常は第３図の如く電磁開閉器５
で蓄電池１０をバイパスすることにより、常時の
効率を高めることが可能である。負荷電圧補償装
置２０は均等充電時、及び停電時のみ動作するこ
とになる。しかしながら蓄電池１０が電磁開閉器
５で直接負荷３０に接続されるため、蓄電池端子
での雑音電圧、リツプル電圧が問題になり、これ
を抑制するリアクトル３、コンデンサ４が非常に
大きくなり不経済であつた。更に電磁開閉器５
は、機械的な動作のため開閉時の過渡変動におい
て問題があつた。又、電磁開閉器の代りにサイリ
スタを使用することもできるが、その場合サイリ
スタを消弧するための転流回路が必要で、装置が
大型化したり不経済となる欠点があつた。
回路図である。交流電源１を整流器２で直流電圧
に変換し、リアクトル３、コンデンサ４からなる
フイルターで平滑し、蓄電池１０を充電する。蓄
電池１０の電圧は、負荷電圧補償装置２０を通し
て一定電圧に補償され、負荷３０に供給される。
この場合、負荷電圧の許容電圧範囲内に一番近い
値に浮動電圧を選び、この蓄電池１０のセル数を
決めてやれば、通常は第３図の如く電磁開閉器５
で蓄電池１０をバイパスすることにより、常時の
効率を高めることが可能である。負荷電圧補償装
置２０は均等充電時、及び停電時のみ動作するこ
とになる。しかしながら蓄電池１０が電磁開閉器
５で直接負荷３０に接続されるため、蓄電池端子
での雑音電圧、リツプル電圧が問題になり、これ
を抑制するリアクトル３、コンデンサ４が非常に
大きくなり不経済であつた。更に電磁開閉器５
は、機械的な動作のため開閉時の過渡変動におい
て問題があつた。又、電磁開閉器の代りにサイリ
スタを使用することもできるが、その場合サイリ
スタを消弧するための転流回路が必要で、装置が
大型化したり不経済となる欠点があつた。
本考案は、上記の欠点を解消するものであり、
以下実施例により詳細に説明する。第４図ａの実
施例において、１は交流電源、２は整流器、３は
リアクトル、４はコンデンサ、２０は矩形波イン
バータ２１、変圧器２２、サイリスタ２３，２
４、リアクトル２５、コンデンサ２６で構成され
る負荷電圧補償装置である。３０は負荷、２７は
蓄電池１０のバイパスサイリスタであり、第３図
の従来例における電磁開閉器５又はサイリスタに
代るもので、負荷電圧補償装置２０の変圧器２２
二次側センタータツプと、リアクトル２５とコン
デンサ２６で構成されるフイルタ入力端に接続さ
れる。第４図ｂは制御回路のブロツク図で、４０
は負荷電圧補償装置２０とバイパスサイリスタ２
７の選択回路、５０は負荷電圧補償装置２０の制
御回路部で遅延回路５１、インバータゲート回路
５２、位相制御回路５３、制御整流器のゲート回
路５４で構成される。６０はバイパスサイリスタ
のゲート回路である。
以下実施例により詳細に説明する。第４図ａの実
施例において、１は交流電源、２は整流器、３は
リアクトル、４はコンデンサ、２０は矩形波イン
バータ２１、変圧器２２、サイリスタ２３，２
４、リアクトル２５、コンデンサ２６で構成され
る負荷電圧補償装置である。３０は負荷、２７は
蓄電池１０のバイパスサイリスタであり、第３図
の従来例における電磁開閉器５又はサイリスタに
代るもので、負荷電圧補償装置２０の変圧器２２
二次側センタータツプと、リアクトル２５とコン
デンサ２６で構成されるフイルタ入力端に接続さ
れる。第４図ｂは制御回路のブロツク図で、４０
は負荷電圧補償装置２０とバイパスサイリスタ２
７の選択回路、５０は負荷電圧補償装置２０の制
御回路部で遅延回路５１、インバータゲート回路
５２、位相制御回路５３、制御整流器のゲート回
路５４で構成される。６０はバイパスサイリスタ
のゲート回路である。
この回路の動作を第５図の動作波形図で説明す
ると、常時整流器２は交流電源１を直流に変換
し、リアクトル３、コンデンサ４のフイルターを
通し、蓄電池１０を浮動充電する。浮動充電時、
負荷電圧補償装置２０は動作せず。バイパスサイ
リスタ２７が導通され、負荷電圧補償装置２０の
リアクトル２５、コンデンサ２６からなるフイル
ターを通し、負荷に給電する。従来のように蓄電
池電圧が直接、負荷３０に接続されず、負荷電圧
補償装置２０のフイルターリアクトル２５、コン
デンサ２６を通して給電されるため、整流器のフ
イルターリアクトル３、コンデンサ４が非常に小
さくなり経済的である。次に負荷電圧補償装置２
０とバイパスサイリスタ２７との切替動作につい
て説明すれば、図示されていない検出手段により
交流電源１の停電あるいは蓄電池１０電圧の低下
が検出されると、負荷電圧補償装置２０、バイパ
スサイリスタ選択回路４０に信号が送られ、その
出力ＱはＬからＨ、はＨからＬに反転する。こ
の信号によりバイパスサイリスタのゲート回路６
０のゲート信号はオフし、同時に制御回路部５０
のインバータゲート回路５２のゲート信号が矩形
波インバータ２１に送られる。又位相制御回路５
３からは矩形波インバータ２１のゲート信号に同
期した三角波電圧と出力電圧を比較し、その時の
出力電圧にみあつた位相制御信号を制御整流器の
ゲート回路５４に出力し、このゲート回路５４の
ゲート信号により制御整流器のサイリスタ２３，
２４が位相制御される。バイパスサイリスタ２７
は、サイリスタ２３又はサイリスタ２４が導通す
ることにより、変圧器２２の二次電圧E2の逆電
圧を受け消弧する。
ると、常時整流器２は交流電源１を直流に変換
し、リアクトル３、コンデンサ４のフイルターを
通し、蓄電池１０を浮動充電する。浮動充電時、
負荷電圧補償装置２０は動作せず。バイパスサイ
リスタ２７が導通され、負荷電圧補償装置２０の
リアクトル２５、コンデンサ２６からなるフイル
ターを通し、負荷に給電する。従来のように蓄電
池電圧が直接、負荷３０に接続されず、負荷電圧
補償装置２０のフイルターリアクトル２５、コン
デンサ２６を通して給電されるため、整流器のフ
イルターリアクトル３、コンデンサ４が非常に小
さくなり経済的である。次に負荷電圧補償装置２
０とバイパスサイリスタ２７との切替動作につい
て説明すれば、図示されていない検出手段により
交流電源１の停電あるいは蓄電池１０電圧の低下
が検出されると、負荷電圧補償装置２０、バイパ
スサイリスタ選択回路４０に信号が送られ、その
出力ＱはＬからＨ、はＨからＬに反転する。こ
の信号によりバイパスサイリスタのゲート回路６
０のゲート信号はオフし、同時に制御回路部５０
のインバータゲート回路５２のゲート信号が矩形
波インバータ２１に送られる。又位相制御回路５
３からは矩形波インバータ２１のゲート信号に同
期した三角波電圧と出力電圧を比較し、その時の
出力電圧にみあつた位相制御信号を制御整流器の
ゲート回路５４に出力し、このゲート回路５４の
ゲート信号により制御整流器のサイリスタ２３，
２４が位相制御される。バイパスサイリスタ２７
は、サイリスタ２３又はサイリスタ２４が導通す
ることにより、変圧器２２の二次電圧E2の逆電
圧を受け消弧する。
その後、蓄電池放電、交流電源の復電、均等充
電に至る過程での蓄電池１０電圧の変化、即ち蓄
電池終止電圧から均等充電々圧までの蓄電池電圧
の変化は、昇・降圧可能な負荷電圧補償回路２０
で補償し、負荷３０に一定の電圧を供給する。交
流電源１の復電後、整流器２が所定の均等充電時
間を経過して再度、浮動充電に移り、蓄電池１０
の電圧が所定値にもどると、図示していない検出
回路で検出され、負荷電圧補償装置２０、バイパ
スサイリスタ選択回路４０に信号が送られ、その
出力ＱはＨからＬ、はＬからＨに反転する。こ
の信号により、バイパスサイリスタゲート回路６
０のゲート信号がオンし、同時に負荷電圧補償装
置２０の制御整流器のゲート信号は、遮断され
る。一方、インバータゲート回路の遮断信号は遅
延回路５１を通して送られるため、バイパスサイ
リスタが点弧された後、数サイクル経過してイン
バータ部のゲート信号は遮断する。このため、そ
れまで導通していたサイリスタ２３又はサイリス
タ２４は新たに導通したバイパスサイリスタ２７
を通して変圧器２２二次電圧E2の逆電圧を受け、
確実に消弧する。こうして負荷３０への給電は、
負荷電圧補償装置２０からバイパス・サイリスタ
２７に移る。
電に至る過程での蓄電池１０電圧の変化、即ち蓄
電池終止電圧から均等充電々圧までの蓄電池電圧
の変化は、昇・降圧可能な負荷電圧補償回路２０
で補償し、負荷３０に一定の電圧を供給する。交
流電源１の復電後、整流器２が所定の均等充電時
間を経過して再度、浮動充電に移り、蓄電池１０
の電圧が所定値にもどると、図示していない検出
回路で検出され、負荷電圧補償装置２０、バイパ
スサイリスタ選択回路４０に信号が送られ、その
出力ＱはＨからＬ、はＬからＨに反転する。こ
の信号により、バイパスサイリスタゲート回路６
０のゲート信号がオンし、同時に負荷電圧補償装
置２０の制御整流器のゲート信号は、遮断され
る。一方、インバータゲート回路の遮断信号は遅
延回路５１を通して送られるため、バイパスサイ
リスタが点弧された後、数サイクル経過してイン
バータ部のゲート信号は遮断する。このため、そ
れまで導通していたサイリスタ２３又はサイリス
タ２４は新たに導通したバイパスサイリスタ２７
を通して変圧器２２二次電圧E2の逆電圧を受け、
確実に消弧する。こうして負荷３０への給電は、
負荷電圧補償装置２０からバイパス・サイリスタ
２７に移る。
上記のように浮動充電時には、バイパスサイリ
スタ２７で負荷３０に給電し、停電、均等充電時
のみ負荷電圧補償装置２０から給電する構成とし
たため装置の効率も高く、かつ切替え時の瞬時変
動も従来例に比べ向上する利点がある。
スタ２７で負荷３０に給電し、停電、均等充電時
のみ負荷電圧補償装置２０から給電する構成とし
たため装置の効率も高く、かつ切替え時の瞬時変
動も従来例に比べ向上する利点がある。
更には、バイパスサイリスタ２７の転流回路も
必要としないため、装置も小型、軽量で経済的で
ある。
必要としないため、装置も小型、軽量で経済的で
ある。
第６図は本考案の他の実施例であり、負荷電圧
補償装置を接地の直流電源に応用した場合の実
施例である。回路の動作は第４図の実施例と同様
であるので省略する。
補償装置を接地の直流電源に応用した場合の実
施例である。回路の動作は第４図の実施例と同様
であるので省略する。
上記した如く、本考案は負荷電圧補償装置の変
圧器二次側センタータツプと、フイルター端の間
にバイパスサイリスタを接続し、浮動充電時の負
荷給電はバイパスサイリスタで、停電及び均等時
は負荷電圧補償装置で給電する構成としたため、
装置の効率が高く、かつ整流器のフイルターも小
型となり、更にはバイパスサイリスタの転流回路
も必要としないため装置の小型、軽量が可能とな
り、その実用的価置は大である。
圧器二次側センタータツプと、フイルター端の間
にバイパスサイリスタを接続し、浮動充電時の負
荷給電はバイパスサイリスタで、停電及び均等時
は負荷電圧補償装置で給電する構成としたため、
装置の効率が高く、かつ整流器のフイルターも小
型となり、更にはバイパスサイリスタの転流回路
も必要としないため装置の小型、軽量が可能とな
り、その実用的価置は大である。
第１図は従来の昇・降圧負荷電圧補償装置の基
本回路図、第２図は第１図の動作特性図、第３図
は従来の電源装置図、第４図、第６図は本考案に
よる実施例の回路図、第５図は第４図の動作特性
図である。 ２……整流器、１０……蓄電池、２０……負荷
電圧補償装置、２１……矩形波インバータ、３０
……負荷、５０……制御回路、５１……遅延回
路、５２……インバータゲート回路、５３……位
相制御回路、５４……制御回路のゲート回路、６
０……バイパスサイリスタのゲート回路。
本回路図、第２図は第１図の動作特性図、第３図
は従来の電源装置図、第４図、第６図は本考案に
よる実施例の回路図、第５図は第４図の動作特性
図である。 ２……整流器、１０……蓄電池、２０……負荷
電圧補償装置、２１……矩形波インバータ、３０
……負荷、５０……制御回路、５１……遅延回
路、５２……インバータゲート回路、５３……位
相制御回路、５４……制御回路のゲート回路、６
０……バイパスサイリスタのゲート回路。
Claims (1)
- 交流電源から整流器を介して浮動充電される蓄
電池を直流電源として矩形波インバータを構成
し、この矩形波インバータの変圧器の２次側の
各々の端子にサイリスタの一端を、センタータツ
プに蓄電池の非接地端子を接続し、前記サイリス
タの他端同士を接続するとともに、この接続点と
前記蓄電池の接地端子との間に得た直流出力を直
流フイルターで平滑して負荷に供給する負荷電圧
補償装置であつて、前記変圧器の２次側のセンタ
ータツプと直流フイルターの入力との間に前記サ
イリスタと同一極性にバイパスサイリスタを接続
し、蓄電池の浮動充電時にこのバイパスサイリス
タを導通させて蓄電池の直流電力を直接負荷に供
給するとともに、交流電源の停電時または蓄電池
電圧の低下時に前記バイパスサイリスタをオフさ
せて矩形波インバータを一定の変換周波数で動作
させ、この変換周波数の半サイクルごとに前記サ
イリスタを交互に位相制御し、負荷に一定の直流
出力を供給することを特徴とする負荷電圧補償装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1981063792U JPH0223107Y2 (ja) | 1981-04-30 | 1981-04-30 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1981063792U JPH0223107Y2 (ja) | 1981-04-30 | 1981-04-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57179718U JPS57179718U (ja) | 1982-11-15 |
| JPH0223107Y2 true JPH0223107Y2 (ja) | 1990-06-22 |
Family
ID=29859882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1981063792U Expired JPH0223107Y2 (ja) | 1981-04-30 | 1981-04-30 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0223107Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008018131A1 (en) * | 2006-08-09 | 2008-02-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter and controller using such power converter for electric rolling stock |
-
1981
- 1981-04-30 JP JP1981063792U patent/JPH0223107Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57179718U (ja) | 1982-11-15 |
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