JPH02228255A - 共振型電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、各種電気機器や電子機器における直流電源と
して使用されるスイッチングレギュレータやＤＣ−ＤＣ
コンバータ、或いは放電灯の点灯回路として使用される
ＤＣ−ＡＣインバータ等に適用できる共振型電源装置に
関するものである。

〈従来の技術〉 斯かる共振型電源装置は、衆知のように、電流或いは電
圧波形をコイルとコンデンサによって共振させ、正弦波
状としてスイッチングさせるものであり、動作周波数を
どんどん上げても、スイッチング損失の増加が殆んどな
いので効率が低下することがなく、ノイズ電圧の発生も
少なく、通常のスイッチングレギュレータに比較して種
々の特長を有する。

ところが、このような共振型電源装置にも出力電圧を定
電圧化する制御方法が極めて難しい問題が残存している
。即ち、共振型電源装置において、通常のスイッチング
レギュレータのようにトランジスタのオン時間を変化さ
せる所謂ＰＷＭ制御により出力電圧を可変制御すると、
共振条件を外れてしまうため、コレクタ電流が零になっ
てからトランジスタをオフさせるメリットが無くなって
しまう。

このような問題を解消するために、電流共振型電源装置
においてはトランジスタのオン時間を固定し、且つ電圧
共振型電源装置においてはそのオフ時間を固定して、動
作周波数を変化させる周波数制御方式が採用されている
。このようにすることによって共振条件を外れることは
ないが、出力電圧に正比例して周波数を下げなければな
らないので、高周波化しようとしても、最低周波数で回
路定数を決めなければならず、小型化できない欠点があ
る。

そこで、第５図に示すような回路構成の共振型電源装置
が考案されている。この装置は、補助コイルしＲ′と補
助コンデンサＣＲ′とを並列接続した補助共振回路を、
通常のハーフ・ブリッジ式電流共振型電源装置における
共振電流の流れる経路上に介挿接続して付加したもので
ある。この電源装置の作用を簡単に説明すると、第１の
トランジスタＴｒｌがオンすると、共振用コイルＬＩＩ
と共振用コンデンサＣＲによる直列共振回路および補助
共振回路に電流■１が流れ、共振して電流１）が正弦波
状となる。この電流■、は出カドランスの１次巻線Ｎ、
にも流れて２次巻線Ｎ、に電力を伝達する。次に、第１
のトランジスタＴｒｌがオフして第２のトランジスタＴ
ｒ２がオンすると、電流■２が前述の電流■１とは逆方
向に流れる。この時、出カドランスの２次側は、センタ
・タップ巻線と一対のダイオードＤ１．Ｄ２とによる両
波整流方式となっているので、半周期ずつ同じ電力を取
り出せる。

また、補助共振回路の共振周波数ｆ′は、直列共振回路
の共振用コイルしＲと共振用コンデンサＣＲによる共振
周波数ｆよりも若干低めに設定されている。そして、出
力電圧Ｖｏの制御は、基本的に両トランジスタＴｒｌ、
Ｔｒ２の各オン時間を固定した周波数制御方式で行われ
、補助共振回路が、第６図に示すように共振周波数ｆ′
付近で高インピーダンスになることを利用して出力電圧
の定電圧化を図っている。例えば、出力電流■０が最大
値から徐々に減少したとすると、それに応じて共振周波
数ｆも低下していくが、補助共振回路の共振周波数ｆ′
に近すいていくに従って回路のインピーダンスＺが上昇
し、電圧降下Ｖ′が増加する。そのため、出カドランス
の１次巻線Ｎ。

に印加される電圧Ｖ、は、入力電圧をＶＩＮとした時に
、 ｖ、＝ｖ、、−ｖ’　　−一−・（１）の式に基づいて
低下するので、２次巻線Ｎ、の電圧も低下して出力電圧
Ｖｏを変化させる。このように、幾ら電圧降下Ｖ′が発
生しても、純抵抗分収外による損失は発生しないので、
効率の低下を招くことなく出力電圧ｖＯを制御すること
ができる。

〈発明が解決しようとする課題〉 然し乍ら、前記第５図の共振型電源装置にも以下のよう
な問題がある。即ち、出力電圧ＶＯの安定化を、出力電
流ＩＯの増加による共振周波数ｆの変化と補助共振回路
のインピーダンスの変化との両特性の兼ね合いに鯨って
いるため、出力電圧を検出してフィードバックする繰り
返しのループによりコントロールするような場合に比し
、木目細かな出力安定精度が出ず、出力電圧を高精度に
制御できない。例えば、補助共振回路のインピーダンス
特性は、第６図に示した曲線のように、共振回路の原理
に従って定率で変化するものであるから、その特性曲線
の一部分のみを、出力電圧の安定度を高める目的で歪ま
せると云ったような木目細かな調整が出来ないためであ
る。

また、電源装置の共振周波数ｆが補助共振回路の共振周
波数ｆ′近辺になった場合には、補助共振回路の補助コ
イルＬ、／と補助コンデンサＣ，／との間で電流のやり
取りが行われるため、補助コイルＬ諏′と補助コンデン
サＣＲ′に流れる電流は直列共振回路に流れる電流１．
、Ｉ２よりも大きくなる。従って、補助コイルＬＲ′は
、大電流が流れるために定格電流の大きなものを用いる
必要があり、装置が大型化する。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
のであり、簡単で小型化できる構成によって出力電圧を
高精度に制御することのできる共振型電源装置を提供す
ることを技術的課題とするものである。

〈課題を解決するための手段〉 本発明は、上記した課題を達成するための技術的手段と
し、て、共振型電源装置を以下のように構成した。即ち
、コイルとコンデンサが直列接続または並列接続された
共振回路により電流波形または電圧波形を共振させ、正
弦波状としてスイッチングさせる共振型電源装置におい
て、前記共振回路のエネルギを抜き取って入力側直流電
源部に帰還する安定化負荷回路と、この安定化負荷回路
をこれに流れる帰還エネルギ量が出力電圧の変動に応じ
て変化するよう制御するとともに、スイッチング素子を
一定周期でオン・オフ制御する制御回路とを備えたこと
を特徴として構成されている。

〈作用〉 例えば、負荷電流の増加または入力電源電圧の低下等に
起因して出力電圧が低下した場合、制御回路が、安定化
負荷回路を通じて入力側直流電源部への帰還エネルギ量
を減少するよう安定化負荷回路を制御する。この帰還エ
ネルギ量が減少することは安定化負荷回路の共振回路に
対する負荷が低減したことになる。ここで、共振回路に
流れる交流電流値は、共振回路に加わる電力損失、つま
り共振回路内の電力損失と出力端子および負荷間の電力
損失との和の電力損失が増加するに伴って減少し、且つ
減少するに伴って増加する関係にある。従って、前述の
安定化負荷回路の負荷が減少することによりこの安定化
負荷回路における電力損失が減少し、共振回路に流れる
交流電流値が増加して出力電圧が上昇する方向に制御さ
れる。

逆に出力電圧が上昇した場合、制御回路が、安定化負荷
回路による帰還エネルギ量を増大するよう安定化負荷回
路を制御し、安定化負荷回路の共振回路に対する負荷が
増大する。従って、この安定化負荷回路における電力損
失が増大して共振回路に流れる交流電流値が減少し、出
力電圧が低下する方向に制御される。その結果、出力電
圧が一定に制御される。

この共振型電源装置では、スイッチング素子のオン時間
およびオフ時間を何ら変化させないので共振条件を外れ
ることがなく、共振型電源装置としての特長をそのまま
保持しながらも、出力電圧の変動に応じて共振回路から
入力側直流電源部への帰還エネルギ量を可変する繰り返
しのループでフィードバック制御するので、出力電圧を
高精度に制御できる。

〈実施例〉 以下、本発明の好ましい実施例について図面を参照しな
がら詳細に説明する。

第１図はハーフ・ブリッジ式電流共振型に構成した場合
の本発明の一実施例を示し、同図において、入力端子Ｉ
に印加される商用交流電力ＡＣはダイオードＤ３で整流
され、且つコンデンサＣ１で平滑され、コイルＬ１を通
じてコンデンサＣ４に充電され、直流電源部Ｂに直流電
圧が発生する。

この直流電源部Ｂの直流電圧が抵抗Ｒ１を通じて制御回
路ＣＣの電源端子である第１のポー）ＰＩに駆動用電源
として供給されており、この駆動用電源が、ツェナダイ
オードＺ１とコンデンサＣ２とからなるシャントレギュ
レータにより安定化されている。

そして、出カドランスＴの共振用コイルとして機能する
１次巻線と共振用コンデンサＣ３とが直列接続されて直
列共振回路が構成されており、この直列共振回路に流れ
る電流を制御する第１のスイッチングトランジスタＱ１
は、制御回路ＣＣの第２のポートＰ２からハイレベル信
号が出力されてトランジスタＱ３がオンすることによオ
ン状態となり、一方、第２のスイッチングトランジスタ
Ｑ２は、制御回路ＣＣの第３のポー）Ｐ３からハイレベ
ル信号が出力さることによりオン状態となり、これらの
各トランジスタＱｌ、Ｑ２にはそれぞれ逆流防止用ダイ
オードＤ４．Ｑ５を通じて電流が流れる。

出カドランスＴの２次側出力は、整流用ダイオードＤ６
．Ｄ７により整流され、且つコイルし２およびコンデン
サＣ５により平滑され、出力端子０から直流電力が出力
される。この出力端子０の出力電圧が、抵抗Ｒ２，出力
電圧調整用ボリウムＶＲ，フォトカプラＰＣおよび抵抗
Ｒ３を介して制御回路ＣＣの第５のポートＰ５で検出さ
れる。

コイルＬ３．トランジスタＱ４．逆流防止用ダイオード
Ｄ８および保護用ダイオードＤ９．Ｄ１０は、直列共振
回路を構成する出カドランスＴの１次巻線および共振用
コンデンサＣ３の接続点と直流電源部Ｂとの間に介挿接
続され、直列共振回路のエネルギを抜き取ってこれを直
流電源部Ｂに帰還する出力安定化負荷回路ＦＤＩを構成
する。この出力安定化負荷回路ＦＤＩは、第５のポー）
Ｐ５で検出される出力電圧の変動に応じたタイミングで
第４のボートＰ４から出力される正極性パルスの制御信
号によりオンするトランジスタＱ５を介して起動される
。

次に、前記実施例の動作を、第２図を参照しながら説明
する。第２図（ａｌの実線の曲線（イ）は共振用コンデ
ンサＣ３の両端電圧の波形を、同図（ａｌの破線の曲線
（ロ）は出カドランスＴの１次巻線の電流の波形をそれ
ぞれ示し、その表示上の極性方向は、第１図に矢印で示
す通りである。また、第２図（ｂ）、同図（Ｃ）および
同図（ｄ）は、それぞれ制御回路ＣＣの第２のボート乃
至第４のポー）Ｐ２〜Ｐ４からそれぞれ出力される正極
性制御パルスの波形を示す。

いま、第２図の１）時に制御回路ＣＣの第２のボートＰ
２の制御信号が立ち上がると、トランジスタＱ３および
トランジスタＱ１がそれぞれオンして、共振用コンデン
サＣ３に充電されている負電荷が、直流電源部Ｂのコン
デンサＣ４，第１のスイッチングトランジスタＱ１およ
び出カドランスの１次巻線を通じて放電を開始し、共振
用コンデンサＣ３の端子電圧および１次巻線に流れる電
流はそれぞれ、第２図（ａ）に示すように、直列共振回
路によって正弦波状に変化する。

ｔ２時に、共振用コンデンサＣ３の充電負電荷の放電が
完了してその両端電圧が零となる。この時、コンデンサ
Ｃ３の放電エネルギおよび直流電源部Ｂから供給された
エネルギが出カドランスＴの１次巻線に蓄積される。次
に、この蓄積されたエネルギにより共振用コンデンサｃ
３が正極性に充電され始めて該コンデンサＣ３の両端電
圧がｔ２時より上昇し、この両端電圧がｔ３時に最大値
となり、且つ出カドランスの１次巻線の電流が零となる
。その後のｔ４時に第２のボートＰ２の制御信号が立ち
下がって第１のスイッチングトランジスタＱ１がオフ状
態となる。

このトランジスタＱ１のオフ時、出カドランスＴの１次
巻線を流れる電流が第２図（ａｌの（ロ）の曲線から明
らかなように零であって該トランジスタＱ１の電流も零
となっているため、オフ状態へのスイッチング時の電力
填失が零となる。更に後述の説明から明らかになるが、
両スイッチングトランジスタＱｌ、Ｑ２のオン時および
オフ時には当該トランジスタＱ１またはＱ２の電流が必
ず零となっており、共振型電源装置の特長が維持されて
いる。

次に、ｔ５時に制御回路ＣＣの第３のボートＰ３の制御
信号が立ち上がって第２のスイッチングトランジスタＱ
２がオンし、前述の如く共振用コンデンサＣ３に充電さ
れていた正電荷が、出カドランスＴの１次巻線、逆流防
止用ダイオードＤ５およびトランジスタＱ２を通じて放
電を開始し、共振用コンデンサＣ３の両端電圧が直列共
振回路により正弦波のカーブで低下し始める。

この共振用コンデンサＣ３が放電開始した後の１６時に
、制御回路ＣＣの第４のボートＰ４の制御信号が立ち上
がってトランジスタＱ５および←ランジスタＱ４が共に
オン状態となり、共振用コンデンサＣ３の充電正電荷が
、安定化負荷回路ＦＤＩを通して直流電源部Ｂに対し放
電を開始する。即ち、直列共振回路からエネルギが抜き
取られて直流電源部已に帰還される。このため、共振用
コンデンサＣ３の両端電圧は、１６時がら正弦波のカー
ブに従わずに急傾斜の波形で低下する。この時のトラン
ジスタＱ４に流れる電流ＩＦ（ｔ）（時間の関数）は、
共振用コンデンサｃ３の両端電圧（時間の関数）をＥｅ
（ｔ）、直流電源部Ｂにおける直流電圧をＥ８、コイル
Ｌ３のインダクタンスをＬＷｓこのインダクタンスをＬ
Ｆが零になる時点をｔ８とすれば、 の式で表される。

またこの時、Ｅ　ｃ　−Ｅ　ｍの波形は第２図（ａ）に
２点鎖線で示す（ハ）のような曲線となり、電流ＩＦの
波形は同図（ａ）に１点鎖線で示す（ニ）のような曲線
となる。ｔ６時ではＥ　ｃ−Ｅ　ｍの値がほぼ電圧Ｅ、
に等しい高いレベルにあるため、電流！、が急激に増加
し、Ｅｃ　　Ｅ＋＋の値がｔ７時に零となって電流ＩＦ
の増加が停止する。以後、Ｅｃ　　ＥａＯ値は、急激に
負になるが、電流１．は、コイルＬ３に蓄積された電磁
エネルギにより暫く流れ続けて１８時に零となる。この
ｔ６時から１８時の期間に直列共振回路から安定化負荷
回路ＦＤＩを通じて直流電源部Ｂに帰還されるエネルギ
Ｐ、は、で表される。そして、ｔ８時以後は、トランジ
スタＱ４がこれのコレクターエミッタ間が逆電圧になる
ために次の繰り返しサイクルまでオフ状態を保持する。

一方、出カドランスＴの１次巻線の電流は、ｔ６時から
安定化負荷回路ＦＤＩに電流ＩＦが流れるために、この
電流ＩＦが流れない場合に比較して減少し、且つ１９時
に負方向の最大値となり、この１９時において、出カド
ランスＴの１次巻線に蓄積される電磁エネルギは、前記
（３）式で示される量の分だけ減少する。

更に、１９時からｔｌＯ時にかけて出カドランスＴの１
次巻線の電流が正弦波のカーブに沿って減少し続けると
ともに、共振用コンデンサＣ３の両端電圧も正弦波のカ
ーブに沿って低下し続け、ｔｌＯ時に、１次巻線の電流
が零となり、且つ共振用コンデンサＣ３の両端電圧が負
方向の最大値となるが、この負方向の最大値は、（３）
式のエネルギ相当分だけ減少する。

直列共振回路の共振周期は、共振用コンデンサＣ３の容
量値および出カドランスＴの１次巻線のインダクタンス
値等により予め設定されるので、第１．第２の両スイッ
チングトランジスタＱｌ。

Ｑ２をそれぞれオンさせるための制御回路ＣＣの第２．
第３のボー）Ｐ２．Ｐ３からの各正極性パルスは、前記
共振周期に対し多少の余裕をもって交互に出力するよう
に、第２図（ａ）のＴＩで示す時間差で出力するよう設
定されており、この時間差ＴＩにより両スイッチングト
ランジスタＱ１．Ｑ２が同時にオンするのを防止してい
る。

また、制御回路ＣＣは、第５のポートＰ５により出力端
子Ｏからの出力電圧を検出し、且つ内部演算回路におい
て検出出力電圧に基づいて第２および第４のポートＰ２
．Ｐ４の制御信号の立ち上がり時間差（第２図に示すＴ
２）を算出し、第４のポートＰ４の制御信号の立ち上が
りタイミングを可変して出力電圧を自動的に一定電圧に
制御する。即ち、出力電圧が出力設定値に対し高くなれ
ば、時間差Ｔ２を短くし、且つ低くなれば、時間差Ｔ２
を長くする。前記（１）式および（２）式から明らかな
ように、時間差Ｔ２が小さくなれば、安定化負荷回路Ｆ
ＤＩを通じて直流電源部Ｂに帰還されるエネルギＰ１が
大きくなって直列共振回路の損失が大きくなる。換言す
れば、安定化負荷回路ＦＤＩによる直列共振回路の負荷
が大きくななってこの共振回路に流れる電流が減少し、
出力電圧が低下する。逆に時間差Ｔ２が大きくなれば帰
還エネルギＰＦが小さくなって出力電圧が上昇する。そ
の結果、出力電圧が一定に制御される。

また、出力電圧はボリウムＶＲの抵抗値を可変すること
により設定される。

この実施例では、前述のように両スイッチングトランジ
スタＱｌ、Ｑ２のオン・オフのスイッチング時には必ず
これらトランジスタＱＬ　　Ｑ２の電流が零となって当
該トランジスタＱｌ、Ｑ２のスイッチング損失が零とな
る他に、安定化負荷回路ＦＤＩのスイッチングトランジ
スタＱ４のスイッチング損失も少なくなるよう工夫され
ている。

即ち、トランジスタＱ４のオン時、電流が第２図（ａ）
の（ニ）の曲線のように徐々に増加し、パルス的に急峻
に立ち上がらないので該トランジスタＱ４の両端電圧と
流れる電流との各波形の重なりが零となる。一方、トラ
ンジスタＱ４のオフへの移行は、このトランジスタＱ４
に逆電圧が印加されることにより行われるので、電力損
失はない。

尚、前記実施例の共振型電源装置をＤＣ−ＡＣインバー
タに転用する場合には、出カドランスＴの２次巻線と出
力端子０間のダイオードＤ６．Ｄ７゜チョークコイルＬ
２および平滑用コンデンサ０５等からなる検波回路を除
去して該２次巻線を出力端子Ｏに直結するとともに、出
力端子０とボリウムＶＲとの間に検波平滑回路を介挿接
続すればよい。このように構成したＤＣ−ＡＣインバー
タは、その出力電圧を自動的に安定化できるとともに、
ボリウムＶＲにより交流出力電圧を可変調整することが
できるので、例えば、放電灯点灯回路に適用した場合に
放電灯の輝度を変化させることもできる。

第３図は、本発明の他の実施例を示し、同図において第
１図と同−若しくは同等のものには同一の符号を付して
その説明を省略する。そして、第１図では、安定化負荷
回路ＦＤＩを、共振用コンデンサＣ３と出カドランスＴ
の接続点からエネルギを抜き取って直流電源部Ｂに帰還
する構成としたが、この実施例では、安定化負荷回路Ｆ
Ｄ２を、出カドランスＴの２次側に３次巻線を設けてこ
れからエネルギを抜き取る構成としたものであり、その
他は前記実施例と同様である。

第４図は本発明の更に他の実施例を示し、安定化負荷回
路ＦＤ３を、一般にテレビジョン受像機の水平偏向回路
に使用されているビンクツション歪補正トランスからな
るインダクタンス可変素子ＬＶＤを第１図および第３図
におけるスイッチングトランジスタＱ４およびコイルＬ
３に置換して構成したものである。それに伴って制御回
路ＣＣの第４のポートＰ４から出力する制御信号を変更
してあり、第１図および第３図の実施例では出力電圧の
変動に対応したタイミングで正極性パルスを出力させて
いたのに対し、この実施例では、第４のポートＰ４の制
御信号が、例えば第２図にｔＱで示した一定のタイミン
グで出力され、且つ出力電圧の変動に対応した電圧値で
出力される。換言すれば、第１図および第２図の実施例
においては安定化負荷回路ＦＤｆ、ＦＤ２に電流ＩＦが
流れ始めるタイミングを可変して帰還エネルギ量を調整
したのに対し、この実施例では、安定化負荷回路ＦＤ３
に電流が流れ始めるタイミングは固定してその流量を可
変調整している。

即ち、出力電圧が高くなれば、第４のポーｔ−Ｐ４から
の制御電圧も高くなり、逆に出力電圧が低くなれば制御
電圧もそれに伴って低くなる。インダクタンス可変素子
ＬＶＤとして用いたビンクツション歪補正トランスは、
公知の通り、中央部可飽和リアクタＬＶに流れる電流が
増加するに応じて両方の側部可飽和リアクタＬＨ，ＬＨ
’の各インダクタンスの和が減少する特性を有している
ので、出力電圧が高くなると、それに伴い制御電圧が高
くなって中央部可飽和リアクタＬＶに流れる電流が増加
し、両方の側部可飽和リアクタＬＨ，ＬＳＩ’の各イン
ダクタンスの和が減少して安定化負荷回路ＦＤ３に流れ
る電流が増加し、この安定化負荷回路ＦＤ３による負荷
が増加することにより出力電圧を低下させる。逆に出力
電圧が低くなればそれに伴って制御電圧が低くなり、出
力電圧を上昇させるようコントロールし、結果として出
力電圧を一定値になるよう制御する。

このように制御電圧の出力タイミングをコントロールし
ないので、装置を小型化する目的で共振周波数をＩＭＨ
，等のように高く設定する場合に、第１図および第３図
の実施例においては制御電圧のタイミングコントロール
が困難になる恐れがあるが、この実施例ではその点にお
いて有利である。

尚、ｔｏで示した制御電圧の出力タイミングは、前述の
Ｅ、−Ｅｌの値が零以上となる時点に設定するのが好ま
しいのであるが、この実施例においては、安定化負荷回
路ＦＤ３に電流■、が流れ始めるタイミングが制御電圧
の高低に関係無く必ずＥｃ　　Ｅｓの値が正となる時点
となるので、制御電圧により電流■、の絶対量を単に可
変すればよいことになる。従って、制御電圧を、出力電
圧の変動に対応した電圧値で連続的に出力させるように
してもよい。

〈発明の効果〉 以上のように本発明の共振型電源装置によれば、スイッ
チング素子を一定周期でオン・オフしてこの種の共振型
電源装置の特長を維持しながらも、出力電圧を、共振回
路から入力側直流電源部への帰還エネルギ量を出力電圧
の変動に対応して可変する繰り返しのループでフィード
バック制御するので、出力電圧を高精度に制御できる。

このように出力電圧の制御を論理的に単純なフィードバ
ックループで行うことにより、制御回路の設計が容易で
あり、且つ比較的少ない電子素子で構成できるので、安
価で且つ小型化できる利点がある。

更に、出力電圧を検出してフィードバック制御するので
、出力電圧検出回路のポリウム等により出力電圧を可変
して容易に設定できるので、特に放電灯点灯回路に適用
した場合に、放電灯の輝度を連続的に可変して最適値に
調整できる極めて顕著な効果を得られる。

しかも、共振回路に対し電力損失を与えてこれの負荷と
なる安定化負荷回路は、単に発熱消散して電力損失を与
える構成ではなく、共振回路から抜き取ったエネルギを
入力側直流電源部に帰還することにより回収しているの
で、効率が低下することがない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の電気回路図、第２図は第１
図の各部の電流および電圧の波形図、第３図は本発明の
他の実施例の電気回路図、第４図は本発明の更に他の実
施例の電気回路図、第５図は従来の共振型電源装置の電
気回路図、第６図は第５図の特性図である。 ＦＤＩ、ＦＤ２．ＦＤ３−・・−安定化負荷回路Ｑｌ、
Ｑ２−・・スイッチング素子 ＣＣ−・−制御回路 Ｃ３・−共振用コンデンサ Ｂ・・・入力側直流電源部 特許出願人　　シャープ株式会社 代　理　人　　弁理士　西１）新

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）コイルとコンデンサが直列接続または並列接続さ
   れた共振回路により電流波形または電圧波形を共振させ
   、正弦波状としてスイッチングさせる共振型電源装置に
   おいて、前記共振回路のエネルギを抜き取って入力側直
   流電源部に帰還する安定化負荷回路と、この安定化負荷
   回路をこれに流れる帰還エネルギ量が出力電圧の変動に
   応じて変化するよう制御するとともに、スイッチング素
   子を一定周期でオン・オフ制御する制御回路とを備えて
   なることを特徴とする共振型電源装置。