JPH02189466A - 交流電気量の検出装置 - Google Patents
交流電気量の検出装置Info
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- JPH02189466A JPH02189466A JP1008946A JP894689A JPH02189466A JP H02189466 A JPH02189466 A JP H02189466A JP 1008946 A JP1008946 A JP 1008946A JP 894689 A JP894689 A JP 894689A JP H02189466 A JPH02189466 A JP H02189466A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は交流電気量のサングル値から、その電気量の基
本波の大きさを検出する電気量検出方式（従来の技術） 従来電力系統の状態の監視あるいは制御のなめに検出さ
れる電圧及び電流等は、実効値即ち基本波成分及び各高
調波成分の二乗の総和の平均値であり、実用上Ｈら問題
が無かった。しかし最近の電力系統の電圧安定化問題に
おいては、精緻な■ＱＣ（電圧無効電力制御）あるいは
ＳＶＣ＜静止形無動電力補償）等が要請され、注目量と
しての電気量の検出の高精度化が要求される。このため
には高調波成分を除去して基本波、即ち系統周波数成分
を正しく検出する必要がある。高調波成分は必ずしも有
効なエネルギーになり得ないからである。また電気所間
の協調制御の面だけからみても、不安定な要素である高
調波成分を除外し、系統周波数成分のみに注目する必要
がある。
本波の大きさを検出する電気量検出方式（従来の技術） 従来電力系統の状態の監視あるいは制御のなめに検出さ
れる電圧及び電流等は、実効値即ち基本波成分及び各高
調波成分の二乗の総和の平均値であり、実用上Ｈら問題
が無かった。しかし最近の電力系統の電圧安定化問題に
おいては、精緻な■ＱＣ（電圧無効電力制御）あるいは
ＳＶＣ＜静止形無動電力補償）等が要請され、注目量と
しての電気量の検出の高精度化が要求される。このため
には高調波成分を除去して基本波、即ち系統周波数成分
を正しく検出する必要がある。高調波成分は必ずしも有
効なエネルギーになり得ないからである。また電気所間
の協調制御の面だけからみても、不安定な要素である高
調波成分を除外し、系統周波数成分のみに注目する必要
がある。
（発明が解決しようとする課題）
高調波成分を除去するためには、言うまでもなくアナロ
グあるいはディジタルフィルタが挿入される。しかし２
，３．５倍等の基本波に近い高調波を除去するフィルタ
は基本波付近においても利得の傾斜を生じる。系統周波
数はある範囲で変動するので、単にフィルタを挿入する
のみでは、この利得の傾斜による周波数誤差を生じて目
的を達しない。
グあるいはディジタルフィルタが挿入される。しかし２
，３．５倍等の基本波に近い高調波を除去するフィルタ
は基本波付近においても利得の傾斜を生じる。系統周波
数はある範囲で変動するので、単にフィルタを挿入する
のみでは、この利得の傾斜による周波数誤差を生じて目
的を達しない。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、基本波
の周波数付近で周波数による誤差を生じない交流電気量
の基本波の大きさを検出する電気量検出方式を提供する
ことを目的としている。
の周波数付近で周波数による誤差を生じない交流電気量
の基本波の大きさを検出する電気量検出方式を提供する
ことを目的としている。
［発明の構成コ
（課題を解決するための手段）
本発明ではフィルタで生じた基本波の周波数付近の利得
の傾斜を、交流電気量のサンプル値あるいは上記フィル
タの出力であるディジタルデータから算出した基本波の
周波数に対応する量により補正する方式とした。
の傾斜を、交流電気量のサンプル値あるいは上記フィル
タの出力であるディジタルデータから算出した基本波の
周波数に対応する量により補正する方式とした。
（作 用）
高調波除去に必要なフィルタを挿入し、これによって生
じた基本波の周波数付近の利得の傾斜を後で補正するこ
とにより、周波数に依存しないで交流電気量の基本波の
大きさを検出するようにしている。
じた基本波の周波数付近の利得の傾斜を後で補正するこ
とにより、周波数に依存しないで交流電気量の基本波の
大きさを検出するようにしている。
（実施例）
以下図面を参照して実施例を説明する。
第１図は本発明による電気量検出方式を説明するための
一実施例の構成を表わすブロック図である。第１図にお
いて、１はＡＤ変換部、２はディジタルフィルタ、３は
振幅計算手段、４は周波数対応量計算手段、５は補正Ｊ
１算手段である。
一実施例の構成を表わすブロック図である。第１図にお
いて、１はＡＤ変換部、２はディジタルフィルタ、３は
振幅計算手段、４は周波数対応量計算手段、５は補正Ｊ
１算手段である。
ＡＤ変換部１はサンプリング回路、アナログディジタル
変換回路あるいは図示しない周知の前置アナログフィル
タ等より成り、入力交流電気ＭｖはＡＤ変換部１でサン
グル値ｖｌに変換される。
変換回路あるいは図示しない周知の前置アナログフィル
タ等より成り、入力交流電気ＭｖはＡＤ変換部１でサン
グル値ｖｌに変換される。
ここでサンプリング間隔は典型例として商用周波数５０
１１７（あるいは６０ｉｌ Ｚ、以下同様５０＋１２で
代表させる）の電気角３０゛とする。なお慣用法に従っ
て添え字ｍをサンプリング時点を表わす番号とする。
１１７（あるいは６０ｉｌ Ｚ、以下同様５０＋１２で
代表させる）の電気角３０゛とする。なお慣用法に従っ
て添え字ｍをサンプリング時点を表わす番号とする。
ディジタルフィルタ２は、−例として図示したように、
Ｆ（１）＝に（１−２−’ ）（１憬Ｚ−２）＋１÷１
．（ｉＸ−１千Ｚ−２）（１十 １゜８Ｚ−１＋１−２
） ・・・（１）
なる関数形を有し、サンプル値ｖｌはフィルタリングさ
れてディジタルデータｕｌとなる。ここでには正規化係
数で、例えば周波数５０１１２において利得が１となる
ような定数とする。このディジタルフィルタの利得特性
については、後出の図で示す。
．（ｉＸ−１千Ｚ−２）（１十 １゜８Ｚ−１＋１−２
） ・・・（１）
なる関数形を有し、サンプル値ｖｌはフィルタリングさ
れてディジタルデータｕｌとなる。ここでには正規化係
数で、例えば周波数５０１１２において利得が１となる
ような定数とする。このディジタルフィルタの利得特性
については、後出の図で示す。
振幅計算手段３は、図示したように例えば周知の振幅二
乗計算法、即ち、 ｕ２””ｕｒＲ−３’ ｕｒＲｕ／！−ｅ
°−（２）の計算を実施し、ディジタルデータｕｌの
振幅二乗Ｕ２を得る。この値は周波数に対するディジタ
ルフィルタ２の利得特性及び（２）式自身の周波数ずれ
による利得特性を含む値となるので、見かけの振幅二乗
と呼ぶこととする。（２）式自身の利得特性は、ディジ
タルデータｕＩＲに対する真の振幅二乗をＵｉｄ２、周
波数ずれの率をδｆ／ｆｏとすると、周知の簡単な計算
により次式となる。
乗計算法、即ち、 ｕ２””ｕｒＲ−３’ ｕｒＲｕ／！−ｅ
°−（２）の計算を実施し、ディジタルデータｕｌの
振幅二乗Ｕ２を得る。この値は周波数に対するディジタ
ルフィルタ２の利得特性及び（２）式自身の周波数ずれ
による利得特性を含む値となるので、見かけの振幅二乗
と呼ぶこととする。（２）式自身の利得特性は、ディジ
タルデータｕＩＲに対する真の振幅二乗をＵｉｄ２、周
波数ずれの率をδｆ／ｆｏとすると、周知の簡単な計算
により次式となる。
Ｕ２＝ Ｕｉｄ” ｃｏｓ” （πδｆ／（２ｆｏ）
） ・（３）周波数対応量計算手段４においては、
図示したように、次式即ち、 ｆｄ＝（ｕｍ−３ｕｍ−１２ｕｍｕｉ−ｓ）／（ｕｍ
−３２−ｕ／Ｉ ｕｒＲ−６＞ ”・（４
）により周波数に対応する周波数対応ｆｆ１ｆｄを求め
る。
） ・（３）周波数対応量計算手段４においては、
図示したように、次式即ち、 ｆｄ＝（ｕｍ−３ｕｍ−１２ｕｍｕｉ−ｓ）／（ｕｍ
−３２−ｕ／Ｉ ｕｒＲ−６＞ ”・（４
）により周波数に対応する周波数対応ｆｆ１ｆｄを求め
る。
この周波数対応ＪＨｄは特開昭５１−１２１６６号ある
いは特開昭５１−１２１６７号において開示したように
、ｆｄ＝ ５ｉｎ（２πδｆ／ｆｏ）／ｃｏＳ（πδｆ
／（２ｆＯ））：２πδｆ／ｆｏ
・・・（５）となり、周波数ずれに節々比例する量
となる。但し本発明において（４）式は使用するが、（
５）式自身は使用しない。（５）式は（４）式で得られ
る周波数対応量の意味を説明するために掲げるのみであ
る。なお実際の計算においては、（４）式の分母は（２
）式の結果をそのまま使用できるが、本発明の主旨とは
特に関係がないので、別のブロックで示した。
いは特開昭５１−１２１６７号において開示したように
、ｆｄ＝ ５ｉｎ（２πδｆ／ｆｏ）／ｃｏＳ（πδｆ
／（２ｆＯ））：２πδｆ／ｆｏ
・・・（５）となり、周波数ずれに節々比例する量
となる。但し本発明において（４）式は使用するが、（
５）式自身は使用しない。（５）式は（４）式で得られ
る周波数対応量の意味を説明するために掲げるのみであ
る。なお実際の計算においては、（４）式の分母は（２
）式の結果をそのまま使用できるが、本発明の主旨とは
特に関係がないので、別のブロックで示した。
補正計算手段５においては周波数対応量ｆｄの多項式（
ｆｄ）を用いて見かけの振幅二乗ｕ２を補正し、入力交
流電気量Ｖの振幅二乗ｖ２を得る。この多項式ｈ（ｆｄ
）は、例えば周波数対応量ｆｄの２次式あるいは４次式
等であり、後出の図で説明するように、周波数ずれに対
する利得特性を十分に補正して、実用上誤差のない振幅
二乗の値を得る。
ｆｄ）を用いて見かけの振幅二乗ｕ２を補正し、入力交
流電気量Ｖの振幅二乗ｖ２を得る。この多項式ｈ（ｆｄ
）は、例えば周波数対応量ｆｄの２次式あるいは４次式
等であり、後出の図で説明するように、周波数ずれに対
する利得特性を十分に補正して、実用上誤差のない振幅
二乗の値を得る。
第２図は第１図の作用を説明する特性図である。
曲線（ａ）はディジタルフィルタ２の周波数対利得特性
である。周知のようにこの特性は高調波次数を口とする
と、（１）式においてＺ＝ｅｊ３０°０と置き、ＩＰ（
ｅｊ３’°０） １より得られる。図から分かるように
このディジタルフィルタは、直流分及び第２調波から第
１０調波までを全て除去する鋭敏な特性を有し、従って
基本波付近では急峻な傾斜となることが避けられない。
である。周知のようにこの特性は高調波次数を口とする
と、（１）式においてＺ＝ｅｊ３０°０と置き、ＩＰ（
ｅｊ３’°０） １より得られる。図から分かるように
このディジタルフィルタは、直流分及び第２調波から第
１０調波までを全て除去する鋭敏な特性を有し、従って
基本波付近では急峻な傾斜となることが避けられない。
曲線（ｂｌ）は曲線（ａ）の高調波次数１付近、即ち周
波数５０ ｔｌ ｚの付近を拡大した図である。曲線（
ｂ２）は曲線（ｂｌ）と（３）式による振幅針′ｎ特性
との総合特性であり、見かけの振幅二乗υ２と真の振幅
二乗ｖ２どの比ｕｚ ／ Ｖ２の周波数特性を表わす。
波数５０ ｔｌ ｚの付近を拡大した図である。曲線（
ｂ２）は曲線（ｂｌ）と（３）式による振幅針′ｎ特性
との総合特性であり、見かけの振幅二乗υ２と真の振幅
二乗ｖ２どの比ｕｚ ／ Ｖ２の周波数特性を表わす。
但し曲線（ｂ２）は分かり易いように、比ｕ２ ／ Ｖ
２の平方根をとり、比ｔｌ／Ｖの次元で表わしである。
２の平方根をとり、比ｔｌ／Ｖの次元で表わしである。
曲線（Ｃ１）及び（Ｃ２）は曲線（ｂ２）を周波数対応
量ｆｄの大々２次式及び４次式により補正した結果の残
りの誤差を示す。即ち、 Ｖ２ ＝ ｕ２ （１−ｈ（ｆｃｌ））
・１６）ｈ（ｒｄ）＝ 八
・ｆｄ＋Ｂ・ｆｄ２（２次式の場合）・・・（７） ｈ（ｆ（１）＝ ＾・ ｆｄすＢ−１ｄ２ ÷Ｃ−
ｆｄ３ ＋ｌ）−ｆｄ４（４次式の場合〉 ・・・（
８） により＠幅二乗ｖ２を求める。ここで係数Ａ、Ｂ、Ｃあ
るいはＤは見かけの振幅二乗Ｕ２と真の振幅二乗ｖ２と
の関係が（６）式で近似できるような定数であり、周知
の種々の方法で決定することができる。即ち、多項式ｈ
ｆｆｄ）を（７）式あるいは（８）式のように置き、特
定の周波数でこれらの式を満たすような値を求める。例
えば２次の場合には（７）式による多項式ｈ（ｆｄ）を
使用し、周波数２点において（６）式が丁度成り立つよ
うに係数Ａ及びＢを決定する。あるいは周波数３点以上
において（６）式を最もよく近似する係数を周知の最小
二乗法により決定してもよい。４次式あるいは他の次数
であってもこれに準する。
量ｆｄの大々２次式及び４次式により補正した結果の残
りの誤差を示す。即ち、 Ｖ２ ＝ ｕ２ （１−ｈ（ｆｃｌ））
・１６）ｈ（ｒｄ）＝ 八
・ｆｄ＋Ｂ・ｆｄ２（２次式の場合）・・・（７） ｈ（ｆ（１）＝ ＾・ ｆｄすＢ−１ｄ２ ÷Ｃ−
ｆｄ３ ＋ｌ）−ｆｄ４（４次式の場合〉 ・・・（
８） により＠幅二乗ｖ２を求める。ここで係数Ａ、Ｂ、Ｃあ
るいはＤは見かけの振幅二乗Ｕ２と真の振幅二乗ｖ２と
の関係が（６）式で近似できるような定数であり、周知
の種々の方法で決定することができる。即ち、多項式ｈ
ｆｆｄ）を（７）式あるいは（８）式のように置き、特
定の周波数でこれらの式を満たすような値を求める。例
えば２次の場合には（７）式による多項式ｈ（ｆｄ）を
使用し、周波数２点において（６）式が丁度成り立つよ
うに係数Ａ及びＢを決定する。あるいは周波数３点以上
において（６）式を最もよく近似する係数を周知の最小
二乗法により決定してもよい。４次式あるいは他の次数
であってもこれに準する。
なお見かけの振幅二乗ｕ２自身は入力から計算される未
知の量であるが、比ｕ／ｖは曲線（ｂ２）で示したよう
に（２）式及び（３）式から定まる既知の関係であり、
上記係数は実入力に関係なく予め決定することができる
。
知の量であるが、比ｕ／ｖは曲線（ｂ２）で示したよう
に（２）式及び（３）式から定まる既知の関係であり、
上記係数は実入力に関係なく予め決定することができる
。
曲線（Ｃ１）あるいは（Ｃ２）より分かるように、２次
式による補正後の残留誤差は０．０５％程度、４次式の
場合は０．００１％より十分率となる。
式による補正後の残留誤差は０．０５％程度、４次式の
場合は０．００１％より十分率となる。
このように本実施例によれば、基本波付近での利得の傾
斜が生ずることに制約されずに、鋭敏なフィルタを挿入
して十分に高調波を除去し、そのために生じた周波数誤
差を周波数対応量の多項式で補正することにより、高精
度に交流電気量の大きさを検出することができる。
斜が生ずることに制約されずに、鋭敏なフィルタを挿入
して十分に高調波を除去し、そのために生じた周波数誤
差を周波数対応量の多項式で補正することにより、高精
度に交流電気量の大きさを検出することができる。
第３図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図
である。
である。
本実施例では周波数対応量計算手段６が第１図の周波数
対応量計算手段４に代わって使用され、その入力がサン
１ル値Ｖｌとなっている点のみが第１図と異なる。即ち
周波数対応量の計算を、ディジタルフィルタの前の値に
よるか、フィルタ後のデータによるかの相違であり、第
１図と同様の原理が成り立つことは容易に理解できるの
で、詳細な説明を省略する。この実施例は歪が比較的少
なく、周波数対応量に関しては、フィルタ前の値により
計算しても最終結果に与える影響が副次的である場合に
適する。この場合、周波数対応量の計算については、デ
ィジタルフィルタの分だけ遅れを短縮することができ、
応答を早くすることができる。
対応量計算手段４に代わって使用され、その入力がサン
１ル値Ｖｌとなっている点のみが第１図と異なる。即ち
周波数対応量の計算を、ディジタルフィルタの前の値に
よるか、フィルタ後のデータによるかの相違であり、第
１図と同様の原理が成り立つことは容易に理解できるの
で、詳細な説明を省略する。この実施例は歪が比較的少
なく、周波数対応量に関しては、フィルタ前の値により
計算しても最終結果に与える影響が副次的である場合に
適する。この場合、周波数対応量の計算については、デ
ィジタルフィルタの分だけ遅れを短縮することができ、
応答を早くすることができる。
第４図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図
である。
である。
本実施例では第１図のディジタルフィルタ２が、ディジ
タルフィルタ７及び８に分割され、周波数対応量計算手
段９の入力が、ディジタルフィルタフの出力ｗ＋１であ
る点が第１図と異なる。ディジタルフィルタ７及び８の
関数形は夫々第１図のディジタルフィルタ２の関数形の
後半及び前半に相当し、またに１及びに２は夫々前述と
同様の正規化係数である。ディジタルフィルタ７及び８
の継続により、ディジタルフィルタ８の出力は第１図の
場合と同様のディジタルデータｔ１１１となる。周波数
対応量計算手段９は入力がディジタルフィルタフの出力
ｗｌである以外は、アルゴリズムは第１図の場合と同様
であり、第１図と同様の原理が成り立つことは明らかで
ある。この実施例は第１図の場合と第３図の場合との中
間的な特徴を有する。
タルフィルタ７及び８に分割され、周波数対応量計算手
段９の入力が、ディジタルフィルタフの出力ｗ＋１であ
る点が第１図と異なる。ディジタルフィルタ７及び８の
関数形は夫々第１図のディジタルフィルタ２の関数形の
後半及び前半に相当し、またに１及びに２は夫々前述と
同様の正規化係数である。ディジタルフィルタ７及び８
の継続により、ディジタルフィルタ８の出力は第１図の
場合と同様のディジタルデータｔ１１１となる。周波数
対応量計算手段９は入力がディジタルフィルタフの出力
ｗｌである以外は、アルゴリズムは第１図の場合と同様
であり、第１図と同様の原理が成り立つことは明らかで
ある。この実施例は第１図の場合と第３図の場合との中
間的な特徴を有する。
即ち、ディジタルフィルタ７の関数形は第５１８１波及
び第７調波付近の成分を除去するものであり、この付近
の成分が比較的多く、周波数対応量のみはこれを除去し
てから計算しようとする場合に適している。
び第７調波付近の成分を除去するものであり、この付近
の成分が比較的多く、周波数対応量のみはこれを除去し
てから計算しようとする場合に適している。
第５図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図
である。
である。
本実施例は補正計算手段１０が振幅計算手段１１の前に
ある以外は第１図と同様である。即ち補正計算手段１０
においてディジタルデータｕｌを周波数対応量ｆｄによ
り補正したデータｘｌを得、これを振幅計算手段１１に
印加して振幅計算する。補正計算手段１０においては、
振幅二乗次元でなく振幅次元の計算であるから、補正用
多項式ｈ１（ｆｄ）は振幅次元に換算した式を使用する
。この場合も第１図と同様の原理が成り立つことは容易
に理解できるので詳細を省略する。この実施例は他の実
施例以上の特別の利点はないが、このような変形も可能
であることを示したものである。
ある以外は第１図と同様である。即ち補正計算手段１０
においてディジタルデータｕｌを周波数対応量ｆｄによ
り補正したデータｘｌを得、これを振幅計算手段１１に
印加して振幅計算する。補正計算手段１０においては、
振幅二乗次元でなく振幅次元の計算であるから、補正用
多項式ｈ１（ｆｄ）は振幅次元に換算した式を使用する
。この場合も第１図と同様の原理が成り立つことは容易
に理解できるので詳細を省略する。この実施例は他の実
施例以上の特別の利点はないが、このような変形も可能
であることを示したものである。
第６図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図
である。
である。
本実施例は補正計算手段１５において、見かけの振幅二
乗υ２を補正するのに際し、補正項１１を周波数対応量
ｆｄの状態により選択する点が第１図の実施例と異なる
。即ち、周波数対応量ｆｄの変化を変化判定手段１２に
より判定し、変化が所定範囲内であれば補正項更新手段
１３により、補正項１１をこれまで述べたような多項式
ｈ（ｆｄ）に相当する値とし補正計算手段１５に印加す
る。また変化が所定範囲外であれば、補正項据置手段１
４により、従来の値に据え置いた補正項１１を補正計算
手段１５に印加する。なお補正項据置手段１４は特に１
ブロツクとして設ける必要はないが、機能の説明を分か
り易くするために挿入したものである。本実施例は、系
統事故発生による位相急変等による周波数対応量の誤差
の影響を避けるのに有効であり、同様の主旨により、第
３図〜第５図の実施例を更に変形することもできる。
乗υ２を補正するのに際し、補正項１１を周波数対応量
ｆｄの状態により選択する点が第１図の実施例と異なる
。即ち、周波数対応量ｆｄの変化を変化判定手段１２に
より判定し、変化が所定範囲内であれば補正項更新手段
１３により、補正項１１をこれまで述べたような多項式
ｈ（ｆｄ）に相当する値とし補正計算手段１５に印加す
る。また変化が所定範囲外であれば、補正項据置手段１
４により、従来の値に据え置いた補正項１１を補正計算
手段１５に印加する。なお補正項据置手段１４は特に１
ブロツクとして設ける必要はないが、機能の説明を分か
り易くするために挿入したものである。本実施例は、系
統事故発生による位相急変等による周波数対応量の誤差
の影響を避けるのに有効であり、同様の主旨により、第
３図〜第５図の実施例を更に変形することもできる。
第７図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図
である。図の１６は周波数対応量計算手段である。これ
までの実施例では、大きさを検出すべき交流電気量のサ
ンプル値あるいはディジタルフィルタリングしたデータ
より周波数対応量を計算した。本実施例は、大きさを検
出すべき交流電気量と同一の基本波周波数を有する別の
電気量のサンプル値ｙａより周波数対応Ｊｉｆｄを計算
するものである。あるいは別の電気量のサンプル値をデ
ィジタルフィルタリングしたデータをｙｍとしても同様
である。上記の各実施例をこの主旨により変形できるこ
とは容易に理解できるので、詳細を省略する。この実施
例は同一電気系統に属する複数の入力量について個々に
周波数対応量を計算せず、代表入力量で計算する場合に
有効である。
である。図の１６は周波数対応量計算手段である。これ
までの実施例では、大きさを検出すべき交流電気量のサ
ンプル値あるいはディジタルフィルタリングしたデータ
より周波数対応量を計算した。本実施例は、大きさを検
出すべき交流電気量と同一の基本波周波数を有する別の
電気量のサンプル値ｙａより周波数対応Ｊｉｆｄを計算
するものである。あるいは別の電気量のサンプル値をデ
ィジタルフィルタリングしたデータをｙｍとしても同様
である。上記の各実施例をこの主旨により変形できるこ
とは容易に理解できるので、詳細を省略する。この実施
例は同一電気系統に属する複数の入力量について個々に
周波数対応量を計算せず、代表入力量で計算する場合に
有効である。
以上の実施例の他特に図示しないが、以下に列挙するよ
うな変形が種々考えられる。
うな変形が種々考えられる。
■ ディジタルフィルタの関数形は図示したものの他周
知の種々の関数形を使用することができる。
知の種々の関数形を使用することができる。
また説明を簡潔にするため、正規化係数に、に１あるい
はに２等を使用したが、正規化しない場合、あるいは計
算のスゲールの都合等により他の係数を使用する場合に
も、同様の主旨が適用できることは勿論である。
はに２等を使用したが、正規化しない場合、あるいは計
算のスゲールの都合等により他の係数を使用する場合に
も、同様の主旨が適用できることは勿論である。
■ （２）式により見かけの振幅二乗を計算するとした
が、これ以外に二乗平均等周知の種々の計算方法が可能
である。また振幅二乗以外に振幅、実効値の二乗あるい
は実効値等を求めるようにしてもよい、何故なら本発明
は高調波の除去を主旨の一つとしており、それらは単に
換算の問題だからである。
が、これ以外に二乗平均等周知の種々の計算方法が可能
である。また振幅二乗以外に振幅、実効値の二乗あるい
は実効値等を求めるようにしてもよい、何故なら本発明
は高調波の除去を主旨の一つとしており、それらは単に
換算の問題だからである。
■ 周波数対応量の計算については、この他例えば、特
開昭５１−１２１６６号あるいは特開昭５１−１２１６
７号で開示したような種々の方法をとることができる。
開昭５１−１２１６６号あるいは特開昭５１−１２１６
７号で開示したような種々の方法をとることができる。
■ 通常、サンプリングの前段に前置アナログフィルタ
が配置されるが、これの周波数利得特性を含めて補正す
ることができる。即ち、前置アナログフィルタの特性は
既知であり、ディジタルフィルタ及び振幅計算特性に加
えて、これを総合周波数利得特性とすれば全く同様であ
る。
が配置されるが、これの周波数利得特性を含めて補正す
ることができる。即ち、前置アナログフィルタの特性は
既知であり、ディジタルフィルタ及び振幅計算特性に加
えて、これを総合周波数利得特性とすれば全く同様であ
る。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば基本波周波数付近
の利得の傾斜に制約されずに高調波除去に必要なフィル
タを挿入して高調波を十分に除去し、後でそのフィルタ
の基本波周波数付近の利得の傾斜を補正するようにして
いるため、歪や周波数に影響されずに交流電気量の基本
波の大きさを高精度に検出することができる。
の利得の傾斜に制約されずに高調波除去に必要なフィル
タを挿入して高調波を十分に除去し、後でそのフィルタ
の基本波周波数付近の利得の傾斜を補正するようにして
いるため、歪や周波数に影響されずに交流電気量の基本
波の大きさを高精度に検出することができる。
第１図は本発明の一実施例の構成を表わすブロック図、
第２図は第１図の作用を説明する特性図、第３図〜第７
図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図であ
る。 １・・・ＡＤ変換部 ２．７．８・・・ディジタルフィルタ ３．１１・・・振幅計算手段 ４．６，９．１６・・・周波数対応量計算手段５、１０
．１５・・・補正計算手段 １２・・・変化判定手段 １３・・・補正項更新手
段１４・・・補正項据置手段
第２図は第１図の作用を説明する特性図、第３図〜第７
図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図であ
る。 １・・・ＡＤ変換部 ２．７．８・・・ディジタルフィルタ ３．１１・・・振幅計算手段 ４．６，９．１６・・・周波数対応量計算手段５、１０
．１５・・・補正計算手段 １２・・・変化判定手段 １３・・・補正項更新手
段１４・・・補正項据置手段
Claims (1)
- 電気量のサンプル値をディジタルフィルタリングしたデ
ィジタルデータと、このディジタルデータまたは上記サ
ンプル値あるいは上記電気量と同一の基本波の周波数を
有する第２の電気量のサンプル値または上記第２の電気
量のサンプル値をディジタルフィルタリングした第２の
ディジタルデータから求めた上記電気量の基本波の周波
数に対応する周波数対応量の多項式とから、上記電気量
の大きさを検出することを特徴とする電気量検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008946A JP2856750B2 (ja) | 1989-01-18 | 1989-01-18 | 交流電気量の検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008946A JP2856750B2 (ja) | 1989-01-18 | 1989-01-18 | 交流電気量の検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02189466A true JPH02189466A (ja) | 1990-07-25 |
| JP2856750B2 JP2856750B2 (ja) | 1999-02-10 |
Family
ID=11706838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1008946A Expired - Lifetime JP2856750B2 (ja) | 1989-01-18 | 1989-01-18 | 交流電気量の検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2856750B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0593742A (ja) * | 1991-02-15 | 1993-04-16 | Crystal Semiconductor Corp | 比率コンバータ型回路の妨害信号及び雑音に対する感度を減少させる方法及び装置 |
| CN105182048A (zh) * | 2014-12-19 | 2015-12-23 | 国网电力科学研究院 | 一种消除由滤波引起的电力系统相量幅值测量误差的方法 |
| CN116593769A (zh) * | 2023-07-17 | 2023-08-15 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | 一种宽动态范围的高精度电能计算方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63224617A (ja) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | 株式会社東芝 | デイジタル形保護継電器 |
-
1989
- 1989-01-18 JP JP1008946A patent/JP2856750B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63224617A (ja) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | 株式会社東芝 | デイジタル形保護継電器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0593742A (ja) * | 1991-02-15 | 1993-04-16 | Crystal Semiconductor Corp | 比率コンバータ型回路の妨害信号及び雑音に対する感度を減少させる方法及び装置 |
| US5579247A (en) * | 1991-02-15 | 1996-11-26 | Crystal Semiconductor Corporation | Method and apparatus for decreasing the interference and noise sensitivity of a ratiometric converter type of circuit |
| CN105182048A (zh) * | 2014-12-19 | 2015-12-23 | 国网电力科学研究院 | 一种消除由滤波引起的电力系统相量幅值测量误差的方法 |
| CN116593769A (zh) * | 2023-07-17 | 2023-08-15 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | 一种宽动态范围的高精度电能计算方法 |
| CN116593769B (zh) * | 2023-07-17 | 2023-10-27 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | 一种宽动态范围的高精度电能计算方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2856750B2 (ja) | 1999-02-10 |
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