JPH02171682A - 周波数検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は、超音波センサなどに用いられる周波数検出
装置に関する。

〈従来の技術〉 超音波センサは、超音波を用いて物体の有無。

物体までの距離、物体の形状などを検出するためのもの
で、従来、この種のセンサとしてパルス・エコ一方式の
ものが存在する。

第８図および第９図はこの方式の超音波センサの構成と
その動作タイミングを示している。

同図の超音波センサは、バースト・パルス状の超音波送
波信号を検出物体１に向けて送波するための送波子２と
、検出物体１で反射された超音波信号を受波するための
受波子３とを備え、送波子２が超音波送波信号を送波し
た時点から反射による超音波信号が受波子３で受波され
るまでの時間を測定して所定の演算を実行し、これによ
り送波子２および受波子３から検出物体１までの距離を
求めるものである。同図中、ゲート回路４は第９図（１
）のゲート信号Ｗを生成して発振回路５に与え、発振回
路５は第９図（２）の超音波送波信号Ｘを発生させて送
波子２を駆動する。増幅回路６は受波子３での受渡信号
を増幅し、第９図（３）の増幅出力ｙを検波回路７に与
える。検波回路７は第９図（４）の検波出力Ｓを生成し
て比較器８に与え、比較器８はしきし）値Ｔ１１との比
較により第９図（５）の矩形波信号Ｕを生成する。タイ
マー回路９は前記ゲート信号Ｗの入力で立ち上がり、矩
形波信号Ｕの人力で立ち下がる第９図（６）の検出信号
２を得る。

この方式の超音波センサの場合、検出波としてバースト
・パルスを用いているため、インパルス性の外乱雑音に
対して誤動作する虞れがある。

第９図（３）中、ｙ′は外乱雑音を示し、第９図（６）
に示す如く、誤動作の要因となる検出信号Ｚ′が生成さ
れている。

またこの方式の超音波センサの場合、空気のゆらぎや、
送波子２．受波子３．増幅回路６の立ち上がり時定数な
どに起因して受波子３による受波信号の振幅が変動し、
これが計測時間に悪影響を及ぼして、高精度の距離測定
が困難となる。

第１０図は、受渡信号の振幅の変動が計測時間に及ぼす
影響を示している。同図（１）　（３）に示す如く、検
波出力ＳＩ＋Ｓ２の振幅が変動すると、同図（２）　（
４）に示す検出信号ＺＩ＋２２のパルス幅に誤差Δεが
生ずる。

これらの問題を解決するには、複数回の測定結果を平均
するなどの処置が必要であるため、高精度な計測と高速
な計測とを両立させることが非常に困難である。

〈発明が解決しようとする問題点〉 この問題を解消する超音波センサとして、今般、ＦＭ−
ＣＷ法が用いられた超音波センサが提案されている。

第１１図はこの種の超音波センサの回路構成を示し、ま
た第１２図はその原理を示している。

第１１図中、三角波発生回路１１は周波数変調のための
三角波電圧信号を出力する。この電圧信号はＶ／Ｆ変換
回路１２で周波数に変換され、周波数が三角波状に変化
する超音波送波信号Ａ（第１２図（１）中実線で示す）
を得る。この送波信号Ａの周波数変調周期は１／ｆ、、
変調周波数帯域幅はΔｒである。この送波信号Ａは電力
増幅回路１３で増幅され送波子２を駆動する。送波子２
より送出された送波信号Ａは物体で反射して受波子３で
受波される。受波子３の受波信号Ｂ（第１２図（１）中
破線で示す）は増幅回路１４で増幅された後、周波数差
検出回路１５へ前記送波信号Ａと共に与えられる。

送波子２および受波子３と物体との距離をＲとすると、
超音波の伝ばん距離は２Ｒである。

音速を■とするとき、受渡信号Ｂの周波数は送波信号Ａ
よりＴ＝２Ｒ／Ｖだけ遅れて変化する。

送波信号Ａと受波信号Ｂとの周波数差で定義されるビー
ト周波数ｆ、は次式で与えられ、またそのビート周波数
信号Ｃは第１２図（２）に示す如くである。

ｆ、＝　（４Ｒｆ、Δｆ　）　／Ｖ このビート周波数ｆ１を測定することにより超音波信号
の伝ばん距離２Ｒが計算でき、従って被検出物体までの
距離なども測定できる。

ところがこのようなＦＭ−ＣＷ法による超音波センサを
用いて高精度の計測を実現するには、周波数変調の周波
数変化範囲をきわめて広いものにしなければならない。

このため超音波送受波子１発振回路、増幅回路などに周
波数帯域のきわめて広いものを用いる必要があり、セン
サのコストが高価となる。しかも超音波送受波子は、本
来共振特性をもっており、その周波数帯域のきわめて広
いものは、高価になるばかりでなく、実現が極めて困難
になる。

この発明は、上記の問題に着目してなされたもので、Ｆ
Ｍ−ＣＷ法に基づく信号処理の方式を工夫することによ
り、高精度かつ高速に周波数を検出し得る安価な周波数
検出装置を提供することを目的とする。

く問題点を解決するための手段〉 上記目的を達成するため、この発明の周波数検出装置で
は、ある周波数の信号と固定の周波数をもつ信号とを入
力して両周波数が加算された和の周波数を検出するため
の検出手段と、検出手段で得た和の周波数をてい倍する
ための周波数てい倍手段と、周波数てい倍手段によりて
い倍された周波数を一定時間計数するための計数手段と
、計数手段による計数値より前記固定の周波数に対応す
るオフセット値を減ずるための演算手段とを具備させて
いる。

〈作用〉 例えばこの発明が適用された超音波センサにおいて、検
出手段はビート周波数と固定の周波数との和の周波数を
求めて周波数てい倍手段に与えているので、被てい倍信
号の周波数の変化範囲、すなわち周波数のダイナミック
レンジは小さくなる。このため周波数てい倍手段として
安価かつ高速に応答する周波数てい倍回路を用いること
ができる。また被てい倍周波数をてい倍してから計数し
ているので、計数時間が短くても高精度に周波数を計数
でき、高精度かつ高速の計測を実現する。

〈実施例〉 第１図は、この発明の周波数検出装置が適用された超音
波センサの構成例を示し、また第２図は、第１図の実施
例におけるタイムチャートである。なお第２図（１）〜
（１１）に示すタイムチャートでは、横軸の時間に対し
て縦軸には電圧（図中、■で示す）または周波数（図中
、Ｆで示す）がとっである。

第１図において、基準クロック発生回路２１は安価で入
手しやすい水晶振動子のような発振源を含み、その発振
出力を適当に分周して、５種類の信号ａ、ｂ、ｉ、に、
　　！！、（第２図（１）（２）（８）００）（Ｉ＋）
に示す）を生成している。このうち信号ａ。

ｉは、後述する如く、相対的な時間とタイミングの関係
が重要であり、また信号ｉ、に、ｌはタイミングの関係
が重要であるため、同一の発振源から各信号を生成する
ことは大きな意義がある。

基準クロック発生回路２１からの信号ａはミラー積分器
２２に入力されて三角波電圧信号ｂ（第２図（２）に示
す）に変換される。このミラー積分器２２は、第３図に
示す如く、演算増幅器４１、コンデンサ４２．抵抗４３
．４４で構成され、前記演算増幅器４１の働きできわめ
て容易に直線性の良い三角波を生成できる。

ミラー積分器２２で生成された三角波電圧信号すは、Ｖ
／Ｆ変換回路２３に与えられて周波数に変換され、第２
図（３）に示すように、振幅が一定でありかつ周波数が
連続的に変化する超音波送波信号Ｃを得る。このＶ／Ｆ
変換回路２３は、現在ＩＣとして市販されており、きわ
めて安価でかつ容易に入手できる。

Ｖ／Ｆ変換回路２３で得た超音波送波信号Ｃにより送波
子２が駆動され、送波子２が発する超音波は検出物体ｌ
で反射して受波子３で受波される。この場合に超音波の
空気中における伝ばん速度Ｖは、空気の温度をｔ（’ｃ
）とすると、つぎの０式で与えられる。

ｖ！ｑ３３１　＋０．６　ｔ　（ｏ＋／ｓ　）　・−・
■そこで送波子２から検出物体１を経て受波子３へ至る
経路の距離を２Ｌとすると、その伝ばん時間ΔＴはつぎ
の０式のようになる。

ΔＴ＝２Ｌ／ｖ・・・・・・・・■ 従って超音波送波信号Ｃに対して受波子３による受波信
号ｄは伝ばん時間ΔＴだけ遅延することになる。

第２図（３）には、同一時間軸上に送波信号Ｃと受波信
号ｄとが示してあり、両信号ｃ、ｄ間の周波数差により
第２図（４）に示すビート周波数信号ｅが得られる。

このビート周波数信号ｅのビート周波数ｆ。

は、前記信号ａの周期の半分をＴ、送波信号この振幅Δ
Ｆとすると、つぎの０式で表され、さらにこの０式を変
形すると、つぎの０式が得られる。

かくしてビート周波数信号ｅのビート周波数ｆ、が得ら
れれば、Ｔ、ｖ、ΔＦが既知であるから、超音波の伝ば
ん距離２Ｌを算出できる。

第１図に戻って、前記送波信号Ｃと前記受波信号ｄとは
ともに乗算器２４に入力されて乗算される。

いま送波信号Ｃを０式で表し、受波信号ｄを０式で表す
と、両信号の乗算結果は０式のようになる。

Ｃ＝Ｖｃｓｉｎ　ｆｃ　”■ ｄ−Ｖａ　ｓｉｎ　ｆａ　−■ ｃＸｄ＝Ｖｃｖ、５ｉｎｆｃ　　５ｉｎｆｄ上式中、■
。および■４は送波信号Ｃおよび受波信号ｄの振幅、ｆ
Ｃおよびｆｄは送波信号Ｃおよび受波信号ｄの周波数で
ある。

上記の０式より明らかなとおり、送波信号Ｃと受波信号
ｄとを乗算すると、両信号の周波数ｆｃ、ｆａＯ差と和
の信号が得られる。そこでフィルタ２５により差の周波
数成分のみを取り出すと、ビート周波数４６号ｅ（第２
図（４）に示す）が得られ、その周波数の関係は次式の
ようになる。

ｆ、＝ｌ　　ｆｃ　−ｆ、　　ｌ　・・・・■前記の乗
算器２４や後述する乗算器２６は、現在ＩＣとして市販
されており、きわめて安価でかつ容易に入手できる。

前記ビート周波数信号ｅは、基準クロック発生回路２１
より出力される固定の単一周波数を有する信号ｆ（第２
図（５）に示す）とともに第２の乗算器２６に入力され
て乗算される。ここでの乗算結果も前記０式と同様であ
り、ビート周波数信号ｅの周波数と信号ｆの周波数の差
と和の信号が得られ、フィルタ２７により和の周波数成
分のみを取り出すと、信号ｇ（第２図（６）に示す）が
得られる。ここで信号ｆ１ｇの各周波数をそれぞれｆ、
およびｒｇとおくと、ｆ、−ｆ、＋ｆ、・・・・■ となる。

前記（３）式から明らかなように、超音波の伝ばん距離
２Ｌが変化するとビート周波数信号ｅの周波数ｆ０も変
化するもので、この変化する周波数ｆ、に単一の周波数
ｆ、を加算することにより、信号ｇの周波数ｆ９が変化
する範囲、すなわち周波数のダイナミックレンジを小さ
くすることができる。

つぎに周波数てい倍回路２８は、ダイナミックレンジの
小さくなった信号ｇの周波数ｆ、をてい倍するためのも
ので、てい倍率をα、出力信号りの周波数をｆｈとする
と、 ｆｈ＝αｆ９・・・・・・・・■ となる。

第４図および第５図は、公知の周波数てい倍回路２８の
構成例およびそのタイムチャートを示している。

第４図の周波数てい倍回路２８は、排他的論理和回路４
５．抵抗４６．コンデンサ４７より成るもので、排他的
論理和回路４５の一方の入力としてクロックｐ（第５図
（１）に示す）を与え、他方の入力としてこのクロック
ｐを抵抗４６とコンデンサ４７とで遅延させた信号ｑ（
第５図（２）に示す）を与えることにより、クロックｐ
の周波数を２倍した周波数のてい倍出力「（第５図（３
）に示す）を得ることができる。従ってこの周波数てい
倍回路２８を幾段も縦続接続すれば、２倍、４倍、８倍
、・・・・と周波数をてい倍することができる。

第６図は、前記のクロックｐの周波数が変化した場合の
周波数てい倍回路２８の動作状態を示すもので、信号ｑ
の電圧は排他的論理和回路４５の不定域Ｓから出す、周
波数をてい倍できない状態となっている。従って第４図
のようなきわめて安価な周波数てい倍回路２８を用いる
ためには、被てい倍信号の周波数のダイナミックレンジ
が小さくなければならない。

第７図は、周波数てい倍回路２８の他の実施例を示して
いる。同図のものはＰＬＬ　（フェイズ・ロック・ルー
プ）を用いた公知の周波数てい倍回路であって、第４図
のものと比較してより広い範囲の周波数をてい倍できる
。

この周波数てい倍回路２８は、位相比較器４日、フィル
タ４９．電圧制御発振器５０および１分周器５１より成
る。位相比較器４８は入力信号ｎと分周器５１の出力０
′とを位相比較し、両位相が一致するときはハイインピ
ーダンス状態を生成し、また進み位相のときは負パルス
を、遅れ位相のときは正パルスを、それぞれ出力する。

位相比較器４８の出力はフィルタ４９で高周波成分がカ
ットされて電圧制御発振器５０に与えられる。電圧制御
発振器５０は、入力電圧によりその出力信号０の周波数
を変えることができる。電圧制御発振器５０の出力信号
０は、周波数てい倍回路２日の出力を構成すると共に分
周器５１の入力となり、この分周信号０′が再び位相比
較器４８にフィードバックされる。

この周波数てい倍回路２８は、上記のループで負帰還が
かかり、位相比較器４８の入力信号ｎ、分周器５１の分
周信号０′、電圧制御発振器５０の出力信号０の各周波
数をそれぞれｆ、。

ｆｚ、ｆｚとおき、また分周器５１の分周率を１／αと
すると、 ｆ、−αｆ２＝αｒ３・・・・■ が成立したところで安定し、周波数をα倍することがで
きる。

この第７図に示す周波数てい倍回路２８においては、て
い倍可能な周波数範囲は上記電圧制御発振器５０の出力
可能な周波数範囲によって制限を受ける。従って被てい
倍信号の周波数のダイナミックレンジが広い場合には、
出力周波数のダイナミックレンジが広い電圧制御発振器
５０を用いる必要があり、非常にコスト高となる。しか
もフィードバックループの応答のため、ダイナミックレ
ンジが広いと負帰還が安定するまで時間がかかり、後述
する周波数を計数するためのゲート信号ｉの時間幅τを
短くするか、ゲート信号ｉの発生タイミングを後へずら
せる必要が生じる。もし時間幅τを短くすると、計数値
が減少するため高精度な計測ができなくなり、またゲー
ト信号ｉの発生タイミングを後へずらせると、超音波セ
ンサとしての応答が遅くなる。従って被てい倍信号の周
波数のダイナミックレンジが広い場合は、高精度な計測
と高速度の計測とが両立できなくなるというきわめて重
要な問題が生じる。

この発明の実施例では、周波数をてい倍する前に被てい
倍信号に単一周波数を加算して、被てい倍信号の周波数
のダイナミックレンジを小さくしているため、周波数て
い倍回路２８として、第４図や第７図に示すものや、こ
れらを継続接続したものを用いることができ、きわめて
安価かつ容易に高速応答する周波数てい倍回路を構成で
きる。

周波数てい倍回路２８のてい倍出力ｈ（第２図（７）に
示す）はゲート回路２９を通してカウンタ３０に与えら
れるもので、カウンタ３０はゲート制御信号ｉ　（第２
図（８）に示す）が“旧Ｇｌｌ”のレベルの時間幅τだ
け計数動作を実行する。

このカウンタ３０はゲート回路２９よりゲート出力ｊ　
（第２図（９）に示す）が出力される前に、基準クロッ
ク発生回路２１が出力するロード信号ｋ（第２図θ■に
示す）によりり、、Ｄ、、・・・・Ｄ。

に予めセット済みの２進数のデータを出力端子Ｑ、、Ｑ
、、・・・・Ｑ、より出力させる。従ってゲート出力ｊ
の計数値は、前記の２進数のデータに加算されることに
なる。この２進数のデータとして、前記単一周波数の信
号ｆのみを周波数てい倍回路２日でてい倍し、そのてい
倍出力をゲート回路２９を通してカウンタ３０で時間幅
τだけ計数して得た計数値の２進数の補数を用いており
、この値をカウンタ３０にセットすることにより、最終
的に得られる計数値は、ビート周波数ｆ、のみを周波数
でい倍して、一定時間τだけ計数したものとなる。

すなわちビート周波数ｒ、は、周波数のてい倍旧に一定
の周波数を加算して、そのダイナミックレンジを小さく
しているが、計数後には、周波数の減算により元のダイ
ナミックレンジに戻しており、これにより高速かつ高精
度なビート周波数ｒ０の計数を実現している。

いまカウンタ３０の計数値をＤとすると、Ｄ＝αｒ１　
τ・・・・＠ となり、これを０式に代入すると、 となり、距離２Ｌが求められる。

この実施例では、カウンタ３０の計数出力をライト信号
！（第２図（１１）に示す）の“ＬＯＷ”のタイミング
でＤ／Ａ変換器３１に書き込んでおり、アナログ値への
変換出力ｍが上記０式の関係を満たすように増幅器３２
のオフセットとゲインとを調整する。なお前記した機能
をもつカウンタ３０は一般に市販され、きわめて安価か
つ容易に人手できることは勿論である。そしてこのカウ
ンタ３０は、一定時間だけ高周波信号を計数するため、
平均化の効果を生じ、インパルス性のノイズの影響も受
けにくいのである。

〈発明の効果〉 この発明は上記の如く、ある周波数の信号と固定の周波
数をもつ信号とを入力して両周波数が加算された和の周
波数を検出するための検出手段と、検出手段で得た和の
周波数をてい倍するための周波数てい倍手段と、周波数
てい倍手段によりてい倍された周波数を一定時間計数す
るための計数手段と、計数手段による計数値より前記固
定の周波数に対応するオフセット値を減ずるための演算
手段とで周波数検出装置を構成したものである。従って
この発明を例えばＦＭ−ＣＷ法による超音波センサに適
用した場合に、検出手段はビート周波数と固定の周波数
との和の周波数を求めて周波数てい倍手段に与えるので
、被てい倍信号の周波数の変化範囲、すなわち周波数の
ダイナミックレンジは小さくなる。このため周波数てい
倍手段として安価かつ高速に応答する周波数てい倍回路
を用いることができ、コストの低減に貢献する。

また被てい倍周波数をてい倍してから計数しているので
、計数時間が短くても高精度に周波数を計数でき、高精
度かつ高速の計測を実現する。

さらに周波数が距離などの情報となるので、受渡振幅の
影響を受けにくく、また検出波を連続波としているため
、インパルス性の外乱雑音の影響も受けにくいなど、幾
多の優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明が適用された超音波センサの構成例を
示すブロック図、第２図は第１図の実施例のタイムチャ
ート、第３図はミラー積分器の電気回路図、第４図は周
波数てい倍回路の一例を示す電気回路図、第５図および
第６図は第４図に示す回路のタイムチャート、第７図は
周波数てい倍回路の他の例を示すブロック図、第８図は
パルスエコー法が用いられた従来の超音波センサを示す
ブロック図、第９図および第１Ｏ図は第８図の従来例の
タイムチャート、第１１図はＦＭ−ＣＷ法が用いられた
超音波センサを示すブロック図、第１２図は第１１図に
示す回路のタイムチャートである。 ２６・・・・乗算器　　　　２７・・・・フィルタ２８
・・・・周波数てい倍回路 ２９・・・・ゲート回路　　３０・・・・カウンタ’；
＋　２　＋ｗ 牙ＩＹＡの犬施存・ｊのり仏テ、−ト 、１１）ケア□ｆ！Ｊ　ｅ　Ｖ↑ 甘３）Ｚ ミラー＃友分ｚ１の電λ匡■字毛ｄ パ 峠５（２） うト４Ｌ２１ね示す０路の９イ４５−ト牙 牙１１１７１に４−すぎ話者、のタイムチ、−ト什 ｚ ＦＭ−ＣＷクムク・・ｆＦｌｌｌられｐ＝Ｊｊｌ去坤仁
ン°プ′之第４フ″０アフロへ出力

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ある周波数の信号と固定の周波数をもつ信号とを入力し
   て両周波数が加算された和の周波数を検出するための検
   出手段と、 検出手段で得た和の周波数をてい倍するための周波数て
   い倍手段と、 周波数てい倍手段によりてい倍された周波数を一定時間
   計数するための計数手段と、 計数手段による計数値より前記固定の周波数に対応する
   オフセット値を減ずるための演算手段とを具備して成る
   周波数検出装置。