JPH02164289A - 誘導機の発電制動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はインバータを用いた誘導機の発電制動装置に係
わり、特に負荷抵抗に連続して発電電流が流れるように
した誘導機の発電制動装置に関する。

（従来の技術） 一般に、交流電源から供給される交流電力でもって誘導
機を任意速度で回転駆動する誘導機の駆動装置は第３図
のように構成されてる。すなわち、交流電源１から供給
される交流電圧は整流器２で一旦直流電圧に変換される
。整流器２から出力された直流電圧はコンデンサ３を介
してインバ−夕４で再び交流に変換されて誘導機５へ印
加される。誘導機５の回転数（速度）は誘導機５の回転
軸に取付けられた回転検出器６で検出される。

回転検出器６にて検出された回転数は速度制御回路７へ
入力される。速度制御回路７は、外部から入力された設
定回転数と回転検出器６から入力された回転数とを比較
して、その回転数が一致するように、インバータ４へ送
出している速度制御信号の周波数値を制御する。

このような誘導機の駆動装置において誘導機５を制動す
る手段として、一般に発電制動が採用されている。すな
わち、インバータ４の直流側端子間にスイッチング用の
トランジスタ８を介して負荷抵抗９を接続する。そして
、電圧検出回路１０でインバータ４の直流側端子間の電
圧、すなわちコンデンサ３の端子電圧Ｖｃを検出し、ヒ
ステリシス比較器１１でもって外部から入力された指令
電圧Ｖｓと比較する。コンデンサの端子電圧Ｖｅが指令
電圧ＶＳを越えると、トランジスタ８が導通して負荷抵
抗９に発電電流が流れる。

すなわち、一般に、電動機として動作している誘導機５
においては、回転周波数ｆ、はインバータ４から誘導機
５へ印加される駆動信号の一部周波数ｆ１より小さい（
ｆｏ＜ｆ＋）。しかし、発電機として動作している誘導
機５においては、回転周波数ｆｏはインバータ４から誘
導機５へ印加される駆動信号の一部周波数ｆ１より高い
（ｆ。

〉ｆ、）。したがって、誘導機５が発電機として動作し
ている場合においては、回転軸の機械的回転エネルギが
インバータ４の直流端子側から電気エネルギとして出力
される。その結果、コンデンサ３の端子電圧Ｖｃが上昇
して前記指令電圧ＶＳを越えると、トランジスタ８が導
通して、負荷抵抗９に発電電流が流れ、前記電気エネル
ギがこの負荷抵抗９で消費される。電気エネルギが消費
されると、コンデンサ３の端子電圧Ｖｃが低下する。

端子電圧Ｖｃが低下すると、ヒステリシス比較器１１の
出力信号が反転して、トランジスタ８が遮断される。

それ以降、誘導機５が回転を継続して、インバータ４の
直流側端子から電気エネルギが出力されると、再びトラ
ンジスタ８が導通して、コンデンサ３に蓄積された電気
エネルギが放電する。そして、電気エネルギの消費が終
了すると、再度トランジスタ８は遮断される。

このようにトランジスタ８が導通、・遮断を繰返すこと
によって負荷抵抗９で誘導機５で発電された電気エネル
ギを消費して発電制動が行なわれる。

しかしながら、第３図の誘導機の駆動装置に組込まれた
発電制動装置においてもまだ解消すべき次のような問題
があった。

すなわち、トランジスタ８を繰返し導通・遮断制御する
ことによって負荷抵抗９に発電電流を流して、誘導機５
にて発生した電気エネルギを消費している。したがって
、トランジスタ８は大電流を導通・遮断する必要があり
、スイッチング損失による熱を十分に放熱する必要があ
る。また、コンデンサ３は比較的大きいリップル電流を
許容できる容量のものを必要とする。その結果、トラン
ジスタ８やその放熱板およびコンデンサ３が大型化し、
装置全体も大型化する。

また、トランジスタ８の通電・遮断動作に応動して負荷
抵抗９に流れる電流が断続するので、負荷抵抗９にリア
クトル分を含む場合は電磁騒音が発生する。

′（発明が解決しようとする課題） このように従来の誘導機の発電制動装置においては、発
電制動中において常時トランジスタが通電・遮断を繰返
すので、トランジスタ、コンデンサが大型化するのみな
らず、負荷抵抗のりアクドル分に起因する電磁騒音が発
生する問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、
インバータの直流側端子間の電圧をインバータ制御信号
を介してインバータへ帰還させてインバータの直流側端
子間の電圧を指令電圧に追従制御することによって、負
荷抵抗を通電・遮断するスイッチング素子を導通させた
ままで誘導機に対する発電制動を実行でき、コンデンサ
やスイッチング素子を小型軽量に形成して装置全体を比
較的小型に構成でき、さらにリアクトルに起因する電磁
騒音の発生を防止できる誘導機の発電制動装置を提供す
ることを目的とする。

［発明の構成コ （課題を解決するための手段） 上記課題を解消するために本発明の誘導機の発電制動装
置においては、交流側端子に誘導機が接続されたインバ
ータと、このインバータの直流側端子に接続されたコン
デンサと、インバータの直流側端子にスイッチング素子
を介して接続された負荷抵抗と、誘導機の回転数および
回転周波数を検出する回転検出器と、インバータの直流
側端子間の電圧を検出する電圧検出回路と、制動トルク
の１７２乗値と回転検出器にて検出された回転数の１／
２乗値との積から得られる指令電圧と電圧検出回路の検
出電圧との差電圧から誘導機のすべり周波数を算出する
すべり周波数算出回路と、このすべり周波数算出回路に
て算出されたすべり周波数と回転検出器にて検出された
回転周波数とを加算してインバータから誘導機へ印加さ
れる一次周波数を算出する一次周波数算出回路と、この
−欠周波数算出回路にて算出された一次周波数に等しい
周波数を有するとともに制御率が回転検出器で検出され
た回転数の１ノ２乗値の関数で示される値になるインバ
ータ制御信号をインバータへ印加するインバータ制御回
路とを備えたものである。

（作用） このように構成された誘導機の発電制動装置によれば、
インバータの直流側端子間における直流電圧の指令電圧
Ｖｓは制動トルクＴのｌ／２乗値と回転数ωの１７２乗
値の積で定まる。電圧検出回路にて検出されたインバー
タの直流側端子間の電圧Ｖｃが前記指令電圧Ｖｓに一致
しないと、その差電圧からすべり周波数ｆｓが算出され
る。すべり周波数ｆｓと前記制動トルクおよび回転数と
は一定の関係があるので、最終的にインバータの直流側
端子間の電圧ＶＣは前記指令電圧Ｖｓに追従する。

一方、インバータの交流側端子から誘導機へ印加される
駆動信号の周波数で示される一次周波数ｆ１と誘導機の
回転周波数ｆ。とすベリ周波数ｆｓとは（１）式の関係
を有するので、ｆｓ＝ｆｔ　　　ｆｏ　　　　　　　　
　　　　−（１）先に算出したすべり周波数ｆｓに回転
検出器から得られた回転周波数ｆｏを加算して一次周波
数ｆ１が求まる。インバータの交流側電圧と直流側電圧
との比で示される制御率λは誘導機の回転数ωの１／２
乗値の関数で示して、この制御率λと前記−欠周波数ｆ
１とでインバータ制御信号が作成される。しかして、イ
ンバータは一次周波数ｆ１および制御率λがインバータ
制御信号で制御された状態で駆動される。その結果、負
荷抵抗が消費すべき電気エネルギを発生するようなすべ
り周波数ｆｓが生じるようにインバータが駆動される。

よって、制動時に負荷抵抗を通電制御するスイッチング
素子は導通状態を維持する。

（実施例） 以下本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

第１図は実施例の誘導機の発電制御装置を示すブロック
図である。第３図と同一部分には同一符号を付して重複
する説明を省略する。三相の誘導機５の電源端子にイン
バータ４の交流側端子が接続されている。このインバー
タ４は直流側の端子４ａ、４ｂから入力された直流電圧
を三相の交流電圧に変換して誘導機５へ印加する回路で
あり、６個のダイオード４ｃが三相ブリッジに接続され
ている。そして、出力される三相交流の周波数、すなわ
ち−欠周波数ｆ、は各ダイオード４ｃに並列接続された
各トランジスタ４ｄを順次導通させていく周波数に対応
する。また、交流側の電圧Ｖａと直流側の電圧ＶＣの電
圧比で示される制御率λは前記各トランジスタ４ｄを導
通している時間と遮断している時間との比（デユーティ
比）で示される。

そして、インバータ４の直流側の端子４ａ。

４ｂ間にコンデンサ３が接続され、さらにスイッチング
素子としてのトランジスタ８を介して負荷抵抗９が接続
されている。また、端子４ａ、４ｂ間には図示極性のダ
イオード１２ａとバッテリ１２ｂとの直列回路からなる
初期励磁回路１２が接続さている。そして、端子４ａ、
４ｂ間には、このインバータ４の直流側の端子４ａ、４
ｂ間の電圧、すなわちコンデンサ３の端子電圧ｖｃを検
出する電圧検出回路１０が接続されている。

電圧検出回路１０で検出された端子電圧Ｖｃはすべり周
波数算出回路１３内の減算器１３ａへ入力されるととも
に、ヒステリシス比較器１１の一方の入力端子へ入力さ
れる。このヒステリシス比較器１１の他方の入力端子に
はすべり周波数算出回路１３から出力された指令電圧Ｖ
Ｓが入力される。そしてヒステリシス比較器１１は端子
電圧Ｖｃが指令電圧ＶＳを越えるとトランジスタ８へＨ
レベルの導通信号を送出する。

すべり周波数算出回路１３には指令制動トルクＴの信号
が入力され、入力された指令制動トルクＴは平方根テー
ブル１３ｃを用いてｌ／２乗値に変換され、掛算器１３
ｄへ入力される。この掛算器１３ｄには、誘導機５の回
転軸に取付けられた回転検出器６から出力される回転数
ωを１７２乗値に変換する平方根テーブル１３ｃの出力
値が入力される。しかして、この掛算器１３ｄはに１を
定数として（２）式で示す指令電圧Ｖｓを出力する。

Ｖｓｓ−に１　・Ｊ〒・に　　　　　　　　・・・（２
）掛算器１３ｄから出力された指令電圧Ｖｓは前記ビス
テリシス比較器１１および減算器１３ａへ入力される。

減算器１３ａは指令電圧Ｖｓと端子電圧ＶＣとの差電圧
ΔＶ（−Ｖｓ−Ｖｃ）を算出して、次の電圧制御増幅器
１３ｆへ送出する。電圧制御増幅器１３ｆで所定倍率に
増幅された差電圧ΔＶは結果としてすべり周波数ｆｓに
なる。このすべり周波数ｆＳは次のリミッタ回路１３ｇ
にて一定の下限値ｆｆｆｌｓ以上に制限される。

すべり周波数算出回路１３から出力されたすべり周波数
ｆｓは一次周波数算出回路１４の加算器１４ａへ入力さ
れる。この加算器１４ａには前記回転検出器６から出力
される回転周波数ｆｏが入力されており、加算器１４ａ
はすべり周波数ｆ９と回転周波数ｆ。とを加算して得ら
れた一部周波数ｆｌ　（−ｆｓ＋ｆｏ）を次の積分器１
４ｂへ送出する。積分器１４ｂは一部周波数ｆ１を積分
して、誘導機５に対する一部位相Ｑｌを算出する。

そして、その−次位相Ｑｌを基準位相として、正弦波関
数テーブル１４ｃからインバータ４に印加するインバー
タ制御信号ａの基準信号すを作成する。

一次周波数算出回路１４から出力された基準信号すはイ
ンバータ制御回路１５の掛算器１５ａへ入力される。こ
の掛算器１５ａには回転検出器６から出力される回転数
ωを１／２乗値に変換する平方根テーブル１５ｂの出力
値が入力される。なお、定数に２を適当に設定すると、
前記平方根テーブル１５ｂの出力値は（３）式で示す前
述した制御率λになる。

λ−に２　・“ｆ；　　　　　　　　　　　　　　・・
・（３）したがって、掛算器１５ａから前記基準信号す
に制御率λを乗算した信号Ｃがヒステリシス比較器１５
ｃへ入力される。このヒステリシス比較器１５ｃには三
角波発生器１５ｄから出力された三角波信号ｄが入力さ
れており、前記掛算器１５ａから出力された一部周波数
ｆ１と制御率λの要素を含んだ信号Ｃが三角波信号ｄで
パルス変調されてインバータ制御信号ａとしてインバー
タ４の各トランジスタ４ｄへ順次印加される。

しかして、インバータ４は指定された一部周波数ｆ１お
よび指定された制御率λで駆動される。

次に、このように構成された誘導機の発電制動の動作を
説明する。

第２図は、電動機５を一定端子電圧、一定回転数に制御
した状態における、すべり周波数ｆｓと発電電力Ｐとの
関係を示す特性図である。すべり周波数ｆｓが正（＋）
の範囲で誘導機５は電動機になり、負（−）の範囲で発
電機になる。すべり周波数ｆｓが零に近い範囲において
は、すべり周波数ｆｓが減少すると、発電電力Ｐは単調
増加する。すべり周波数ｆ５が負の範囲で一定の下限値
ｆｓｆｌｌ以下になると、すべり周波数ｆｓの減少に伴
い発電電力Ｐが減少する。この実施例においては、すべ
り周波数ｆｓがこの下限値ｆｓｆｆ１以下に低下しない
ようにリミット回路１３ｇで制限している。

誘導機５が定常運転されている状態においては、インバ
ータ４の直流側の端子電圧Ｖｃは指令電圧Ｖｓより小さ
いのでトランジスタ８は遮断されている。そして、制動
を実施する場合には、インバータ４に対する直流電圧が
外部から供給されないので、誘導機５は初期励磁回路１
２のバッテリ１２ｂのバッテリ電圧ｖｂとそのときにイ
ンバータ制御信号ａにて設定されている制御率λによっ
て決定される交流の電圧Ｖａにて励磁される。指令制動
トルクＴが増加して指令電圧ＶＳが増加すると、すべり
周波数算出回路１３の電圧制御増幅器１３ｆから出力さ
れるすべり周波数ｆｓは減少する。その結果、誘導機５
の発電電力Ｐは誘導機５自体による損失およびインバー
タ４による損失より大きくなり、インバータ４の直流側
端子４ａ。

４ｂを介してコンデンサ３に蓄積される。よって、コン
デンサ３の端子電圧Ｖｃが上昇し、最終的に指令電圧Ｖ
ｓに追従する。このとき誘導機５は、第２図において、
すべり周波数ｆｓａ、および発電電力Ｐａで運転されて
いる。発電電力Ｐａは誘導機５の損失とインバータ４の
損失の合計値に等しい。インバータ４の直流側の端子電
圧Ｖｃがバッテリ１２ｂのバッテリ電圧ｖｂより高い場
合はダイオード１２ａに逆バイアスが印加され、このダ
イオード１２ａは遮断され、バッテリ１２ｂから電気エ
ネルギは供給されない。

次に、インバータ４の直流側の端子電圧Ｖｃが上昇して
指令電圧Ｖｓに等しくなると、トランジスタ８が導通ず
る。このとき負荷抵抗９で消費される電力と誘導機５お
よびインバータ４の損失電力は第２図の電力ｐｂとなり
、誘導機５の発電電力Ｐａより大きくなる。この電力差
はコンデンサ３から放出されてインバータ４の端子電圧
Ｖｃの減少として検出され、すべり周波数算出回路１３
のすべり周波数ｆｓが減少する。すべり周波数【Ｓが減
少すると、誘導機５の発電電力Ｐが増加するようにイン
バータ制御回路１５からインバータ制御信号ａが出力さ
れる。

誘導機５の発電電力Ｐが電力ｐｂより大きくなるとイン
バータ４の直流側の端子電圧Ｖｃが上昇し、最終的に負
荷抵抗９．インバータ４．誘導機５が消費する電力ｐｂ
を発生するようなすべり周波数ｆｓで誘導機５が運転さ
れる。このようにしてインバータ４の直流側の端子電圧
ＶＣはその指令電圧Ｖｓに追従制御される。したがって
、制動時においてトランジスタ８は導通・遮断を繰返す
ことはない。

一般にトランジスタ８の導通比率（デユーティ比）をＤ
１負荷抵抗９の抵抗値をＲとすると、負荷抵抗９の消費
電力Ｐｒは（４）式となる。

Ｐｒ　−Ｄ　・（Ｖｃ　）　２／Ｒ＝１４）また、トラ
ンジスタ８に流れる電流Ｉｔは（５）式になる。

Ｉ　ｔ　−Ｖｃ／Ｒ＝１５） この実施例においては、トランジスタ８のデユーティ比
りを１とすることが可能であるので、負荷抵抗９で同じ
消費電力を得るためには負荷抵抗値Ｒを比較的大きな値
に設定することができる。したがって、トランジスタ８
に流れる電流Ｉ「は比較的小さな値となり、また、その
電流Ｉ「は断続しない。よって、比較的小さな電流容量
のトランジスタ８を使用でき、また、比較的小さなリッ
プル電流容量のコンデンサ３を使用することが可能とな
る。よってその冷却ファンも小型化できる。

さらに、多量のりアクドルを含む負荷抵抗９を使用した
としても電磁騒音は発生しない。

誘導機５とインバータ４による電力損失が負荷抵抗９で
消費する電力Ｐｒに対して無視できる場合は、トランジ
スタ８のデユーティ比りを１にすると制動トルクＴａは
（６）式となる。

Ｔａ　−（Ｖｃ　）　２−　（ＩＪ／Ｒ・＝（６）負荷
抵抗９の端子電圧ＶＣを（２）式のように回転数ωの１
／２乗値に比例するように制御するので、（６）式は（
７）式のように変形され、回転数ωが変化しても一定の
制動トルクＴａが得られる。

Ｔａ−（ｖｓ）２＃ω／Ｒ 鴫に１　・ｋ２・Ｔ／Ｒ・・・（７） 一方、（２）式と（３）式より誘導機５の端子電圧Ｖａ
は（８）式となる。

Ｖａ廟λ・ＶＣ−λ・ＶＳ −に、　　・ｋ２　・ｆ〒・ω　　　　　　・・・（８
）（８）式は誘導機５の端子電圧Ｖａが回転数ωに比例
した、いわゆるＶ／Ｆ　（電圧／周波数）制御であるこ
とを示している。Ｖ／Ｆ制御ではすべり周波数ｒｓを一
定にすれば、回転数ωによらず発生トルクは一定となる
。このように制御率λを（３）式のように回転数ωの１
／２乗値に比例した量に制御すれば、Ｖ／Ｆ制御するこ
とができて、回転数ωが変化しても同じ制動トルクを得
るために必要なすべり周波数ｆｓはほぼ一定となる。し
たがって、回転数ωによらずに力率や効率のよい運転が
可能であり、また、電圧制御増幅器１３ｆの出力を大き
く変化させることなく、回転数ωに対する追従性は高い
。また、負荷抵抗９による制動トルクは直流電圧Ｖｃの
２乗値に比例し、誘導機５の発生トルクは交流電圧Ｖａ
の２乗値に比例するので、各回転数ωに対して制御率λ
を固定すれば、制動トルクの値にかかわらずすべり周波
数ｆＳｆはほぼ一定値となる。したがって、制動トルク
の値によらずに力率や効率のよい運転が可能となる。

また、回転検出器６において、検出された回転数ωや回
転周波数ｆｏに誤差が生じたとしても、その誤差はすべ
り周波数ｆｓで修正されるので、発電制動動作に悪影響
を与えることはない。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明の誘導機の発電制動装置によ
れば、インバータの直流側端子間の電圧をインバータ駆
動信号を介してインバータへ帰還させてインバータの直
流側端子間の電圧を指令電圧に追従制御している。よっ
て、負荷抵抗を通電・遮断するスイッチング素子を導通
させたままで誘導機に対する発電制動を実行でき、コン
デンサやスイッチング素子を小型軽量に形成して装置全
体を比較的小型に構成できる。また、負荷抵抗に継続し
て電流を流すのでリアクトルに起因する電磁騒音の発生
を防止できる。

また、誘導機の回転数の１／２乗値に比例した制御率で
インバータを駆動しているので、回転数や制動トルクの
値によらずに力率や効率のよい運転が可能となり、さら
に回転数に対する追従性を向上できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる誘導機の発電制動装
置を示すブロック図、第２図は同実施例の動作を説明す
るためのすべり周波数と発電電力との関係を示す特性図
、第３図は従来の発電制動装置を示すブロック図である
。 ３・・・コンデンサ、４・・・インバータ、５・・・誘
導機、６・・・回転検出器、８・・・トランジスタ、９
・・・負荷抵抗、１０・・・電圧検出回路、１１，１５
ｃ・・・ヒステリシス比較器、１２・・・初期励磁回路
、１３・・・すべり周波数算出回路、１３ａ・・・減算
器、１３Ｃ１１３ｅ、１５ｂ−・・平方根テーブル、１
３ｄ。 １５ａ・・・掛算器、１４・・・一次周波数算出回路、
１４ａ・・・加算器、１５・・・インバータ制御回路。 第２図 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流側端子に誘導機が接続されたインバータと、このイ
   ンバータの直流側端子に接続されたコンデンサと、前記
   インバータの直流側端子にスイッチング素子を介して接
   続された負荷抵抗と、前記誘導機の回転数および回転周
   波数を検出する回転検出器と、前記インバータの直流側
   端子間の電圧を検出する電圧検出回路と、制動トルクの
   １／２乗値と前記回転検出器にて検出された回転数の１
   ／２乗値との積から得られる指令電圧と前記電圧検出回
   路の検出電圧との差電圧から前記誘導機のすべり周波数
   を算出するすべり周波数算出回路と、このすべり周波数
   算出回路にて算出されたすべり周波数と前記回転検出器
   にて検出された回転周波数とを加算して前記インバータ
   から前記誘導機へ印加される一次周波数を算出する一次
   周波数算出回路と、この一次周波数算出回路にて算出さ
   れた一次周波数に等しい周波数を有するとともに制御率
   が前記回転検出器で検出された回転数の１／２乗値の関
   数で示される値になるインバータ制御信号を前記インバ
   ータへ印加するインバータ制御回路とを備えたことを特
   徴とする誘導機の発電制動装置。