JPH02141049A - 不平衡直角位相psk変調器−リミッタ - Google Patents

不平衡直角位相psk変調器−リミッタ

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JPH02141049A
JPH02141049A JP63312168A JP31216888A JPH02141049A JP H02141049 A JPH02141049 A JP H02141049A JP 63312168 A JP63312168 A JP 63312168A JP 31216888 A JP31216888 A JP 31216888A JP H02141049 A JPH02141049 A JP H02141049A
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amplitude
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ユーサン・ウ
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 政府は商務省との契約節NA34−DSC−00125
号のもとに本発明における権利を有する。
本発明は不平衡1/4位相偏移キーイングされた変調器
のクロストークの改良に関し、更に詳しくは振幅リミッ
タが使用されているこのような変調器に関する。
発明の背景 位相偏移キーイ≧グされた(P S K)伝送は広く使
用されている信頼性のある形態の通信である。
2つの2値(2状態)PSK信号が搬送波間に90°の
相対位相偏移をもって加算すなわち重畳され、1/4位
相偏移キーイングされた信号(QPSI()を形成して
、単一の和様送波が2つの独立した情報信号によって変
調されることは周知である。
第1図は1983年1月に発行されたマイクロウェーブ
マガジンの99ページ−109ページに発表されたノイ
フ等(Neuf’ et al)による[直角位相IF
マイクロ波混合器の通常のおよび新しい応用(Conv
entlonal and New AppHcatl
ons forthe Quadrature IF 
Ml<:rovave Mixer ) Jという題名
の文献に記載されている変調器10をブロック図形式に
示している。第1図の構成においては、QPSK変調さ
れる無線周波(RF)搬送波が3dB電力分割器14の
入力ポート12に供給される。
このような電力分割器は周知であり、「θ°、3dBハ
イブリツド」のような名前を与えられている。
この電力分割器は共通ポートに供給される信号を2つの
完全に同じ信号に分割して2つの出力ポート16および
18から出力する特性を有している。
興味あることとして、等しい電力および等しい位相の信
号が人力としてポート16および18に供給されると、
それらの和がポート12に現れるが、入力としてポート
16および18に供給される信号が同じでない程度に差
は共通ポート12に現れず、その代わりに差は熱として
消費される除波ポート(図示せず)に供給される。
第1図に示す変調器10においては、電力分割器14の
入力ポートへの搬送波の供給に応じて電力分割器14の
出力ポート16および18に発生する振幅が等しく、位
相が等しい信号はそれぞれ導体44および46を介して
第1の混合器20の第1の入力ポート48および第2の
混合器22の第1の入力ポート50に供給される。混合
器20は同相(I)信号と称する第1の入力信号を受信
するように接続されている第2の入力ポート24を有し
、また混合器22は直角位相(Q)信号と称する第2の
独立した情報信号を受信するように接続されている第2
の入力ポート26を有する。
情報信号につけられているIおよびQの表示はそれら情
報信号間の関係を示していないが、以下に説明するよう
に変調結果を示している。混合器20および22は各々
2相キーイングモードで動作する。2相キーイング装置
としての二重平衡混合器の動作は第2図に関連して以下
に説明する。
混合器20からの2相キーイングされた出力信号は混合
器20の出力端子28に現れ、導体52を介して直角位
相3dBハイブリツドすなわち方向性カプラー32の入
力ポート34に供給される。
混合器22からの2相キーイングされた出力信号は混合
器22の出力端子30に現れ、導体54を介してカプラ
ー32の入力ポート36に供給される。「除波」負荷4
2が好ましくない信号を消費するためにカプラー32の
出力ポート40に接続されている。3dBカプラー32
は例えば1986年7月22日に発行されたクラーク等
(C1ark atat )の米国特許第4,602,
227号に記載されている周知の形式のものである。
このタイプのカプラーは互いに近接した2つの伝送ライ
ンを有し、これらは動作周波数帯域内の周波数の4分の
1波長の長さにわたって相互作用する。一方の伝送ライ
ンは第1図のカプラー32のポート34および40を連
結するラインによって表され、他方の伝送ラインはポー
ト36および38を連結するラインによって表される。
このタイプのカプラーはどんな周波数でも使用すること
ができるが、約100メガヘルツ(MHz )ないし1
0ギガヘルツ((dlz )の周波数範囲における最も
一般的な用途に使用される。カプラー32の最も顕緒な
特徴はポート34に供給される信号が2つの部分に分割
され、その一方は半分の振幅(−3dB)および基準位
相をもってポート38に供給され、他方はまた半分の振
幅を持つとともに4分の1波長の伝送ラインの長さのた
めに基準位相に90″を加算した位相をもってポート4
0に供給される。同様に、ポート36に供給される信号
は2つの部分に分割され、半分の振幅および基準位相を
もってポート40に供給されるとともに、半分の振幅お
よび基準位相に90’を足した位相でポート38に供給
される。振幅が等しく、位相が等しい信号がカプラー3
2のポート34および36に供給されると、全信号電力
の半分がポート40および除波負荷42に供給され、全
信号電力の他の半分がベクトル和信号として出力ポート
38に現れる。他のカプラー構造は他の周波数範囲にわ
たって等価な性能を有している。
第2図は二重平衡混合器20の概略構成図である。混合
器22ももちろん構造的に同じである。
第1図の構成要素に対応する第2図の構成要素は同じ符
号で示されている。人力導体44はポート48を介して
変成器210の一次巻線210′の一端に接続されてい
る。−次巻線210′の他端はアースされている。振幅
対時間正弦波240として示されている搬送波信号はセ
ンタータップ212を有する二次巻線210′に供給さ
れる。センタータップ212は電圧振幅対時間ステップ
波形242として示されているディジタル情報信号を受
信する第2の入力ポート24に接続されている。ステッ
プ波形242は時刻TOより前においてはゼロボルト時
よりも正の値を有し、時刻T。
の後においてはゼロボルトよりも負の値を有するものと
して示されている。波形242は時刻TOより前の時刻
における理論ルベルから時刻T。
の後の時刻の論理θレベルへの2進デ一タ信号の1つの
変移を表している。二次巻線210′の端部は接続点(
ノード)214および216に接続されている。全体的
に220として示されている他の変成器は二次巻線22
0′を有し、その一端はアースされ、他端は出力ポート
28を介して導体52に接続されている。二次巻線22
0′はアースされたセンタータップ222を有する一次
巻線220′によって駆動される。−次巻線220′の
両端は接続点224および226に接続されている。第
1のダイオ−、ド228はアノードが接続点214に接
続され、カソードが接続点224に接続されている。第
2のダイオード234はアノードが接続点216に接続
され、カソードが接続点226に接続されている。第3
および第4のダイオード230および232はアノード
がそれぞれ224および226に接続され、カソードが
それぞれ接続点21δおよび214に接続されている。
混合器20の動作においては、240で示す正弦波の搬
送波が一次巻線210′に供給され、二次巻線210′
を介して接続点214および216の間に現れる。また
、動作の間においては、波形242で示すような2進デ
ータすなわち情報信号がアースに対して端子24に供給
される。時刻TO前においては、電圧242はアースよ
り正の値、すなわち正の電圧を有する。正の電圧はダイ
オード228および234を順方向にバイアスし、バイ
アス電流が巻線210’ 、順方向にバイアスされたダ
イオード228および234、および巻線220′を介
してアースに流れる。ダイオード230および232は
供給された正の情報信号によって逆方向にバイアスされ
、開放回路になっている。ダイオード228および23
4が順方向にバイアスされ、導通状態になることによっ
て、接続が接続点214および224の間、および接続
点216および226の間に設定される。従って、時刻
TO前においては、接続点214および216に発生し
たRF搬送波は接続点224および226に接続され、
従って第1、すなわち基準極性、すなわち位相をもって
一次巻線220′に供給される。変圧された搬送波は時
刻To前の波形246の部分で示すように、この場合に
は0″で示す基準極性をもって二次巻線220′から出
力ポート28に供給される。時刻To後においては、ダ
イオード228および238は逆方向にバイアスされ、
従って完全に開放回路になるのに対して、ダイオード2
30および232は導通状態にバイアスされる。ダイオ
ード230および232が導通状態になると、導通路が
接続点対214.226および216.224の間に設
定される。従って時刻To後においては、接続点214
および216に現れるRF搬送波は接続点224および
226に供給され続けるが、逆の極性をもって行われる
。従って、出力端子28に供給される出力RF搬送波は
振幅−時間波形246で示されるように時刻Toにおい
て逆の極性になる(すなわち、180°の相対位相にな
る)。
第1図に示す!およびQディジタル情報信号が高論理レ
ベル状態(1)および低論理レベル状態(0)をとる2
進数である場合には、情報■、Qの全体で4つの可能な
組合せ状態、すなわち1゜1;1,0;0,1.および
0,0がある。情報状態が1,1である場合、カプラー
32の「貫通」入力ポート34に供給されるRF倍信号
相対位相はθ″であり、この結果和出力信号の一方の成
分のθ″基準位相が出力ポート38に現れる。1゜1の
情報状態の場合には、入力端子36に供給される搬送波
の相対位相は0″であり、これは上述したように4分の
1波長伝送ラインによって90°の位相遅延をもって出
力ポート38に供給される。カプラー32の入力ポート
34および36に供給される搬送波は本来各々電力分割
器14を通過することによって3dBだけ減衰し、また
混合器20および22は同じであり、実質的に損失がな
いので、ポート34および36に供給される搬送波は振
幅が等しく、各々が入力端子12に供給される元の搬送
波の電力の半分である。相対的な90″の位相偏移を有
する振幅が等しい2つの搬送波のベクトル和は第1図の
カプラー32の出力ポート38に現れ、第3図のベクト
ル310として示されている。ベクトル310は、1.
1で示され、それが現れる情報状態を示している。
第3図において、θ″軸は第1図のカプラー32の入力
ポート36が供給源から切り放され(そして整合したイ
ンピーダンスで終端され)、論理1の入力が混合器20
のポート24に供給されている状態における第1図のカ
プラー32のポート38の出力の位相を示している。Q
情報の状態はθ″出力発生するのに無関係であるので、
0゜軸はIのラベルを付されている。同様にして、第3
図の+90@軸は第1図のカプラー32のポート34が
切り放され(そして終端され)、論理1状態が混合器2
2の入力ポート26に供給されている状態における第1
図のカプラー32のポート38からの出力の位相を表し
ている。従って、+90°軸は入力Q情報信号の状態に
よってのみ制御され、従ってそのように示されている。
第1図の変調器10に供給される論理状態が0゜1の場
合には、第3図においてI信号の位相は逆にされ(I軸
上で180°)、Q信号の位相は逆にされない(Q軸上
で90°)。従って、0,1情報状態は和ベクトル31
2で示され、第1図の出力ポート38における和信号の
位相を表す。同様な分析の結果0,0情報状態の場合に
はベクトル314で表され、1.0情報状態の場合はベ
クトル316で表される。ベクトル310−316ζよ
各々の間に90’の角度を有する対称な十字形パターン
を形成する。
要約すると、第1図のQPSK変調器10はRF搬送波
、■およびQディジタル情報を受信し、漂遊消費損失に
加えて(除波負荷42における消費による)3dB低減
された電力を有するRF搬送波を発生する。ここにおい
て、相対位相はベクトル対312.316に対して直角
位相関係にあるベクトル対310,314を有して第3
図に示されているようになる。情報信号が異なるデータ
速度を有する場合、例えばl信号がビデオ信号であり、
Q信号が音声信号であるような場合には、QPSK変調
は低いデータ速度チャンネルに対する高いデータ速度チ
ャンネルのビット誤り率(BER)の相対的劣化になる
。BERは高い帯域幅に相応した高いデータ速度情報を
運ぶチャンネルにおける電力を増大することによって均
等化され、低いデータ速度チャンネルの電力に対して高
く受信した雑音を相殺することができる。従って、高い
速度のIチャンネルは低い速度のQチャンネルよりも高
い電力搬送波を有する。このタイプの変調は不平衡1/
4偏移キーイング(UQPSK)として知られ、また不
平衡直角位相偏移キーイングおよび不平衡4位相偏移キ
ーイングとして知られている。
第4図は1980年8月5日に発行されたハーメスメー
ヤ(llermesrAeyer )の米国特許第4,
216.542号に記載されているUQPSK変調器4
00のブロック図である。ハーメスメーヤによって説明
されているように、変調される搬送波はポート412を
介して直角位相ハイブリッドカプラー414の入力ポー
ト498に供給される。
ハイブリッドカプラー414はその出力ポート416.
418に相対的に位相変移されたZ O9,490°の
信号を発生する。6dBの減衰器パッド(図示せず)が
分離および安定性のためにカプラー414の出力ポート
に設けられている。位相調整器456は正確な90″の
位相関係を設定することを可能とする。2つの相対的に
位相偏移され、減衰された信号がそれぞれ2相変調器4
20,422の入力ポート448および450に供給さ
れる。変調された信号は2相変調器から(Oo)結合器
432の入力端子434および436に供給され、他の
差動的な位相偏移を受けることなく組合せられ、QPS
K変調信号を発生する。1チヤンネルにおける選択可能
な減衰器458はUQPSKを発生するように電力比Q
/Iの設定を可能にする。
電力分割された両方の搬送波に対して出力ポート416
および418で等しい第4図のカプラー414における
電力損失を無視するとともに、また移相器456におけ
る損失を無視すると、振幅が等しく、位相が相対的に9
0″偏移している搬送波信号が第4図の2相変調器42
0,422の人力ボート448.450にそれぞれ供給
される。
従って、減衰器458が0dB(損失なし)に設定され
ていると仮定すると、振幅が等しく、直角位相2相変調
された信号が結合器432の入力ポート434および4
36に供給される。結合器432は信号を加算し、第3
図に示すベクトルパターンを出力ポート438に発生す
るが、振幅はカプラー414における6dBの減衰器お
よび結合器432の固有の損失によって低減されている
。このような結合器は本来3dBの固有の損失を有して
いる。従って、変調器400は減衰器458をOdBに
設定したとしてもポート412におけるRF大入力ポー
ト438における出力との間に部品による余分な損失に
加えて9dBの損失を有している。
減衰器458の減衰量を増大した場合には(損失を増大
)、結合器432の入力ポート434に供給されるθ″
に変調された搬送波成分の振幅は低減する。従って、1
,1情報信号状態の場合には、θ″成分大きさは+90
″成分に対して低減し、その結果の合成ベクトルは第5
図に510で示されているがOo軸から45°以上大き
な選択された角度φになる。減衰器458(第4図)の
減衰量が増大するにつれて、角度φは増大する。
また、他のベクトル512,514および516の対応
する角度も対応して同様に変化する。詳しくは、ベクト
ル512の位相は180’−φであり、ベクトル514
の位相は180°+φであり、ベクトル516の位相は
360’−φである。もちろん、減衰器45Bが図示の
位置のかわりに導体454に直列に設けられた場合は、
角度φは45″以下となり、減衰量の増大に応じて低減
する。
第4図の変調器400はUQPSK変調信号を発生する
ことができるが、第1図のQPSK変調器10に比較し
て、振幅が等しいRF搬送波入力の場合変調器400に
よって出力されるUQPSK信号は振幅が非常に低く、
従って変調器10のQPSK信号よりも悪いBERを有
するという欠点がある。これは変調器400の出力に電
力増幅器を設けることによって補正することができるが
、信頼性は悪いものになる。しかしながら、変調器のR
F人カポートにおける電力レベルが例えば数百ワットの
ようにすでに充分であるシステムの場合には、QPSK
変調器10との比較においてUQPSK変調器400の
余分な損失による熱放出問題が発生するとともに、また
、第2の高電力増幅器を必要とし、これは価格が高く、
信頼性がないものである。
第4図のハーメスメーヤの減衰器458は、第1図の構
成のポート28と34との間に第4図の減衰器458を
設けることによって第1図のノイフの変調器10に使用
することができる。UQPSK変調はこの構成をもって
行われるが、余分な電力が減衰器において浪費され、出
力信号レベルはIチャンネルにおいて低下し、全体のB
ERはよくなるよりもむしろ悪くなる。
第6図の変調器600の構成は第1図の変調器10の構
成に類似しており、第1図の構成要素に対応する第6図
の構成要素は同じ符号で示されている。変調器600は
90°出力カブラー632が平衡であるよりもむしろ不
平衡であるという点が変調器10と異なっている。これ
は、3dBのハイブリッド(第1図のハイブリッド32
のような)が使用された場合、入力ポート34または3
6の一方から出力ポート38に供給されるエネルギが振
幅において大きいという顕緒な利点を存している。従っ
て、入力ポート34から出力ポート38への損失は3d
Bの損失以下である貫通路によることができる(従って
、ポート34は「貫通」人力ポートである)。例えば、
7dBの不平衡カプラーはポート34と38との間にた
った約0.8dBの論理的な損失を有するのみである。
漂遊損失を0゜2dI3と仮定すると、90°の平衡ハ
イブリッドの場合の3.2dBに対して、貫通ポートか
ら出力ポートまでの損失は1dBのみである。従って、
この状態において有効な電力に2dBの増加がある。こ
れは減衰器を有する3dBのハイブリッドよりもむしろ
7dBの不平衡カプラーを使用することによって生じる
ものである。第2の入力ポート36に供給される信号成
分は出力ポート38において貫通路成分の出力レベルよ
り7dB低く現れる。
第7図は第6図の変調器600のポート38に現れる変
調搬送波の出力位相を表すベクトル図であり、この場合
同時係属出願第047,941号に記載されているよう
な調整可能型方向性カプラーが7dBの値に設定されて
いる。第7図に示すように、1.1情報状態はOoの基
準軸に対して26、 6”の角度を有するベクトル71
0によって表され、0.1状態はO″軸に対して153
84″の角度を有するベクトル712によって表されて
いる。0.0および1,0情報状態はそれぞれベクトル
714および716によって表されている。
2つの変調搬送波の位相間に90’の位相偏移、すなわ
ち直角位相関係以外を発生する僅かな不平衡が構造的に
発生すると、第7図に示すような矩形よりもむしろ第8
図に示すような平行四辺形を定めるフェーサになる。こ
れは受信器が!およびQチャンネルの間のクロストーク
とみなす歪みを発生し、これがBERを増大する傾向に
ある。クロストークは大きさにおいて位相エラーφの大
きさに比例する。相互直角位相の偏差の影響を改良する
ことが望まれている。
発明の概要 UQPSK変調器は第1および第2の情報信号を搬送波
の相互直角位相成分上に変調する。正確な直角位相から
の搬送波成分の偏差は混変調、すなわち歪みになる。リ
ミッタが歪を低減するように変調搬送波の振幅を制限す
るように接続されている。
発明の説明 第9図は第8図に関連して説明した位相エラーを補正し
、クロストーク、すなわち歪みを改良する本発明による
構成を示すブロック図である。第9図において、UQP
SK変調器900は、第4図または第6図に関連して説
明したものと類似するものであってもよいし、または他
の従来のどのような形式のものであってもよいが、入力
端子12に搬送波信号発生器912から出力される変調
されていない搬送波信号を受信する。また、変調器90
0は端子24および26からそれぞれIおよびQで示さ
れる情報信号を受信し、出力端子38に前述したように
UQPSK変調信号を発生する。上述したように、■お
よびQ信号が変調される搬送波成分の直交性からの位相
エラーφは、受信機(図示せず)において復調された場
合、情報のクロストーク、すなわち歪みになる。この問
題は以下に説明するように位相エラーを補正する機能を
有している振幅リミッタ914によって改善されている
第10図は逆平行接続されたダイオードを使用した1つ
の従来の振幅リミッタを示している。第10図において
、振幅リミッタ914は逆平行ダイオード91gおよび
920とともに貫通導体916を有し、逆平行ダイオー
ド918および920は導体916とアースとの間に接
続されている。
本技術分野に専門知識を有する者において周知であるよ
うに、ダイオード918および920は、第10図にお
いて破線で示す抵抗922によって表される供給源イン
ピーダンスと協力して比較的一定の電圧部分を有する特
性を有しており、これにより最大出力電圧をダイオード
の順方向オフセット電圧に近い値に制限している。
第11図は増幅器−リミッタの簡略構成図である。この
増幅器−リミッタは分離装置1194および各々がヒ化
ガリウムFETを使用しているカスケード接続された2
段の増幅器−リミッタ1196.1198を有している
。これらのFETはヒユーレットパラカード(Hevl
ctt−Packard )のタイプ2201であり、
これは特に7ないし9CII2の範囲の周波数の動作に
対して有利である。
第11b図は第11a図に関連して説明したような制限
増幅器の特性を示す図である。第11b図において、プ
ロット1190は約−11dBmないし約−4,5dB
II+の人力信号振幅範囲にわたって利得がほぼ一定で
ある第1の部分と、出力が約+11.5dB+++に制
限される第2の部分1192を有している。この種の増
幅器は従来周知のものである。
第12a図は便宜のため第8図を再現している。
第12b図は第12a図の歪んだフェーサに対する第9
図のリミッタ914の影響を示している。
第12bにおいて、重ねられた円1200はリミッタ機
能を示している。このリミッタ機能1200は、第12
b図に示すように、短いフェーサ612および616の
長さに等しい半径を有し、従ってこれらのフェーサに対
する影響はほとんどまたは全くない。しかしながら、円
1200の半径はフェーサ610および614の長さよ
りも短いので、円1200から外のフェーサ610およ
び614の部分を制限し、制限内1200内の残りのフ
ェーサ1210および1214として残している。第1
2b図に示されているように、フェーサ612,616
.1210および1214によって定められる図は点線
によって示される矩形を定めている。従って、フェーサ
によって定められる図は第12a図のエラー角φが00
である場合に発生するものにほぼ等しいものである。
【図面の簡単な説明】
第1図は一対の2相変調器を有する従来のQPSK変調
器の簡略化ブロック図である。 第2図は第1図の2相変調器の1つの簡略化された構成
図である。 第3図は第1図のQPSK変調器の動作を理解するため
のベクトル図である。 第4図は従来のUQPSK変調器の簡略化ブロック図で
ある。 第5図は第4図の変調器の動作を理解するためのベクト
ル図である。 第6図は不平衡ハイブリッドカプラーを有する別のUQ
PSK変調器の簡略化ブロック図である。 第7図は第6図の変調器の動作を説明するとともに、理
想的な矩形を示すベクトル図である。 第8図は平行四辺形を発生する位相エラーの影響を理解
するためのベクトル図である。 第9図は位相エラーによって発生する歪みを低減する振
幅リミッタを有する本発明による構成のブロック図であ
る。 第10図はダイオード振幅リミッタを示す簡略化構成図
である。 第11a図はインピーダンス制御用の分離装置を有する
FET増幅器型の振幅リミッタを示す簡略化構成図であ
り、第11b図はその伝達特性を示すグラフである。 第12aおよびb図は平行四辺形、該平行四辺形上に重
畳された制限内、およびその結果の矩形特性を示す図で
ある。 900・・・UQPSK変調器、912・・・搬送波信
号発生器、914・・・振幅リミッタ、918.920
・・・ダイオード、1194・・・分離装置、1196
゜198・・・増幅器リミッタ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、本平衡4位相偏移キーイングされた変調信号を正確
    に発生する装置であって、 不平衡4位相偏移キーイングされた信号を発生するよう
    に搬送波信号源に接続されるとともに、前記搬送波上に
    不平衡直角位相で変調される第1および第2の情報信号
    の供給源に接続されるようになっていて、前記直角位相
    関係が乱された場合クロストークを発生しやすい不平衡
    4位相偏移キーイングされた変調器と、 前記変調器に接続され、クロストークを発生しやすい前
    記傾向を低減するように前記不平衡4位相偏移キーイン
    グされた信号の振幅を制限する振幅リミッタとを有する
    前記装置。 2、前記変調器は、 変調される前記搬送波信号を受信するようになっている
    入力ポートを有するとともに、また前記入力ポートへの
    前記減衰されていない搬送波信号の供給に応答して振幅
    が等しく互いに同相の第1および第2の搬送波が出力さ
    れる第1および第2の出力ポートを有する同相電力分割
    手段と、前記電力分割手段の前記第1の出力ポートに接
    続され、該第1の出力ポートから前記第1の搬送波を受
    信するとともに、また前記第1の情報信号を受信するよ
    うに接続されている情報入力ポートを有し、前記第1の
    搬送波を前記第1の情報信号で2相変調して第1の変調
    された搬送波信号を発生する第1の2相変調手段と、 前記電力分割手段の前記第2の出力ポートに接続され、
    該第2の出力ポートから前記第2の搬送波を受信すると
    ともに、また前記第2の情報信号を受信するように接続
    されている情報入力ポートを有し、前記第2の搬送波を
    前記第2の情報信号で2相変調して第2の変調された搬
    送波信号を発生する第2の2相変調手段と、 前記第1および第2の振幅変調手段にそれぞれ接続され
    ている第1および第2の入力ポート、および出力ポート
    を有する90゜の不平衡ハイブリッドカプラーであって
    、前記第1の変調された搬送波信号を前記ハイブリッド
    カプラーの前記第1の入力ポートから前記ハイブリッド
    カプラーの前記出力ポートに基準振幅および位相をもっ
    て供給し、前記第2の変調された搬送波信号を前記ハイ
    ブリッドカプラーの前記第2の入力ポートから前記ハイ
    ブリッドカプラーの前記出力ポートに前記基準振幅と異
    なる振幅および相対的に90゜の位相偏移をもって供給
    するとともに、振幅が等しくない互いに直角位相の第1
    および第2の変調された搬送波信号をベクトル加算して
    前記不平衡4位相偏移キーイングされた信号を発生する
    前記ハイブリッドカプラーとを有する請求項1記載の装
    置。 3、前記第1および第2の2位相変調手段は平衡混合器
    を有する請求項2記載の装置。 4、前記平衡混合器は二重に平衡を保たされている請求
    項3記載の装置。 5、前記ハイブリッドカプラーは前記振幅差が7dBで
    あるような振幅特性を有し、前記不平衡4位相偏移キー
    イングされた信号は第1の変調状態の下では前記第1の
    変調された搬送波信号成分に対して約27゜の位相角を
    形成し、第2の変調状態の下では前記第1の変調された
    搬送波信号成分に対して約153.4゜の位相角を形成
    する請求項2記載の装置。 6、前記不平衡ハイブリッドカプラーは、 4ポート分岐方向性カプラーと、 前記4ポートの1つに接続されている整合された終端部
    とを有する請求項2記載の装置。 7、前記振幅リミッタは増幅器を有する請求項1記載の
    装置。 8、前記増幅器はFETで構成される請求項7記載の装
    置。 9、前記変調器および前記リミッタの間に接続された分
    離装置を更に有する請求項7記載の装置。 10、前記変調器は、 第1および第2の入力ポートおよび出力ポートを有し、
    前記第1の入力ポートに供給される信号を前記出力ポー
    トに基準振幅結合係数および基準位相をもって供給する
    とともに、前記第2の入力ポートからの信号を前記出力
    ポートに異なる振幅結合係数および前記基準位相以外の
    第2の位相をもって供給する加算カプラーと、 前記搬送波信号源に接続され、前記搬送波信号を少なく
    とも第1および第2の減衰された搬送信号部分に分割す
    る振幅分割手段と、 前記振幅分割手段に接続され、前記第1の情報信号に応
    答して前記第1の信号部分を2相変調して、第1の変調
    信号部分を形成する第1の2相変調手段と、 前記振幅分割手段に接続され、前記第2の情報信号に応
    答して前記第2の信号部分を2相変調して、第2の変調
    信号部分を形成する第2の2相変調手段と、 前記加算カプラーおよび前記第1および第2の振幅変調
    手段に接続され、前記第1および第2の変調信号部分を
    それぞれ前記加算カプラーの前記第1および第2の入力
    ポートに供給し、これにより前記加算カプラーは、前記
    基準振幅結合係数および前記異なる振幅結合係数間の差
    による振幅差、および前記基準位相および前記第2の位
    相間の差による位相差をもって前記第1および第2の変
    調信号部分を互いに結合し、前記不平衡4位相偏移キー
    イングされた信号を形成する結合手段とを有する請求項
    1記載の装置。 11、前記振幅分割手段は前記搬送波信号を分割して、
    振幅が等しい第1および第2の減衰された搬送波信号部
    分を発生する請求項10記載の変調器。 12、前記第1および第2の2相変調手段は各々平衡型
    混合器を有する請求項6記載の装置。 13、前記振幅差は7dBである請求項6記載の装置。 14、前記位相差は90゜からずれており、これにより
    前記クロストークを発生しやすくなっている請求項6記
    載の装置。 15、前記振幅リミッタは増幅器を有する請求項14記
    載の装置。 16、前記増幅器はFETで構成される請求項15記載
    の装置。 17、前記増幅器および前記変調器の間に接続された分
    離装置を更に有する請求項15記載の装置。 18、前記不平衡4位相偏移キーイングされた信号を前
    記増幅器から受信するように接続された別の分離装置を
    有する請求項17記載の装置。 19、低クロストークを有する4位相偏移キーイングさ
    れた信号を発生する方法であって、直角位相が正確でな
    い場合には両者間にクロストークを発生しやすい第1お
    よび第2の情報信号を互いに90゜の位相偏移をもって
    搬送波上に変調して、変調信号を発生し、 クロストークを発生しやすい前記傾向を低減するように
    前記変調信号の振幅を制限するステップを有する前記方
    法。
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