JPH02140984A - エンハンスドパルス電流発生用レーザ電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明ハエンハンスドパルス（ＥｎｈａｎｃθｄＰｕｌ
ｓθ）電流を発生させることの可能なレーザ電源に関す
る。

〔従来の技術〕

ｃｏ、レーザ装置等で用いられている二ンハ／ストパル
ス発振は、連続放電で流す放電電流と比較して約５倍の
尖頭値を有する放電電流を５００〜１０００Ｈｚの繰り
返しで、約１０％のｄｕｔｙ　（占有率）のパルスにし
て発振させるものであるが、この様に高い尖頭値を有す
る放電電流を短い時間出力する必要がある。

このような発振を行う装置の１つとして従来から知られ
ているものにｓ、ＪＲで位相制御によりパワー制御され
る方式の高電圧電源がある。

この高電圧電源では、第５図にその一例を示すように、
整流回路４の後にある平滑のための大きな容量を有する
コンデンサ５をフィルター回路として具備し、これと並
列にレーザ放電管６とバラストチューブ７と呼ばれる電
子管を負荷として、このバラストチューブ７をスイッチ
ングトランジスタ８でスイッチングさせることによって
、エンハンスドパルス放電をさせていた。

なお第６図において６は昇圧トランス、１１はプリーダ
抵抗、１２は高電圧モニタ抵抗、１９はｓｃＲ，２０は
位相制御回路である。

他の従来知られている装置として、インバータを用いた
スイッチング電話だけでレーザ放電管を放電させるもの
がある。この方式はレーザ開始時にスイッチング電源の
出力電圧は零から立上り、所望の放電電流になるまで電
圧を上昇させるように制御するようになっている。

〔発明が解決しようとする課題〕

はじめに上述した従来のＢＣＲ位相制御回路を用いた高
電圧について説明すると、この高電圧発生回路は、　　
ＣＯ２レーザ等の放電管を０Ｎ１０Ｆ’Ｆする際のレー
ザ放電管の過渡的な応答がμ８θＣのオーダーであるた
め、放電電流を制御するためのバラストチューブにレー
ザ放電開始直後の非常に速い変化する電圧に応答するた
めの余分な電圧も予め与えていた。従って、バラストチ
ューブに無駄なエネルギーを与え、効率が悪くなるばか
りか、必要以上の定格を有するバラストチューブを選択
する必要があり、昇圧トランスが大型化し、更に、繰返
し周波数が高いことと放電電流のリップルを小さく保つ
ためにフィルタ回路内のコンデンサの容量が大きくなり
、結局装置全体が大形化し且つ効率の悪さ等も加わると
いつ欠点があった。

以上の欠点の生じるところを具体的に説明する。従来の
ＳＯＲ位相制御方式の電源でエンハンスドパルス電流を
作るときは２例えば、約２００　ｍＡの尖頭値をもつ放
電電流ｒ　　１　ｋＨｚの繰り返し周波数、パルス幅１
００μｕｅｃの条件にて電源電圧を２０　ＫＶで放電さ
せるとする。このときの１パルスあたりのエネルギーは
０．４Ｊとなる。例えば５０ＨｚのときのＢＯＲの応答
は１０ｍ５ｅｃであるから、１０パルスの放電がアルノ
で１０パルス分のエネルギーである４Ｊのエネルギーを
出せるだけのエネルギーを蓄えておけるキャパシタが必
要になる。但し、４Ｊ分の容量だけでは、電荷が放出さ
れる度にＶ＝Ｑ、／Ｃ！（Ｑ：電荷、Ｃ：容量）の関係
で分る様に、電圧が下って（るが、この電圧を例えば５
チの低下で抑えようとすると、キャパシタはα２μＦ程
度の大きさが必要となる。

以上は１ｋＨ２にて１００μｓｅｃの条件の下に行った
試算であるが、これが数百μＢｅＣのパルス幅になれば
さらに大きなキャパシタが必要となる。

このようにレーザのパルス発振の繰り返し周波数が電源
のＳＯＲ制御の応答と比較して高いために、フィルタ回
路のコンデンサを大きくする必要があるが、この理由の
他にもレーザを連続放電させる際の電流リップルを１％
以下に抑えるために、同様にこのコンデンサは大きくな
る。具体的に示すと１μＦ程度のコンデンサが必要であ
る。

以上説明した様に、ＳＯＲ位相制御方式の高電圧電源で
は、整流回路の後に大きなキャパシタを必要とし、これ
も装置を大型化する要因になっているだけでなく、この
様な大きなコンデンサに蓄えられているエネルギーが大
きくなると、レーザ発振器内部の高電圧印加部において
電流リークが発生した場合、絶縁の破壊した箇所にお゛
いて障害が生じる可能性がある。たとえば２０Ｋｖｅ　
　１μＦのコンデンサに蓄えられるエネルギーはｊＣｖ
２＝２００Ｊという大きな値である。２００Ｊが瞬間的
に短絡した場合、セラミ、り等の電気部品に破損を引き
越こすことがある。さらに、このエネルギーで生じたノ
イズも強力なものであり、自分自身の制御回路を増すの
は言うまでもなく、近くにある電子機器にも破損を及ぼ
すことがある。また２００Ｊのエネルギーが短絡すると
きの音も耐え難い程度に大きいものである。

この他にも、エンハンスドパルス電流がコンデンサに蓄
えられた電荷を負荷である放電管に放電させることによ
り作られているＳＣＲ位相制御方式の高電圧電源では、
パルス幅か１００μθｅＣ程度の短い場合、所謂ＰＦＮ
回路（ＰｕｌｓｅＦｏｒｍｉｎｇ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）形
成するため、負荷のインダクタンス、キャパシタンスで
定まる過渡応答によって放電電流の波形がほぼ決まって
しまうという欠点を有する。第４図に従来の電源による
１００μｓｅｃのエンハンスドパルス電流の代表例を示
す。尚、このエンハンスドパルスの波形はパルス幅を短
（するに従って矩形から三角波形へと顕著に変ってくる
。

次にインバータを用いたスイッチング電源だけで必要な
パルス波形を得る装置は、はじめに述べたように、レー
ザ放電開始時にスイッチング電源の出力電圧は零から立
上り所望の放電電流になるまで上昇させる様に制御する
ため、どうしても放電電流の立上りに必要な時間がスイ
ッチング電源のスイッチング速度で規定されていた。そ
のためスイッチングの周波数を上げる必要があった。そ
して開発時点においては充分その役を果していた。しか
しＣＯ２レーザ等の放電開始時（絶縁破壊時）の過渡的
な応答は非常に高速で数百ｋＨｚ以上にも及ぶため、現
在での１Ｑ　Ｑ　ｋＨｚ程度のスイッチング電源の技術
では厳密な放電開始時の制御が困難であった。

本発明は従来のもののこのような課題を解決しようとす
るもので、装置が小型で且つエンハンスドパルスを立上
り、立下りの非常な急峻なしかも矩形波に近いパルス波
形で作ることを可能としたエンハンスドパルス電流発生
用レーザ電源を提供するものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によると、インバータＯＮ／ＯＦＦ信号により制
御されるインバータ、昇圧トランス。

整流回路およびコンデンサーを含み、制御された高電圧
を発するスイッチング方式の電源部と。

レーザ放電管、バラストチューブ、レーザ族ｔＯＮ１０
　Ｆ　Ｆ信号により制御されるスイッチングトランジス
タおよび放電電流モニタ手段を含み前記電源部の発する
制御された高電圧を受けて動作する放電電流回路、並び
に前記高電圧をモニタするための高電圧モニタ手段を有
し、制御されたエンハンスドパルス電流でレーザ放電を
行５レーザ放電部と、前記放電電流モニタ手段から得ら
れるモニタ出力および前記高電圧モニタ手段から得られ
るモニタ出力を放電電流設定用基準電圧および高電圧設
定用基準電圧とそれぞれ比較する第１および第２の比較
手段、該第１の比較手段の出力信号を前記レーザ放電Ｏ
Ｎ／ＯＦＦ信号に同期して出力し、該第２の比較手段の
出力信号を該放電ＯＮ／ＯＦＦ信号より設定した時間遅
らせて出力するゲート手段。

並びにこのゲート手段の２つの出力から前記インバータ
ＯＮ／ＯＦＦ信号を発生する信号発生手段を有するイン
バータ０Ｎ１０Ｆ’Ｆ制御部とを備えたエンハンスドパ
ルス電流発生用レーザ電源が得られる。

〔実施例〕

次に本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の構成図である。ＡＣ−
ＤＣコンバータ、インバータＯＮ／ＯＦＦ信号ａにより
制御されて動作するインバータ２．昇圧トランス３．整
流回路４および平滑コンデンサ５はスイッチング電源部
Ｉを形成する。

スイッチング電源部Ｉの出力電圧を受けて。

レーザ放電管６．バラストチューブ７、レーザ放電０−
Ｎ１０ＦＦ信号す、放電電流制御回路１０を介して受け
て動作するスイッチングトランジスタ８．放電電流モニ
タ抵抗９が直列に接続され、これと並行に２つのプリー
ダ抵抗１１および高電圧モニタ抵抗１２が直列に接続さ
れてレーザ放電部■を形成し、放電電流モニタ信号Ｃお
よび高電圧モニタ信号ｄを出力する。

インバータＯＮ１０　Ｆ　Ｆ制御部■は、放電電流モニ
タ信号Ｃを放電電流設定用基準電圧１３と比較する比較
器１６．高電圧モニタ信号ｄを高電圧設定用基準電圧１
４と比較する比較器１４゜遅延回路１８２発振器および
６つのゲート回路から成り、先に説明したインバータＯ
Ｎ１０ＦＦ信号ａを出力する。

レーザ放電部■において、レーザ放電ＯＮ／ＯＦＦ信号
すが○ＦＦ信号のとき、スイッチングトランジスタ８の
コレクタ部は正のバイアス電圧が印加されているため、
バラストチューブ（三極管か四極管）のブリットが接地
されている場合、グリッドに対しガードに正の電位が印
加されてこのバラストチューブはカットオフ状態にあり
、レーザ放電管乙に放電電流は流れない。

又、レーザ放電ＯＮ１０　Ｆ　Ｆ信号すがＯＦＦ信号の
ときには、スイッチング電源部■の高電圧出力はレーザ
放電管６の絶縁破壊電圧以上になる様に設定する。この
実施例では、スイッチング電源部Ｉの出力を高耐圧のプ
リーダ抵抗１１により分圧し、これから得られたスイッ
チング電源部Ｉの出力電圧に比例した小信号を高電圧設
定用基準電圧１４と比較しながらスイッチング電源１の
インバータ部２をＯＮ／ＯＦＦして出力電圧を制御して
いる。

次にレーザ放電ＯＮ／ＯＦＦ信号すがＯＮ信号のとき、
スイッチングトランジスタ８はＯＮされ、バラストチュ
ーブ７のカソード電位がほぼアース電位に落ちて、この
バラストチューブ７は導通可能な状態に入る。即ち、レ
ーザ放電管６は、放電管内のレーザガス条件に従う負荷
特性によって、レーザ放電管のアノード電極に印加され
る電圧に従う放電電流が流れる。

ここで本実施例では、スイッチング電源部Ｉの出力電圧
は、放電電流モニタ抵抗９を用いることにより、実際に
レーザ放電管に流れる放電電流を電圧信号に変換し、こ
れを予め流そうとする放電電流値に対応する設定の基準
電圧１５と比較しレーザ放電ＯＮ／ＯＦＦ信号をスイッ
チング電源部のインバータ部２に与えてレーザ放電管の
放電電流を定電流に制御している。

インバータ部２のスイッチング周波数は、レーザ放電さ
せる際の最小パルス幅をτとするとき、少なくとも各の
１０倍程度でスイッチングさせる。例えばアルミナ（Ａ
Ｚ、　Ｏ３）等のセラミック基盤をスクライビングする
際に必要なパルス幅１００μｓを考える。この場合、ス
イッチング電源のスイッチング周波数は１０／１００Ｘ
１０、’　＝　１００ｋＨｚとして制御することによっ
て、放電電流の立上りが早く、きれいな矩形のエンハン
ストパルス電流を作ることができる。

上記において、レーザ放電ＯＮ信号が入っても約１０μ
８θＣの間は、スイッチング電源から出力される電圧を
レーザ放電ＯＦＦの状態のときの電圧で保持し、さらに
この１０μｓｅｃ　の間は、従来の電源と同様でバラス
トチューブのカソードに接続されているスイッチングト
ランジスタ８を放電電流設定のための基準電圧１３の信
号に連動させて所望の放電電流が流れる様に制限させる
。モしてレーザ放電ＯＮ信号入力の後１０μｓｅｃ後は
、完全にこのトランジスタをＯＮさせて、実際に流れて
いる放電電流をモニタしたフィードバック信号によりス
イッチング電源からの出力電圧を制御して定電流化して
いる。

本実施例のレーザ電源によれば、レーザ放電開始時に既
にスイッチング電源がレーザ放電管の絶縁破壊電圧以上
の電圧で予め待機しているため、レーザ放電管と直列に
挿入されているバラストチューブをＯＮすることにより
放電電流の立上り時間の短いパルス電流を作ることがで
きる。尚、バラストチューブをＯＮＬ、た直後。

スイッチング電源の高電圧制御は、実際に流れている放
電電流の信号をフィードバックしてインバータを制御す
るが、制御系に必ずいくらかの遅れがあるためこの遅れ
により、バラストチューブをＯＮした直後にレーザ放電
が一旦生じても消えることがある。これを防ぐために本
実施例ではバラストチューブをＯＮした後でも約１０μ
８程度の時間はスイッチング電源がバラストチューブの
ＯＦＦ時と同じ電圧を発生している。このためこの１０
μ日の時間にはレーザ放電管の中には完全に絶縁破壊が
完了しているので。

この状態からインバータを制御して放電電流を定電流化
させてやることにより、レーザ放電の確実なスイッチン
グが可能になる。尚、レーザ放電管の絶縁破壊時の１０
μ日の間はバラストチューブに瞬間大きな電圧が印加さ
れるが２時間が短いので大した損失にはならない。従っ
て従来の電源と比較して使用するバラストチューブも小
さなプレート損失を有する。安価な電子管を採用するこ
とができるようになる。

また、従来のＢＯＲ位相制御による高電圧電源では制御
できなかったエンハンスドパルス尖頭値での定電流化も
本実施例によれば第６図のようにまで矩形に近い波形に
制御可能である。

これにともないレーザパルス光の波形も従来第５図の様
に三角波に近かった波形を第７図の様に方形波に近い波
形にすることができる。この様なレーザパルス出力波形
の改善によって、レーザパルスの平均パワーも２０〜３
０チの増大をさせることができる。

さらに２本実施例によればバラストチューブを用いてい
るために、スイッチング電源だけの高電圧電源よりは電
源装置自体の大きさは大きくなるものの、従来のＳＣＲ
位相制御方式の電源と比較すれば容積比で３１５〜１／
２の小型化することができる。勿論２本実施例では高速
のインバータを有するスイッチング電源を搭載している
ために、スイッチング電源の特徴である直流に平滑する
ためのコンデンサはせいぜい１０００ｐＦ以下の小さな
セラミックコンデンサでよいため、これに蓄積されるエ
ネルギーも２　Ｑ　ＫＶで０．２５であり２発振器側で
不慮の高圧部の短絡事故が発生した場合にも自分自身あ
るいは他の制御機器に全く影響を及ぼすことのない信頼
性の高い電源とすることができる。

第２図に本発明の第２の実施例の構成図を示す。同図に
おいて２２はカレントトランス。

２５は整流回路、２４は差動増幅器、２５は鋸歯状波発
振器である。他は第１図と同じである。

この実施例では、放電電流のモニタ検出をカレントトラ
ンス２２で行っているため、絶縁が比較的容易に行なえ
、このため検出箇所をスイッチングトランジスタ８のコ
レクタ側に配置している。又、スイッチング電源部Ｉの
インバータ部２への制御はＰ　Ｗ　Ｍ　（Ｐｕ１ｓｅ　
Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）で行っているた
め、第１の実施例と比較して電圧の制御の応答が良い特
徴がある。

即ち、電圧の制御を急峻に行える。さらにアナログ的に
制御をかけるため、放電電流の滑らかな制御が可能であ
る。

以下弦臼 〔発明の効果〕 本発明は、従来のパルスレーザ電源で用いられたバラス
トチューブをスイッチング素子とし型化し、またエンハ
ンスドパルスを立上り、立下りの非常に急峻なしかも矩
形波に近いパルス波形で作ることができる効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図及び第２図は、それぞれ本発明の第１および第２
の実施例の回路構成図、第５図は従来のものの一例の回
路構成図、第４図と第６図は従来および本発明によるエ
ンハンスドパレス電源の一例の波形図、第５図と第７図
は従来および本発明によるレーザパルス光の一例の波形
図である。 ３・・・昇圧トランス、４・・・整流回路、５・・・コ
ンデンサ、６・・・レーザ放電管、７・・・バラストチ
ューブ、８・・・スイッチングトランジスタ、９・・・
放電電流モニタ抵抗、１０・・・放電電流制御回路。 １１・・・プリーダ抵抗、１２・・・高電圧モニタ抵抗
。 １３・・・放電電流設定用基準電圧、１４・・・高電圧
設定用基準電圧、１６・・・比較器、１７・・・発振器
。 １８・・・遅延回路、１９・・・ｓｃＲ，２０・・・位
相制御回路、２２・・・カレントトランス、２３・・・
整流■・・・インバータＯＮ１０　Ｆ　Ｆ制御部をそれ
ぞれあられしている。 第４図 第６図 第５図 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、インバータＯＮ／ＯＦＦ信号により制御されるイン
   バータ、昇圧トランス、整流回路およびコンデンサーを
   含み、制御された高電圧を発するスイッチング方式の電
   源部と、 レーザ放電管、バラストチューブ、レーザ放電ＯＮ／Ｏ
   ＦＦ信号により制御されるスイッチングトランジスタお
   よび放電電流モニタ手段を含み前記電源部の発する制御
   された高電圧を受けて動作する放電電流回路、並びに前
   記高電圧をモニタするための高電圧モニタ手段を有し、
   制御されたエンハンスドパルス電流でレーザ放電を行う
   レーザ放電部と、 前記放電電流モニタ手段から得られるモニタ出力および
   前記高電圧モニタ手段から得られるモニタ出力を放電電
   流設定用基準電圧および高電圧設定用基準電圧とそれぞ
   れ比較する第１および第２の比較手段、該第１の比較手
   段の出力信号を前記レーザ放電ＯＮ／ＯＦＦ信号に同期
   して出力し、該第２の比較手段の出力信号を該放電ＯＮ
   ／ＯＦＦ信号より設定した時間遅らせて出力するゲート
   手段、並びにこのゲート手段の２つの出力から前記イン
   バータＯＮ／ＯＦＦ信号を発生する信号発生手段を有す
   るインバータＯＮ／ＯＦＦ制御部とを備えたエンハンス
   ドパルス電流発生用レーザ電源。