JPH02140020A - 信号圧縮方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、例えば楽音信号等を圧縮する信号圧縮方法に
関するものであり、特に、楽音データ等をディジタル処
理するいわゆるオーディオ・プロ〔従来の技術〕 一般に、電子楽器やＴＶゲーム器等に用いられる音源は
、ｖＣＯｌＶＣＡ、ＶＣＦ等から成るアナログ音源と、
ＰＳＧ（プログラマブル・サウンド・ジェネレータ）や
波形ＲＯＭ読み出しタイプ等のディジタル音源とに大別
される。このディジタル音源の一種として、近年におい
ては、生の楽器音等をサンプリングしてディジタル処理
した音源データをメモリ等に記憶させて用いるようなサ
ンプラー音源も広く知られるようになってきている（例
えば特開昭６２−２６４０９９号公報、特開昭６２−２
６７７９８号公報参照）。

このサンプラー音源においては、−目的に音源データ記
憶用のメモリに大容量を要することから、メモリ節約の
ための手法が各種提案されており、例えば、楽音波形の
周期外を利用したルーピング処理や、非線形量子化等に
よるビット圧縮処理がその代表的なものとして挙げられ
る。なお上記ルーピング処理は、サンプリングされた楽
音の元の持続時間よりも長い時間音を出し続けるための
一手法でもある。

ここで、上記音源データをビット圧縮処理する一例とし
て、複数サンプル毎のブロック単位で最も高い圧縮率の
得られるフィルタを選択するようなビット圧縮符号化処
理を利用してメモリを節約することが考えられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のようなフィルタ選択型のビット圧縮符号化のシス
テムでは、例えば楽音信号波形のサンプリングされた波
高値データの１６サンプルを１ブロツクとしたブロック
単位で、レンジおよびフィルタ情報等のパラメータある
いはへラダー情報を付加する。ここで、フィルタ情報は
、例えばストレートＰＣＭ、１次および２次差分フィル
タの３種のモードのうち、エンコード時に最適な、すな
わち最も高い圧縮率が得られるようなフィルタを選択す
るものである。このうち１次および２次差分フィルタは
、デコード（再生）時にＩＩＲフィルタとなるために、
ブロンクの先頭サンプルをデコード（再生）するときに
は、そのブロック単位の１個及び２個のサンプルが初期
値として必要になる。

ところが、音源データの先頭ブロックで１次または２次
差分フィルタが選択される場合には、それ以前、すなわ
ち発音開始前のサンプルが無いため、１個または２個の
データを初期値としてメモリ等の記憶媒体に記憶させて
おく必要がある。しかし、デコーダ側から見ればこのよ
うな記憶媒体を必要とすることは、ハードウェア上の負
担増となり、特にローコストを目的としたＩＣ化に際し
ては好ましくない。

本発明は、上述のような実情に濡みて提案されたもので
あり、先頭ブロンクで１次または２次差分フィルタモー
ド等が選択されることによる初期値が不要で、ハードウ
ェアも簡単な構成となる信号圧縮方法を提供することを
目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上述の目的を達成するために提案されたもの
であって、入力信号を直接出力するモード及びフィルタ
を介して出力するモードのモードのうち最も高い圧縮率
を有する出力信号が得られるモードを選択して、出力信
号を伝送するようにした信号圧縮方法において、第１図
に示すように、入力信号ＳＩＮの開始点ＫＳに先行する
期間に上記入力信号を直接出力するモードが選択される
ような擬似入力信号ＱＳを付加した後、その擬似入力信
号ＱＳを含めて信号処理を行うことを特徴とするもので
ある。

〔作用〕

本発明によれば、入力信号の開始点に先行する期間に入
力信号を直接出力するモードが選択されるような擬似入
力信号を付加しているため、信号再生のためのデコード
時には、最初に入力信号を直接出力するモードが自動的
に選択され、１次または２次差分フィルタ等のための初
期値を持つ必要がない。

（実施例〕 先ず、本発明の詳細な説明に先立って、第２図に示す楽
音信号波形を参照しながら、前述したルーピング処理に
ついて簡単に説明する。一般に発音開始直後においては
ピアノの打鍵ノイズや管楽器のプレスノイズ等の非音程
成分が含まれることにより、波形の周期性が不明瞭な部
分であるフォルマント部分ＦＲが生じており、その後、
楽音の音程（ピッチ、音高）に対応する基本周期で同じ
波形が繰り返し現れるようになる。この繰り返し波形の
ｎ周期分（ｎは整数）をルーピング区間ＬＰとし、この
ルーピング区間ＬＰはルーピング開始点ＬＰ、とルーピ
ング終端点ＬＰ、のルーピングポイント間で表されるも
のである。そして上記フォルマント部分ＦＲとルーピン
グ区間ＬＰとを記憶媒体に記録し、再生時にはフォルマ
ント部分ＦＲの再生に続いてルーピング区間［７Ｐを繰
り返し再生することにより、任意の長時間に亘って楽音
を発生させることができる。

以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。なお、本発明は以下の実施例に限定されるもの
でないことは言うまでもない。

第３図は、本発明実施例の音源データ圧縮符号化方法を
音源データ形成装置に適用する際に、入力楽音信号をサ
ンプリングして記憶媒体に記録するまでの各機能の具体
例を示す機能ブロック図である。この場合の入力端子１
０に供給される人力楽音信号としては、例えばマイクロ
フォンで直接収音した信号、あるいはディジタル・オー
ディオ信号記録媒体等を再生して得られた信号を、アナ
ログ信号あるいはディジタル信号の形態で用いることが
できる。

先ず、第３図のサンプリング処理機能ブロックＩＩにお
いては、上記入力楽音信号を例えば周波数３８ｋＨｚで
サンプリングし、１サンプル１６ビツトのディジタルデ
ータとして取り出している。

このサンプリング処理とは、Ｊ二記入力楽音信号がアナ
ログ信号の場合のＡ／Ｄ変換処理に対応するものであり
、また入力信号がディジクル信号の場合にはサンプリン
グレート変換及びビット数変換の処理に対応するもので
ある。

次に、ピッチ検出機能ブロック１２において、上述のサ
ンプリング処理により得られたディジタル楽音信号につ
いての楽音の音程（ピッチ）を決定する基音の周波数（
基本周波数）ｒｏ、ずなわらピッチ情報が検出される。

このピッチ検出機能ブロック１２における検出原理を説
明する。ここで、サンプリング音源となる楽音信号は、
その基音となる周波数がナンプリング周波数ｆｓに比べ
てかなり低い場合が多く、周波数軸で楽音のピークを検
出するだけでは高い精度での音程の同定が難しい。した
がって、何らかの手段を用いて、楽音の倍音成分のスペ
クトルを利用する必要がある。

先ず、音程を検出したい楽音信号の波形をｆ　（ｔ）と
すれば、この楽音波形ｆ（ｔ）を各倍音成分の振幅ａ（
ω）および位相φ（ω）で表せば、該楽音波形ｆ　（ｔ
）はフーリエ展開した式、 ｆ（ｔ）＝　　Σａ　（ω）ｃｏｓ　（（１１ｔ＋φ（
ω））・・■で表−辻る。ここで、各倍音の位相のずれ
φ（ω）を全てゼロにすると、 ｆ（ｔ）＝　　Σａ（ω）ＣＯ３ωｔ　・　・　・　・
　・　・　・■られた楽音波形ｆ（ｔ）のピークは楽音
波形ｆ（ｔ）の持つ全ての倍音の周期の整数倍の点およ
びＬ・０の点である。これは基音の周期にほかならない
。

この原理をふまえて、ピンチ検出の手順を第４図に示す
機能ブロック図を用いて説明する。

第４図において、実部データ入力端子３１より楽音デー
タを、また虚部データ入力端子３２より“０″を、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）機能ブロック３３に供給する。

ここで、上記高速フーリエ変換機能ブロック３３で行わ
れる高速フーリエ変換において、ピッチを推定する楽音
信号をｘ（ｔ）とし、また、上記楽音信号ｘ（ｔ）に含
まれる倍音成分を ａｎｃｏｓ（２πｆｓｔ＋θ）・・・・・・■とすれば
、ｘ（ｔ）は ０り ｘ（Ｌ）＝Σａｌｌｃｏｓ　（２πＬｔ＋θ）　・　・
　・■これを複素表示で書き直して、 ０り ｘ（ｔ）□（１／２）Σａ、１ｅｘｐ（ｊθｎ）ａｘｐ
（ｊ　ω、、ｔ）　＋　　＋■ｎ＝−ω の式で表せるものとなる。このように位相の揃えただし
、 ｃｏｓθ・（ｅｘｐ（ｊθ）＋ｅｘｐ（−ｊθ））／２
・　・■を用いた。この式をフーリエ変換すると、Ｘ　
（ａ＋）＝　Ｓ　　ｘ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊ　（１１Ｌ）
　　ｄＬ−ω Ｏ ＝Σａ、ｅｘｐ（ｊθ７）δ（ω−ω７）　・　・■ｎ
；−ω ここで、δ（ω−ω７）はデルタ関数である。

次の機能ブロック３４で該高速フーリエ変換後のデータ
のノルム（絶対値、すなわち実部と虚部をそれぞれ２乗
したものの和の平方根）を算出する。

すなわち、Ｘ（ω）の絶対値Ｙ（ω）を取ると、位相成
分がキャンセルされて、 Ｙ（ω）＝［Ｘ（ω）Ｘ（ω）］”” ・（１／２）ａ、δ（ω−ω７）　・　・　・　・■こ
れは、上記楽音データの高周波成分の全ての位相を合わ
せるために成されるものであり、上記虚部をゼロにする
ことにより、位相成分を揃えることができる。

次に、この算出されたノルムを高速フーリエ変換（この
場合は逆ＦＦＴに相当）機能ブロック３６に実部データ
として供給し、虚部データ入力端子３５には“０′を供
給して逆ＦＦＴをかけ楽音データを復元する。すなわち
、上記逆フーリエ変換は、 ω ｙ（ｔ）＝（１／２ｇＨＹ（ａ＋）ｅｘｐ（−ｊωｔ）
ｄｔ■ ＝５　　ａｌｌＣＯ３ωａＬ　　ＨＨＨ＋　　＋　　−
（１＠である、この逆フーリエ変換後の復元された楽音
データは、全ての高周波成分の位相が揃ったコサイン波
の合成で表せる波形として取り出されるものである。

その後、ピーク検出機能ブロック３７で上記復元された
音源データのピークを検出する。ここで、上記ピークは
上記楽音データの全ての高周波成分の極値（ピーク）が
一致した点であり、次の機能ブロック３８において上記
検出されたピーク値を値の大きい方から分類（ソート）
する、上記検出されたピークの周期を計測することによ
り、楽音信号の音程を知ることができる。

第５図は、第４図のピーク検出機能ブロック３７におけ
る楽音データの極大値（ピーク）を検出するための構成
について説明するためのものである。

この場合上記楽音データは、値の異なったピーク（極値
）が多数存在するものであり、上記楽音データの最大値
を求めてその周期を検出することで楽音の音程を知るこ
とができる。

すなわち第５図において、逆フーリエ変換後の楽音デー
タ列は、入力端子４１を介しＮ＋１段のシフトレジスタ
４２に供給され、このシフトレジスタ４２の各段のレジ
スタａ−Ｈｚｚ・・・ａ、・・・ａ　Ｎ／！を順次介し
て出力端子４３に送られている。このＮ＋１段のシフト
レジスタ４２は上記楽音データ列に対して幅がＮ＋１サ
ンプル分のウィンドウとして作用し、該楽音データ列の
Ｎ＋１サンプルが上記ウィンドウを介して最大値検出回
路４４に送られる。すなわち、上記楽音データは最初に
レジスタａ、／！に入力した後レジスタａ　Ｎ／！まで
順次伝送され、各々のレジスタａ−ｓ／ｚ・・・ａｏ・
・・ａ　Ｎ／！からのＮ＋１サンプルの上記各楽音デー
タが最大値検出回路４４に送られる。

この最大値検出回路４４は、上記シフトレジスタ４２内
の例えば中央のレジスタａ０の値が上記Ｎ＋１サンプル
のデータの各値の内で最大となったとき、そのレジスタ
ａｏのデータをピーク値として検出して、出力端子４５
より出力するものである。なお、上記ウィンドウの幅Ｎ
＋１は任意に・設定可能である。

第３図に戻って、エンベロープ検出機能ブロック１３に
おいては、上述のサンプリング処理後のディジタル楽音
信号に対して、上記ピッチ情報を用いたエンベロープ検
出処理を施すことにより、楽音信号のいわゆるエンベロ
ープ波形を得ている。

これは、例えば第６図Ａに示すような楽音信号波形のピ
ーク点を順次結んで得られる第６図Ｂに示すような波形
であり、発音直後からの時間経過に伴うレベル（あるい
は音Ｉｔ）の変化を表している。

このエンベロープ波形は、一般にＡＤＳＲ（アタツクタ
イム／デイケイタイム／サスティンレベル／リリースタ
イム）のような各パラメータにより表されることが多い
、ここで楽音信号の一興体例として、打鍵操作に応じて
発音されるピアノ音等を考えるとき、上記アタックタイ
ムＴＡは鍵盤の鍵が押され（キー・オン）徐々に音量が
上がり目標とする音量に達するまでの時間を表し、上記
デイケイタイムＴ０は上記アタックタイムＴ、で達した
音量から次の音！（例えば楽器の持続音の音量）に達す
るまでの時間を表し、上記サスティンレベルし、は鍵の
押圧を解除してキー・オフするまで保たれる持続音の音
量を表し、上記リリースタイムＴ８は上記キー・オフし
てから音が消えるまでの時間を表している。なお上記各
時間ＴＡ、ＴＩｌ、ＴＲは、音量変化の傾きあるいはレ
ートを示すこともある。また、これらの４つのパラメー
タの他にさらに多くのエンベロープパラメータを用いる
ようにしてもよい。

ここで、エンベロープ検出機能ブロック１３においては
、上述したようなＡＤＳＲ（アタックタイムＴＡ／デイ
ケイタイムＴｌｌ／サスティンレベルＬＳ／リリースタ
イムＴ寓）等の各パラメータにより表されるエンベロー
プ波形情報と同時に、前述したフォルマント部分をアタ
ック波形の残った状態で取り出すために、信号波形の全
体的なデイケイレートを示す情報を得るようにしている
。

このデイケイレート情報は、例えば第７図に示すように
、発音時（キー・オン時）から上記アタックタイムＴＡ
の間は基準の値“１°゛をとり、その後単調減衰する波
形を表すものである。

ここで、第３図のエンベロープ検出機能ブロック１３の
構成例について、第８図の機能ブロック図を参照しなが
ら説明する。

当該エンベロープ検出の原理は、いわゆるＡＭ（１１ｉ
ＩＩ変！１ｉｔ）信号のエンベロープ検波と同様なもの
である。すなわち、上記楽音信号のピッチを上記ＡＭ信
号のキャリアの周波数として考えることによりエンベロ
ープを検出するものである。上記エンベロープ情報は楽
音を再生する際に用いるものであり、当該楽音は上記エ
ンベロープ情報とピッチ情報に基づいて形成されるもの
である。

第８図の入力端子５１に供給された楽音データは、絶対
値出力機能ブロック５２において、上記楽音の波高値デ
ータの絶対値が求められる。この絶対値データ壱ＦＩＲ
（有限インパルス応答）型ディジタルフィルタの機能ブ
ロック５５に送る。

ここで、上記ＦＩＲフィルタ機能ブロック５５はローパ
スフィルタとして作用するものであり、予め、入力端子
５３に供給されたピッチ情報に基づいて機能ブロック５
４において形成しておいたフィルタ係数をＦＩＲフィル
タ機能ブロック５５に供給することにより、そのローパ
スフィルタのカットオフ特性を決定するものである。

ここで、上記フィルタ特性は、例えば第９図に示す特性
となっており、上記楽音信号の基音（周波数ｒ０）やそ
の倍音の周波数に零点を有するものである０例えば、上
記第６図Ａに示す楽音信号からは、上記ＦＩＲフィルタ
で基音１倍音の周波数を減衰させることにより第６図Ｂ
に示すようなエンベロープ情報が検出される。なお上記
フィルタ係数の特性は、次式で示されるものである。

Ｈ（ｆ）　−ｋ　−（ｓｉｎ（πｆ／Ｌ））＃　・−・
・■この０式中のｆ、は楽音信号の基本周波数（ピッチ
）を示す。

次に、上述のサンプリング処理された楽音信号の波高値
データ（サンプリングデータ）から、前述の第２図に示
すフォルマント部分ＦＲの信号の波高値データと、ルー
ピング区間ＬＰの信号の波高値データ（ループデータ）
とを生成する処理について説明する。

上記ループデータ生成のための最初の機能ブロク１４に
おいて、上記サンプリングされた楽音信号の波高値デー
タを、先に検出したエンベロープ波形（第６図Ｂ）のデ
ータで割算（又は逆数を乗算）してエンベロープ補正を
行うことにより、第１０図に示すような振幅一定の波形
の信号の波高値データを得ている。このエンベロープ補
正された信号（の波高値データ）をフィルタ処理するこ
とにより、音程成分以外が減衰された、あるいは相対的
に音程成分が強調された信号（の波高値デ−タ）を得て
いる。ここで音程成分とは、基本周波数ｆ０の整数倍の
周波数成分である。具体的には、上記エンベロープ補正
された信号に含まれるビブラート等の低周波成分を除去
するためにＨＰＦ（バイパスフィルタ）を介し、次に、
第１１図の一点鎖線に示すような周波数特性、すなわち
基本周波数ｒ０の整数倍の周波数帯域が通過帯域の周波
数特性、を有する櫛形フィルタを介すことにより、上記
ＨＰＦ出力信号に含まれる音程成分のみを通過させてこ
れら以外の非音程成分やノイズ成分を減衰させ、さらに
必要に応じてＬＰＦ　（ローパスフィルタ）を介すこと
により、上記櫛形フィルタ通過後の信号に重畳している
ノイズ成分を除去する。

すなわち、前記入力信号として楽器の音等の楽音信号を
考えるとき、この楽音信号は通常一定の音程（ピッチ、
音高）を有していることから、その周波数スペクトラム
には、第１１図の実線に示すように、上記楽音自体の音
程に対応する基本周波数「。の近傍とその整数倍の周波
数の近傍にエネルギが集中するような分布が得られる。

これに対して一般のノイズ成分は−様な周波数分布を持
っていることが知られている。従って、上記入力楽音信
号を第１１図の一点鎖線に示すような周波数特性の櫛形
フィルタを通すことにより、楽音信号の基本周波数ｆ０
の整数倍の周波数成分（いわゆる音程成分）のみがその
まま通過あるいは強調されて他の成分（非音程成分及び
ノイズの一部）が減衰され、結果としてＳＮ比を改善す
ることができる。ここで、上記第１１図中の一点鎖線に
示す櫛形フィルタの周波数特性は、次式 ％式％ で表されるものである。この０式中のｒｏは上記人力信
号の基本周波数（音程に対応する基音の周波数）、Ｎは
櫛形フィルタの段数である。

このようにしてノイズ成分が低減された楽音信号は、前
記繰り返し波形抽出回路に送られ、この繰り返し波形抽
出回路により前述した第２図のルーピング区間ＬＰのよ
うな適当な繰り返し波形区間が抽出された後、半導体メ
モリ等の記憶媒体に送られて記録される。この記憶媒体
に記録された楽音信号データは、非音程成分や一部のノ
イズ成分が減衰されたものであるため、上記繰り返し波
形区間を繰り返し再生する際のノイズ、いわゆるルーピ
ングノイズを低減することができる。

なお上記ＨＰ　Ｆ　、櫛形フィルタ、ＬＰＦの周波数特
性は、先にピッチ検出機能ブロック１２にて検出された
ピッチ情報である上記基本周波数ｒ０に基づいて設定さ
れるようになっている。

次に第３図のループ区間検出機能ブロック１６において
、上記フィルタ処理によって音程成分以外が減衰された
楽音信号に対して、適当な繰り返し波形区間を検出する
ことにより、ルーピング開始点ＬＰｓとルーピング終端
点ＬＰ、とのルーピングポイントを設定する。

すなわち、ループ区間検出機能ブロック１６では、上記
楽音信号のピッチ（音程）に対応する繰り返し周期（の
整数倍）だけ相対的に離れた２点であるルーピングポイ
ントを選定するが、以下にその選定原理を説明する。

楽音データをルーピング処理する場合、ルーピングの間
隔は、楽音信号の基本円！ＩＪＩ　＜基音の周波数の逆
数）の整数倍でなければならない。したがって、その楽
音の音程を正確に同定すれば、容易に決定することが可
能となる。

つまり、予めルーピング間隔を決定しておき、その間隔
分だけ離れた２点を取り出し、その２点の近傍の信号波
形の相関性あるいは類似性を評価することでルーピング
ポイントを設定する。この評価関数の一例として、上記
２点の各近傍の信号波形のサンプルについてのたたみ込
み（合成績、コンボリューション）を用いるものについ
て説明する。すなわち、上記コンボリューションの操作
を全ての点の組みについて順次施すことで信号波形の相
関性あるいは類似性を評価する。ここで、上述のコンボ
リューションによる評価は、例えば上記楽音データをシ
フトレジスタに順次入力してゆき、それぞれ各レジスタ
で取り込まれた楽音データを、例えば後述するＤＳＰ　
（ディジタル信号処理装置）で構成された積和器にそれ
ぞれ入力し、該積和器で上記コンボリューションを計算
し出力するものである。このようにして得られたコンボ
リューションが最大となる２点の組みをルーピング開始
点ＬＰｓおよびルーピング終端点Ｌｐｔとする。

すなわち、第１２図において、ルーピング開始点ＬＰｇ
の候補点をａ、とじ、ルーピング終端点ＬＰ、の候補点
をｂｏとして、上記ルーピング開始点ＬＰｓの候補点ａ
０の前後近傍の複数個の点、例えば２Ｎ＋１個の点の各
波高値データを、それぞれａ−ｘ”　＋ａ−２Ｉａ−＋
＋ａｏ−８＋＋　ａ！＋　　’　ａｘ　％ルーピング終
端点ＬＰ、の候補点ｂ０の前後近傍の同じ個数（２Ｎ＋
１個）の点の各波高値データを、ｂ、・・＋ｂ−ｉ＋ｂ
−１＋ｂｏｌｂ＋　、ｂｔ、　　・・ｂ９とすると、こ
のときの評価関数Ｅ（ａＯ，ｂｅ）は、次式で定めるこ
とができる。この第０式は８６１ｂ１１の点を中心とし
たコンボリューションを求めるための式である。そして
上記候補点ａｅ＋　ｂｌＨの組を順次変更して、全ての
ルーピングポイントの候補となる点についての上記評価
関数Ｅの値を求め、得られた全ての評価関数Ｅの内でそ
の値が最大となる点をルーピングポイントとする。

また、ルーピングポイントは上述のようにコンボリュー
ションから求める方法の他に、誤差の最小２乗法から求
めることも可能である。すなわち、最小２乗法によるル
ーピングポイントの候補点ａ０゜ｂｏは、 の式で表すことができる。この場合には、評価関数εの
値が最小となるａａ＋ｂｏを求めればよい。

また、上述のループ区間検出機能ブロック１６では、必
要に応じて上記ルーピング開始点ＬＰ。

トルーヒング終端点ＬＰ、とに基づいてピッチ変換比を
算出する。このピッチ変換比は、次の機能ブロック１７
における時間軸補正処理の際の時間軸補正値データとし
て用いられる。この時間軸補正処理は、実際に各種音源
データをメモリ等の記憶手段に記録する際の各種音源デ
ータの各ピンチを揃えておくために行われるものであり
、上記ピッチ変換比の代わりにピッチ検出機能ブロック
Ｉ２において検出された上記ピッチ情報を用いるように
してもよい。

この時間軸補正機能ブロック１７におけるピッチの正規
化動作について第１３図を参照しながら説明する。

第１３図Ａは時間軸補正処理（主として時間軸圧伸処理
）を施す前の楽音信号波形を示し、第１３図Ｂは上記圧
伸後の補正波形を示している。これらの第１３図ＡＳＢ
の時間軸には、後述する準瞬時ビット圧縮符号化処理の
際のブロック単位で目盛りを付している。

時間軸補正前の波形Ａにおいては、通常の場合ルーピン
グ区間ＬＰと上記ブロックとは無関係となるが、第１３
図Ｂに示すように、上記ルーピング区間ＬＰがブロック
の長さ（ブロック周期）の整数倍（ｍ倍）となるように
時間軸圧伸処理し、さらにブロックの境界位置が上記ル
ーピング開始点ＬＰ、及びルーピング終端点ＬＰ、に一
敗するように時間軸方向にシフトする。すなわち、ルー
ピング区間ＬＰの開始点ＬＰ、及び終端点ＬＰ。

が所定のブロックの境界位置となるように時間軸補正（
時間軸圧伸及びシフト）することによって、整数個（ｍ
個）のブロック単位でルーピング処理を行うことができ
、記録時の音源データのピッチの正規化が実現できる。

ここで、上記時間シフトによって楽音信号波形の先頭に
生ずるブロックの境界からのずれ分ΔＴの間には、波高
値データとして“０”を詰めるようにすればよい。

第１４図は、上記時間軸補正後の波形の波高値データを
後述のビット圧縮符号化処理するためにブロック化する
際のブロック構造を表すものであり、１ブロツクの波高
値データの個数（サンプル数、ワード数）をｈとしてい
る。この場合、上記ピッチの正規化とは、−船釣に第２
図に示す楽音信号波形の一定周期Ｔｗの波形のｎ周期分
すなわちルーピング区間ＬＰ内のワード数を、上記ブロ
ンク内のワード数りの整数倍（ｍ倍）とするように時間
軸圧伸処理することであり、さらに好ましくは、ルーピ
ング区間ＬＰの開始点ＬＰ、及び終端点ＬＰ、を時間軸
上のブロック境界位置に一致させるように時間軸処理（
シフト処理）させることである、このように各点ＬＰｓ
、ＬＰａがブロック境界位置に一致していると、ビット
圧縮符号化システムでのデコードの際のブロック切替え
によって生じる誤差を減少させることができる。

ここで、第１４図Ａの１ブロツク内の図中斜線で示す部
分のワードＷＬＰ、とＷＬＰ、は、図中補正波形のルー
ピング開始点ＬＰ、とルーピング終端点ＬＰ、（正確に
は点ＬＰｉの直前の点）のサンプルを示すワードである
。なお上記シフト処理を行わない場合には、ルーピング
開始点Ｌ　Ｐ　ｓ及び終端点ＬＰ、がブロック境界に必
ずしも一致しないため、第１４図Ｂに示すように、上記
ワードＷＬＰ、　、ＷＬＰＩの設定位置は、ブロック内
の任意の位置に設定される。ただし、上記ワードＷＬＰ
、からワードＷＬＰ、までの間のワード数は１ブロツク
内のワード数りの整数倍（ｍ倍）となっており、ピッチ
は正規化される。

ここで、上述のようにルーピング区間ＬＰ内のワード数
を１ブロツクのワード数りの整数倍とするための楽音信
号波形の時間軸圧伸処理には各種方法が考えられるが、
例えばサンプリングされた波形の波高値データを補間処
理することにより実現でき、その−具体例としては、オ
ーバーサンプリング処理用のフィルタ構成等を利用する
ことができる。

ところで、現実の楽音波形のルーピング周期がサンプリ
ング周期単位に対して端数を持ち、ルーピング開始点Ｌ
Ｐｓでのサンプリング波高値とルーピング終端点ＬＰｔ
でのサンプリング波高値とにずれが生じている場合に、
オーバサンプリング等を利用した補間処理により、ルー
ピング終端点ＬＰ、の近傍位置くサンプリング周期より
も短い距離の位置）でルーピング開始点ＬＰ、のサンプ
リング波高値に一致するような波高値を求める等して、
補間サンプルも含めたサンプリング周期の非整数倍の（
端数を持つ）ルーピング周期を実現することが考えられ
る。このようなサンプリング周期の非整数倍のルーピン
グ周期も、上記時間軸補正処理により上記ブロック周期
の整数倍とすることができ、例えば２５６倍オーバサン
プリングを利用して時間軸圧伸処理する場合には、ルー
ピング開始点ＬＰ、と終端点ＬＰｔとの間の波高値の誤
差を１／２５６に低減して、より円滑なルーピング再生
を実現できる。

上述のようにしてルーピング区間ＬＰが決められ時間軸
補正（圧伸）処理が施された波形は、次の機能ブロック
２１において、第１５図に示すようにルーピング区間Ｌ
Ｐを前後に接続してループデータの生成が行われる。す
なわち第１５図は、上記時間軸補正後の楽音波形（第１
３図Ｂ）からルーピング区間ＬＰのみを切り取り、この
ルーピング区間ＬＰを複数個並べたループデータ波形を
示しており、このループデータ波形は、複数個のルーピ
ング区間ＬＰのそれぞれ一方のルーピング終端点ＬＰ、
と他方のルーピング開始点ＬＰ、とを順次接続して並べ
たものである。このループデータ波形がループデータ生
成機能ブロック２１にて生成される。

このループデータは、ルーピング区間ＬＰを多数回接続
して形成されるため、該接続形成されたループデータ波
形の各ルーピング開始点ＬＰ、に対応するワードＷ　Ｌ
　Ｐ　ｓを含む開始ブロックの直前には、ルーピング終
端点ＬＰｔ　（正確には点ＬＰ、の直前の点）に対応す
るワードＷＬＰ、を含む終了ブロックのデータがそのま
ま配置されることになる。原理的には、ビット圧縮符号
化のエンコード処理をする際に、記憶しようとするルー
ピング区間ＬＰ＋１の上記開始ブロックの直前位置に、
少なくとも上記終了ブロックが存在していればよい。さ
らに−膜化して述べるならば、上記ブロック境界のビッ
ト圧縮エンコード時に、上記開始ブロックのパラメータ
（圧縮ブロック毎のビット圧縮符号化の情報、例えば後
述するレンジ情報やフィルタ選択情報）は、上記開始ブ
ロックと終了ブロックのデータに基づいて形成されるよ
うにすればよい、これは、後述するフォルマント部分を
持たないループデータのみの楽音信号を音源とする場合
にも適用可能な技術である。

こうすれば、上記エンコード時に、ルーピング開始点Ｌ
Ｐ、と終端点ＬＰ、とについては、それぞれの前後複数
サンプルに亘って、それぞれ同じデータが並ぶことにな
る。従って、これらの各点ＬＰｓとＬＰＥの直前のそれ
ぞれのブロックについてのビット圧縮符号化の際のパラ
メータは同じものとなり、デコード処理の際のルーピン
グ再生時のエラー（ノイズ）を減少することができる。

すなわち、ルーピング再生される楽音データは接続ノイ
ズの無い安定したものとなる。なお、本実施例において
は、上記開始ブロックの直前に配置する上記ルーピング
区間ＬＰのデータのサンプル数を約５００サンプルとし
ている。

次に上記フォルマント部分ＦＲの信号のデータ生成工程
においては、先ず、上記ループデータ生成の際の機能ブ
ロック１４と同様に、機能ブロック１８おいてエンベロ
ープ補正処理が施される。

ただしこの場合のエンベロープ補正は、上記サンプリン
グ処理された楽音信号に対して、前述したデイケイレー
ト情報のみのエンベロープ波形（第７図）で割算するこ
とにより、第１６図に示すような波形の信号（の波高値
データ）を得ている。

すなわちこの第１６図の出力信号においては、上記アタ
ック部分（時間ＴＡの間）のエンベロープが残され、そ
れ以外の部分は一定振幅となっている。

このエンベロープ補正された信号は、必要に応じて機能
ブロック１９でのフィルタ処理が施される。この機能ブ
ロックＩ９でのフィルタ処理には、上記機能ブロック１
５と同様な例えば第１１図の一点１１線に示すような周
波数特性の櫛形フィルタが用いられる。すなわちこの櫛
形フィルタは、上記音程に対応する基本周波数ｆ０の整
数倍の周波数帯域成分を強調して相対的に非音程成分を
減衰するような周波数特性を有しており、この櫛形フィ
ルタも上記ピッチ検出機能ブロック１２で検出されたピ
ッチ情報（基本周波数ｆ、）に基づいて周波数特性が設
定されるものである。このような信号は、最終的にメモ
リ等の記憶媒体に記録される音源データにおけるフォル
マント部分の信号のデータを生成するために用いられる
。

次の機能ブロック２０においては、上記機能ブロック１
７と同様な時間軸補正が上記フォルマント部分生成用信
号に対しても行われる。これは、上記機能ブロック１６
で求められたピッチ変換比あるいは上記機能ブロック１
２で検出されたピッチ情報に基づいて時間軸の圧縮伸長
を行うことにより、各音源毎のピッチを揃える（正規化
する）ためのものである。

次に、機能ブロック２２において、上記共に同じピッチ
変換比あるいはピッチ情報を用いて時間軸補正されたル
ープデータとフォルマント部分生成用データとが混合さ
れる。このときの混合は、上記機能ブロック２０からの
フォルマント部分生成用信号に対してハミング窓をかけ
、ループデータと混合しようとする部分で時間に伴って
減衰するフェイドアウト型の信号を形成し、これに対し
て上記機能ブロック２０からのループデータに対しても
同様なハミング窓をかけ、この場合にはフォルマント信
号と混合しようとする部分で時間に伴って増大するフェ
イドイン型の信号を形成し、これらの信号を混合する（
クロスフエイドする）ことにより、最終的に音源データ
となる楽音信号を得ている。ここで、メモリ等の記憶媒
体に記録するループデータとしては、上記クロスフエイ
ド部分からある程度離れた１つのルーピング区間のデー
タを取り出すことにより、ルーピング再生時のノイズ（
ルーピングノイズ）を低減することができる。このよう
にして、発音時からの非音程成分を含む波形部分である
フォルマント部分ＦＲと、音程成分のみの繰り返し波形
部分であるルーピング区間ＬＰとから成る音源信号の波
高値データが得られる。

この他、上記フォルマント部分生成用信号における上記
ルーピング開始点の位置にループデータの信号の開始点
を接続するように各部分を切り繋ぐ処理等も考えられる
。

ところで、現実にループ区間検出やルービング処理、さ
らにはループデータとフォルマント部分との混合を行う
際には、人間の手操作により試行錯誤的に試聴を繰り返
しながら大まかな混合をしておき、このときのループポ
イント（ルーピング開始点ＬＰ、とルーピング終端点Ｌ
Ｐ、）情報等に基づいてより高精度の処理を行っている
。

すなわら、上記機能ブロンク１６での高精度のループ区
間検出に先立って、第１７図のフローチャートに示すよ
うな手順でループ区間検出や上記混合等を試聴を繰り返
しながら手操作で行い、その後、上述したような高精度
の処理（ステップ３２６以降）を行わせる。

この第１７図において、最初のステップＳ２１において
は、例えば信号波形のゼロクロス点を利用したり、信号
波形の表示を目視確認しながら、比較的粗い精度で上記
ループポイントを検出し、ステップＳ２２でルーピング
処理して上記ループポイント間の波形を繰り返し再生し
、次のステップＳ２３で人間が試聴して良好か否かを判
別する。

不良の場合には上記最初のステップＳ２１に戻ってルー
プポイントを再度検出する。これを繰り返して良好な試
聴結果が得られれば、次のステップＳ２４に進み、上記
フォルマント部用信号とクロスフェード等により混合し
、次のステップＳ２３で人間が試聴してフォルマント部
からルーピング部への移行が良好か否かを判別する。不
良の場合にはステップＳ２４に戻って上記混合をやり直
す。

その後、ステップＳ２６に進んで、上記ループ区間検出
機能ブロック１６における高精度のループ区間検出を行
う。具体的には上記補間サンプルも含むループ区間検出
、例えば２５６倍オーバサンプリング時にはサンプリン
グ周期の１／２５６の精度でのループ区間検出を行い、
次のステップＳ２７で上記ピッチ正規化のためのピッチ
変換比を算出する。このピッチ変換比に基づいて、次の
ステップ３２８で上記機能ブロック１７．２０における
時間軸補正処理を行い、次のステップＳ２９にて上記機
能ブロック２１でのループデータ生成を行う。そして、
ステップＳ３０において、上記Ｊａ能ジブロック２での
混合処理を行う。これらのステップ３２６以降の処理に
おいては、ステップＳ２１から３２５までで得られたル
ープポイント情報等を利用するものである。なお、上記
ステップ３２１から３２５までを省略して、ルーピング
処理等の全自動化を図ってもよい。

このような混合処理により得られたフォルマント部分Ｆ
Ｒとルーピング区間ＬＰとから成る信号の波高値データ
は、次の機能ブロック２３においてビット圧縮符号化処
理が施される。

（以下余白） 上述のビット圧縮符号化方式としては種々のものが考え
られるが、ここでは、本件出願人が先に特開昭６２−０
０８６２９号公報や特開昭６２００３５１６号公報等に
おいて提案している準瞬時圧伸型、すなわち波高値デー
タの一定ワード数（ｈサンプル）毎にブロック化しこの
ブロック単位でビット圧縮°を施ずような高能率符号化
方式を用いるものとし、この高能率ビット圧縮符号化方
式について、第１８図を参照しながら概略的に説明する
。

この第１８図において、上記高能率ビット圧縮符号化シ
ステムは、記録側のエンコーダ７０と、再生側のデコー
ダ９０とにより構成されており、エンコーダ７０の入力
端子７１には、上記音源信号の波高値データｘ　（ｎ）
が供給されている。

この入力信号（の波高値データ）ｘ（ｎ）は、予測器７
２及び加算器７３で構成されたＦＩＲ（有限インパルス
応答型）ディジタルフィルタ７４に供給され、上記予測
器７２からの予測信号（の波高値データ）ｘ（ｎ）は上
記加算器７３に減算信号として送られている。上記加算
器７３においては、上記入力信号ｘ　（ｎ）から上記予
測信号ｘ（ｎ）が減算されることによって、予測誤差信
号あるいは広義の差分出力ｄ　（ｎ）が出力される。予
測器７２は、一般に過去の２個の入力ｘ（ｎ−ｐＬｘ（
ｎ−ｐ＋１）＋　３　。

ｘ（ｉ−１）の１凍結合により予測値？（ｎ）を算出す
るものである。なお、上記ＦＩＲフィルタ７４を、以下
エンコード・フィルタと称す。

上記高能率ビット圧縮符号システムにおいては、上記音
源データの一定時間内のデータ、すなわち、一定ワード
数りの入力データ毎にブロック化して、各ブロック毎に
最適の特性の上記エンコード・フィルタ７４を選択する
ようにしている。これは、互いに異なる特性を有する複
数の（例えば４個の）エンコード・フィルタを予め設け
ておき、これらのフィルタのうち最適の特性の、すなわ
ち最も高い圧縮率を得ることのできるようなフィルタを
選択することで実現できるものである。ただし、一般の
ディジタル・フィルタの構成上は、第１８図に示す１個
のエンコード・フィルタ７４の予測器７２の係数の組を
複数組（例えば４＆［）係数メモリ等に記憶させておき
、これらの係数の組を時分割的に切り換え選択すること
で、実質的に上記複数のエンコード・フィルタのうちの
１つを選択するのと等価な動作を行わせることが多い。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ　（ｎ）は、加
算器８１を介し、利得Ｇのシフタ７５と量子化器７６と
よりなるビット圧縮器に送られ、例えば浮動小数点（フ
ローティング・ポイント）表示形態における指数部が上
記利得Ｇに、仮数部が量子化器７６からの出力にそれぞ
れ対応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が施
される。すなわち、シフタ７５により人力データを上記
利得Ｇに応じたビット数だけシフトしてレンジを切り替
え、量子化器７６により該ビット・シフトされたデータ
の一定ビット数を取り出すような再量子化を行っている
。ここで、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイ
パ）７７は、量子化器７６の出力と入力との誤差分いわ
ゆる量子化誤差を加算器７８で得て、この量子化誤差を
利得Ｇ−’のシフタ７９を介し予測器８０に送って、量
子化誤差の予測信号を加算器８１に減算信号として帰還
するようないわゆるエラー・フィードバンクを行う。

このように量子化器７６による再里子化とノイズ・シェ
イピング回路７７によるエラー・フィードバックとが施
され、出力端子８２より出力１（ｎ）が取り出される。

ところで、上記加算器８１からの出力ｄ　’　（ｎ）は
上記差分出力ｄ　（ｎ）より上記ノイズ・シェイパ７７
からの量子化誤差の予測信号τ（ｎ＞を減算したもので
あり、上記利得Ｇのシフタ７５からの出力ｄ　”　（ｎ
）は利得Ｇと上記出力加算器８１からの出力ｄ　’　（
ｎ）を乗算したものである。また、上記量子化ｎ１６か
らの出力？（ｎ）は、量子化の過程における量子化誤差
ｅ　（ｎ）と上記シフタ７５からの出力ｄ　ＩＩ　（ｎ
）を加算したものとなり、上記ノイズ・シェイパ７７の
上記加算器７８において上記量子化誤差ｅ　（ｎ）が取
り出される。この量子化誤差ｅ　（ｎ）は、上記利得Ｇ
−１のシフタ７９を介し、過去のｒ個の入力の１凍結合
をとる予測器８０を介することにより量子化誤差の予測
信号τ（ｎ）となる。

上記音源データは、以上のようなエンコード処理が施さ
れ、上記量子化１ｔｓ７６からの出カフ（ｎ）となって
出力端子８２を介して取り出される。

次に予測・レンジ適応回路８４からは、最適フィルタ選
択情報としてのモード選択情報が出力されて、上記エン
コード・フィルタ７４の例えば予測器７２および出力端
子８７に送られ、また、上記利得Ｇおよび利得Ｑ　−１
あるいは上記ピント・シフト量を決定するためのレンジ
情報が出力されて、各シック７５．７９および出力端子
８６に送られている。

次に、再生側のデコーダ９０の入力端子９１には、上記
エンコーダ７０の出力端子８２からの出力官（ｎ）が伝
送され、あるいは記録、再生されることによって得られ
た信号↑°（ｎ）が供給されている。この入力信号’；
ｉ　’　（ｎ）は利得Ｇ″Ｉのシフタ９２を介し加算器
９３に送られている。加算器９３からの出力ｘ　’　（
ｎ）は予測器９４に送られて予測信号ｘ　’　（ｎ）と
なり、この予測信号？　ｌ　（ｎ）は上記加算！Ｓ９３
に送られて上記シフタ９２からの出力？　Ｔｌ　（ｎ）
と加算される。この加算出力がデコード出力↑°（ｎ）
として出力端子９５より出力される。

また、上記エンコーダ７０の各出力端子８６および８７
より出力され、伝送あるいは記録、再住された上記レン
ジ情報およびモード選択信号は、上記デコーダ９０の各
入力端子９６および９７にそれぞれ入力されている。そ
して、入力端子９６からのレンジ情報は上記シフタ９２
に送られて利得Ｇ−’を決定し、入力端子９７からのモ
ード選択情報は上記予測器９４に送られて予測特性を決
定する。この予測器９４の予測特性は、上記エンコーダ
７０の予測器７２の特性に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ９０において、上記シフタ９
２からの出カフ　ＩＩ　（ｎ）は、上記入力信号官’　
（ｎ）と利得Ｑ　−１を乗算したものである。また、上
記加算器９３の出力↑“（ｎ）は、上記シック９２から
の出力？　ＩＩ　（ｎ）と予測信号’ｉｉ　’　（ｎ）
を加算したものである。

次に、第１９図は、上記ビット圧縮符号化エンコーダ７
０からの上記ｌブロック分の出力データの一例を示して
おり、このｌブロック分のデータは、１バイトのヘッダ
情報（圧縮に関するパラメータ↑ｎ報あるいは付属情報
）ＲＦと８バイトのサンプル用データＤＡ＠−ＤＩ３で
構成されている。上記ヘッダ情報ＲＦは、４ビツトの上
記レンジ情報と、２ビツトの上記モード選択情報、ある
いはフィルタ選択情報と、それぞれ１ビツトの２つのフ
ラグ情報、例えばループの有無を示す情報Ｌ１及び波形
の終端ブロック（エンドブロック）が否かを示す情報Ｅ
ｌとで構成されている。ここで１サンプルの波高値デー
タは、ビット圧縮されて４ビツトで表されており、上記
データＤ、。〜Ｄ０中には１６サンプル分の４ビツト・
データＤ　Ａ０１１〜ＤＩ３１が含まれている。

次に第２０図は、第２図に示すような楽音信号波形の先
頭部分に対応する上記準瞬時（ブロック化）ビット圧縮
符号化された波高値データの各ブロックを示している。

この第２０図においては、上記ヘッダを省略して波高値
データのみを示しており、図示の都合上ｌブロックを８
サンプルとしているが、１ブロツク１６サンプル等のよ
うに任意に設定可能であることは勿論である。これは、
前記第１４図の場合も同様である。

ここで、上記準瞬時ビット圧縮符号システムは、上記入
力楽音信号を直接出力するモードすなわちストレー）Ｐ
ＣＭモードと、楽音信号をフィルタを介して出力するモ
ードすなわち１次または２次差分フィルタモードのうち
、最も高い圧縮率を有する信号が得られるモードを選択
して、出力信号である楽音データを伝送するようにした
ものである。

楽音をサンプリングしてメモリ等の記憶媒体に記録する
場合、上記楽音の楽音信号波形は発音開始点ＫＳで波形
取り込みが開始されるものであるが、この発音開始点Ｋ
Ｓからの最初のブロックにて１次または２次差分フィル
タモード等のように初期値が必要なフィルタモードが選
択されると、この初期値を予め用意してお（必要が生じ
るため、このような初期値の必要のない形態とすること
が望まれる。このため、上記発音開始点ＫＳに先行する
期間に、上記ストレートＰＣＭモード（入力含めて信号
処理するようにしている。

すなわち具体的には、第２０図において、上記発音開始
点ＫＳに先行して、上記疑似入力信号としてデータを全
て“０″としたブロックを配置し、このブロックの先頭
からの全データ“０°°をサンプリング波高値データと
してビット圧縮処理して取り込むようにしている。これ
は、例えば、予めｌブロックのデータが全てＯＮのブロ
ック作成しておきこれをメモリ等にストアしておいて用
いるか、または、楽音をサンプリングする際に上記発音
開始点ＫＳＯ前にデータが全て“０“の部分（すなわち
発音開始前の無音部分）の入力信号からサンプリングを
開始する等により得ることができる。なお、上記擬似入
力信号のブロックは最低１ブロック以上である。

上述のようにして形成された擬似入力信号を含んだ楽音
データを、前述の第１８図に示すような高能率ビット圧
縮符号化システムにより信号圧縮処理し、メモリ等の記
憶媒体に記録させておき、この圧縮処理された信号を再
生する。

したがって、上記擬似入力信号を含んだ楽音データを再
生する場合、再生開始時（擬似入力信号のブロック部分
）のフィルタにストレートＰＣＭモードが選択されるた
め、１次または２次差分フィルタの初期値をあらかじめ
設定しておく必要がなくなる。

ここで、再生開始時に上記擬似入力信号（データが全て
°０′°であるため無音である。）による発音開始時間
の遅れについての懸念がある。しかし、例えば、サンプ
リング周波数３２ｋＨｚで１ブロツク１６サンプルとし
た場合、上記発音時間の遅れは約Ｑ、　５　ｍ５ｅｃと
なり聴覚上で識別できる遅れではなく問題にならない。

ところで、上記ビット圧縮符号化処理やその他の音源デ
ータ生成のためのディジタル信号処理については、ディ
ジタル信号処理装置（ＤＳＰ）を用いてソフトウェア的
に実現することが多く行われており、また記録された音
源データの再生にもＤＳＰを用いたソフトウェア的な構
成が採用されることが多い、第２１図はその一例として
、音源データを取り扱う音源ユニットとしてのオーディ
オ・プロセッシング・ユニット（ＡＰＵ）１０７及びそ
の周辺を含むシステムの全体構成例を示している。

この第２１図において、例えば一般のパーソナルコンピ
ュータ装置や、ディジタル電子楽器、ＴＶゲーム機等に
設けられているホストコンピュータ１０４は、上記音源
ユニットとしてのＡＰＵＩ０７と接続されており、該ホ
ストコンピュータ１０４からは音源データ等がＡＰＵ　
Ｉ　Ｏ７にロードされるようになっている。このＡＰＵ
１０７は、マイクロプロセッサ等のＣＰＵ　（中央処理
装置）１０３と、ＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）１
０１と、上述したような音源データ等が記憶されたメモ
リ１０２とを少なくとも有して構成されるものである。

すなわち、このメモリ１０２には少なくとも音源データ
が記憶されており、上記ＤＳＰＩＯＩにより該音源デー
タの読み出し制御を含む各種処理、例えばルーピング処
理、ビット伸長（復元）処理、ピッチ変換処理、エンベ
ロープの付加、エコー（リバーブ）処理等が施される。

メモリ１０２は、これらの各種処理のためのバッファメ
モリとしても用いられる。ＣＰＵ１０３は、ＤＳＰ　Ｉ
　Ｏｌのこれらの各種処理の動作や内容等についての制
御を行うものである。

さらに、メモリ１０２からの上記音源データに対してＤ
ＳＰＩＯＩにより上記各種処理を施して最終的に得られ
たディジタル楽音データは、ディジタル／アナログ（Ｄ
／Ａ）コンバータ１０５によりアナログ信号に変換され
てスピーカ１０６に供給されるようになっている。

なお、本発明は上述した実施例のみに限定されるもので
はなく、例えば、上述の実施例においてはフォルマント
部分とルーピング区間とを接続して音源データを形成し
ていたが、ルーピング区間のみから成る音源データを形
成する場合にも容易に適用可能である。また、上記デコ
ーダ側の構成や音源データ用外部メモリは、ＲＯＭカー
トリッジやアダプタ等として供給してもよい。また、楽
音信号の音源のみならず音声合成にも適用可能である。

〔発明の効果〕

本発明の信号圧縮方法によれば、入力信号の開始点に先
行する期間に入力信号直接出力モード（例えば、ストレ
ートＰＣＭモード）が選択されるような擬似入力信号（
例えばデータが全て“０°°の信号）を付加することに
より、信号再生のためのデコード時には該擬似入力信号
からデコードが開始されることになり、例えば１次およ
び２次差分フィルタ等のための初期値を持つ必要がない
、したがって、ハードウェアの構成を？Ｊ［雑にするこ
となく音源データ等の信号を圧縮することが可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の信号圧縮方法の動作説明のための波形
図、第２図は楽音信号波形図、第３図は本発明の信号記
録方法の具体例を説明するための機能ブロック図、第４
図はピッチ検出動作を説明するための機能ブロック図、
第５図はピーク検出動作を説明するためのブロック図、
第６図は楽音信号及びエンベロープの波形図、第７図は
楽音信号のデイケイレート情報の波形図、第８図はエン
ヘロープ検出動作を説明するための機能ブロック図、第
９図はＦ■Ｒフィルタの特性図、第１Ｏ図は楽音信号の
エンベロープ補正された後の波高値データを示す波形図
、第１１図は櫛形フィルタの特性図、第１２図は最適ル
ーピングポイントの設定動作を説明するための波形図、
第１３図は時間軸補正の前後の楽音信号を示す波形図、
第１４図は時間軸補正後の波高値データについて準瞬時
ビット圧縮用のブロックの構造を示す模式図、第１５図
はルーピング区間の波形を繰り返し接続されて得られる
ループデータを示す波形図、第１６図はデイケイレート
情報に基づくエンベローブ補正後のフォルマント部分生
成用データを示す波形図、第１７図は現実のルーピング
処理前後の動作を説明するためのフローチャート、第１
８図は準瞬時ピッＩ・圧縮符号化システムの概略構成を
示すブロック回路図、第１９図は準瞬時ビット圧縮符号
化されて得られたデータの１ブロツクの具体例を示す模
式図、第２０図は楽音信号の先頭部分のブロックの内容
を示す模式図、第２１図はオーディオ・プロセッシング
・ユニット（ＡＰＵ）及びその周辺を含むシステムの構
成例を示すブロック図である。 特許出願人　　　　ソニー株式会社 代理人　弁理士　　小　池　　晃 田村榮 佐応　勝 占 つｎ４乍吉え日月グＹ旨４＾の波形１又第１図 ヒ１１ｖ−＋４９！雷史Ｍ乍 第４図 ↑ キー・オ〉 時開− テイフイレート斗隨 第７図 ７オ！しマ〉ヒ！ｆ′ｌＳ分生箔；用ザータ第１６図 榮含データ と・ノチ横報 工〉ベロー）檜±１作 第８図 ＦＴＰフィルタ／１特性 第９図 エンベロー−ア桶゛正後め波形 第１０図 ｆ。 ２ｆ。 ３ｆ。 局致牧− 鮪フィルダｊヂト生 第１１図 曖欠のＩＬ−ピニグ父びＩり乍専の請朗第１７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力信号を直接出力するモード及びフィルタを介して出
   力するモードの複数のモードのうち最も高い圧縮率を有
   する出力信号が得られるモードを選択して、出力信号を
   伝送するようにした信号圧縮方法において、入力信号の
   開始点に先行する期間に上記入力信号を直接出力するモ
   ードが選択されるような擬似入力信号を付加した後、そ
   の擬似入力信号を含めて信号処理を行うようにした信号
   圧縮方法。