JPH02137007A - 電子的負荷装置 - Google Patents
電子的負荷装置Info
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- JPH02137007A JPH02137007A JP29204188A JP29204188A JPH02137007A JP H02137007 A JPH02137007 A JP H02137007A JP 29204188 A JP29204188 A JP 29204188A JP 29204188 A JP29204188 A JP 29204188A JP H02137007 A JPH02137007 A JP H02137007A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 55
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 9
- 238000004088 simulation Methods 0.000 abstract 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、交流・直流等各種の電源に接続されて抵抗
負荷・誘導性負荷・容量性負荷又は定電力・定電流負荷
等を単一の装置で高精度に実現可能として電子的負荷装
置に関する。
負荷・誘導性負荷・容量性負荷又は定電力・定電流負荷
等を単一の装置で高精度に実現可能として電子的負荷装
置に関する。
従来の電子的負荷装置としては、第３図に示す構成のも
のが知られている。
のが知られている。
第３図において、■は電子的負荷装置、２は交流電源、
３はＡ／Ｄコンバータ、４は演算処理を行うマイクロコ
ンピュータ、５はＤ／Ａコンバータ、６は電圧−電流変
換器である。
３はＡ／Ｄコンバータ、４は演算処理を行うマイクロコ
ンピュータ、５はＤ／Ａコンバータ、６は電圧−電流変
換器である。
而して、Ａ／Ｄコンバータ３によって入力電圧をサンプ
リングし、そのサンプリング値に基づいてマイクロコン
ピュータ４で各種演算を行い、その演算結果をＤ／Ａコ
ンバータ５及び電圧−電流変換器６で電流値に変換して
出力することにより、抵抗負荷、容量性負荷、誘導性負
荷又は定電力・定電流負荷等を模擬するようにしている
。
リングし、そのサンプリング値に基づいてマイクロコン
ピュータ４で各種演算を行い、その演算結果をＤ／Ａコ
ンバータ５及び電圧−電流変換器６で電流値に変換して
出力することにより、抵抗負荷、容量性負荷、誘導性負
荷又は定電力・定電流負荷等を模擬するようにしている
。
すなわち、抵抗負荷の場合は、第４図（ａ）に示すよう
に、Ａ／Ｄコンバータ３で入力電圧Ｖａが一定時間間隔
（Ｔ、）毎にサンプリングされ、これに基づいてマイク
ロコンピュータ４で下記（１）式の演算を行って第４図
（ｂ）に示す出力電流１ａｋを算出する。
に、Ａ／Ｄコンバータ３で入力電圧Ｖａが一定時間間隔
（Ｔ、）毎にサンプリングされ、これに基づいてマイク
ロコンピュータ４で下記（１）式の演算を行って第４図
（ｂ）に示す出力電流１ａｋを算出する。
Ｉａ、Ｉ＝Ｖａ、Ｉ／Ｒ・・・・・・・・・・・・（１
）ここで、Ｖａｋは今回入力電圧、Ｒは抵抗値である。
）ここで、Ｖａｋは今回入力電圧、Ｒは抵抗値である。
また、容量性負荷の場合は、キャパシタンスをＣ１入力
電圧変化量をΔＶ、時間変化量をＴとすると、 ΔＴ ω。 Δｔ ω。 Ｔ。
電圧変化量をΔＶ、時間変化量をＴとすると、 ΔＴ ω。 Δｔ ω。 Ｔ。
・・・・・・・・・・・・（５）
さらに、誘導性負荷の場合は、インダクタンスをし、電
流変化量をΔ■とすると、 と表すことができるので、出力電流として次式で表され
る正弦波を考えると、 １ −Ａ ＊５ｉｎ（Ｔ）＝Ａ ＊５ｉｎ（ω、ｔ）
・旧・（力と表すことができるので、入力電圧として
次式の正弦波を考えると、 Ｖ ＝ Ａ ＊ ５ｉｎ（Ｔ） ＝ Ａ ＊ ５ｉｎ（
ωａｔ） ””（３）ω０ ：基準角周波数 ・・・・・・・・・・・・（４） となるので、出力電流Ｉａ、は、下記（５）式で求める
ことができる。
流変化量をΔ■とすると、 と表すことができるので、出力電流として次式で表され
る正弦波を考えると、 １ −Ａ ＊５ｉｎ（Ｔ）＝Ａ ＊５ｉｎ（ω、ｔ）
・旧・（力と表すことができるので、入力電圧として
次式の正弦波を考えると、 Ｖ ＝ Ａ ＊ ５ｉｎ（Ｔ） ＝ Ａ ＊ ５ｉｎ（
ωａｔ） ””（３）ω０ ：基準角周波数 ・・・・・・・・・・・・（４） となるので、出力電流Ｉａ、は、下記（５）式で求める
ことができる。
・・・・・・・・・・・・（８）
ΔＴ ω。 ΔＬ ω。 Ｔ。
・・・・・・・・・・・・（９）
したがって、出力電流１ａＫは、下記００式で求めるこ
とができる。
とができる。
・・・・・・・・・・ｈ（イ））
なおさらに、定電力負荷の場合は、有効電力設定値Ｐ、
無効電力設定値Ｑ及び実効電圧■により、抵抗値Ｒ＝Ｖ
２／Ｐ、リアクタンス値Ｘ＝Ｖ２／Ｑを求め、定電力負
荷の場合は、有効電流設定値ＩＰ、無効電流設定値ＩＱ
及び実効電圧Ｖにより抵抗値Ｒ＝Ｖ／ＩＰ、リアクタン
ス値Ｘ＝Ｖ／ＩＱを求め、これらを前記（１）式、（５
）弐及び０■式に代入することにより、出力電流ｆａｘ
を算出することができる。なお、リアクタンス値Ｘは、
正の場合は誘導性の負荷を示し、負の場合は容量性の負
荷を示す。
無効電力設定値Ｑ及び実効電圧■により、抵抗値Ｒ＝Ｖ
２／Ｐ、リアクタンス値Ｘ＝Ｖ２／Ｑを求め、定電力負
荷の場合は、有効電流設定値ＩＰ、無効電流設定値ＩＱ
及び実効電圧Ｖにより抵抗値Ｒ＝Ｖ／ＩＰ、リアクタン
ス値Ｘ＝Ｖ／ＩＱを求め、これらを前記（１）式、（５
）弐及び０■式に代入することにより、出力電流ｆａｘ
を算出することができる。なお、リアクタンス値Ｘは、
正の場合は誘導性の負荷を示し、負の場合は容量性の負
荷を示す。
しかしながら、上記従来の電子的負荷装置にあっては、
前記（５）弐及び００）式を使用して容量性負荷におけ
る出力電流及び誘導性負荷における出力電流を求めるよ
うにしているので、入力電圧の周波数変動時におけるイ
ンピーダンス変動を模擬することができないという未解
決の課題があった。
前記（５）弐及び００）式を使用して容量性負荷におけ
る出力電流及び誘導性負荷における出力電流を求めるよ
うにしているので、入力電圧の周波数変動時におけるイ
ンピーダンス変動を模擬することができないという未解
決の課題があった。
すなわち、入力端子の１サイクル周期をＴｃ、１サイク
ルのサンプリング回数をＮ、サンプリング時間間隔をＴ
ｓ （固定）及び基準周波数をｒｏとすると、 と表すことができる。
ルのサンプリング回数をＮ、サンプリング時間間隔をＴ
ｓ （固定）及び基準周波数をｒｏとすると、 と表すことができる。
このため、容量性負荷の場合は、上記（１１）式を前記
（５）式に代入するので、出力電流ＩａＫは、下記０り
式のようになる。
（５）式に代入するので、出力電流ＩａＫは、下記０り
式のようになる。
２ πｆ ６ １ ／ Ｎ ＊ ｒ 。
・・・・・・・・・・・・（１２）
また、誘導性負荷の場合は、前記（１１）式を前記０［
１１式に代入するので、出力電流１ａ、は、下記０■式
のようになる。
１１式に代入するので、出力電流１ａ、は、下記０■式
のようになる。
Ｎ＊Ｌ ｒ。
Ｎ＊Ｌ
・・・・・・・・・・・・（１３３
これら、０２１式及び０３）式には周波数のパラメータ
が入らないため、周波数変動時のインピーダンスの変動
を模擬することはできない。
が入らないため、周波数変動時のインピーダンスの変動
を模擬することはできない。
上記課題を解決するために、前記（１１）式において基
準角周波数ω。に代えて周波数ωを使用して前記（５）
式及び００）式の計算を行うことが考えられるが、この
場合には周波数ｆが式中に陽に表れることになるので、
演算処理時間が増加する欠点があり得策ではない。
準角周波数ω。に代えて周波数ωを使用して前記（５）
式及び００）式の計算を行うことが考えられるが、この
場合には周波数ｆが式中に陽に表れることになるので、
演算処理時間が増加する欠点があり得策ではない。
そこで、この発明は、上記従来例の未解決の課題に着目
してなされたものであり、演算処理速度を増加させるこ
となく周波数変動時のインピーダンス変動を模擬するこ
とができる電子的負荷装置を提供することを目的として
いる。
してなされたものであり、演算処理速度を増加させるこ
となく周波数変動時のインピーダンス変動を模擬するこ
とができる電子的負荷装置を提供することを目的として
いる。
〔課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、この発明に係る電子的負荷
装置は、電源装置からの入力電圧のサンプリング値をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記ディ
ジタル信号及び負荷特性設定値に基づいて負荷電流設定
値を演算するディジタル演算手段と、前記負荷電流設定
値をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記
電源装置に接続され、且つ前記アナログ信号に基づいて
負荷電流を発生する電流源と、前記電源装置からの入力
電圧の１サイクル時間を検出するサイクル時間検出手段
と、前記入力電圧のサンプリング間隔を可変するサンプ
リング間隔可変手段とを備え、入力電圧の１サイクル当
たりのサンプリング回数を一定値に制御するようにした
ことを特徴としている。
装置は、電源装置からの入力電圧のサンプリング値をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記ディ
ジタル信号及び負荷特性設定値に基づいて負荷電流設定
値を演算するディジタル演算手段と、前記負荷電流設定
値をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記
電源装置に接続され、且つ前記アナログ信号に基づいて
負荷電流を発生する電流源と、前記電源装置からの入力
電圧の１サイクル時間を検出するサイクル時間検出手段
と、前記入力電圧のサンプリング間隔を可変するサンプ
リング間隔可変手段とを備え、入力電圧の１サイクル当
たりのサンプリング回数を一定値に制御するようにした
ことを特徴としている。
この発明においては、電源装置から入力される入力電圧
の１サイクル時間をサイクル時間検出手段で検出し、こ
の１サイクル時間検出値に基づいてサンプリング間隔設
定手段で、Ａ／Ｄコンバータでのサンプリング間隔を入
力電圧の１サイクル当たりのサンプリング回数を一定値
となるように可変することにより、入力電圧の周波数変
動に応じてサンプリング間隔を可変することができる。
の１サイクル時間をサイクル時間検出手段で検出し、こ
の１サイクル時間検出値に基づいてサンプリング間隔設
定手段で、Ａ／Ｄコンバータでのサンプリング間隔を入
力電圧の１サイクル当たりのサンプリング回数を一定値
となるように可変することにより、入力電圧の周波数変
動に応じてサンプリング間隔を可変することができる。
その結果、従来例と同様の（１）式、（５）式及び００
）式を使用して、演算処理時間を増加させることなく、
入力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動を模擬す
ることができる。
）式を使用して、演算処理時間を増加させることなく、
入力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動を模擬す
ることができる。
以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図である。
図中、ｌは電子的負荷装置、２は電源装置、３はＡ／Ｄ
コンバータ、４はディジタル演算手段としてのマイクロ
コンピュータ、５はＤ／Ａコンバータ、６は電圧−電流
変換器であり、これらの構成はマイクロコンピュータ４
で入力電圧の１サイクル時間に基づいてサンプリング間
隔を設定する機能が付加され、このサンプリング間隔に
よってＡ／Ｄコンバータ３のサンプリング周期が変更さ
れることを除いては前記従来例と同様に構成されている
。
コンバータ、４はディジタル演算手段としてのマイクロ
コンピュータ、５はＤ／Ａコンバータ、６は電圧−電流
変換器であり、これらの構成はマイクロコンピュータ４
で入力電圧の１サイクル時間に基づいてサンプリング間
隔を設定する機能が付加され、このサンプリング間隔に
よってＡ／Ｄコンバータ３のサンプリング周期が変更さ
れることを除いては前記従来例と同様に構成されている
。
また、電子的負荷装置１は、電源装置２から入力される
入力電圧の１サイクル時間を検出するｌサイクル時間検
出器７を備えている。この１サイクル時間検出器７は、
図示しないが入力電圧が零電圧を横切る時点を検出する
零クロススイッチ、この零クロススイッチによってセッ
ト及びリセットされるカウンタ、このカウンタのカウン
ト値をラッチするラッチ回路等によって構成され、入力
電圧の１サイクルが終了する毎にラッチ回路に１サイク
ル時間検出値Ｔ、をラッチすると共に、サイクル終了信
号をサイクル終了割込信号ＥＳとしてマイクロコンピュ
ータ４に送出する。
入力電圧の１サイクル時間を検出するｌサイクル時間検
出器７を備えている。この１サイクル時間検出器７は、
図示しないが入力電圧が零電圧を横切る時点を検出する
零クロススイッチ、この零クロススイッチによってセッ
ト及びリセットされるカウンタ、このカウンタのカウン
ト値をラッチするラッチ回路等によって構成され、入力
電圧の１サイクルが終了する毎にラッチ回路に１サイク
ル時間検出値Ｔ、をラッチすると共に、サイクル終了信
号をサイクル終了割込信号ＥＳとしてマイクロコンピュ
ータ４に送出する。
このサイクル終了割込信号ＥＳを受けたマイクロコンピ
ュータ４は、サンプリング間隔設定処理を実行する。こ
のサンプリング間隔設定処理は、先ず１サイクル時間検
出器７にラッチされている１サイクル時間検出値Ｔ、を
読込み、これと予め設定されたｌサイクル当たりのサン
プリング回数Ｎとに基づいて下記側式の演算を行ってサ
ンプリング間隔Ｔｓ＋（ｉ＝１．２・・・・・・Ｎ）を
算出する。
ュータ４は、サンプリング間隔設定処理を実行する。こ
のサンプリング間隔設定処理は、先ず１サイクル時間検
出器７にラッチされている１サイクル時間検出値Ｔ、を
読込み、これと予め設定されたｌサイクル当たりのサン
プリング回数Ｎとに基づいて下記側式の演算を行ってサ
ンプリング間隔Ｔｓ＋（ｉ＝１．２・・・・・・Ｎ）を
算出する。
Ｔｓ、＝Ｔｃ／Ｎ ・・・・・・・・・・・・
圓ここで、演算の結果Ｔ、ムが割り切れず、Ｔｉ１＝Ａ
余りＢとなったときには、このときの余りＢ（〈Ｎ）の
補正のために、Ｎ回のサンプリングのうち任意のＢ回は
サンプリング間隔Ｔ、ｉをＡ＋１とし、残りのＮ−Ｂ回
はサンプリング間隔Ｔｓ、をＡとして、ＦＩＦＯメモリ
等の所定の記憶領域に格納し、これを後述するサンプリ
ング間隔設定器８からのサンプリング割込信号ＳＳが入
力される毎に順次サンプリング間隔設定器８にセットす
る。
圓ここで、演算の結果Ｔ、ムが割り切れず、Ｔｉ１＝Ａ
余りＢとなったときには、このときの余りＢ（〈Ｎ）の
補正のために、Ｎ回のサンプリングのうち任意のＢ回は
サンプリング間隔Ｔ、ｉをＡ＋１とし、残りのＮ−Ｂ回
はサンプリング間隔Ｔｓ、をＡとして、ＦＩＦＯメモリ
等の所定の記憶領域に格納し、これを後述するサンプリ
ング間隔設定器８からのサンプリング割込信号ＳＳが入
力される毎に順次サンプリング間隔設定器８にセットす
る。
さらに、電子的負荷装置１は、Ａ／Ｄコンバータ３のサ
ンプリング間隔を設定する例えばプリセット形のダウン
カウンタで構成されるサンプリング間隔設定器８を有し
、このサンプリング間隔設定器８にマイクロコンピュー
タ４で算出されたサンプリング間隔Ｔ３．がプリセット
され、このプリセット値が所定時間毎にダウンカウント
されて、そのカウント値が零となる毎にサンプリング信
号ＳＳをＡ／Ｄコンバータ３に送出して入力電圧Ｖａを
サンプリングさせる。このサンプリング信号ＳＳは、サ
ンプリング割込信号としてマイクロコンピュータ４にも
送出される。ここで、サンプリング間隔設定器８とマイ
クロコンピュータ４のサンプリング間隔設定処理とでサ
ンプリング間隔可変手段が構成されている。
ンプリング間隔を設定する例えばプリセット形のダウン
カウンタで構成されるサンプリング間隔設定器８を有し
、このサンプリング間隔設定器８にマイクロコンピュー
タ４で算出されたサンプリング間隔Ｔ３．がプリセット
され、このプリセット値が所定時間毎にダウンカウント
されて、そのカウント値が零となる毎にサンプリング信
号ＳＳをＡ／Ｄコンバータ３に送出して入力電圧Ｖａを
サンプリングさせる。このサンプリング信号ＳＳは、サ
ンプリング割込信号としてマイクロコンピュータ４にも
送出される。ここで、サンプリング間隔設定器８とマイ
クロコンピュータ４のサンプリング間隔設定処理とでサ
ンプリング間隔可変手段が構成されている。
次に、上記実施例の動作を説明する。今、電源装置２か
らの入力電圧Ｖａに対して負荷電流を発生させる場合に
は、その開始時点から２サイクルの間は、実際に入力さ
れる入力電圧に基づいたサイクル間隔Ｔ３の設定を行う
ことができないので、マイクロコンピュータ４から例え
ば予め設定された電源装置２の基準周波数ｆ０に基づく
１サイクル時間Ｔ０とサンプリング回数Ｎとによって算
出した一定のサンプリング間隔Ｔｉｃ （＝’ｒｏ ／
Ｎ）が入力端子の２サイクル分例えばＦＩＦＯメモリに
格納され、これが順次サンプリング間隔設定器８に、そ
のサンプリング終了割込信号が入力される毎にプリセッ
トされる。
らの入力電圧Ｖａに対して負荷電流を発生させる場合に
は、その開始時点から２サイクルの間は、実際に入力さ
れる入力電圧に基づいたサイクル間隔Ｔ３の設定を行う
ことができないので、マイクロコンピュータ４から例え
ば予め設定された電源装置２の基準周波数ｆ０に基づく
１サイクル時間Ｔ０とサンプリング回数Ｎとによって算
出した一定のサンプリング間隔Ｔｉｃ （＝’ｒｏ ／
Ｎ）が入力端子の２サイクル分例えばＦＩＦＯメモリに
格納され、これが順次サンプリング間隔設定器８に、そ
のサンプリング終了割込信号が入力される毎にプリセッ
トされる。
その間、■サイクル時間検出器７では、入力電圧の最初
の１サイクルが終了した時点で、サイクル終了割込信号
ＥＳをマイクロコンピュータ４に送出し、これを受けた
マイクロコンピュータ４は、サンプリング間隔設定処理
を実行して、１サイクル時間検出器７にラッチされてい
る直前の１サイクル時間検出値Ｔｃを読込み、これに基
づいて前記測成の演算を行って、次回の１サイクルにお
けるサンプリング間隔Ｔ”ｓ＋〜Ｔ”ｓｓを算出し、こ
れをＦＩＦＯメモリに一時記憶し、その後ｌサイクル時
間検出器７からサイクル終了割込信号が入力される毎に
上記処理を繰り返す。したがって、入力電圧の最初の２
サイクルは、一定値のサンプリング間隔Ｔ、によってＡ
／Ｄコンバータ３が入力電圧をサンプリングし、３サイ
クル目からは順次直前のサイクルのサイクル時間検出値
Ｔｃに応じたサンプリング間隔ＴＳｉで入力電圧をサン
プリングするので、入力電圧Ｖａの１サイクルにおける
サンプリング回数が一定値Ｎとなる。すなわち、第２図
（ａ）で鎖線図示のように、入力電圧Ｖａのサイクル時
間検出値Ｔｃがサンプリング回数Ｎで割り切れる場合に
は、１サイクル間のサンプリング間隔Ｔ、１〜’ｒｓｓ
が一定値ＴＳＣとなり、第２図（ａ）で実線図示のよう
に、１サイクル時間検出値Ｔｃが僅かに大きな値となっ
てＴｃ／Ｎに余り（例えば“３°゛）が生じる場合には
、例えば最初から３つのサンプリング間隔ＴＳＩ〜ＴＳ
３を一定値Ｔｓｃに°１°′を加算した値とし、残りの
サンプリング間隔Ｔ ｓ ａ〜７３Ｎを一定値Ｔ’ｓｃ
に設定されることにより、入力電圧Ｖａの１サイクルに
おけるサンプリング回数が一定値Ｎとなる。
の１サイクルが終了した時点で、サイクル終了割込信号
ＥＳをマイクロコンピュータ４に送出し、これを受けた
マイクロコンピュータ４は、サンプリング間隔設定処理
を実行して、１サイクル時間検出器７にラッチされてい
る直前の１サイクル時間検出値Ｔｃを読込み、これに基
づいて前記測成の演算を行って、次回の１サイクルにお
けるサンプリング間隔Ｔ”ｓ＋〜Ｔ”ｓｓを算出し、こ
れをＦＩＦＯメモリに一時記憶し、その後ｌサイクル時
間検出器７からサイクル終了割込信号が入力される毎に
上記処理を繰り返す。したがって、入力電圧の最初の２
サイクルは、一定値のサンプリング間隔Ｔ、によってＡ
／Ｄコンバータ３が入力電圧をサンプリングし、３サイ
クル目からは順次直前のサイクルのサイクル時間検出値
Ｔｃに応じたサンプリング間隔ＴＳｉで入力電圧をサン
プリングするので、入力電圧Ｖａの１サイクルにおける
サンプリング回数が一定値Ｎとなる。すなわち、第２図
（ａ）で鎖線図示のように、入力電圧Ｖａのサイクル時
間検出値Ｔｃがサンプリング回数Ｎで割り切れる場合に
は、１サイクル間のサンプリング間隔Ｔ、１〜’ｒｓｓ
が一定値ＴＳＣとなり、第２図（ａ）で実線図示のよう
に、１サイクル時間検出値Ｔｃが僅かに大きな値となっ
てＴｃ／Ｎに余り（例えば“３°゛）が生じる場合には
、例えば最初から３つのサンプリング間隔ＴＳＩ〜ＴＳ
３を一定値Ｔｓｃに°１°′を加算した値とし、残りの
サンプリング間隔Ｔ ｓ ａ〜７３Ｎを一定値Ｔ’ｓｃ
に設定されることにより、入力電圧Ｖａの１サイクルに
おけるサンプリング回数が一定値Ｎとなる。
そして、Ａ／Ｄコンバータ３で入力電圧Ｖａのサンプリ
ング値がディジタル値に変換されてマイクロコンピュー
タ４に入力される。
ング値がディジタル値に変換されてマイクロコンピュー
タ４に入力される。
マイクロコンピュータ４は、入力電圧のディジタル値が
入力される毎に、前記（１）式、（５）式及び００）式
の演算処理を選択的に行い、抵抗負荷、容量性負荷及び
誘導性負荷に応じた出力電流１ａにを算出し、同様にし
て定電力負荷、定電流負荷の場合も抵抗値Ｒ及びリアク
タンスＸを求め、これらを（１）式、（５）式及び００
式に代入することにより出力電流■ａＫを算出すること
ができる。
入力される毎に、前記（１）式、（５）式及び００）式
の演算処理を選択的に行い、抵抗負荷、容量性負荷及び
誘導性負荷に応じた出力電流１ａにを算出し、同様にし
て定電力負荷、定電流負荷の場合も抵抗値Ｒ及びリアク
タンスＸを求め、これらを（１）式、（５）式及び００
式に代入することにより出力電流■ａＫを算出すること
ができる。
そして、マイクロコンピュータ４で算出された出力電流
１ａ、がＤ／Ａコンバータ５でアナログ電圧に変換され
て電圧−電流変換器６に入力されるので、この電圧−電
流変換器６から第２図（ｂ）に示す負荷電流１ａＫ （
抵抗負荷）の電流が出力される。
１ａ、がＤ／Ａコンバータ５でアナログ電圧に変換され
て電圧−電流変換器６に入力されるので、この電圧−電
流変換器６から第２図（ｂ）に示す負荷電流１ａＫ （
抵抗負荷）の電流が出力される。
このように上記実施例によると、入力電圧のサンプリン
グ間隔を直前のサイクルの１サイクル時間に応じて可変
し、■サイクル期間のサンプリング回数を一定値となる
ようにしている。したがって、入力電圧の周波数をｆと
すると、前記θ１）式は、下記０９式のように表される
。
グ間隔を直前のサイクルの１サイクル時間に応じて可変
し、■サイクル期間のサンプリング回数を一定値となる
ようにしている。したがって、入力電圧の周波数をｆと
すると、前記θ１）式は、下記０９式のように表される
。
このため、容量性負荷の場合は、上記０４）式を前記（
５）式に代入することにより、出力電流１ａＫは、２π ・・・・・・・・・・・・０ω と表せる。
５）式に代入することにより、出力電流１ａＫは、２π ・・・・・・・・・・・・０ω と表せる。
また、誘導性負荷の場合は、前記例式を前記００式に代
入するので、出力電流ｌａＫは、Ｎ＊Ｌ Ｎ＊Ｌ ・・・・・・・・・・・・０″ｒ） と表せる。
入するので、出力電流ｌａＫは、Ｎ＊Ｌ Ｎ＊Ｌ ・・・・・・・・・・・・０″ｒ） と表せる。
したがって、上記０６）式及びθつ式は、陽には周波数
のパラメータが入らず、前記従来例における０り式及び
測成と全く同じとなるが、入力電圧Ｖａの可変サンプリ
ング方式を採用しているため、入力電圧の周波数変動の
影響を（Ｖａｔ ＶａＫ−＋）の項に陰に含んでいる
ので、入力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動を
模擬することができる。
のパラメータが入らず、前記従来例における０り式及び
測成と全く同じとなるが、入力電圧Ｖａの可変サンプリ
ング方式を採用しているため、入力電圧の周波数変動の
影響を（Ｖａｔ ＶａＫ−＋）の項に陰に含んでいる
ので、入力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動を
模擬することができる。
〔発明の効果］
以上説明したように、この発明によれば、入力電圧の１
サイクル時間を検出し、この１サイクル時間に基づいて
１サイクルのサンプリン回数が一定となるように、サン
プリング間隔を可変するように構成されているので、入
力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動をも模擬す
ることができ、しかも電子的負荷に応じた出力電流の演
算式は従来例と全く変わらないので、演算処理速度が低
下することもないという効果が得られる。
サイクル時間を検出し、この１サイクル時間に基づいて
１サイクルのサンプリン回数が一定となるように、サン
プリング間隔を可変するように構成されているので、入
力電圧の周波数変動時のインピーダンス変動をも模擬す
ることができ、しかも電子的負荷に応じた出力電流の演
算式は従来例と全く変わらないので、演算処理速度が低
下することもないという効果が得られる。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
はこの発明の詳細な説明に供する波形図、第３図は従来
例を示すブロック図、第４図は従来例の動作の説明に供
する波形図である。 図中、１は電子的負荷装置、２は電源装置、３ハＡ ／
Ｄコンバータ、４はマイクロコンピュータ、５はＤ／
Ａコンバータ、６は電圧−電流変換器、７は１サイクル
検出器、８はサンプリング間隔設定器である。
はこの発明の詳細な説明に供する波形図、第３図は従来
例を示すブロック図、第４図は従来例の動作の説明に供
する波形図である。 図中、１は電子的負荷装置、２は電源装置、３ハＡ ／
Ｄコンバータ、４はマイクロコンピュータ、５はＤ／
Ａコンバータ、６は電圧−電流変換器、７は１サイクル
検出器、８はサンプリング間隔設定器である。
Claims (1)
- （１）電源装置からの入力電圧のサンプリング値をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記ディジ
タル信号及び負荷特性設定値に基づいて負荷電流設定値
を演算するディジタル演算手段と、前記負荷電流設定値
をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記電
源装置に接続され、且つ前記アナログ信号に基づいて負
荷電流を発生する電流源と、前記電源装置からの入力電
圧の１サイクル時間を検出するサイクル時間検出手段と
、前記入力電圧のサンプリング間隔を可変するサンプリ
ング間隔可変手段とを備え、入力電圧の１サイクル当た
りのサンプリング回数を一定値に制御するようにしたこ
とを特徴とする電子的負荷装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29204188A JPH02137007A (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 電子的負荷装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29204188A JPH02137007A (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 電子的負荷装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02137007A true JPH02137007A (ja) | 1990-05-25 |
Family
ID=17776769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29204188A Pending JPH02137007A (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 電子的負荷装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02137007A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6340867A (ja) * | 1986-08-06 | 1988-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | 振幅値演算装置 |
| JPS6389912A (ja) * | 1986-10-02 | 1988-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電子的負荷装置 |
-
1988
- 1988-11-18 JP JP29204188A patent/JPH02137007A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6340867A (ja) * | 1986-08-06 | 1988-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | 振幅値演算装置 |
| JPS6389912A (ja) * | 1986-10-02 | 1988-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電子的負荷装置 |
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