JPH0161206B2 - - Google Patents

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JPH0161206B2
JPH0161206B2 JP19157182A JP19157182A JPH0161206B2 JP H0161206 B2 JPH0161206 B2 JP H0161206B2 JP 19157182 A JP19157182 A JP 19157182A JP 19157182 A JP19157182 A JP 19157182A JP H0161206 B2 JPH0161206 B2 JP H0161206B2
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JP
Japan
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gate
output
pulse
circuit
relay
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JP19157182A
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Japanese (ja)
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JPS5979908A (en
Inventor
Masato Kobayashi
Hideki Fukusono
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Panasonic Electric Works Co Ltd
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Matsushita Electric Works Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、交流スイツチ回路に関し、もつと詳
しくは、交流電源と負荷との直列回路に閉ループ
を成して挿入されるとともに互いに並列接続され
た負荷開閉用の2個の第1、第2リレースイツチ
であつて、該第1のリレースイツチはダイオード
を直列に接続し、リレースイツチのオン動作は、
第1、第2リレースイツチのオフ時における閉ル
ープの負荷電圧を検出して正または負の一方の半
周期毎に対応して出力されるオンパルスを作成
し、負荷をオンさせるために入力されるオン指令
信号とオンパルスとの一致に基づいて、交流電源
の電圧波形がダイオードの逆方向の半周期におい
て第1のリレースイツチをオンし、遅れて第2の
リレースイツチをダイオードの順方向の半周期に
おいてオンさせ、リレースイツチのオフ動作は、
第1、第2リレースイツチのオン時における閉ル
ープの負荷電流を検出して正または負の一方の半
周期毎に対応して出力されるオフパルスを作成
し、負荷をオフさせるために入力されるオフ指令
信号とオフパルスとの一致に基づいて、交流電源
の電圧波形がダイオードの順方向の半周期におい
てその第2のリレースイツチをオフし、遅れて第
1のスイツチをダイオードの逆方向の半周期にお
いてオフさせる交流スイツチ回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an AC switch circuit, and more specifically, the present invention relates to an AC switch circuit, and more particularly, two switch circuits for switching loads, which are inserted in a series circuit between an AC power source and a load to form a closed loop, and are connected in parallel to each other. The first and second relay switches have diodes connected in series, and the ON operation of the relay switch is as follows:
The closed-loop load voltage is detected when the first and second relay switches are off, and an on-pulse is generated correspondingly to each positive or negative half cycle, and the on-pulse is input to turn on the load. Based on the coincidence of the command signal and the on-pulse, the voltage waveform of the AC power source turns on the first relay switch during the reverse half cycle of the diode, and after a delay turns on the second relay switch during the forward half cycle of the diode. The on and off operations of the relay switch are as follows:
Detects the closed loop load current when the first and second relay switches are on, creates an off pulse that is output in response to each positive or negative half cycle, and creates an off pulse that is input to turn off the load. Based on the coincidence of the command signal and the off pulse, the voltage waveform of the AC power source turns off its second relay switch during the forward half-cycle of the diode, and later turns off the first switch during the reverse half-cycle of the diode. This relates to an AC switch circuit that turns off.

第1図を参照して、先行技術においては、交流
電源1および負荷2に閉ループを成してスイツチ
ング回路3が接続される。スイツチング回路3の
スイツチング態様を変えるためのタイミングを検
出するために、スイツチング回路3の導通時に閉
ループに流れる電流を検出する電流検出器CTと、
スイツチング回路3の遮断時にスイツチング回路
3の両端間の電圧を検出する電圧検出器PTとが
設けられる。電流検出器CTおよび電圧検出器PT
からの出力は、スイツチ制御回路4に与えられ
る。スイツチ制御回路4は、電流検出器CTおよ
び電圧検出器PTからの出力ならびに制御入力端
子5に与えられるオンおよびオフ指令信号に応答
して、所望の無アークのタイミングにスイツチン
グ回路3のスイツチング態様を所望のスイツチン
グ態様に変える。ところが、電流検出器CTおよ
び電圧検出器PTの2つが個別的に用いられてお
り、部品点数が多く、かつ電流検出器CTおよび
電圧検出器PTのためのスペースが大であり高価
となつた。電圧検出器PTが電圧を検出している
ときには、電流検出器CTは電流を検出していな
い。逆に電流検出器CTが電流を検出していると
きには、電圧検出器PTは電圧を検出していない。
このように電圧検出器PTと電流検出器CTとが交
互に電圧と電流とを検出しているので、電圧検出
器PTと電流検出器CTとが効率的に使用されてい
ない。
Referring to FIG. 1, in the prior art, a switching circuit 3 is connected to an AC power source 1 and a load 2 in a closed loop. In order to detect the timing for changing the switching mode of the switching circuit 3, a current detector CT detects the current flowing in the closed loop when the switching circuit 3 is conductive;
A voltage detector PT is provided to detect the voltage across the switching circuit 3 when the switching circuit 3 is cut off. Current detector CT and voltage detector PT
The output from the switch control circuit 4 is given to the switch control circuit 4. The switch control circuit 4 changes the switching mode of the switching circuit 3 at a desired arc-free timing in response to outputs from the current detector CT and voltage detector PT and on and off command signals applied to the control input terminal 5. Change the switching mode to the desired one. However, the current detector CT and the voltage detector PT are used individually, and the number of parts is large, and the space for the current detector CT and the voltage detector PT is large, resulting in high cost. When voltage detector PT is detecting voltage, current detector CT is not detecting current. Conversely, when current detector CT is detecting current, voltage detector PT is not detecting voltage.
Since the voltage detector PT and the current detector CT detect voltage and current alternately in this way, the voltage detector PT and the current detector CT are not used efficiently.

本発明の目的は、上述の技術的課題を解決し、
電流および電圧を効率よく検出し、その検出する
ための部品を少なくするとともに、そのスペース
を可及的に小とすることができる交流スイツチ回
路を提供することである。
The purpose of the present invention is to solve the above-mentioned technical problems,
To provide an AC switch circuit that can efficiently detect current and voltage, reduce the number of components for the detection, and minimize the space required.

以下、図面によつて本発明の実施例を説明す
る。第2図は、本発明の一実施例の回路図であ
る。交流電源11、負荷12および端子13,1
4に閉ループを成してスイツチング回路15が接
続される。スイツチング回路15は、第1リレー
スイツチ16と、第2リレースイツチ17と、ダ
イオード18とを有する。第1リレースイツチ1
6とダイオード18とは、直列に接続される。第
1リレースイツチ16およびダイオード18から
成る直列回路には、第2リレースイツチ17が並
列に接続される。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention. AC power supply 11, load 12 and terminals 13,1
A switching circuit 15 is connected to 4 to form a closed loop. The switching circuit 15 includes a first relay switch 16, a second relay switch 17, and a diode 18. 1st relay switch 1
6 and diode 18 are connected in series. A second relay switch 17 is connected in parallel to a series circuit consisting of a first relay switch 16 and a diode 18.

前記閉ループの途中には、環状鉄心19の第1
コイル20が直列に接続される。環状鉄心19
は、第2コイル21および第3コイル22を有す
る。第2コイル21は、高インピーダンスを有す
る抵抗23と直列に接続される。第2コイル21
および抵抗23は、第2リレースイツチ17に並
列に接続される。第3コイル22は、スイツチ制
御回路31に接続される。第1、第2および第コ
イル20,21,22は、相互に磁気結合され
る。
In the middle of the closed loop, the first ring of the annular iron core 19
Coils 20 are connected in series. Annular core 19
has a second coil 21 and a third coil 22. The second coil 21 is connected in series with a resistor 23 having high impedance. Second coil 21
and resistor 23 are connected in parallel to second relay switch 17. The third coil 22 is connected to the switch control circuit 31. The first, second and second coils 20, 21, 22 are magnetically coupled to each other.

スイツチング回路15が導通しているとき、す
なわち第1および第2リレースイツチ16,17
が導通しているときには、交流電源11→負荷1
2→端子13→第2リレースイツチ17→第1コ
イル20→端子14→交流電源11の経路または
この逆の経路を介して大電流i0が流れ、負荷1
2が電力付勢される。第1コイル20に大電流i
0が流れると、環状鉄心19が飽和して第3コイ
ル22からスイツチ制御回路31に負荷電流検出
時の飽和出力が導出される。
When the switching circuit 15 is conductive, that is, the first and second relay switches 16 and 17
is conducting, AC power supply 11 → load 1
A large current i0 flows through the path 2→terminal 13→second relay switch 17→first coil 20→terminal 14→AC power supply 11 or the opposite path, and the load 1
2 is powered on. Large current i in the first coil 20
When 0 flows, the annular iron core 19 is saturated, and a saturated output at the time of load current detection is derived from the third coil 22 to the switch control circuit 31.

スイツチング回路15が遮断しているとき、す
なわち第1および第2リレースイツチ16,17
が遮断しているときには、交流電流11→負荷1
2→端子13→抵抗23→第2コイル21→第1
コイル20→端子14→交流電源11の経路また
はこの逆の経路を介して小電流i1が流れ、負荷
12は電力消勢される。第1および第2コイルに
小電流i1が流れると、環状鉄心19は未飽和
で、第3コイル22からスイツチ制御回路31に
負荷電圧検出時の未飽和出力が導出される。
When the switching circuit 15 is cut off, that is, the first and second relay switches 16 and 17
is cut off, AC current 11 → load 1
2 → terminal 13 → resistor 23 → second coil 21 → first
A small current i1 flows through the coil 20→terminal 14→AC power supply 11 path or the reverse path, and the load 12 is de-energized. When a small current i1 flows through the first and second coils, the annular iron core 19 is unsaturated, and an unsaturated output is derived from the third coil 22 to the switch control circuit 31 when the load voltage is detected.

第1リレースイツチ16は、第1ラツチングリ
レー32に関連するものである。この第1ラツチ
ングリレー32は、いわゆる一巻線形ラツチング
リレーであり、リレーコイル33を有する。この
リレーコイル33が一時的に矢符34の向きに励
磁されると、第1リレースイツチ16は導通する
のに要する動作時間W1後に導通して、その導通
状態を機械的に自己保持する。またリレーコイル
33が一時的に反対の矢符35の向きに励磁され
ると、第1リレースイツチ16は遮断するのに要
する動作時間W2後に遮断状態となつてその遮断
状態を自己保持する。
The first relay switch 16 is associated with the first latching relay 32. This first latching relay 32 is a so-called single-turn latching relay, and has a relay coil 33. When the relay coil 33 is temporarily excited in the direction of the arrow 34, the first relay switch 16 becomes conductive after the operating time W1 required for it to become conductive, and mechanically maintains its conductive state. Further, when the relay coil 33 is temporarily excited in the opposite direction of the arrow 35, the first relay switch 16 enters the cut-off state after the operating time W2 required for cut-off, and maintains the cut-off state by itself.

第1ラツチングリレー32のリレーコイル33
を駆動するために、スイツチ制御回路31におい
て第1リレー駆動回路36が設けられる。この第
1リレー駆動回路36において半導体スイツチン
グ素子となるトランジスタTR1およびトランジ
スタTR2は直列接続され、それらの接続点37
は第1ラツチングリレー32のリレーコイル33
の一方端子に接続される。トランジスタTR3と
トランジスタTR4とは直列接続され、それらの
接続点38はリレーコイル33の他方端子に接続
される。
Relay coil 33 of first latching relay 32
A first relay drive circuit 36 is provided in the switch control circuit 31 to drive the switch control circuit 31 . In this first relay drive circuit 36, the transistor TR1 and the transistor TR2, which serve as semiconductor switching elements, are connected in series, and their connection point 37
is the relay coil 33 of the first latching relay 32.
Connected to one terminal of Transistor TR3 and transistor TR4 are connected in series, and their connection point 38 is connected to the other terminal of relay coil 33.

接続点37,38間にはリレーコイル33の逆
起電力防止用としてツエナダイオード39,40
が相互に逆方向に直列に接続される。
Zener diodes 39 and 40 are connected between the connection points 37 and 38 to prevent back electromotive force of the relay coil 33.
are connected in series in opposite directions.

ANDゲートG1の出力は、反転用のトランジ
スタTR5のベースに与えられるとともに、前述
のトランジスタTR4のベースに与えられる。ト
ランジスタTR5のコレクタは、トランジスタ
TR1のベースに接続される。ANDゲートG2
の出力は、トランジスタTR6のベースに与えら
れるとともに、トランジスタTR2のベースに与
えられる。トランジスタTR6のコレクタは、ト
ランジスタTR3のベースに接続される。
The output of the AND gate G1 is applied to the base of the inverting transistor TR5 and also to the base of the aforementioned transistor TR4. The collector of transistor TR5 is a transistor
Connected to the base of TR1. AND gate G2
The output of is applied to the base of transistor TR6 and to the base of transistor TR2. The collector of transistor TR6 is connected to the base of transistor TR3.

ANDゲートG1の出力がハイレベルになると、
トランジスタTR4,TR5が導通し、トランジ
スタTR1は導通する。ANDゲートG2の出力
はローレベルであり、したがつてトランジスタ
TR2,TR6が遮断している。そのためトラン
ジスタTR3が遮断している。こうしてトランジ
スタTR1、接続点37、リレーコイル33、接
続点38、およびトランジスタTR4を通る電流
経路が形成され、リレーコイル33には矢符34
の方向に電流が流れる。そのため第1リレースイ
ツチ16が導通して自己保持される。
When the output of AND gate G1 becomes high level,
Transistors TR4 and TR5 become conductive, and transistor TR1 becomes conductive. The output of AND gate G2 is at low level, so the transistor
TR2 and TR6 are blocked. Therefore, transistor TR3 is cut off. In this way, a current path passing through the transistor TR1, the connection point 37, the relay coil 33, the connection point 38, and the transistor TR4 is formed, and the relay coil 33 is connected to the arrow 34.
Current flows in the direction of. Therefore, the first relay switch 16 becomes conductive and self-maintained.

ANDゲートG2からの出力がハイレベルとな
つたときには、トランジスタTR2,TR6が導
通し、トランジスタTR3が導通する。ANDゲ
ートG1の出力は、ローレベルでありトランジス
タTR4,TR5が遮断し、トランジスタTR1が
遮断している。こうしてトランジスタTR3、接
続点38、リレーコイル33、接続点37およ
び、トランジスタTR2を通る電流経路が形成さ
れ、リレーコイル33には上記とは逆方向の矢符
35方向の励磁電流が流れる。これによつて第1
リレースイツチ16が遮断して自己保持される。
When the output from AND gate G2 becomes high level, transistors TR2 and TR6 become conductive, and transistor TR3 becomes conductive. The output of AND gate G1 is at a low level, transistors TR4 and TR5 are cut off, and transistor TR1 is cut off. In this way, a current path passing through the transistor TR3, the connection point 38, the relay coil 33, the connection point 37, and the transistor TR2 is formed, and an excitation current flows in the relay coil 33 in the direction of the arrow 35, which is the opposite direction to the above. This makes the first
Relay switch 16 is shut off and self-maintained.

第2リレースイツチ17に関連する第2ラツチ
ングリレー41も第1ラツチングリレー32と同
様に1巻線形ラツチングリレーであり、そのリレ
ーコイル42を駆動するために、スイツチ制御回
路31において第2リレー駆動回路43が設けら
れる。この第2リレー駆動回路43は第1リレー
駆動回路36と同様に構成され、トランジスタ
TR7〜TR12、ツエナダイオード44,45
を含み、トランジスタTR10,TR11のベー
スにはANDゲートG3の出力が、またトランジ
スタTR8,TR12のベースにはANDゲートG
4の出力が与えられる。
The second latching relay 41 associated with the second relay switch 17 is also a single-winding latching relay like the first latching relay 32, and in order to drive the relay coil 42, the second latching relay 41 is A relay drive circuit 43 is provided. This second relay drive circuit 43 is configured similarly to the first relay drive circuit 36, and has a transistor
TR7~TR12, Zena diode 44, 45
The output of AND gate G3 is connected to the bases of transistors TR10 and TR11, and the output of AND gate G3 is connected to the bases of transistors TR8 and TR12.
4 outputs are given.

ANDゲートG3の出力がハイレベルになると、
トランジスタTR10,TR11が導通し、トラ
ンジスタTR7は導通する。ANDゲートG4の
出力はローレベルであり、したがつてトランジス
タTR8,TR12が遮断している。そのためト
ランジスタTR9が遮断している。こうしてトラ
ンジスタTR7、接続点46、リレーコイル4
2、接続点47、およびトランジスタTR10を
通る電流経路が形成され、リレーコイル42には
矢符48の方向に電流が流れる。そのため第2リ
レースイツチ17は、導通するのに要する動作時
間W3後に導通して自己保持される。
When the output of AND gate G3 becomes high level,
Transistors TR10 and TR11 become conductive, and transistor TR7 becomes conductive. The output of AND gate G4 is at a low level, so transistors TR8 and TR12 are cut off. Therefore, transistor TR9 is cut off. Thus transistor TR7, connection point 46, relay coil 4
2, a current path passing through connection point 47 and transistor TR10 is formed, and current flows through relay coil 42 in the direction of arrow 48. Therefore, the second relay switch 17 becomes conductive and self-maintained after the operating time W3 required for it to become conductive.

ANDゲートG4からの出力がハイレベルとな
つたときには、トランジスタTR8,TR12が
導通し、トランジスタTR9が導通する。AND
ゲートG3の出力はローレベルであり、トランジ
スタTR10,TR11が遮断しトランジスタTR
7が遮断している。こうしてトランジスタTR
9、接続点47、リレーコイル42、接続点46
およびトランジスタTR8を通る電流経路が形成
され、リレーコイル42には上記とは逆方向の矢
符49方向の励磁電流が流れる。これによつて第
2リレースイツチ17は、遮断するのに要する動
作時間W4後に遮断して自己保持される。
When the output from AND gate G4 becomes high level, transistors TR8 and TR12 become conductive, and transistor TR9 becomes conductive. AND
The output of gate G3 is low level, transistors TR10 and TR11 are cut off, and transistor TR
7 is blocking it. Thus transistor TR
9, connection point 47, relay coil 42, connection point 46
A current path passing through the transistor TR8 is formed, and an excitation current flows through the relay coil 42 in the direction of arrow 49, which is the opposite direction to that described above. As a result, the second relay switch 17 is self-maintained by shutting off after the operating time W4 required for shutting off.

リレーコイル33,42に流れる電流が遮断す
るとき、そのリレーコイル33,42は供給電圧
Vccを超える電圧が発生し、トランジスタTR1
〜TR12を破壊しないためにツエナダイオード
39,40,44,45が設けられる。各端子5
0には供給電圧Vccが与えられる。ここでツエナ
ダイオード39,40,44,45のブレークダ
ウン電圧は供給電圧Vccの電圧を超える値であ
り、かつ第1リレー駆動回路36および第2リレ
ー駆動回路43のトランジスタTR1〜TR12
が破壊する電圧未満の値である。
When the current flowing through the relay coils 33, 42 is cut off, the relay coils 33, 42 are connected to the supply voltage.
A voltage exceeding Vcc occurs and transistor TR1
- Zener diodes 39, 40, 44, and 45 are provided to prevent the TR 12 from being destroyed. Each terminal 5
0 is given the supply voltage Vcc. Here, the breakdown voltage of the Zener diodes 39, 40, 44, 45 is a value exceeding the voltage of the supply voltage Vcc, and the transistors TR1 to TR12 of the first relay drive circuit 36 and the second relay drive circuit 43
is less than the voltage at which it breaks down.

ANDゲートG1〜G4の出力がハイレベルか
らローレベルにそれぞれ変化すると、リレーコイ
ル33,42には逆起電力が発生する。このとき
リレーコイル33→接続点37→ツエナダイオー
ド39→ツエナダイオード40→接続点38→リ
レーコイル33、リレーコイル42→接続点46
→ツエナダイオード44→ツエナダイオード45
→接続点47→リレーコイル42あるいはその逆
の方向に電流が流れ、ツエナダイオード39,4
0,44,45はブレークダウンする。ツエナダ
イオード39,40,44,45がブレークダウ
ンするため、逆起電力は吸収され、トランジスタ
TR1〜TR12が破壊されることはない。
When the outputs of the AND gates G1 to G4 change from a high level to a low level, a back electromotive force is generated in the relay coils 33 and 42. At this time, relay coil 33 → connection point 37 → Zena diode 39 → Zena diode 40 → connection point 38 → relay coil 33, relay coil 42 → connection point 46
→Zena diode 44 →Zena diode 45
→ Connection point 47 → Current flows in the relay coil 42 or vice versa, and the Zener diode 39, 4
0, 44, 45 break down. Since the Zener diodes 39, 40, 44, and 45 break down, the back electromotive force is absorbed and the transistor
TR1 to TR12 will not be destroyed.

スイツチ制御回路31において、環状鉄心19
の3次コイル22には、相互に逆方向なダイオー
ド61,62がそれぞれ並列に接続される。ダイ
オード61,62は、3次コイル22からの出力
をそれらの順方向電圧の範囲内に抑える働きをす
る。直流電圧+Vccは、抵抗63,64によつて
分圧され、この分圧された電圧V1は、3次コイ
ル22の一端に与えられる。3次コイル22の他
端は、矩形波整形回路65の非反転入力および矩
形波整形回路66の反転入力にそれぞれ接続され
る。
In the switch control circuit 31, the annular iron core 19
Diodes 61 and 62 having mutually opposite directions are connected in parallel to the tertiary coil 22 . The diodes 61 and 62 serve to suppress the output from the tertiary coil 22 within their forward voltage range. The DC voltage +Vcc is divided by resistors 63 and 64, and this divided voltage V1 is applied to one end of the tertiary coil 22. The other end of the tertiary coil 22 is connected to a non-inverting input of a rectangular wave shaping circuit 65 and an inverting input of a rectangular wave shaping circuit 66, respectively.

矩形波整形回路65の反転入力には、直流電圧
+Vccの抵抗67,68によつて分圧された電圧
V2が与えられる。矩形波整形回路65は、電圧
V2をしきい値として波形整形を行なう。矩形波
整形回路66の非反転入力には、直流電圧+Vcc
の抵抗69,70によつて分圧された電圧V3が
与えられる。矩形波整形回路66は、電圧V3を
しきい値として波形整形を行なう。矩形波整形回
路65のしきい値V2は、矩形波整形回路66の
しきい値V3より大(V2>V3)に設定される。
The inverting input of the rectangular wave shaping circuit 65 is supplied with a voltage V2 of DC voltage +Vcc divided by resistors 67 and 68. The rectangular wave shaping circuit 65 performs waveform shaping using the voltage V2 as a threshold. The non-inverting input of the rectangular wave shaping circuit 66 has a DC voltage +Vcc.
A voltage V3 divided by the resistors 69 and 70 is applied. The rectangular wave shaping circuit 66 performs waveform shaping using the voltage V3 as a threshold. The threshold value V2 of the rectangular wave shaping circuit 65 is set to be larger than the threshold value V3 of the rectangular wave shaping circuit 66 (V2>V3).

矩形波整形回路65の出力は、ANDゲートG
5の一方の入力に与えられるとともに、奇数個
(図示2つ)のインバータG6,G7を介して
ANDゲートG5の他方の入力に与えられる。
ANDゲートG5およびインバータG6,G7に
よつて立上がり微分回路が構成される。ANDゲ
ートG5は、矩形波整形回路65の出力の立上が
り時にハイレベルのパルスを出力する。このパル
スは、負荷電源電圧のゼロ検出出力となる。
ANDゲートG5の出力は、ANDゲートG8,G
9の一方の入力にそれぞれ与えられる。
The output of the rectangular wave shaping circuit 65 is an AND gate G.
5, and through an odd number (two shown) of inverters G6 and G7.
It is applied to the other input of AND gate G5.
A rising differential circuit is configured by AND gate G5 and inverters G6 and G7. AND gate G5 outputs a high-level pulse when the output of rectangular wave shaping circuit 65 rises. This pulse becomes the zero detection output of the load power supply voltage.
The output of AND gate G5 is AND gate G8, G
9, respectively.

矩形波整形回路66の出力は、ANDゲートG
10の一方の入力に与えられるとともに、奇数個
(図示2つ)のインバータG11,12を介して
ANDゲートG10の他方の入力に与えられる。
矩形波整形回路66の出力はまた、ANDゲート
G13の一方の入力に与えられるとともに、イン
バータG14を介してANDゲートG15の一方
の入力に与えられる。ANDゲートG10の出力
は、単安定回路71に与えられる。単安定回路7
1は、ANDゲートG10からのハイレベルの微
分パルスに応答し、予め定めたパルス幅W5のハ
イレベルの信号を出力する。この単安定回路71
は、環状鉄心19が負荷電圧検出および負荷電流
検出のどちらを行なつているかを判別するために
設けられる。このパルス幅W5は、負荷電圧検出
時の矩形波整形回路66のハイレベルの出力のパ
ルス幅W6より短く、かつ負荷電流検出時の矩形
波整形回路66のハイレベルの出力のパルス幅
W7より長く設定される(W6>W5>W7)。単安
定回路71の出力は、インバータG16を介して
ANDゲートG13の他方の入力に与えられると
ともにANDゲートG15の他方の入力に与えら
れる。
The output of the rectangular wave shaping circuit 66 is an AND gate G.
10, and via an odd number (two shown) of inverters G11, 12.
It is applied to the other input of AND gate G10.
The output of the rectangular wave shaping circuit 66 is also applied to one input of an AND gate G13 and, via an inverter G14, to one input of an AND gate G15. The output of AND gate G10 is given to monostable circuit 71. monostable circuit 7
1 outputs a high-level signal with a predetermined pulse width W5 in response to a high-level differential pulse from the AND gate G10. This monostable circuit 71
is provided to determine whether the annular core 19 is detecting load voltage or detecting load current. This pulse width W5 is shorter than the pulse width W6 of the high level output of the rectangular wave shaping circuit 66 when detecting the load voltage, and the pulse width of the high level output of the rectangular wave shaping circuit 66 when detecting the load current.
It is set longer than W7 (W6>W5>W7). The output of the monostable circuit 71 is passed through the inverter G16.
It is applied to the other input of AND gate G13 and the other input of AND gate G15.

ANDゲートG13の出力は、NORゲートG1
7の一方の入力に与えられるとともに、奇数個
(図示2つ)のインバータG18,G19を介し
てNORゲートG17の他方の入力に与えられる。
NORゲートG17およびインバータG18,G
19によつて微分回路が構成され、ANDゲート
G13の出力の立下がり時に、NORゲートG1
7はハイレベルの微分パルスを出力する。NOR
ゲートG17の出力は、単安定回路72に与えら
れる。単安定回路72は、NORゲートG17か
らの微分パルスに応答し、予め定めたパルス幅
W8のハイレベルのパルスを出力する。このパル
ス幅W8は、矩形波整形回路66の出力がハイレ
ベルからローレベルとなつたときから矩形波整形
回路65の出力がローレベルからハイレベルにな
るまでの時間差以上の時間に設定される。すなわ
ち、単安定回路72は、負荷電圧検出時のAND
ゲートG5からのパルスのみを通過させる役割を
果す。単安定回路72の出力は、ANDゲートG
8の他方の入力に与えられる。ANDゲートG8
は、単安定回路72からのハイレベルの出力と、
ANDゲートG5からのパルスとによつてハイレ
ベルのパルスを出力する(以後オンパルスと呼
ぶ)。このオンパルスは、ANDゲートG23の一
方の入力に与えられる。
The output of AND gate G13 is NOR gate G1
7 and the other input of NOR gate G17 via an odd number (two shown) of inverters G18 and G19.
NOR gate G17 and inverter G18,G
19 constitutes a differentiating circuit, and when the output of AND gate G13 falls, NOR gate G1
7 outputs a high level differential pulse. NOR
The output of gate G17 is given to monostable circuit 72. The monostable circuit 72 responds to the differential pulse from the NOR gate G17 and generates a predetermined pulse width.
Outputs W8 high level pulse. This pulse width W8 is set to a time longer than the time difference from when the output of the rectangular wave shaping circuit 66 changes from high level to low level until the output of the rectangular wave shaping circuit 65 changes from low level to high level. In other words, the monostable circuit 72 performs an AND operation when detecting the load voltage.
It plays the role of passing only the pulse from gate G5. The output of the monostable circuit 72 is an AND gate G
8 to the other input. AND gate G8
is the high level output from the monostable circuit 72, and
A high-level pulse is output in response to the pulse from AND gate G5 (hereinafter referred to as an on-pulse). This on-pulse is applied to one input of AND gate G23.

ANDゲートG15の出力は、NORゲートG2
0の一方の入力に与えられるとともに、奇数個
(図示2つ)のインバータG21,G22を介し
てNORゲートG20の他方の入力に与えられる。
NORゲートG20およびインバータG21,G
22によつて微分回路が構成され、ANDゲート
G13の出力の立下がり時に、NORゲートG2
0はハイレベルの微分パルスを出力する。NOR
ゲートG20の出力は、単安定回路73に与えら
れる。単安定回路73は、NORゲートG20か
らの微分パルスに応答し、予め定めたパルス幅
W9のハイレベルのパルスを出力する。このパル
ス幅W9は、単安定回路71の出力がハイレベル
からローレベルになつたときから電流検出時の矩
形波整形回路65の出力がローレベルからハイレ
ベルになるまでの時間差以上の時間に設定され
る。すなわち、単安定回路73は、負荷電流検出
時のANDゲートG5からのパルスのみを通過さ
せる役割を果す。単安定回路73の出力は、
ANDゲートG9の他方の入力に与えられる。
ANDゲートG9は、単安定回路73からのハイ
レベルの出力と、ANDゲートG5からのパルス
とによつてハイレベルのパルスを出力する(以後
オフパルスと呼ぶ)。このオフパルスは、ANDゲ
ートG24の一方の入力に与えられる。
The output of AND gate G15 is NOR gate G2
0 and is also applied to the other input of NOR gate G20 via an odd number (two shown) of inverters G21 and G22.
NOR gate G20 and inverter G21,G
22 constitutes a differentiation circuit, and when the output of AND gate G13 falls, NOR gate G2
0 outputs a high level differential pulse. NOR
The output of gate G20 is given to monostable circuit 73. The monostable circuit 73 responds to the differential pulse from the NOR gate G20 and generates a predetermined pulse width.
Outputs W9 high level pulse. This pulse width W9 is set to a time longer than the time difference from when the output of the monostable circuit 71 changes from high level to low level until the output of the rectangular wave shaping circuit 65 changes from low level to high level during current detection. be done. That is, the monostable circuit 73 serves to pass only the pulse from the AND gate G5 when detecting the load current. The output of the monostable circuit 73 is
It is applied to the other input of AND gate G9.
AND gate G9 outputs a high level pulse (hereinafter referred to as an off pulse) based on the high level output from monostable circuit 73 and the pulse from AND gate G5. This off-pulse is applied to one input of AND gate G24.

制御入力端子81に与えられた負荷12をオン
させるためのオン指令信号または負荷12をオフ
させるためのオフ指令信号は、ダイオード82,
83、抵抗84、波形整形機能を有するバツフア
G25を介して第1雑音除去回路85に与えられ
る。第1雑音除去回路85において、バツフアG
25からの信号はANDゲートG26の一方の入
力端に与えられるとともに、抵抗86およびコン
デンサ87から成る第1遅延回路88を介して
ANDゲートG26の他方の入力端に与えられる。
An on command signal for turning on the load 12 or an off command signal for turning off the load 12 applied to the control input terminal 81 is transmitted through the diode 82,
83, a resistor 84, and a buffer G25 having a waveform shaping function. In the first noise removal circuit 85, the buffer G
The signal from 25 is applied to one input terminal of AND gate G26, and is also applied via a first delay circuit 88 consisting of a resistor 86 and a capacitor 87.
It is applied to the other input terminal of AND gate G26.

制御入力端子81に与えられる入力信号にイン
パルス性雑音が含まれると、誤つた論理信号に解
されるおそれがある。第1遅延回路88に入力さ
れた信号は、遅延時間ΔT1後に第1遅延回路8
8から導出される。制御入力端子81に与えられ
る信号がローレベルでしかもハイレベルのインパ
ルス性雑音を含んでいる場合に、そのハイレベル
のインパルス性雑音は遅延時間ΔT1だけ遅延さ
れる。ANDゲートG26の出力は、両入力の論
理積であり、インパルス性雑音が時間ΔT1だけ
遅延されることによつてローレベルとなる。した
がつて第1雑音除去回路85は、ハイレベルのイ
ンパルス性雑音を除去する。ANDゲートG26
の出力は第2雑音除去回路89に入力される。
If the input signal applied to the control input terminal 81 contains impulsive noise, there is a risk that it will be interpreted as an erroneous logic signal. The signal input to the first delay circuit 88 is transmitted to the first delay circuit 88 after a delay time ΔT1.
8. When the signal applied to the control input terminal 81 is low level and includes high level impulsive noise, the high level impulsive noise is delayed by the delay time ΔT1. The output of the AND gate G26 is the logical product of both inputs, and becomes low level by delaying the impulsive noise by a time ΔT1. Therefore, the first noise removal circuit 85 removes high-level impulsive noise. AND gate G26
The output of is input to the second noise removal circuit 89.

第2雑音除去回路89において、ANDゲート
G26からの出力はORゲートG27の一方の入
力端子に与えられるとともに、抵抗90およびコ
ンデンサ91から成る第2遅延回路92を介して
ORゲートG27の他方の入力端子に与えられ
る。
In the second noise removal circuit 89, the output from the AND gate G26 is applied to one input terminal of an OR gate G27, and is also passed through a second delay circuit 92 consisting of a resistor 90 and a capacitor 91.
It is applied to the other input terminal of OR gate G27.

制御入力端子81に与えられる指令信号がハイ
レベルでしかもローレベルのインパルス性雑音を
含んでいる場合を想定する。このローレベルのイ
ンパルス性雑音は、第2遅延回路92によつて遅
延時間ΔT2だけ遅延される。ORゲートG27の
出力は両入力の論理和であり、したがつてローレ
ベルのインパルス性雑音を除去したハイレベルの
信号となる。第1雑音除去回路85でハイレベル
のインパルス性雑音が除去され、第2雑音除去回
路89でローレベルのインパルス性雑音が除去さ
れるので、ORゲートG27からはハイレベルお
よびローレベルのインパルス性雑音の除去された
オンまたはオフ指令信号が出力される。
Assume that the command signal applied to the control input terminal 81 contains high-level and low-level impulsive noise. This low-level impulsive noise is delayed by the second delay circuit 92 by a delay time ΔT2. The output of the OR gate G27 is the logical sum of both inputs, and therefore becomes a high level signal from which low level impulsive noise has been removed. Since high level impulsive noise is removed in the first noise removal circuit 85 and low level impulsive noise is removed in the second noise removal circuit 89, high level and low level impulsive noise are removed from OR gate G27. A removed on or off command signal is output.

ORゲートG27の出力は、ANDゲートG1,
G3,G28の一方の入力、ANDゲートG23
の他方の入力およびインバータG29の入力に与
えられる。インバータG29の出力は、ANDゲ
ートG2,G4,G30の一方の入力および
ANDゲートG24の他方の入力に与えられる。
ANDゲートG23の出力は、ORゲートG31の
一方の入力に与えられる。ANDゲートG24の
出力は、ORゲートG31の他方の入力に与えら
れる。ORゲートG31の出力は、ANDゲートG
32の一方の入力に与えられる。ANDゲートG
32の他方の入力には、インバータG33の出力
が与えられる。ANDゲートG32の出力は、遅
延回路101の入力に与えられる。遅延回路10
1は、ANDゲートG32の出力を時間W10遅延
して出力する。この時間W10は、第1リレースイ
ツチ16の動作時間W1だけ早くリレーセツト信
号を出して、ダイオード18の遮断状態のときに
第1リレースイツチ16が導通するために、オン
パルスを遅延させるように設定される。
The output of OR gate G27 is AND gate G1,
One input of G3, G28, AND gate G23
and the input of inverter G29. The output of inverter G29 is connected to one input of AND gates G2, G4, and G30.
It is applied to the other input of AND gate G24.
The output of AND gate G23 is given to one input of OR gate G31. The output of AND gate G24 is given to the other input of OR gate G31. The output of OR gate G31 is AND gate G
32. AND gate G
The output of inverter G33 is given to the other input of G32. The output of AND gate G32 is given to the input of delay circuit 101. Delay circuit 10
1 outputs the output of the AND gate G32 with a delay of time W10. This time W10 is set so that the relay set signal is issued earlier by the operation time W1 of the first relay switch 16, and the on-pulse is delayed so that the first relay switch 16 becomes conductive when the diode 18 is in the cut-off state. .

遅延回路101の出力は、ANDゲートG28,
G30の他方の入力にそれぞれ与えられる。
ANDゲートG28の出力は、ORゲートG34の
一方の入力に与えられる。ANDゲートG30の
出力は、遅延回路102の入力に与えられる。遅
延回路102は、ANDゲートG30の出力を時
間W11遅延して出力する。この時間W11と前述の
時間W10との和(W10+W11)は、第2リレース
イツチ17の動作時間W4だけ早くリレーリセツ
ト信号を出して、ダイオード18の導通状態のと
きに第2リレースイツチ17が遮断するために、
オフパルスを遅延させて設定される。
The output of the delay circuit 101 is connected to the AND gate G28,
G30's other input.
The output of AND gate G28 is given to one input of OR gate G34. The output of AND gate G30 is given to the input of delay circuit 102. The delay circuit 102 delays the output of the AND gate G30 by a time W11 and outputs the delayed output. The sum of this time W11 and the above-mentioned time W10 (W10+W11) is such that the relay reset signal is output earlier by the operating time W4 of the second relay switch 17, and the second relay switch 17 is cut off when the diode 18 is in a conductive state. for,
Set by delaying the off pulse.

遅延回路102の出力は、ORゲートG34の
他方の入力に与えられる。ORゲートG34の出
力は、単安定回路103の入力に与えられる。単
安定回路103は、ORゲートG34からのハイ
レベルの信号に応答してパルス幅W12のハイレベ
ルのパルスを出力する。このパルス幅W12は、第
1リレースイツチ16が導通してから第2リレー
スイツチ17が導通するまでの時間差、および第
2リレースイツチ17が遮断してから第1リレー
スイツチ16が遮断するまでの時間差を設定する
ためのもので、交流電源11の半周期前後の時間
である。
The output of delay circuit 102 is given to the other input of OR gate G34. The output of OR gate G34 is given to the input of monostable circuit 103. Monostable circuit 103 outputs a high-level pulse with a pulse width W12 in response to a high-level signal from OR gate G34. This pulse width W12 is determined by the time difference between when the first relay switch 16 is turned on and when the second relay switch 17 is turned on, and the time difference between when the second relay switch 17 is turned off and when the first relay switch 16 is turned off. This is the time before and after a half cycle of the AC power supply 11.

単安定回路103の出力はNORゲートG35
の一方の入力に与えられるとともに奇数個(図示
2つ)のインバータG36,G37を介して
NORゲートG35の他方の入力に与えられる。
NORゲートG35およびインバータG36,G
37によつて微分回路が構成され、単安定回路1
03の立下がり時に、NORゲートG35はハイ
レベルの微分パルスを出力する。単安定回路10
3の出力はまた、ORゲートG38の一方の入力
に与えられる。NORゲートG35の出力は、単
安定回路104に与えられる。
The output of monostable circuit 103 is NOR gate G35
through an odd number (two shown) of inverters G36 and G37.
It is applied to the other input of NOR gate G35.
NOR gate G35 and inverter G36,G
37 constitutes a differentiator circuit, and monostable circuit 1
At the falling edge of 03, the NOR gate G35 outputs a high-level differential pulse. monostable circuit 10
The output of 3 is also applied to one input of OR gate G38. The output of NOR gate G35 is given to monostable circuit 104.

単安定回路104は、NORゲートG35から
の微分パルスに応答し、パルス幅W13のハイレベ
ルのパルスを出力する。このパルス幅W13は、第
2リレースイツチ17の動作時間W3以上の時間、
すなわちコイル42に第2リレースイツチ17が
導通するのに十分な電流を流すための時間、およ
び第1リレースイツチ16の動作時間W2以上の
時間、すなわちコイル33に第1リレースイツチ
16が遮断するのみ十分な電流を流すための時間
に設定される。
The monostable circuit 104 responds to the differential pulse from the NOR gate G35 and outputs a high-level pulse with a pulse width W13. This pulse width W13 is longer than the operation time W3 of the second relay switch 17,
That is, the time required for a sufficient current to flow through the coil 42 to cause the second relay switch 17 to conduct, and the time longer than the operation time W2 of the first relay switch 16, that is, the time required for the first relay switch 16 to flow through the coil 33 only to cause the first relay switch 16 to turn off. The time is set to allow sufficient current to flow.

単安定回路104の出力は、ANDゲートG2,
G3の他方の入力およびORゲートG38の他方
の入力にそれぞれ与えられる。ORゲートG38
の出力は、ANDゲートG1,G4の他方の入力
およびインバータG33の入力にそれぞれ与えら
れる。
The output of the monostable circuit 104 is connected to the AND gate G2,
It is applied to the other input of G3 and the other input of OR gate G38. OR gate G38
The output of is given to the other input of AND gates G1 and G4 and the input of inverter G33, respectively.

第3図を参照して動作を説明する。交流電源1
1から端子13に向けて第3図1に示す電圧波形
を有する交流電力が供給されている。第1および
第2リレースイツチ16,17が遮断している状
態では、環状鉄心19の3次コイル22から電圧
波形の各周期毎に第3図2の矢符111で示すよ
うに負荷電圧を検出して未飽和出力が導出され
る。第1および第2リレースイツチ16,17が
導通している状態では、環状鉄心19の3次コイ
ル22から電圧波形の各周期毎に第3図2の矢封
112で示すように負荷電流を検出して飽和出力
が導出される。
The operation will be explained with reference to FIG. AC power supply 1
AC power having a voltage waveform shown in FIG. 3 is supplied from terminal 1 to terminal 13. When the first and second relay switches 16 and 17 are closed, the load voltage is detected from the tertiary coil 22 of the annular core 19 at each period of the voltage waveform as shown by the arrow 111 in FIG. The unsaturated output is derived. When the first and second relay switches 16 and 17 are conductive, the load current is detected from the tertiary coil 22 of the annular core 19 at each cycle of the voltage waveform as shown by the arrow mark 112 in FIG. The saturated output is derived.

3次コイル22からの未飽和および飽和出力
は、矩形波整形回路65において、しきい値V2
で波形整形される。矩形波整形回路65の出力
は、第3図3に示される。矩形波整形回路65の
出力は、ANDゲートG5およびインバータG6,
G7によつて立上がり微分され、ANDゲートG
5から出力される微分パルスは第3図4に示され
る。
The unsaturated and saturated outputs from the tertiary coil 22 are processed by the rectangular wave shaping circuit 65 at a threshold value V2.
The waveform is shaped by The output of the rectangular wave shaping circuit 65 is shown in FIG. The output of the rectangular wave shaping circuit 65 is connected to an AND gate G5, an inverter G6,
The rise is differentiated by G7, and the AND gate G
The differential pulse output from 5 is shown in FIG.

3次コイル22からの未飽和および飽和出力は
また、矩形波整形回路66において、しきい値
V3で波形整形される。矩形波整形回路66の出
力は、第3図5に示される。矩形波整形回路66
の出力は、ANDゲートG10およびインバータ
G12,G13によつて立上がり微分され、
ANDゲートG10から出力される微分パルスは
第3図6に示される。単安定回路71は、AND
ゲートG10からの微分パルスに応答して、第3
図7に示すようにパルス幅W5だけハイレベルの
パルスを出力する。
The unsaturated and saturated outputs from the tertiary coil 22 are also processed at a threshold value in a square wave shaping circuit 66.
The waveform is shaped by V3. The output of the square wave shaping circuit 66 is shown in FIG. Square wave shaping circuit 66
The output of is differentiated by AND gate G10 and inverters G12 and G13,
The differential pulse output from AND gate G10 is shown in FIG. 36. The monostable circuit 71 is an AND
In response to the differential pulse from gate G10, the third
As shown in FIG. 7, a high-level pulse with a pulse width W5 is output.

ANDゲートG13は、インバータG16によ
つて反転された単安定回路71からの出力と、矩
形波整形回路66からの出力とによつて、第3図
8に示すように環状鉄心19の負荷電圧検出時の
みハイレベルのパルスを出力する。ANDゲート
G13の出力は、NORゲートG17およびイン
バータG18,G19とによつて立下がり微分さ
れる。NORゲートG17から出力される微分パ
ルスは、第3図9に示される。単安定回路72
は、NORゲートG17からの微分パルスに応答
し、第3図10に示すようにパルス幅W8だけハ
イレベルのパルスを出力する。ANDゲートG8
は、単安定回路72からのパルスと、ANDゲー
トG5からのパルスとによつて、第3図11に示
すように、環状鉄心19の負荷電圧検出時のみハ
イレベルのパルス、すなわちオンパルスを出力す
る。
The AND gate G13 detects the load voltage of the annular core 19 as shown in FIG. Outputs a high-level pulse only when The output of AND gate G13 is differentiated to fall by NOR gate G17 and inverters G18 and G19. The differential pulse output from NOR gate G17 is shown in FIG. 39. monostable circuit 72
responds to the differential pulse from the NOR gate G17 and outputs a high-level pulse with a pulse width W8 as shown in FIG. 310. AND gate G8
outputs a high-level pulse, that is, an on-pulse, only when the load voltage of the annular core 19 is detected, as shown in FIG. 3, by the pulse from the monostable circuit 72 and the pulse from the AND gate G5. .

ANDゲートG15は、単安定回路71からの
出力と、インバータG14によつて反転された矩
形波整形回路66からの出力とによつて、第3図
12に示すように環状鉄心19の負荷電流検出時
のみハイレベルのパルスを出力する。ANDゲー
トG15の出力は、NORゲートG20およびイ
ンバータG21,G22によつて立下がり微分さ
れる。NORゲートG20から出力される微分パ
ルスは、第3図13に示される。単安定回路73
は、NORゲートG20から出力される微分パル
スに応答し、第3図14に示すようにパルス幅
W9だけハイレベルのパルスを出力する。ANDゲ
ートG9は、単安定回路73からのパルスと、
ANDゲートG5からのパルスとによつて、第3
図15に示すように、環状鉄心19の負荷電流検
出時のみハイレベルのパルスすなわちオフパルス
を出力する。
The AND gate G15 detects the load current of the annular core 19 as shown in FIG. Outputs a high-level pulse only when The output of AND gate G15 is differentiated to fall by NOR gate G20 and inverters G21 and G22. The differential pulse output from NOR gate G20 is shown in FIG. 3. monostable circuit 73
responds to the differential pulse output from NOR gate G20, and changes the pulse width as shown in FIG.
Only W9 outputs a high level pulse. AND gate G9 receives the pulse from monostable circuit 73,
The third
As shown in FIG. 15, a high-level pulse, that is, an off-pulse, is output only when the load current of the annular core 19 is detected.

第1および第2リレースイツチ16,17が遮
断している状態で、時刻t1において第3図16に
示すように負荷12を電力付勢するためのハイレ
ベルのオン指令信号が制御入力端子81に与えら
れると、ANDゲートG8からのオンパルスと、
インパルス性雑音の除去されたORゲートG27
からのハイレベルの信号とによつて、ANDゲー
トG23は第3図17に示すようにハイレベルの
パルスを出力する。ANDゲートG23からのハ
イレベルのパルスは、ORゲートG31を介して
ANDゲートG32の一方の入力に与えられる。
ANDゲートG32は、インバータG33の出力
が第3図16に示すようにハイレベルの期間だ
け、すなわち単安定回路103,104の動作中
を除いた期間だけANDゲートG23からのハイ
レベルのパルスを第3図19に示すように通過さ
せて遅延回路101に与える。遅延回路101
は、ANDゲートG32からのハイレベルのパル
スを第3図20に示すように時間W10遅延させて
出力する。
With the first and second relay switches 16 and 17 in the cutoff state, a high-level ON command signal for energizing the load 12 is applied to the control input terminal 81 at time t1 as shown in FIG. 3. When given, the on-pulse from AND gate G8;
OR gate G27 with impulsive noise removed
The AND gate G23 outputs a high-level pulse as shown in FIG. 17 in response to the high-level signal from . The high level pulse from AND gate G23 is passed through OR gate G31.
It is applied to one input of AND gate G32.
The AND gate G32 receives the high level pulse from the AND gate G23 only during the period when the output of the inverter G33 is at the high level, as shown in FIG. 3. As shown in FIG. 19, the signal is passed through and applied to the delay circuit 101. Delay circuit 101
outputs the high level pulse from the AND gate G32 with a delay of time W10 as shown in FIG. 320.

遅延回路101からのハイレベルの出力は、
ANDゲートG28の一方の入力がハイレベルで
あるので、ANDゲートG28およびORゲートG
34を介して単安定回路103に与えられる。単
安定回路103は、ORゲートG34からのハイ
レベルのパルスに応答して第3図21に示すよう
に時間W12間ハイレベルのパルスを出力する。
The high level output from the delay circuit 101 is
Since one input of AND gate G28 is at high level, AND gate G28 and OR gate G
34 to the monostable circuit 103. The monostable circuit 103 outputs a high level pulse for a time W12 as shown in FIG. 3, in response to the high level pulse from the OR gate G34.

単安定回路103のハイレベルの出力は、
NORゲートG35およびインバータG36,G
37によつて立下がり微分される。NORゲート
G35から出力される微分パルスは、第3図22
に示される。単安定回路104はNORゲートG
35からの微分パルスに応答して、第3図23に
示すようにパルス幅W13のハイレベルのパルスを
出力する。ORゲートG38は、単安定回路10
3,104からの出力によつて第3図24に示す
ようにパルス幅(W12+W13)のハイレベルのパ
ルスを出力する。
The high level output of the monostable circuit 103 is
NOR gate G35 and inverter G36,G
It is differentiated by 37 in the falling direction. The differential pulse output from the NOR gate G35 is shown in FIG.
is shown. Monostable circuit 104 is NOR gate G
In response to the differential pulse from 35, a high level pulse with a pulse width W13 is output as shown in FIG. OR gate G38 is monostable circuit 10
3, 104 outputs a high level pulse with a pulse width (W12+W13) as shown in FIG.

以上のようにして、先ずANDゲートG1の出
力がORゲートG38からの正のパルスに応じ
て、第3図25で示すようにハイレベルとなる。
それによつてリレーコイル33には矢符34の方
向に電流が流れ、第3図26で示すように、第1
リレースイツチ16が負荷電圧の負の位相すなわ
ちダイオード18の逆方向の半周期においてオン
動作してセツトされる。
As described above, first, the output of the AND gate G1 becomes high level as shown in FIG. 25 in response to the positive pulse from the OR gate G38.
As a result, a current flows through the relay coil 33 in the direction of the arrow 34, and as shown in FIG.
The relay switch 16 is turned on and set during the negative phase of the load voltage, that is, the reverse half cycle of the diode 18.

次いで、ANDゲートG3の出力が、単安定回
路104からの正のパルスに応じて、第3図27
で示すようにハイレベルとなる。それによつて、
リレーコイル42に矢符48の方向に電流が流
れ、第3図28で示すように、第2リレースイツ
チ17が負荷電圧の正の位相すなわちダイオード
18の順方向の半周期においてオン動作してセツ
トされる。
The output of AND gate G3 then changes as shown in FIG.
The level is high as shown in . By that,
A current flows through the relay coil 42 in the direction of the arrow 48, and as shown in FIG. be done.

以上のような動作により、アークを発生するこ
となしに、負荷12を電力付勢することができ
る。
By the above-described operation, the load 12 can be energized without generating an arc.

上述のごとく負荷12の電力付勢に応じて第3
図29で示すごとく負荷電流が流れる。負荷電流
が流れることによつて、前述のようにANDゲー
トG9からオフパルスが出力される。
As described above, depending on the power energization of the load 12, the third
A load current flows as shown in FIG. As the load current flows, an off pulse is output from the AND gate G9 as described above.

第1および第2リレースイツチ16,17が導
通している状態で、時刻t2において第3図16に
示すように負荷12を電力消勢するためのローレ
ベルのオフ指令信号が制御入力端子81に与えら
れると、インバータG29にはORゲートG27
からインパルス性雑音の除去されたローレベルの
信号が与えられる。インバータ29の出力は、第
3図30に示される。ANDゲート24は、AND
ゲートG9からのオフパルスと、インバータG2
9からのハイレベルの信号とによつて第3図31
に示すようにハイレベルのパルスを出力する。
ANDゲートG24からのハイレベルのパルスは、
ORゲートG31を介してANDゲートG32の一
方の入力に与えられる。ANDゲートG32は、
第3図18に示すインバータG33の出力が第3
図16に示すようにハイレベルの期間だけすなわ
ち単安定回路103,104の動作中を除いた期
間だけANDゲートG23からのハイレベルのパ
ルスを第3図19に示すように通過させて遅延回
路101に与える。遅延回路101は、ANDゲ
ートG32からのハイレベルのパルスを第3図2
0に示すように時間W10遅延させて出力する。
With the first and second relay switches 16 and 17 in conduction, a low-level off command signal for de-energizing the load 12 is applied to the control input terminal 81 at time t2 as shown in FIG. 3. When given, inverter G29 has OR gate G27
A low level signal from which impulsive noise has been removed is provided. The output of inverter 29 is shown in FIG. 30. AND gate 24 is AND
Off pulse from gate G9 and inverter G2
31 by the high level signal from 9.
Outputs a high-level pulse as shown in .
The high level pulse from AND gate G24 is
It is applied to one input of AND gate G32 via OR gate G31. AND gate G32 is
The output of inverter G33 shown in FIG.
As shown in FIG. 3, the high-level pulse from the AND gate G23 is passed only during the high-level period, that is, the period excluding when the monostable circuits 103 and 104 are in operation, as shown in FIG. give to The delay circuit 101 receives the high level pulse from the AND gate G32 as shown in FIG.
As shown in 0, the output is delayed by a time W10.

遅延回路101からのハイレベルの出力は、
ANDゲートG30の一方の入力がハイレベルで
あるので、遅延回路102に与えられる。遅延回
路102は、ANDゲートG30からのハイレベ
ルのパルスを第3図32に示すように時間W11遅
延させて出力する。遅延回路102の出力は、
ORゲートG34を介して単安定回路103に与
えられる。単安定回路103は、ORゲートG3
4からのハイレベルのパルスに応答して第3図2
1に示すように時間W12間ハイレベルのパルスを
出力する。
The high level output from the delay circuit 101 is
Since one input of AND gate G30 is at high level, it is applied to delay circuit 102. The delay circuit 102 delays the high level pulse from the AND gate G30 by a time W11 as shown in FIG. 32 and outputs the delayed pulse. The output of the delay circuit 102 is
It is applied to monostable circuit 103 via OR gate G34. Monostable circuit 103 is OR gate G3
3 in response to the high level pulse from 4.
As shown in 1, a high level pulse is output for a time W12.

単安定回路103のハイレベルの出力は、
NORゲートG35およびインバータG36,G
37によつて立下がり微分される。NORゲート
G35から出力される微分パルスは、第3図22
に示される。単安定回路104はNORゲートG
35からの微分パルスに応答して、第3図23に
示すようにパルス幅W13のハイレベルのパルスを
出力する。ORゲートG33は、単安定回路10
3,104からの出力によつて第3図24に示す
ようにパルス幅(W12+W13)のハイレベルのパ
ルスを出力する。
The high level output of the monostable circuit 103 is
NOR gate G35 and inverter G36,G
It is differentiated by 37 in the falling direction. The differential pulse output from the NOR gate G35 is shown in FIG.
is shown. Monostable circuit 104 is NOR gate G
In response to the differential pulse from 35, a high level pulse with a pulse width W13 is output as shown in FIG. OR gate G33 is monostable circuit 10
3, 104 outputs a high level pulse with a pulse width (W12+W13) as shown in FIG.

以上のようにして、先ずANDゲートG4の出
力が第3図33で示すようにハイレベルとなり、
リレーコイル42に矢符49の方向の電流が流れ
る。それによつて、第2リレースイツチ17が負
荷電流の正の位相すなわちダイオード18の順方
向の半周期において、第3図28で示すようにオ
フ動作してリセツトされる。
As described above, the output of AND gate G4 becomes high level as shown in FIG. 33,
A current flows through the relay coil 42 in the direction of arrow 49 . As a result, the second relay switch 17 is turned off and reset in the positive phase of the load current, that is, in the forward half cycle of the diode 18, as shown in FIG. 3.

次いで、ANDゲートG2の出力が第3図34
で示すようにハイレベルとなり、リレーコイル3
3に矢符35の方向の電流が流れる。それによつ
て第1リレースイツチ16が負荷電流の負の位相
すなわちダイオード18の逆方向の半周期におい
て、第3図26で示すようにオフ動作してリセツ
トされる。
Then, the output of AND gate G2 is as shown in FIG.
The level becomes high as shown in , and relay coil 3
3, a current flows in the direction of arrow 35. As a result, the first relay switch 16 is turned off and reset in the negative phase of the load current, that is, in the reverse half period of the diode 18, as shown in FIG. 26.

以上のような動作によつて、アークを発生する
ことなく負荷12を電力消勢することができる。
By the above-described operation, it is possible to de-energize the load 12 without generating an arc.

以上のように本発明によれば、単一の環状鉄心
によつて負荷電流および負荷電圧を効率よく検出
でき、その検出するための部品を少なくすること
ができるとともに、そのスペースを可及的に小と
することができる。
As described above, according to the present invention, load current and load voltage can be detected efficiently using a single annular core, the number of components for detection can be reduced, and the space can be saved as much as possible. It can be made small.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は先行技術を説明するための図、第2図
は本発明の一実施例の全体回路図、第3図はその
動作を説明するためのタイミングチヤートであ
る。 11……交流電源、12……負荷、16……第
1リレースイツチ、17……第2リレースイツ
チ、18……ダイオード、19……環状鉄心、2
0……第1コイル、21……第2コイル、22…
…第3コイル、67〜70……抵抗、31……ス
イツチ制御回路、65,66……矩形波整形回
路、71……単安定回路、81……制御入力端
子。
FIG. 1 is a diagram for explaining the prior art, FIG. 2 is an overall circuit diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a timing chart for explaining its operation. 11... AC power supply, 12... Load, 16... First relay switch, 17... Second relay switch, 18... Diode, 19... Annular iron core, 2
0...First coil, 21...Second coil, 22...
... Third coil, 67 to 70 ... Resistor, 31 ... Switch control circuit, 65, 66 ... Rectangular wave shaping circuit, 71 ... Monostable circuit, 81 ... Control input terminal.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 交流電源と負荷との直列回路に閉ループを成
して挿入されるとともに互いに並列接続された負
荷開閉用の2個の第1、第2リレースイツチであ
つて、該第1のリレースイツチはダイオードを直
列に接続し、リレースイツチのオン動作は、第
1、第2リレースイツチのオフ時における閉ルー
プの負荷電圧を検出して正または負の一方の半周
期毎に対応して出力されるオンパルスを作成し、
負荷をオンさせるために入力されるオン指令信号
とオンパルスとの一致に基づいて、交流電源の電
圧波形がダイオードの逆方向の半周期において第
1のリレースイツチをオンし、遅れて第2のリレ
ースイツチをダイオードの順方向の半周期におい
てオンさせ、リレースイツチのオフ動作は、第
1、第2リレースイツチのオン時における閉ルー
プの負荷電流を検出して正または負の一方の半周
期毎に対応して出力されるオフパルスを作成し、
負荷をオフさせるために入力されるオフ指令信号
とオフパルスとの一致に基づいて、交流電源の電
圧波形がダイオードの順方向の半周期においてそ
の第2のリレースイツチをオフし、遅れて第1の
スイツチをダイオードの逆方向の半周期において
オフさせる交流スイツチ回路において、 前記閉ループの途中に直列に接続され、前記負
荷電流を検出するための第1コイル、高インピー
ダンスとされて第2リレースイツチに並列に接続
され、前記負荷電圧を検出するための第2コイ
ル、ならびに第1および第2コイルに磁気結合さ
れて負荷電流検出時には飽和出力を導出し、負荷
電圧検出時には未飽和出力を導出する第3コイル
を備える環状鉄心を設け、飽和出力と未飽和出力
とを判別してオフパルスとオンパルスとを作成す
るようにしたことを特徴とする交流スイツチ回
路。
[Scope of Claims] 1. Two first and second relay switches for switching a load, which are inserted in a series circuit of an AC power source and a load in a closed loop and are connected in parallel to each other, The first relay switch has a diode connected in series, and the on operation of the relay switch corresponds to each positive or negative half cycle by detecting the closed loop load voltage when the first and second relay switches are off. Create an on-pulse that is output by
Based on the match between the ON command signal input to turn on the load and the ON pulse, the voltage waveform of the AC power source turns on the first relay switch during the half period in the opposite direction of the diode, and after a delay, the second relay switch is turned on. The switch is turned on during the forward half cycle of the diode, and the relay switch is turned off every positive or negative half cycle by detecting the closed loop load current when the first and second relay switches are on. Create an off pulse that is output by
Based on the coincidence of the off command signal input to turn off the load and the off pulse, the voltage waveform of the AC power source turns off its second relay switch during the forward half period of the diode, and after a delay turns off the first relay switch. In an AC switch circuit that turns off the switch in a half period in the opposite direction of the diode, a first coil connected in series in the middle of the closed loop to detect the load current, a high impedance coil and parallel to the second relay switch. A second coil is connected to the second coil for detecting the load voltage, and a third coil is magnetically coupled to the first and second coils to derive a saturated output when detecting a load current and to derive an unsaturated output when detecting a load voltage. An AC switch circuit characterized in that an annular iron core equipped with a coil is provided, and an off-pulse and an on-pulse are created by discriminating between saturated output and unsaturated output.
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