JPH0156518B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ ガス放電ランプを付勢するための回路であつ
て、 前記ガス放電ランプの電極と並列組合わせに接
続され、磁気エネルギを蓄えるための電磁手段
と、 電源を前記並列組合わせに接続して前記ランプ
を介して第１の方向に電流を供給するスイツチ手
段と、 前記並列組合わせを流れる電流に応答して前記
スイツチ手段を制御して、前記スイツチ手段がオ
ン状態のときに電流が前記電源から前記ランプを
介して一方方向に流れかつ前記スイツチ手段がオ
フ状態のときに電流が前記電磁手段から前記ラン
プを介して逆方向に流れるようにする制御手段と
を備え、 前記制御手段は、前記並列組合わせを流れる電
流を検知する電流検知装置を含み、 前記制御手段は、前記電源から前記並列組合わ
せに流れる電流が予め定められた値まで増大した
ときはいつでも予め定められた長さの時間にわた
つて前記電源の前記並列組合わせへの接続を遮断
するように前記スイツチ手段を駆動するように構
成され、 前記制御手段は、前記予め定められた電流の値
に達したことに応答して前記スイツチ手段をオフ
状態にトリガし、固定された長さの時間が経過し
たときに前記スイツチ手段をオン状態に復帰させ
るように構成され、 前記制御手段は、前記制御手段がトリガされる
前記予め定められた電流値を変化させて前記ラン
プからの光の強度を変化させる手段を含む、ガス
放電ランプ付勢回路。

２ 前記制御手段はワンシヨツトマルチバイブレ
ータを含み、前記マルチバイブレータの不安定状
態は前記固定された長さの時間を決定し、かつ前
記マルチバイブレータは、第２の電流が前記予め
定められた値に到達することによつてその不安定
状態にトリガされるように構成された、請求の範
囲第１項記載の回路。

３ 前記検知装置は、前記スイツチ手段と直列に
接続された抵抗を含み、かつ前記光強度変化手段
は、調整可能な基準電圧源を含み、かつ前記制御
手段は、前記抵抗にかかる電圧を調整された基準
電圧と比較して抵抗の電圧が基準電圧に達したと
きに前記マルチバイブレータをトリガするコンパ
レータを含む、請求の範囲第２項記載の回路。

４ 前記スイツチ手段を横切つて接続されて、前
記ランプが除去されまたは衰えかつ開回路になれ
ば、過電圧に対して前記スイツチ手段を保護する
保護手段をさらに備える、請求の範囲第１項、第
２項または第３項のいずれかに記載の回路。

５ 前記保護手段の温度を検知しかつ前記制御手
段へ作動的に結合されて、前記保護手段が予め定
められた温度を越えるとき前記スイツチ手段を開
放状態に維持するための温度検知手段をさらに備
えた、請求の範囲第４項記載の回路。

６ 前記電磁手段は、自動変圧器を含み、前記自
動変圧器の巻線の少なくとも一部分は前記ランプ
電極と並列に接続され、かつ前記自動変圧器は前
記電源から前記ランプへ逓昇または逓降電圧を供
給する、請求の範囲第１項ないし第５項のいずれ
かに記載の回路。

７ 前記電磁手段は、変圧器を含み、前記変圧器
の１次巻線の少なくとも一部は前記ランプ電極と
並列に接続され、かつ前記変圧器の２次巻線は前
記制御手段に電力を供給する、請求の範囲第１項
ないし第６項のいずれかに記載の回路。

８ 前記制御手段はさらに、周囲の照度の関数と
して前記予め定められた電流値を変化させるため
の手段をさらに含む、請求の範囲第１項ないし第
４項のいずれかに記載の回路。

９ 前記並列組合わせは、前記電磁手段と並列
の、いくつかの直列接続されたガス放電ランプを
含み、かつ前記ランプを点弧するように前記回路
によつて前記ランプに供給される必要な電圧が各
ランプに順番に有効に与えられ、これによつて前
記必要な電圧が、前記ガス放電ランプの１つを点
弧するために前記回路に必要とされる電圧以上に
増大されないようにする回路素子が設けられた、
請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載
の回路。

１０ 前記ガス放電ランプの点弧の間に前記ラン
プの内部の電圧の傾きを増大させるための外部コ
ンダクタ手段をさらに備えた、請求の範囲第１項
ないし第７項のいずれかに記載の回路。

１１ 前記電磁手段、前記スイツチ手段および前
記抵抗は、前記電源の２つの端子を横切つて直列
に接続され、前記スイツチ手段は前記抵抗と前記
電磁手段との間に接続されており、かつ前記外部
コンダクタ手段は、前記ランプに隣接して配置さ
れかつ前記２つのランプ電極の間のギヤツプに対
して平行に延びている開始補助コンダクタを備
え、前記開始補助コンダクタは前記電源の端子の
一方に接続される、請求の範囲第３項または第１
０項記載の回路。

１２ 前記ランプの一方の電極は、前記スイツチ
手段が接続される前記自動変圧器の巻線の一端に
接続される。請求の範囲第６項または第１１項記
載の回路。

１３ 前記ランプを介して前記２つの方向に流れ
る電流の持続時間の間の差を検知するように接続
され、かつ前記差に比例して前記電源の出力を変
化させるように接続される対称補正手段をさらに
備える、請求の範囲第１項ないし第４項にいずれ
かに記載の回路。

１４ 前記電源は、前記電源の前記出力を発生す
るための電力発振器手段を含み、かつ前記電力発
振器手段は、一定かつ排他的抵抗性の入力インピ
ーダンスを、前記発振器手段の周波数よりも低い
周波数に維持する、請求の範囲第１３項記載の回
路。

１５ 前記スイツチング手段における電圧を検知
する電圧検知手段と、前記検知手段に応答して電
圧を前記電力発振器手段に印加して前記検知され
た電圧が予め定められた電圧を越えるときに前記
発振器手段を止めるしきい値手段とを含む運転停
止保護手段をさらに備える、請求の範囲第１３項
記載の回路。

１６ 前記電源の出力の変化に応答して前記並列
組合わせに流れる電流の前記予め定められた値を
変化させるための調整手段をさらに備え、前記調
整手段は、前記電源の出力の変動とは無関係に前
記ランプを流れる電流を実質的に一定に維持す
る、請求の範囲第１項、第２項、第３項、第４
項、第１３項、第１４項または第１５項のいずれ
かに記載の回路。

１７ 前記予め定められた値を予め定められた最
大値に制限するための電圧制限手段をさらに備え
る、請求の範囲第１６項記載の回路。

１８ 前記電源は、整流される交流電源を含み、
前記交流電源の周期は前記予め定められた長さの
時間よりも長く、かつ前記制御手段は、前記整流
された交流電源の電圧に従つて、前記スイツチ手
段が駆動される前記並列組合わせに流れる電流の
予め定められた値を変化させるように構成され
る、請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに
記載の回路。

１９ 前記制御手段は、前記抵抗にかかる電圧に
おける上昇のみならず前記整流された交流電源の
出力にも応答して、前記マルチバイブレータを前
記可変時間出力状態にトリガする電圧応答手段を
含む、請求の範囲第１３項または第１８項記載の
回路。

２０ 前記電圧応答手段は、前記電圧の上昇と前
記整流された交流電源出力とを比較し、かつ前記
電圧の上昇が前記整流された交流電源出力の予め
定められる分数に達するとき前記固定時間出力状
態に前記ワンシヨツトマルチバイブレータをトリ
ガするように構成される、請求の範囲第１９項記
載の回路。

２１ 前記回路における整流された交流電圧が零
に達するのを禁止するエネルギ蓄積手段をさらに
備えた、請求の範囲第２０項記載の回路。

２２ 前記エネルギ蓄積手段は、コンデンサを含
み、前記コンデンサは前記コンデンサの電圧が前
記整流された交流電源の電圧を越えるとき前記ラ
ンプに電流を与えるように接続され、 前記交流電源から前記コンデンサを充電する手
段をさらに含む、請求の範囲第２１項記載の回
路。

２３ 前記ランプと直列に接続されて前記ランプ
上に高電圧点弧パルスを誘導する手段をさらに備
える、請求の範囲第１項ないし第４項のいずれか
に記載の回路。

２４ 前記高電圧手段のインピーダンスが、前記
ランプの点弧時に、前記スイツチ手段、前記制御
手段および前記ランプの動作に影響を与えること
を防止する手段をさらに備える、請求の範囲第２
３項記載の回路。

２５ 前記ランプを介して流れる電流に関わりな
く、前記スイツチ手段および前記制御手段を作動
して、増大したランプ抵抗が前記電源から消費さ
れる電力の増大を引き起こすことを防止する手段
をさらに備えた、請求の範囲第１項、第２項、第
３項、第４項、第２３項または第２４項のいずれ
かに記載の回路。

２６ 前記スイツチ作動手段は有効に、前記電磁
手段を流れる電流に排他的に応答する、請求の範
囲第２５項記載の回路。

発明の背景および概要 発明の分野 この発明は螢光ランプ、水銀ランプ、ナトリウ
ムランプ、またはメタルハライドランプのような
ガス放電ランプを作動するための装置に関するも
のである。

(A) ランプ強度の変化 １ 先行技術の背景 通常の重くて高価な直列のバラスト装置（これ
はこの装置におけるインダクタに相当する）に対
する必要性を除去するガス放電ランプ用の制御回
路が知られている。そのような回路においては、
スイツチングエレメントが設けられて、周期的に
ランプを流れる電流の方向を切換えて電極の劣化
または消耗を減少させ、かつ充分に高い周波数の
切換えを確実にしてバラストの大きさに対する要
求を減少させる。そのような回路は一般に電流の
各方向ごとに２個のスイツチングエレメントを必
要とする。

ランプの電流反転を生じるため１個のスイツチ
ングエレメントのみを用いた同じ形式の回路を構
成する試みもなされている。たとえば、D.B.
Wijsboomに与えられたアメリカ合衆国特許第
3906302号は、そのような構成に向けられており
かつインダクタをランプと並列に併用し、このラ
ンプはスイツチング装置と直列である。そのよう
なスイツチング装置は一般に20kHzのような比較
的高周波で作動される。この先行技術装置の重大
なる欠点は、その制御回路がランプの強度を変化
させるために設けられていないということであ
る。

２ 発明の概要 この欠点は、ガス放電ランプおよびインダクタ
またはチヨークコイルが互いに並列に接続される
本願発明において除去される。一方側は電源に接
続されかつ他方側はトランジスタスイツチのコレ
クタに接続される。トランジスタのエミツタは抵
抗の一方端に接続され、かつ抵抗の他方端は接地
へ接続される。トランジスタのベースは単安定ま
たはワンシヨツトマルチバイブレータの出力に接
続される。ワンシヨツトマルチバイブレータへの
入力はコンパレータ増幅器の出力へ接続される。
マルチバイブレータは次のような方法で作動す
る、すなわち、マルチバイブレータへの入力がハ
イであるとき、マルチバイブレータはトリガされ
かつその出力が予め定められる量の時間ローへ進
み、そのあとその出力はハイの状態に戻る。コン
パレータ増幅器への２個の入力は、一方の入力が
トランジスタのエミツタへ接続されかつ他方の入
力が選択的に可変な基準電圧源へ接続されるよう
な態様で接続される。回路コンポーネントおよび
マルチバイブレータの時間遅延は、トランジスタ
のベースに比較的高速のスイツチング、約20ない
し40kHzのスイツチングを与えるような態様で選
ばれる。

ガス放電ランプを流れる交流は直流成分を有し
ていない。その結果、ランプの通常の寿命は電極
の寿命を最大にさせることによつて増大される。
なぜならばランプ電流の直流成分は２個の電極の
一方の過剰なカソードの過熱を生じかつその電極
の寿命を小さくするからである。

この発明の重要な特徴は、ランプの強度がコン
パレータ増幅器の入力で基準電圧を変化させるこ
とによつて変えられることができるということで
ある。一実施例において、この機能が基準電圧と
コンパレータ増幅器への入力との間に接続される
ポテンシヨメータによつて与えられる。他の実施
例において、光導電抵抗がコンパレータ増幅器に
対して電圧分割入力回路において用いられて周囲
の光強度に応答してガス放電ランプの強度を自動
的に変化させる。

この発明の他の展望が、回路の点弧電圧の増大
を伴うことなくちようど１個のガス放電ランプを
用いる代わりに、多数のランプを用いるという特
徴である。たとえば２個のランプの場合、そのよ
うなランプを逐次点弧するために、コンデンサが
ランプの一方に並列に接続される。このキヤパシ
タンスは一方のランプを短絡してしまう働きを
し、他方、第１のランプは点弧される。第１のラ
ンプが点弧されたあと、コイルによつて供給され
る点弧電圧のすべてが第２のランプに現われ、か
つその点弧電圧のすべてによつて第２のランプが
点弧する。第２のランプが点弧されたあと、コン
デンサは比較的高いインピーダンスを有し、かつ
それゆえに回路から効果的に離れる。

この発明の他の特徴は、トランジスタコレクタ
および接地に接続されるツエナーダイオード、金
属酸化物バリスタ、または類似の装置を用いるこ
とである。このバリスタはバリスタのブレークダ
ウン電圧の大きさを超える任意の過渡電圧を短絡
させてしまうことによつて回路における電力の過
渡的なサージからトランジスタを保護する。

この発明のさらに他の実施例において、基準電
圧をコンパレータ増幅器の入力へ供給するのに適
しているのみならずワンシヨツトマルチバイブレ
ータおよびコンパレータ増幅器へ電力を与えるの
に適した低電圧電源が、１次巻線としてガス放電
ランプに並列に接続されたチヨークコイルを有す
る逓降変圧器によつて供給される。この発明のこ
の展望にしたがつて、ダイオードが２次巻線およ
びコンデンサの間に接続される。２次巻線の低い
側およびコンデンサの他方側は接地へ接続され
る。このダイオードの極性は、コンデンサへ供給
される電圧が、トランジスタがターンオフされる
ときの期間の間インダクタに生じる過渡的な電圧
に独立なものである。

この後者の実施例のさらに他の特徴によれば、
ガス放電管の電極は点弧に先立ち予熱され、それ
によつてガス放電管の使用寿命を延長する。これ
は、ランプの電極の一方をチヨーク巻線の高い側
の少数部分に接続することによつて達成される。
他方電極はチヨーク巻線の低い側の少数部分に接
続される。これによつて、ランプが点弧されるち
ようど前に小電流が両方の電極に流れ、電極がラ
ンプの点弧後に達成される温度に近い温度まで暖
められることが確実にされる。

(B) 高力率ランプ回路 １ 先行技術の背景 先行技術のランプ制御回路は直流電源、すなわ
ち蓄電池または整流されろ波された交流電源から
典型的には作動する。後者の場合、必要とされる
ろ波は力率を低くするので、ある種の応用におい
ては受入れることができない回路を作り出す。

２ 発明の概要 この問題は、コンパレータ増幅器への２個の入
力が、一方の入力がトランジスタのエミツタへ接
続されかつ他方入力が交流電源へ接続されるよう
な態様で接続される第２形式のこの発明において
解決される。回路コンポーネントおよびマルチバ
イブレータの時間遅延は、トランジスタのベース
に比較的高速のスイツチング、約20ないし40kHz
のスイツチングを与えるような態様で選ばれる。

この発明の第２の形式の重要な特徴は、ランプ
の電流が交流線間電圧に関して精密に変化され、
そのため回路の力率が高いということである。

第２の形式のこの発明のさらに他の展望は、ダ
イオードを介してコンデンサを充電するランプバ
ラストの２次巻線を用いることである。このコン
デンサはダイオードによつて整流された交流電源
ラインから分離される。交流電源電圧が０ボルト
を交差するとき、すなわち、整流された交流電圧
がその０点近くにあるとき、分離ダイオードは順
バイアスされることになり、かつコンデンサの電
荷は整流された交流電圧が０になるのを禁止す
る。ガス放電ランプは電源電圧０で抵抗値が増大
するので、０になるのを禁止するために用いられ
るコンデンサはこの高抵抗負荷特性を避け、かつ
したがつてソリツドステートスイツチング装置を
保護する。

この第２の形式の発明における一実施例におい
て、ワンシヨツトマルチバイブレータおよびコン
パレータ増幅器に電力を与えるのに適した低電圧
電源は、その１次巻線としてガス放電ランプと並
列に接続されるチヨークコイルを有する第２の逓
降変圧器によつて供給される。

(C) スタータ補助回路 １ 先行技術の背景 先行技術回路に伴うもう１つの問題は、回路が
まず駆動されるときにランプを点弧するのに必要
とされる電流反転の間のフライバツク電圧がガス
をイオン化するためにランプの充分に強い電圧の
傾きを発生するのに充分なくらい大きくなければ
ならないということであつた。これによつて、大
きな電圧が点弧の間装置に損傷を与えうるスイツ
チング装置に現われ、それによつて制御回路の実
現性を制限する。

さらに他の問題は、最適なランプ電圧のみがラ
ンプへ供給されるということを確実にする目的で
回路へ供給される電圧を減少させる必要がたびた
びあるということであつた。そのような供給電圧
の減少は電流反転の間ランプの点弧を開始させる
ためランプにおける電圧の傾きを減少させるとい
うことがわかつている。それゆえに、逓降自動変
圧器を導入して、回路のフライバツク電圧がラン
プの充分な電圧の傾きを与えるために増大されな
ければならない。フライバツク電圧のこのような
増大は回路におけるコンポーネントの摩耗を増大
しかつその結果信頼性の損失を増大する。

２ 発明の概要 これらの問題点は、ガス放電ランプの一方の電
極が逓降自動変圧器のタツプ付き出力へ接続され
るこの発明の第３の形式において解決される。自
動変圧器の一端は整流された電源へ接続されかつ
他方端はトランジスタスイツチのコレクタへ直接
接続されかつガス放電ランプの他方電極へ接続さ
れる。トランジスタのエミツタは抵抗の一端へ接
続されかつ抵抗の他端はAC電源戻りへ接続され
る。トランジスタのベースは単安定またはワンシ
ヨツトマルチバイブレータの出力へ接続される。
ワンシヨツトマルチバイブレータへの入力はコン
パレータ増幅器の出力へ接続される。コンパレー
タ増幅器への２個の入力は、一方の入力がトラン
ジスタのエミツタへ接続されかつ他方入力が変化
されまたは制御されることができる電圧源へ接続
されるような態様で接続される。スタータ補助コ
ンダクタがランプに隣接して設けられかつ電源戻
りへ接続される。回路の動作は上述したものと同
じである。

第３の形式のこの発明の重要な特徴は、点弧の
間のランプの電圧の傾きが自動変圧器の逓降比に
関係することなく最大にされるということであ
り、他方ランプ点弧のために必要とされるフライ
バツク電圧が減少されることができるということ
である。これはトランジスタにかかるフライバツ
ク電圧を減少させかつそれゆえに回路の信頼性を
高め、任意の所望の逓降比で自動変圧器を用いる
ことができる。

(D) 対称ランプ電圧調整 １ 先行技術の背景 先行技術において遭遇するさらに他の問題は、
消費される与えられた量の電力に対するランプの
照度がスイツチング装置がランプから対称電圧波
形を与えるように作動する場合のみ最大にされる
ということであつた。典型的には、ランプへ供給
される電圧の大きさはランプへ供給される電圧波
形の形状を決定する。その結果、一般に、対称な
電圧波形を与えるために回路を介してランプへ供
給されなければならない特定の電圧がある。出願
人は経験的に、ランプの電力効率が、対称な電圧
波形がランプへ供給されるときのみ最大にされる
ということ、および１個のスイツチングエレメン
トを有する制御回路へ接続される高強度の水銀ラ
ンプに対して、暖められるときは約130ボルト
DC、または冷たいときは20ボルトDCの、ランプ
へ供給される電圧が対称な波形を生じるというこ
とを見出した。ランプにおける対称な電圧波形を
確実にする固定電源電圧を与えることによつてラ
ンプの効率を最大にするという問題は妥協され
る。その理由は、もしも制御回路が、暖められた
あとランプの対称な電圧波形に対して必要な130
ボルトDCの値を与えるように設計されれば、初
期ターンオン後にランプを暖めるのに必要とされ
る時間は極めて長くなるように延長されるであろ
うし、かつ初期ターンオン後、ランプはその正常
な動作モードに決して到達しないということを可
能にすることさえできるからである。

他の問題は、制御回路がランプの対称な電圧波
形を確実にするように必要な電圧を印加するよう
に設計されていても必要な電圧がランプ特性の変
化によつてランプの寿命の間に変化するかもしれ
ず、かつ精度トレランスの変動によつてランプに
よつて異なるということである。さらに、ランプ
特性の変化によつて、電源に対して提示された負
荷インピーダンスの変化を生じ、それは電源の電
圧出力の変化を引き起こし、さらにランプの対称
な電圧波形を確実にするために必要とされる必要
な電圧を供給しようとする仕事を複雑にさせる。
さらに、電源入力インピーダンスが無効であれば
電源自体の電力損失が生じる。結局、電源がラン
プの対称な電圧波形に対応するためランプへ必要
な電圧を与えるように設計されていても電源へ電
力を供給する電力ラインにおける電圧変動によつ
て電源は所望の必要な電圧からその電圧出力を変
化させる。

２ 発明の概要 前述の問題点はこの発明の第４番目の形式にお
いて解決され、その第４番目の形式においては、
制御回路へ供給される電圧がトランジスタのオン
時間をそのオフ時間に等しくさせる値に維持され
るようにその電圧を制御するため電力発振器およ
び対称検出器を含む電源電圧フイードバツク制御
ループは、ランプへ供給される対称な電圧波形を
生じ、ランプの効率を最大にする。電力線間電圧
の変動によつて生じるランプ強度の変動を防止す
るために、この発明は基準電圧フイードバツク制
御ループを用いてコンパレータ増幅器の１出力へ
供給される基準電圧を制御し、前記コンパレータ
増幅器は電力線間電圧の変動によつてランプ強度
の変動を最小にし、他方、所望の態様でランプ強
度を変化させる目的でユーザによつて基準電圧の
制御された変化を許容することができる。電源電
圧制御フイードバツクループおよび基準電圧制御
フイードバツクループは電圧調整器において組合
わせられ、その電圧調整器はランプ制御回路と60
ヘルツの交流を与える定電流源との間に接続され
る。電圧調整器は非無効な60ヘルツの電源へ入力
インピーダンスを与えることによつてランプおよ
びその関連の装置による電力の効率的な使用にお
ける改良をさらに与え、それは電源電圧フイード
バツク制御ループの電力発振器によつて高められ
る特徴である。運転停止回路が設けられて、回路
におけるある成分を保護する目的で過電圧状態が
生じる前に電圧調整器を１次的に運転停止させ
る。

この発明の第４番目の形式の利点は以下のよう
な点において、即、明らかである。すなわち、電
源電圧フイードバツク制御ループは、ランプのた
めの電圧調整器および制御回路のコンポーネント
のパラメータにおける何の変化も必要とすること
なく、ランプ特性がランプの寿命の間に変化して
もかつ異なる特性を有する異なるランプが代用さ
れても、ランプへ供給される対称な電圧波形を常
に保証する。このように、ランプの与えられた照
度に対する電力の効率的な使用が最大にされる。
なぜならばランプへ供給される電圧波形は対称で
あるように抑御されるからでありかつ電圧調整器
が平均的な入力インピーダンスを非無効である電
力線へ与え、それによつて実質的に電圧調整器に
おける無効電圧損失を実質的に除去するからであ
る。

(E) 容量性放電点弧回路および定電力調整 １ 先行技術の背景 ランプを点弧する問題は高強度の高圧ガス放電
ランプが用いられるとき特に鋭くなる。なぜなら
ばそのようなランプは非常に高い点弧電圧が必要
だからである。

高電圧を与えてランプを点弧する問題に対する
一解決方法は、容量性放電装置へ接続される逓昇
電圧変圧器を用いることであり、この容量性放電
装置は制御回路のフライバツク電圧が大きいとい
うことを必要とすることなくランプをイオン化す
るため短い時間期間の間に充分な電圧を与える。
しかしながら、これはさらに他の問題を作り出
す。なぜならば逓昇変圧器はランプと直列に接続
されなければならず、かつランプ回路が正常な動
作を受けたあと、変圧器の大きな巻線比によつて
意義ある電流が１次巻線に流れその結果電力損失
を招く。この付加的な問題はランプが点弧された
あと１次巻線を開くことによつて緩和される。し
かしながら、これはさらに他の問題を作り出す。
なぜならば逓昇変圧器の２次巻線は、今、ランプ
制御回路において第２のインダクタとして働くか
らであり、フライバツクの間ランプを流れる電流
を妨げかつさらにスイツチング装置にかかるフラ
イバツク電圧を増大させ、これはスイツチング装
置を損傷させる。

先行技術におけるもう１つの問題は高圧ナトリ
ウムランプがランプ制御回路とともに用いられる
とき、その抵抗はランプの寿命の間増大するとい
うことが周知であり、それは回路の電力消費を増
大させ、かつランプ回路の効率を減少させる。

２ 発明の概要 これらの問題はこの発明の第５番目の形式にお
いて解決され、その発明はランプに直列に接続さ
れた２次巻線と容量性放電回路によつて駆動され
る１次巻線とを有する逓昇パルス変圧器の新規な
特徴を含み、その組み合わせは非常に高い点弧電
圧をランプへ与えるが、ランプが点弧されかつラ
ンプ回路がその正常モードで作動している後に２
次巻線のインダクタンスがランプ回路の動作に影
響を与えるのを防止する付加的な手段を含む。こ
の特徴は配向された極性を有する逓昇変圧器の２
次巻線に接続された整流ダイオードによつて与え
られそのため、それはスイツチング装置によつて
ランプ制御回路の電圧がフライバツクするとき交
流経路を与える。この発明はさらに、容量性放電
装置が充分に充電されるようになるのを許容する
ために電力がまず与えられたあとランプ制御回路
のマルチバイブレータの動作を遅延させるための
手段を含む。

この発明はまた実効ランプ抵抗に独立な実効ラ
ンプ制御回路に独立なランプ制御回路によつて電
力が消費されるようにする新規な特徴を含む。こ
れは、ランプに直列接続された１次巻線とランプ
電流に比例するが極性は逆である電圧を与えるよ
うに逆極性に巻回された２次巻線を有するもう１
つの変圧器を与えることによつて達成される。こ
の逆極性電圧はコンパレータ増幅器の一方入力へ
与えられる。その結果、コンパレータ増幅器は誘
導性装置の１次巻線を介して流れる電流によつて
発生された電圧降下のみを検出する。このよう
に、ランプ電流はコンパレータの増幅器の動作に
影響を与えず、かつしたがつてコンパレータ増幅
器はランプに対する実際の電流に独立にランプ回
路を流れる電流を制御することができる。これは
実効ランプ抵抗に独立な回路の電力消費を与え
る。

【図面の簡単な説明】

この発明は以下の添付図面を参照して詳細に説
明される。

第１図は制御装置の全体の機能の理解を容易に
するため簡略化された態様で示されたガス放電ラ
ンプのための制御回路の好ましい実施例を示す。
第２図は第１図の回路の修正した態様を示し、そ
の修正は周囲の照度の変動に応答してランプの強
度を自動的に制御する修正を与える。第３図は第
１図に示された制御回路の特徴である、３Ａ，３
Ｂ，３Ｃおよび３Ｄの符号がつけられた４個の波
形プロツトを示す。第３Ａ図は時間の関数として
ガス放電ランプを流れる電流のプロツトであり、
第３Ｂ図は時間の関数としてチヨークまたはイン
ダクタを流れる電流のプロツトであり、第３Ｃ図
は時間の関数としてトランジスタのコレクタ電流
のプロツトでありかつ第３Ｄ図は時間の関数とし
てガス放電ランプにかかる電圧のプロツトであ
る。これらのプロツトの全てにおいて、時間は水
平軸上にプロツトされかつ電圧または電流が垂直
軸上にプロツトされる。第４図は１個の制御回路
が直列に接続された１対のガス放電ランプを制御
するのに有効であるこの発明の他の修正した態様
を示す。第５図はこの発明のさらに他の修正した
態様を示し、チヨークまたはインダクタ巻線は逓
降変圧器の１次巻線として用いられ、この変圧器
はコンパレータ増幅器の入力へ基準電圧を供給す
るのみならず、ワンシヨツトマルチバイブレータ
およびコンパレータ増幅器のための電力を供給す
る。第５図はまたランプの点弧に先立ち予熱電流
源としてガス放電ランプの電極へ電流を供給する
ため自動変圧器として１次コイルを使用すること
を示している。第６図は、(a)最適なランプ作動電
圧に線間電圧を一致させるためランプへの逓降電
圧供給および(b)バリスタ素子の温度を検知しかつ
バリスタおよびトランジスタが回路における過渡
的な電力サージの破壊的影響から保護するため差
動増幅器への２入力間に接続されるサーミスタを
備えた詳細な回路の略図解を示す。第７図はコン
パレータ回路用の基準電圧が整流した放流電力を
回路に供給するブリツジの出力から直接抽出され
るこの発明の他の修正例を示す。第８図は第７図
に示された制御回路の特徴である８Ａおよび８Ｂ
の符号のつけられた２つの波形のプロツトを示
す。第８Ａ図は瞬時電流レベルおよび平均電流レ
ベルの両方を示す全波整流器からランプ回路によ
つて抽出された電流のプロツトである。第８Ｂ図
は電力線から全波整流器によつて引き出された瞬
時および平均の両方の電流のプロツトである。第
９図は、コンデンサがランプバラストの２次巻線
によつて充電されかつランプが高抵抗特性を示さ
ないように整流ブリツジの出力がゼロ点に到達す
るのを禁止するために用いられる第７図の回路の
修正例を示す。第１０図は第６図の回路に類似す
るが、その回路において第９図の概略回路に図解
された付加的な特徴を実現する詳細な回路図であ
る。第１１図は１１Ａ，１１Ｂおよび１１Ｃの符
号のついた３個の波形のプロツトを示しており、
これらは第１０図に示された制御回路の特徴であ
る。第１１Ａ図はその回路へ供給された線間電圧
のプロツトである。第１１Ｂ図は整流ブリツジの
出力の電圧のプロツトでありかつ第１１Ｃ図は第
１０図の回路によつて電力線から引き出された電
流のプロツトである。第１２図は、(a)線間電圧を
最適なランプ作動電圧に一致させるためランプへ
の逓降電圧供給および(b)ガス放電ランプに隣接す
る開始補助を与える詳細な回路略図解を示す。第
１３図はガス放電ランプの接続およびスタータ補
助の接続がランプへ供給される開始電圧を最大に
するこの発明の好ましい実施例を示す。第１４図
は始動の間ガス放電ランプにおけるガスの累積的
なイオン化の概略図である。第１５図は対称調整
電源電圧フイードバツク制御ループを含むこの発
明の一実施例の概略図である。第１６図はそれぞ
れ第３Ｂ図および第３Ｄ図の波形に類似するチヨ
ーク電流およびランプ電圧波形の時間領域のプロ
ツトを示し、かつ第１５図の対称調整されたフイ
ードバツク制御ループの導入の影響を比較によつ
て示している。第１６Ａ図は第３Ｂ図のプロツト
に対応するものであり、ポテンシヨメータ２３の
「Ｘ」を設定するためのチヨーク電流の時間領域
プロツトである。第１６Ｂ図はポテンシヨメータ
２３の設定している「Ｘ」に対応するチヨーク電
流の時間領域プロツトであるが、対称調整されて
いる。第１６Ｃ図は第３Ｂ図のプロツトに対応す
るポテンシヨメータ２３の設定している「Ｙ」の
ためのチヨーク電流の時間領域プロツトである。
第１６Ｄ図はポテンシヨメータ２３の設定してい
る「Ｙ」に対応するチヨーク電流の時間領域プロ
ツトであるが、対称調整されている。第１６Ｅ図
は第１６Ｂ図の対称調整されたチヨーク電流波形
に対応する対称調整されたランプ電圧波形の時間
領域プロツトである。第１６Ｆ図は第１６Ｄ図の
対称調整されたチヨーク電流波形に対応する対称
調整されたランプ電圧波形の時間領域プロツトで
ある。第１７図は第１５図の対称調整された制御
ループを含みかつさらに選択電流調整制御ループ
および保護運転停止回路を含むこの発明のもう１
つの実施例の概略図である。第１８図は第１７図
に示される回路に用いられる擬分周器の概略図で
ある。第１９図はこの発明の電流変換器および電
力発振器の概略図である。第２０図は第１９図に
示される回路における種々の電圧および電流波形
の時間領域プロツトを含む。第２０Ａ図は第１９
図の電流変換器への入力で入力電流I_Nの波形の時
間領域プロツトである。第２０Ｂ図は第１９図の
電流変換器のダイオードブリツジの戻り端子の電
圧V_Cの時間領域プロツトである。第２０Ｃ図は
第１９図のダイオードブリツジの出力の整流され
た電圧V_Dの時間領域プロツトである。第２０Ｄ
図は第１９図のダイオードブリツジの全電流出力
のプロツトである。第２０Ｅ図は第１９図のダイ
オードブリツジにかかる入力電圧の時間領域プロ
ツトである。第２１図は第１９図の電力発振器の
電圧および電流波形の時間領域プロツトを含む。
第２１Ａ図は第２０Ａ図のプロツトに類似する
が、かなり拡大された時間スケールを有する入力
電流I_Nの時間領域プロツトである。第２１Ｂ図は
第１９図の発振器トランジスタにかかるコレクタ
電圧の時間領域プロツトである。第２１Ｃ図は第
１９図の電力発振器における20kHz電圧である
V₇₂₀、第１９図のダイオードブリツジの出力の60
ヘルツの出力電圧であるV₆₂₀、および60ヘルツの
出力電圧に重畳された20kHzのリツプル電圧を含
む第１９図のダイオードブリツジの出力での全電
圧であるV_Dの重畳されたプロツトを含む。第２
１Ｄ図は第１９図のコンパレータ増幅器への負の
入力の電圧V_A、および第１９図のコンパレータ
増幅器への正のフイードバツクの電圧V_Bの時間
領域プロツトである。第２１Ｅ図は第１９図のダ
イオードブリツジ出力のスナツプ（snubbing）
コンデンサを流れる電流I₆₂₀、および第１９図の
インダクタを流れる電流I₆₁₅の時間領域プロツト
である。第２１Ｆ図は第１９図の電力発振器トラ
ンジスタを流れる電流の時間領域プロツトであ
る。第２１Ｇ図は第１９図の電力発振器の出力ダ
イオードを流れる電流の時間領域プロツトであ
る。第２２図は第１９図の電流変換器を含むこの
発明の電圧調整器の概略図である。第２３図は第
１５図の対称調整制御ループ、第１７図の電流調
整器制御ループ、第１７図に示されたものに類似
する保護運転停止回路、および第２２図の電圧調
整器を含むこの発明の好ましい実施例の全体的な
概略的ブロツク図である。第２４図は第２３図の
回路の詳細な概略的レイアウトである。第２５図
は第２３図および第２４図の運転停止保護回路の
ブロツク図である。第２６図は第１図のそれに類
似するが、ランプに直列に接続された２次巻線お
よび容量性放電装置へ接続される１次巻線を有す
る逓昇変圧器を含むランプ制御回路の概略図であ
り、前記２次巻線のインダクタンスはランプ制御
回路の正常な動作を妨げる。第２７図は、ランプ
に直列に接続される２次巻線と比較放電装置に接
続される１次巻線を有する逓昇変圧器を含みかつ
さらにランプ制御回路の正常な動作を２次巻線の
インダクタンスが妨げるのを防止する手段を含む
この発明の一実施例の簡略化された概略図であ
る。第２８図はランプに直列に接続される巻線の
一方を有する変圧器が実効ランプ抵抗に独立にラ
ンプ制御回路の電流消費の調整を容易にするこの
発明のもう１つの実施例の概略図である。第２９
図は第２７図および第２８図の特徴を含むこの発
明の制御回路の好ましい実施例の全体的な詳細概
略図である。

好ましい実施例の説明 (A) ランプ強度の変化 第１図に示された回路を参照して、ガス放電ラ
ンプ１１、典型的には低圧水銀螢光ランプは、２
個の電極１２および１３を有し、その電極１３は
NPNトランジスタ１４として示される電子スイ
ツチへ接続されており、そのトランジスタ１４の
コレクタは電極１３へ接続され、かつエミツタは
抵抗１５へ接続される。抵抗１５の他端は接地へ
接続される。ガス放電管１２の他の電極は直流電
源へ接続される。この電源は通常整流された交流
電源であるが、この図においては簡略化のため蓄
電池１６として示されており、その蓄電池１６の
正端子はオン―オフスイツチ１９を介して電極１
２へ接続され、かつその負端子は接地へ接続され
る。チヨークまたはインダクタ１７がガス放電ラ
ンプ１２および１３の電極と並列に接続される。

NPNトランジスタスイツチ１４のベースはワ
ンシヨツトマルチバイブレータ１８の出力へ接続
される。単安定マルチバイブレータは次のような
方法で作動する。すなわち、マルチバイブレータ
への入力がローであるときその出力がハイであ
り、かつその入力がハイであるとき単安定マルチ
バイブレータがトリガされるのでその出力は予め
定められた有限長さの時間ロー状態へ進み、しか
るのちマルチバイブレータの出力がハイ状態へ戻
る。マルチバイブレータの入力はコンパレータ増
幅器２０の出力へ接続される。コンパレータ増幅
器の正の入力はコンダクタ２１を介してNPNト
ランジスタ１４のエミツタへ接続され、かつコン
パレータ増幅器の負入力はコンダクタ２２を介し
てポテンシヨメータ２３へ接続される。ポテンシ
ヨメータ２３は直流電源２４の正側へ接続され、
かつ直流電源２４の負側は接地へ接続される。

第１図の回路の動作は次のとおりである。スイ
ツチ１９がまず閉成されると、電流がスイツチ１
９およびインダクタ１７を通過する。ガス放電ラ
ンプ１１が高電圧によつて点弧されるまで、ラン
プは非導通のままであるので、何の電流もガス放
電ランプ１１を通過しない。インダクタを流れる
電流はNPNトランジスタスイツチ１４を介して
かつ抵抗１５を介して接地へ至る。インダクタ１
７を流れる電流は、それが抵抗１５にかかる電圧
降下がコンダクタ２２の電圧を越えるレベルに到
達するまで、時間の関数として上昇する。コンダ
クタ２２の電圧はポテンシヨメータ２３によつて
決定される。抵抗１５にかかる電圧降下がコンダ
クタ２２の電圧を越えるとき、コンパレータ増幅
器２０はその入力間の正の差を検出しかつコンパ
レータ増幅器２０の出力はロー状態からハイ状態
へ変化する。コンパレータ増幅器２０のハイ出力
に応答して、ワンシヨツトマルチバイブレータ１
８がトリガされかつ予め定められる短い長さの時
間の間ロー出力を与える。このように、トランジ
スタスイツチ１４は、トランジスタのベースがマ
ルチバイブレータ１８からローレベルの信号を受
けた短い時間期間ターンオフされる。チヨーク１
７の磁界は崩壊し、ガス放電ランプ１１の電極１
２および１３に電位を生じる。この電位はランプ
を点弧するのに充分なものでありかつランプは電
流を導通し始める。

上述の短い予め定められた長さの時間後、ワン
シヨツトマルチバイブレータ出力はその通常のハ
イレベルの状態へ戻り、それによつてトランジス
タスイツチ１４をオンに戻す。この瞬間に、電流
は電源１６からガス放電ランプ１１の電極１２お
よび１３を介して、チヨーク１７によつて前に供
給された電流と反対方向に流れ始める。チヨーク
１７の磁界もまた、チヨーク１７を流れる電流が
加わり始めるのと同じように加わり始める。この
結果トランジスタ１４のコレクタ電流が上昇しか
つ抵抗１５を流れる電流が等しく上昇する。この
電流の上昇によつて、抵抗１５にかかる電圧降下
が、コンダクタ２１が再びコンダクタ２２の電圧
を越えるまで、上昇する。また、コンパレータ増
幅器２０はこの状態に達するときハイ出力を与
え、それによつてマルチバイブレータ１８の出力
は限られた時間期間ロー状態へ進み、それによつ
てトランジスタ１４のコレクタ電流をターンオフ
する。チヨーク１７の磁界はこの時壊れ、それに
よつて電流が、トランジスタ１４がオンになつた
とき電流が進行する方向と反対方向にガス放電ラ
ンプ１１の電極１２および１３間を流れる。この
状態はマルチバイブレータ出力が自動的にハイ状
態へ復帰するまで続く。

この説明からわかるように、定常状態の条件に
達するまでトランジスタ１４が連続的にオンおよ
びオフに切り換えられるのでこの工程が反復し続
ける。１またはそれ以上の動作サイクルがランプ
をイオン化するために必要とされかつそれを点弧
させる。

バリスタまたは高電圧ツエナーダイオード２７
がNPNトランジスタのコレクタと接地との間に
接続され、かつその端子間の開回路を生じるラン
プ失敗、または電源スイツチ１９を閉成したとき
ランプを不注意にプラグしない場合に破壊的なブ
レークダウンからトランジスタ１４を保護する働
きをする。ランプ自体が欠陥でありかつ開回路を
生じるとき、またはランプが除去されるとき、イ
ンダクタ１７の磁界の崩壊によつて発生されたト
ランジスタ１４のコレクタの電圧上昇はバリスタ
のブレークダウン電圧に制限され、その値はトラ
ンジスタスイツチ１４のコレクタ―ベース接合の
安全限界内にあるように選ばれる。

この発明の重要な特徴は、ランプ電極が制御回
路の動作期間に比べて長い時間期間にわたり暖め
られるまでバリスタ２７がランプの点弧を防止す
る付加的な機能を果たすということである。この
ように、この発明の制御回路は、バリスタがない
と、典型的にはフライバツクモードでランプにか
かる1000ボルトのオーダで供給する。ランプフイ
ラメントに与えられるそのような高電圧は、フイ
ラメントが冷たいとき、電極が温度変化の非常に
早い速さを受けるので極めて有害である。バリス
タは、それが500〜600ボルトを越える電圧に対し
てブレークダウンするように選ばれている。これ
らのより低い電圧では、ランプ１１はカソードが
加熱されたあとまで点弧しなない。典型的には、
３／４秒〜１秒の時間遅延が、500〜600ボルトを供
給するときランプが点弧するのに充分にカソード
を加熱するのに必要とされる時間量である。

第３Ａ図、第３Ｂ図、第３Ｃ図および第３Ｄ図
はガス放電ランプへの入力電力の２個の異なるレ
ベルに対する回路の定常状態応答特性のプロツト
である。

第３Ａ図は時間の関数としてガス放電ランプを
流れる電流の１サイクルのプロツトである。電流
は垂直軸上にプロツトされかつ時間は水平軸上に
プロツトされる。電流は繰返しサイクルでランプ
を介して交流するということが理解されよう。第
３Ａ図の「Ａ」で示される領域において、トラン
ジスタスイツチ１４はオフ状態にありかつインダ
クタ１７の崩壊磁界はガス放電ランプを流れる電
流を強化する。領域Ａは時間T_Oと時間T_Aとの間
の時間期間をカバーする。この時間期間はマルチ
バイブレータ１８の非安定期間に等しい。第３Ａ
図の「Ｂ」で示される領域において、トランジス
タスイツチ１４がオンである。時間T_Aと時間T_B
との間に領域Ｂがあり、そのあとサイクルが繰返
される。

第３Ｂ図において、領域Ａのランプ電流の大き
さは領域Ｂの電流の大きさにほぼ等しいように示
されている。上述の理由のため、ランプを流れる
正味の直流電流がないので、領域ＡおよびＢの曲
線の下のそれぞれの領域は等しい。したがつて、
第３Ａ図に示す回路作動モードにおいては、時間
期間ＡおよびＢの持続期間はほぼ等しい。領域Ａ
およびＢにおいて近似的に等しい電流の流れを有
する第３Ａ図に示された動作モードが有利であ
る。なぜならばそれはランプの効率を最大にしか
つまたスイツチトランジスタ１４のための電流取
扱条件を最小にするからである。この動作モード
は与えられたランプに対して電源１６の直流電力
出力の非常に狭い範囲で達成される。以下に説明
する第６図の回路は異なる最適の電圧を有する複
数個のランプへ任意の直流電圧を一致させるため
の手段を提供する。

第３Ｂ図は時間の関数としてチヨークまたはイ
ンダクタ１７を流れる電流のプロツトである。チ
ヨークを流れる電流は垂直軸にプロツトされ、時
間は水平軸にプロツトされる。第３Ｂ図の「Ａ」
で示される領域において、時間T_Oでトランジス
タがターンオフされかつチヨークを流れる電流は
時間T_Aまで時間の関数として減衰する。時間T_A
で、トランジスタはターンオンする。第３Ｂ図の
「Ｂ」で示される領域におけるチヨークを流れる
電流は時間T_Bまで増大し、その時間にトランジ
スタがターンオフされかつサイクルが繰返され
る。回路の作用はこのように領域Ａでプロツトさ
れた性質と領域Ｂでプロツトされた性質との間を
交互に代わる。

第３Ｃ図は時間の関数としてプロツトされたト
ランジスタのコレクタ電流のプロツトである。コ
レクタ電流の大きさは垂直軸上にプロツトされか
つ時間は水平軸上にプロツトされる。第３Ｃ図の
Ａで示された領域において、トランジスタがオフ
しかつそれゆえにコレクタ電流は時間T_Oから時
間T_Aの領域Ａの端部までゼロのままである。第
３Ｃ図のＢで示された領域において、時間T_Aで
トランジスタはターンオンされかつ時間T_Bまで
オンのままであり、その時間T_Bは領域Ｂの端部
を規定する。この時間の間、コレクタ電流は連続
的に増加する。時間T_Bでトランジスタが再びタ
ーンオフされかつそのプロセスが繰返される。こ
のように、コレクタ電流は時間について周期的で
ある。プロツトによつて示された電流レベルは第
１図の抵抗１５の抵抗値によつて分割された第１
図のコンダクタ２２の電圧に等しい。

第３Ｄ図は時間の関数としてのガス放電ランプ
の電圧のプロツトである。それは形状において、
回路の動作周波数、すなわちトランジスタスイツ
チ１４がオンおよびオフに切り換えられる周波数
で第３Ａ図に示されるランプ電流と同一である。
この周波数は、その期間がランプのイオン化時間
に比べて短いように選ばれる。典型的な動作範囲
は20〜40kHzである。この高周波で、ランプは電
気的に抵抗であるように現われる。抵抗を流れる
電流はそれにかかる電圧に直線的に比例している
ので、ランプ電圧および電流波形は形状において
同一である。

この高周波動作は、第１図において１７として
示されるチヨークの重さが60Hz交流電源を用いる
通常の螢光ランプ回路において知られている典型
的なチヨークの重さ以下にかなり減少されるとい
う重要な利点を有する。特定の例によれば、20k
Hzで使用するのに適したチヨークは４〜５オンス
のオーダの重さであり、それに対して60Hzで使用
する対応するチヨークは４または５ポンドの重さ
である。

この発明の重要な特徴はポテンシヨメータ２３
が与えるランプ強度にわたり選択的に可変し得る
制御である。ランプへの電力入力（およびその結
果生じるランプ強度）はほぼランプ電流の平均大
きに比例し、それは第３Ａ図にプロツトされてい
る。このプロツトはトランジスタがターンオフす
るとき（これはたとえば時間T_Bで生じる）の期
間の間電流反転を示す。

第１図のポテンシヨメータ２３の特定の設定
「Ｘ」を想定すると、第１図のコンダクタ２２の
電圧はポテンシヨメータ２３の他の設定「Ｙ」の
コンダクタの電圧よりも低い。ランプ強度の異な
るレベルを生じる可変抵抗の２個の設定間の、第
３Ａ図、第３Ｂ図、第３Ｃ図および第３Ｄ図にお
ける波形の対応する変化がこれらの図面に示され
ている。各図面において、左の波形は「設定Ｘ」
で示されており、かつ各図面の右の波形は「設定
Ｙ」で示されている。

この制御がポテンシヨメータ２３で達成される
態様は次のとおりである。

ピークランプ電流は常に、トランジスタがター
ンオフ（時間T_OおよびT_Bに対応する）すれば生
じる。これは、第１図において１５で示される抵
抗を通過するチヨーク電流およびランプ電流の総
和が、第１図の２２で示されるコンダクタの電圧
に等しい、この抵抗にかかる電圧降下を生じると
きはいつでも生じる。上述したように、この発生
により、第１図のコンパレータ増幅器２０は正出
力をマルチバイブレータへ与え、これによつ順次
マルチバイブレータがトランジスタをターンオフ
する。

第１図の抵抗１５を通過する電流はトランジス
タのコレクタ電流である。この電流は第３Ｃ図に
おいて領域Ｂのランプ電流およびチヨーク電流の
総和としてプロツトされる。

ピークコレクタ電流レベルは第１図の抵抗１５
の抵抗値によつて除算される第１図のコンダクタ
２２の電圧に等しい。コンダクタ２２の電圧が増
大されまたは減少されるとき、コレクタ電流ピー
クレベルはそれぞれ増大または減少する。時間
T_Oおよび時間T_Aの間の電流の遅延時間は常に同
じであるので、コレクタ電流の最小値もまたそれ
ぞれ増大または減少する。このように、コレクタ
電流の全体の波形はそれぞれ上または下へシフト
され、その２個の例示的な波形が２個の異なるポ
テンシヨメータ設定「Ｘ」および「Ｙ」のために
プロツトされる。チヨーク電流およびランプ電流
の波形はまたそれぞれ、図示のように上または下
へシフトされる。この効果は、トランジスタを流
れるコレクタ電流がチヨーク電流およびランプ電
流の総和であるという事実、およびランプ電流が
チヨーク電流に比例するという事実の結果であ
る。

このように、ランプ電流に比例するランプ強度
はコンダクタ２２の電圧に比例するということが
わかる。第１図のポテンシヨメータ２３の抵抗を
変化させることによつて、ランプ１１へ供給され
る電流が変化する。

ガス放電ランプの有効寿命は、連続する動作の
間ランプを流れる電流の正味の直流成分がほぼゼ
ロであるのでこの発明において増大される。これ
は、その端子にかかるゼロの直流電圧降下を維持
する特性を有する並列なインダクタンスによつて
達成される。このゼロの直流電圧もまたランプに
維持されるので、ランプに流れる直流電流もまた
ゼロである。回路は特に低強度、低圧水銀螢光ラ
ンプとともに用いるのに適しているけれども、高
圧水銀ランプ、高圧もしくは低圧ナトリウムラン
プ、およびメタルハライドランプのような種々の
他の形式のガス放電ランプを制御するのに等しく
充分に用いることができる。

第２図はランプの強度を自動的に制御するのに
有効なこの発明の修正された形式を示し、それに
よつてランプ１１の照度は周囲の照度に逆比例し
て自動的に制御される。この回路は第１図の回路
に類似しかつ同様な参照数字を第２図およびそれ
に続く図面の類似のコンポーネントにつける。第
１図のポテンシヨメータ２３に代わつて、感光抵
抗２５または同様な光抵抗性素子が電圧源２４と
差動増幅器２０との間で抵抗２６に直列に接続さ
れる。

代替的に、かつそれによつて遮断される赤外線
の量に比例する電気抵抗を変化させることができ
る赤外線検知装置（図示せず）が光抵抗器２５に
代わつて用いられてそのようなセンサの近辺に人
間がいることを検出して、人間がランプに隣接す
る領域へ移動するときランプ１１の照度を生じる
ことができる。

第４図は、２個のガス放電ランプ２８および２
９が第１図の回路に類似する回路において互いに
直列に接続されるこの発明の他の修正例を示す。
ここにおいて、ランプ２８および２９は同様な容
量のものでありかつ典型的には低圧水銀螢光ラン
プは各々22ワツトである。ランプ２８の電極３０
はランプ２９の電極３１へ直接接続される。コン
デンサ３３はランプ２９の電極３１および３２に
接続される。

ランプ２８および２９が消勢されるとき、それ
らは比較的高い抵抗を提示する。したがつて、コ
ンデンサ３３はまず、回路の動作周波数、たとえ
ば毎秒20000サイクルでランプ２９に短絡する。
それゆえに、開始するとき、インダクタ１７から
の電圧がまずコンデンサ３３を介してかつランプ
２８に印加されてそれを点弧する。ランプ２８が
点弧されたあと、その抵抗はかなり降下しかつイ
ンダクタ１７の電圧のほとんどが今ランプ２９に
現われ、それによつてランプ２９が同様に点弧す
る。ランプ２９の抵抗はコンデンサ３３の抵抗に
比べて比較的小さいので、後者は正常な動作の間
回路に本質的に何の影響も与えない。

上述の構成はトランジスタスイツチ１４のブレ
ークダウン電圧要求を最小にし、それによつて比
較的小さくて高価でないトランジスタが用いられ
るのを可能にする。

第５図は、ガス放電ランプ３５、典型的には約
22ワツトの低圧水銀螢光ランプが設けられるこの
発明のさらに他の修正された実施例を示す。電極
３８および４０は加熱形である。電力は直流電圧
源１６から抽出される。

インダクタ３７が電源１６を介してトランジス
タ１４および抵抗１５と直列に接続される。ラン
プ３５の電極３８および４０はインダクタ３７の
巻線の部分４１および４２へタツプ接続されてラ
ンプの点弧に先立ちそのような電極を予熱する。

インダクタ３７はまた変圧器の１次巻線として
働きかつそれに関連の逓降２次巻線４３および鉄
心３９を有する。巻線４３はコンデンサ４５でダ
イオード４４と回路に接続される。ダイオード４
４はまたライン４６を介してコンパレータ増幅器
２０およびマルチバイブレータ１８の電力入力端
子へ接続される。それはまた基準電圧をポテンシ
ヨメータ２３へ供給するために用いられる。

インダクタ３７の巻線の部分４１および４２は
電極３８および４０がランプが点弧される前に加
熱されることになるのを可能にする。この構成は
電極寿命を最大にしかつランプ動作の開始時の温
度の他の状態の過渡の上昇により電極３８および
４０への損傷を防止する。巻線４３の極性は好ま
しくはコンデンサ４５がトランジスタ１４が導通
しているときのみ充電されるような極性である。
この構成は、コンデンサ４５の特定の電圧がトラ
ンジスタ１４がカツトオフされるときインダクタ
３７によつて発生される可変フライバツク電圧に
独立であるということを確実にする。

第６図はこの発明の全体の動作の理解を容易に
するように上述した簡略化された回路から削除さ
れた多数の回路エレメントを示す詳細な回路略図
解を示す。さらに、この図面はこの発明の数個の
重要な付加的な特徴を示す。

第６図の回路は端子５０および５１へ接続され
る標準の120ボルト交流ラインから作動するよう
に設計される。これらの端子はそれぞれオン―オ
フスイツチ１９および電流制限抵抗５２を介し
て、ダイオード５４，５５，５６および５７から
成る全波ダイオードブリツジ整流器５３に接続さ
れる。この整流器の直流出力は波形平滑コンデン
サ５８に接続される。負のブリツジ端子は接地接
続されかつ正のブリツジ端子は、磁気コア６０お
よび２次巻線６１を有する自動変圧器巻線５９の
一端へ接続される。

図において、巻線５９は電圧減少自動変圧器と
して働きランプ電極の一方はそれぞれの中間タツ
プ６５および６６へ接続されかつ他方のランプ電
極は巻線の端部に設けられるタツプ６７および６
８へ接続される。自動変圧器の目的は直流電源を
ランプの最適な電圧特性に一致させることであ
る。たとえば、ダイオードブリツジ５３の出力は
120ボルトAC入力で約168ボルトDCである。22ワ
ツトの螢光ランプに対する最適な電圧は、しかし
ながら、典型的には55ボルトだけである。したが
つて、自動変圧器巻線は、逓降巻数比が168対55
であるように選ばれる。もしも最適なランプ作動
電圧が直流電源電圧よりも大きければ逓昇自動変
圧器は同じ態様で逓昇された電圧を供給するため
有利に用いられるということが理解されよう。

NPNスイツチトランジスタ１４のコレクタは
自動変圧器巻線５９の端部端子６８へ接続され
る。そのエミツタは１対のダイオード６９および
７０ならびに抵抗１５を介して接地へ接続され
る。コンデンサ７１が直列接続されたダイオード
６９および７０に並列である。コンデンサ７１
は、コンデンサ７１ならびにダイオード６９およ
び７０の組合わせがトランジスタのエミツタを逆
バイアスするように定常状態の動作の間に充電さ
れる。

集積回路７５、ダイオード７６、抵抗７７およ
びコンデンサ７８はワンシヨツトマルチバイブレ
ータ１８を構成する。このワンシヨツトマルチバ
イブレータのための電源は第５図の回路を参照し
て上述したように２次巻線６１、ダイオード４４
およびコンデンサ４５によつて与えられる。

トランジスタスイツチ１４のベースは並列接続
された抵抗８０およびダイオード８１を介してワ
ンシヨツトマルチバイブレータ１８の出力へ接続
される。抵抗８０はベース電流制限抵抗として働
きかつ分路ダイオード８１はこの抵抗を短絡しか
つトランジスタがターンオフされるときトランジ
スタ１４に蓄積された電荷のための低インピーダ
ンス経路を与える働きをする。ベースはまたダイ
オード８２を介して接地へ接続される。

コンパレータ増幅器２０はトランジスタ８５を
含み、そのエミツタはダイオード７０および抵抗
１５の接続点へ、抵抗８６およびコンデンサ８７
から成るRCフイルタを介して接続される。その
ベースはポテンシヨメータ２３へ接続されかつそ
のコレクタは抵抗８８を介してワンシヨツトマル
チバイブレータ１８の入力へ接続される。

ポテンシヨメータ２３は抵抗９０ならびにダイ
オード９１，９２，９３，９４および９５を直列
回路で接続される。抵抗９０はポテンシヨメータ
２３の感度を減少させる。ダイオード９１ないし
９４は、オンオフスイツチ１９がまず閉じられる
とき過渡現象に対する回路を保護しかつダイオー
ド９５はコンパレータトランジスタ２０のベース
―エミツタ降下を補償する。第４図の実施例にお
けるように、ポテンシヨメータ２３のための基準
電圧は２次巻線６１の出力によつて与えられる。
抵抗８６およびコンデンサ８７から成るRCフイ
ルタは電圧または電流の過渡現象がコンパレータ
トランジスタ２０に影響を与えかつ思いがけずワ
ンシヨツトマルチバイブレータ１８をトリガする
のを防止する働きをする。

ダイオードブリツジ５３の正端子を２次巻線６
１によつて与えられた電源へ直接接続する抵抗性
経路が抵抗器１００によつて与えられる。この抵
抗はオンオフスイツチ１９が最初に閉じられると
き始動電力を与えるように電流ブリーダ抵抗とし
て働く。

コンデンサ１０５および抵抗１０６はバリスタ
２７と並列で、トランジスタがターンオフされて
いるとき誘導性自動変圧器からトランジスタ１４
を保護するためのスナツバ（snubber）保護回路
として機能する。

第６図の回路の他の重要な特徴は、ワンシヨツ
トマルチバイブレータ１８の入力と電源供給コン
デンサ４５の正側との間に電気的に接続されるサ
ーミスタ１１０を含むことである。サーミスタは
点線で示されるようにバリスタ２７へ機械的かつ
熱的に取付けられる。バリスタは、回路の過渡的
なサージによつてバリスタが過熱し始めるとき、
サーミスタが非常に導電性になりかつワンシヨツ
トマルチバイブレータの入力をハイに保持する働
きをし、それによつてトランジスタ１４がオフ状
態に維持するように選ばれた負の温度係数を有す
る。このように、第６図に示す回路はバリスタ２
７が冷却する機会を有するような時間まで効果的
に運転停止されたままである。したがつて、サー
ミスタ４８はバリスタ２７の過熱を防止するとい
うことがわかる。

第６図にしたがつて構成された120ボルトのAC
電源からの22ワツトの螢光ランプの動作のための
典型的な回路は次のような回路コンポーネントを
含んだ。

トランジスタ１４……MJE13004（モトローラ） 抵抗１５……2.2オーム ポテンシヨメータ２３……200オーム バリスタ２７……V27S20（ゼネラルエレクトリ
ツク） 抵抗５２……1.5オーム ダイオード５４―５７……IN4003 コンデンサ５８……100マイクロフアラツド 巻線５９……263＋６＋150＋６ターン コア６０……フエロキシキユーブ376U250―
3C8および376B250―3C8 巻線６１……41ターン ダイオード６９，７０，７６，８１，８２，９
１―９５……IN4148 コンデンサ７１……10マイクロフアラツド 集積回路７５……NE555V 抵抗７７……10キロオーム コンデンサ７８……0.0033マイクロフアラツド 抵抗８０……200オーム トランジスタ８５……2N3904 抵抗８６……22オーム コンデンサ８７……0.1マイクロフアラツド 抵抗９０……1.3キロオーム 抵抗１００……20キロオーム コンデンサ１０５……560ピコフアラツド 抵抗１０６……220オーム サーミスタ１１０……4C5002（ウエスタンサー
ミスタ） (B) 高力率ランプ回路 第６図の回路は、全ランプ回路の力率が問題で
はない環境において用いられる。このように、全
波整流器ブリツジ５３に接続され、他方本質的に
DC信号レベルを回路へ与えるために用いられる
波形平滑コンデンサ５８は、それにもかかわらず
実質的に回路の力率を減少させるということが当
業者によつて理解されよう。これは、コンデンサ
５８のインピーダンスによつて生じた端子５０，
５１の電流および電圧間の位相差の結果である。
そのような力率の減少がある環境では許されな
い。

この発明の第２の形式（その一実施例が第７図
に示される）はこの力率の問題に対する解決を与
える。回路はなおも60サイクルの交流電源から作
動し、しかしこの発明の第２の形式では、力率は
１に近い。これは、コンパレータ２０のため基準
信号レベルを与えるポテンシヨメータ２３を抵抗
１０１を介して、ダイオードブリツジ５３から整
流されたAC電圧へ接続することによつて達成さ
れる。したがつて、第７図の回路は、コンパレー
タ／増幅器２０のための基準電圧が第６図の場合
のように、固定されたDCレベルよりもむしろ変
化するAC電圧からポテンシヨメータ２３を介し
て抽出されるということを除いて、第６図の回路
と動作において類似する。この変化する基準レベ
ルは、第３図の波形にしたがつて、変化するトラ
ンジスタスイツチ電流（第３Ｃ図）を与え、この
電流は60Hz入力のAC信号レベルにしたがつてプ
ログラムされ、または変動する。この変動は第８
Ａ図に示されかつブリツジ５３に引出されて生じ
た線間電流が第８Ｂ図に示され、すなわちその電
流は第８Ａ図の整流されないものと等価である。
第８Ａ図および第８Ｂ図からわかるように、コン
パレータ２０は変動するしきい値電圧が設けら
れ、このしきい値電圧は抵抗１５を流れる電流レ
ベルを強制して60サイクル電源からの印加された
電圧と精密に同相である１サイクルにおいて循環
的に変化する。第８Ａ図および第８Ｂ図の各々に
おいて、平均電流１３および１５は、それぞれ
に、抵抗１５ならびに入力電子端子５０および５
１のために示される。この平均電流１３，１５は
印加された電圧と正確に同相である。なぜならば
第８Ａ図および第８Ｂ図の個々の20―40キロヘル
ツピーク１７および１９はそれぞれ印加された電
圧に比例するようにプログラムされていたからで
ある。

平均電流１５は印加電圧と同相であるので、第
７図の回路の力率は本質的に１である。このよう
に、第７図の回路を用いることによつて、第６図
の大きな波形平滑コンデンサ５８が回路から除去
されることができ、かつコンパレータ２０のしき
い値電圧はポテンシヨメータ２３を抵抗１０１を
介して入力整流された線間電源へ接続することに
よつて60サイクルACライン電圧に追従するよう
に作られることができる。

ここに説明した構成はこのランプ回路の力率を
改善するので、それはほとんどの環境において標
準ACライン電源へ印加される。しかしながら、
それは第６図の回路において現れていない付加的
な問題を発生する。特に、ランプ３５の抵抗は端
子５０，５１の印加AC線間電圧が０ボルトを交
差するたび毎に非常に高くなるということがわか
つた。

ライン電圧の各０を交差する点で経験されたラ
ンプ３５の比較的高い抵抗は次のように説明でき
る。ガス放電ランプ３５がその期間がランプのイ
オン化時間定数に比べて小さい周波数用の抵抗と
して特徴づけられる。これは20―40kHzのバラス
ト発振周波数に対しては真実であるが、電力ライ
ン周波数60Hzに対してはそうではない。したがつ
て、22ワツトのサークライン螢光ランプのイオン
化時間定数は、たとえば、0.4ミリ秒である。し
たがつて、ランプの実効抵抗は60Hzのランインイ
クルの間変化する。この抵抗は０軸交差直後に最
大でありかつサイクルが進むにしたがつて減少
し、次の０軸交差の約60度の電気角度前に最小値
に到達する。

ランプ３５のこの高い抵抗によつて、バラスト
回路の発振周波数は減少する。したがつて、発振
の正常な周波数は可聴範囲以上であるように選ば
れ、その周波数は各線間電圧の０軸交差後周期的
に可聴範囲へ降下し、それはランプの近くにいる
人を悩ますことになる。さらに、かつより重要な
ことは、AC線間電圧の各０軸交差後、極めて高
い電圧がトランジスタ１４がターンオフするとき
トランジスタ１４のコレクタに現れる。前に説明
したように、もしもランプ３５が回路から除去さ
れれば、トランジスタ１４のコレクタはバラスト
１７の極めて高いフライバツク電圧にさらされ
る。この同じ影響は、印加された線間電圧の各０
交差後に生じる。なぜならばランプ３５の実効抵
抗は非常に高いからである。トランジスタ１４の
コレクタの繰返し印加される高電圧はトランジス
タ１４に損傷を与える。保護クランプ装置が用い
られても、この装置自体も過熱する。

第９図の簡略化された回路は回路の力率を実質
的に低下させることなくこの抵抗値の問題に対す
る解決を与える。第９図の回路は、第７図を参照
して説明したコンパレータ／増幅器２０への60Hz
入力を併用するということを除いて、第６図のそ
れと動作において類似する。さらに、２次巻線１
０７がインダクタ１７へ加えられ、この巻線はダ
イオード１０９およびコンデンサ１１１の直列組
合わせに接続される。さらに、ダイオード１０９
とコンデンサ１１１との間の接続はダイオード１
１３によつてブリツジ５３から出力ライン１１５
へ接続される。さらに、一連のインダクタンス１
１７および分路コンデンサ１１９の態様にあるフ
イルタ回路が全波整流ブリツジ５３のライン入力
端子５０，５１の間に加えられる。

コンデンサ１１１は比較的大きく、端子５０，
５１のAC電力線間電圧の０軸交差の間ランプ電
圧を維持するのに十分な容量を有する。２次巻線
１０７によつて規定される巻数比は好ましくは１
よりも小さいので、コンデンサ１１１の電圧はラ
イン１１５のライン電圧のピーク値よりも低い値
に維持される。

この回路は次のように作動する。２次巻線１０
７、コンデンサ１１１、およびダイオード１０９
は正のDC電源を形成し、ライン１１５の整流さ
れた電圧によつて周期的に充電される。このDC
電源はライン１１５のAC線間電圧がそれらのコ
ンデンサ１１１が充電される電圧以下に降下する
とき、巻線５９への供給電力へ接続されるだけで
ある。この時、コンデンサ１１１はダイオード１
１３を流れる電流をランプ３５のインダクタ１７
へ供給する。ダイオードブリツジ５３は、この同
じ時間期間の間AC電力ラインからランプ３５お
よびインダクタ１７を遮断する。なぜならばブリ
ツジ５３内のダイオード５１―５７は逆バイアス
されるからである。このように、ライン電流は０
に降下する。

コンデンサ１１１はライン１１５の線間電圧が
コンデンサ１１１の電圧レベルに到達するとき次
の半サイクルのその点までバラスト電流を供給し
続ける。この時、ダイオード１１３は逆バイアス
されることになり、かつAC電力ライン１１５は
電力をランプ３５およびインダクタ１７へ供給す
る。

インダクタ１１７およびコンデンサ１１９は60
Hz力率を実質的に生じることなく第８Ｂ図の20―
40kHz変化をフイルタするように選択される。

第１０図は第９図の回路に類似する回路の詳細
な概略図であり、かつ第６図の回路エレメントを
含んでいる。

第９図の回路のための波形が第１１Ａ図、第１
１Ｂ図、および第１１Ｃ図に示されており、第１
１Ａ図は端子５０および５１の印加ACライン電
圧であり、０交差点の場所を示しており、第１１
Ｂ図は、電圧が各０交差場所でコンデンサ１１３
によつてレベル１２１で保持または支持されると
いうことを除き、その電圧は第１１Ａ図の電圧の
整流された等価物であるということを示す、第８
図のライン１１５の電圧である。これは、もちろ
んランプ３５で０点を禁止するので、ランプ３５
の実効抵抗はトランジスタ１４で過剰な電圧を発
生するレベルまで増大しない。同様に、ランプ抵
抗３５がバラスト回路の周波数が可聴範囲に低下
するのを禁止するレベルに電圧が維持される。

第１１Ｃ図はACライン接続点５０および５１
で全体の回路によつて引出されたライン電流を示
す。この電流はインダクタ１１７およびコンデン
サ１１９によつてろ波されるので、低周波数成分
のみが残る。第１１Ｃ図から、コンデンサ１１１
がバラスト電流を支持する時間期間の間何の電流
も引出されないということがわかる。さらに、第
１１Ｃ図は小電流パルス１２３を示し、このパル
ス１２３はAC線間電圧のピークで生じかつ変圧
器１０７の出力がコンデンサ１１１の電圧を越え
る時にコンデンサ１１１を充電する際に用いられ
る付加的な電流を反映する。

第１１Ｃ図の電流波形は完全な正弦波ではない
ということがわかり、それにもかかわらずそれは
第１１Ａ図の電圧波形と同相でありかつ十分に平
滑で均一であるので、力率はなおも１に近い。第
１１図の回路はしたがつて小さなバラストを用い
た高力率ランプ回路を提供しかつランプのために
プラグラムされた電流レベルを与え、20―40kHz
速さの各電流ピークはポテンシヨメータ２３によ
つて決定されるライン電圧の予め定められた部分
にあるレベルに到達するようにプログラムされ
る。その同じ時に、スイツチングトランジスタ１
４の過剰な電圧および全体の回路の周波数の減少
は、整流された電圧の０点を禁止するようにライ
ン電圧レベルを支持するコンデンサ１１１の使用
を通じて除去される。

(C) スタータ補助回路 第１２図は第６図の回路に類似する回路を示す
が、さらにスタータ補助装置２１０を含む。

第１２図の回路において、トランジスタ１４を
オフに切換えることによつて生じた、電極２０
０，２０１にかかるフライバツク電圧はスイツチ
１９がまず閉成されるときランプを点灯するほど
十分に高くなければならない。トランジスタ１４
がまずターンオフされるとき（第２Ａ図の時間
T_Bに対応する。）に回路に生じる電圧はフライバ
ツク電圧として示される。ランプの点弧はランプ
３５の２個の電極２００，２０１間のフライバツ
ク電圧が十分に高く、かつ電極２００，２０１間
の距離が十分に小さくそのためランプ３５に生じ
る電圧の傾きはランプ３５の内側のガスをイオン
化させるのに十分な大きさを有するということを
必要とする。用語「電圧の傾き」は単位距離当た
りの電圧降下であるということが理解される。ガ
ス放電ランプに用いられるガスに対して、ガスの
イオン化が達成されることができないしきい値電
圧の傾きがあるということが周知である。

ランプの点弧時の電極２０１近くの電圧の傾き
は電極２００，２０１間の距離によつて除算され
る２個の電極２００，２０１にかかるフライバツ
ク電圧に比例する。典型的に必要とされる大きな
フライバツク電圧はトランジスタ１４に有害な影
響を与え、かつそれゆえに第１２図の回路の信頼
性に有害な影響を与える。それは、バリスタ２
７、サーミスタ１１０、およびコンデンサ１０５
の使用を促す第１２図の回路の信頼性に対して関
心がある。

上述したように、商業的に入手可能なガス放電
ランプはある最適な供給電圧で最も効率的に作動
するということが周知である。ライン電圧をこの
最適なランプ電圧に一一致させる目的で、自動変
圧器が第２図に示されるように用いられてもよ
い。自動変圧器５９は、全巻線の巻数の総数によ
つて分割されたタツプ６６および６７の間の自動
変圧器５９の巻線における巻数に比例する逓降比
を有する。

自動変圧器５９の導入によつて電極２００，２
０１の間のフライバツク電圧の減少が生じた。そ
れゆえに、スイツチ１９が最初に閉じられるとき
ランプを点弧するのに十分なランプ３５のしきい
値電圧の傾きを与える目的で、フライバツク電圧
が増大されなければならない。フライバツク電圧
のこの増大はバリスタ２７のブレークダウン電圧
を増大させることによつて達成される。さもなく
ば、スイツチ１９が閉じられるとき、ランプ３５
は点弧しない。しかしながら、フライバツク電圧
のこの増大は、トランジスタ１４に対する害を増
大する傾向となり、かつ第１２図の回路の信頼性
を減少させる。

この発明の第３の形式において、これらの困難
性は第１２図に示すようにスタータ補助回路２１
０を接地２３１へ接続することによつて、かつス
タータ補助２１０をランプ３５に隣接して設ける
ことによつて克服される。スタータ補助回路２１
０は好ましくはランプ３５に並列にかつランプ３
５の１インチ以内に設けられる細長い導体に過ぎ
ない。たとえば、それはランプ３５の外側に設け
られた金属の薄いストリツプであつてもよい。

始動補助装置２１０は、トランジスタ１４が最
初に開けられて回路にフライバツク電圧を発生す
るとき電極２０１の近くに電圧の傾きを増大させ
る働きをする。このフライバツク電圧は回路の最
大電圧であるので、それはランプを点弧するため
に用いられる。スタータ補助コンダクタ２１０が
ない場合、フライバツク電圧によつてランプに作
られた電圧の傾きは電極２００および２０１の間
の距離に逆比例する。しかしながら、スタータ補
助コンダクタ２１０は接地２３１へ接続されかつ
ランプ３５に隣接して保持されるとき、それは電
極２０１と始動補助コンダクタ２１０との間に電
圧の傾きを与える。この電圧の傾きはスタータ補
助コンダクタ２１０がない場合に作られる電圧の
傾きよりもはるかに大きい。なぜならば電極２０
１とスタータ補助コンダクタ２１０との間の距離
は電極２０１と電極２００との間の距離よりもは
るかに小さいからである。

スイツチ１９を閉じると、トランジスタ１４が
まず閉成されかつ次いで開いてこの明細書の前の
方で説明した態様でフライバツク電圧を生じる。
端子６８と接地２３１との間のフライバツク電圧
は電極２０１とスタータ補助コンダクタ２１０と
の間の大きな電圧の傾きを生じる。もちろん、他
の電圧の傾きが電極２００とスタータ補助コンダ
クタ２１０との間に現れるが、しかし電極２００
のフライバツク電圧は逓降変圧器５９によつて減
少されるので、電極２０１の近辺の電圧の傾きは
より大きい。

好ましくは、電極２０１に現われる最大電圧の
傾きは電極２０１に近辺のガスをイオン化するの
にちようど充分である。しかしながら、この最大
電圧の傾きは電極２０１の周りの限られた付近に
拘束されるので、イオン化はこの限られた領域の
みにおいて生じる。しかしながら、回路の後続す
る動作の間に、イオン化した近辺は第１４図に最
もよく示されるように、累積的に広がる。第３図
を参照すると、トランジスタ１４が開かれて第３
Ａ図の時間T_Oでフライバツク電圧を生じたと想
定すると、トランジスタは再び時間T_Aで閉じか
つフライバツク電圧が消える。トランジスタが再
び時間T_Bで開きかつフライバツク電圧が再び現
れる。時間T_Oの第１のフライバツク電圧によつ
て作られたイオン化ガスは時間T_Aおよび時間T_B
の間、すなわちフライバツク電圧間の期間総合的
に脱イオン化しないが、しかし実質的に電極２０
１の近辺に残り、それはR_Oで示される輪郭づけ
られた領域として第６図に示されている。T_Bの
次のフライバツク電圧の間に、領域R_Oでイオン
化されたガスは実質的にコンダクタとして働く。
それゆえに、大きな電圧の傾きが時間T_Bでフラ
イバツク電圧によつて作られかつ全体の領域R_O
とスタータ補助コンダクタ２１０との間に現れ
る。この大きな電圧の傾きはさらにイオン化を生
じるのに充分なものであり、かつこれによつてイ
オン化の領域がより小さな領域R_Oからより大き
な領域R_Bまで拡大する。また、サイクルが繰返
され、かつ今度はフライバツク電圧の傾きが拡大
された領域R_Bの導通しているイオン化ガスとス
タータ補助コンダクタ２１０との間に現われ、そ
れによつてイオン化されたガスの領域がさらに、
それが領域R_Dを包囲するまで拡大する。

継続するサイクルを通じて、イオン化されたガ
スの領域が累積的に拡大し、より小さな領域R_O
において始まり、そして領域R_B，R_D，R_Fに至り、
かつ最終的に領域R_Hを包囲し、その領域R_Hは第
２電極２００を含みかつ電極２００および２０１
の間の導通しているイオン化ガス電流経路を確立
し、その時にランプ３５の点弧が完了するという
ことがわかる。ランプを点弧するのに必要な端子
６８のフライバツク電圧は回路の信頼性を増大す
るために比較的小さいということもまたわかる。

第１２図の回路において、自動変圧器５９上の
タツプ６５，６６，６７および６８の場所は任意
であり、かつ電極２００，２０１は、点弧後ラン
プ３５の動作に影響を与えることなく適当な逓降
比を与える自動変圧器５９の任意の部分に接続さ
れてもよい。たとえば、ランプ３５は自動変圧器
の上半分に接続されてもよく、またはランプは自
動変圧器５９の中間部分に接続されてもよい。し
かしながら、上で指摘したように、自動変圧器５
９は電極２００，２０１の間のフライバツク電圧
の減少を生じる。電極２０１とスタータ補助コン
ダクタ２１０との間の始動電圧の傾きを発生す
る、電極２０１および接地２３１の間のフライバ
ツク電圧の同様な減少は、逓降自動変圧器５９に
よつて第１２図の回路に現れる。自動変圧器５９
によつて電極２０１とコンダクタ２１０との間の
電圧の何らかの減少を除去するのが望ましく、そ
のため電極２０１近くの電圧の傾きはトランジス
タ１４がまず開いてランプ３５を点弧するように
フライバツク電圧を作り出すときに最大にされ
る。

第１３図の回路は自動変圧器５９によつて電極
２０１とコンダクタ２１０との間の電圧の傾きの
何らかの減少を除去する。第１３図の回路の動作
は、電極２０１とコンダクタ２１０との間のフラ
イバツク電圧によつて生じた電極２０１の対応す
る電圧の傾きが自動変圧器５９の逓降比の選択に
関係することなく点弧するために必要とされるし
きい値レベルに維持されるということを除き、第
１２図の動作と同様である。第１３図の電極２０
１は自動変圧器５９へトランジスタ１４を接続す
る端子６８へ直接に接続され、他方、他の電極２
００は中間タツプ６６のような自動変圧器５９上
の中間タツプへ接続される。そのような直接接続
によつて、スタータ補助回路２１０と電極２０１
との間のフライバツク電圧が逓降自動変圧器５９
によつて減少されるのを防止される。

電極２０１が第１３図に示すようにトランジス
タ１４のコレクタへ接続されなければかつスター
タ補助コンダクタ２１０が用いられなければ、点
弧時にランプ３５の内側の最大電圧の傾きは、自
動変圧器５９によつて減少されかつ電極２０１，
２００の間の比較的大きな距離によつて分割され
る端子６８および接地２３１に現れるフライバツ
ク電圧にほぼ比例する。スタータ補助コンダクタ
２１０の導入によつてはるかに小さなフライバツ
ク電圧が用いられるのが可能となり、しかしなが
ら、そのフライバツク電圧によつて、電極２０１
とスタータ補助コンダクタ２１０との間の十分に
大きな電圧の傾きが、スイツチ１９が最初に閉成
されるときランプの点弧およびランプ３５のガス
のイオン化を達成することができる。さらに、ラ
ンプへ自動変圧器を正しく接続することによつ
て、第１３図に示すように、逓降比の自動変圧器
がこの電圧の傾きに影響を与えることなく用いら
れる。ランプ３５へ供給される電圧を増大させる
ための逓昇自動変圧器が第１３図の逓降自動変圧
器５９にかわつて用いられてもよいということが
認識されるべきである。

(D) 対称的なランプ電圧調整 上述した制御回路は特に低強度の、低圧水銀螢
光ランプとともに用いるのに適している。しかし
ながら、高圧水銀ランプ、高圧または低圧ナトリ
ウムランプ、およびメタルハライドランプなどの
ような種々の他の形式のガス放電ランプを制御す
るために用いられるとき重大な問題が生じる。そ
のようなランプの効率は第３Ｄ図のランプ電圧波
形が対称であるときのみ最大にされるということ
がわかつた。

第３Ｄ図を参図して、もしもT_OおよびT_Aの間
の時間期間がT_AおよびT_Bの間の時間期間に等し
ければ、第３Ｄ図に示されるランプへ供給される
電圧波形は一般に対称形を有するということが認
識されるべきである。T_OおよびT_Aの間の時間期
間はワンシヨツトマルチバイブレータ１８の時間
遅延によつて決定されその間にそれはそのハイ出
力状態へ切変わる前にそのロー状態のままである
ということもすでにわかつている。T_AおよびT_B
の間の時間期間は電圧源１６から制御回路へ供給
された電圧の関数である。このように、対称な電
圧波形がランプ１１へ供給されるべきであれば、
電圧源１６は、第３Ｄ図に示される時間T_Aおよ
びT_Bの間の時間期間をマルチバイブレータ１８
のロー出力状態によつて規定されるT_OおよびT_A
の間の固定された時間期間に等しくさせる大きさ
を有する電圧を供給しなければならない。第１図
のランプ１１は高い強度の水銀ガス放電ランプで
ありかつ第１図に示された簡略化された回路に類
似する制御回路が用いられれば、130ボルトに等
しい源１６によつて供給された電圧によつて対称
的な電圧波形がランプ１１へ供給され、そのラン
プ１１において時間T_OおよびT_Aの間の時間期間
がT_AおよびT_Bの間の時間期間に等しくかつその
ランプ電圧変形は第３Ｄ図に示されるようなもの
であるということがわかつた。

第１図のランプ１１に対称な電圧を与えるため
の明らかな技術は130ボルトDCの出力電圧を与え
る電圧源１６を選択することであるのが明らかで
あろう。しかしながら、第３Ｄ図に示したよう
に、ランプへ供給された電圧波形の対称または非
対称は電圧源１６によつて供給された電圧の大き
さの関数のみならず、基準電圧としてポテンシヨ
メータ２３によつてコンパレータ２０へ供給され
た電圧の関数でもある。このように、電圧源１６
からの電圧がポテンシヨメータ２３の一方の設
定、たとえば第３Ｄ図の設定「Ｙ」に対してラン
プ１１に対称な電圧波形を与えても、ポテンシヨ
メータ２３を、第３Ｄ図の設定「Ｘ」のような他
方の設定に変化することはランプ電圧波形を変え
るので波形はもはや対称ではない。それゆえに、
この簡略化された技術を用いて、対称的な電圧波
形がポテンシヨメータ２３の設定が変化するのを
許容されるべきであれば維持されることができな
い。

ランプ１１が高強度の水銀放電ランプであると
きはさらに他の問題に遭遇する。電圧源１６がラ
ンプ１１に対称な電圧波形を与える制御回路を生
じるのに必要な130ボルトを供給すれば、スイツ
チ１９が最初に閉じられかつランプ１１が冷却さ
れるとき、ランプ１１の水銀蒸気が非常に急速に
イオン化し、その目的でインダクタ１７を流れる
電流が充分に増大される前にマルチバイブレータ
１８が状態を変化させてトランジスタ１４を早ま
つてターンオフする。その結果、ランプ１１の暖
まり期間が延長され、かつランプ１１および関連
の制御回路が正常動作モードに到達しないという
ことでも可能となる。これは、高圧水銀ランプの
対称な波形に対応する電圧、すなわち、対称電圧
V_Sが、ランプが暖められるとき130ボルトである
が、ランプが冷却するときは20ボルトに過ぎない
という事実の結果である。このように、ランプ温
度がスイツチ１９が閉じられている全時間の間変
化するとき対称電圧が変化する。それゆえに、電
圧源１６からの単供給電圧がランプ内に対称な電
圧波形を必ずしも与えない。さらに、電圧源１６
によつて供給された電圧の大きさが暖められたと
きのランプの対称電圧を等しくするように選ばれ
ても、ランプ特性はランプの寿命の間変化し、ま
たはランプ自体が他のランプと交換されれば電圧
源１６によつて供給された電圧はもはや必要な対
称電圧ではない。

他方、トランジスタ１４のオン時間を一定値に
保持することによつて、たとえば、等しい固定の
「オン」および「オフ」時間期間を有する双安定
マルチバイブレータを用いることによつて対称が
課せられれば、第１図に関して上述した態様でラ
ンプ照度を変化させまたは選択するのがもはやで
きなくなる。

第１５図は前述の問題を解決するこの発明の一
実施例の簡略化された概略図である。電圧調整器
３００が、インダクタ１７に並列に接続されるガ
ス放電ランプ１１へ電圧を供給する。ランプ１１
およびインダクタ１７の並列組合わせはトランジ
スタ１４および接地を介して接続される抵抗１５
に直列に接続され、かつ電圧調整器戻り端子３３
０へ接続される。コンパレータ増幅器２０および
単安定マルチバイブレータ１８が第１図および第
３図に関して上述したと同じ態様でトランジスタ
１４と抵抗１５との間に接続される。コンパレー
タ２０はポテンシヨメータ２３に接続された基準
電圧源２４から基準信号を受ける。この発明は対
称検出器３５５の新規な特徴を含んでおり、この
検出器３５５の入力３６０はトランジスタ１４の
コレクタへ接続され、かつその出力３６５は増幅
器３７０および安定化回路３７５を介して電圧調
整器３００のフイードバツク基準入力３８０へ接
続される。対称検出器３５５、増幅器３７０、安
定化回路３７５、およびフイードバツク基準入力
３８０は供給電圧フイードバツク制御ループを形
成し、このループはランプ１１での供給電圧を対
称電圧V_Sに維持する。対称検出器は、トランジ
スタ１４のオン時間（第３図のT_AおよびT_Bの間
隔に対応する）と、トランジスタ１４のオフ時間
（第３図のT_OおよびT_Aの時間期間に対応する）と
の間の差に比例してその出力３６５にDC電圧を
発生する回路である。それゆえに、一実施例にお
いては、対称検出器３５５の出力３６５はトラン
ジスタ１４のオン時間がそのオフ時間を超えれば
正であり、対称検出器３５５の出力３６５がトラ
ンジスタ１４のオン時間がそのオフ時間よりも小
さければ負である。安定化回路３７５は発振に対
して安定性を達成するためフイードバツクループ
に含まれる。それは抵抗３８５およびコンデンサ
３９０を含む簡単なローパスフイルタであつても
よい。

フイードバツクループの動作は電圧調整器３０
０の出力電圧V₁が対称電圧V_Xにありまたはその
電圧V_Xの近くにあるように制御し、それによつ
てトランジスタ１４のオンおよびオフ時間が等し
くなり、それはランプ１１への対称的な電圧波形
に対応する。フイードバツクループの動作の説明
は、ランプ１１へ電圧調整器３００によつて供給
された電圧V₁が必要な対称電圧V_Sよりも大きく、
それによつてオン時間がトランジスタ１４のオフ
時間よりも短くなるという想定で始まる。これに
よつて、対称検出器３５５の出力３６５が負であ
る。対称検出器のこの負出力は増幅器３７０によ
つて増幅されかつその結果生じた電圧は負のフイ
ードバツクとして電圧調整器３００のフイードバ
ツク基準入力３８０へ印加される。電圧調整器３
００は電圧調整器３００の出力３０１の電圧V₁
を減少させることによつてこの負のフイードバツ
クに応答する。非常に高いループ利得のため、ラ
ンプ１１へ供給された電圧は、それがほぼV_Sに
等しくなるまで対称検出器３５５からフイードバ
ツクによつて減少され、その時に対称検出器３５
５の出力が０に達する。この点で、対称電圧波形
がランプ１１へ印加される。対称電圧V_Sはラン
プ１１の温度変化によつてまたはランプ１１のエ
ージングによつて変化する一方、対称検出器３５
５によつて、ランプへ供給された電圧はV_Sの変
動にかかわらず対称電圧V_Sにまたはその近くに
維持されるということが明白であるべきである。
安定化回路３７５は増幅器３７０によつて与えら
れたフイードバツク信号の急速な変化を妨げ、し
たがつて供給電圧フイードバツク制御ループの安
定性を増大させる。

第１５図の対称調整ループの効果は第１６図の
チヨーク１７を流れる電流の時間領域のプロツト
を参照して最もよくわかる。第１６Ａ図および第
１６Ｃ図は第１図に示された回路のような制御回
路の対称調整がない場合のチヨーク電流の時間領
域プロツトである。第１６Ａ図および第１６Ｃ図
のプロツトは第１図のポテンシヨメータ２３の２
個の設定「Ｘ」および「Ｙ」に対するものであ
り、かつこれらのプロツトは第３Ｂ図の２個の時
間領域プロツトに対応するように見られる。対称
調整を回路へ導入する効果が第１６Ｂ図および第
１６Ｄ図に示される。第１６Ｂ図は第１図のポテ
ンシヨメータ２３の設定「Ｘ」に対応する第１５
図の回路におけるポテンシヨメータ２３の設定
「Ｘ」に対する対称調整されたチヨーク電流の時
間領域プロツトであり、かつ第１６Ｄ図は第１図
のポテンシヨメータ２３の設定「Ｙ」に対応する
第１５図の回路のポテンシヨメータ２３の設定
「Ｙ」に対して対称調整されたチヨーク電流の時
間領域プロツトである。

第１６Ａ図のグラフに続きかつ第１図の回路の
説明を参照して、ポテンシヨメータ２３が「Ｘ」
の設定を有せば、第１図の制御回路によつて、第
１６Ａ図に示されたチヨーク電流の時間領域波形
はピーク値I_Xを有する。T_OからT_Aまでの時間期
間の間に、チヨーク電流はチヨーク１７のフライ
バツク電圧が減少するにしたがつて減少する。
T_OおよびT_Aの間の時間期間はマルチバイブレー
タ１８の無安定状態の期間によつて決定される固
定期間である。時間T_Aで、トランジスタ１４は
ターンオンし、チヨーク電流は時間T_Bで、それ
がそのピーク値I_Xに達するまで増大する。この
時、ポテンシヨメータ２３の設定「Ｘ」によつて
回路がフライバツクする。電圧源１６からの供給
電圧が充分な大きさのものであれば、チヨーク電
流は非常に急速に増え、そのためチヨーク電流が
そのピーク値まで増大するのに必要とされるT_A
からT_Bまでの時間期間は、トランジスタ１４が
ターンオンされたあと、マルチバイブレータ１８
の無安定状態のT_OからT_Aまでの期間に関して全
く短い。それゆえに、対称調整がない場合、T_A
およびT_Bの間のチヨーク電流波形の充電部分は
時間T_OおよびT_Aの間のチヨーク電流のフライバ
ツク部分よりもはるかに短いということがわか
る。これはそのオフ時間よりもはるかに短いトラ
ンジスタ１４のオン時間に相当する。

第１５図の対称調整されたフイードバツク制御
ループがランプ制御回路へ導入されれば、第１５
図に示されるように、制御回路へ供給された電圧
V₁は対称制御ループによつて減少される。その
結果、トランジスタ１４が時間T_Aでターンオン
された後、チヨーク１７の電流がポテンシヨメー
タ２３の設定「Ｘ」によつて決定されるその最大
ピーク値I_Xへ増大するのに非常に大きな時間長さ
が必要とされる。トランジスタのオン時間は、第
１６Ｂ図に示されるように、供給電圧の減少の結
果増大される。第１６Ｂ図のチヨーク電流波形の
正の部分の先端の傾斜は第１６Ａ図の対応部分よ
りもはるかに緩やかであるということに注目され
たい。これは、チヨークに印加された供給電圧
V₁の減少の直接の結果である。第１５図の対称
調整フイードバツク制御ループは第１５図の電圧
調整器３００から供給電圧V₁を減少し、時間T_B
を時間T_B1へ正確に増大し、そのため（T_B1−T_A）
＝（T_A−T_O）となる。その結果、第１６Ｅ図の対
応する対称調整された電圧波形が正確に対称的に
なる。

第１図のポテンシヨメータ２３の設定は設定
「Ｘ」からより高い設定「Ｙ」まで変化されれば、
チヨーク１７に流れるピーク電流はI_XからI_Yまで
増大する。チヨーク電流はT_OからT_Aまでの時間
期間の間値I_YYに減少する（第１６Ｃ図に図解さ
れる）。トランジスタ１４が時間T_Aでターンオン
されるとき、チヨーク電流はI_YYからポテンシヨ
メータ２３の設定「Ｙ」によつて決定されるその
最大ピーク値I_Yまで増大する。対称調整のない場
合の電圧源１６によつて与えられた電圧があまり
大きくなければ、第１６Ｃ図の期間T_AないしT_B
に対応する長い時間期間がチヨーク１７の電流が
I_YYからI_Yまで増大するのに必要とされる。それゆ
えに、第１６Ｃ図のチヨーク電流波形の増加部分
は時間期間T_OないしT_Aによつて規定される第１
６Ｃ図のチヨーク電流波形の減少部分よりもはる
かに長い時間期間T_AないしT_Bの間続く。

第１５図の対称調整制御ループが第１５図に示
される制御回路へ導入され、他方ポテンシヨメー
タ２３が「Ｙ」の設定を有せば、第１５図の対称
制御ループによつて、ランプ回路へ供給された電
圧V₁が増大する。その結果、インダクタ１７を
流れる電流がI_YYからI_Yまで増大するのにより短い
時間期間が必要とされる。この電流増加は第１６
Ｄ図に示すように、時間T_Aおよび時間T_B1の間に
生じる。時間T_AおよびT_Bの間にある第１６Ｄ図
のチヨーク電流波形の正の部分の先端の傾斜は第
１６Ｃ図の対応する部分よりもはるかに険しいと
いうことに注目されたい。これは、チヨーク１７
に印加された電圧V₁の増加に対応する。ポテン
シヨメータ２３の増大された設定「Ｙ」で、対称
調整制御ループの導入によつて、ランプ電圧がポ
テンシヨメータ２３の設定「Ｙ」によつて決定さ
れるそのピーク値に達する時間は第１６Ｃ図の時
間T_Bから第１６Ｄ図の時間T_B2まで減少する。対
称調整制御ループによつて、電圧調整器３００か
らランプ制御回路へ供給された電圧V₁は正確に
増大されるので、T_AおよびT_Bによつて規定され
る期間はT_OおよびT_Aによつて規定される期間に
等しい。その結果、トランジスタ１４のオン時間
は、第１６Ｆ図に示すように、そのオフ時間に等
しくかつランプ電圧波形が対称になる。

第１７図は第１５図に示された回路に類似する
回路であるが、さらに、基準電圧フイードバツク
制御ループおよび、ランプが回路から除去される
場合にトランジスタ１４を保護するための保護回
路を備えている。基準電圧制御ループは供給電圧
の変化によつてランプ強度の変動を最小にし、か
つ分周器回路４００を含み、この回路４００の入
力４０５の一方は電圧調整器３００の出力３０１
へ接続されかつその他方入力４１０は可変基準電
圧源４１５へ接続される。出力４２０は電圧制限
器４２５へ接地され、この制限器は、順次、コン
パレータ２０の一方入力へ接続される。分周回路
４００の出力４２０の電圧V_Lは基準電圧源４１
５の基準電圧V_Rとそれぞれ分周器４００の入力
４１０および４０５へ接続される電圧調整器３０
１の出力電圧V₁との間の差に比例する。

分周器４００は差動増幅器を含むものとして第
１８図に詳細に示されており、その差動増幅器の
負入力４３５は抵抗４４０を介して入力４０５へ
接続されかつまた抵抗４４５を介して入力４１０
へ接続される。差動増幅器４３０の正入力４５０
は接地３２５へ接続される。フイードバツク抵抗
４５５は入力電圧V_RおよびV₁ならびに出力電圧
V_Lの基準化を与える。

基準電圧フイードバツク制御ループ（第１７
図）の動作は次のとおりである。可変基準電圧源
４１５はコンパレータ２０の基準入力で電圧V₂
を選択するように変化されるので、ランプ１１は
第１図、第２図および第３図に関して上述したよ
うに、ユーザによつて望まれる照度を発生する電
圧調整器３００の出力電圧V₁が減少されれば、
分周器４００の出力電圧V_Lが増大される。この
理由は、入力４１０および４０５の間の電圧差が
V₁の減少により増大されたからである。V_Lのこ
の結果的に生じた増大によつて、コンパレータ２
０への基準入力で電圧V₂における対応する増大
を生じる。第１図、第２図および第３図に関して
上述したように、V₂の増大によつて、ランプ１
１へ流れる電流の対応する増大が生じる。抵抗４
４０，４４５、および４５５（第１８図）は、
V₂の変化が正確にV₁の変化を正確に補償してラ
ンプ１１へ供給された電力をほぼ一定値に維持す
るように選ばれる。調整器３００の出力電圧V₁
はまた、基準電圧V_Rがユーザによつて選ばれた
後増大する。この場合、分周回路４００によつて
検知された入力４０５および４１０の電圧間の差
はより小さく、それはV_Lの減少およびコンパレ
ータ２０の入力のV₂の対応する減少を生じる。
この結果、第１図、第２図および第３図に関して
上述した態様でランプ１１へ供給された電流の減
少を生じる。

電圧制限器４２５は過剰な電流がランプ１１を
流れるのを防止する。すでに指摘したように、高
強度の水銀ランプがランプ１１として用いられれ
ば、ランプへ最初に印加された電圧によつて、そ
れが急速にイオン化し、それによつて非常に大き
な電流がランプがなおも冷たいままランプを流
れ、それはランプ１１に損傷を与える。そのよう
な場合を避けるために、電圧制限器４２５は分周
器４００の出力４２０から供給された電圧V_Lを
コンパレータ２０の基準入力へクリツプする。ラ
ンプ１１を流れる電流はコンパレータ２０の基準
入力へ供給された電圧V₂によつて制御されると
いうことがすでにわかつている。このように、制
限器４２５は過剰電流がV₂の値を制限すること
によつてランプ１１へ流れるのを防止する。電圧
制限器４２５は、たとえば、分周器４００の出力
４２０と接地との間に接続されるツエナーダイオ
ード４２５Ａであつてもよい。電圧制限器４２５
はこのように出力４２０の電圧V_Lをダイオード
４２５Ａのブレークダウン電圧に等しい最大値に
クリツプする。

ガス放電ランプ１１が暖められた状態にありか
つ電力遮断によつて瞬間的に消されるとき、それ
を再スタートするのに必要な電圧は非常に大き
い。それゆえに、インダクタ１７からのフライバ
ツク電圧によつて、トランジスタ１４のコレクタ
電圧はトランジスタ１４のブレークダウン電圧速
さが超過されるまで上昇し、トランジスタに損傷
を与える。この態様でトランジスタ１４に損傷を
与えるのを防止するために、保護回路が設けら
れ、この回路はトランジスタ１４のコレクタとコ
ンパレータ増幅器４７０の入力４６５との間に接
続される金属酸化物バリスタ２７を含む。コンパ
レータ増幅器４７０のもう１つの入力４７５は基
準電圧源４８０へ接続され、かつコンパレータ増
幅器４７０の出力４８５は無安定マルチバイブレ
ータ４９５の入力４９０へ接続される。マルチバ
イブレータ４９５の出力５００は電圧調整器３０
０の運転停止端子５０５へ接続される。インダク
タ１７のフライバツク電圧がバリスタ２７のブレ
ークダウン電圧を超えれば、バリスタ２７によつ
て電流が抵抗４６１を流れ、かつしたがつて電圧
がコンパレータ４７０の正入力４８５に現われ
る。基準電圧源４８０の電圧はバリスタ２７のブ
レークダウンで生じる入力４６５の電圧よりも小
さくなるように選ばれる。それゆえに、コンパレ
ータ増幅器４７０はその正入力４６５およびその
負入力４７５の間の正の差を検知し、かつそれゆ
えにその増幅器４７０によつて正の信号がその出
力４８５に現われかつワンシヨツトマルチバイブ
レータ４９５の入力４９０に現われる。これによ
つて、マルチバイブレータ４９５は状態を変化さ
せて負の信号を発生し予め定められた長さの時間
その出力５００に現われる。この負の信号は電圧
調整器の運転停止入力５０５へ導通され、それに
よつて電圧調整器３００がターンオフするのでそ
の出力電圧V₁が０へ進む。マルチバイブレータ
４９５の固定時間期間が終るとき、マルチバイブ
レータ４９５はその安定出力状態まで変化し、か
つしたがつて電圧調整器３００が再び電力をラン
プ１１へ供給する。たとえば、ランプ１１が遮断
されまたは点弧しなければ、このサイクルが繰返
される。バリスタ２７のブレークダウン電圧は好
ましくはトランジスタ１４のブレークダウンより
も小さくなるように選択され、したがつてトラン
ジスタ１４に対する損傷を防止する。

ランプ１１を点弧するのに必要とされる電圧は
ランプが冷たいときよりもランプが暖かいときの
方がはるかに大きいのでこの保護回路が必要であ
る。それゆえに、ランプがターンオフされれば、
通常再点弧する前にランプが冷却するのを許容す
る必要がある。したがつて、マルチバイブレータ
４９５の無安定状態の接続期間によつて設定され
る固定された時間期間の間、（その時間期間の間
に電圧調整器３００が運転停止される）、ランプ
１１が冷めるのが許容される。このように、調整
器３００が再度ターンオンを許容されるとき、ラ
ンプ１１が点弧しかつインダクタ１７のフライバ
ツク電圧がバリスタ２７またはトランジスタ１４
のいずれかのブレークダウン電圧に達する前に導
通し始める。他方、ランプ１１が熱すぎたりまた
は接続されなければ、保護回路の運転停止サイク
ルが繰返し起る。

第１７図の電圧調整器３００は第１９図のブロ
ツク図の態様で示されたAC電流変換器を含む。
電力が変換器の入力６００，６０５への60ヘルツ
の電流源から電流変換器へ供給される。ダイオー
ドブリツジ６１０が、入力６１０Ａ，６１０Ｂへ
接続された定電流源からの60ヘルツの交流を整流
して出力６１０Ｃ，６１０Ｄに整流された60ヘル
ツの電流を発生する。次の説明からわかるよう
に、第１９図に示される電流変換器は電力を負荷
６６５へ調整し、他方、純抵抗入力インピーダン
スを入力端子６００，６０５の60ヘルツ交流電流
へ与える。

第１９図の電流変換器は、チヨーク６１５、コ
ンデンサ６２０、トランジスタ６２５、コンパレ
ータ増幅器６３０および電力増幅器６３５からな
る電力発振器を含む。チヨーク６１５のインダク
タンスおよびコンデンサ６２０のキヤパシタンス
は好ましくは、電力発振器が約20キロヘルツの周
波数でトランジスタを切換えるように発振するよ
うに選ばれる。

正弦波の60ヘルツの整流された電流がダイオー
ドブリツジ６１０の出力端子６１０Ｃ，６１０Ｄ
で発生される。電流が出力端子６１０Ｄから流
れ、コンデンサ６２０を充電し、かつインダクタ
６１５を流れる。トランジスタ６２５がオンであ
れば、電流がインダクタ６１５から接地６４０へ
流れ、それは接地６４５および抵抗６５０を介し
て６１５Ｃへ戻る。他方、トランジスタ６２０が
オフであれば、電流はダイオード６５５を流れか
つコンデンサ６６０および負荷６６５の間で分割
される。電流は接地６７０から接地６４５へ戻
り、抵抗６５０を介してかつダイオードブリツジ
端子６１０Ｃへ戻る。負荷６６５を介してダイオ
ードブリツジ端子６１０Ｄから流れる電流の割合
はトランジスタ６２５のデユーテイサイクルによ
つて決定される。したがつて、電流変換器はトラ
ンジスタ６２５のデユーテイサイクルを制御する
ことによつて負荷６６５へ供給された電流の量を
制御する。

トランジスタ６２５のベース電圧は、トランジ
スタ６２５のベースへ接続される反転増幅器６３
５を介してコンパレータ増幅器６３０によつて制
御される。コンパレータ増幅器６３０の負入力６
７５は電圧分割抵抗６８０，６８５を介して出力
端子６１０Ｄへ接続される。コンパレータ増幅器
６３０への正の入力６９０はコンパレータ増幅器
の出力６９５から電圧分割抵抗７００，７０５を
介して正のフイードバツクを受ける。コンパレー
タ増幅器６３０はV_Pで示される飽和出力電圧を
有する。負入力６７５の電圧V_Aが正入力６０８
の電圧V_Bを超えれば、コンパレータ増幅器６３
０は、入力６９０への正のフイードバツクによつ
てその最大の負出力−V_Pへ飽和する。したがつ
て、出力６９５の電圧は−V_Pに等しくなる。他
方、負入力６７５の電圧V_Aが正のフイードバツ
ク入力６９５の電圧V_Bよりも小さければ、コン
パレータ増幅器６３０は最大の正出力へ飽和する
のでその出力６９５の電圧は＋V_Pである。コン
パレータ増幅器６３０の出力電圧±V_Pが増幅器
６３５によつて反転され増幅され、かつトランジ
スタ６２５のベースへ印加される。正の入力６９
０へ印加された正のフイードバツク電圧は抵抗７
００，７０５によつて分割されてV_P（R₇₀₅／
（R₇₀₀＋R₇₀₅））になる。コンパレータ６３０は、
負入力６７５の電圧V_AがV_P（R₇₀₅／（R₇₀₀÷
R₇₀₅））に等しいときはいつでも、その最も正お
よび最も負の出力電圧＋V_Pおよび−V_Pの間で切
換わる。電力発振器が20キロヘルツの周波数でト
ランジスタ６２５をスイツチングすることによつ
て発振すべきであれば、その出力端子６９５のコ
ンパレータ増幅器６３０の出力は同じ周波数で＋
V_Pおよび−V_P間を上下に切換わらなければなら
ない。これは、順次、負の入力端子６７５の電圧
が＋V_P（R₇₀₅／（R₇₀₀＋R₇₀₅））と−V_P（R₇₀₅／
（R₇₀₀＋R₇₀₅））との間で20キロヘルツの周波数で
発振しなければならない。それゆえに、１回の発
振期間にわたつて平均化された負の入力端子６７
５の電圧は０でなければならないということがわ
かる。このことから、入力端子６００，６０５に
かかる60ヘルツの電流源へ与えられた入力インピ
ーダンスは純粋に抵抗であることが言えこれは次
のとおり示される。

端子６１０Ｄおよび６１０Ｃの間のダイオード
ブリツジ６１５を介して流れる電流はI_Nとして規
定される。抵抗６８０，６８５の値は好ましくは
抵抗６５０または負荷６６５の抵抗の値よりもは
るかに大きい。さらに、コンデンサ６２０は好ま
しくは、それが端子６１０Ｄから流れる60ヘルツ
の整流された電流へ非常に高いインピーダンスを
与えるように選ばれる。それゆえに、端子６１０
Ｃの電圧V_Cは次のように規定されることがわか
る。

V_C＝−R₆₅₀I_N 20キロヘルツの発振サイクルにわたつて平均さ
れた負の入力端子６７５へ供給された電圧は零で
なければならず、かつそれゆえに接続点７１５の
電圧V₇₁₅は発振期間にわたつて平均されるとき零
でなければならないということがすでにわかつて
いる。出力端子６１０Ｄの電圧がV_Dとして規定
されれば、 V_D＝R₆₅₀I_N（（R₆₈₀／R₆₈₅）＋１）であることが
上述のことから容易に示される。

入力端子６００，６０５間の入力電圧をV_Nで
あると規定して、 V_N＝V_D−V_Cであることがわかる。

このことから次の式が得られる。

V_N＝I_NR₆₅₀（（R₆₈₀／R₆₈₅）＋１） 端子６００，６０５間の抵抗値としてV_N対I_N
の比を認識して、第８図の電流変換器は純粋な抵
抗入力インピーダンスを、入力端子６００，６０
５へ接続される60ヘルツの電流源へ与え、かつこ
の抵抗値が抵抗６５０，６８０および６８５の抵
抗値によつて決定されるということがわかる。こ
の特徴は電圧調整器３００において特に有利であ
る。なぜならばインダクタまたはコンデンサのよ
うなリアクタンス成分が電圧に関して電流の位相
を変化させ、電力の無効使用を生じると常に典型
的に現われる無効電力損失の発生を実質的に除去
するからである。

前述の説明から、第８図の電流変換器を併用す
る電圧調整器３００によつて消費される電力は
E_NI_N＝I² _NR₆₅₀（（R₆₈₀／R₆₈₅）＋１）であるという
ことが容易に示される。

このことから、電流変換器によつて消費される
電力は負荷６６５の抵抗値に独立であり、かつし
たがつて第１９図の電流変換器は消費された電力
を調整しかつ負荷抵抗変動による変化を防止する
ということがわかる。

第２０図はダイオードブリツジ６１０近くの電
流変換器における種々の点の種々の電流および電
圧波形を示す。入力端子６００，６０５へ供給さ
れる入力電流I_Nが60ヘルツの正弦波として第２０
Ａ図に示される。第２０Ｂ図において、端子６１
０Ｃの電圧（これは−I_NXR₆₅₀に等しいというこ
とがわかつている）は負極性の整流された60ヘル
ツの正弦波としてプロツトされる。上述したよう
にV_DはI_NR₆₅₀（（R₆₈₀／R₆₈₅）＋１）に等しく、か
つV_Dは正極性の60ヘルツの正弦波として第２０
Ｃ図にプロツトされる。端子６１０Ｄから端子６
１０Ｃへ流れる電流はI_Nの関数でありかつ正極性
の60ヘルツの整流された正弦波として第２０Ｄ図
にプロツトされる。第２０Ｅ図はそれが入力６０
０，６０５に現われるときのV_Nのプロツトであ
る。第２０Ｅ図のプロツトの波形は第２０Ａ図の
プロツトの波形と同相であるということが重要で
ある。なぜならば入力電圧および入力電流は互い
に同相であるからである。この同相関係は、入力
端子６００，６０５で60ヘルツの入力電流へ第１
９図の電流変換器によつて与えられた入力インピ
ーダンスが純粋に抵抗性であるという事実の結果
である。これは電流変換器によつて電力の最大効
率的使用を確実にしかつ無効電力損失を防止す
る。

第１９図の電流変換器の電力発振器の動作の説
明は、端子６１０Ｄから流れる電流I_Dと、正の入
力端子６９０の正のフイードバツク電圧V_Bより
も大きなコンパレータ６３０への負の入力６７５
の電圧V_Aとで始まる。コンパレータ６３０はそ
の入力での負の差を検知しかつその出力６９５で
負の出力電圧−V_Pを発生する。増幅器６３５は
V_P出力電圧を正の電圧に反転しかつこの正の電
圧がトランジスタ６２５のベースへ印加される。
トランジスタ６２５はターンオンしかつ電流を接
地６４０へ流すことによつてそのベースで正の電
圧に応答する。したがつて、電流I_Nはトランジス
タ６２５を介して接地へ流れる。この電流は接地
６４５を介して抵抗６５０を介して戻り端子６１
０Ｃへ戻る。コンデンサ６２０のキヤパシタンス
は好ましくは高インピーダンスを60ヘルツ電流へ
作動するように選択されるが、I_Nの60ヘルツのリ
ツプルに対してある平滑化を与える。したがつ
て、60ヘルツのI_Nは本質的にコンデンサ６２０を
流れない。トランジスタ６２５はターンオンした
ので、電流I_Nは負荷６６５の抵抗をバイパスする
ように許容され、かつ抵抗６５０を介して直接に
かつ戻り端子６１０Ｃへ戻るより低い抵抗経路を
提供される。その結果、インダクタ６１５を流れ
る電流が増大し、それによつてコンデンサ６２０
はインダクタ６１５を介して放電しインダクタ６
１５を介して引出された増大された電流に寄与す
る。その結果、抵抗７２０にかかる電位がコンデ
ンサ６２０が放電するにしたがつて減少しかつ負
になる。同様に、コンパレータ６３０に対する負
の入力６７５の電圧が減少し負になる。入力６７
５の負の電圧は、それがフイードバツク抵抗７０
０を介して正の端子６９０へ供給される負電圧、
−V_P（R₇₀₅／（R₇₀₀＋R₇₀₅））に等しくなるまで大
きさが増大し続ける。コンパレータ６３０はその
２個の入力６７５，６９０の電圧が等しくなると
すぐに、それはその最も正の入力電圧＋V_Pへ切
換わる。正の出力電圧V_Pが増幅器６３５によつ
て反転されかつ増幅され、かつトランジスタ６２
５のベースへ印加される。結果的に生じた負の電
圧によつてトランジスタ６２５がターンオフし、
それによつてインダクタ６１５を流れる電流がコ
ンデンサ６６０と負荷６６５との間に分割される
のを強制する。

この点で、端子６１０Ｄからインダクタ６１５
を介して流れる電流はより高い抵抗で今提示さ
れ、かつそれはそれゆえにインダクタ６１５のイ
ンダクタンスによつて制御される速さである時間
期間にわたり減少し始める。電流のこの減少の結
果、コンデンサ６２０はもはや放電せず、代わつ
て端子６１０Ｄから流れる電流によつて充電され
始める。その結果、コンデンサ６２０にかかる電
圧が増加し始める。これによつて、抵抗７２０の
電圧が増加しかつ端子６１０Ｄの電圧V_Dが増加
する。コンパレータ６３０の負の入力６７５の電
圧V_Aが増加し始め、かつそれが正のフイードバ
ツク端子６９０の電圧V_Bに等しくなるまで増加
し続ける。負の入力６７５の電圧が正のフイード
バツク入力６９０の電圧に等しくなるように増加
すると同時に、コンパレータ６３０は状態を変化
させるのでその出力は−V_Pへ飽和し、かつ全体
のサイクルの繰返しが起こる。コンパレータ６３
０は約20キロヘルツの周波数で＋V_Pおよび−V_P
の間でその出力を切換え、これはコンデンサ６２
０のキヤパシタンスとインダクタ６１５のインダ
クタンスによつて制御される周波数である。発振
の周波数（好ましくは20kHzの近く）もまた端子
６１０Ｄから流れる60ヘルツの入力電流I_Nに比例
する。このように、電力発振器は、60ヘルツの電
流I_Nがその最小値の近くにあるとき20kHzよりも
わずかに小さい周波数で上述の態様で発振し、か
つI_Nがそのピーク値に到達するとき20kHzよりも
幾分大きな周波数で発振する。このように、電力
発振器の発振周波数は60ヘルツのライン周波数サ
イクルによつてわずかに変調される。

第２１Ａ図は時間スケールが非常に拡大される
ので60ヘルツの正弦波が直線であるように現われ
るということを除き、第２０Ａ図と同じプロツト
である。第２１Ｂ図はトランジスタ６２５にかか
る電圧を示す。トランジスタ電圧の波形は電力発
振器の周波数に対応する20キロヘルツの周波数を
有するほぼ方形波である。第２１Ｃ図は３個のプ
ロツトを示す。第２１Ｃ図のV₇₂₀の符号のついた
プロツトは時間の関数として抵抗７２０にかかる
電圧のプロツトである。これは明らかに、トラン
ジスタが時間T_Oでターンオンされるとき、コン
デンサ６２０を介して放電する電流によつて抵抗
７２０にかかる電圧V₇₂₀が減少しかつコンパレー
タ６３０が時間T₁で切換わるまでより負になる
ということを示す。時間T₁で、トランジスタが
ターンオフし、かつコンデンサ６２０が充電し始
め、それによつて抵抗７２０にかかる電圧V₇₂₀が
それが正になるまで増大する。第２１Ｃ図におい
て明らかなようにコンパレータ６３０がその負の
出力状態に切換わるまで電圧V₇₂₀が増大する。前
述したように、コンデンサ６２０のキヤパシタン
スは好ましくは、コンデンサにかかる電圧の変動
が最小であるように選択され、かつコンデンサは
十分でないインピーダンスを20キロヘルツの発振
電流へ提供する。したがつて、第２１Ｃ図におい
て、V₆₂₀の符号のついた、コンデンサにかかる電
圧のプロツトは直線として現われる。第２１Ｃ図
の他のプロツトはV_Dの符号がつけられており、
それは出力６１０Ｄの電圧である。V_Dはコンデ
ンサにかかる電圧V₆₂₀と抵抗にかかる電圧V₇₂₀と
の和であり、かつ第２１Ｃ図において２個のプロ
ツトV₇₂₀およびV₆₂₀上に重ね合わされる。

第２１Ｄ図のプロツトはコンパレータ６３０へ
の負の入力の電圧V_Aとコンパレータ６３０の正
の端子６９０の電圧V_Bとを示す。V_Bは−V_P
（R₇₀₅／（R₇₀₀＋R₇₀₅））および＋V_P（R₇₀₅／
（R₇₀₀＋R₇₀₅））の間で交互に切換わる。V_Aはこ
れらの同じ２個の制御の間で発振する。第２１Ｄ
図は明らかにコンパレータ６３０がV_A＝V_Bのと
きのみ状態を変化させるということを示してお
り、これはV_Bの上部および下部ピーク電圧で交
互に生じる。すなわち、V_AはV_Bの上限および下
限に拘束されるということが明らかである。電圧
V₇₂₀の正および負のピーク値は第２１Ｃ図でプロ
ツトされており、±V_P（R₇₀₅／（R₇₀₀＋R₇₀₅））
（（R₆₈₀＋R₆₈₅）／R₆₈₅）へ拘束される。

このように、電力発振器の発振の大きさはコン
パレータ６３０の最大電圧出力V_Pによつて制御
される。その結果生じた電流波形が第２１Ｅ図に
示される。第２１Ｅ図においてI₆₂₀として符号の
つけられたプロツトはコンデンサ６２０を流れる
電流として規定される。すでに議論したように、
コンデンサ６２０は非常に高いインピーダンスを
60ヘルツの入力電流I_Nへ与えるが、非常に低いイ
ンピーダンスを20キロヘルツの発振電流で与え
る。それゆえに、コンデンサ６２０にかかる電流
I₆₂₀は零に関して20キロヘルツの周波数で発振す
る。チヨーク６１５を流れる電流I₆₁₅は出力端子
６１０Ｄを流れる入力電流I_Nとコンデンサ６２０
を流れる電流I₆₂₀との間の差に等しい。それゆえ
に、第２１Ｅ図のI₆₁₅のプロツトは第２１Ｅ図の
I₆₂₀のプロツトを第２１Ａ図の電流I_Nのプロツト
から減算することによつて抽出される。第２１Ｅ
図はインダクタ６１５への電流I₆₁₅が常に正であ
り、I₆₁₅の20キロヘルツの発振によつてコンデン
サ６２０を介して流れる電流I₆₂₀が約零の電流を
発振させる。

第２１Ｆ図はトランジスタ６２５を流れる電流
のプロツトであり、かつトランジスタ６２５がタ
ーンオンされる時間の間、すなわち時間T_Oおよ
びT₁の間に、トランジスタ６２５を流れる電流
は第２１Ｅ図でプロツトされたインダクタ６１５
を介して電流I₆₁₅にしたがう。ダイオード６５５
を流れる電流は第２１Ｇ図でプロツトされかつダ
イオード６５５を流れる電流はインダクタ６１５
を介して電流I₆₁₅にしたがい、他方トランジスタ
６２５はターンオフされるということがわかる。
ダイオード６５５を流れる電流は負荷６６５とコ
ンデンサ６６０との間で分割される。関係式E_NI_N
＝I² _NR₄₅₀（（R₄₈₀／R₄₈₅）＋１）が上述したように
確立され、入力電力を規定するので、かつインダ
クタ４１５、トランジスタ４２５およびダイオー
ド４５５の損失が小さくて比較的一定であるとい
うことが示されることができるので、出力電力が
一定でかつ出力電流I₁および電圧V₁がR₆₈₅の抵抗
を制御することによつて制御されることになる。
事実、R₆₈₅の抵抗は第１９図の電流変換器の出力
電流または電圧を制御するように設計されたフイ
ードバツク制御ループにおいて変化される。その
ような概念が第２２図に示される。

第２２図において、抵抗６８５は電界効果トラ
ンジスタ７４０によつて置換される。第２２図の
典型的な実施例において、トランジスタ７４０は
Ｎチヤネル電界効果トランジスタである。フイー
ドバツク制御ループは差動増幅器７４５からな
り、この増幅器７４５の負の入力７５０は第１９
図の電流変換器の出力７５５へ接続される。増幅
器７４５の正の入力７６０は基準電圧V_Sへ接続
される。増幅器７４５の出力７７０は電界効果ト
ランジスタ７４０のゲートへ接続される。第１９
図の電流変換器はこのフイードバクループと共に
第１５図の電圧調整器３００を含む。増幅器７４
５を含むフイードバツクループは供給電圧フイー
ドバツク制御ループとして働きかつ第２２図の電
圧調整器の出力で出力電圧V₁を制御する。

フイードバツクループの動作は次のとおりであ
る。もしもV₁がV_Sを超過すれば、増幅器７４５
はその入力７５０，７６０間の負の差を検知しか
つV_SおよびV₁間の差に比例してその出力７７０
に負の電圧を発生する。この負の電圧は電界効果
トランジスタ７４０のゲートへ印加され、それに
よつてトランジスタ７４０の抵抗が増加する。こ
れは第１９図のR₆₈₅の抵抗の増加に等しい。R₆₈₅
に逆比例するI₆₁₅のピーク値が減少される。同様
に、出力電圧V₁がV_Sよりも小さければ、増幅器
７４５はその入力間の正の差を検知しかつ正の電
圧を電界効果トランジスタ７４０のゲートへ印加
し、それによつて電界効果トランジスタ７４０の
抵抗の減少を生じる。これによつて負荷４６５へ
加えられた電力が続いて増大する。この電力は
１／R₆₈₅の比にしたがつて変化するということが
すでにわかつている。電界効果トランジスタ７４
０の抵抗の変動はR₆₈₅の抵抗の変動と等価であ
る。このように、出力電力かつ必然的に負荷６６
５へ供給された電圧V₁が供給電圧フイードバツ
ク制御ループの電界効果トランジスタの７４０の
抵抗を制御することによつて容易に制御されると
いうことがわかる。

第２４図に示される高周波対称調整されたラン
プ制御回路は前述の図面を含むように作られ、か
つ第２３図はその回路の簡略化したブロツク図で
ある。本質的に、第２３図の回路は第２２図の電
圧調整器が第１７図の電圧調整器３００として用
いられる第１７図のブロツク図に示される回路を
含む。このように、第２３図の回路は第１５図お
よび第２２図に示された回路の組合わせであり、
かつさらに電解コンデンサ６００を保護する過電
圧検出器８００と、第２２図のブロツク図におけ
る回路の種々のコンポーネントのエロクトロニク
スを作動するための６ボルトのDC電源８０５と
を含む。

第２３図において、供給電圧フイードバツク制
御ループは対称検出器３５５を含み、この検出器
３５５の入力３５５ａはトランジスタ１４のコレ
クタに接続されかつその出力３５５ｂは電界効果
トランジスタ７４０のゲートへ接続される。上述
したように、第１９図および第２２図に関して、
電界効果トランジスタ７４０は第１９図の抵抗６
８５を置換して出力電圧V₁の値にわたつて可変
制御を与える。V₁の値は（R₆₈₀＋R₆₈₅）／R₆₈₅の
比によつて制御されるということが思い出されよ
う。R₆₈₅の値はトランジスタ７４０の抵抗を変化
させることによつて制御される。

対称検出器１５５の詳細は第１３図を参照する
ことによつて最もよくわかる。第１３図は、対称
検出器１５５が増幅器回路６１０を含み、その回
路６１０の入力６１０ａがトランジスタ１４のコ
レクタへ接続されているということを示す。増幅
器回路６１０の出力６１０ａが抵抗６１５を介し
て抵抗ならびにコンデンサ対６２０，６２５およ
び６３０，６３５へ接続される。コンデンサ抵抗
対６２０，６２５および６３０，６３５は共に接
地６４０と増幅器６４５への正の入力との間に接
続される。増幅器６４５の出力はコンデンサ６５
０で電界効果トランジスタ５４０のゲートへ接続
される。

増幅器回路８１０はトランジスタ１４がオフで
あるときはいつでもその出力８１０ｂでプラス６
ボルトの出力電圧を発生し、かつトランジスタ１
４がオンであるときはいつでもその出力８１０ｂ
にマイナス６ボルトの出力電圧を発生する。出力
８１０ｂから流れる電流はコンデンサ８２５，８
３５を、出力８１０ｂの電圧の極性に基づき正ま
たは負の電圧へ充電する。コンデンサ８２５，８
３５の大きさおよび極性はトランジスタ１４のオ
フ時間とそのオン時間との間の差によつて決定さ
れることになる。このように、トランジスタ１４
のオン時間がそのオフ時間よりも大きければ、コ
ンデンサ８２５，８３５にかかる電圧は負であ
る。なぜならば負の電荷がコンデンサ８２５，８
３５の非接地プレートで蓄積されるからである。
他方、トランジスタ１４のオフ時間がそのオン時
間を超せば、正味の正電荷がコンデンサ８２５，
８３５の非接地プレートで蓄積され、かつ正の電
圧がこれらのコンデンサに現われる。コンデンサ
８２６，８３５に現われる電圧は増幅器８４５に
よつて増幅されかつ基準化される。増幅器８４５
の出力は電界効果トランジスタ７４０のゲートへ
コンデンサ８５０で印加される。トランジスタ１
４のオフ時間がそのオン時間を超えれば、増幅器
８４５の出力は正であり、かつその出力によつて
コンデンサ８５０にかかる電圧がより高い正の値
まで増大するということがわかる。第２４図の実
施例のトランジスタ７４０は好ましくはＰチヤネ
ル電界効果トランジスタである。それゆえに、ト
ランジスタ７４０のゲートへ印加される。コンデ
ンサ８５０にかかるより一層正の電圧によつてト
ランジスタ７４０の抵抗が増大する。上述したよ
うに、電圧調整器３００の出力電圧V₁はトラン
ジスタ７４０の抵抗によつて制御され、かつそれ
ゆえにV₁が減少する。トランジスタ１４のオン
時間は増大し始め、それによつてコンデンサ８２
５，８３５にかかる正の電圧が対応的に減少し、
かつ増幅器８４５の正の出力電圧が対応的に減少
する。このように、コンデンサ８５０が充電され
る速さはトランジスタ１４のオン時間がそのオフ
時間にほぼ等しくなるまでゆるやかに減少する。
この点で、コンデンサ８２５，８３５に蓄積され
る正味の電荷はほとんど零である。したがつて、
増幅器８４５はもはやコンデンサ８５０にかかる
電圧を増大させずかつそれゆえにトランジスタ７
４０のゲートへ印加される電圧が一定となる。こ
れはトランジスタ７００を安定化させかつ電圧調
整器３００の出力電圧V₁を安定化させる。この
点で、V₁はランプの対称電圧であるV_Sに等しい。

逆に、トランジスタ１４のオン時間がそのオフ
時間よりも大きければ負電圧がコンデンサ８２
５，８３５に現われはじめ、それによつて増幅器
８４５からの出力が負となる。このように、増幅
器８４５はコンデンサ８５０にかかる電圧を減少
させ始め、かつトランジスタ７４５の抵抗が充分
に増大されてそれによつて電圧調整器３００の出
力電圧V₁が減少するまで減少し続け、トランジ
スタ１４のオン時間が応じて増大する。フイード
バツクループはオン時間がトランジスタ１４のオ
フ時間に等しくなるように増大されるとすぐに安
定化される。この点で、コンデンサ８２５，８３
５にかかる正味の電圧がゼロとなり、かつその結
果増幅器８４５はもはやコンデンサ８５０の電荷
を減少させない。このように、トランジスタ７４
０のゲートの電圧かつトランジスタ７００の対応
する抵抗が、ランプの対称電圧V_Sに等しい出力
電圧V₁の安定化された値に対応して安定化され
る。

運転停止回路が第２４図において詳細な概略図
で示されかつコンパレータ回路９００、基準電圧
源９０１、バリスタ９０２、増幅回路６３５へ接
続されるマルチバイブレータ回路９０３を含み、
かつ第１７図に関して上述した運転停止回路とは
いくぶん異なる。第１９図および第２２図に関し
て説明したように、コンパレータ６３０の出力は
増幅回路６３５によつて条件づけられてトランジ
スタ６２５を制御する。第１７図に関して上述し
たように、運転停止回路は電圧調整器３００の出
力を運転停止させるように動作する。第２４図の
運転停止回路は第２５図において簡略化されたブ
ロツク図で示される。バリスタ９０２はトランジ
スタ１４のコレクタとマルチバイブレータ回路９
０３への入力との間に接続される。マルチバイブ
レータ回路９０３の出力は増幅器６３５へ接続さ
れる。マルチバイブレータ回路９０３へのもう１
つの入力はコンパレータ９００の出力によつて制
御される。コンパレータ増幅器９００の一方入力
は電圧調整器３００の出力７５５へ接続される。
コンパレータ増幅器９００の他方入力は基準電圧
源９０１へ接続される。第１４図に示される運転
停止回路は、電圧調整器３００の出力電圧V₁が
基準電圧源９０１によつて規定される大きさ越え
ればまたはトランジスタ１４のコレクタ電圧がバ
リスタ９０２のブレークダウン電圧を越えれば予
め定められる長さの期間、電圧調整器３００の出
力７５５で出力電圧V₁を無効にする。運転停止
回路の動作は次のとおりである。コンパレータ増
幅器９００はその２個の入力間の電圧差に比例す
る電圧出力を発生する。電圧調整器３００の出力
電圧V₁は基準電圧源９０１によつて規定される
大きさを越えれば、コンパレータ増幅器９００は
マルチバイブレータ回路９０３の入力へ正の電圧
を出力する。マルチバイブレータ回路９０３は増
幅器６３５へ出力信号を発生するように状態を変
化させることによつて応答し、それによつて増幅
器６３５は、トランジスタ６２５をオンに保持す
る目的でトランジスタ６２５のベースの電圧を正
の値へ保持する。予め定められた長さの時間が終
わるとき、マルチバイブレータはその元の状態へ
戻り、そのため増幅器６３５はもはやトランジス
タ６２５をそのオン状態に保持しない。トランジ
スタ６２５がそのオン状態に保持されている間、
インダクタ６１５を流れる電流の全てはトランジ
スタ６２５を介して接地へ戻され、それによつて
電圧調整器３００の出力電圧V₁がゼロへ降下す
る。このように、出力電圧はマルチバイブレータ
回路９０３の無安定状態によつて規定される予め
定められる時間長さの間無効にされる。同様に、
トランジスタ１４のコレクタ電圧がバリスタ９０
２のブレークダウン電圧を越えれば、バリスタ９
０２がブレークダウンしてそれによつてこの電圧
がマルチバイブレータ回路９０３への入力に現わ
れる。また、マルチバイブレータ回路９０３はそ
の無安定状態へ切り換わりかつその回路９０３に
よつて出力電圧V₁が同じ態様で予め定められる
長さの時間ゼロである。コンパレータ増幅器９０
０は、出力電圧V₁がコンデンサ６６０の容量を
越えるのを防止し、それによつてコンデンサ６６
０を保護する。コンデンサ６６０は好ましくは電
圧調整器３００の出力電圧V₁を平滑にする大き
な電解コンデンサであるのでこのことは重要な特
徴である。バリスタ９０２はトランジスタ１４の
コレクタ電圧がトランジスタのブレークダウン電
圧を越えるのを防止する。好ましくは、バリスタ
９０２に対するブレークダウン電圧はトランジス
タ１４に対するブレークダウン電圧よりも小さ
い。この特徴は有益である。なぜならばもしもラ
ンプ１１が瞬間的に遮断され次いで再接続された
ならば、暖かいランプ１１の再点弧電圧はトラン
ジスタ１４のブレークダウン電圧を越えるからで
ある。第２５図の運転停止回路によつて電圧調整
器３００は、コレクタ電圧がトランジスタ１４に
損傷を与えることができる前にターンオフする。
それはマルチバイブレータ回路９０３によつて規
定される予め定められる長さの時間電圧調整器３
００をオフに閉じこめ、その時間期間の間にラン
プ１１が冷却する機会を有する。ランプ１１が充
分に冷却されるとき、その再点弧電圧はトランジ
スタ１４のブレークダウン電圧よりも小さく、か
つ電圧調整器３００は次いでターンオンする。運
転停止回路は数回繰返し、他方ランプ１１は充分
に冷却する機会を有する。

第２４図はこの発明の現に好ましい実施例を示
し、この発明は対称調整された電圧源を与える多
数の異なる方法で実現されることが認識されるべ
きである。たとえば、第２４図の実施例において
は、電界効果トランジスタ７４０はＰチヤネル
FETであるが、それに反して、対称検出器３５
５の出力は反転されれば、トランジスタ７４０は
ＮチヤネルFETであつてもよい。

Ｅ 容量性放電点弧回路および定電力調整 第１図の制御回路は、低強度の、低圧水銀螢光
ランプとともに用いるのに特に適している。しか
しながら、高圧水銀ランプ、高圧または低圧ナト
リウムランプ、およびメタルハライドランプなど
のような種々の他の形式のガス放電ランプを制御
するために用いられるときは重要な問題が持ち上
がる。

第１図のランプ制御回路に伴なう１つの問題
は、T_OからT_Aまでの回路のフライバツクモード
の間第３Ｄ図に示されたランプ電圧がスイツチ１
９がまず閉じられるときにランプ１１を点弧する
のに充分な大きさのものでなければ、回路が最初
に駆動されるときランプを点弧するのに充分に高
い電圧を備えるための他の手段が設けられなけれ
ばならない。400ワツトの高圧ナトリウムランプ
のような典型的な高強度の放電ランプは、ランプ
を点弧するためにランプに約2500ボルトを必要と
する。一解決方法は60ヘルツで作動しかつ非常に
大きくて重いインダクタを用いる必要がある先行
技術の螢光ランプバラストを期待することによつ
て見い出されるかも知れない。これらの先行技術
のバラスト回路においては、螢光ランプを点弧す
るための共通な技術は逓昇変圧器の２次巻線をラ
ンプに直列に接続しかつ１次巻線を容量性放電装
置に接続することである。そのような方法は、２
次巻線の付加的なインダクタンスがバラストにす
でに現われるインダクタンスと比べて小さいの
で、これらの先行技術の重いバラスト回路に無意
味な問題を提示する。さらに、これらの先行技術
の60ヘルツのバラスト回路はこの発明の20kkzの
ランプ回路と同様にフライバツクしない。この発
明の後の部分に見られるように、この発明のラン
プ制御回路のフライバツクサイクルは、逓昇変圧
器が導入されると特殊な問題を作り出す。

第２６図は第１図に示されるような制御回路に
類似するがしかし先行技術のランプバラスト回路
とともに用いられるものに類似する高電圧点弧回
路を用いるランプ制御回路の2500ボルトの点弧電
圧を与える回路を示す。高電圧点弧回路は１次巻
線９５１および２次巻線９５２を有する逓昇変圧
器９５０を含む。２次巻線９５２はガス放電ラン
プ１１に直列接続され、他方１次巻線９５１はパ
ルス電圧源９５３へ接続され、それは、たとえば
容量性放電装置であつてもよい。第２６図の制御
回路９４９はマルチバイブレータ１８、コンパレ
ータ増幅器２０、ポテンシヨメータ２３、および
基準電圧源２４を含む第１図の制御コンポーネン
トを備えている。

パルス変圧器９５０はランプ１１へ2500ボルト
を与えるのに充分な逓昇比を有する。このよう
に、ランプ１１を点弧するのが望まれるとき、容
量性放電装置９５３は高電圧パルスを１次巻線９
５１へ与え、それはパルス変圧器９５０によつて
２次巻線９５２にかかる約2500ボルトまで逓昇さ
れる。この2500ボルトはランプ１１に現われ、か
つこの電圧によつてランプ１１の内側のガスがイ
オン化し始める。容量性放電装置９５３からの第
１の電圧パルスが完全にランプを点弧するには不
充分であれば、ランプのイオン化が完成しかつラ
ンプ１１が導通し始めるまでこのプロセスが繰返
される。この点で、制御回路の残りのものは第１
図、第２図および第３図に関して上述したように
機能し始める。

不幸にも、第２６図の制御回路は、ランプ１１
が点弧されたあと、ランプ１１を流れる電流によ
つて、変圧器９５０の大きな逓昇比に対応する大
きな大きさを有する１次巻線９５１を介して電流
が誘起される。その結果、重要な電力損失が変圧
器９５０を通じて生じる。これは、意義あること
には、第２６図の制御回路の効率を減少させる。
この問題に対する一解決は、電流が１次巻線９５
１を流れるのを防止するように開かれるスイツチ
９５４を設けることである。しかしながら、スイ
ツチ９５４が開かれたあと、２次巻線９５２がイ
ンダクタ１７に加えてランプ１１と直列な大きな
インダクタとして働く。

この点で、先行技術の60ヘルツのランプバラス
ト回路に用いられる始動回路を第１図の高周波ス
イツチング回路に応用すれば望ましくないという
ことが明らかである。第１図の高周波スイツチン
グ回路の１つの意義のある特徴は、回路が20キロ
ヘルツの周波数でフライバツクすることであり、
かつその結果インダクタ１７のインダクタンスは
先行技術の60ヘルツのランプバラスト回路に典型
的に用いられる大きなインダクタと比較して非常
に小さい。先行技術のランプバラスト回路は典型
的には大きなインダクタを有するので、点弧回路
の逓昇変圧器の２次巻線の導入は回路のインダク
タンスの重要な増加を表わさなかつたし、かつそ
れゆえに高電圧点弧回路を先行技術のバラスト回
路へ導入しても意義あることにはこれらの回路の
動作を変えなかつた。対比において、第２６図の
20キロヘルツのランプ制御回路へ２次巻線９５２
を加えれば、インダクタ１７が比較的小さいので
回路のインダクタンスの意義ある増加を示す。さ
らに、先行技術の60ヘルツバラスト回路と異な
り、第１図の20キロヘルツ制御回路は各20キロヘ
ルツのサイクルをフライバツクする。これは、ラ
ンプ１１と直列に逓昇変圧器９５０を導入する際
に特別な問題を作り出し、それらは第２６図の20
キロヘルツ制御回路に固有であり、かつ先行技術
の60ヘルツバラスト回路では遭遇しなかつた。第
２６図の20キロヘルツ制御回路のフライバツクサ
イクルの間に、トランジスタ１４がターンオフす
ると、インダクタ１７のフライバツク電圧はラン
プ１１の電流の方向の反転を生じなければならな
い。２次巻線９５２の磁界はこのフライバツクサ
イクルの間ランプ１１を介して流れる電流を妨
げ、それによつてランプ１１を介して流れる電流
に対するインピーダンスを増大させ、したがつて
第２６図の制御回路の効率を減少させる。さら
に、２次巻線９５０のインダクタンスは第２６図
の制御回路の全インダクタンスの意義のある増大
を表わし、それはトランジスタ１４およびバリス
タ２７にかかるフライバツク電圧の意義ある増大
に対応する。フライバツク電圧のこの増加によつ
てバリスタ２７は第２６図の回路のフライバツク
サイクルの間より多くの電流を接地へ流れ、第２
６図のこの回路の効率におけるさらに損失を表わ
す。このように、先行技術の60ヘルツバラスト回
路に用いられる高電圧点弧回路を第２６図に示さ
れるような第１図の20キロヘルツランプ制御回路
へ導入することは、20キロヘルツランプ制御回路
の効率を意義深く下げることが明らかである。

第２７図の回路は前述の問題が解決されるこの
発明の一実施例を示す。第２７図の制御回路は第
１図のランプ制御回路に類似するランプ制御回路
を含み、かつさらにパルス変圧器９５０を含み、
この変圧器９５０の１次巻線９５１は容量性放電
装置のようなパルス電圧源９５３に接続されかつ
２次巻線９５２はランプ１１に直列に接続され
る。さらに、回路な２次巻線９５２に接続される
整流ダイオード９５５と制御回路９５６とを含
む。

ダイオード９５５は任意の整流手段であつても
よく、かつ、トランジスタ１４がターンオフされ
てダイオード９５５を流れかつ２次巻線９５２を
バイパスしかつフライバツクサイクルの間２次巻
線９５２において流れる電流のための交互の経路
を与えるときインダクタ１７からランプ１１へ電
流が流れるのを許容するようにその極性が設けら
れる。ダイオード９５５は２次巻線９５２を介し
て実質的に一定な電流を維持するので巻線９５２
は回路の充電サイクルの間何の実質的なインピー
ダンスまたはエネルギ損失も提示しない。この特
徴は実質的に２次巻線９５２のインダクタンスが
ランプ１１が点弧されたあとのその正常な動作モ
ードの間にランプ制御回路の動作に影響を与える
のを防止する。

制御回路９５６はパルス電圧源９５３の動作を
制御する。制御回路９５６はその入力の一方がト
ランジスタ１４のコレクタ電圧を検知し、他方そ
の他方入力９５６ｂが制御回路９４９からトラン
ジスタ１４のベースへの出力を検知する。

第２７図の回路の動作は次のとおりである。回
路がまず付勢されかつランプ１１が点弧されるべ
きとき、大きなフライバツク電圧が第１図、第２
図および第３図に関して上述したようにトランジ
スタ１４に現われる。入力９５６ａおよび制御回
路９５６は、ランプ１１がこの大きなコレクタ電
圧を検知することによつてオフであることを検知
し、このことは電圧源９５３がランプを点弧する
ように付勢されなければならないということを意
味する。パルス変圧器９５６からの大きな点弧電
圧がトランジスタ１４に大きなコレクタ電圧を印
加するのを防止する目的で、制御回路９５６はト
ランジスタ１４がターンオンしたあとでのみパル
ス電圧源９５３を駆動する。トランジスタ１４が
オンであるとき、これはトランジスタ１４のベー
スへの制御回路９４９の出力電圧を検知すること
によつて制御回路９５６の入力９５６ｂで検知さ
れる。この時、制御回路９５６によつてパルス化
された電圧源９５３は１次巻線９５１に電圧を印
加しその電圧は２次巻線９５２に2500ボルトの点
弧電圧を生じるのに充分な大きさのものである。
この点弧電圧によつてランプ１１のガスがイオン
化し始める。もしもこのイオン化が完全でなけれ
ば、ランプ制御回路の次のサイクルの間に制御回
路９５６は再びランプが入力９５６ａで検知され
たトランジスタ１４の高いコレクタ電圧によつて
なおも非導通であるということを検知する。再
び、入力９５６ｂによつて検知されたトランジス
タ１４のベース電圧はトランジスタ１４がオンで
あるということを示すとすぐに、制御回路９５６
はパルス化電圧源９５３を再駆動し、それによつ
てパルス変圧器９５６がパルス化電圧源９５３に
よつて決定される期間2500ボルトの点弧パルスを
発生する。ランプ１１が駆動回路９４９のみでラ
ンプ１１の正常な駆動を許容するのに充分にイオ
ン化されるまでこのサイクルが繰返し起こる。

この回路は、ランプ１１が点弧されたあと２次
巻線９５２のインダクタンスがランプ制御回路の
動作に影響を与えないという利点を有する。ラン
プ１１が点弧されるときの第２７図の回路の動作
は次のとおりである。すなわち、ランプ１１の点
弧後、第２７図の制御回路は第１図および第２図
に関して上述したと同じような正常動作モードを
受け、かつ２次巻線９５２は、制御回路９５６が
１次巻線９５１を開いて効率的にそれを回路から
とるとき、効率的にインダクタとなる。第２７図
の制御回路の20キロヘルツサイクルの充電部分の
間に、トランジスタ１４がオンであるとき、電流
が電源１６から流れかつインダクタ１７とランプ
１１との間で分割される。電流の部分はインダク
タ１７およびトランジスタ１４を介して接地へ流
れ、他方、残りの電流はランプ１１、２次巻線９
５２およびトランジスタ１４を介して接地へ流れ
る。この充電サイクルの間に、トランジスタ１４
を流れる電流はインダクタ１７および２次巻線９
５２の磁界が増大するにしたがつて増大する。第
２７図の制御回路の20キロヘルツサイクルのフラ
イバツク部分の間に、トランジスタ１４がオフで
あるとき、インダクタ１７を流れる電流はダイオ
ード９５５およびランプ１１を流れ、それによつ
て完全に２次巻線９５２をバイパスする。その結
果、２次巻線９５２の磁界はフライバツクサイク
ルの間ランプ１１を流れる電流を妨げる。さら
に、ダイオード９５５は２次巻線９５２に流れる
電流を分路させ、それによつてこの電流が第２７
図の制御回路の動作に影響するのを防止する。そ
の結果、２次巻線９５２を流れる電流はフライバ
ツクサイクルの間減少しないということに意義が
ある。それゆえに、トランジスタ１４が再びター
ンオンするとき、電源１６から供給されランプ１
１を流れる電流は２次巻線９５２を流れる電流を
意義深く変化させるために要求されない。その結
果、２次巻線の電流は見事に一定のままでありか
つ２次巻線９５２は20キロヘルツサイクルの充電
部分の間ランプ１１を流れる電流に対する有効な
インピーダンスを提示しない。それゆえに、２次
巻線９５２は電源１６から有効な電力を吸収しな
い。

分路ダイオード９５５は２次巻線９５２のイン
ダクタンスが20キロヘルツサイクルの充電部分の
間かまたはフライバツク部分の間に第２７図の制
御回路の動作に影響を与えるのを防止するという
ことが明らかである。さらに、ダイオード９５５
はフライバツクサイクルの間に２次巻線９５２の
電流を分路するので、２次巻線９５２のインダク
タンスはトランジスタ１４にかかるフライバツク
電圧に寄与しない。そのかわりに、インダクタ１
７のみが、たとえ第２７図の回路が非常に高い逓
昇比を有するランプ１１と直列にパルス変圧器９
５０を含んでも、第１図の回路におけるように、
トランジスタ１４のコレクタにかかるフライバツ
ク電圧に寄与する。この発明はこのように、ラン
プ制御回路におけるフライバツク電圧を増大させ
ないランプ１１に高点弧電圧を発生するソースを
含む。

第１図の制御回路に固有の他の問題は、回路に
よつて消費される電力がガス放電ランプ１１の実
効抵抗に依存するということである。もしも制御
回路が高周波で発振すれば、ランプ１１は抵抗と
して特徴づけられるということが周知である。高
圧水銀ランプのため、この等価抵抗はランプの寿
命にわたり比較的一定である。高圧ナトリウムラ
ンプが第１図の回路のランプ１１として用いられ
るときに問題が持ち上がる。高圧ナトリウムラン
プの抵抗はランプの寿命にわたり増大する。たと
えば、第１図のランプ１１が高圧ナトリウムラン
プであれば、かつ第１図のポテンシヨメータ２３
が第１図の制御回路が400ワツトの電力をランプ
１１へ与えるように最初に調整されれば、新しい
ときにランプにかかる電圧降下は約95ボルトであ
ろう。しかしながら、ランプの寿命の間に、この
電圧は135ボルトへ増大することができる。この
理由は、ランプ制御回路はランプ抵抗が増大して
もランプおよびチヨーク並列組み合わせによつて
一定電流を維持するからである。たとえば、ラン
プ抵抗が増大するとき、第１図の制御回路は第３
Ｄ図でプロツトされるランプ電圧を増大させ、そ
のため第３Ｃ図においてプロツトされる抵抗１５
を流れる電流は変化しない。この電圧増加は消費
される電力の増加に対応し、かつランプ制御回路
を作動するコストにおける意義ある増加に対応す
る。

第２８図は前述の問題が解決されるこの発明の
他の実施例を示す。第２８図の電流調整回路は第
１図のランプ制御回路に類似するランプ制御回路
においてランプ１１と直列に接続される他の変圧
器９６０を含む。第２８図の回路において、消費
された電力はランプ１１の等価抵抗に独立であ
る。それゆえに、第２８図のランプ１１が高圧ナ
トリウムランプであれば、ランプ制御回路によつ
て消費される電力は、ランプ１１の等価抵抗がた
とえ意義深く増大しても、一定のままである。

変圧器９６０はランプに直列に接続された１次
巻線９６１を有する。変圧器９６０の２次巻線９
６２は１次巻線９６１に関して逆極性を与えるよ
うに巻回されており、そのためトランジスタ１４
がオンの間に電圧源１６からランプ１１を介して
流れる電流は２次巻線９６２に負の電圧および逆
電流を発生する。分離ダイオード９６３および９
６４は２次巻線９６２の非接地側に設けられる。

２次巻線９６２の負の電圧によつて負電圧が抵
抗９６５に現われ、これはランプ１１を流れる電
流にのみ比例する。抵抗９６６および９６７が抵
抗９６５にかかる電圧のため総和接続点９６８を
形成するように接続される。第１図、および第３
図に関して上述したように、抵抗１５にかかる電
圧はランプ１１およびインダクタ１７の双方を流
れる電流の関数である。この電圧は総和接続点抵
抗９６６を介して総和接続点９６８へ印加され
る。抵抗９６５にかかる負の電圧は総和接続点抵
抗９６７を介して総和接続点９６８へ印加され
る。抵抗１５，９６５，９６６，９６７の抵抗値
は好ましくは、ランプ１１を流れる電流によつて
抵抗１５にかかる電圧への寄与が抵抗９６５にか
かる負の電圧によつて総和接続点９６８で正確に
ゼロにされるように選ばれる。その結果、コンパ
レータ２０の負の入力２０ａへ印加される総和接
続点９６８の電圧はインダクタ１７を流れる電流
のみの関数であり、かつランプ１１を流れる電流
に独立である。その結果、コンパレータ増幅器２
０はランプ１１の等価抵抗の変化に独立にマルチ
バイブレータ１８およびトランジスタ１４を制御
する。

このように、第２８図の制御回路はランプ抵抗
が増加するにしたがつてランプ１１へ印加される
電圧を増加しない。それゆえに、第２８図の回路
によつて消費される電力は第１図の回路によつて
消費される電力と同じようにランプ抵抗に伴い増
加しない。

第２９図の詳細な概略図に示されるランプ制御
回路は第１図、第２７図および第２８図に関して
上述した特徴の組み合わせを含む。このように、
第２９図の回路は、ガス放電ランプ１１、スイツ
チングトランジスタ１４、抵抗１５、マルチバイ
ブレータ１８、およびコンパレータ２０を含む基
本的なランプ制御回路を有する。しかしながら、
第１図のインダクタ１７はそれぞれ１次巻線９７
１、および２次巻線９７２を有する変圧器９７０
によつて置換される。変圧器９７０は電圧源１９
からランプ１１の最適な作動電圧へ電圧を変圧す
る。ランプ１１、トランジスタ１４、抵抗１５、
マルチバイブレータ１８、コンパレータ２０、ポ
テンシヨメータ２３、および変圧器９７０を含む
基本的なランプ回路は第１図のランプ制御回路に
関して上述した態様で作動する。

第２７図の高点弧電圧回路は、放電コンデンサ
９５３ａ，９５３ｂへ接続されかつ制御装置９５
６へ接続される１次巻線を有するパルス変圧器９
５０として第２９図の回路に含まれる。ダイオー
ド９５５は第２９図の回路において２次巻線９５
２に接続されかつ２次巻線９５２のインダクタン
スが、第２７図のパルス変圧器回路に関して上述
したと同じ態様で基本的なランプ制御回路の動作
に影響を与えるのを防止する。制御装置９５６は
好ましくはシリコン制御整流器である。シリコン
制御整流器のゲートはマルチバイブレータ回路１
８へ接続される。マルチバイブレータ回路１８が
トランジスタ１４をターンオンするとき、それに
よつて同時にシリコン制御整流器９５６のゲート
の電圧がシリコン制御整流器９５６をターンオン
する。これは放電コンデンサ９５３ａ，９５３
ｂ、およびパルス変圧器９５０の１次巻線９５１
の間に回路を完成する。第２７図に関して上述し
たように、これは２次巻線９５２に2500ボルトの
点弧電圧を発生し、それはランプ１１を駆動す
る。ランプの点弧後、S.C.R.９５６がトランジス
タ１４がターンオンするたび毎に点弧し続けて
も、トランジスタ１４の20kHzスイツチング周波
数は有効な電圧がコンデンサ９５３ａ，９５３ｂ
に加わるのを防止し、そのためそれらはもはや回
路において何の影響も有しない。

第２８図に関して上述した電流調整回路もまた
第２９図の回路に現われており、かつ変圧器９６
０を含み、その１次巻線９６１はランプ１１に直
列接続されており、かつその２次巻線は逆極性に
巻回されかつ分離ダイオード９６３を介して抵抗
９６５へ接続されている。総和接続点９６８は総
和抵抗９６６を介して抵抗１５にかかる電圧と総
和抵抗９６７を介して抵抗９６５にかかる電圧と
を総和しかつその合成電圧をコンパレータ２０の
入力２０ａへ与える。この電流調整回路は第２８
図の電流調整回路に関して上述したと同じ態様で
作動する。

第２９図の回路はまたマルチバイブレータ回路
１８の運転停止入力１８ａへ接続される遅延回路
９８０を含む。遅延回路９８０は、放電コンデン
サ９５３ａ，９５３ｂがランプ１１を点弧するの
に充分な電圧まで充電されるのに充分な時間を有
するのを許容するために、電力が電圧源１９から
まず印加されるとすぐに、遅延回路９８０は信号
を運転停止入力１８ａへ与えることによつてマル
チバイブレータ回路１８を運転停止する。予め定
められる長さの時間後に、遅延回路９８０はもは
やマルチバイブレータ回路１８を運転停止せず、
かつ第２９図のランプ制御回路が作動し始める。
金属酸化物バリスタ２７は第１図に関して説明し
たと同じ態様でコレクタトランジスタ１４へ接続
される。しかしながら、第２の運転停止回路９９
０が設けられ、この回路９９０は、バリスタ２７
がブレークダウンするのに充分なトランジスタ１
４にかかる高い電圧を検知するときはいつでも予
め定められる長さの時間の間マルチバイブレータ
回路１８を運転停止する。バリスタ２７のロー側
は保護運転停止回路９９０の入力へ接続される。
第２の運転停止回路９９０の出力はマルチバイブ
レータ回路１８の運転停止入力１８ａへ接続され
る。第２の運転停止回路９９０は無安定マルチバ
イブレータ９９１を含む。バリスタ２７のブレー
クダウンによつてマルチバイブレータ９９１は状
態を変化させかつ信号を運転停止回路入力１８へ
出し、それはマルチバイブレータ９９１の無安定
状態の持続期間によつて決定される予め定められ
る長さの時間マルチバイブレータ回路１８を運転
停止に保持する。

この構成は、もしもイオン化が再充電するのに
充分な時間コンデンサ９５３ａおよび９５３ｂを
許容することによつて、第１のパルス５に充分で
なければランプを始動するために繰返しパルスが
発生されるのを許容する。また、コンデンサ９５
３ａ，９５３ｂが再充電されたあと、S.C.R.５６
が再び点弧してランプに高電圧パルスを生じる。