JPH01502069A - 高速同調ｒｆ回路網インダクタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 高速同調ＲＦ回路網インダクタ 本発明はＲＦ　（ｒａｄｉｏ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　（無線周波数））回路網に 係り、特に選択的同調用の可変制御インダクタを有するＲＦ回路網に関する。

背景の説明 ＲＦ回路網の応用において多くの場合、伝送源信号は電磁放射波伝搬用のアンテ ナを電気的に励起するに用いられる。

その放射伝送信号を受信するＲＦ受信回路構成を有する時、ＲＦ伝送回路網は一 般に所定の周波数帯域内の固有の伝送周波数に同調される。しかしながら、ＲＦ 送信器はその使用中に多種の周波数で操作されるーＲＦ信号源を有するであろう 。

従って、いくつかのＲＦ回路網は可変性の構成μｓ素を必要とする。例えば、Ｒ Ｆ回路網に整合するアンテナは周辺電気回路構成によって電気的に制御される可 変インダクタを有する。

この場合、伝送アンテナは選択可能なインピーダンス整合共振周波数を有する同 調されたＲＦ回路網を通じてＲＦ信号源に結合される。作動源の周波数が変更さ れると、同調される回路の共振周波数はそれに対応して最大エネルギー伝送と信 号源及び伝送アンテナ間の最適インピーダンス灯台を得るように変更されなけれ ばならない。通常は、同調されるＲＦ整合回路網は、アンテナへの効果的なエネ ルギー伝送の為に選択された周波数範囲において、信号源及びアンテナ間の５０ オームのインピーダンス整合を維持するであろう。

伝送又は受信周波数の迅速な電気的選択及び変更を可能にする為に、インダクタ 又はキャパシタ等の同調される構成要素の値は適度に高速変更可能でなければな らない。これらの値の変更は外部の電気制御線によって通常制御される。従って 、同調される構成要素は外部電気制御信号により高速度で切換えられる選択可能 な可変値を有することが必要である。

可変的に同調される回路網の典型的な実施構成は固定インダクタンス値を有する 個別の直列接続された複数のインダクタを含む。各インダクタは夫々−個の並列 短絡回路スイッチを有し、該スイッチの各々は開閉され以て直列接続内の固定さ れた個別のインダクタを“イン′又は“アウト°に夫々切換える。インに切換え られている時、即ち、夫々の短絡回路スイッチが開回路となっている時のそれら のインダクタの値の合計は総インダクタンス値となる。全インダクタがインに切 換えられている時、即ち、全インダクタの各スイッチが開回路の切換位置である 時、上記インダクタンス値は最大値となる。どのインダクタもインに切換えられ ていない時、即ち、全インダクタの各スイッチがそれによってインダクタを短絡 する閉回路の切換位置である時、上記インダクタンス値は適宜無視できる最小値 となる。

これらのスイッチは、特にコンピュータ制御周波数“ホッピング°の応用に関す る異なる作動周波数の高速選択を可能化するに適当な切換速度を有しなければな らない。いくつかのタイプのメカニカルスイッチ、例えば、リードスイッチ及び 真空スイッチ等は相当の高速度で切換可能であるが、これらのスイッチの大半は その“オブ状態に関する相当量の寄生容量を有する。この種の寄生容量は上述の 直列接続インダクタ回路網を離調可能である。従って、この寄生容量が夫々のイ ンダクタと作用し合うのを防ぐ為にメカニカルスイッチに直列に固体スイッチが 用いられる。

このメカニカルスイッチに伴う続く問題点は、ＲＦ高パワーレベルに対応できな いこと及びそれに加えて適度に速い切換時間を有することができないことである 。更に続く問題点はスイッチの“整定時間′にある。伝送運転の際、アーク発生 及びスプリアス信号の発生を避ける為に送信器は切換時には通常ターンオフされ る。送信器をターンオフしその後ターンオンするに必要な時間、即ち、メカニカ ルスイッチの切換時間及び整定時間を合計すると、その結果はメカニカルスイッ チが固体スイッチと比較して相当遅い切換手段であることになる。しかしながら 、他の応用においては、メカニカルスイッチの方がより望ましい場合もある。

固体スイッチは上記回路に対して各インダクタをイン又はアウトに切換えること に既に用いられている。インダクタを選択的にイン又はアウトに切換えることに 用いられる固体スイッチは、伝導短絡回路の低“オン′抵抗及び開放回路の低° オフ２容量を好ましく有し、同調されるＲＦ回路網の共振周波数に影響を及ぼさ ない。ＰＩＮダイオード（ＰｏｓｉＬｉｖｅＩｎｔｒｉｎｓｉｃ　ＮｃｇａＬｉ ｖｅ　ｊｕｎｃｔｉｏｎ　ｄｉｏｄｅ）は上記スイ・ソチの要請に合致している 。ＰＩＮダイオードは”Ｊｔ同調インダクタ整合回路網中のインダクタの切換え に既に用いられている。

ＰＩＮダイオードは長い状態継続時間を有することから、該ダイオードが夫々並 列接続されるインダクタの直列接続回路内のＵＨＦ及びＶＨＦ伝送に好適である ことが知られている。

インダクタを通過伝導する高電圧ＲＦ倍信号共に使用の際、ＰＩＮダイオードは 該デバイス中の少数キャリアに基づく長いオン状態継続時間を呈し、ＲＦ信号電 圧が大変動中であっても伝導を継続してインダクタをショートアウトする。

高電圧ＲＦ倍信号該信号変化時に従来のＰＮ接合ダイオードをターンオン又はタ ーンオフしてしまう。従って、これらのＰＮダイオードは高電圧ＲＦ倍信号９ｊ 換えに応用するには適当ではない。一方、６マイクロ秒に達するオン状態継続時 間を有するＰＩＮダイオードは、高電圧ＵＨＦ及びＶＨＦに応用するに好適であ る。この長いオン状！ｒ！ｊ、継続時間はＰＮダイオードのオン状態継続時間と 対比される。即ち、ＰＮダイオードは高電圧ＲＦ倍信号負位相の際に伝導を停止 する傾向があるのに対して、長いオン状態継続時間を有するＰＩＮダイオードは 、高周波応用においても信号位相が完全である間は伝導を継続して並列接続され たインダクタをショートアウトし続ける。可変同調ＲＦ回路網にＰＩＮダイオー ドを使用する種々の応用は、クーパー（Ｃｏｏｐｅｒ）に対する米国特許第４． ５６４，８４３号、アンダーソン（Ａｎｄｅｒｓｏｎ）に対する米国特許第４， ４７７．８１７号、及びラーント（Ｌａｎｄｔ）に対する米国特許第４，４８６ ，７２２号を参照することで更に理解されよう。

しかしながら、ＰＩＮダイオードは低周波数のＨＦ（３乃至３０メガヘルツ）へ の応用には適′２１ではない。何故ならそのオン状態継続時間は、高電圧ＨＦ信 号が負位相中に該ダイオードをターンオンし続けるには不充分な長さだからであ る。

高電圧ＨＦ信号の負位相期間は少数キャリア存続時間を上回り、ＰＩＮダイオー ドの伝導は停止しインダクタを短絡しない。

付言するに、ＰＩＮダイオードを使用する先行技術では、他のダイオードと共に 使用する場合と同様に、順方向バイアス短絡回路作動時には別々のＤＣ電流源を 各ＰＩＮダイオードに、開放回路作動時には別々の逆方向バイアス電圧源を各Ｐ ＩＮダイオードに不都合にも使用した。従って、ＰＩＮダイオードの従来適用の 場合においては、ＰＩＮダイオードの逆方向バイアスオフ状態時に高電圧ＲＦ信 号変動存在下でＰＩＮダイオードが順方向伝導を行なわないこと又はＰＩＮダイ オードの順方向バイアスオン状態時に高電圧ＲＦ信号変動存在下でＰＩＮダイオ ードがターンオフしな（゛）ことを保証する為に、特別な逆方向電圧励起器（ｒ ｅｖｅｒｓｅ　ｖｏｌｔａｇｅｄｒｉｖｅｒ）及び順方向電流励起器が要求され ていた。これら別々の順方向電流及び逆方向バイアス電圧の必要性から、各ダイ オードにつき一個必要とされる特別で大規模複雑なコストのかかる多数の励起回 路が不都合にも要求された。この種のバイアス源の必要性によって小型ラジオに ＰＩＮダイオードを使用することは制限された。

ＰＩＮダイオードと共に電気制御線を用いることは、高電圧ＨＦ信号を伝導する 同調ＲＦ回路網の種々の構成要素とＰＩＮダイオードの順方向電流及び逆方向電 圧励起回路等の制御回路との間の本来の絶縁が不充分であるという点で不利であ る。この制御回路は、例えば、５ボルトデイジタルコンピユータシステムによっ て制御される。この種の絶縁不足はＨＦ信号との混信であることが知られている 。これらの欠点及び他の欠点は本発明の高速同調ＲＦ回路網インダクタにより解 決され又は緩和される。

発明の概要 本発明の一つの目的は、従来の要素及び量産に適する要素を使用しかつ低周波Ｈ Ｆ稼働を含む広い稼働周波数帯域を有するＲＦ回路網に有用な制御可能な可変イ ンダクタを提供するにある。

本発明のもう一つの目的は、各スイッチングダイオードがオンに切換えられ伝導 中である時には該ダイオードを通じて、又は夫々のスイッチングダイオードがオ フに切換えられ伝導していない時には夫々並列接続された個別の各インダクタを 通じて電流路に順方向バイアス電流が流れるＲＦ回路網に使用されるダイオード スイッチング回路構成を提供するにある。

本発明の目的は更に、スイッチングダイオードがオンに切換えられ伝導中である 時には該ダイオードを通じて、又は夫々のスイッチングダイオードがオフに切換 えられ伝導していない時には夫々並列接続されたインダクタを通じて単一の電流 源が順方向ＤＣバイアス電流を供給し、各ダイオードに別々の順方向電流及び逆 方向電圧励起回路を必要としないＲＦ回路網のインダクタンス値の制御及び変更 に使用されるダイオードスイッチング回路構成を提供するにある。

本発明の更に別の目的は、スイッチングダイオードがオフに切換えられている時 には逆方向バイアス電圧が設けられ該スイッチングダイオードに供給され、従っ て、高電圧ＨＦ信号が夫々並列接続されたインダクタを通じて伝導する時に、該 高電圧ＨＦ信号が大変動中であっても上記逆方向バイアス電圧がスイッチングダ イオードのオフ状態維持を保証するＲＦ回路網に使用されるダイオードスイッチ ング回路構成を提供するにある。

本発明の更にもう一つの目的は、電気的に絶縁された複数の論理回路が用いられ 該論理回路はＲＦ回路網を伝導する高電圧ＨＦ信号から保護され、更にＲＦ回路 網のインダクタンス値の制御及び変更に適用されることができるＲＦ回路網に使 用されるダイオードスイッチング回路構成を提供するにある。

本発明の好ましい実施例は、直列接続される同種の複数のインダクタスイッチン グ回路を含み、各回路は従来のディジタル信号により選択的に制御されるＰＩＮ ダイオードを含む。

上記回路の各々は一入力端子及び−出力端子を有し、該二端子間には第一のスイ ッチに直列接続される固定値のインダクタと第二のスイッチに直列接続されるＰ ＩＮダイオードとが並列接続されている。これら二種の直列接続は入出力間に交 互の並列電流路を形成する。各電流路を通過する電流は開回路又は閉回路のいず れかの状態で交互に作動される夫々のスイッチにより制御される。

一個のキャパシタが第二のスイッチと並列に設けられＰＩＮダイオードと出力端 子との間を接続する。第二のスイッチを開状態にすることにより上記ダイオード が“オブに切換えられる時、このキャパシタは、ＨＦ信号の大変動中にＰＩＮダ イオードを上記オフ状態に維持するに必要な逆バイアス電圧を蓄積する。第二の スイッチを閉状態にすることにより上記ダイオードが“オン”に切換えられる時 、このキャパシタは放電しかつ第二のスイッチにより短絡され以てＲＦ回路網を 離調しない。

単一のＤＣ電流源は、第一のインダクタスイッチング回路の入力に接続されかつ 順方向バイアス電流を供給し、該電流は複数のインダクタスイッチング回路を通 過して最後のインダクタスイッチング回路の出力における帰還接続部まで伝導す る。各インダクタスイッチング回路において、順方向バイアス電流は交互に作動 される二個のスイッチによって選択されるようにインダクタ又はＰＩＮダイオー ドを通じて伝導する。好ましい実施例において、これらのスイッチは固体酸化金 属シリコン電界効果トランジスタｌ０５ＦＥＴ）スイッチである。

発光ダイオード（ＬＥＤ）はＭＯＳＦＥＴスイッチを駆動する光起電性ダイオー ド（ｐｈｏｔｏｖｏＨａｉｃ　ｄｉｏｄｅ）を活性化するに用いられる。ＬＥＤ と光起電性のダイオードとの間の光伝導性の絶縁媒体は、外部論理回路及びＭＯ ＳＦＥＴスイッチとＲＦ回路網内に存するあらゆる高電圧信号との間に絶縁をも たらす。

ＰＩＮダイオードと直列接続されるＭＯｓＦＥＴスイッチの寄生容量は整流され た逆方向バイアス電圧を設けて蓄積し、該電圧はＰＩＮダイオードが逆方向バイ アスオフ状態の間にＰＩＮダイオードに供給され以てＨＦ信号を含む高電圧ＨＦ 信号がいかなる位相にある間もＰＩＮダイオードが逆方向バイアスされた状態を 維持することを保証する。この回路構成により各ダイオードに対する別々の逆方 向バイアス電圧源及び対応する別々の励起回路は不必要となる。

上述の回路構成におけるＭＯＳＦＥＴスイッチの使用は、ＰＩＮダイオード及び それに関するＭＯＳＦＥＴスイッチがオン状態である時の低抵抗と、ＰＩＮダイ オード及びそれに関するＭＯＳＦＥＴスイッチがオフ状態である時の低オフ容量 と、回路内のあらゆるＨＦ信号と論理制御信号との間の電気的絶縁と、高電圧変 動時におけるＰＩＮダイオード及びスイッチの安定したオン及びオフ状態と、高 速切換と、従来の構成要素を用いる比較的容易な製作とに特徴付けられる。これ らの利点及び他の利点は、以下の好ましい実施例の詳細な説明及び添付の図面に おいてより明らかになるであろう。

図面の簡単な説明 第１図は可変インダクタを有する“Ｌ°インピーダンス整合回路の先行技術の概 略図である。

第２図は直列接続された個別のインダクタから成る第１図の可変インダクタの先 行技術の概略図である。

第３図はＰＩＮダイオード及び個別のインダクタの並列スイツチング回路が直列 接続されて成る本発明の可変インダクタの概略図である。

第４図は本発明のＰＩＮダイオード及び個別のインダクタの並列スイッチング回 路の詳細な概略図である。

好ましい実施例の詳細な説明 第１図及び第２図は先行技術の高度な表示である。第１図を参照すると、信号源 １０は“Ｌ“インピーダンス整合回路に接続され、該回路は可変インダクタ１２ 及びキャパシタ１４より成る。可変インダクタ１２は、図示され以下に述べられ るように、伝送及び受信の双方に適用使用されている。信号源ｌＯは慣例の５０ オームの出力インピーダンスを有する。この“Ｌ。

回路網は所定の共振周波数回路応答を白°し、信号源１０にかかる典型の５０オ ーム抵抗インピーダンスは最大効率及び最大エネルギー伝送の為に達成されてい る。“Ｌ′回路網はアンテナ１６に接続され、該アンテナは、伝送の際には、電 磁放射波の伝搬に用いられる。第１図にはスイッチ１７の使用が示されているが 、キャパシタ１４はインダクタ１２の三箇所の端子の内の一方に実際に典型配線 される。即ち、キャパシタ１４はインダクタ１２の信号源端子又はアンテナ端子 に、ステップアップ又はステップダウンインピーダンス整合するように接続され る。

第１図の回路は伝送及び受信の双方に用いられる。受信回路網の複数の回路は最 大信号受信可能な可変インダクタインピーダンス整合“Ｌ°回路網の利点を均等 に有することができる。いくつかの応用に際しては、アンテナ１６は、例えば１ ５０ワット信号源等のハイパワー信号源ｌＯにより駆動可能な又はマイクロボル ト単位の小信号の受信に使用可能なＲＦホイップアンテナでも良い。従って、伝 送及び受信の双方に適用の場合、可変同調される“Ｌ°回路網は高効率をもたら すことができる。

第２図は第１図に示された可変インダクタ１２の高度な表示である。第１図及び 第２図を参照すると、可変インダクタ１２は直列接続された独立個別の複数のイ ンダクタ１８ａ乃至１８ｎから成る。インダクタ１８ａ乃至１８ｎの各々は該イ ンダクタの各々を選択的にオン又はオフに切換えるように並列接続されるスイッ チ２０ａ乃至２０ｎを夫々有する。複数の制御線２２ａ乃至２２ｎはスイッチ２ ０ａ乃至２０ｎの各々に夫々接続されスイッチ２０を開又は閉位置に制御する。

例えば、各インダクタの値は８マイクロヘンリーであり、個別の１２個のインダ クタが使用されると総インダクタンスは９６マイクロヘンリーとなる。この場合 、開スイッチの数に８マイクロヘンリーを乗じたものが総インダクタンス値であ る。

しかしながら、別の場合には、各インダクタは異なるインダクタンス値を有する ことができる。特別なインダクタを選択することにより、総インダクタンス値は 非線形に変化されるであろう。個別のインダクタが電気的に選択される場合、選 択されるインダクタンス値の組は異なる電気的符号に割当てられ、それによって 所定の符号が所望の範囲内の所定のインダクタンス値を導く符号化手法を確立す る。異なる特別な符号化手法も実現されることが可能である。例えば、各インダ クタ１８が前置のインダクタ１８の二倍のインダクタンス値を有する二進符号化 手法は、妥当なディジタルコンピュータ制御を使用して所望の範囲及び分解能を 選択することに用いられよう。異なる符号化手法が実現されることは自明である 。

本発明の実施例は第３図及び第４図に詳細に示されている。

第３図を参照すると、−個の可変インダクタは複数個の直列接続された個別のイ ンダクタ１８ａ乃至１８ｎを含んで成り、各インダクタは夫々のスイッチ２０ａ 乃至２０ｎを有し、該スイッチは制御線２２ａ乃至２２ｎにより夫々制御される 。この例により概略的に示されているように、インダクタ１８ａがインに切換え られインダクタ１８ｂ及び１８ｎがアウトに切換えられると、対応するＰＩＮダ イオード２４ａはオフ状態にアウトに切換えられ対応するＰＩＮダイオード２４ ｂ及び２４ｎはオフ状態にインに切換えられる。

スイッチング手段２０ａ乃至２０ｎは、インダクタ】８の回路とダイオード２４ の回路との間を切換わるように制御される単極双投スイッチとして示されている 。このスイッチング手段は背景の節に叙述されたようなメカニカルスイッチで構 成されることができる。例を用いたこの実施例においては、スイッチ２０ａと共 に直列のダイオード２４ａは、該スイッチが該ダイオードの回路を開回路化する ように制御される時に、そのスイッチの寄生容量がインダクタ１８を離調するの を妨げることに用いられる。

インダクタ１８ａ乃至１８ｎの各々は、対応するスイッチ２０ａ乃至２Ｏｎの各 々を用いて夫々のＰＩＮダイオード２４ａ乃至２４ｎがオン状態にインに切換え られている時、アウトに切換えられており、これらと逆の場合も同様である。あ る与えられた信号に加えて順方向バイアスＤＣ電流は、どちらがインに切換えら れているかに依存してインダクタ１８又は夫々のＰＩＮダイオード２４を通じて 伝導する。他のダイオードが使用可能な場合でも、上述されたようにＰＩＮダイ オードが好ましい。何故ならそれは相対的に低オン抵抗、低オフ容量、かつ大電 流伝導許容量だからである。

重要なことに、ＰＩＮダイオード２４ａ乃至２４ｎに夫々接続されたキャパシタ ２６ａ乃至２Ｂｎは、夫々のインダクタ１８ａ乃至１８ｎがインに切換えられた 後ＲＦ高電圧信号が最初の半周期である間に、正の整流電圧レベルまで充電され る。このキャパシタ２Ｂに蓄積された正の整流電圧レベルは、夫々のインダクタ １８がインに切換えられている時のＰＩＮダイオード２４のオフ状態維持を保証 するように、夫々のＰＩＮダイオード２４を通過する電流伝導を阻止する。高電 圧ＲＦ倍信号変動時にキャパシタ２Ｂはダイオードを“オフ１状態に維持する。

キャパシタ２６がない場合、ＰＩＮダイオード２４の寄生容量は、ＰＩＮダイオ ードがオフ状態にアウトに切換えられるべき時に高電圧ＲＦ倍信号存在により該 ダイオードを通過するいくらかの伝導を可能にしかつＲＦ回路網を離調すること を可能にする。

動作につき例を用いて説明すると、図示されているようにインダクタ１８ａがイ ンにＱ」換えられ１）ＩＮダイオード２４ａのアノード端子において電圧が上昇 する時、順方向電流はＰＩＮダイオード２４ａを通って伝導し該ダイオードのカ ソード端子においてキャパシタ２６ａを正に充電する。その後、ＰＩＮダイオー ド２４ａのアノードにおいて高電圧ＲＦ倍信号最初の負の半周期及びそれに後続 する全周期である間、整流された正の充電電圧はキャパシタ２８ａに蓄積された ままである。この蓄積された電圧は、その後インダクタ１８ａがアウトに切換え られるまで、ＰＩＮダイオードのカソード端子を通って減衰するのを妨げられか つ該ＰＩＮダイオード２４ａを逆方向バイアスすることに働く。従って、キャパ シタ２６は別々の特別な逆方向バイアス励起回路を必要とせずにＰＩＮダイオー ド２４への整流された逆方向バイアス電圧を確立することに都合良く用いられる 。

順方向バイアス電流は電流源２８により供給される。この順方向バイアス電流は 、例えば２４ｂ及び２４ｎ等のＰＩＮダイオードを通って夫々のインダクタ１８ ｂ及び１８ｎを短絡するように伝導し、又は例えば１８ａ等のインに切換えられ ているインダクタを通過伝導する。電流源２８は、例えば、量産に適したナショ ナル半導体社（Ｎａｔｉｏｎａｌ　５ｅＩＩｌｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｃｏｒｐ ｏｒａｔｉｏｎ）製　ＬＭ１０９　１００ｍＡ電流レギニレータ回路を用いて構 成されるであろう。この単一の電流源２８により、ＰＩＮダイオード２４の各々 に別々の独立した順方向バイアス電流励起回路は不必要となる。当該技術分野の 通常の実施と同様に、広帯域ＲＦチョークインダクタ３０ａ及び３０ｂはＤＣ電 流源２８からＲＦ倍信号絶縁するに使用される。

この第３図の可変インダクタンス回路構成はＨＦ回路網同調への応用を含む広帯 域周波数への応用が可能である。何故なら、ＰＩＮダイオード２４はキャパシタ ２６に蓄積された逆方向バイアス電圧を伴う場合、高電圧ＩＦ信号存在下で伝導 及びターンオンしないからである。付言するに、上記ＰＩＮダイオードは、該ダ イオードの少数キャリア存続時間を越える期間を有する負位相の高電圧ＨＦ信号 存在下でも順方向バイアスされたままであろう。何故なら、そのＰＩＮダイオー ドを通る流路とされるＤＣ順方向バイアス電流が該ダイオードをオン切換え状態 に維持するであろうからである。更に、スイッチ２０は好ましく高速切換するデ バイスであり、異なるインダクタンス値の高速選択を可能化しかつそれに対応し てＲＦ回路網同調周波数の高速選択を可能化する。第３図に示されているように 、可変インダクタは高速周波数ホッピングを可能にする可変インダクタ同調用の 複数個の同等のインダクタスイッチング回路３２を含んで成る。本発明によるイ ンダクタスイッチング回路３２の一個は第４図の概略的表示によって更に詳細に 図示される。

第４図を参照すると、本発明の第二の実施例が示されており、ここではスイッチ ング手段は固体デバイスから成る。単一のインダクタスイッチング回路３２が示 されており、これはＰＩＮダイオード２４のアノードに接続される第一の端子を 有する個別のインダクタ１８を含んで成る。インダクタ１８の第二の端子及びＰ ＩＮダイオード２４のカソード端子は固体スイッチ３４ａ　、　３４ｂに夫々接 続されている。スイッチ３４ａ　、　３４ｂは従来の個別の構成要素を用いて組 立てられることができ、テレダイン社（Ｔｅｌｅｄｙｎｅ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉ ｏｎ）製　Ｍ８６Ｆ２　軍用パワーＦＥＴ　ＡＣ／ＤＣスイッチングハイブリッ ド固体スイッチでも良い。

スイッチ３４のゲート入力は、高感度の入力論理回路を保護するように、出力電 圧の過渡及び高電圧ＲＦ倍信号ら光学的に絶縁されている。制御線２２に接続さ れているスイッチ３４の入力は、ハイブリッドスイッチ３４がＣＭＯ３（相補型 酸化金属シリコン）論理ゲート又は標準的なＴ　Ｔ　Ｌ　（ｔｒａｎｓｉｓｔｏ ｒｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　ｌ０ｇ１ｅ）インターフェース回路構成により直接稼 働されることを可能化するように好便に緩衝される。好都合にも、スイッチ３４ の各入力におけるシニミットトリガは、ＣＭＯＳタイプの入力信号と共にスイッ チ３４を使用する際の、ノイズ環境下でのスイッチ３４の誤トリガリングを防ぐ ようにノイズ余裕を増大するであろう。固体ハイブリッドスイッチ３４の中心構 成要素はパワースイッチングＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ３６ａ　。

３６ｂ　、　３８ａ　、　３８ｂであり、これらは最小化されたオン状態抵抗及 びオフセット電圧を典型的に呈する。

好ましい本実施例において、制御線２２上の論理制御信号はスイッチ３４ｂの論 理入力及び論理インバータ４０に供給され、該インバータはその信号を第二のス イッチ３４ａの論理入力に順次供給する。この構成は一実施例に過ぎない。他の 回路接続及び論理構成要素も同様の成果を達成するように使用され−るであろう 。論理制御信号線２２及びインバータ４０は一スィッチ、例えば３４ａ１又は他 のスイッチ、例えば３４ｂを交互にターンオンするに用いられる。その後、第３ 図の電流源２８からのＤＣ順方向バイアス電流は、スイッチ３４ａがオンであり スイッチ３４ｂがオフの時にはインダクタ１８を通って、又はスイッチ３４ｂが オンでありスイッチ３４ａがオフの時はＰＩＮダイオード２４を通って伝導する であろう。しかし、同時にこれら双方を通っては伝導しない。

本発明に従うＲＦ同調回路網の利点は、インダクタスイッチング回路３２が可動 部を全く持たずかつコンピュータ制御と互換性のある論理スイッチング回路によ り直接制御され高速作動可能なことである。可変インダクタの好ましい実施構成 は、直接コンピュータ制御により選択されるインダクタンス値に適切な範囲及び 分解能を与える二進増加インダクタンス符号化手法を伴う。更に、ハイブリッド スイッチ３４は、インダクタ１８の短絡に用いられかつ、以上に参照されたよう に、その本来の低オン抵抗、低オフ寄生容量、高ＤＣ順方向バイアス電流伝導許 容量、良好な電気的絶縁、高速論理制御との両立性、及び高電圧ＲＦ信号伝導許 容量に因り利用される。

好ましい実施例において、パワースイッチングＭＯ５ＦＥＴ３６．３８は、第４ 図に示されるように、寄生のＰＮダイオード４２．４４及び寄生キャパシタ４６ ．４８を夫々有する。寄生キャパシタ４６．４８の大容量値は通常正当な周波数 同調が考慮されるであろう。しかしながら、スイッチ３４ａがオンの時、ＭＯＳ ＦＥＴ３Ｂは伝導中であり寄生キャパシタ４Ｂは相対的に無視される。ＰＩＮダ イオード２４及びスイッチ３４ｂにおいては、ＰＩＮダイオード２４のオフ容量 は本来小さく、スイッチ３４ｂがオフの時には寄生キャパシタ４８の容量を支配 しかつ遮り以て低オフ容量をもたらす。一方、スイッチ３４ｂがオンである時は 寄生キャパシタ４８は３１ｉＱ？５されて同様に相対的に無視できる程になる。

スイッチ３４ｂ及びＰＩＮダイオード２４はそのオン状態時にインダクタ１８及 び寄生容量４６を渡る相対的な短絡回路を提供する。従って、寄生キャパシタ４ ６゜４８は本発明による可変ＲＦ同調回路網の周波数応答を離調せずこれに対し て実質的な影響を及ぼさない。

二方向の高ＲＦ電流及び電圧信号についてスイッチ３４を伝導状態に維持する為 、二個のスイッチングｋｉｏ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ３８ａ対３６ｂ及び３８ａ対３８ ｂのバック対バック接続と寄生のＰＮダイオード４２ａ対４２ｂ及び４４ａ対４ ４ｂのバック対バック接続が必要である。これとは別に単一のＭＯＳＦＥＴの接 続では、本来ＭＯｓＦＥＴは一方向作動することから、ＲＦ倍信号正負電圧位相 を伝導することはできない。これらのバック対バック接続はスイッチ３４を通過 するＲＦ倍信号正負電圧双方の伝導を可能にする。

動作上重要なものは寄生キャパシタ４８であり、該キャパシタはＰＩＮダイオー ド２４のカソード端子における正電圧の整流に用いられ以て逆方向バイアスをも たらしかつＰＩＮダイオード２４が高電圧交流ＲＦ信号存在下で伝導しないこと を保証する。

本発明の好ましい実施例においては、スイッチングパワーｋｉｏ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　 Ｔ２Ｏ，３８はエンハンスメント型デバイスでありそれらのゲート電極における 正電圧の有無により制御される。

ゲート電圧は光起電性エレメント（例えば、小面積シリコン太陽電池セル）の直 列アレイ５２．５４上への光の入射により発生される。光は発光ダイオード（Ｌ ＥＤ）５８．５８により与えられる。ＬＥＤ５６．５８は、５ボルトの論理制御 信号下で高速稼働されることが可能であり、周波数ホッピング通信装置に必要な 高速ＲＦ回路網同調をもたらす。制御信号の光ビーム結合は、ＲＦインダクタ回 路網にかかる最小の浮遊容量性をもたらしかつ高速同調ＲＦインダクタ回路網内 に発生する高電圧ＲＦ倍信号らコンピュータ制御回路を絶縁層分離化する。゛複 数の光起電性エレメント５２．５４は夫々例えば２２個の同一エレメントから成 り、該エレメントは充分高速の電流及び電圧変化を供し以てパワーＭＯＳ　Ｆ　 Ｅ　Ｔ２Ｏ，３８のゲート電極端子を高速充電又は放電する。

インダクタスイッチング回路３２は、制御回路構成（図示せず）稼働線２２と高 電圧ＲＦ倍信号の間の電気的絶縁を有するインダクタ１８の高速固体スイッチン グをもたらす。この回路３２は相対的に僅かな部分から成りコスト効率が良い。

本発明の種々の変更は当該技術分野の当業者により行われるであろうが、それら 変更はやはり以下の請求の範囲により限定される本発明の趣旨の範囲内に止まる 応用及び原理を示すであろう。

Ｆｉｇ、　１　先４ｊ技巻 Ｆｉｇ、　２　先ぐ１托街 国際調査報告 ＳＡ　２００３０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力端子と、出力端子と、これら端子に直列相互関係に配設され第一及び第 二の端子を有し該第一の端子が前記入力端子に接続されるインダクタ（１８ｂ） と、前記インダクタ（１８ｂ）に並列相互関係に配設されかつ前記入力端子に接 続され前記入力端子において交互の電気路を提供するスイッチングデバイス（２ ４ｂ）とを具備するインダクタスイッチング回路において、前記スイッチングデ バイス（２４ｂ）は第一及び第二の端子を有し該第一の端子が前記入力端子に接 続されるダイオード（２４ｂ）を具備して成り、前記出力端子をインダクタ（１ ８ｂ）の第二の端子又はダイオード（２４ｂ）の第二の端子に交互に接続するス イッチング手段（２０ｂ）と、インダクタ（１８ｂ）の第二の端子とダイオード （２４ｂ）の第二の端子との間を切換わるスイッチング手段（２０ｂ）を選択的 に制御する制御手段（２２ｂ）と、ダイオード（２４ｂ）の第二の端子と前記出 力端子との間を接続するキャパシタ（２６ｂ）と、前記入力端子及び出力端子を 通してバイアスエネルギーをダイオード（２４ｂ）に供給するバイアス手段（２ ８）とを特徴とするインダクタスイッチング回路。 ２．ダイオード（２４ｂ）はＰＩＮダイオードを具備して成ることを更に特徴と する請求項１に記載のインダクタスイッチング回路。 ３．バイアス手段（２８）は前記入力及び出力端子を通して定電流を供給する定 電流源（２８）を具備して成ることを更に特徴とする請求項１に記載のインダク タスイッチング回路。 ４．制御手段（２２ｂ）はスイッチング手段（３４ａ，３４ｂ）を制御する光信 号を供する光結合手段（５６，５２）（５８，５４）を具備して成ることを更に 特徴とする請求項１に記載のインダクタスイッチング回路。 ５．スイッチング手段（２０ｂ）は、インダクタ（１８）の第二の端子を前記出 力端子に接続する第一のスイッチング手段（３４ａ）と、ダイオード（２４）の 第二の端子を前記出力端子に接続する第二のスイッチング手段（３４ｂ）と、イ ンダクタ（１８）の第二の端子又はダイオード（２４）の第二の端子に前記出力 端子を交互に夫々接続する第一及び第二のスイッチング手段（３４ａ，３４ｂ） を制御する制御手段（２２）とを具備して成ることを更に特徴とする請求項１に 記載のインダクタスイッチング回路。 ６．第一及び第二のスイッチング手段（３４ａ，３４ｂ）は制御手段（２２）に より制御されるようにインダクタ（１８）の第二の端子及びダイオード（２４） の第二の端子に前記出力端子を夫々接続する第一（３６ａ，３６ｂ）及び第二（ ３８ａ，３８ｂ）の固体スイッチを夫々具備して成ることを更に特徴とする請求 項５に記載のインダクタスイッチング回路。 ７．第二の固体スイッチ（３８ａ，３８ｂ）はダイオード（２４）の第二の端子 と前記出力端子との間に配設される寄生容量（４８）を具備して成り、回路にお けるキャパシタが第二の固体スイッチ（３８ａ，３８ｂ）の寄生容量（４８）を 含んで成ることを更に特徴とする請求項６に記載のインダクタスイッチング回路 。 ８．スイッチング手段（２０ｂ）は制御手段（２２）に制御されるように前記出 力端子をインダクタ（１８）の第二の端子及びダイオード（２４）の第二の端子 に夫々接続する第一（３６ａ，３６ｂ）及び第二（３８ａ，３８ｂ）の固体スイ ッチを夫々具備する第一（３４ａ）及び第二（３４ｂ）のスイッチング手段を具 備して成り、制御手段（２２）はインダクタ（１８）の第二の端子及びダイオー ド（２４）の第二の端子に前記出力端子を交互に夫々接続するように第一及び第 二のスイッチング手段（３４ａ，３４ｂ）を制御し、第二の固体スイッチ（３８ ａ，３８ｂ）はダイオード（２４）の第二の端子と前記出力端子との間に配設さ れる寄生容量（４８）を具備して成り、回路におけるキャパシタが第二の固体ス イッチ（３８ａ，３８ｂ）の寄生容量（４８）を含んで成り、光結合手段（５６ ，５２）（５８，５４）は、光制御信号を第一及び第二のスイッチング手段（３ ４ａ，３４ｂ）に夫々供する第一（５６）及び第二（５８）の発光手段と、第一 及び第二の発光手段（５６，５８）の光信号に夫々対応して切換わる固体スイッ チ（３６ａ，３６ｂ）（３８ａ，３８ｂ）を制御する電気制御信号をもたらす第 一（５２）及び第二（５４）の受光手段とを具備して成ることを更に特徴とする 請求項４に記載のインダクタスイッチング回路。 ９．第一（３６ａ，３６ｂ）及び第二（３８ａ，３８ｂ）の固体スイッチは一個 のゲートを有するＭＯＳＦＥＴデバイスを各々一個具備して成り、ダイオード（ ２４）はＰＩＮダイオードを具備して成り、バイアス手段（２８）は前記入力及 び出力端子を通して定電流を供給する一個の定電流源を具備して成り、前記制御 手段は第一及び第二の電気制御信号をもたらすプロセッサ手段を更に具備して成 り、第一（５６）及び第二（５８）の発光手段の各々は光制御信号をもたらすよ うに電気制御信号に夫々応答する一個の発光ダイオードを具備して成り、第一（ ５２）及び第二（５４）の受光手段の各々は夫々のＭＯＳＦＥＴデバイスのゲー トに接続され該ＭＯＳＦＥＴデバイスを切換制御するように夫々の光制御信号に 応答する一個の感光性デバイスを具備して成ることを更に特徴とする請求項８に 記載のインダクタスイッチング回路。 １０．前記スイッチング回路は、互いに直列相互関係にかつ前記入出力端子に対 して直列相互関係に配設される複数の前記インダクタ（１８ａ，１８ｂ，．．１ ８ｎ）と、前記複数のインダクタの各々に関する一個のサブ入力端子及び一個の サブ出力端子と、複数の前記スイッチングデバイス（２４ａ，２４ｂ，．．２４ ｎ）とを更に具備し、各インダクタは前記サブ入力端子の夫々に接続される該イ ンダクタ自体の第一の端子を有し、前記スイッチングデバイスの各一個は前記イ ンダクタ（１８ａ，１８ｂ，１８ｂ，．．１８ｎ）の各一個に並列相互関係に配 設されかつ前記夫々のサブ入力端子に接続され該夫々のサブ入力端子において交 互の電気路を提供することを特徴とし、かつ前記スイッチングデバイス（２４ａ ，２４ｂ，．．２４ｎ）の各々は第一及び第二の端子を有し該第一の端子が前記 夫々のサブ入力端子に接続される一個のダイオードを具備して成り、夫々のサブ 出力端子を交互に前記夫々のインダクタの第二の端子及び夫々のダイオードの第 二の端子に接続する前記インダクタの各一個に関する各一個の複数のスイッチン グ手段（２０ａ，２０ｂ，．．２０ｎ）と、前記夫々のスイッチング手段を夫々 のインダクタの第二の端子と夫々のダイオードの第二の端子との間を切換わるよ うに選択的に制御する前記スイッチング手段の各一個に関する各一個の複数の制 御手段（２２ａ，２２ｂ，．．２２ｎ）と、前記夫々のダイオードの第二の端子 と夫々のサブ出力端子との間に接続される前記ダイオードの各一個に関する各一 個の複数のキャパシタ（２６ａ，２６ｂ，．．２６ｎ）と、前記入力端子及び出 力端子を通してバイアスエネルギーを複数のダイオードに供給するバイアス手段 （２８）とを更に特徴とする請求項１に記載のインダクタスイッチング回路。