JPH01314410A - 利得可変増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、利得変化による出力信号の直流電位の変動を
抑えた利得可変増幅器に係り、特に広いダイナミックレ
ンジあるいは低い消費電力で動作することが可能な利得
可変増幅器に関する。

〔従来の技術〕

利得変化による出力信号の直流電位の変動を抑えた利得
可変増幅器としては、特開昭６２−１８３２０７号公報
に記載された回路が知られている。この利得可変増幅器
によれば、出力信号の直流電位のレベルが利得変化時に
も変動しないために、次段増幅器の飽和を防止すること
ができ、直接結合した多段増幅器を構成できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、その第１図に示される様に、電源（一
定電圧Ｖｃｃ）とグランドＧＮＤとの間に抵抗値ＲＱの
負荷抵抗９（信号出力部）、差動１−ランシスタ対３お
よび４（利得可変部）、信号電圧Ｖｉｎを供給される１
−ランシスタ１　（人力部）。

抵抗値Ｆり、１のエミッタ抵抗１１．定電流′ｇ２０（
電流値２Ｉｏ）を直列に接続している。このため、ダイ
ナミックレンジを十分大きくするには電源電圧Ｖｃｃを
高く設定する必要があった。また、エミッタ抵抗１１の
抵抗値Ｒ工、が小さく、したがって消費電力も比較的大
きくなるという問題を生じていた。

この問題点について、さらに詳しく説明する。

エミッタ抵抗１１と、エミッタ抵抗１２（抵抗値Ｒ１□
）との抵抗値の和をＲ］とし、信号電圧Ｖｉｎの電流分
を入力電圧Ｖｓとし、さらに利得を変化させるための差
動１−ランジスタ対（３，４など）の電流分流比をＫと
設定したとする。この場合の入カダイナミソクレンジは
、定電流源２０へ流れる電流が全て１〜ランジスタ１側
から供給されるものとして、±２　Ｒ，、Ｉ　ｏでほぼ
表すことができる。

一方、上記の設定条件を用いて出力電圧Ｖｏｕｔの電流
分ＶＯ’　を求めると、次式が得られる。

Ｖｏ’＝ＲＱＫΔＩ　ｓ＝　ＲＱ　Ｋ　Ｖｓ／　Ｒ。

なお、ΔＩｓはトランジスタ１（または２）のコレクタ
を流れる電流値の交流（信号）分である。

したがって、この従来の利得可変増幅器の最大利得Ｇｍ
は電流分流比Ｋを１として、Ｇｍ＝ＲＱ／Ｒ３と表され
る。さらに、設計条件として最小利得を６ｄＢ、可変利
得を６ｄＢに割当てると、抵抗値Ｒ３は、 Ｒ３＝Ｒよ□　＋　■シ、１□　＝　　Ｉ２　　Ｑ　　
／　　Ｇ＋ｏ＝　　ＲＱ　　／　　４　　　’と表すこ
とができる。この上式で表される抵抗値Ｒ１が、設定し
た利得に比較して、小さ＃くなるために消費電力が大き
くなるわけである。

さらに、前述のダイナミックレンジを最小利得６ｄＢ、
可変利得６ｄＢの設Ｍ１条件で検討する。抵抗値Ｒよ、
と抵抗値Ｒ０２が等しいものとすると、Ｒ０□＝ＲＱ７
Ｂが成立するので、ダイナミックレンジは±ＲＡＩｏ／
４と表すことができる。

本発明の目的は、利得変化による出力信号Ｖｏｕｔの直
流電位の変動がなく、かつ広いダイナミックレンジある
いは低い消費電力で動作することが可能な利得可変増幅
器を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、従来技術において電源とグラン１−との間
に縦列接続していた、利得可変部と信号量カナをレベル
シフト部（回路）によって分離し、さらに信号が入力さ
れる入力部からの信号′ｉ′Ｉｉ流の経路を固定と可変
の２つの経路に分けることにより、達成される。

さらに詳述すると、上１紀目的は、ベースに人力信号を
受け、コレクタに定電圧′Ｉ′ｌ！源を接続し、エミッ
タに第１の負荷を接続した第１のトランジスタと、第１
のトランジスタと差動増幅器を構成するために設けた第
２．第３のトランジスタ及び、それぞれのエミッタに接
続された第２．第３の負荷回路と第２の１−ランジスタ
のコレクタに接続する信号電流の分流比を制御する１組
の差動トランジスタ対と１分流された信号電流を第３の
トランジスタのエミッタに折返し注入する定電流回路お
よびレベルシフト回路と、第３のトランジスタのコレク
タと、定電圧電源間に第４の負荷抵抗を接続し、第３の
トランジスタのコレクタより出力信号を取り出すことに
より達成される。

〔作用〕

第１のトランジスタのベースに印加する入力信号電圧は
、先述の第１．第３のトランジスタのエミッタ間を結合
する抵抗と、第１．第２のトランジスタのエミッタ間を
結合する抵抗で、それぞれ第１．第２の信号電流となる
。第１の信号電流はそのまま第３のトランジスタのエミ
ッタに注入され、第３のトランジスタのコレクタに’Ｂ
　Ｋｎした第４の負荷抵抗で信号電圧に変換され、出力
される。

この経路が固定の信号電流経路である。

第２の信号電流は第２のトランジスタのコレクタを流れ
、信号電流の分流比を制御する１組の差動トランジスタ
対により分流され、その１部が定電流回路及びレベルシ
フト回路を経て第１の信号電流同様筒３のトランジスタ
のエミッタに注入される。第３の１−ランジスタのエミ
ッタに注入された第２の信号電流の１部は、第１の信号
電流と同様に第４の負荷抵抗で信号電圧に変換され出力
される。この経路が可変の信号電流経路であ哄ろ。

第２のトランジスタのコレクタに接続した１組の差動ト
ランジスタ対で、第２の信号電流の分流比を制御するこ
とで、第３の１〜ランジスタのエミッタに注入される信
号電流量の制御が行われる。

第２のトランジスタのコレクタに接続した１組の差動ト
ランジスタ対により第２の信号電流の分流比が制御され
た結果、第３のトランジスタのエミッタに注入される信
号電流量は、第１の信号電流分から、第１．第２の信号
電流の和の分まで変化する。

利得と第３のトランジスタのエミッタに注入される信号
電流量の関係を次に示す。

■　利得最小・・・・第１の信号電流量■　利得最大・
・・・・・第１．第２の信号電流量の和最大利得時に必
要な信号電流量は、第１．第２の信号電流量の和の値で
あり、第１の信号電流量も有効となるため、第２の信号
電流量を小さな値に留めることが可能となる。

ところで、入力ダイナミックレンジは、入力信号の振幅
変化に対し、第１．第２の信号電流経路化がリニアに追
従する範囲である。本発明では、ダイナミックレンジの
制限要素である第２の信号電流量を小さな値に留めるこ
とが可能であり、従って入力ダイナミックレンジが広が
る。なお、信号出力部を分離しているので、出力ダイナ
ミックレンジは比較的自由に設計可能である。

〔実施例〕

以下、本発明を図面を用いて詳細に説明する。

第１図に本発明の第１の実施例を示す。第１図の回路図
において、■は入力端子、２は出力端子。

３〜７はＮＰＮ形のトランジスタ、８〜１０はダイオー
ド、１１〜１４は定電流源、１５は電源電圧印加端子、
１６は可変電圧回路、１７と１８は定電圧回路、１９は
抵抗値Ｒ工の抵抗、２０は抵抗値Ｒ２の抵抗、２１は抵
抗値ＲＱの抵抗、５０はグランド（電圧の基準点）であ
る。

次に、第１の実施例の回路構成について説明する。入力
端子１は第１のトランジスタ３のベースに接続される。

第１のトランジスタ３のコレクタは電源電圧印加端子１
５に接続され、そのエミッ流源１２を負荷としたエミッ
タフォロワ回路を採用している。なお、定電流源１２に
は一定電流値ＬＺの電流が流れる。

一方、第２のトランジスタ４のベースは第１の定電圧回
路１８を介してグランド５０に接続される。第１の定電
圧回路１８は第２のトランジスタ４のベースに所定電圧
Ｖｒｅｆを供給する。また第２のトランジスタ４のエミ
ッタは、第２の定電流源１３を介してグランド５０に接
続されるとともに、抵抗値Ｒ２の抵抗２０を介して第１
のトランジスタ３のエミッタに接続される。そして、第
２のトランジスタ４のコレクタは、第１の差動トランジ
スタ対をなすトランジスタ６とトランジスタ７との各エ
ミッタに接続される。したがって、入力部の出力信号は
抵抗２０を介してトランジスタ４に供給されるので、第
２のトランジスタ４と第１のトランジスタ３は差動形を
構成している。なお、定電流ｇ１３には一定電流値ＬＪ
の電流が流れる。

また、第１の差動トランジスタ対の一方であるトランジ
スタ６のベースは、可変電圧回路１６を介して１−ラン
ジスタフのベースに接続される。トランジスタフのベー
スは第２の定電圧回路１７を介してグランド５０に接続
される。この第２の定電圧回路１７はトランジスタ７の
ベースに所定電圧を供給するとともに、可変電圧回路１
６を介してトランジスタ６のベースにも所定電圧を供給
する。可変電圧回路１６は、外部から供給された利得可
変信号（図示せず）に応じて変化する電圧を。

トランジスタ６とトランジスタ７とのベース間に供給す
る。トランジスタ６のコレクタは電源電圧印加端子１５
に接続される。そして、１−ランジスタフのコレクタは
第３の定電流源１１を介して電源電圧印加端子１５に接
続される。なお、定電流源１１には一定電流値Ｉ　３１
の電流が流れる。

ここで、この第１の実施例の回Ｍ構成における利得可変
部は、第２のトランジスタ４と第１の差動１〜ランジス
タ対（トランジスタ６および７）を主要素とする回路と
なっている。

さらに第３のトランジスタ５のベースは、第２のトラン
ジスタ４のベースと同様に、第１の定電圧口ｇ１８を介
してグランド５０に接続される。

第１の定電圧回路１８は第３のトランジスタ５のベース
に所定電圧Ｖ　ｒｅｆを供給する。また第３の１−ラン
ジスタ５のエミッタは、第４の定電流源１４を介してク
ラン１−５０に接続されるとともに、抵抗値Ｒ工の抵抗
１９を介して第１のトランジスタ；３のエミッタに接続
される。そして、第３のトランジスタ５のコレクタは、
抵抗値ＲＱの負荷抵抗２１を介して電源電圧印加端子１
５に接続されるとともに、出力端子２に接続される。し
たがって、入力部の出力信号は抵抗１９を介してトラン
ジスタ５に供給されるので、第３のトランジスタ５と第
１のトランジスタ３は差動形を構成している。この第３
のトランジスタ５を主要素とする回路は信号出力部を構
成している。なお、定電流源１４には一定電流値Ｉ　３
４の電流が流れる。

また、この信号出力部の１−ランジスタ５のエミッタは
、ダイオード８〜１０の直列回路からなるレベルシフト
部を介して、利得可変部のトランジスタ７のコレクタに
接続されている。したがって、トランジスタフのコレク
タ電圧は、第１の定電圧回路１８の出力電圧Ｖｒｅｆと
トランジスタ５のべ〜スエミッタ間電圧ＶＢ！！５およ
びダイオード８〜１０の順方向電圧ＶＡＸで定まる一定
電圧に固定される。

なお、入力部の第１のトランジスタ３のベースには、直
流バイアスとして、第１の定電圧回路１８の出力電圧Ｖ
　ｒｅｆと同じ直流電圧が供給されるものである。具体
的には、トランジスタ３のへ〜スは外部の抵抗（図示せ
ず）を介して、第１の定電圧回路１８に接続される。入
力信号は外部のコンデンサ（図示せず）を介して、入力
端子１に供給されるものである。

次に、第１の実施例における動作について説明する。

入力端子１より　１−ランジスタ３のベースに人力され
た入力信号（′電圧）は、トランジスタ３と、トランジ
スタ４，５のベース間に電位差を生しさせ、抵抗１９，
２０に信号電流が流れる。抵抗値Ｒ□の抵抗１９に流れ
る信号電流をＩ　Ｓ１１抵抗値Ｒ２の抵抗２０に流れる
信号電流をＴ　ｓ２．入力信号電圧の内信号分をＶｓ、
バイアス分をＶｒｅＬ定電圧回路１８の電圧をＶ　ｒｅ
ｆとすると、信号電流Ｉｓ、、Ｉｓ２は、 ■８．＝ヱΣ　　　　　　・・・・・（１）Ｒ□ Ｖｓ Ｉ　ｓ　ｚ　”’　Ｒ，・・・・・（２）と表せる。信
号電流Ｉｓ、はトランジスタ５のエミッタへ注入され、
信号電流Ｉｓ２はトランジスタ４のエミッタへ注入され
る。

信号電流Ｉｓ、は、１−ランジスタ４のコレクタを流れ
、トランジスタ６．７で分流される。トランジスタ６．
７は対で動作する信号電流分流回路である。可変電圧回
路１６により、トランジスタ６のベース電圧をトランジ
スタ７のベース電圧に対し、２００　ＩＩＩ　Ｖ程度高
いｖｌｌの状態で、ｉ−ランジスタフはカッｌ−オフす
る。逆に、２００ｍＶ程度低いＶムの状態でトランジス
タ６がカットオフする。この結果、可変電圧回路１６に
より、信号電流Ｉｓ２は分流される。分流された電流の
内、トランジスタ７のエミッタに注入される信号電流を
■ｓ２′　とし１分流比をＫとおくと、信号電流Ｉｓ２
′　は次式で表される。

Ｉｓ２’　＝−Ｋ　　Ｉｓｚ　　　（０＜Ｋく１）　　
−（３）なお、可変電圧回路１６の電圧がＶ）Ｉの時に
に＝Ｏ，Ｖ２の時にに＝１となる。

トランジスタ７のエミッタに注入された信号電流Ｉｓ２
’は、定電流回路１１により折返され（位相を反転され
）、　−Ｉｓ２’　としてダイオード８゜９．１０を介
し、１〜ランジスタ５のエミッタへ注入される。

トランジスタ５のエミッタに注入される信号電流Ｉｓ□
＋　　　Ｉｓ２′は、１−ランジスタ５のコレクタを流
れる。その結果、出力端子２に表れる出力信号■０は。

Ｖｏ＝（Ｉｓ、−Ｉｓ２’　　）・ＲＭ杢　　　　　　
　　−１４）で表現される。（４）式は、（１）、（２
）、（３）式を用いて（５）式へ変形できる。

さらに、設計条件として最小利得を６ｄＩｌ、可変利得
を６ｄＢに割当てると、下式を満足する必要がある。す
なわち。

Ｒ□＝ＲＱ／２．Ｒ２＝ＲＱ／２　　・・・・・・・・
・（６）一方、従来例においては前述したように、Ｒ３
＝ＲＱ／４　　　　　　　・・・・・・・旧・・・・・
（７）で表される。ここで、（６）式と（７）式におけ
る抵抗値Ｒρは共通の値である。したがって、第１の実
施例の抵抗２０の抵抗値Ｒ２に対して、従来例の抵抗値
Ｒ３、すなわちＲよ□＋Ｒ工２はその値を半分にしなけ
ればならない。

次に、本実施例の入力ダイナミックレンジについて説明
する。本実施例では、定電流源１２の電流値Ｉ３□、定
電流源１３の電流値Ｉ　３３と、抵抗２０の抵抗値Ｒ２
の積により、入力ダイナミックレンジは決定する。これ
は、人力信号によって生ずるトランジスタ３，４のベー
ス間電位差で、抵抗２０に流れる信号電流Ｉｓ２の最大
値が、定電流源１２．１３の電流値Ｉ　３ＪＩ　Ｉ　３
３となるからである。正方向の入力信号に対しては、直
流電流Ｉ　３３によってダイナミックレンジが決定し、
負方向の入力信号に対しては直流電流Ｉ３２によってダ
イナミックレンジが決定する。通常入力信号の正負の振
幅は等しく、Ｉ３２”Ｉ３３とするので、ダイナミック
レンジは±Ｒ２・Ｉ３２で表せる。

ところが、従来例の入力ダイナミックレンジはこの半分
である。この点について、設計条件を最小利得６ｄＢ、
可変利得６ｄ［３として比較する。ここで、共通値であ
る負荷抵抗の値ＲＱと入力信号を印加するトランジスタ
７のコレクタ電流の値Ｉｃを用いる（本実施例では、Ｉ
３．＝Ｉｃ、Ｉｃ側ではＩｃ＝Ｉｏである）。本実施例
のダイナミック流側の入力ダイナミックレンジは従来例
に対して２倍に広がる。

次に、第２の実施例を第２図を用いて説明する。

第２図において、２２〜３０はトランジスタ、３１〜３
５は抵抗、３６．３７は定電圧回路を示す。なお、第１
図と同一物については同一符号を付した。

本実施例は、第１の実施例にＮＰＮ形トランジスタ２２
，２５，２７．２Ｂ、２９．抵抗３４を新たに加えたも
のである。第一の実施例での定電流源１１〜１４は、Ｎ
ＰＮ形トランジスタ２３゜２４．２６．ＰＮＰＮ上形ン
ジスタ３０と、抵抗３１．３２，３３，３５と定電圧回
路３６．３７で一具体例を示した。本実施例においても
出力端子２に現れる出力信号Ｖｏは先の（５）式で表せ
、入力ダイナミックレンジの拡大が実現できる。本実施
例の特徴は出力直流レベルが一定となる点であり、以下
この点について説明する。

入力信号電圧がバイアス分のＶ　ｒｅｆのみの無信号時
を考える。このとき出力端子２に表れる出力信号Ｖｏの
直流レベルＶＯＤＣは、値ＲＬの抵抗２１を流れる直流
電流ｒｔ１、抵抗３５を流１ｃる値Ｔ３゜の直流電流、
ダイオード８〜１０を流れる直流電流Ｉｐ＋、電源電圧
印加端子１５に印加した一定電圧Ｖｃｃを用い で表される。直流電流Ｉ　３５は、定電圧回路３６゜ト
ランジスタ２６．抵抗３５で決定される電流であり、一
定値である。よってダイオ−１り８〜１０を流れる直流
電流ＩＤ１か一定であれば出力直流レベルは一定となる
。ダイオ−１−８〜１０を流れる電流Ｉｐ＋　は、抵抗
３１を流れる直流電流Ｉ３１の一部である。

抵抗３３を流れる直流電流をＩ３３．抵抗３４を流れる
直流電流をＬ４とする。また、第一の実施例で定義した
分流比Ｋを用いてダイオード８〜１ｏを流れる電流ＩＤ
いは、下Ｓ＆で表ヰされる。

Ｉｐ＋　　”Ｉ３１　　　（ｌ　　　Ｋ）　　Ｉ３４　
　ＫＩ３３”　Ｉ３１　　　Ｉ３４＋Ｋ　　（Ｉ３４　
　　Ｉ□、）　・・・・　（９）直流電流Ｉ３３は、定
電圧回路３６．１〜ランジスタ２４、抵抗３：３で決定
される７Ｉｉ流であり、一定値である。また、直流電流
Ｉ３４も、定電圧回路３６゜トランジスタ２５．抵抗３
４で決定される一定値の電流である。

直流電流Ｉ　３４１　　Ｉ：１３を等しくすることで、
ダイオード８〜１０を流れる電流ＩＤが、一定値となる
ことは、（９）式より明らかである。この状態で、分流
比Ｋを変えるべく可変電圧回路１６の電圧を変え、回路
の利得を変えた時でも、（９）式により出力端子２に現
れる出力信号Ｖｏの直流（電位）レベルＶＯＤＣは不変
である。

ところで１本実施例ではトランジスタ６．２７のコレク
タと、電源電圧印加端子１５の間に、１〜ランジスタ２
９を設けている。本１−ランジスタは、トランジスタ６
．７及びトランジスタ２７．２８は電流の切換えを行う
ので、特性を揃える必要がある。すなわちトランジスタ
のベース・エミッタ間電位差Ｖ　會ｅや、電流増幅率β
の値などである。

ｌ・ランジスタ２９はトランジスタ６．２７のコレクタ
・エミッタ間電位差を、トランジスタ７゜２８のコレク
タ・エミッタ間電位差に揃え、アーリー効果によるコレ
クタ電流の変化を抑え、トランジスタ６．７．２７．２
８の特性を揃えるものである。

トランジスタ７．２８のコレクタの電圧は、１へ電圧で
ある。本実施例では、１−ランジスタ２９により、トラ
ンジスタ６．２７のコレクタ電圧を、１−ランジスタフ
、２８のコレクタ電圧に一致させ、４つのトランジスタ
６．７．２７．２８におけるアーリー効果の影響を等し
くしている。この結果、利得を可変した際でも、出力端
子２に現れる出力信号の直流レベルは不変となる。

次に、第３の実施例を第３図を用いて説明する。

本実施例は、先の実施例で示したダイオード８〜１０に
よるレベルシフト＠路をトランジスタで行うものである
。第３図において３８はトランジスタ、３９．４０は定
電圧回路を示す。なお、第２図と同一物については同一
符号を付した。

レベルシフトをトランジスタ３８で行うが、１−ランジ
スタ３８のエミッタ電圧は定電圧回路３９によって任意
に設定可能である。その結果、トランジスタ６．７，２
７．２８のアーリー効果の影響を揃えるために行う、ｉ
〜シランスタフ、２８のコレクタ電圧の設定が第２の実
施例に比へ容易となる利点がある。なお、トランジスタ
６．７，２７゜２８のコレクタ・エミッタ間電位差を数
百ｍＶ内に揃えることでも十分効果が得られる。

レベルシフトをトランジスタ３８で行うが、本実施例の
動作は先の第２の実施例と同等であり説明を省く。

なお、第３図のトランジスタ３８のコレクタは、第４図
に示すようにトランジスタ５のコレクタに接続しても良
い。この場合でも、まったく第３の実施例と同等に動作
する。

また、第２図と第３図に記載した実施例ではレベルシフ
ト部にダイオードまたはトランジスタを用いたがツェナ
ーダイオ−１・を用いてもよく、この場合に定電圧回路
３７と４０は同一仕様のツエなお、第１図において定電
流源１１を１〜ランジスタフのコレクタに接続したが、
トランジスタ６のコレクタに接続することもできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、利得変化による出力信号の直流電位の
変動がなく、かつ広いダイナミックレンジあるいは低い
消費電力で動作することが可能な利得可変増幅器を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図。 第２図は本発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は
本発明の第３の実施例を示す回路図、第４図は本発明の
第４の実施例を示す回路図である。 １　・入力端子、　　　２・・・出力端子、３〜７・・
・トランジスタ、 ８〜１０・　ダイオード、 １１〜１４・・定電流源。 １５・・・”ｆＴＸ　ｇ＠圧印加端子、　　１６・・・
可変電圧回路、１７・・・定電圧回路、　　　　　１８
・・・定電圧回路。 第　１　図 第２　図 第３　量 ５１’　　　ｆＤ　　　　　タρ　　　　　　　ｆＯｆ
Ｏｊ；０りＯｚ４　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ベースに入力信号を受け、コレクタに第１の基準電
   位を接続し、エミッタに第１の負荷を接続した第１のト
   ランジスタと、ベースを第２の基準電位に接続し、それ
   ぞれのエミッタに吸込電流源を接続した第２、第３のト
   ランジスタと、該第２のトランジスタのコレクタに接続
   した差動トランジスタ対と、該差動トランジスタ対のい
   ずれか一方のコレクタに接続された定電流源と、該定電
   流源に接続された前記コレクタと前記第３のトランジス
   タのエミッタとの間を接続するレベルシフト回路とから
   成り、出力信号を前記第３のトランジスタのコレクタよ
   り出力する利得可変増幅器において、前記第１のトラン
   ジスタのエミッタと前記第２、第３のトランジスタのエ
   ミッタとをそれぞれ接続する抵抗を設けたことを特徴と
   する利得可変増幅器。 ２、ベースに入力信号を受け、コレクタに第１の基準電
   位を接続し、エミッタに第１の負荷を接続した第１のト
   ランジスタと、ベースを第２の基準電位に接続し、それ
   ぞれのエミッタに吸込電流源を接続した第２、第３、第
   ４のトランジスタと、該第２のトランジスタのコレクタ
   に第５、第６のトランジスタのエミッタを接続し、前記
   第３のトランジスタのコレクタに第７、第８のトランジ
   スタのエミッタを接続し、前記第５、第８のトランジス
   タのベースに同一の電圧を印加する第１の電圧回路と、
   前記第６、第７のトランジスタのベースに同一の電圧を
   印加する第２の電圧回路と、前記第５、第７のトランジ
   スタのコレクタもしくは前記第６、第８のトランジスタ
   のコレクタに接続された定電流源と、該定電流源に接続
   された前記コレクタと前記第４のトランジスタのエミッ
   タとの間を接続するレベルシフト回路とから成り、出力
   信号を前記第４のトランジスタのコレクタより出力する
   利得可変増幅器において、前記第１のトランジスタのエ
   ミッタと前記第２、第４のトランジスタのエミッタとを
   それぞれ接続する抵抗を設けたことを特徴とする利得可
   変増幅器。