JPH01300712A - 周波数特性制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ、　一実施例（第１図、第２図） Ｇｔ　　一実施例の要部（第３図） Ｇ３　他の実施例（第４図、第５図） Ｇ、　他の実施例の要部（第６図） Ｇ、　他の実施例（１−−ンコントロール回路）（第７
図、第８図） Ｇ、　他の実施例（イコライザ回路）（第９図） Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明は、オーディオ信号の周波数特性制御回路に関す
る。

Ｂ　発明の１既要 本発明は、主伝送路に縦続して挿入された加算器及び加
減算器間の信号を所要の特性のフィルタ回路に供給し、
このフィルタ回路の出力を主伝送路の加算器及び加減算
器に分配するように接続された１対の係数回路に共通の
制？ｆｆ１ｌ信号を供給して、各分配係数を差動的に変
化させることにより、または、制御信号とその基準値と
の大小に応して、いずれか一方の分配係数のみを直線的
に変化させることにより、簡単かつ普遍的な構成で、所
要帯域の強調特性と減衰特性とがデシベル値で対称とな
る周波数特性性回路である。

Ｃ従来の技術 従来、使用オーディオ機器や再生音場の特性、あるいは
聴取者の好みに応じて、オーディオ信号の低域成分、高
域成分を任意に強調し、減衰するトーンコントロール装
置が一般に使用されていた。

近年になって、オーディオ帯域を３つ以上に多分割し、
各分割帯域ごとに任意に強調し、減衰することができる
多分割イコライザが広く使用されるようになった。この
イコライザによれば、トーンコントロール装置では行な
うことができないような複雑な調節が可能となる。

また、多分割イコライザは、分割帯域と同数の直線摺動
型可変抵抗器（いわゆるスライドボリューム）を制御素
子として用い、各制御つまみの位置によって分割帯域毎
の強調度、減衰度をグラフ弐に表示するようにしたもの
が多いため、−Ｍに、グラフインク・イコライザと呼ば
れている。

個別部品を用いた従来のトーンコントロール装置の回路
構成例を第１０図に示す。ＲＶ、及びＲＶ、は高音調節
用及び低音調節用の可変抵抗器であって、これによる強
調、減衰は第１１図の曲ｖＡＥＬ、ＡＬ及びＥｂ、Ａｂ
の範囲で可能である。

個別部品を用いた従来のｎ分割イコライザの回路構成例
を第１２図に示す。ＲＶ＋　、ＲＶ、・・・ｒ？Ｖ、は
各分割帯域調節用の可変抵抗器であって、その摺動子に
は各分割帯域の中心周波数ｆ、、ｆ、。

・・・ｆ７て共振する直列共振回路ＳＲ，，ｓＲｚ・・
・ＳＲ，が接続される。可変抵抗ＨＲＶ、〜ＲＶ。

の各摺動子が演算増幅器の反転入力端子側にあるとき各
分割帯域が強調され、非反転入力端子側にあるときは減
衰される。各分割帯域の強調、減衰は第１３図の上下対
称な曲線Ｅｌ　、Ａ＋　、　　Ｅｘ　。

Ａ２・・・Ｅ、、、Ａ、の範囲で可能である。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 前述のような、個別部品による周波数特性制御回路では
、次のような共通の問題があった。

１）　信号電流が調節用可変抵抗器を流れるため、誘導
ノイズを拾いやすく、装置内の配置が制約される。

２）小型化が困難である。

更に、多分割イコライザ回路（以下、単にイコライザ回
路という）では、特に低域用のインダクタンスが大きい
ため、コイルが高価になるという問題があった。

トーンコントロール回路の場合、このような問題点を解
消するために、例えば第１４図に示すように、可変利得
回路技術や能動フィルタ技術を用いて集積回路（ＩＣ）
化し、直流電圧（または電流）によって周波数特性を制
御するものが知られてい゛る。

第１４図において、入力端子（１）から供給された信号
はスルーの主伝送路（本＆ｉ）　（１１）と所定のカッ
トオフ周波数を持った高域フィルタ（１２）及び低域フ
ィルタ（１３）に供給される。

高域フィルタ（１２）の出力は係数回路（１４）に供給
され、その出力レベルが端子（１４ｃ）からの直流制御
電圧Ｅｔによって調節されて加算器（１６）に供給され
る。

同様に、低域フィルタ（１３）の出力も係数回路（１５
）に供給され、その出力レベルが端子（１５ｃ）からの
直流制御電圧Ｅ、によって調節されて加算器（１６）に
供給されている。

したがって、係数回路（１４）及び（１５）の係数値Ｋ
Ｌ及びに、が共にＯのときは、このトーンコントロール
回路はフラットな周波数特性を示す。

係数ＫＬが制御電圧によって正の値をとるようにコント
ロールされると、このトーンコントロール回路は信号の
高域成分を強調することができ、負の値をとるように：
７ントロールされると高音域が抑圧された信号を出力す
ることができる。

又、係数Ｋｂが正の値となるときは、低音域を強調する
ことができ、負の値となるときは低音域を減衰させるこ
とができる。

ところが、第１４図のトーンコントロール回路では、第
１５図に示すように、カットオフ周波数が強調時と減衰
時とで逆方向にシフトして、強調時及び減衰時の画周波
数特性が上下に非対称となり、聴感上、不自然になると
いう問題があった。

また、第１１図に示すように、最大強調量と最大減衰量
とをデジー＼ル値で等しくするためには、両係数回路（
１４）及び（１５）の係数Ｋ、及びに、の正の最大値と
負の最大値とを大幅に異ならせる必要があり、制御電圧
ＥＬ及びＥ、の発生のために複雑な回路が必要になると
いう問題があった。

イコライザ回路の場合、第１６図へに示すように、演算
増幅器、コンデンサ及び２個の抵抗器を用い、等価的に
同図Ｂに示すようなインダクタンスを形成するシミュレ
ート・インダクタンス回路の使用によって、コイルを除
去することができて、ＩＣ化が可能となる。

しかしながら、調節用可変抵抗器が依然として必要であ
ると共に、シミュレート・インダクタンス回路を用いる
と、分割帯域毎に２個の非接地外部コンデンサが必要で
あり、ＩＣのピン数が多くなるという問題が生ずる。

更に、調節用可変抵抗器が依然として必要であり、直流
制御が困難であるという問題があった。

既に、本出願人は、特願昭６２−１１０４５２号及び特
願昭６２−１１０４５３号において、上述のような問題
点を解消した「グラフィックイコライザ回路」及び「ト
ーンコントロール回路」を提案している。

既提案のグラフインクイコライザ回路は、第１７図に示
すように、負帰還をかけている演算増幅器（３１）の非
反転入力端子に抵抗器を介して人力信号を供給すると共
に、この非反転入力端子に、分割帯域の中心周波数ｆ、
、ｆ！・・・ｆ７に対して通過特性となる複数の帯域フ
ィルタ（３２，）、　（３２１）・・・（３２，）を接
続し、この帯域フィルタの各々には出力信号を電流出力
に変換するような１対の電圧−電流変換回路（３３，）
、　（３４，）；（３３□）、（３４ｇ）；・・・（３
３，、）（３４□）を設ける。そして、１対の電圧−電
流変換回路のうち一方の電圧−電流変換回路は演算増幅
器の非反転入力端子から電流を引き出すように接続し、
他方の電圧−電流変換回路は演算増幅器の反転入力端子
から電流を引き出すように接続している。

各帯域フィルタの出力により、一方及び他方の電圧−電
流変換器の変換コンダクタンスが互いに差動的に変化す
るように制御されると、任意の分割帯域の信号成分をデ
シベル値で対称に強調し、又は減衰することができる。

また、既提案のトーンコントロール回路は、第１８図に
示すように、負帰還をかけている演算増幅器（４１）の
非反転入力端子に入力信号を抵抗器を介して供給すると
共に、所望のカットオフ周波数の高域フィルタ（４２）
及び低域フィルタ（４３）に供給する。そして高域フィ
ルタの出力を第１及び第２の電圧−電流変換手段（４４
）及び（４５）によって電流出力に変換して演算増幅器
の非反転入力端子及び反転入力端子に供給し、低域フィ
ルタの出力は第３及び第４の電圧−電流変換手段（４６
）及び（４７）によって電流出力に変換して、同様に演
算増幅器の非反転入力端子及び反転入力端子に供給する
。

第１及び第２の電圧−電流変換手段の伝達コンダクタン
スが高音制御信号によって差動的に変化するように制御
し、第３及び第４の電圧−電流変換手段の伝達コンダク
タンスが低音制御信号によって差動的に変化するように
制御することによって、所望のトーンコントロールが行
われる。

ところで、既提案のグラフィックイコライザ回路及びト
ーンコントロール回路は、前述のように、演算増幅器と
、？■数の電圧−電流変換手段とを用いており、些か、
昔遍性に欠ける憾があった。

かかる点に鑑み、本発明の目的は、基本的構成が簡単で
、より背遍的な周波数特性制御回路を提供するところに
ある。

Ｅ　課題を解決するための手段 第１の本発明は、人力信月の主伝送路（５３）に縦続し
て挿入された加算器（５５）及び加減算器（５４）と、
この加算器及び加減算器間の主伝送路の信号が供給され
るフィルタ回路（５６）と、このフィルタ回路の出力を
加算器及び加減算器に分配する１対の係数回路（５８）
及び（５７）とを備え、この１対の係数回路の分配係数
（１＋Ｋ）及び（１−Ｋ）を共通の制御信号ＥＣにより
差動的に制御するようにした周波数特性制御回路である
。

第２の本発明は、入力信号の主伝送路（６３）に縦続し
て挿入された加算器（６５）及び加減算器（６４）と、
この加算器及び加減算器間の主伝送路の信号が供給され
るフィルタ回路（６６）と、このフィルタ回路の出力を
加算器及び加減算器に分配する１対の係数回路（６８）
及び（６７）とを備え、この１対の係数回路に共通の制
御信号Ｅ、によりその基準値との大小に応して、１対の
係数回路のいずれか一方の分配係数に−Ｕ（Ｋ）を直線
的に変化させると共に、他方の分配係数Ｋ　−Ｕ　（−
Ｋ）を零とするように制御するようにした周波数特性制
御回路である。

Ｆ　作用 かかる構成によれば、その基準値との差の絶対値が等し
い制御信号に対し、所要帯域の強調特性と減衰特性との
各伝達関数が互いに逆伝達関数となって、強調特性と減
衰特性とはデシベル値で対称になる。

Ｇ　実施例 Ｇ、−一実施例 以下、第１図〜第３図を参照しながら、本発明による周
波数特性制御回路の基本的な一実施例につい“ζ説明す
る。

本発明の一実施例の構成を第１図に示す。

第１図において、入力端子（５１）から出力端子（５２
）までの主伝送路（本線）　（５３）に、加減算器（５
４）と加算器（５５）とが縦続して挿入され、本線（５
３）の信号が所要の伝達関数Ｔ　（ｓ）を有するフィル
タ回路（５６）に供給される。このフィルタ回路（５６
）の出力は１対の係数回路（５７）及び（５８）によっ
て２分され、その一方が加減算器（５４）に負帰還され
ると共に、他方が加算１　（５５）に供給される。制御
端子（５９）を介して、直流制御コ■信号巳。が係数回
路（５７）及び（５Ｂ）に共通に供給される。

両係数回路（５７）及び（５８）の分配係数はそれぞれ
（１−Ｋ）及び（１＋Ｋ）、（−１≦に≦＋１）に設定
され、制御信号Ｅ、の変化に応じて、第２図の１点鎖線
ｅｓ’ｒ及び実線７！ｓ１１に示すように差動的に制御
される。

第１図の実施例の動作は次のとおりである。

入力端子（５１）、出力端子（５２）及び本線（５３）
の信号をそれぞれＶｓ＋（ｓ）　、’　Ｖｓｚ（ｓ）及
びＶＳ３（Ｓ）とすると、次のｆｌ１式及び（２）式が
成立する。

ＶＳ２（Ｓ）　＝Ｖｓ＋　（ｓ）　−Ｖｓｓ（ｓ）　・
Ｔ（ｓ）　’　（１−Ｋ）１＋Ｔ（ｓ）・（１−Ｋ） Ｖｓｚ（ｓ）　＝ν５３（Ｓ）　（１＋Ｔ（ｓ）　・（
１＋Ｋ）１１＋Ｔ（ｓ）・（１−Ｋ） 従って、第１図の実施例の伝達関数Ｔ。（ｓ）は次の（
３）式のようになる。

Ｖｓ＋（Ｓ）　　　　１　＋　Ｔ（ｓ）　・（Ｉ　　Ｋ
）この（３）式から明らかなように、本実施例ではに＝
Ｏのとき、伝達関数がＴ。（ｓ）＝１となり、平坦な周
波数特性が得られる。

また、０くＫＳｌのとき、Ｔｏ（ｓ）＞＋となって強調
特性が得られる。逆に、−１≦Ｋ＜Ｏのとき、Ｔｏ（ｓ
）　＜　１となって、減衰特性が得られる。

更に、０くに、≦１として、（３）式のＫを＋Ｋｃに設
定したときの強調特性の伝達関数Ｔ。８（ｓ）と、Ｋを
−に、に設定したときの減衰特性の伝達関数Ｔｏｍ（Ｓ
）とは互いに逆伝達関数となり、次の（４）式が成立す
る。

Ｔ、１ｌ（ｓ）　・Ｔ、、（ｓ）　＝　１　　　　　　
−（４１この（４）式は、絶対値の等しい制御信号に対
して、本実施例の強調特性と減衰特性とがデシベル値で
対称になることを意味している。

なお、第１図の実施例において、加減算器（５４）と加
算Ｈ（５５）とを入れ替えて、一方の係数回路（５７）
の分配出力を本線（５３）に正帰還すると共に、他方の
係数回路（５８）の出力を本線（５３）の信号から減算
するように変更した場合、（３）式の伝達関数Ｔ　、　
（ｓ）が次の（３ｈ）式のようになって、前述と同様に
、絶対値の等しい制御信号Ｉ（に対して、強調特性と減
衰特性との両伝達関数が相互に逆伝達関数となることが
判る。

Ｇ２一実施例の要部 第２図に示すような分配制御特性を得るための、第１図
の実施例の要部の具体例を第３図に示す。

第３図において、（１１０）は音声信号用の差動増幅器
、（１２０）及び（１３０）はダブルバランス型掛算回
路を構成する差動増幅器、（１４０）は制御信号用の差
動増幅器であって、入力端子（＋０１）から出力端子（
１０２）及び（１０３）までの音声信号利得が端子（１
０４）からの制′４ｒＪ信号によって差動的に変化する
ようになっている。

入力端子（１０１）から供給される音声信号電圧に応じ
て、差動増幅器（１１０）のトランジスタＱ１１及びＱ
、□のコレクタ環’ｌｆＬ　ｌ　＋　＋及びＩｌｚが差
動的に変化する。このコレクタ電流ｉｚ及びｉｌ□は、
それぞれダイオード接続のトランジスタＱ１．及びＧ１
４に流入し、このトランジスタＱ１３及びＧ１４とそれ
ぞれカレントミラー接続された、差動増幅器（１２０）
及び（１３０）のトランジスタＱ２□、Ｑ３２及びＧ２
１、Ｑ）ｌの各コレクタ電流ｉ。、　　ｉ３□及び＋　
２１＋　　ｌ　ｆｆ＋として取り出される。周知のよう
に、各トランジスタＱ１＋〜Ｑ３ｚのエミッタ面稙が等
しいとき、次式が成立する。

１２□−’　３２＃’　ｌ＋＋ ｉｚ＋＝Ｉｚ＋＃ｉ＋□ 差動増幅器（１２０）のトランジスタＱ２１及びＱ２□
の各コレクタには、能動負荷として、カレントミラー構
成のトランジスタＱ２３及びＱｚ４が接続されているた
め、トランジスタＱ２１及びＱ２□のコレクタ電流の差
（ｉｚ＋ｉｚ□）が負荷抵抗器Ｒ１１に流れる。同様に
、差動増幅器（１３０）のトランジスタＱ１１及びＧｈ
ｚのコレクタ電流の差（１３１ｉ３ｚ）が負荷抵抗器Ｒ
ｚ１に流れる。

端子（１０１）の入力信号Ｅ、が正方向に増大して、差
動増幅器（１１０）の一方のトランジスタＱｌｌがオフ
状態になると、他方のトランジスタＱ１．には、抵抗器
Ｒ１＋を介して、一方の定電流ａ（１１１）の電流Ｉ、
。が流入する。逆に入力信号Ｅ、が負方向に増大して、
差動増幅器（１１０）の他方のトランジスタＱ１□がオ
フ状態になると、一方のトランジスタＱ、ｌには、抵抗
器Ｒ１＋を介して、他方の定電流源（１１２）の電ｍ　
ｌ　＋。が流入する。このような差動増幅器（１１０）
の２つの状態をもたらすための入力信号の振幅ｅ、は抵
抗器Ｒ１１における最大電圧降Ｆ１１゜・Ｒ１１に等し
い。

上述のようなトランジスタＱｌｌまたはＱｌｚのオフ状
態に対応して、差動増幅器（１２０）においては、トラ
ンジスタＱ２！またはＱ□がオフ状態となる。

このトランジスタＱｔ、及びＱ２□は、そのエミッタが
定電流源としてのトランジスタＱ２．に共通に接続され
ると共に、各コレクタがカレントミラー接続のトランジ
スタＱ２３及びＱ、によって結合されている。このため
、トランジスタＱ２□がオフ状態のときは、トランジス
タＱ２１のコレクタ電流ｉｚ＋がトランジスタＱｔ、の
コレクタ電流１１ｆｆＬｓまで増大すると共に、このｉ
ｔｓと同大のトランジスタＱ２４のコレクタ電流が抵抗
器Ｒ１１に流出する。逆に、トランジスタＱ２１がオフ
状態のときは、トランジスタＱ２□のコレクタ電流ｉｚ
ｚがトランジスタＱ２．のコレクタ電流（ａｌｚｓまで
増大すると共に、このコレクタ電流１２□は抵抗器Ｒ２
１から流入する。

従って、入力端子（＋０１）から出力端子（１０２）ま
テノ利得ＡＩ２は、電流ｒＡ（１１１）、（１１２）ノ
定電流をいずれもＬｏとして、次の（５）式で表わされ
る。

Ｒ＋＋　　　　Ｌ。

同様にして、入力端子（１０１）から出力端子（１０３
）までの利得Ａ、３は次の（６）式で表わされる。

Ｒ１１ｒ、。

そして、トランジスタＱ２．及びＱ３．のコレクタ電流
ｉｚｓ及びｉ３ｓは、共通の定電流源Ｉ０゜によってそ
の和を一定に保たれながら、その大きさが差動増幅２ｉ
ｉ（１４０）に供給される制御信号ＥＣによって制御さ
れる。

即ち、入力端子（１０４）から供給される制御信号電圧
に応して、差動増幅器（１４０）のトランジスタＱ４．
及びＱ４□のコレクタ電流ｉｎ＋及びｉ４□が差動的に
変化し、それぞれダイオード接続のトランジスタＱ４．
及びＱ４４に流入する。このトランジスタＱ、、及びＱ
４４は、ダブルバランス型差動増幅器（１２０）及び（
１３０）のトランジスタＱ２．及びＱ３．とそれぞれカ
レントミラー接続されており、各コレクタ電流ｉ　ｚｓ
、　　ｉ　３５及び’　４３＋　　’　４４の比率は、
各トランジスタＱ、、、Ｑ、、及びＱ、３．Ｑ、、のエ
ミノク面積比に応じて定まる。

端子（１０４）の制御信号電圧がＥＣ＝０のとき、トラ
ンジスタＱ４．及びＱ、２のコレクタＴＬ’１ＪＩＬは
ｉａ＋＝ｉ４□となり、ダブルバランス型差動増幅器（
１２０）及び（１３０）のトランジスタＱ２．及びＱｆ
ｆｓのコレクタ電流も１ｚｓ＝ｉｆｆｓとなる。

制御信号電圧がＥＣ＞Ｏになると、トランジスタＱ４Ｉ
のコレクタ電流Ｌ４ｔが減少し、トランジスタＱ４□の
コレクタ電流ｉ４□が増大する。従って、トランジスタ
Ｑ１．のコレクタ電流＋３５が減少し、トランジスタＱ
２．のコレクタ電流ｉｚｓが増大する。

制御信号電圧がＥ　ｃ　＜　Ｏになると、上述とは逆に
、トランジスタＱ１．のコレクタ電流が増大し、トラン
ジスタＱ２Ｓのコレクタ電流が減少する。

上述の制御特性と前出第２図の制御特性とを対照して、
ダブルバランス型の一方の差動増幅器（１２０）が第１
図のフィードフォワード係数回路（５８）に対応し、他
方の差動増幅器（１３０）がフィードパ、り係数回路（
５７）に対応することが判る。

Ｇ、他の実施例 次に、第４図〜第６図を参照しながら、本発明による周
波数特性制御回路の基本的な他の実施例について説明す
る。

本発明の他の実施例の構成を第４図に示す。

この第４図においては、入力端子（６１）から制御端子
（６９）まで第１図の実施例と全く同様に接続され、係
数回路（６７）及び（６８）の分配係数だけが第１図の
係数回路（５７）及び（５８）のそれと異なっている。

即ら、第４図の係数回路（６７）及び（６８）の分配係
数は、第５図の１点鎖線で示す折線１６．と、実線で示
す折’ｈｌｅｈｓとのように、０＜Ｋ≦１の範囲では、
フィードバンク係数回路（６７）の分配係数が０となり
、フィードフォワード係数回路（６８）の分配係数がＫ
に比例して増大し、−１５Ｋ＜０の範囲では、上述とは
逆に、フィードフォワード係数回路（６８）の分配係数
が０となり、フィードバック係数回路（６７）の分配係
数がＫの絶対値に比例して増大する。

また、Ｋ＝０のとき、両係数回路（６７）及び（６８）
の分配係数はいずれも０となる。

Ｕ　（ｘ）がＸ＜ＯではＯで、Ｘ＞Ｏでは１となる階段
関数として、係数回路（６７）及び（６８）の分配係数
ｆｈ、（に）及びｒ　６．（Ｋ）は次の（７）式及び（
８）式のように表わされる。

ｆｉｔ（Ｋ）　　−Ｋ・Ｕ（−Ｋ）　　　　・・・・・
・（７）ｆｉｇ（に）＝に−Ｕ（Ｋ）　　　　　・・・
・・・（８）第４図の実施例の全体の伝達関数は、Ｋが
正の領域と、Ｋが負の領域とで、前述のように、フィー
ドバック係数回路（６７）とフィードフォワード係数回
路（６８）の分配係数がそれぞれＯとなるから、次の（
９）式及び００式のように表わされる。

Ｔ、、（ｓ）　＝　１　＋Ｔ（ｓ）−Ｋ　・Ｕ（Ｋ）−
］＋Ｔ（ｓ）・Ｋ　　　　　　・・・・・・（９）Ｔ、
、（ｓ）　＝　１　／　（１＋Ｔ（ｓ）・Ｋ　−Ｕ（Ｋ
）　１＝１／（１＋Ｔ（ｓ）・Ｋｌ　　　−・−ＩＪ（
Ａこの両式から明らかなように、第４図の実施例におい
ても、第１図の実施例におけると同様に、前述（４）式
が成立し、強調特性と減衰特性とがデシベル値で対称に
なる。

なお、加減算器（６４）と加算器（６５）とを入れ換え
た場合は、４９１．００１式の伝達関数が次の（９ｈ）
　、　（１０ｈｌ１式のようになり、上述の対称性が保
たれる。

Ｔ、、（ｓ）　　＝　１−Ｔ（ｓ）−Ｋ　　　　　　　
・−（９ｈ）Ｔ、、（ｓ）＝１／（１−Ｔ（ｓ）−Ｋｌ
　　　−・＝（１０ｈ）Ｇ、他の実施例の要部 第５図に示すような分配制御特性を得るための、第４図
の実施例の要部の具体例を第６図に示す。

この第６図において、前出第３図に対応する部分には同
一の符号を付けて重複説明を省略する。

第６図において、差動増幅器（１２０）及び（１３０）
の電流源トランジスタＱ２．及びＱ８．のエミッタが直
接に負電源−ＶＣＣに接続される。

（１５０）は制御電流形成回路であって、正電源＋ｙ。

、に接続された定電流源（１５１）及び（１５２）と、
トランジスタＱ３．及びＱ、２のエミッタ抵抗ＨＲｓ＋
及びＲａｇとがそれぞれ接続され、トランジスタＱ、１
及びＱ、２のコレクタが、ダイオード接続のトランジス
タＱ１．及びＱＳ４を介して、負電’ＩＸ　　Ｖｃｃに
それぞれ接続される。トランジスタＱｓｓ＋　　Ｑ５６
のエミッタ及びコレクタが定電流源（１５１）　、　（
１５２）及び負電源にそれぞれ接続される。トランジス
タＱ５．及びＱ、６のベースが入力端子（１０５）に接
続され、トランジスタＱ、２及びＱ３．のベースは接地
される。トランジスタＱＳ３及び差動増幅器（１３０）
のトランジスタＱ１．並びにトランジスタＱ１．及び差
動増幅器（１２０）のトランジスタＱ２．がそれぞれカ
レントミラー接続される。その余の構成は前出第３図と
同様である。

端子（１０５）の制ｊ′ｎ信号電圧がＥＣ＝Ｏのとき、
トランジスタＱＳＩ及びＱ、２は、例えば数にΩのエミ
ッタ抵抗器Ｒ５Ｉ及びＲｓｚのため、概ねカットオフ状
態にあり、電流源（１５１）及び（１５２）の定電流Ｉ
、。はそれぞれトランジスタＱ１．及びＱ７．を流れる
。

制御信号電圧がＥＣ〉０になると、トランジスタＱＳ６
のコレクタＴ４Ｂが減少し、その分だけ、トランジスタ
Ｑ、２のコレクタ電流ｉｓｚが流れる。このコレクタ電
流ｉｓｚは、トランジスタＱ、４を介して、これとカレ
ントミラーを構成するトランジスタＱ２．のコレクタ電
流ｉｔｓとして取り出され、前出（５）式に示すような
、入力端子（１０１）から出力端子（１０２）までの利
得Ａ１□を制御する。

制御信号電圧がＥ、＜０になると、トランジスタＱ、１
のコレクタ電流ｉｓ＋が流れる。このコレクタ電流ｉｓ
＋は、トランジスタＱ３．を介して、これとカレントミ
ラーを構成するトランジスタＱ３．のコレクタ電流ｉ１
．として取り出され、前出（６）式に示すような、入力
端子（１０１）から出力端子（１０３）までの利得ＡＩ
、を制ｊｎする。

上述の制御特性と前出第４図の制御特性とを対照して、
一方の差動増幅器（１２０）が第４図のフィードフォワ
ード係数回路（６８）に対応し、他方の差動増幅器（１
３０）がフィードバック係数回路（６７）に対応するこ
とが判る。

Ｇ、他の実施例 次に、第７図及び第８図を参照しながら、本発明による
周波数特性制御回路をトーンコントロール回路に適用し
た他の実施例について説明する。

本発明の他の実施例の構成を第７図に示す。この第７図
において、前出第１図に対応する部分には同一の符号を
付ける。

第７図において、（５６ｔ）及び（５６ｂ）はそれぞれ
所定のカットオフ周波数ｆ、及びｆ、と、同一の利得Ａ
とを持った高域フィルタ回路及び低域フィルタ回路であ
って、本線（５３）の信号が共通に供給される。高域フ
ィルタ回路（５６ｔ）の出力は１対の係数回路（５７Ｌ
）及び（５８ｔ）によって２分され、その一方が加減算
器（５４）に帰還されると共に、他方が加算器（５５）
に供給される。同様に、低域フィルタ回路（５６ｂ）の
出力は１対の係数回路（５７ｂ）及び（５８ｂ）によっ
て２分され、その一方が加減算器（５４）に帰還される
と共に、他方が加算器（５５）に供給される。

各対の係数回路（５７ｔ）　、　（５８ｔ）及び（５７
ｂ）　、　（５８ｂ）には、制御端子（５９ｔ）及び（
５９ｂ）を介して、直流制御電圧Ｅ　ＣＬ及びＥｃｂが
それぞれ供給される。

高域フィルタ回路（５６１）の伝達関数ＴＬ（Ｓ）　と
、低域フィルタ回路（５６ｈ）の伝達関数Ｔｂ（ｓ）と
はそれぞれ次の０Ｂ式及び０乃弐のように表わされる。

１＋ｓ／ω。

Ｔｂ（ｓ）　＝　Ａ／　（１＋Ｓ　／ω、）　　・・・
・・・（２）ここに　ω、−２πｒい　ω、−２πｒ。

高域信号及び低域信号に対する、第７図の実施例の伝達
量ＲＴ　０Ｌ　（ｓ）及びＴａｂ（ｓ）は、この（１１
）弐及び（１２）弐と係数ＫＬ及びＫｂとを前出（３）
弐にそれぞれ代入して、次の（１３）式及び（１４）弐
のように表わされる。

ｂｓ　ｆｌ＋Ａ（１４，）ｌ　ω。

１＋Ａ（１−ＫＪ＋Ｓ／ｂ）。

この両式から明らかなように、第７図の実施例では、Ｋ
、−Ｋｂ−０のとき、両伝達関数がＴＯＬ（３）＝Ｔ、
、、（ｓ）＝　１となって、平坦な周波数特性が得られ
る。

そして、Ｋｔまたはに、が正のときに、高域または低域
の強調特性が得られ、Ｋｔまたはに、が負のときに、高
域または低域の減衰特性が得られる。この強調、減衰は
、高域と低域とで相互に独立に制御され、その最大制御
幅はフィルタ回路（５６ｔ）　、　（５６ｂ）の利得Ａ
に依存する。

また、第７図の実施例は、第１図の実施例の基本的回路
を組合わせたものであるから、その強調特性と減衰特性
とは、前述のように、絶対値の等しい制御信号に対して
、デシベル値で対称になる。

第７図の実施例の上述のような周波数特性を第８図に示
す。

Ｇ６　他の実施例 次に、第９図を参照しながら、本発明による周波数特性
制御回路をイコライザ回路に適用した他の実施例につい
て説明する。

本発明の他の実施例の構成を第９図に示す。この第９図
において、前出第４図に対応する部分には同一の符号を
付ける。

第９図において、（６６、）〜（６６゜）はそれぞれ所
定の中心周波数ｒ１〜ｒ、と、同一の利得Ａとを持った
帯域フィルタ回路であって、本線（６３）の信号が共通
に供給される。ｎ個の帯域フィルタ回路（６６、）〜（
６６、ｌ）の出力は、それぞれ１対の係数回路（６７、
）　、　（６８，）　　；　（Ｉｌｉ７□’）　、　（
６８□）・・・（６７、、）　。

（６８，、）によって２分され、各一方が加減算器（６
４）に帰還されると共に、各他方が加ｎ　Ｈ（６５）に
供給される。

ｎ対の係数回路（６Ｌ）　、　（６Ｂ、）　〜（６７、
、）　、　（６ａ、ｌ）には、制御端子（６９、）〜（
６９，、）を介して、直流制御電圧Ｆ、ｃ＋〜Ｅ　ｃｎ
がそれぞれ供給される。

ｉ番目の帯域フィルタ回路（６６、）の伝達関数Ｔ＋　
（ｓ）は次の（１５）式のように表わされる。

１＋ｓ／（Ｑ・ωｉ）　　＋　（Ｓ／ω、）２・・・・
・・０９ ここにω、−２πｆ。

１番目の中心周波数ｆ、の近傍の信号に対する、第９図
の実施例の伝達関数は、このＱＳｉ式を前出（９）式及
び０ω弐に代入して、Ｋが正の領域では次の０［９式の
ように表わされ、Ｋが負の領域では次のθη弐のように
表わされる。

Ｔ、、、　（ｓ）　− １＋Ｓ（１＋Ａ−Ｋｉ　）　　／　（Ｑ・ωｉ　　）　
　＋（Ｓ／ωｔ　）ｚｌ　＋Ｓ　／　（Ｑ・ωｉ　）　
４　（Ｓ／ω、）２・・・・・・０［９ Ｔ、、、、　（ｓ）　−１／Ｔｏ、ｔ　（ｓ）１　＋ｓ
　／　（Ｑ　・（ｌｄｉ　）　”　（Ｓ／　ωｒ　）”
１＋Ｓ（１＋Ａ−に、）／　（Ｑ・ωｉ　）　＋　（Ｓ
／ω、）２・・・・・・Ｇ７１ この両式から明らかなように、第９図の実施例では、Ｋ
、−０のとき、両伝達関数がＴ、□（Ｓ）−Ｔｏ、、　
（ｓ）　　＝　１となって、平坦な周波数特性が得られ
る。

そして、Ｋ、が正のときに、ｉ番目の分割帯域の強調特
性が得られ、Ｋ、が負のときに、ｉ番目の分割帯域の減
衰特性が得られる。この強調、減衰は、高域と低域とで
相互に独立に制御され、その最大制御幅はフィルタ回路
（６６、）〜（６６、）の利得へに依存する。

また、第９図の実施例は、第４図の実施例の基本的回路
を組合わせたものであるから、その強調特性と減衰特性
とは、前出第１３図のように、絶対値の等しい制御信号
に対して、デシベル値で対称になる。

更に、第９図の実施例では、制御信号と、その基準値と
の大小に応じて、いずれか一方の分配係数が零となるた
め、周波数特性の平坦部分のうねりが抑圧される。

■■　発明の効果 以上詳述のように、本発明によれば、主伝送路に縦続し
て挿入された加算器及び加減算器間の信号を所９の特性
のフィルタ回路に供給し、このフィルタ回路の出力を主
伝送路の加算器及び加減算器に分配するように接続され
た１対の係数回路に共通の制御信号を供給して、各分配
係数を差動的に変化させるようにし、または、制御信号
とその基準値との大小に応して、いずれか一方の分配係
数のみを直線的に変化させるようにしたので、簡単かつ
普遍的な構成で、所要帯域の強調特性と減衰特性とがデ
シベル値で対称となる周波数特性制御回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数特性制御回路回路の一実施
例の基本的構成を示すブロック図、第２図は第１図の実
施例の要部の特性を示す線図、第３図は第１図の実施例
の要部の構成を示す結線図、第４図は本発明による周波
数特性制御回路の他の実施例の基本的構成を示すブロッ
ク図、第５図は第４図の実施例の要部の特性を示す線図
、第６図は第４図の実施例の要部の構成を示す結線図、
第７図は本発明をトーンコントロール回路に適用した他
の実施例の構成を示すブロック図、第８図は第７図の実
施例の特性を示す線図、第９図は本発明をイコライザ回
路に適用した他の実施例の構成を示すブロック図、第１
Ｏ図及び第１１図は従来のトーンコントロール回路の構
成例を示す結線図及びその特性を示す線図、第１２図及
び第１３図は従来のイコライザ回路の構成例を示す結線
図及びその特性を示す線図、第１４図及び第１５図は従
来の他のトーンコントロール回路の構成例を示す結線図
及びその特性を示す線図、第１６図は本発明の説明のた
めの結線図、第１７図は既堤室のイコライザ回路の構成
を示すブロック図、第１８図は既提案のトーンコントロ
ール回路の構成を示すブロック図である。 （５３）　、　（６３）は主伝送路（本線）　、（５４
）、（６４）は加減算器、（５５）　、　（６５）は加
算器、（５６）　、　（６６）はフィルタ回路、（５６
ｃ）は高域フィルタ回路、（５６ｂ）は低域フィルタ回
路、（６６、）〜（６Ｇ、、）は帯域フィルタ回路、（
５７）　、　（５８）　：　（５７ｔ）　、　（５８ｔ
）　；　（５７ｂ）　、　（５８ｂ）　；　（６７）　
、　（６Ｂ）　；（６７、）〜（６７１１）　、　（６
８，）〜（６Ｂ、ｌ）は係数回路、Ｕ　（ｘ）は階段函
数である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力信号の主伝送路に縦続して挿入された加算器及
   び加減算器と、 この加算器及び加減算器間の上記主伝送路の信号が供給
   されるフィルタ回路と、 このフィルタ回路の出力を上記加算器及び加減算器に分
   配する１対の係数回路とを備え、この１対の係数回路の
   分配係数を共通の制御信号により差動的に制御するよう
   にしたことを特徴とする周波数特性制御回路。 ２、入力信号の主伝送路に縦続して挿入された加算器及
   び加減算器と、 この加算器及び加減算器間の上記主伝送路の信号が供給
   されるフィルタ回路と、 このフィルタ回路の出力を上記加算器及び加減算器に分
   配する１対の係数回路とを備え、この１対の係数回路に
   共通の制御信号により、その基準値との大小に応じて、
   上記１対の係数回路のいずれか一方の分配係数を直線的
   に変化させると共に、 他方の分配係数を零とするように制御するようにしたこ
   とを特徴とする周波数特性制御回路。