JPH01269328A - サンプリング速度コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、１つのサンプル速度て現われる信号サンプル
のストリームを、同し情報を含むが異なるサンプル速度
て現われる信号サンプルのス］・リームに変換すること
に関する。

（従来の技術〕 例えば、２芯ワイヤの音声周波帯域の電話回線上での全
２重通信のため使用されるモデムにおいては、エコー消
去プロセスは、市内の送信機のボー・レート（典型的に
はその倍数）と関連する第１のサンプリング速度におけ
る回線信号のサンプリングを必要とする。従って、サン
プル・ストリームは、市内で送出された信号のエコーお
よび漏れバージョンを表わす（同じ第１のサンプリング
速度で現われる）サンプル・ストリームを差引くことに
より、エコー消去が行なわれる。

しかし、復号のため、エコーを消去したサンプルは、同
じ情報を保持するも市外送信機のポー・レート（典型的
にはその倍数）と関連する第２のサンプリング速度て現
われる新たなサンプル・ストリームに変換されねばなら
ない。一般に、市外および市内の送信機のポー・レート
は、公称的には同じであるが実際には僅かに異なってい
る。

エコー消去信号をアナログに変換し、これをアナログ形
態で受取る回線信号から差引き、次いでその結果を復号
のため所要の第２のサンプリング速度でディジタル形態
へ再び変換することにより、アナログ形態におけるサン
プリング速度変換を行なうことは公知である。

あるいはまた、エコー消去は、ディジタル形態で（第１
のサンプリング速度において）進めることもできる。こ
のディジタル形態の結果は、次にアナログ形態に変換さ
れ、再びディジタル形態に（第２のサンプリング速度で
）再変換される。

もしアナログ信号が充分に高い速度でサンプルされるな
らば、結果として得たサンプルは元の信号を完全に再構
成することを許すに充分な情報を保有することはよく知
られている。また、選定された適正な係数セットを持つ
トランスバーサル・フィルタにこれらサンプルを通すこ
とにより、どんな所要のサンプリング速度でも新たなサ
ンプル・ストリームが現われ、また同様に元のサンプル
・ストリームか元のアナログ信号中の情報を正確に表わ
すような新たなサンプル・ストリームを生成できること
もまた公知である。

Ｍｌｌｌｅｒの米国特許箱４，４５：１，２５９号は、
ある固定された第１の速度で現われる回線信号のサンプ
ルが補間フィルタに通されて変更されたサンプル・スト
リームを第２の速度で生じるモデムを示している。いく
つかのセットのフィルタ係数の適当な１つを選択するこ
とにより、この第２のサンプリング速度は、いくつかの
異なる速度のどれかになるようにすることができる。

ＷｅｉｎｓＬｅｉｎの米国特許箱１Ｉ、１３１，７６７
号は、回線信号がナイキスト速度でサンプルされ、次い
でエコーが消去され、更にボー・レートで再サンプリン
グされる全２重通信用のエコー消去ディジタル・モデム
を示している。再サンプリングを行なうために示唆され
る１つの手法は、「補間方式」である。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の一般的な特徴は、時間で変化する信号を表わす
入力サンプル・ストリームを受取り、これまた時間で変
化する信号を表わしかつあるサンプルが入力ストリーム
に現われる時とは異なる所要の時点に各出力サンプル・
ストリームが現われる対応した出力サンプル・ストリー
ムを牛Ｊ戊し、フィルタ回路が入力ストリームな受取っ
て異なる時点に現われる少なくとも２つの中間サンプル
を生成し、補間回路が選択された中間サンプルを組合せ
て前記出力ストリームのサンプルを所要の時点に形成す
ることにある。

望ましい実施態様は下記の特徴を含む。

第１の回路は、各組が中間サンプルの１つを生成する複
数の組の係数と、２つ以上の異なる組の係数を用いて中
間サンプルを生成する複数のトランスバーサル・フィル
タとを含む。各係数の組は、時間で変化する信号により
表わされる周波数帯域において略々平坦になるよう、ま
た通過域内の周波数の関数として略々一定である量だけ
別のセットのエンベロープ遅れ特性と異なるエンベロー
プ遅れ特性を持つように選定される。

出力サンプリング速度は、入力サンプリング速度とは異
なり得る。入力ストリームは、モデムにより生成される
回線信号のサンプルであり、出力ストリーへＧＪ、モデ
ムにより用いられて回線上に送出されるデータを取得１
１−るサンプルである。

モデムは、全２重型のエコー消去モデムてよく、入力サ
ンブル・ストリームはこのモデムの送信ホー・レートと
関連する速度で現われ、出力ストリームは回線の地金１
；、１部におけるモデムの送信ポー・レー１〜と関連し
た速度て現われる。入力ストリームのサンプリング位相
と出力ストリームのサンプリング位相との間の差は時間
と共に変化し、中間サンプルか選定され、補間回路か０
「ｊ−記の変化Ｊ−る差に基いて制御される。

補間回路は、２つの中間サンプルを選定１−るためのス
イッチと、この２つの中間サンプル間の線形補間操作を
行なうための組合せ回路とを含／Ｖている。前記の線形
補間のための係数は、入力ス］・リームのサンプリング
位相と出力ストリームのサンプリング位相との間の差の
測定に基〈。

入力サンブル・スｌ〜リームは、シックおよび周波数シ
フトの影響−トにある公称的に固定された速度を持つ不
安定なりロックからｍられたクロックによりサンプルさ
れ、出力ストリームは公称的に固定の速度て現われ、不
安定なりロックにおけるジッタおよび周波数シフトを低
減させる装置か提供される。バッファは、フィルタ回路
へ送出される入力サンプル・ス［・リームを一時的に格
納し、これらサンプルは外部クロックから間接的に得ら
れる第１の速度て前記バッファに格納され、このサンプ
ルはフィルタ回路により前記の外部クロックに基くおそ
らくは異なる平均的な第２の速度に、１５いて受入れら
れ、バッファの占有状態を監視して、バッファか通７ｉ
ｉ；−杯あるいは空の状態にないように前記の平均的な
第２の速度を調整させる。

木発明の別の一般的な特徴は、回線信号が不安定クロッ
クにより支配される時点てサンプルされて、おそらくは
変化するサンプリング位相てサンプルが現われかつ第１
のサンプル・ストリームにおけるサンプルの発生時点と
はおそらく異なる時点に現われる第２のサンプル・スト
リームに第１のサンプル・ストリームをコンバータが変
換））−る種類のモデムにおける改善である。この改善
は、第１のサンプル・ストリームにおける変化するサン
プリング位相を表わす信号をコンバータに与えて、前記
第２のサンプル・ストリームにおけるサンプルの発生時
点に対する変化するサンプリング位相の影響を派少Ｊ−
るように変換を生しさせる手段である。

望ましい実施態様は下記の特徴を含む。

不安定クロックは、モデムと関連したデータ端末装置η
から与えられるが、あるいは第２のサンプル・ストリー
ムからイ（Ｉられる。安定クロックは、不安定クロック
のパルス速度と関連１−る公称速度てパルスを送り、信
号を与える装置は安定クロックのパルスと関連する不安
定クロックのパルスの位相における変化の検出に基く信
号を生成する。

この信号を与える装置は、安定クロックに対してパルス
を加除することにより安定クロックから得たクロックを
生成するためのパルス加除回路と、不安定クロックのパ
ルスの位相と取得したクロックのパルスの位相との比較
を生成するコンパレータとを含み、Ｏｆ記パルス加除回
路は、前記比較に応答して作動する。

本発明は、所要のサンプリング位相を持つが元の信号と
同じの、時間と共に変化する基礎的な信号を表わす出力
サンプル・ストリームの効率的て正確な生成を可能にす
る。比較的少数の係数セラ］・のみを格納する必要があ
るに過ぎない。

本発明は、ディジタル形態の全２ｍエコー消去モデムに
おけるサンプル速度変換のため特に有効である。出力サ
ンプル・ストリームのサンプリング位相におけるシック
および周波数シフトか数少１）−る。

木発明の他の利点および特徴については、以降の望まし
い実施態様の記述および頭書の特許請求の範囲から明ら
かになるであろう。

最初に、図面につい゛（簡単に説明する。

（実施例〕 （構造および動作） 第１図によれは、全２重通信システムにおいて、データ
・メツセージか市外のデータ端末装置（Ｄ　Ｔ　Ｅ　１
２）と市内Ｄ　Ｔ　Ｅ　＋４との間で２芯型話回線Ｉ６
上に同時に両方向に送られる。メツセージは、このメツ
セージを表わす市内送信ポー・レートにおける一連の記
号（１／Ｌ、の市内送信ポー・レートで現われる）に従
って、一連のポー間隔（各々がＬ８の長さ）における搬
送信号を（例えば、従来の直角振幅変調により）変調す
ることにより、回線上をＤ　Ｔ　Ｅ　＋４からＤ　Ｔ　
Ｅ　＋２へ送られる。市外のＤ　Ｔ　Ｅ　＋２からの送
信は、１／ＬＸのおそらくは異なるポー・レートで生じ
る。搬送波の変調および復調は、市外Ｄ　Ｔ　Ｅ　＋２
と関連した市外のモデム１８により行なわれ、市内Ｄ　
Ｔ　Ｅ　１４に対しては市内のモデム２０により行なわ
れる。（市外のモデムｌ＋１は市内のモデム２０と同様
なものであるため、以下においては市内のモデム２０に
ついてのみ記述する。） モデム２０は、共に変調された送信搬送波を回線１６上
に送出して、連続的に回線１１ｉ上に存在する信号を検
出する従来のハイブリット回路２２を含む（この信号は
、回線Ｉｔｉの両端部て始まる変調された両方の変調搬
送波と関連Ｊ−る成分を持っている）。

市内の変調された送信搬送波は、一連の符号化され変調
された複素数値の記号を生成する従来のディジタルＱＡ
Ｍエンコーダ／モジュレータｚ４て始まる。この記−号
は、送信フィルタ２５を経て送出されてディジタル／ア
ナワク・コンバータ（Ｄ　Ａ　Ｃ）　２ｆｉにおいてア
ナログ信号に変換される真数値のサンプルを生じ、次い
で従来の低域フィルタ２８を介してハイブリッド回路２
２へ送られる。

送信フィルタ２５の出力は、ある整数値Ｎ×市内送信記
号の速度（１／Ｌ、°）（Ｎは、Ｎ／Ｌ、かナイキスト
・サンプリング速度より大きくなるように選定される）
となる第１のサンプリング速度て現われる一連のディジ
タル・サンプルからなっている。ＤＡＣ２ｆｉは、市内
クロック３０（以下に述べる）により前記の同じ速度て
前記数値を受入れるようにクロックが与えられる。

前記バイブリット回路２２により検出されたアナログ回
線１８号は、従来の帯域フィルタ３２を経てアナログ／
ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）：１４へ送られ、こ
のコンバータがこれを速度Ｎ／ＬＸてサンプルする。Ａ
ＤＣ：１４に対するクロックは、市内のクロック３０か
ら送られる。出力ディジタル・サンプルは加算器：）（
Ｉへ送られ、この加算器は受取った各ディジタル・サン
プル（ＡＤＣ：１４から送られた）から送出される変調
搬送波を表わす対応するディジタル・サンプルを有効に
差引く。これにより、ハイブリッド回路２２が検出した
信号から、モデム３０から生した部分を除去し４市外の
モデム１８から送られた部分のみを残す。加算器３８に
より使用された送出サンプルは、エンコータ／モジュレ
ータ２４の出力に基いて従来の適応トランスバーサル・
フィルタを用いてエコー・キャンセラ４０において生成
される。

加算器３（１から（回線３９上に）送られた、エコー消
去された受信サンプル・ストリームは、Ｄ　Ｔ　Ｅ　＋
４に対してメツセージな送るため、受信機４２において
復調され復−号されねばならない。このサンプル・スト
リームは、要素：１８の第１のサンプリング速度Ｎ／Ｌ
Ｘてはなく、例えばＰ／ＲＸ（Ｐは典型的にＮと同し整
数）のサンプリング速度で受信機４２に与えられねばな
らない。この新たなサンプル・ストリームは、元の受取
ったサンプル・ストリームに含まれる情報を正確に反映
しなければならない。

この新たなサンプル・ストリーム（回線４５」二に送ら
れる）は、回線３９上のサンプル・ストリームに基き、
また市外の送信ボー・レート１／Ｒ，、についてのクロ
ック位相情＋１に基いて非同期型ディジタル・サンプリ
ング速度コンバータ４４により生成される。このクロッ
ク位相情報は、タイミング再生装置４６により（以下に
述べる方法で）新たなサンプル・ストリームから得られ
、この装置は更に２次的なディジタル・タイミング位相
固定ループ（ＰＬＬ）４１１に送る。このタイミング再
生装置４６は、例えば、参考のため本文に引用される本
願と同じ譲受人に譲渡された１９８２年８月１０日発行
のＱｕｒｃｓｈｉの米国特許第４，３４４，１７６号に
記載される如き公知の形式のものである。ＰＬＬ４ｆｌ
は、参考のため本文に引用される本ＩＱｆｉと同し譲受
人に譲渡されたｌ　！Ｉ　１１　［ｉ年　１月　７目発
行のＱｕｒ＋：ｓｌ＋ｉ等の米国時「Ｉ第４．５　ｔｉ
　：ｌ　、　ｆｉ　５７号に記載された形式と類似する
３、Ｐ　Ｌ　Ｌ　／１１１は、各々か回線４（目−に出
力どして市内の送イ１−ζ機のリーンブリンク速度Ｎ／
ＲＸにおける回線；）１）十のあるサンプルのサブブリ
ンク位相と、（市外の送信機の速度Ｐ／Ｒ，における）
最適のサブブリンク位相との間の差を表わ１）−−一連
の誤り値を送出する。

第２図においては、−例として、コンバータ４４の（第
１図の回線：Ｉ！１−１−の）入力サンブル・ス［・リ
ームにおけるｊ番ＬＩの→ノンプルとしてＣ１を定義し
、（回線４５十の）出力サンプル・ストリームにおける
５番１−１のサンプルとしてＳｌを定義する。従って、
サンプルＣ１のストリームは、市外のモテノ、て生じた
（速度Ｎ／Ｌ、における）アナロクの変調された１般送
波侶−号を表わし、またサンプルＳ、のストリームか（
速度Ｐ／Ｒ，において）同じアナロク信号を正確に表わ
すことか望ましい、。

サンプルＣ１の速度（Ｎ／Ｌ、）が、公称てサンプルＳ
１の速度（Ｐ／Ｒ，’）の７／８であるとする。各サン
プルＣ１と対応するサンプルＳＪとの間のサブブリンク
（ｒｌ相差は、ｄｌとして表わＪ−ことがてきる。

本例におけるコンバータ４４の機能は、サンプルＳ、が
サンプルＣ１に含まれるものと同じ情報を表わずか所要
のとんな異なるサンプリング速度ても現われるように、
サンプルＣ１に対してサンプルＳ、を生成Ｊ−ることで
ある。連続する各サンプルＳ、が、前のサンプル５ｊ−
１かその対応するサンプルＣ１−１よりも大きな、対応
するサンプルＣ１からの→ノンプリンク位相偏差ｄ１を
持たね（Ｊならないことに注意されたい。また、サンプ
ルＳ９が、サンプルＳＪの全サンプリング間隔Ｒ，／Ｐ
プラスｄ１と等しい（サンプル・ストリームＣ１の仝サ
ンプリング間隔ＬＸ／Ｎと等しい）Ｃ，］に対するサン
プリング位相偏差（ｄ８）を持つことに注意されたい。

サンプルＳＩＯ，５１１１１、はＣ，ｏ、Ｃ，，１１、
からの更に大きなサンプリング位相偏差を持つ。

サンプリング速度コンバータ４４は、入力サンブルＣ１
毎に、対応する出力サンプルＳ、か元のアリーロク回線
信号の対応する時間セフメン］・において情報を表わす
ように、前記出力サンプルＳ、に予め定めたサンプリン
グイ）ソ相偏差ｄ１を与えることかてきる。連続するＳ
Ｊのその対応するＣ１に対する連続するサンプリング位
相偏差を制御Ｊ−ることにより、サンプリング速度コン
バータ４７１か所要の出力サンプル・ストリームを生成
する。

第３図においては、サンプリング速度コンバータ／１７
Ｉは、その出力か回線４５に結はれたサンプル・ストリ
ーム・セネレータ１０２を含む。サンプル・ストリーム
・セネレータ１０２は、回線７１５にサンプルＳ、を送
る線形補間器１０６に信号を送るディジタル・フィルタ
・バンク１０４をイＪする。

各出力サンプルＳＪの正確なサブブリンク位相位置（即
ち、時間的な（ｊ装置）は、３つの状態において制御さ
れる。１つの粗い段は、その所要の位置の１つの全間隔
り、／Ｎである２π以内にサンプルＳ１を置く。中間の
段は、予め定めた整数例えば８に対して、その所要の位
置の２π／Ｍ以内にサンプルＳＪを置く。微細段は、２
π／Ｍセグメント以内のとの所望位置にてもサンプルＳ
、を置く。

サンプリング位相偏差の中間段を確保するため、ディジ
タル・フィルタ・バンク１０４には、Ｑサンプルの長さ
の１尾延線１［］１１　　（例えば、Ｑ−７）と、１組
のＭ個のディジタル・サブフィルタ１１０　とか設りら
れる。

各サブフィルタは、（Ｑ＋１．）個　の入力回線１１２
か遅延線１０８．１組の乗算器１１４および加算器１１
６の各タップと結ばれている。この遅延線のタップは、
Ｌ、／Ｎ間隔て隔てられ、ｍ番目のサブフィルタ１１０
が、（選択された時）その入力１１２におけるサンプル
情報を用いて、その出力回線１１８上に１つの出力サン
プルＶｍを生じる。

■□のこのサブブリンク位相位置は、ｍ番目のサブフィ
ルタの乗算器１目の係数により支配される。

以下に説明するように、サブフィルタ１１０の内僅かに
２つが出力サンプルＳＩの生成のため必要である。この
ように、僅かに２組の乗算器しか設ける必要がなく、２
つの適当なタップ係数のセットをこの２組の乗算器にお
いて使用されるメモリーから取出すことができる。この
ため、装置の複雑さを低減する。

ｍ番目のサブフィルタの係数は、下記の周波数応答を与
えるように選択される。即ち、Ｈ，、、（ｆ）＝Ａ　（
ｆ）ｅｘｐ　（ｊ　（Ｔ。

→−２πｍ／Ｎ）） 但し、ｍ　＝　Ｏｌ、、（Ｍ−１）であり、ここてＡ（
ｆ）は、受信回線信号の上下の遮断周波数間の周波数に
対して略々一定であり、Ｔｏは定数である。

このように、全てのサブフィルタの振幅特性は、回線信
号の通過域内では略々平坦であり、相互に略々等しい。

各サブフィルタのエンベロープ即ちグループの亙れ特性
は周波数の関数として略々一定であるが、その各グルー
プの遅れ特性は、Ｍ個の異なるフィルタによる得られた
サンプリング位相偏差が各入力サンプル間隔ＬＸ／Ｎ以
内て１／Ｍの間隔て均等に分ＩｉＴされるように、通過
域においては同しπノ３り異なる。

サンプリング位相の宰れの粗い段は、下記の方法て制御
されるｄ延線１０８における入力サンプル・シーケンス
の位置の選択によって達成される。遅延線１０８におけ
るサンプルの構成においては、もしｍ番目のフィルタ出
力かある特定のサンプリング位相偏差Ｗを持つならば、
遅延線における右側の１つの位置たり全てのサンプルを
変位すると、ｍ＠目のフィルタ出力に（Ｗ＋２π）のサ
ンプリング位相偏差を持たせることになる。

サンプリンタ位相偏差の微細段は、線形補間器１０６に
より達成される。補間器１０６は、そのＭ個の人ノ月２
２かそれぞれＭ個のサブフィルタ＋０４の出力１１８と
接続されるスイッチ１２０を含む。スイッチ１２０は２
つの出力１２４を持ち、回線＋２６」、て受取った信潟
の；ｌ１１］御下てとの２つの隣接人ソ月２２てもその
２つの出力１２４と接続することがてきる。（この１−
１的のため、２πの適当な粗なサンプリング位相のＦａ
ｌ整と関連して考えられる時、最も右および左の入力１
２２か隣接するものと見做される。） 出力１２４は２つの従来の乗算器＋２１１　、ｌ］Ｏに
送られ、この乗算器はこれら出力をそれぞれ回線１：１
’２　、１４１４上て与えられる２つの係数（ａおよび
１−ａ）で乗算する。乗算器＋２８　、１：１００出力
は、加算器１３６へ送られ、この加算器の出力は回線４
５と接続されている。

線形補間器＋０６は、このように、大きさがＷと（Ｗ＋
２１／Ｍ’）（２つの選択されたく中間の）サブフィル
タの出力サンプルのサンプリング位相偏差）との間にあ
るサンプリング位相偏差を持つ出力サンプルＳＪを有効
に送出し、正確なサンプリング位相偏差は値ａにより決
定される。

補間器はエイリアシンク（ａ　ｌ　ｉａｓ　ｉｎｇ）に
より生じたある歪みを生じるが、比較的小さな数のサブ
フィルタ（例えば、Ｍ−８）でさえこれと関連して牛し
る歪みの！１１．は、以降の線形補間操作を行なわずに
用いられる比較的大きな数のサブフィルタ（例えば、Ｍ
＝＋６Ｆ１）により生じる歪みと比較し胃る。このよう
に、本発明は、タップ係数の格納のため必要なメモリー
ｉ↑トを大幅に減少させる。

回線＋２［ｉ　、１：１２．１：１４　Ｊ二の制御化−
号は、次の出力サンプルＳＪに対して必要なサンプリン
グ位相偏差の量を示すＰレレ８から受取った情報に基い
て制御器１３８により制御される。

制御器１３８はまた、シフト制御器１４２と接続された
回線１４３を介して制御信号を送出し、これが遅延線１
０８に対するサンプルＣ１の送出を支配する。

シフト制御器１４２は、例えば１６サンプル長さの先入
れ先出しくＦ　Ｉ　ＦＯ）バッファ１４０を介して、回
線３９からのサンプルＣ１が供給される。

サンプルＣ１は、市内のクロック３０（第１図）に基く
速度Ｎ／Ｌ、においてＦＩＦＯバッファ１４０に対して
クロックされる。シフ１〜制御器１４２は、τｆｉ制御
器＋３８により指定される間隔でＦＩＦＯバッファ１１
１０から、また〃延線ｔｏ１１へサンプルを出入れする
。

一般に、Ｉ−ｒＦＯＩ４［］がらのザサンルは、速度Ｐ
／Ｒ，て遅延線１０８に対してシフトされる。。

しかし、Ｐ／ＲＸかＮ／Ｌ、、と異なるｕ、７、シフト
制御器＋４２はしばしば遅延線に対するサンプルのシフ
トをスキップしなりればならず、あるいはまた遅延線に
対して一度に２つのサンプルをシフトしなりればならな
い。この理由は、平均的に、サンプルかＦＩＦＯ１’Ｉ
Ｏがら取出される速度はサンプルかＦＩＦＯ１４０に進
入する速度、即ちＮ　／　１．、、　、と同してなりれ
はならないという事実において理解できよう。このよう
に、例えは、ちしＰ／Ｒ，＞Ｎ／ＬＸてあれは、シフト
制御器１４２は、サンプルか遅延線に進入するゝ［ｉ均
速度を減少させるためしはしはサンプルのシフトをスキ
ップし／Ｊりれはならない、。

Ｎ　／　Ｌ　、か第２図に示されるようにＰ／ＲＸの７
／８であるとしよう。もしサブフィルタ＋１０が、左端
部（ｍ＝０）のサブフィルタがサンプリング位相偏差を
一切生しないように構成されるならば、次のザブフィル
タ（ｍ＝１）が２π／Ｍの偏差値を生じる１１、等とな
り、最初の８つの入力サンプルＣ１については、出力サ
ンプルｓＪが下表に示されるサブフィルタがら取出され
る。

（これらの最初の８つのサンプルＣＩ　”’＝　Ｃ１１
は速ｊ見Ｐ／ＲＸ″′Ｃ１１（延線に入れられる。）入
力　　出力　句」ｔイノ↓−イ・・川されたサブフィル
タ　ｍＣ，＋　　Ｓ＋　　ｄｏ＝０　　　　　　　　　
　０Ｃ２Ｓ２　ｄｌ−−２π／８１ Ｃ，、Ｓ３ｄ、、　＝−４７１：／８　　　　　　２Ｃ
，Ｓ４　ｄ：１＝−６ｙｒ／８　　　　　　３Ｃ５Ｓ、
　ｄ、＝−８π／８４ Ｃ，、Ｓ、、　　ｄ、　＝−１０ｙｒ／８　　　　　　
５Ｃ７Ｓ７　　ｄｔ＋ｔ−ニー１２π６ ＣＩＩＳＬ、ｄ７＝−１４π／８７ この時、シフト制御器１４２はサンプルの遅延線に苅す
るシフ］・をスキップするように命令され、この遅延線
は基本的に全ての・す゛フフィルタの出力に一２ｙｒの
シフトを生じる。このため、−Ｉｆｉｇ／８−−２ｙｒ
であるｄ　１１が、サブフィルタｍ＝ｏから８番Ｌ１の
サンプルをとることにより１１ｔられる１、等である。

弧部、ちしＰ／ＲＸ′ｈ）Ｎ／Ｌ、より小さけれは、反
対の状態となり、サブフィルタは逆の順１ｆ・で使用さ
れることになり、最も下位のサブフィルタか用いられた
後別のサンプルがシフ）・される。

ソ゛ンブリンク位相偏差の更に微細な増分か要求される
時、線形補間）１１置か用いられ、この場合２つのサブ
フィルタか補間器において組合されるへき中間サンプル
を生成しなりれはなら１）−１更に大きなシフトか要求
される時は、連続するサンプルＳ、に対して用いられる
ザブフィルタは、前述の事例におけるように隣接しない
。非常に大きなシフトの場合には、粗い調整もまた必要
とされよう。

制御器１３１１は、従来周知のロジック（図示せず）を
用いて、サンプリング位相偏差の必要↓↑１を示ずＰＬ
Ｌ／１１１からのイ１９−′ｒに基いて、出力サンブル
Ｓ、可に適正なサンプリング位相偏差を達成するために
、シフ［・制御＾（１４２、スイッチ＋２０および係Ｍ
ａおよび（１−ａ）の供給を整合させる。制御器］　：
１１１はこのように固定された速度Ｎ／ＬＸあるいはＰ
／ＲＸのみの取扱いに限定されるものでは’！　＜、Ｐ
ＬＬ４（ｌにより生じるサンプリング位相偏差信号か変
化するに伴い適合するように動作し／ｉ７−るちのであ
る。

第４図においては、タイミンク再生フロックｌｉか（コ
ンバータ４４から）出力サンプルＳＪを実際の速度Ｐ　
（ＲＸ）て受取り、各サンプルＳ。

（回線ＩＩ５上）の実際のサンプリング位相と、実際の
サンプル・シーケンスＳ、において含まれ例えは最大の
帯域エツジのエネルギ準位により決定される（速度Ｐ／
Ｒ，，における）最適のサンプリング位相との間の差を
決定１ｊ−る。位相差の情報を表わす信号は、回線２０
６上でＰＬＬ４１１に対して送られる。サンプリング位
相の差がない場合は、回線２０６上の出力は零となり、
さもなければ、サンプリング位相誤差の大きさを表わす
値となる。

ＰＬＬ４８は、１５ビツトの出力信号を生じる際の回線
２０６上の値を用い、この信号は芥々（速度Ｐ／ＲＸに
おける）最適のサンプリング位相と速度Ｎ／Ｌ、におけ
る実際、の市内の送信機のサンプリング位相との間のサ
ンプリング位相偏差を表わす。ＰＬＬ４Ｂは、２次の位
相固定ループであり、従って、例え回線２０６の入力が
零であっても、この出力の値は、速度Ｐ／ＲＸと速度Ｎ
／Ｌ、との間の所要の一定な速度差を維持するため規則
的な増分だけ増減し得る。回線２０６上の入力が零でな
ければ、回線２０６上の値を零になるように伺勢するた
め、ＰＬＬ４８の出力が速度差における変化を生じるよ
うに調整されることになる。ＰＬＬ４８の出力は加算器
２１Ｏ（その機能については以下に述べる）へ送られ、
これから回線２０９を経てモジューロ装置２０５へ送ら
れる。回線２０９」−の値は、モジューロ（市内の送信
機のサンプリンタ間隔Ｎ／Ｌ、）として表わされ、即ち
２πの倍数が除去され、サンプリンタ位相偏差の残りの
部分、即ち２πより小さな値のみがコンバータ４４によ
り使用されるため回線２１１上に送られる。取除かれる
サンプリング位相の偏差量２π毎に、モジューロ動作２
０５の一部として、モジューロ２０５は回線２］：ｌＪ
＝て制御器１３８に対してパルスを与え、その結果更に
回線（イ３上の粗い調整信号となる（第３図）。

ＰＬＬ１！＋１の出力もまたスケーラ２１５に送られ、
次いで直接および遅延素子１６０を介して加算器１６２
へ送られる。加算器＋６２の出力は、このように、速度
Ｎ／ＬＸにおけるサンプルと速度Ｐ／ＲＸにおけるサン
プルＳＪの最適のサンプリング位相との間のサンプリン
グ位相の偏差量における間隔毎の変化を表わす。１次の
追跡器１６４は加算器＋６２の出力を用いて、受信機４
２から市内のＤ　Ｔ　Ｅ　＋４　（第１図）に対するサ
ンプルＳＪのクロック動作に用いられるＹ　Ｐ　Ｚ／Ｒ
，の公称速度における高速の安定クロック（回線２１９
上で水晶クロック２１２から生成される）を用いて、市
外の送信機のビット速度クロックに同期される回線２１
７−にの安定状態の取得されたビット速度クロックＹ／
ＲＸ　（Ｙは記号当りのビット数）を生じる。

これを達成するためには、１次追跡器１６４が、ｙｐｚ
に市外の送信機の公称速度１／ＲＸの速度を乗じた値で
固定速度の水晶クロック２１２からパルスを受取る（Ｚ
は整数）。追跡器１６４においては、クロックＹ　Ｐ　
Ｚ／Ｒ，がブロック２１４に送られ、このブロックが加
算器１６２の出力の制御下でパルスの加除を行なう。ブ
ロック２１４の出力は「ＺＰ除算」素子２１６に送られ
て、取得されるＹ／Ｒつのビット速度クロックを生じ、
また別にｒＹＰＺ除算」素子２１５へ送られて取得され
る１／ＲＸのポー・レート・クロックを生じる。速度Ｐ
／Ｒ，のサンプルと速度Ｎ／Ｌ、のサンプルとの間のサ
ンプリング位相偏差が変化しない時は、加算器１６２の
出力は零となりブロック２１４はイζＪ勢されず、取１
ｉＩされるＹ／ＲＸのビット速度クロックおよび１／Ｒ
８のボー・レート・クロックは、水晶クロック２１２に
直接関連する固定周波数を持つ。さもなければ、加算器
１６２の出力は零でなく、取得されるＹ／ＲＸのビット
速度クロック（および、１　／Ｒ，のポー・レート・ク
ロック）はこの変化を反映するように変更される。この
ため、１次の追跡器はサンプルｓｊがら得た情報を用い
てビット速度およびボー・レートのクロックを取得し、
これが実際の市外の送信機のビット速度を追跡する。

もし市、内の送信機のサンプリング速度クロックＮ／Ｌ
Ｘ’：１０（第１図）が安定的な（例えば、精度の高い
水晶発振器から直接得た）ものであるならば、上記の構
成は安定動作を保証することになり、サンプリンタ速度
コンバータ４４は自動的に速度Ｐ／ＲＸの変化を吸収す
るように調整されることになる。

しかし、もし市内の送信機のサンプリング速度クロック
３０が外部のクロック（例えば、Ｄ　Ｔ　Ｅ　１４から
の外部のピッ［・速度クロック２：］！Ｉ　）　、ある
いはタイミンク・ループバック方式における取社１され
た受信機のヒラ］・速度クロックＹ／Ｒ，２１７と同期
されるならば、位相ジッタあるいは周波数シフトか実際
の市内の送信機のビット速度りＶ′ＪツクＸ　／　Ｌ　
Ｘに導入され／ｊＪよう。サンブルＳ・が市内の送信機
クロック；（０により制御される速度Ｎ　／　Ｌ　、、
でサンブリングされたエコー消去された受信サンブルか
ら得られる故に、クロック：）０におけるタイミンクの
変化はまた、受信機の性能を劣化するおそれがあり、あ
るいはモデムの動作の不安定化を生じる受信側か処理す
るサンブルＳ、に影響を及ばずことになる。

これらの問題の影響を低臓するため、市内のクロック３
０は二次Ｐ　Ｌ　Ｌ　２＋１１　、パルス加除ブロック
２１ン）および「Ｕ除鐘」素子２２０を含む一次タイミ
ンク追跡器兼位相補償回路１６６が設けられている。、
追跡器１　ｆｉ　［ｉに対する１つの入力は、水晶クロ
ック２１２により牛成される固定速度のクロック（ＵＮ
Ｘに市内送信クロックの公称速度１　／ＬＸを乗した値
、但しＵは整数）である。追跡器１６６の１つの出力は
、回線２２５上の実際のＸ　／　Ｌラフロックを追跡す
るかシックおよび周波数シフトは平滑化する塩１１５ｔ
クロックＸ／Ｌ、である。

これを達成するためには、位相コンパレータ２２か回線
２２７上の取得クロックの位相を回線ｚ２５」二の実際
のクロックと比較し、ＰＬＬ２３１　に対して誤り信号
を送る。もしこの誤り信号が零であれば、ＰＬＬ２：ｉ
ｌは制御信号をパルス加除装置２１８へ送出し続りて、
回線２２７上の取得クロックを回線２２５上の実際のク
ロックと同し位相に保持する速度で、クロック・パルス
の加除を生じる。もし位相コンパレータ２２２からのこ
の♂（す（ｒｉ−Ｘ３−が零てなりれは、Ｐ　Ｌ　Ｌの
出力は取１ｉＬクロックの位相を実際のクロックの位相
に近イ【１りるように調整される。Ｐ　Ｌ　Ｌの効果は
、イ）”Ｉ相コンパレータ２２２からの位相π；り信号
を貯えて平滑化することである。

２１ン１において加除されｌ；パルスは、水晶クロック
２１２から得た安定した公称サンブル出力のクロックに
対するΔＤＣ：１４のサンプリング・クロック（第１図
）の］ＩＩ相の変化を反映し、このためサンブルＣ１に
おけるサンプリング位相の変化を反映する。パルス加除
装置２１８の出力はＵＮ除算素子２２０へ送られて、こ
れを（ＤＴＥＥＩに対して送られる）速度Ｘ　／　Ｌ　
、のクロックに変換し、素ｒ−２２１１において個々に
ＵＸて除されて、ＡＤＣ：１４およびＤ　Ａ　Ｃ２ｔｉ
　（第１図）に送られるためのあるサンプリング速度ク
ロックＮ　／　Ｌ　、を生じる。

Ｎ　／　Ｌ　Ｘクロックは更にＮて除されてポー・レー
ト・クロック１／Ｌ８を生じる。２１８により加除が行
なわれたパルスの数もまた回線２２！］　Ｊ二てスケー
ラ２１）１および加算器＋＋；８　（以下に述へる）別
の加算器２ＩＯへ送出され、ここてＰＬＬ／１１１の出
力に加算される。、このように、クロック・ソース・セ
レクタ２２４により選択される不安定な外部クロックあ
るいはループバック・クロックにおけるシックおよび周
波数シフトを補償するように、制御器１；１８により行
なわれる速度のシフトか調整される。。

このような構成によってさえ、回線２１７Ｉ−の市内の
取得された受信機のヒツト速度クロックＹ／ＲＸ　（Ｓ
Ｊを牛成−・）−る速度コンバータの速度と同期させら
れる）と、回線４５上の実１際の市外の送信機のヒツト
速度クロックＹ／ＲＸとの間の正確な同期を却持するこ
とか用能であることか証明でき、この場合、ＦＴＦＯバ
ッファ＋４０はＩＩ；’ｉ間と共に空になるか一杯にな
ろうとする傾向を持つことになる。いずれの状態も防止
するために、またＦＩＦＯ］４０の中程度の占有レベル
を維持するために、ＦＩＦＯ′ｊｌ、′ｔち行列モニタ
ー１１ｉ７がＦＩＦＯの占有レベルを検出する。この占
有度が一貫して前記の中程度のレベルの上方あるいは下
方にある時、加算器１６８において追跡器１１１６の出
力側に加算される値を４１シ、これにより加算器２１０
を介してＰＬＬ／１１１の出力の調整を行なう１．これ
はまた、タイミンク再生回路４６、Ｐ　Ｌ、　Ｌ　／Ｉ
＋１およびスケーラ２１５を介して市内て取ｍされたＹ
／Ｒ，、クロックの位相をイ］効に補正する。モニター
１［ｉ７により行なわれるタイミンク補正は、問題とな
る時間の長さにおいて小さいものと仮定される。例えは
、もし市内の送信機のクロック期間Ｌ８の変動がミリ秒
桿度であると）ｊ−れは、ＦＩＦＯバッファ目０におけ
るサンプル数は、僅かに１０秒程度の期間の後顕著に消
長を生じることになる。モニター１６７はＦＩＦＯバッ
ファ１４０を例えば１０秒毎に調べる。もしバッファ１
４０におけるサンプル数に消長かあるならば、モニター
１６７は加算器１６乏１を介して信号を保持し、このた
め制御器１：］＋１の動作に然るべく影響を及ぼす。

ループバック・タイミンク操作の場合には、山内の送信
機クロックを制御するために、取得したＹ／ＲＸクロッ
クはクロック・ソース・セレクタ２２４を介して位相コ
ンパレータ２２へ戻される。

このように、例えばもしＦＩＦＯ１４０か一杯の状態に
なるならば、その結果速度Ｙ／Ｒ，における増加（Ｆ　
Ｉ　ＦＯをより早く空にするため）もまた、市内の送信
機クロックにおける増加を生じることになり、サンプル
がＦＩＦＯに対してロートされる速度における増加を生
じる（従って、正のフィードバックにより、所要の目標
を満たさない）ことにもなる。生し得る不安定性を防止
するため、待ち行列モニターの出力は、直接取得Ｙ／Ｒ
Ｘのヒツト速度クロックに対してではなくＰＬＬ４１１
の出力側に加えられる（これにより、負のフィードバッ
ク・ループを形成する）。この方法は、さもなりれば、
ＰＬＬ４８の安定出力となり得るものを擾乱するという
短所を持つが、待ち行列モニターによる調整か小さく頻
繁ではない故に、この擾乱は問題とならない。

このように、送信機のヒツト速度クロックＸ／ＬＸの（
回線２２９−ｈの）シックおよび取得ビット速度Ｙ／Ｒ
Ｘのクロックの非同期（待ち行列モニター１６７の出力
により表わされる）によるタイミング調整は、加算器１
６８により組合されて、加算器２１０においてＰＬＬ４
１１の出力側に加えられる。

速度コンバータ４４、待ち行列モニター１６７、ＰＬＬ
４１３および追跡器１１ｉ４　、１６ｔｉは、これもま
た他のモデム機能を牛しるために使用され、かつ参考の
ため本文に引用される本願と同し譲受人に譲渡されたＩ
　！＋　８４年：１月　（ｊ「１発行のＱ　ｕ　ｒ　ｃ
　ｓ　ｈ　ｉ等の米国特許出願第５８６．ｔｉ８１号に
記載される方法で構成される２つの共働するマーｒクロ
プロセッサをブロクラミングすることにより実現１−る
ことかできる。

コンバータ４４がどの程度てもサンプルのサンプリング
位相をシフトすることがてきることが、サンプリング位
相を最適な値に設定することを可能にし、このため（正
確なタイミング位相評価方式と共に用いられる時）タイ
ミング位相の取得時間を短縮し、回転時間を短縮し、か
つ例えば２芯ワイヤの半２重式モデムに使用する時処理
量を増大する。

他の実施態様は頭書の特許請求の範囲に含まれる。例え
ば、コンバータ４４は、異なる信号速度における受信信
号の２つ以上のチャネルを持つモデムに用いることもて
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はエコー消去モデムを用いた２重通信システムを
示すブロック図、第２図は第１図のサンプル速度コンバ
ータの人出力サンプルを示す図、第３図はサンプル速度
コンバータを示すブロック図、および第４図は位相追跡
兼待ち行列監視回路を含むブロック図である １０・・・全２重通イ１１システム、１２・・・市外の
データ端末装置（ＤＴＥ）、＋４・・・市内のＤＴＥ、
１６・・・２芯型話回線、１８・・・市外のモデム、２
０・・・ＩＴ内のモデム、２２・・・ハイブリット回路
、２４・・・ディジタルＱＡＭエンコーダ／モジュレー
タ、２５・・・送信フィルタ、２ｆｉ・・・ディジタル
／アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）、２８・・・低域フ
ィルタ、３０・・・市内クロック、３２・・・、ｌｐ；
域フィルタ、：１４・・・アナログ／ディジタル・コン
バータ（ＡＤＣ）、：１８・・・加算器、３１（，４５
，４９・・・回線、４２・・・受信機、４４・・・非同
期型ディジタル・サンプリング速度コンバータ、４６・
・・タイミング再生装置、４８・・・２次ディジタル・
タイミング位相固定ループ（ＰＬＬ）、＋０２・・・サ
ンプル・ストリーム・ゼネレータ、１０４・・・ディジ
タル・フィルタ・バンク、＋０６・・・線形補間器、１
０８・・・遅延線、１１０・・・ディジタル・サブフィ
ルタ、＋１２．１２２・・・入力回線、＋１４　、＋２
１１．１：］０・・・乗算器、ｌｌ［ｉ　、］：ｌｌｉ
　、１ｔｉ２　、ｌ［ｉｌｌ・・・加算器、１１１１　
、＋２４−・・出力回線、ｌ　２０−　ス−（ツヂ、１
２１ｉ　、　１：１２　、１：１４　、　目：）・・・
回線、ｌ　４１１１・・・制御器、１４０・・・先入れ
先出しくＦＩＦＯ）ハッンア、１４２・・・シフト制御
器、１１１０・・・遅延素子、１１ｊ４・・・１次追跡
器、１１１６・・・二次タイミンク追跡器兼位相補償回
路、１］ｊ７・・・ＦＩＦＯ待ち行列モニター、２０５
−　”ｃ　シュＵ装置、２０ｔｉ　、２０！Ｉ　、　２
１１．２１：ｌ　、　２１７．２１！Ｉ　、２２！’ｉ
　、２２７・・・回線、２１０・・・加算器、２１２・
・・水晶クロック、２１４・・・フロック、２１５・・
・スケーラ、２１６・・・ＺＰ除算素子、２１８・・・
パルス加除フロック、２２０・・・ｕ　ｌｔ仝算素了−
１２２２・・・位相コンパレータ、２２４・・・クロッ
ク・ソース・セレクタ、２２！Ｉ　・Ｕ　Ｘ除算素子、
２：Ｎ　・Ｎ１次ＰＬＬ０手続補正書 １．事件の表示 昭和６３年特許ｌりｊ１第７７９７４号２、発明の名称 サンプリング速度コンバータ ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住所 名　称　　コーデックス・コーポレーション４、代理人 住　所　　東京都千代「Ｈ医大手町二丁ロ２番１号新大
手町ビル　２０６区 ５、補正の対象 出願人の代表貴名を記載した願書

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、時間で変化する信号を表わす入力サンプル・ストリ
   ームを受取り、前記の時間で変化する信号を表わす対応
   する出力サンプル・ストリームを生成する装置であって
   、該出力サンプル・ストリームにおいては、サンプルが
   前記入力ストリームに現われる時とは異なる所要の時点
   において各出力サンプル・ストリームが現われる装置に
   おいて、 前記入力ストリームを受取り、異なる時点に現われる少
   なくとも２つの中間サンプルを生成するフィルタ回路と
   、 前記中間サンプルの選択されたものを組合せて、前記の
   所要の時点に前記出力ストリームのサンプルを形成する
   補間回路と を具備することを特徴とする装置。 ２、前記フィルタ回路は、各々が前記中間サンプルの１
   つを生成する複数の組の係数を含むことを特徴とする請
   求項１記載の装置。 ３、前記フィルタ回路が、２つ以上の異なる前記組の係
   数を同時に用いて、前記中間サンプルを生成する複数の
   トランスバーサル・フィルタを含むことを特徴とする請
   求項２記載の装置。 ４、前記各組が、前記の時間で変化する信号により表わ
   される周波数帯域内で実質的に平坦になるように、また
   通過域内の周波数の関数として略々一定である量だけ別
   の組のエンベロープ遅延特性と異なるエンベロープ遅延
   特性を持つように選択されることを特徴とする請求項２
   記載の装置。 ５、前記出力ストリームが、前記入力ストリームのサン
   プリング速度と異なるサンプリング速度を持つことを特
   徴とする請求項１記載の装置。 ６、前記入力ストリームが、回線信号からモデムにより
   取得された一連のサンプルであり、前記出力ストリーム
   が、前記回線信号により運ばれたデータを取得するため
   に前記モデムにより用いられるサンプル・ストリームで
   あることを特徴とする請求項５記載の装置。７、前記モ
   デムが、全２重型エコー消去モデムであり、前記入力サ
   ンプル・ストリームが前記モデムの送信ボー・レートと
   関連する速度で現われ、前記出力ストリームが、前記回
   線の他端部におけるモデムの送信ボー・レートと関連す
   る速度で現われることを特徴とする請求項６記載の装置
   。 ８、前記入力ストリームのサンプルと、前記出力ストリ
   ームのサンプルとの間のサンプリング位相差が時間と共
   に変化する装置であって、前記中間サンプルを選択して
   前記の変化する差に基いて前記補間回路を制御する手段
   を更に具備することを特徴とする請求項７記載の装置。 ９、前記補間回路が、前記中間サンプルの２つを選択す
   るスイッチと、該２つの中間サンプル間の線形補間操作
   を行なう組合せ回路とを含むことを特徴とする請求項１
   記載の装置。 １０、前記線形補間の係数が、前記入力ストリームのサ
   ンプリング位相と前記出力ストリームのサンプリング位
   相との間の差の測定に基くことを特徴とする請求項９記
   載の装置。１１、前記入力サンプル・ストリームが、ジ
   ッタおよび周波数シフトを受ける公称的に固定された速
   度を持つ不安定なクロックから取得したクロックに基い
   てサンプルされ、前記出力ストリームが公称的に固定さ
   れた速度で現われ、前記中間サンプルが選択され、前記
   補間回路が前記入力ストリームのサンプリング位相と前
   記出力ストリームのサンプリング位相との間の差に応じ
   て制御される装置であって、 前記不安定なクロックにおける前記ジッタ および周波数シフトを低減させる手段を更に具備するこ
   とを特徴とする請求項１記載の装置。 １２、前記フィルタ回路へ送るため前記入力サンプル・
   ストリームを一時的に格納するバッファを更に設け、前
   記サンプルが、外部クロックから間接的に取得される第
   １の速度で前記バッファに格納され、前記サンプルは外
   部クロックに基く異なり得る第２の平均速度で前記フィ
   ルタ回路により受入れられる装置であって、 前記バッファの占有状態を監視して、前記バッファが常
   に一杯あるいは空の状態状態にならないように前記第２
   の平均速度を調整させるモニターを 更に具備することを特徴とする請求項１記載の装置。 １３、前記入力サンプル・ストリームが回線信号のサン
   プルを含み、前記外部クロックが該回線上の送信ボー・
   レートと対応し、前記第２の速度は、前記モデムにより
   市内で得られる前記ボー・レートと対応するクロックで
   あることを特徴とする請求項１２記載の装置。 １４、回線信号が、不安定クロックにより支配される時
   点でサンプルされて、第１のサンプル・ストリームを生
   じ、サンプルが変化するサンプリング位相を以て現われ
   、コンバータが前記第１のサンプル・ストリームを、該
   第１のサンプル・ストリームにおけるサンプルの出現時
   点とは異なり得る時点に現われる第２のサンプル・スト
   リームに変換するモデムにおいて、 前記コンバータに対して、前記第１のサンプル・ストリ
   ームにおける変化するサンプリング位相を表わす信号を
   与えて、前記第２のサンプル・ストリームにおけるサン
   プルの出現時点に対する前記の変化するサンプリング位
   相の寄与度を低減させるように前記変換を生じさせる手
   段を設けることを特徴とするモデム。 １５、前記不安定クロックが、前記モデムと関連するデ
   ータ端末装置から与えられることを特徴とする請求項１
   ４記載のモデム。 １６、前記不安定クロックが前記第２のサンプル・スト
   リームから得られたクロックであることを特徴とする請
   求項１４記載のモデム。 １７、前記不安定クロックのパルス速度と関連する公称
   速度においてパルスを生じる安定クロックを更に具備す
   るモデムであって、前記信号を生じる手段が、 前記安定クロックのパルスと関連する前記不安定クロッ
   クのパルスの位相における変化の検出に基いて前記信号
   を生成する手段を含むことを特徴とする請求項１４記載
   のモデム。１８、前記信号を与える手段が、 前記安定クロックに出入りするパルスを加除することに
   より、前記安定クロックから取得クロックを生成するパ
   ルス加除回路と、 前記不安定クロックの位相とパルスを前記取得クロック
   のパルスの位相との比較を生成するコンパレータとを含
   み、 前記パルス加除回路が前記比較に応答して動作すること
   を特徴とする請求項１７記載のモデム。 １９、前記コンバータが、変換回路と、該変換回路へ送
   るため前記第１のサンプル・ストリームのサンプルを一
   時的に格納するバッファとを含み、前記サンプルが、前
   記不安定クロックから取得された第１の速度で前記バッ
   ファに格納され、前記サンプルは、前記コンバータに対
   して与えられた前記信号に基く異なり得る第２の速度で
   前記変換回路により受入れられる装置であって、 前記バッファの占有状態を監視して、前記バッファが常
   に空あるいは一杯の状態とならないように前記第１の速
   度を調整させるモニターを更に具備することを特徴とす
   る請求項１４記載のモデム。 ２０、前記第１のサンプル・ストリームが時間で変化す
   る信号を表わし、前記第２のサンプル・ストリームもま
   た前記の時間で変化する信号を表わし、該各第２のサン
   プル・ストリームが所要の時点に現われる装置であって
   、前記コンバータが、 前記第１のサンプル・ストリームを受取り、異なる時点
   に現われる少なくとも２つの中間サンプルを生成するフ
   ィルタ回路と、 選択された中間サンプルを組合せて前記所要の時点にお
   いて前記第２のサンプル・ストリームのサンプルを形成
   する補間回路とを含むことを特徴とする請求項１４記載
   のモデム。２１、時間で変化する信号を表わす入力サン
   プル・ストリームを受取り、前記時間で変化する信号を
   表わす対応する出力サンプル・ストリームを生成する方
   法であって、各出力サンプル・ストリームが、前記入力
   ストリームにサンプルが現われる時とは異なる所要の時
   点に現われる方法において、 前記入力ストリームを受取り、異なる時点に現われる少
   なくとも２つの中間サンプルをフィルタ操作により生成
   するステップと、 前記中間サンプルの選択されたものを補間して、前記所
   要の時点において前記出力ストリームのサンプルを形成
   するステップとを備えることを特徴とする方法。 ２２、回線信号が不安定クロックにより支配される時点
   にサンプルされて第１のサンプル・ストリームを生成し
   、サンプルが変化し得る位相を以て現われ、コンバータ
   が前記第１のサンプル・ストリームを該第１のサンプル
   ・ストリームにおけるサンプルの出現時点とは異なり得
   る時点に現われる第２のサンプル・ストリームに変換す
   るモデムにおいて使用される方法において、 前記コンバータに対して、前記第１のサンプル・ストリ
   ームにおけるサンプルの変化するサンプリング位相を表
   わす信号を与えて、前記第２のサンプル・ストリームに
   おけるサンプルの出現の時点に対する前記の変化するサ
   ンプリング位相の寄与度を低減するように変換を生じさ
   せることを特徴とする方法。