JPH0124353B2 - - Google Patents

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JPH0124353B2
JPH0124353B2 JP5534085A JP5534085A JPH0124353B2 JP H0124353 B2 JPH0124353 B2 JP H0124353B2 JP 5534085 A JP5534085 A JP 5534085A JP 5534085 A JP5534085 A JP 5534085A JP H0124353 B2 JPH0124353 B2 JP H0124353B2
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JP
Japan
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voltage
circuit
switching element
induction heating
capacitor
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Application number
JP5534085A
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Japanese (ja)
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JPS61214390A (en
Inventor
Juichi Okumura
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Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
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Publication date
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Priority to JP5534085A priority Critical patent/JPS61214390A/en
Publication of JPS61214390A publication Critical patent/JPS61214390A/en
Publication of JPH0124353B2 publication Critical patent/JPH0124353B2/ja
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Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は誘導加熱装置に関し、特にその制御回
路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Field of Industrial Application The present invention relates to an induction heating device, and particularly to a control circuit thereof.

(ロ) 従来の技術 従来、誘導加熱の応用である家庭用誘導加熱調
理器には、トランジスタインバータ装置が用いら
れていた。超音波周波数で大電力変換を行うトラ
ンジスタインバータ回路はLC共振回路を利用す
るが、その制御方法はLC共振回路によりかなり
限定される欠点があつた。
(b) Conventional technology Conventionally, a transistor inverter device has been used in a household induction heating cooker, which is an application of induction heating. Transistor inverter circuits that perform high power conversion at ultrasonic frequencies utilize LC resonant circuits, but their control methods are quite limited by the LC resonant circuits.

即ち、従来では第2図のインバータ回路の加熱
コイル1、共振コンデンサ2で共振を行わしめる
に際し、トランジスタ3コレクタ電圧の零点又は
フライホールダイオード4の電流を検知してトラ
ンジスタ3にON信号を与えてトランジスタ駆動
をしていたため、トランジスタのON時間を短か
くして発振周波数を上昇させるとトランジスタの
コレクタ電圧の振幅が小さくなり、コレクタ電圧
が零にならずトランジスタのONタイミングを得
ることが出来ないと云う不都合があつた。このた
め、例えば特公昭58−36473号にインバータ回路
へ電力供給をする直流電源電圧と上記コレクタ電
圧とを比較して所定時間遅延後トランジスタへベ
ース駆動電流を与える方法が示されている。
That is, in the past, when the heating coil 1 and resonant capacitor 2 of the inverter circuit shown in FIG. Since it was driven by a transistor, if the oscillation frequency was increased by shortening the ON time of the transistor, the amplitude of the collector voltage of the transistor would become smaller, and the collector voltage would not become zero, making it impossible to obtain the ON timing of the transistor. It was hot. For this reason, for example, Japanese Patent Publication No. 58-36473 discloses a method of comparing the DC power supply voltage for supplying power to the inverter circuit with the collector voltage and supplying the base drive current to the transistor after a predetermined time delay.

(ハ) 発明が解決しようとする問題点 然し乍ら、このように直流電源電圧とトランジ
スタのコレクタ電圧とを比較してトランジスタ駆
動をする方法において、出力調節のためインバー
タの発振周波数を変化させた場合、これに応じて
各発振におけるコレクタ電圧が変化してこのコレ
クタ電圧の経時的な立ち下がり状態が変化するの
に対し、直流電源電圧は変化しない。従つて、ト
ランジスタへベース電流を加えるのに適切なタイ
ミングがインバータの発振周波数によつて異なる
のに実際にはベース電流を加えるまでの遅延時間
は一定になつているため発振周波数によつてはト
ランジスタのスイツチングロスが大きくなり、加
熱効率が悪くなると云う欠点があつた。
(c) Problems to be solved by the invention However, in this method of driving a transistor by comparing the DC power supply voltage and the collector voltage of the transistor, if the oscillation frequency of the inverter is changed to adjust the output, Correspondingly, the collector voltage in each oscillation changes and the fall state of this collector voltage changes over time, whereas the DC power supply voltage does not change. Therefore, although the appropriate timing to apply base current to the transistor varies depending on the oscillation frequency of the inverter, in reality the delay time until the base current is applied is constant, so depending on the oscillation frequency the transistor The drawback was that the switching loss was large and the heating efficiency was poor.

(ニ) 問題点を解決するための手段 本発明はスイツチング素子のON時間長を調整
してインバータへの入力を可変制御する制御回路
と、上記共振回路での共振時、スイツチング素子
の端子間電圧が所定以下になつたことを検出する
共振検出手段と、この共振検出手段での検出後、
所定時間遅延を行つてからスイツチング素子を
ONせしめるためのタイミング信号を生成する
ONタイミング生成手段と、を設け、上記制御回
路での制御状態に応じて上記ONタイミング生成
手段での遅延時間を調整している。
(d) Means for Solving the Problems The present invention provides a control circuit that variably controls the input to the inverter by adjusting the ON time length of the switching element, and a control circuit that variably controls the input to the inverter by adjusting the ON time length of the switching element, and a voltage between the terminals of the switching element when the resonance circuit resonates. a resonance detection means for detecting that has become below a predetermined value, and after detection by this resonance detection means,
The switching element is activated after a predetermined time delay.
Generate a timing signal to turn on
ON timing generation means is provided, and the delay time in the ON timing generation means is adjusted according to the control state of the control circuit.

(ホ) 作 用 上記制御手段での入力制御状態に応じて、ON
タイミング生成手段の遅延時間を調節しているの
で、スイツチング素子の端子間電圧が零になつた
とき、又は端子間電圧が最小になつたとき、ON
タイミング信号を出力することが出来る。
(E) Effect: Turns ON depending on the input control status of the above control means.
Since the delay time of the timing generation means is adjusted, the switching element turns ON when the voltage between the terminals of the switching element becomes zero or when the voltage between the terminals becomes the minimum.
It can output timing signals.

(ヘ) 実施例 第1図は本発明誘導加熱装置の回路図であつて
5は商用交流電源、6はこの商用交流電源を全波
整流する整流回路、7はこの整流回路6の入力
端子に結ばれたチヨークコイルである。8はこの
チヨークコイル7に連つたバイパスコンデンサ、
9,10は上記チヨークコイル7と整流回路6の
入力端子の間に直列に結ばれた加熱コイル及び
共振コンデンサ、11はこの共振コンデンサ10
に並列に設けられたスイツチングトランジスタ、
12はこのトランジスタ11に逆並列に接続され
たダイオードであつて、これ等のバイパスコンデ
ンサ8〜ダイオード12でインバータ回路13が
構成されている。14は上記インバータ回路13
の動作状態を制御するコントロール回路を示し、
端子15,16でトランジスタ11のコレクタ電
圧(コレクタ−エミツタ間電圧)を検出するとと
もにこのコレクタ電圧の積分電圧(平均電圧)を
生成し、上記コレクタ電圧とその積分電圧を比較
してコレクタ電圧がその積分電圧より低くなつて
から所定時間遅延させて端子17,18間に電圧
を発生してトランジスタ11にベース電流を供給
する。
(F) Embodiment Figure 1 is a circuit diagram of the induction heating device of the present invention, in which 5 is a commercial AC power source, 6 is a rectifier circuit for full-wave rectification of this commercial AC power source, and 7 is an input terminal of this rectifier circuit 6. This is a tied chiyoke coil. 8 is a bypass capacitor connected to this chiyoke coil 7,
9 and 10 are a heating coil and a resonant capacitor connected in series between the chiyoke coil 7 and the input terminal of the rectifier circuit 6; 11 is the resonant capacitor 10;
a switching transistor provided in parallel with
A diode 12 is connected in antiparallel to the transistor 11, and the bypass capacitor 8 to the diode 12 constitute an inverter circuit 13. 14 is the above inverter circuit 13
shows the control circuit that controls the operating state of the
The collector voltage (collector-emitter voltage) of the transistor 11 is detected at the terminals 15 and 16, and the integrated voltage (average voltage) of this collector voltage is generated.The collector voltage is compared with the integrated voltage to determine whether the collector voltage is the same. A voltage is generated between terminals 17 and 18 after a predetermined time delay after the voltage becomes lower than the integrated voltage, and a base current is supplied to transistor 11.

第3図は上記コントロール回路14の要部回路
図であつて19は商用交流電源5から整流回路6
へ与えられる入力電流を検出するカレントトラン
スであつてその検出電流はダイオード20で整流
され、コンデンサ21に充電される。22はイン
バータ回路13への入力を設定する可変抵抗、2
3は上記コンデンサ21の充電電圧と可変抵抗2
2からの電圧レベルを比較する第1のコンパレー
タを示し、その出力に応じて、コンデンサ24で
保持される電圧Vrefが調節される。尚、これら
カレントトランス19〜コンデンサ24でインバ
ータへの入力調整をする制御回路を構成してい
る。25は上記Vrefを入力端子に受ける第2
のコンパレータであつて、その出力がトランジス
タ11の駆動信号となる。26は抵抗27、ダイ
オード28を介して定電圧Vccにより充電が為さ
れる充放電コンデンサを示し、抵抗29を介して
放電が為される。そして、このコンデンサ26、
抵抗29及び上記第2のコンパレータ25でON
タイミング生成手段を形成している。またこの充
放電コンデンサ26の充電々圧は上記第2のコン
パレータ25の入力端子に与えられる。30は
上記ダイオード28のアノードを入力端子に接
続し、カソードを入力端子に接続した第3のコ
ンパレータであり、その出力端は抵抗31を介し
て上記抵抗27に結ばれるとともに、上記抵抗2
9を介して上記充放電コンデンサ26に結ばれて
いる。32はスイツチングトランジスタ11のコ
レクタの共振電圧VcE及びこの共振電圧の積分電
圧Vcを受ける第4のコンパレータを示し、VcE
Vcとなつたとき“H”信号を出力し、VcE>Vc
のとき“L”信号を出力する。即ち、この第4の
コンパレータ32は共振検出手段となつている。
33はこの第4のコンパレータ32出力を受ける
微分回路、34は上記第3のコンパレータ30出
力端と第2のコンパレータ25出力端に介挿され
たトランジスタであつて、上記微分回路33から
伝えられる信号によりONする。
FIG. 3 is a circuit diagram of the main part of the control circuit 14, and 19 is a rectifier circuit 6 from the commercial AC power supply 5.
A current transformer detects an input current applied to the current transformer, and the detected current is rectified by a diode 20 and charged into a capacitor 21. 22 is a variable resistor that sets the input to the inverter circuit 13;
3 is the charging voltage of the capacitor 21 and the variable resistor 2
A first comparator is shown which compares the voltage levels from 2 to 2, and depending on its output, the voltage Vref held by capacitor 24 is adjusted. The current transformer 19 to the capacitor 24 constitute a control circuit that adjusts the input to the inverter. 25 is a second terminal which receives the above Vref at its input terminal.
The output of the comparator is a drive signal for the transistor 11. Reference numeral 26 denotes a charging/discharging capacitor that is charged with a constant voltage Vcc via a resistor 27 and a diode 28, and discharged via a resistor 29. And this capacitor 26,
Turned on by resistor 29 and second comparator 25
It forms timing generation means. Further, the charging voltage of the charging/discharging capacitor 26 is applied to the input terminal of the second comparator 25. 30 is a third comparator in which the anode of the diode 28 is connected to the input terminal and the cathode is connected to the input terminal, and its output terminal is connected to the resistor 27 via the resistor 31, and
9 to the charge/discharge capacitor 26. Reference numeral 32 denotes a fourth comparator that receives the resonant voltage V cE of the collector of the switching transistor 11 and the integrated voltage Vc of this resonant voltage, where V cE <
Outputs “H” signal when VcE > Vc
When this happens, an “L” signal is output. That is, this fourth comparator 32 serves as resonance detection means.
33 is a differentiating circuit that receives the output of this fourth comparator 32, and 34 is a transistor inserted between the output terminal of the third comparator 30 and the output terminal of the second comparator 25, which receives the signal transmitted from the differentiating circuit 33. Turns on.

こうした誘導加熱装置においては最初調理具を
加熱コイル9に近接配置し、電源をONすると
Vccが立ち上がり抵抗27、ダイオード28を介
して充放電コンデンサ26は充電された状態にな
つている。発振開始時は起動パルス発生回路(図
示せず)から、微分回路32へ起動パルスが入力
される。これにより、微分回路33からトランジ
スタ34にパルスが与えられ、このトランジスタ
34は所定時間ONする。このため、抵抗27,
31の接続点電圧VBが急激に下がり充放電コン
デンサ26の充電々圧VAより低くなる。即ち、
第3のコンパレータ30の入力端子電圧は入
力端子電圧より低くなる。これにより、第3のコ
ンパレータ30出力は低レベルになり、充放電コ
ンデンサ26の充電電荷は抵抗29を介して放電
される。これにより充電々圧VAが低下してコン
デンサ24の保持電圧Vrefより低くなると、第
2のコンパレータ25の出力Vpは“H”レベル
になり、スイツチングトランジスタ11をONす
る。その後、上記充放電コンデンサ26の放電が
進み、VAがVBより低下し、第3のコンパレータ
30出力が“H”になると抵抗27、ダイオード
28を介してVcc電圧で充放電コンデンサ26に
充電が開始される。この充電により充放電コンデ
ンサ26の充電々圧VAが上昇し、上記Vrefより
高くなると、第2のコンパレータ25出力Vpは
“L”になり、スイツチングトランジスタ11は
OFFされる。その後も充放電コンデンサ26は
充電される。こうしたスイツチング素子のOFF
後、加熱コイル9、共振コンデンサ10の共振に
よりスイツチングトランジスタ11のコレクタ電
圧は大きく立ち上がつて再び立ち下がる波形で振
動する。この電圧を分圧した電圧VcEが第4のコ
ンパレータ32の入力端子に、この共振電圧を
分圧し、積分平滑した電圧Vcが第4のコンパレ
ータ32の入力端子に入力されており、VcE
Vcより低下するとこの第4のコンパレータ32
出力VDは“H”に立ち上がつて、微分回路33
はトランジスタ34にパルスを送り所定時間ON
せしめる。これにより、再び前述と同様に充放電
コンデンサ26の放電がはじまり、その充放電コ
ンデンサ26の電圧VAがVrefより低下すると再
び第2のコンパレータ25出力Vpが“H”にな
りスイツチングトランジスタ11がONされる。
また、こうした、装置で上記Vrefは第1のコン
パレータ23で可変抵抗22の設定レベルと入力
電流に応じたコンデンサ21の充電レベルを比較
して調整している。従つて、可変抵抗22レベル
が低く設定されるとコンデンサ24の充電々圧が
低くなり、スイツチングトランジスタ11のON
期間長が短くなつてインバータ回路13の発振出
力は低くなる。他方、可変抵抗レベルが高く設定
されると、コンデンサ24の充電々圧も高くな
り、スイツチングトランジスタ11のON期間長
が長なつて、インバータ回路13の発振出力は高
くなる。
In such an induction heating device, the cooking utensils are first placed close to the heating coil 9, and when the power is turned on,
When Vcc rises, the charging/discharging capacitor 26 is charged via the resistor 27 and the diode 28. At the start of oscillation, a starting pulse is input to the differentiating circuit 32 from a starting pulse generating circuit (not shown). As a result, a pulse is applied from the differentiating circuit 33 to the transistor 34, and this transistor 34 is turned on for a predetermined period of time. For this reason, the resistor 27,
31 connection point voltage V B rapidly decreases and becomes lower than charging voltage V A of charging/discharging capacitor 26 . That is,
The input terminal voltage of the third comparator 30 becomes lower than the input terminal voltage. As a result, the output of the third comparator 30 becomes a low level, and the charge in the charge/discharge capacitor 26 is discharged via the resistor 29. As a result, when the charging voltage V A decreases and becomes lower than the holding voltage Vref of the capacitor 24, the output Vp of the second comparator 25 becomes "H" level, turning on the switching transistor 11. Thereafter, the discharge of the charge/discharge capacitor 26 progresses, and when V A falls below V B and the output of the third comparator 30 becomes "H", the charge/discharge capacitor 26 is charged with the Vcc voltage via the resistor 27 and the diode 28. is started. As a result of this charging, the charging voltage V A of the charging/discharging capacitor 26 rises and becomes higher than the above-mentioned Vref, the output Vp of the second comparator 25 becomes "L", and the switching transistor 11 becomes
It will be turned off. After that, the charging/discharging capacitor 26 is charged. Turning off these switching elements
Thereafter, due to the resonance of the heating coil 9 and the resonant capacitor 10, the collector voltage of the switching transistor 11 oscillates in a waveform that rises greatly and then falls again. A voltage V cE obtained by dividing this voltage is input to the input terminal of the fourth comparator 32, and a voltage Vc obtained by dividing this resonant voltage and integrating and smoothing is input to the input terminal of the fourth comparator 32, and V cE is input to the input terminal of the fourth comparator 32.
When the voltage drops below Vc, this fourth comparator 32
The output V D rises to “H” and the differentiating circuit 33
sends a pulse to transistor 34 and turns it on for a predetermined time
urge As a result, the charging/discharging capacitor 26 starts discharging again in the same manner as described above, and when the voltage V A of the charging/discharging capacitor 26 falls below Vref, the second comparator 25 output Vp becomes "H" again, and the switching transistor 11 turns off. Turned on.
Further, in such a device, the Vref is adjusted by comparing the set level of the variable resistor 22 with the charging level of the capacitor 21 according to the input current using the first comparator 23. Therefore, when the level of the variable resistor 22 is set low, the charging voltage of the capacitor 24 becomes low, and the switching transistor 11 is turned on.
As the period length becomes shorter, the oscillation output of the inverter circuit 13 becomes lower. On the other hand, when the variable resistance level is set high, the charging voltage of the capacitor 24 also becomes high, the ON period of the switching transistor 11 becomes long, and the oscillation output of the inverter circuit 13 becomes high.

また、スイツチングトランジスタ11のコレク
タ電圧が、比較電圧であるその積分電圧より低く
なつたことを第4のコンパレータ32で検出して
から実際にスイツチングトランジスタ11がON
されるまでの遅延時間充放電コンデンサ26、抵
抗29で決まる時定数とコンデンサ24の保持電
圧により決まる。即ち、Vrefが高くなると遅延
時間は短くなり、Vrefが低くなると遅延時間は
長くなる。従つて、ON期間長が長くて出力が高
く、VcEの立ち下がりが急な状態では上記遅延時
間は短く、そして、ON期間が短くて出力が低
く、VcEの立ち下がりが緩やかな状態では上記遅
延時間は長くなる。このため、入力設定のレベル
を高レベルから低レベルに動作させてもスイツチ
ングトランジスタ11はコレクタが零電圧又は最
小電圧のとき実際にONされるようになる。
Furthermore, after the fourth comparator 32 detects that the collector voltage of the switching transistor 11 has become lower than its integrated voltage, which is the comparison voltage, the switching transistor 11 is actually turned on.
The delay time until the charge/discharge capacitor 26 and the resistor 29 determine the time constant and the holding voltage of the capacitor 24 determine the delay time until the capacitor 24 is charged. That is, as Vref becomes higher, the delay time becomes shorter, and as Vref becomes lower, the delay time becomes longer. Therefore, when the ON period is long, the output is high, and V cE falls quickly, the above delay time is short, and when the ON period is short, the output is low, and V cE falls slowly, the delay time is short. The above delay time becomes longer. Therefore, even if the input setting level is changed from a high level to a low level, the switching transistor 11 is actually turned on when the collector is at zero voltage or minimum voltage.

さらに本実施例ではスイツチングトランジスタ
11のコレクタ電圧が所定電圧より低くなつたか
どうかを比較するレベルとしてこのコレクタ電圧
の積分電圧を使用しているので、スイツチングト
ランジスタ11のON時間長に応じてこの比較レ
ベルが変化し、さらに安定してスイツチングトラ
ンジスタ11のONタイミングを生成することが
出来る。こうした装置のスイツチングトランジス
タ11のON期間長を徐々に短くしたときの動作
波形を第4図に示す。
Furthermore, in this embodiment, since the integrated voltage of the collector voltage of the switching transistor 11 is used as a level for comparing whether or not the collector voltage has become lower than a predetermined voltage, The comparison level changes, and the ON timing of the switching transistor 11 can be generated more stably. FIG. 4 shows operating waveforms when the ON period length of the switching transistor 11 of such a device is gradually shortened.

尚、本実施例ではスイツチングトランジスタ1
1のコレクタ電圧との比較レベルとしてコレクタ
電圧の積分電圧を利用したが、これは、一定レベ
ルの定電圧でも良いし、例えば加熱コイル9とバ
イパスコンデンサ8の間の電圧でも良い。
In this embodiment, the switching transistor 1
Although the integrated voltage of the collector voltage is used as a comparison level with the collector voltage of 1, this may be a constant voltage at a certain level, or may be a voltage between the heating coil 9 and the bypass capacitor 8, for example.

また本実施例ではインバータ回路内のスイツチ
ング素子として単方向性のスイツチングトランジ
スタを用いているが第5図のようにFET等の双
方向導通素子35を用いることで、ダイオード1
2を省略することも考えられる。即ち本発明のよ
うにスイツチング素子の端子間電圧の零電圧、又
は最小電圧が検出出来る構成では共振期間後のダ
イオード電流、つまり帰還電流をこの双方向導通
素子35を通して流すことが出来る。
Furthermore, in this embodiment, a unidirectional switching transistor is used as a switching element in the inverter circuit, but as shown in FIG.
It is also possible to omit 2. That is, in a configuration in which zero voltage or minimum voltage of the voltage between the terminals of the switching element can be detected as in the present invention, the diode current after the resonance period, that is, the feedback current can be caused to flow through the bidirectional conducting element 35.

尚、こうした双方向導通素子35としては上記
FET(MOS型、接合型を含む)の他にSIT(静電
誘導トランジスタ)等も使用出来る。
Incidentally, as such a bidirectional conducting element 35, the above-mentioned
In addition to FETs (including MOS type and junction type), SIT (static induction transistor), etc. can also be used.

(ト) 発明の効果 以上述べた如く、本発明誘導加熱装置は共振検
出手段で共振電圧が所定電圧より低くなつてから
スイツチング素子をONさせるまでの遅延時間を
制御回路での入力制御レベルを小さくするにつれ
て大きくするよう変化させているので、インバー
タ回路の発振出力を変えるため、スイツチング素
子のON時間を変化させても常に端子間電圧が最
小又は零のときにスイツチング素子がONされ、
スイツチングロスが少く、加熱効率の高い誘導加
熱装置が提供される。
(G) Effects of the Invention As described above, the induction heating device of the present invention reduces the input control level in the control circuit by reducing the delay time from when the resonance voltage becomes lower than a predetermined voltage to when the switching element is turned on by the resonance detection means. Since the oscillation output of the inverter circuit is changed, the switching element is always turned on when the voltage between the terminals is minimum or zero, even if the ON time of the switching element is changed.
An induction heating device with low switching loss and high heating efficiency is provided.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明誘導加熱装置の回路ブロツク
図、第2図は一般的なインバータ回路の回路図、
第3図はコントロール回路の回路図、第4図は本
発明装置の動作を説明するための波形図、第5図
は本発明誘導加熱装置の他の実施例回路ブロツク
図である。 5……交流電源、6……整流回路、8……バイ
パスコンデンサ、9……誘導加熱コイル、10…
…共振コンデンサ、11……スイツチングトラン
ジスタ、12……ダイオード、13……インバー
タ回路、22……可変抵抗、21,24,26…
…コンデンサ、23,25,30,32……コン
パレータ、27,29,30……抵抗、28……
ダイオード、33……微分回路、34……トラン
ジスタ。
Fig. 1 is a circuit block diagram of the induction heating device of the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram of a general inverter circuit,
FIG. 3 is a circuit diagram of a control circuit, FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the apparatus of the present invention, and FIG. 5 is a circuit block diagram of another embodiment of the induction heating apparatus of the present invention. 5... AC power supply, 6... Rectifier circuit, 8... Bypass capacitor, 9... Induction heating coil, 10...
... Resonance capacitor, 11 ... Switching transistor, 12 ... Diode, 13 ... Inverter circuit, 22 ... Variable resistor, 21, 24, 26 ...
... Capacitor, 23, 25, 30, 32 ... Comparator, 27, 29, 30 ... Resistor, 28 ...
Diode, 33... Differential circuit, 34... Transistor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 1 直流電源と、この直流電源に結合された誘導
加熱コイルと、この誘導加熱コイルとともに共振
回路を為す共振コンデンサと、上記共振回路に結
ばれ、この共振回路に共振電流を生成するための
スイツチング素子と、から成り、上記スイツチン
グ素子をON、OFF制御することにより上記共振
回路に振動電流を生ぜしめるインバータ回路を有
する誘導加熱装置において、上記スイツチング素
子のON時間長を調整してインバータへの入力を
可変制御する制御回路と、上記共振回路での共振
時、スイツチング素子の端子間電圧が所定電圧以
下になつた事を検出する共振検出手段と、この共
振検出手段での検出後、所定時間遅延を行つてか
らスイツチング素子をONせしめるためのタイミ
ング信号を生成するONタイミング生成手段と、
を設け、上記ONタイミング生成手段での遅延は
制御回路での入力制御レベルが小さくなるにつれ
て大きくすることを特徴とした誘導加熱装置。
1. A DC power source, an induction heating coil coupled to the DC power source, a resonant capacitor forming a resonant circuit together with the induction heating coil, and a switching element connected to the resonant circuit to generate a resonant current in the resonant circuit. In an induction heating apparatus having an inverter circuit that generates an oscillating current in the resonant circuit by controlling ON/OFF of the switching element, the ON time length of the switching element is adjusted to control the input to the inverter. A control circuit that performs variable control; a resonance detection means that detects that the voltage between the terminals of the switching element becomes lower than a predetermined voltage when the resonance circuit resonates; and a predetermined time delay after detection by the resonance detection means. ON timing generation means for generating a timing signal for turning on the switching element after the
An induction heating device characterized in that the delay in the ON timing generation means increases as the input control level in the control circuit decreases.
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