JPS6121393B2 - - Google Patents

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JPS6121393B2
JPS6121393B2 JP7480780A JP7480780A JPS6121393B2 JP S6121393 B2 JPS6121393 B2 JP S6121393B2 JP 7480780 A JP7480780 A JP 7480780A JP 7480780 A JP7480780 A JP 7480780A JP S6121393 B2 JPS6121393 B2 JP S6121393B2
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JP
Japan
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circuit
pulse width
voltage
control circuit
oscillation
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Application number
JP7480780A
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Japanese (ja)
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JPS57876A (en
Inventor
Mitsusachi Kiuchi
Takumi Mizukawa
Kenji Hatsutori
Hideyuki Kominami
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Panasonic Holdings Corp
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関するもので、特に
その発振起動制御方法に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an induction heating cooker, and particularly to an oscillation start control method thereof.

従来、誘導加熱調理器の高周波電源として、パ
ワースイツチング半導体を用いた高周波インバー
タ装置が用いられていた。誘導加熱調理器用高周
波インバータ装置の負荷は、渦巻状の加熱コイル
と、その上に置かれた金属製鍋により変化する。
通常加熱コイルは、固定されており、金属製鍋の
材質あるいは、大きさにより、負荷変動が大きく
発振起動時の安定性、あるいは、パワースイツチ
ング半導体の信頼性向上のため、ソフトスタート
手段が必要であつた。しかしながら、従来のソフ
トスタート手段は、インバータ回路の直流電源電
圧を零から徐々に高くする方法であつたが、大電
流を制御するサイリスタが必要で高価格になる欠
点があつた。また、パワースイツチング半導体の
オンオフデユーテイ、すなわち、発振周期を変え
る方法もあるが、従来の方法ではデユーテイが小
さくならず、ソフトスタートが効果的でなく、小
電流から始動できない欠点があつた。本発明は、
以上の欠点を鑑み、パワースイツチング半導体の
順方向電流を非常に少なくして発振起動させ、あ
らゆる負荷に対しても安定起動可能な誘導加熱調
理器を提供するものである。
Conventionally, a high frequency inverter device using a power switching semiconductor has been used as a high frequency power source for an induction heating cooker. The load of a high-frequency inverter device for an induction heating cooker changes due to the spiral heating coil and the metal pot placed on top of the spiral heating coil.
Normally, the heating coil is fixed, and depending on the material or size of the metal pot, the load fluctuates significantly, so a soft start method is required to improve stability at oscillation startup or reliability of power switching semiconductors. It was hot. However, the conventional soft start means is a method of gradually increasing the DC power supply voltage of the inverter circuit from zero, but it has the drawback of requiring a thyristor to control a large current, resulting in high cost. There is also a method of changing the on/off duty, or oscillation period, of the power switching semiconductor, but conventional methods do not reduce the duty, have ineffective soft start, and have the drawback of not being able to start from a small current. . The present invention
In view of the above drawbacks, it is an object of the present invention to provide an induction heating cooker that can be started oscillated by extremely reducing the forward current of a power switching semiconductor, and can be started stably under any load.

以下、図面に従がい本発明の一実施例の詳細な
説明を行なう。
Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail according to the drawings.

第1図は、本発明による誘導加熱調理器のイン
バータ装置の一実施例であり、第2図は、本発明
によるインバータ装置の制御回路の一実施例を示
すブロツクダイヤグラム、第3図は、第2図に示
す制御回路およびインバータ装置の各部波形、第
4図は、本発明によるソフトスタート回路の具体
的一実施例である。
FIG. 1 is an embodiment of an inverter device for an induction heating cooker according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of a control circuit for an inverter device according to the present invention, and FIG. Waveforms of various parts of the control circuit and inverter device shown in FIG. 2, and FIG. 4 show a specific embodiment of the soft start circuit according to the present invention.

第1図において、低周波交流電源1より整流回
路2に交流電圧を加えて直流に変換し、直流電源
を構成する。整流回路2の直流出力電圧をVDC
し、インバータ回路3により直流電力を高周波電
力に変換する。インバータ回路3の直流入力端子
間には入力コンデンサ30を接続する。直流+端
子より加熱コイル31とスイツチング半導体32
を直列接続し、スイツチング半導体32と逆並列
にダンパーダイオード33を接続する。加熱コイ
ル31と並列関係に共振用コンデンサ34を接続
する。共振用コンデンサ34は、スイツチング半
導体32と並列接続しても動作は同じである。ス
イツチング半導体32はパワートランジスタ、も
しくは、ゲートターンオフサイリスタ(略して
GTO)などのオンオフ制御可能なパワー半導体
である。スイツチング半導体32は、制御回路4
により導通制御される。制御回路4は、インバー
タ回路3の入力電流を検知する電流変成器40と
その入力端子40a,40bの信号、インバータ
回路3の入力直流電圧VDCを検知する直流電圧検
知端子41a、スイツチング半導体32の電圧V
DCを検知するコレクタ電圧検知端子41b、直流
側の入力共通端子41cおよび、スイツチング
半導体32の制御端子、例えば、ベース・エミツ
タへ接続される出力端子42a,42bを備え
る。第1図に示すインバータ回路3は、フライバ
ツクインバータの一種で、準E級インバータ回路
とも呼ばれ、スイツチング半導体32がターンオ
フした時には、加熱コイル31と共振用コンデン
サ34のLC共振により、スイツチング半導体3
2の電圧は正弦波状にゆるやかに上昇し、ターン
オフ損失が少ない。また、スイツチング半導体3
2が導通する前に、ダンパーダイオード33が導
通して、ダンパーダイオード33導通時に、スイ
ツチング半導体32を導通させるため、零電圧か
ら順方向電流が流れるので、ターンオンスイツチ
ング損失も少ない特徴がある。
In FIG. 1, an AC voltage is applied from a low frequency AC power supply 1 to a rectifier circuit 2 and converted into DC, thereby forming a DC power supply. The DC output voltage of the rectifier circuit 2 is set to V DC , and the inverter circuit 3 converts the DC power into high frequency power. An input capacitor 30 is connected between the DC input terminals of the inverter circuit 3. Heating coil 31 and switching semiconductor 32 from DC + terminal
are connected in series, and a damper diode 33 is connected in antiparallel to the switching semiconductor 32. A resonance capacitor 34 is connected in parallel with the heating coil 31. The resonance capacitor 34 operates in the same way even if it is connected in parallel with the switching semiconductor 32. The switching semiconductor 32 is a power transistor or a gate turn-off thyristor (abbreviated as
GTO) and other power semiconductors that can be turned on and off. The switching semiconductor 32 is connected to the control circuit 4
Conduction is controlled by The control circuit 4 includes a current transformer 40 that detects the input current of the inverter circuit 3, signals of its input terminals 40a and 40b, a DC voltage detection terminal 41a that detects the input DC voltage V DC of the inverter circuit 3, and a switching semiconductor 32. Voltage V
It includes a collector voltage detection terminal 41b for detecting DC , a common input terminal 41c on the DC side, and output terminals 42a and 42b connected to the control terminals of the switching semiconductor 32, for example, the base emitter. The inverter circuit 3 shown in FIG. 1 is a type of flyback inverter and is also called a quasi-E class inverter circuit. When the switching semiconductor 32 is turned off, the switching semiconductor 3
Voltage No. 2 rises slowly in a sinusoidal manner and has little turn-off loss. In addition, switching semiconductor 3
Before the damper diode 2 becomes conductive, the damper diode 33 becomes conductive, and when the damper diode 33 is conductive, the switching semiconductor 32 is made conductive, so that a forward current flows from zero voltage, so that the turn-on switching loss is also small.

第2図は、本発明による制御回路の一実施例
で、その動作を第3図を参照しながら説明する。
入力直流電圧VDCと、スイツチング半導体32の
コレクタ電圧VCEとの電圧を比較する電圧比較回
路43の出力信号を強制同期回路44に加える。
第3図Aは、コレクタ電圧VCEとインバータ入力
直流電圧VDCを示し、Bは、電圧比較回路43の
出力信号である。強制同期回路44は、コレクタ
電圧VCEが直流電圧VDCよりも低くなる時間t0
て同期パルスvtを発生させる微分回路を備え、
パルス幅制御回路45(略してPWM回路)に含
まれる鋸歯状波発生回路45aの発振を強制同期
させる。鋸歯状波発生回路45aの出力信号vr
を第3図Dに示す。出力信号vrは、コンパレー
タ45bに加えられ、コンパレータ45bは、鋸
歯状波信号vrと、パルス幅設定信号vsを比較
し、Eの如きパルス幅制御信号vpを発生させ
る。パルス幅制御信号vpのパルス幅T0は、パル
ス幅設定信号vsの高低により制御される。第3
図Dに示す鋸歯状波形vrでは、パルス幅設定信
号vsが低いほど、パルス幅T0は狭くなり、スイ
ツチング半導体32の導通パルス幅T1も狭くな
る。PWM回路45の出力信号vpは、禁止回路4
6に加えられ、禁止回路46の出力信号は、スイ
ツチング半導体32の駆動回路47に加えられ
る。電流変成器40は、電流電圧変換回路である
入力検知回路48の入力端子40a,40bに接
続され、入力電流に応じた電圧viに変換され
る。入力検知回路48の出力信号viと、入力設
定回路49の設定信号は比較増幅回路50の
OPAMPにより比較増幅され、パルス幅制限回路
51を介して、PWM回路45に加えられる。パ
ルス幅制限回路51は、パルス幅設定信号vs
上限、下限を設定し、パルス幅制御信号vpのパ
ルス幅T0の最大、最小を制限する。インバータ
回路3の発振起動は、発振起動制御回路52によ
り制御される。発振起動制御回路52は、禁止回
路46および、起動パルス幅発振起動設定回路5
3に加えられ、禁止回路46は、PWM回路45
の出力信号vpを制御して、第3図Fに示す駆動
回路47の出力電流IBを停止せしめる。起動パ
ルス幅設定回路53は、ソフトスタート動作させ
るために、第3図Gに示すスイツチング半導体3
2の順方向電流ICパルス幅T1を非常に狭くさせ
て起動させる。すなわち、発振起動時にはパルス
幅制限回路51の下限に、パルス幅設定信号vs
を設定し、パルス幅T0又はT1を最小に設定す
る。第3図Fは、駆動回路47の出力電流IB
で、IB1は順方向ベース電流、IB2は、逆方向
ベース電流で、トランジスタのスイツチング時間
を短かくし、スイツチング損失を減らす。第3図
Hは、加熱コイル31の電流波形で、正弦波に近
い波形となる。
FIG. 2 shows an embodiment of the control circuit according to the present invention, and its operation will be explained with reference to FIG.
An output signal from a voltage comparison circuit 43 that compares the input DC voltage V DC and the collector voltage V CE of the switching semiconductor 32 is applied to a forced synchronization circuit 44 .
3A shows the collector voltage V CE and the inverter input DC voltage V DC , and B is the output signal of the voltage comparator circuit 43. FIG. The forced synchronization circuit 44 includes a differentiation circuit that generates a synchronization pulse v t at a time t 0 when the collector voltage V CE becomes lower than the DC voltage V DC ,
The oscillation of the sawtooth wave generation circuit 45a included in the pulse width control circuit 45 (PWM circuit for short) is forcibly synchronized. Output signal v r of sawtooth wave generation circuit 45a
is shown in Figure 3D. The output signal v r is applied to a comparator 45b, which compares the sawtooth wave signal v r and the pulse width setting signal v s to generate a pulse width control signal v p such as E. The pulse width T 0 of the pulse width control signal v p is controlled by the level of the pulse width setting signal v s . Third
In the sawtooth waveform v r shown in FIG. D, the lower the pulse width setting signal v s is, the narrower the pulse width T 0 becomes, and the narrower the conduction pulse width T 1 of the switching semiconductor 32 becomes. The output signal v p of the PWM circuit 45 is the inhibit circuit 4
6 and the output signal of the inhibit circuit 46 is applied to the drive circuit 47 of the switching semiconductor 32. The current transformer 40 is connected to input terminals 40a and 40b of an input detection circuit 48, which is a current-voltage conversion circuit, and converts the input current into a voltage v i corresponding to the input current. The output signal v i of the input detection circuit 48 and the setting signal of the input setting circuit 49 are output from the comparison amplifier circuit 50.
The signals are compared and amplified by OPAMP and applied to the PWM circuit 45 via the pulse width limiting circuit 51. The pulse width limiting circuit 51 sets the upper and lower limits of the pulse width setting signal v s and limits the maximum and minimum of the pulse width T 0 of the pulse width control signal v p . Oscillation activation of the inverter circuit 3 is controlled by an oscillation activation control circuit 52. The oscillation start control circuit 52 includes a prohibition circuit 46 and a start pulse width oscillation start setting circuit 5.
3, the prohibition circuit 46 is added to the PWM circuit 45
The output current I B of the drive circuit 47 shown in FIG. 3F is stopped by controlling the output signal v p of the drive circuit 47 shown in FIG. The starting pulse width setting circuit 53 uses a switching semiconductor 3 shown in FIG. 3G in order to perform a soft start operation.
2, the forward current I C pulse width T 1 is made very narrow and activated. That is, at the time of starting oscillation, the pulse width setting signal v s is set at the lower limit of the pulse width limiting circuit 51.
and set the pulse width T 0 or T 1 to the minimum. FIG. 3F shows the output current I B of the drive circuit 47.
where I B1 is a forward base current and I B2 is a reverse base current, which shortens the switching time of the transistor and reduces switching loss. FIG. 3H shows the current waveform of the heating coil 31, which has a waveform close to a sine wave.

第4図は、本発明による制御回路の具体的な一
実施例である。
FIG. 4 shows a specific embodiment of the control circuit according to the present invention.

入力検知回路48の出力信号viは、比較増幅
回路50を構成するオペアンプ500と、その入
力抵抗501に加えられる。帰還抵抗502は、
オペアンプ500の入力端子、出力端子間に接
続される。設定抵抗490と可変抵抗491の接
続点の設定電圧信号v0は、オペアンプ500の
入力端子に接続される。設定電圧信号v0よりも、
信号viが低くなると、オペアンプ500の出力
電圧は高くなり、パルス幅設定信号Vsを高くし
て、パルス幅T0を広げる。オペアンプ500の
出力には、ダイオード503を接続し、パルス幅
設定信号vsが上限以上にならないようにする。
パルス幅制限回路51は、抵抗510aと抵抗5
10bの接続点の電圧vsが、最小パルス幅を
設定し、エミツタフオローのトランジスタ511
のベースに接続される。抵抗512aと抵抗51
2bの接続点の電圧vshは、最大パルス幅を設定
する。抵抗512bと並列関係に平滑コンデンサ
513を接続する。平滑コンデンサ513は、パ
ルス幅の急峻な変化を防止するトランジスタ51
1のエミツタ端子は、抵抗512a,512bの
接続点に接続される。平滑コンデンサ513の電
がパルス幅設定信号vsとなる。発振起動制御回
路52は、直流電源VCCより鍋検知スイツチ52
0と充電抵抗521a,521bを直列接続し、
充電抵抗521b並列関係に起動遅延コンデンサ
522を接続する。起動遅延用コンデンサ522
の電圧をシユミツトトリガゲート523に加えら
れ、起動遅延コンデンサ522の電圧が、しきい
値に達すると、出力電圧がHレベルになり、禁示
回路46のアンドゲートを開くと同時に、起動パ
ルス設定回路53のダイオード530を逆バイア
スする。鍋検知スイツチ520が開くと、起動遅
延用コンデンサ522の端子電圧は下がり、シユ
ミツトトリガゲート523の出力電圧はLレベル
となり、ダイオード530と低抵抗531により
コンデンサ513の端子電圧vsを下げる。この
時、トランジスタ511のベース・エミツタが正
バイアスになり、コンデンサ513の電圧vs
は、抵抗510a,510bにより、最小パルス
幅設定電圧vsに制限される。発振起動直前に
は、パルス幅設定電圧vsは最小パルス幅設定電
定vsに制限され、抵抗512a,512bと
コンデンサ513により定まる時定数に従がい、
スイツチング半導体32の電流は狭い最小パルス
幅Tminから発振起動する。
The output signal v i of the input detection circuit 48 is applied to an operational amplifier 500 and an input resistor 501 of the comparison amplifier circuit 50 . The feedback resistor 502 is
It is connected between the input terminal and output terminal of the operational amplifier 500. A setting voltage signal v 0 at the connection point between the setting resistor 490 and the variable resistor 491 is connected to the input terminal of the operational amplifier 500. than the set voltage signal v 0 ,
When the signal v i becomes low, the output voltage of the operational amplifier 500 becomes high, increasing the pulse width setting signal V s and widening the pulse width T 0 . A diode 503 is connected to the output of the operational amplifier 500 to prevent the pulse width setting signal vs from exceeding the upper limit.
The pulse width limiting circuit 51 includes a resistor 510a and a resistor 5.
The voltage vs at the connection point of 10b sets the minimum pulse width, and the emitter follow transistor 511
connected to the base of Resistor 512a and resistor 51
The voltage vsh at the connection point 2b sets the maximum pulse width. A smoothing capacitor 513 is connected in parallel with the resistor 512b. The smoothing capacitor 513 is connected to the transistor 51 that prevents sudden changes in pulse width.
The emitter terminal of No. 1 is connected to the connection point of resistors 512a and 512b. The voltage of the smoothing capacitor 513 becomes the pulse width setting signal vs. The oscillation start control circuit 52 controls the pot detection switch 52 from the DC power supply V CC .
0 and charging resistors 521a and 521b are connected in series,
A start-up delay capacitor 522 is connected in parallel with the charging resistor 521b. Start-up delay capacitor 522
is applied to the Schmitt trigger gate 523, and when the voltage of the startup delay capacitor 522 reaches the threshold, the output voltage becomes H level, and at the same time the AND gate of the inhibit circuit 46 is opened, the startup pulse is set. Diode 530 of circuit 53 is reverse biased. When the pot detection switch 520 opens, the terminal voltage of the startup delay capacitor 522 decreases, the output voltage of the Schmitt trigger gate 523 becomes L level, and the diode 530 and the low resistance 531 lower the terminal voltage Vs of the capacitor 513. At this time, the base and emitter of the transistor 511 become positive biased, and the voltage of the capacitor 513 v s
is limited to the minimum pulse width setting voltage vs by resistors 510a and 510b. Immediately before oscillation starts, the pulse width setting voltage Vs is limited to the minimum pulse width setting voltage Vs, and follows the time constant determined by the resistors 512a and 512b and the capacitor 513.
The current in the switching semiconductor 32 starts oscillating from a narrow minimum pulse width Tmin.

スイツチング半導体32のパルス幅を狭くする
と、ダンパーダイオード33は全く導通せず、コ
レクタ電圧VCEは零電圧以下にならなくなる。し
たがつて従来のパルス幅制御回路のようにダンパ
ーダイオード33の導通を検知したり、あるいは
コレクタ電圧VCEの零電圧を検知するものでは、
パルス幅が狭い場合には動作できないという問題
点があつた。本発明は上記問題点を解決するため
に、パルス幅を狭くしても加熱コイルの端子間
に、電圧差が生じることに着目し、この端子間電
圧を電圧比較回路に入力し、この電圧比較回路の
出力信号により同期パルスを発生する強制同期パ
ルス発生回路と、この回路に同期したパルス幅制
御回路と、発振起動時、このパルス幅制御回路の
パルス幅を狭くする起動パルス幅設定回路を設け
ることにより、発振起動時、パルス幅を狭くして
インバータ回路のスイツチング半導体の導通パル
ス幅を狭くできるため、小電流からソフトスター
ト可能となる。特に、誘導加熱調理器の如く、負
荷により加熱コイルのインピーダンスが変化する
場合には、発振起動時、スイツチング半導体が破
壊し易いので、小電流からソフトスタートさせ、
次に、入力電流、あるいは出力電流検知してフイ
ードバツク制御する必要がある。また、発振起動
時には、最低パルス幅を設定し、零からは起動さ
せない。スイツチング半導体の導通パルス幅は零
から自由に制御できるが、零にする場合は、発振
停止と同じであり、フイードバツク制御の時、零
とすると、鍋に震動音が出る欠点がある。よつ
て、発振時の最小パルス幅Tminを設定する必要
がある。なお、本発明の実施例として、コレクタ
電圧VCEと入力直流電圧VDCを比較して、強制同
期パルスを発生させたが、加熱コイル電圧VL
零電圧を検知しても同じである。なぜなら、VDC
=VCE+VLで、VDC−VCE=VLとなるからであ
る。
If the pulse width of the switching semiconductor 32 is narrowed, the damper diode 33 will not conduct at all, and the collector voltage V CE will not go below zero voltage. Therefore, unlike the conventional pulse width control circuit, which detects the conduction of the damper diode 33 or detects the zero voltage of the collector voltage VCE ,
There was a problem in that it could not operate if the pulse width was narrow. In order to solve the above problems, the present invention focuses on the fact that a voltage difference occurs between the terminals of the heating coil even if the pulse width is narrowed, and inputs this voltage between the terminals to a voltage comparison circuit, and performs a voltage comparison. A forced synchronization pulse generation circuit that generates synchronization pulses based on the output signal of the circuit, a pulse width control circuit synchronized with this circuit, and a starting pulse width setting circuit that narrows the pulse width of this pulse width control circuit when oscillation is started are provided. As a result, when starting oscillation, the pulse width can be narrowed to narrow the conduction pulse width of the switching semiconductor of the inverter circuit, making it possible to soft start from a small current. In particular, when the impedance of the heating coil changes depending on the load, such as in an induction heating cooker, the switching semiconductor is likely to be destroyed when the oscillation starts, so a soft start is performed from a small current.
Next, it is necessary to detect input current or output current and perform feedback control. Furthermore, when starting oscillation, the minimum pulse width is set and the pulse width is not started from zero. The conduction pulse width of the switching semiconductor can be freely controlled from zero, but setting it to zero is the same as stopping oscillation, and when using feedback control, setting it to zero has the disadvantage of producing vibrating noise in the pan. Therefore, it is necessary to set the minimum pulse width Tmin during oscillation. In the embodiment of the present invention, the forced synchronization pulse was generated by comparing the collector voltage V CE and the input DC voltage V DC , but the same effect can be obtained even if zero voltage of the heating coil voltage V L is detected. Because V DC
This is because V CE =V CE +V L and V DC -V CE = V L.

なお、本発明の他の実施例として、起動パルス
幅設定回路の出力信号を例えば、入力検知回路に
加えて、比較増幅回路の入力電圧を等価的に高く
して、パルス幅設定信号を制御しても動作は同じ
である。
As another embodiment of the present invention, the pulse width setting signal may be controlled by adding the output signal of the starting pulse width setting circuit to, for example, an input detection circuit and equivalently increasing the input voltage of the comparison amplifier circuit. However, the operation is the same.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明による誘導加熱調理器のインバ
ータ装置の一実施例の回路図、第2図は本発明に
よる制御回路の一実施例を示すブロツクダイヤグ
ラム、第3図は本発明によるインバータ装置の各
部波形図、第4図は本発明による発振起動制御回
路の具体的回路図である。 1……低周波交流電源、2……整流回路、3…
…インバータ回路、31……加熱コイル、32…
…スイツチング半導体、34……共振用コンデン
サ。
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of an inverter device for an induction heating cooker according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of a control circuit according to the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram of an inverter device according to the present invention. The waveform diagram of each part and FIG. 4 are specific circuit diagrams of the oscillation start control circuit according to the present invention. 1... Low frequency AC power supply, 2... Rectifier circuit, 3...
...Inverter circuit, 31... Heating coil, 32...
...Switching semiconductor, 34... Resonance capacitor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 直流電源と、上記直流電源に接続されたイン
バータ回路、上記インバータ回路を制御する制御
回路よりなり、前記インバータ回路は、加熱コイ
ルと、上記加熱コイルと直列接続されたスイツチ
ング半導体と、上記スイツチング半導体と逆並列
接続されたダンパーダイオードと、共振用コンデ
ンサよりなり、前記制御回路は、前記加熱コイル
端子間の電圧を比較する電圧比較回路と、上記電
圧比較回路の出力信号により同期パルスを発生す
る強制同期パルス発生回路と、上記強制同期パル
ス発生回路出力信号に同期したパルスを発生する
パルス幅制御回路と、前記パルス幅制御回路出力
信号のパルス幅を設定するパルス幅制限回路と、
前記インバータ回路の発振起動を制御する発振起
動制御回路と、上記発振起動制御回路により制御
され、発振起動時、前記パルス幅制限回路のパル
ス幅設定信号を制御して、前記パルス幅制御回路
のパルス幅を狭くし、前記スイツチング半導体の
導通パルス幅を狭くする起動パルス幅設定回路を
備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。 2 前記パルス幅制限回路は、前記スイツチング
半導体の最低導通パルス幅を制限し、前記インバ
ータ回路の発振起動時、前記パルス幅制限回路に
よつて制限されたパルス幅より発振起動すること
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の誘導加
熱調理器。
[Scope of Claims] 1. Consisting of a DC power source, an inverter circuit connected to the DC power source, and a control circuit for controlling the inverter circuit, the inverter circuit includes a heating coil and a switching circuit connected in series with the heating coil. The control circuit includes a semiconductor, a damper diode connected in antiparallel to the switching semiconductor, and a resonant capacitor, and the control circuit includes a voltage comparison circuit that compares the voltage between the terminals of the heating coil, and an output signal of the voltage comparison circuit. A forced sync pulse generation circuit that generates a sync pulse, a pulse width control circuit that generates a pulse synchronized with the output signal of the forced sync pulse generation circuit, and a pulse width limiting circuit that sets the pulse width of the output signal of the pulse width control circuit. and,
an oscillation start control circuit that controls the start of oscillation of the inverter circuit; and an oscillation start control circuit that controls the pulse width setting signal of the pulse width limiting circuit when starting the oscillation, and controls the pulse width of the pulse width control circuit. An induction heating cooker characterized by comprising a starting pulse width setting circuit that narrows the width and narrows the conduction pulse width of the switching semiconductor. 2. The pulse width limiting circuit limits the minimum conduction pulse width of the switching semiconductor, and when the inverter circuit starts oscillating, the oscillation starts from the pulse width limited by the pulse width limiting circuit. An induction heating cooker according to claim 1.
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