JPH01238434A - 系統連系用インバータの出力制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は、燃料電池、太陽電池、エネルギー貯蔵装置
等を直流電源とする直流−交流系統連系用インバータ、
あるいはアクティブフィルタ、調和装置等に用いられる
電圧形パルス幅変調方式の単相インバータの出力制御回
路に関する。

〔従来の技術〕

この種のインバータとして従来電圧形パルス幅変調方式
の単相インバータ（以下単にインバータとよぶ）が広く
用いられており、スイッチング時間の不揃い、スイッチ
ング素子の電圧降下の補償。

過負荷電流の防止などを目的として電流制御ループを制
御系に含むものが知られている。

第５図は電力制御をメインルーズとする従来のインバー
タを示す回路構成図、第６図はその要部の波形図であシ
、直流電源１はインバータブリッジ２に接続され、イン
バータブリッジ２の二つの直列スイッチング素子組２人
のスイッチング素子２ｘ、２ｕおよび２Ｂのスイッチン
グ素子２Ｙ。

２ｖはそれぞれ二つのスイッチング素子の接続点がりア
クドル３および交流電力系統４からなる交流出力回路に
接続される。１１は搬送波方式の出力制御回路である。

１２は電流設定器であり、インバータが電力制御をメイ
ンループとする装置においては電力調節器出力と系統電
圧波形との掛算出力としての正弦波信号を電流設定値と
して出力する。１３は自動電流調整器（ＡＣＲ）であり
、前記電流設定値と電流検出器５の出力電流実際値とを
入力信号として第６図に示す差信号１３Ｅを出力する。

一方、三角波発振器１４から搬送波としての三角波１４
Ｆが２反転器１５からはその反転信号１５Ｅが出力され
、それぞれ比較器１６および１７で差信号１３Ｅと比較
され、比較器１６からは三角波信号１４′ｆ２が差信号
１３Ｆを下廻る期間Ｈレベルとなる信号１６Ｅがスイッ
チング素子２Ｕの駆動パルスとして出力され、比較器１
７からは反転三角波信号１５Ｅが差信号１３Ｅを下廻る
期間Ｈレベルとなる信号１７Ｂがスイッチング素子２Ｙ
の駆動パルスとして出力される。また。

駆動パルス１６ＥＦおよび１７Ｅはインバータロジック
素子１８および１９にそれぞれ入力され、反転された駆
動パルスがスイッチング素子２Ｘおよび２■にそれぞれ
入力されることにより、インバータブリッジ２は駆動パ
ルス１６Ｆおよび１７Ｅの加算値と相似な電圧を出力し
、リアクトル３により位相が遅れた出力電流波彫工１　
として交流電力系統４に向けて出力される。また、出力
電流工１が電流設定器１２の電流設定値と等しくなるよ
うＡＣＨの１１流調整制御が行われる。ところで、上述
のように構成されたインバータにおいては、三角波信号
１４Ｆの周波数を交流電力系統４の周波数の少くとも１
０倍以上にしないと出力電流を安定に制御できないとい
う性質があシ、結果としてインバータの応答速度が遅い
という欠点がある。

第７図は応答速度を改善した電流瞬時値制御方式の従来
のインバータを示す回路構成図、第８図祉その要部の波
形図であり、電流設定器１２が上限設定１１ｆ１２Ｅｔ
　　および下限設定値１２Ｅ２　を出力するヒステリシ
ス特性を持ち、この二つの設定１１１Ｌ１２Ｅｔおよび
１２Ｅ２　と電流検出器５の電流実際１直５Ｅとを比較
する比較器２１が、実際値５Ｙに向けて出力し、かつイ
ンバータロジック２２により返転された信号をスイッチ
ング素子２Ｘおよび２■に向けて出力するよう構成され
る。その精米、実際値５Ｅが下限設定値１２Ｅ２に対し
て僅かに負となったときスイッチング素子２Ｕおよび２
Ｙをオンさせて出力ｖＸ流を正方向に増加させ、実際値
が上限設定１ｖｉ１２Ｅｔに対して僅かに正となったと
きスイッチング素子２Ｘおよび２■をオンさせて電流を
負方向に増加させる制御を繰返すことになり、直流１！
源１の出力電圧をＥｄとし九場合、インバータブリッジ
２の出力電圧Ｖは第８図に示すように＋Ｅｄと−Ｅｄと
の間で休みなく変化することになり、その振幅は２Ｅｄ
となる。

また、スイッチング素子の切換がヒステリシス特性を有
する電流設定値の瞬時値に対応して行われるために、出
力電流の零クロス点近傍でスイッチング素子の切換頻度
が高く、シたがって周波数の暢 高い高周波成分が多く発生し、出力電流の波高値圓 近傍では切換頻度が低く周波数の低い高周波成分を多く
発生する。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上二つの従来装置において、応答速度の遅い前者にお
いては系統電圧の急変にインバータの出力が追随できな
いばかシか、アクティブフィルタもｎ のように低次の高周波成分の低減が求められる用途には
対応できないという不都合を生ずる。また、後者におい
ては電圧の振幅が２Ｐ２ｄとなるために高調波の大きさ
が増大し、かつ高調波の周波数成分の広がりが大きくな
るため釦、これら高調波を吸収するりアクドルを高調波
の低周波成分を十分吸収できるよう大きなりアクタンス
とする必要がありリアクトルが大型化する。また、スイ
ッチング素子の周波数を高めの周波数成分を考慮して選
択しなければならず、安全動作領域の広い大型のスイッ
チング素子が必螢になる。

び周波数成分の広がジが小さいインバータを得ることに
ある。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題を解決するために、この発明によれく入力端が
直流電源に、出力側が交流系統に接続されて９：流出力
を流が制御される電圧形パルス幅変調方式の単相インバ
ータにおいて、交流出力電圧の極性に対応してＨレベル
およびＬレベルとなるイご号およびその反転信号からな
る駆動パルスをインバータブリッジの一方の直列スイッ
チング素子組に向けて出力する第１の制御回路と、交流
出力［流の設定値に対する実際値の偏差に対応する信号
を発する比較回路と、この比較回路の出力信号をクロッ
クパルスの立上りでラッチするフリッグ７０ング回路と
を含み、その出力信号および反転１８号を前記インバー
タブリッジの他力の直列スイッチング素子組に向けて出
力する第２の制御回路とを備えるものとする。

〔作用〕

上記手段において、インバータブリッジの二つの直列ス
イッチング素子組の一方を交流出力電圧の正負極性に対
応してＨレベルおよびＬレベルとなる駆動パルスを発す
る第１の制御回路により制御Ｌ２）他方を交流出力電流
の設定値に対する実際値の偏差をクロックパルスの立上
りでラッチして駆動パルスとする第２の制御回路により
制御するよう構成したことにより、例えば第１の制御回
路の駆動パルスによシ一方のスイッチング素子組の上側
アームのスイッチング素子が導通状態となる半サイクル
期間中に、第２の制御回路の駆動パルスによシ他方のス
イッチング素子組の下側アームのスイッチング素子が導
通して出力回路Ｋｍ流を供給し、次の瞬時Ｖこは反転Ｉ
Ｋ駆動パルスより上側アームのスイッチング素子が導通
し、二つの直列スイッチング素子組の上側アームが同時
に導通して交流出力回路をリアクトルを介して短絡する
フライホイルモードにより電流が減衰する。このような
ｔ流の供給と減衰がクロックパルスの周期またはその整
数倍を周期として半サイクル中に複数回交互に繰り返さ
れる。したがって、フライホイルモードの導入によって
従来装置のように出力回路に逆向きの電流を流す上下ア
ームのジノ換制御が不要になり、これに基づいてインバ
ータ出力電圧および高調波電圧の波高値が従来装置の約
二分の−に低減される。また、インバータ出力電圧の周
期がクロックパルスの周期またはその整数倍周期に限定
され°ることにより高調波の周波数成分の広がシも従来
装置のそれの約半分に縮小される。

〔実施ｅレリ〕

以下この発明を実施例に基づいて説明する。

第１図はこの発明の実施例装置を示す構成図、第２図は
実施例装置における要部の波形因であり、従来装置と同
じ部分には同一参照符号を用いることにより詳細な説明
を省略する。第１図において、３１は第１の制御回路で
あり、インバータの交流出力電圧（系統電圧）の検出器
６の出力電圧の極性を比較回路６２で判別し、出力電圧
の正負各半サイクルに対応してＨレベル、Ｌレベルに変
化する波形３２Ｅで示す駆動パルスをインバータブリッ
ジ２の一方の直列スイッチング素子組２人の上側アーム
スイツチング素子２Ｕに向けて出力するとともに、イン
バータロジック３３で反転された駆動パルスを下側アー
ムスイツチング素子２ＸＫ向けて供給する。したがって
、交流電圧の正の半サイクルでは２Ｕが、負の半サイク
ルでは２Ｘがそれぞれ導通する。

４１は第２の制御回路であり、交流出力電流の検出！ａ
５で検出された実際値５Ｅと、電流設定器１２の出力設
定値１２Ｅは比較回路４２で比較され、その偏差値がＤ
タイプフリッチフロップ４３に入力され、クロック発生
器４４の出力クロック信号４４ｇの立上りでラッチされ
、駆動パルス４６Ｆとしてインバータブリッジ２の他方
の直列スイッチング素子組２Ｂの下側アームスイッチン
グ素子２Ｙに向けて出力され、インバータロジック４５
で反転された駆動パルスが上側アームスイツチング素子
２ｖに供給される。

このように構成された装置においては、スイッチング素
子２Ｕが導通状態にある正の半サイクルにおいては、他
方の直列スイッチング素子ｆｉｆ１２Ｂの下側アームス
イツチング素子２Ｙが導通するときインバータモードと
して動作して出力電流を正側に増加させ、上側アームス
イツチング素子２ｖが導通するとき上側スイッチング素
子２Ｕ　、　２Ｖが同時に導通し、スイッチング素子２
ｖＫ並列接続された図示しないダイオードを介してリア
クトル３を含む交流出力回路を短絡するフライホイルモ
ードとして動作し出力１！流が減少する。また、下側ア
ームスイツチング素子２Ｘが導通する負の牛サイクルに
おいては、スイッチング素子２ｖの導通で出力電流が負
方向に増加し、スイッチング素子２Ｙの導通で電流が減
少するインバータモードとフライホイルモートを繰返す
。したがって、インバータ出力電圧Ｖの波形は第２図に
示すように系統電圧の正負各半サイクルに対応して極性
が反転し、その波高値は＋Ｅｄおよび−Ｅｄ　となり、
第７図およびＷＩＪ８図を用いて既に説明した従来装置
のインバータ出力電圧２Ｅｄの半分に低下し、これに伴
なって生ずる高調波電圧の波高値も二分の−に低下する
。

一方、インバータモードとフライホイルモードの切換え
は出力Ｎ、流の実際値が設定値を上廻るか下廻るかを比
較回路４２が判断し、これを７リツプフロツグ４３がク
ロック信号４４Ｅの立上シでラッチすることによりタイ
ミングが決定されるので、切換周期はクロック周波数ま
たはその整数倍となシ、インバータの過渡応答速度が改
善される。

また、その除虫ずる高周波の周波数成分の広がりは、交
流出力電流実際値５Ｅに含まれるリップルの最大値およ
び最小値の比（以下電流変化率とよぶ）に依存するもの
の、その比がフライホイルモードの導入によって次のよ
うに低減されることにより、従来装置よシ縮小される。

すなわち、フライホイルモードを導入せずインバータ出
力電圧Ｖが＋Ｅｄと−Ｅｄの入替えにより生成される従
来装置においては、系統電圧波高値をＥｍ、ＩＪアクド
ル３のリアクタンスをＬとした場合、電流変化率は最大
値、６ｊ（Ｅｄ＋　Ｅｍ　）／Ｌ、最小値が（Ｅｄ−Ｅ
ｍ）／Ｌとなる。一方、実施例装置においてはインバー
タ出力電圧と系統電圧とが逆極性となることがないので
、電流変化率は最大値がＥｄｌＬ最小値が（Ｅｄ　−Ｅ
ｍ　）　／Ｉ、　　となシ、最大、最小の比の縮小に伴
なって高調波の周波数成分の広が〕が従来装置のそれの
約半分近くに縮小される。

そしてこのとき、電流変化率の最大値はクロック周波数
ｆに対してＥｄ／Ｉ、・、ｆとなるから、クロック周波
数を増すことによ９１ｍ流の変化率、いいかえれば出力
電流の実際値５ＥＫ含まれるリップルの低減が可能にな
る。また、電流変化率の低減による電流の設定値１２Ｅ
と実際値５Ｅとの差の縮小はインバータ動作に要する時
間の短縮をもたらすので、クロック周期とインバータ動
作時間との比、すなわち高調波の周波数成分の広がりを
縮小することが可能となシ、前記高調波電圧の低減と併
せて、高調波を吸収するために設けられるリアクトル３
に対する要求性能の単純化、およびこれに基づく小型化
が可能になる。

第３図はこの発明の異なる実施例装置を示す構成図、第
４図は実施例装置における要部の波形図である。図にお
いて、５１は第１の制御回路３１と第２の制御回路４１
との間に設けられた切換回路であり、エクスクル−ジブ
−ＮＯＲ回路（以下ｅｘ−ＮＯＲ回路と略称する）５２
１分局分周器。

および切換スイッチング素子５４Ａおよび５４Ｂで構成
される。第１および第２の制御回路３１および４１の出
力駆動パルス３２Ｅおよび４３Ｅはｅｘ−ＮＯＲ回路５
２で両信号５２Ｅ、４３Ｅ−１）ＥともにＨレベルまた
はともにＬレベルのときＨレベルとなる信号５２ＥＶＣ
変換されフライホイルモードが検出される。また信号５
２Ｅは分周器５３によって信号５２Ｔ２の周期が例えば
２倍に延長された切換スイッチング素子５４Ａ、５４Ｂ
の駆動信号５３Ｅに変換される。駆動信号５３Ｆにょシ
切換スイッチング素子５４Ａ、５４Ｂが切換制御される
ことにより、可動パルス３２Ｅおよび４６Ｅはインバー
タブリッジ２の二つの直列スイッチング素子組２Ａおよ
び２Ｂに交互に切換接続ちれ、直列スイッチング索子１
２Ａおよび２Ｂに交互に加えられる駆動パルスは波形５
４Ｆおよび５５Ｅまたはその反転波形となり、二つの直
列スイッチング素子Ｍ２Ａおよび２Ｂのスイッチング周
波数は平均化される。そして、インバータ電圧■は第４
図に示すように駆動パルス５４Ｅおよび５５Ｔ２がとも
にＨレベルのとき＋Ｅｄ　　となり、両者がともにＬレ
ベルのとき−Ｅｄとなり、前述の実施列と同様にインバ
ータ電圧の波高値が従来装置のそれの三方の−に低減さ
れる。

異なる実施例装置は前述のように、インバータブリッジ
２のスイッチング素子２Ｘ、２Ｕ、２％。

２Ｙのスイッチング回数が平均化されるので、前述の実
施例装置のように二つの直列スイッチング素子Ｍ２Ａ、
２Ｂ相互のスイッチング回数が極端に異なることによっ
て生ずるスイッチング素子の発生損失の不平衡や、これ
に基づくインバータの高周波化に対する制約などの不利
益が排除される。

なお、上述の単相インバータを３台用いることにより三
相連係用インバータを構成できることはいうまでもない
ことである。

〔発明の勤果〕

この発明は前述のように、インバータブリッジの二つの
直列スイッチング素子組の一万を交流系統電圧の正負各
半波に対応してＨレベル、Ｌレベルとなる駆動パルスを
発する第１の制御回路により制御し、他方を交流出力電
流の設定値に対する実際値の偏差をクロックパルスの立
上りでラッチして駆動パルスとする第２の制御回路で制
御するよう構成した。その結果、インバータブリッジが
インバータモードに基づく電流の増大とフライホイルモ
ードに基づく電流の減少を各半サイクルごとにその方向
を変えて繰返し動作することになり、そのインバータ電
圧および高調波電圧を電流瞬時値制御形の従来装置のそ
れの三方の−に低減することができる。またインバータ
ブリッジのスイッチング周期がクロック周期ま之はその
整数倍に限定され、かつクロック周波数・を高めること
によりリップル電流の変化率（リップルの大きさ）の減
少と、これに基づく高覆波の周波数成分の広がりｆｆ：
縮少できるので、搬送波方式の従来装置に比べて速い過
渡応答性を持ち、電流瞬時値制御方式の従来装置に比べ
て高調波の大きさにおよびその周波数成分の広がりの少
い系統連系用インバータとその制御回路を提供すること
ができる。

また、第１．第２のｉ！ＩＪ御回路がその出力駆動パル
スを相互に切換えてインバータブリッジに供給する切換
回路を持つことにより、各スイッチング素子の切換回数
を平均化できる。したがって上述の効果を総合して、ス
イッチング素子を大容量化することなくインバータ周波
数を高めることができるとともに、リアクトルが吸収す
べき高調波の太ささおよび周波数の広がりが減少し、か
つ低次繻 高周波の周波数が高められることにより、リアクトル容
量を低減できる利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例装置を示す構成図、第２図は
実施汐り装置における要部の波形図、第６図は異なる実
施例装置を示す構成図、第４図は異なる実施例装置にお
ける要部の波形図、第５図は従来装置ｔｉを示す構成図
、第６図は従来装置における要部の波゛形図、第７図は
異なる従来装置を示す構成図、第８図は異なる従来装置
における要部の波形図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータブリッジ、２Ａ
。 ２Ｂ・・・直列スイッチング素子組、２Ｘ、２Ｕ、２Ｖ
、２Ｍ・・・スイッチング素子、６・・・リアクトル、
４・・・交流電力系統、５・・・電流検出器、６・・・
電圧検出器、１２・・・設定器、６１・・・第１の制御
回路、４１・・・第２の制御回路、５１・・・切換回路
。 第３図 第４品 時間も＋　　第乙図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）入力側が直流電源に、出力側が交流系統に接続され
   て交流出力電流が制御される電圧形パルス幅変調方式の
   単相インバータにおいて、交流出力電圧の極性に対応し
   てＨレベルおよびＬレベルとなる信号およびその反転信
   号からなる駆動パルスをインバータブリッジの一方の直
   列スイッチング素組に向けて出力する第１の制御回路と
   、交流出力電流の設定値に対する実際値の偏差に対応す
   る信号を発する比較回路と、この比較回路の出力信号を
   クロックパルスの立上りでラッチするフリップフロップ
   回路とを含み、その出力信号および反転信号を前記イン
   バータブリッジの他方の直列スイッチング素子組に向け
   て出力する第２の制御回路とを備えたことを特徴とする
   系統連系用インバータの出力制御回路。 ２）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、第１お
   よび第２の制御回路がそれぞれの出力信号を所定のタイ
   ミングに基づいて互いに入替えて二組の直列スイッチン
   グ素子組に供給する切換回路を有することを特徴とする
   系統連系用インバータの出力制御回路。