JPH01222317A - 誘導負荷用自動電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クションモータ等の誘導負荷用自動電力制御装置に関す
る。

〔従来技術〕

従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許第４，０５２，６
４８号および同４，３３７，６４０号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これら電力制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの電磁波ノイズや高調波成分を含み、コンピュータ等
の情報機器や、通信機器その他の制御装置に多大な障害
を与えていた。さらに、す４リスタは毎サイクルにおい
て電圧に同期して点弧されているが、サイリスタの点弧
のための同期信号は電源電圧からとっているので、同期
信号はｆａ電源電圧波形歪みのために変動してしまうこ
とがあった。このため負荷の状態によっては制御が不安
定になったり。

場合によっては制御不能となってしまい、省エネルギー
効果が不充分となったり、あるいは電力制御装置自体の
安全性ならびに信頼性において問題があった。これを解
決することを目的として、米国特許筒４，６０２，２０
０号には高調波フィルターを設けることが提案されてい
るが、この装置では多数の大容量のコンデンサ、リアク
トル、ならびに抵抗を必要とし、装置全体が人形化する
とともに製造コストが極めて高くついていた。つぎに電
力用半導体素子は過負荷耐量が小さいために、誘導負荷
の始動時のラッシュカレントにより、しばしば破壊し、
その都度負荷装置が停止１−シて頻繁な保守点検が必要
であった。したがって、これを防ぐためには大容量の電
力用半導体素子と大きな制御電力とを必要とし、不経済
でありｙｆｆｉ気的損失が大きいばかりでなく、大形の
放熱フィンが必要となり、装置全体の小形化、低コスト
化ができない欠点があった。

〔発明の目的〕

そこで１本発明の目的はｆｆ１１１Ｍ波ノイズや高ノイ
ズ分の発生が著しく少なく、シかも、省エネルギー効果
の高い誘導負荷用自動電力制御装置を提供することを目
的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きくて、安定性や信
頼性が高く、保守点検が不要な誘導負荷用自動電力制御
装置を提供することを目的とする、本発明の他の目的は
熱損失が少なく５人形の放熱フィンを不必要とし、しか
も小さな制御電力で大容量の電力制御が可能な誘導負荷
用自動電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は著しく小形軽量化さり、従来の数分
の１の低コストでｌｌｌ造詣能誘導負荷用自動電力制御
装置を提供することを目的とする。

（発明の構成） 本発明の自動電力制御装置は交流電源と誘導負荷との間
に接続される小ターン数の１次巻線と１次巻線に比べて
大きなターン数の２次巻線とを有する電流変圧器と、前
記２次巻線の端部に接続されて前記２次巻線内に予じめ
定められた短絡電流を還流させる短絡素子と、前記２次
巻線に接続されてバイアス電流を流す短絡回路と、前記
短絡回路に挿入され、前記バイアス電流を可変する可変
バイアス電源と、前記誘導負荷の負荷状態に比例した出
力信号を出す負荷状態検出回路と、前記出力信号に応答
したパルス幅の駆動信号を発生する駆動信号発生器とを
有する制御回路と、を備え。

前記可変バイアス電源が前記駆動信号に応答して前記バ
イアス電流を可変し、前記２次巻線のインピーダンスを
前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする。

〔実施例〕

以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において、本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用自動電力制御表れｌＯは３相交流電源１２に接続さ
れる入力端ａ、ｂ、ｏと、ａ＋を導負荷１４に接続され
る出力端ａ’　、　ｂ’　、　ｃ’と、誘導負荷１４に
供給される入力電圧を負荷状態に応じて可変調整する電
流変圧器１６と、ｆＲ流流圧圧器１６接続された短絡回
路１８と、短絡回路１８に挿入された可変バイアス電源
２０と、負荷状態検出器Ｍ２２からの負荷状態に比例し
た出力信号に応答して回度バイアス電［２０の直流出力
電流を制御して電流変圧器１６のインピーダンスを可変
する制御回路２４とを備える。

第１図の実施例において、電流変圧器１６は鉄心２６ａ
、２６ｂ、２６Ｃに巻装された小巻数の１次巻線または
交流巻線２８ａ、２８ｂ、２８ｃと、大巻数の２次巻線
３０ａ、３０ｂ、３０ｃを備え、これらの２次巻線はそ
れぞ九センタータップ３０’　　ａ、３０’　ｂ、３０
’　ａを備える。望ましくは１次巻線と２次巻線の巻数
比は１：３〜１：１０の範囲で選択される。

２次巻線３０ａ、３０ｂ、３０ｃの両端はそれぞれダイ
オード３２ａ。

３４ａ　；３２ｂ、３４ｂ；３２ａ、３４ｃ等の直流変
換１１３６ａ、３６ｂ。

：３６ｃが接続され、該直流変換器３６ａ、３６ｂ、３
６ｃのｉ′ｉＩｔ流出力端流出絡端路１８が接続さ九て
いる。２次巻線３０ａ、３０ｂ、３０ｃの両端にはそれ
ぞれリニアライジング素子として作用する抵抗３８ａ、
３８ｂ。

３８ｃが接続されている。

下記衣は０．７５ｋＷ、３Ｌ　２００Ｖ、５０１１ｚ定
格の電流変圧器１６の１相分をとり出して、入力電圧（
相電圧）を１１６ｖとしたときの２次巻線に流れる制御
電流（Ａ）と出力電圧（相電圧）〔Ｖ〕との関係を示し
、そのグラフを第２図に示す、電流変圧器はヨコ７６−
×タテ６４−×アツミ３０ｍの鉄心に９１ターンの１次
巻線を巻装し、その上に４５５ターンの２次巻線を巻装
したものが実験に使われた。

１−２表と第２図より明らかなように、制御電流が０〜
０．４　（Ａ）の範囲では電流変圧器の出力電圧は９６
．５Ｖ〜９４．３Ｖの範囲で低減し、制御電流が０．４
〜０．５４　（Ａ）の範囲でｔｌ！変圧器の出力電圧は
ほぼ直線的に変化する。

本発明の特徴によれば、電流変圧器の２次巻線３０ａ、
３０ｂ、３０ｃをリニアライジング抵抗３８ａ、３８ｂ
、３８ｃを介して短絡することにより、２次巻線３０ａ
、３０ｂ、３０ｃ内に第２図で、たとえば、０．４（Ａ
）のリニアライジング短絡電流を常時還流させて鉄心２
６ａ、２６ｂ。

２６ｃを一部飽和させておき、バイアス電源２０の作用
により、制御電流を０．４〜０．５４　（Ａ）の範囲で
制御することにより出力電圧をほぼ直線的な範囲で変化
させるようにしたものである。なお、リニアライジング
抵抗３８ａ、３８ｂ、３８ｃは可変バイアス塩１ｌｌＸ
２０が破損したときに電流変圧器１６の２次側が開路状
態となって２次巻線３０ａ、３０ｂ、３０Ｃに筋電ハミ
が誘起されるのを防ぐ作用もある。リニアライジング素
子は抵抗の代りにツェナーダイオード等の定電圧ＩＩて
構成し、上記表において、制御電圧がたとえば１１０（
Ｖ）で定電圧化されるようにしても良い、可変バイアス
塩１ｌｌＸ２０は２次巻線３０ａ、３０ｂ、３０ｃの交
流出力端に接続されたダイオード３２ａ、３４ａ　；　
３２ｂ、３４ｂ；　３２ｅ、３４ｃからなる直流変換器
ａ３６　ａ　ｅ　３６　ｂ　＋　３６　Ｃの接続線とセ
ンタータップ３０′ａ、３０″　ｂ、３０’　ｃの接続
線との間の電流吸収用コンデンサＣを備える。すなわち
、コンデンサＣは三相結線された直流変換１ｉ４３６ａ
、３６ｂ。

３６ｃの直流出力端と、三相結線されたセンタタップの
入力端との間に接続されている。コンデンサＣと４に列
に過電圧防止素子用のツェナーダイオードＺＤＩと、パ
ワートランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴ等のダーリ
ントン接続された半導体スイッチＴｌ、Ｔ２からなる直
流電流可変素子と。

ドライブ用のホトトランジスタＴ３とを備える。半導体
スイッチＴ１のコレクタは直流変換器３６ｇ、３６ｂ、
３６ｃの出力端に接続され、エミッタはセンタタップ３
０’　　ａ、３０’　　ｂ、３０″Ｃの接続端に接続さ
れている。半導体スイッチＴＬのベースは起動抵抗Ｒ１
を介してコレクタに接続され、さらに抵抗Ｒ２を介して
トランジスタＴ２のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＴ２のエミッタはトランジスタＴ１のエミッタ側
に接続され、ベースは起動抵抗Ｒ１，Ｒ３を介してトラ
ンジスタＴ１のコレクタ側に接続されている。トランジ
スタＴ２のコレクタベース間にツェナーダイオードＺＤ
２が接続されている。このようにすると抵抗Ｒ３の両端
電圧が定電圧化され、トランジスタＴ２のコレクタ電流
が定電流化されるので効率が向上する。起動抵抗Ｒ１，
Ｒ３は負荷１４の起動時に半導体スイッチＴｌ、Ｔ２が
オンして自動的に短絡回路１８を短絡させて電流変圧器
１６のインピーダンスを最小として負荷１４に起動電流
が流れるようにする役目を果たす、ドライブ用のホトト
ランジスタＴ３のコレクタは抵抗Ｒ４を介してトランジ
スタＴ２のベースに接続され、ホトトランジスタＴ３の
エミッタはトランジスタＴ２のエミッタに接続されてお
り、ベースはベースバイアス用抵抗Ｒ５，Ｒ６に接続さ
れている。光が入射してホトトランジスタＴ３がオン、
トランジスタＴ２．Ｔｌがオフになろうとするとき。

抵抗Ｒ６を通じてベース電流が供給されるので、スイッ
チング速度が速くなる。電圧制限素子ＺＤＩは、とくに
、誘導負荷１４の入力電圧に異常が発生したことにより
短絡回路１８内の電圧が電圧制限素子ＺＤｌにより制限
される電圧に達すると導通し、半導体スイッチＴ１とコ
ンデンサＣに過電圧が加わらないようにしている。

制御回路２４は変圧器ＰＴからの電ハフＶａｃと変＾沿
ＣＴからの電流Ｉｂに応答して誘導負荷１４の負荷状態
に比例した出力電圧信号Ｅｏを発生する負荷状態検出回
路２２と、三角波基準信号Ｓｒを発生する三角波発振器
からなる基準信号発生器４０と、出力信号Ｅｏと三角波
基準信号Ｓｒとを比較して、その差に比例したパルス幅
の駆動パルス信号りによりホトダイオード４２を点燈さ
せ、ドライブ用ホトトランジスタＴ３をオンさせる差動
増幅器からなる駆動倍量発生器４４とを備える。

第３図は電圧とｉｌｌ流の位相関係を示すベクトル図で
あるｅ　Ｖａ、Ｖｂ。

Ｖｃはそれぞれ玉相交流電ｇ１２の相電圧を示し、Ｖａ
ｂ、Ｖｂｃは線間ａ−ｂ、ｂ−ｃの線間電圧をそれぞれ
示す、線間電圧Ｖａｃはａ−８相間の線間電圧を示し、
線間電圧ＶａｂとＶａｃとのベクトル和として導き出さ
れる。Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃはＣ相、ｂ相、Ｃ相の相電流を
それぞれ示す。

０は相電圧と相電流との位相差を示し、誘導負荷１４の
力率はＣ０８Ｏで表わさ九る。力率が１のとき、線間＠
ｉｆ、　Ｖ　ａ　ｃは線間電圧ｖｂから９０１位相がづ
れた関係にある。

第４，５図において、負荷状態検出回路２２は力率検出
回路からなるものとして示されている。負荷状態検出回
路２２において、変ＦＦ１９ＰＴからの正弦波の電ハミ
信号Ｖａｃは演算増幅器により成る増幅器４６に供給さ
れ。

同様に変流器ＣＴからの正１弦波の電流信号Ｉｂは移相
器４８を介して９０°位相されて演算増幅器より成る増
幅器５０に供給される。増幅器４Ｇ、！’）Ｏは、大き
な増幅率を有し、信号ＶａｃおよびＩｂ’　をそれぞれ
矩形波に変換して信号８およびｉを出力する。ついで、
信号θおよびｉはＮＯＲ回路５２に供給さ九、信号ｅお
よびｉの位相差θと等しいパルスＰを出力する。このパ
ルスＰは抵抗とコンデンサからなるローパス・フィルタ
５４を介して直流電圧信号ＥＯに変換される。この直流
電圧信号Ｅｏは制御回路２４の駆動信号発生器４４に供
給される。

第】図において、誘導負荷１４が起動されると、電流変
ハミ器２８ａ。

２８ｂ、２８ｃの１次巻線２８ａ、２８ｂ、２８ｃに流
れる１次電流によって２次巻線＋Ｊ　Ｏａ　＋　３０　
ｂ　＊　３０　ｃに２次電流が流れ、この２次ｆｉｔ流
は直流変換器３６ａ、３６ｂ、３６ｃにより直流変換さ
れて直流電流となる。

この直流電流は起動抵抗Ｒ１，Ｒ３を介してトランジス
タＴ２のベースに供給されて、１ヘランジスタＴ２がオ
ンされ、同時にトランジスタＴ１がオンされる。このと
き、直流電流はトランジスタＴ１から電流変ハニ器１６
の２′ｅＡ巻線３０　ａ　＋　３０　ｂ　＋　：３０　
ｃにセンタタップ３０　’　ａ　＊　３０　’　ｂ　。

３０’ｃを介してバイアス電流として供給され、鉄心２
６ａ、２６ｂ。

２Ｇａが飽和して、ｖＩｉ流変圧変圧器１６ンピーダン
スを大幅に減少させて。

誘導負荷１４の入力電圧を最大にする。

第６図のＷ１圧電流波形図より明らかなように、負荷状
態検出回路２２の出力信号Ｅｏは誘導負荷１４の負荷率
が小さいとき、すなわち、力率が悪いときに高レベルと
なり、負荷率の上昇につれて力率も上昇して出力信号Ｅ
ｏは低レベルとなる。駆動信号発生器４４は出力信号Ｅ
ｏが高レベルのとき、小さなパルス幅の駆動パルスＤを
発生させ、出力信号Ｅｏのレベルが小さくなるにつれて
大きなパルス幅の駆動パルスＤを発生する。駆動パルス
Ｄのパルス幅が小さいとき、すなわち、負荷率が小さい
ときは半導体スイッチＴ１の通流率は小さいため、バイ
アス電流は少なくなって電流変圧器１Ｇのインピーダン
スを上昇させて交流出力電流を減少させ、誘導負荷１４
の入力電圧を低下させる。負荷率が増大するにつれて駆
動パルスＤのパルス幅が大きくなり、このとき半導体ス
イッチＴＩの通流率が大きくなってバイアス電流は増大
するため、電流変圧器１６のインピーダンスが低下して
交流出力電流が増大し、誘導負荷１４の入力電圧が上昇
する。このように、短絡回路１８の可変バイアス電流源
２０の通流率が負荷状態に応答した制御回路２４の駆動
信号・により制御されて電流変圧器１６の２次巻線３０
ａ、３０ｂ、３０ｃに供給されるバイアス電流が調整さ
れる。その結果、電流変圧器１６のインピーダンスが調
整されて誘導負荷１４の入力電圧と交流出力電流が可変
され、Ｗｉ力が誘導負荷１４の負荷状態（負荷率または
力率）に応答して自動的にかつ連続的に調整される。

以上、負荷状態検出回路２２は力率検出１ｉ？ｌ略から
なるものとして説明したが、負荷状態検出回路２２は公
知のたとえば米国特許第４，１１７．４０８号に開示さ
れた負荷信号発生装置もしくは米国特許第４，３６９，
４０３時等に開示された負荷ｖｆｉ流検流口出回路いは
特開昭６１−８６８０号に開示さ九た無効電力・直流信
疫変換器により構成しても良い。

〔発明の効果〕

以上より明らかなように１本発明による自動電力制御装
置はっぎのような効果をもたらす。

（１）誘導負荷の入力電圧が負荷状態に応じて自動的に
しかも連続的に瞬時制御され、すなわち負荷率の減少に
比例して負荷電圧が減少されるため。

誘導負荷が常に高い力率で駆動され、大幅な省エネルギ
ー効果が得られる。

（２）入力電圧の制御が電流変圧器の２次側端子に接続
された可変バイアス電源により行なわれ、電源ラインに
おける交流電圧を直接位相制御することがないため、電
磁波ノイズの発生が少なく、また、負荷電流に含まれる
高調波成分が少ない、したがって、コンピュータ等の情
報機器や通償機器、その他の制御装置に与える障害が極
めて少ない。

（３）電磁波ノイズや高調波成分が少ないため、大形で
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向上を図れるとともに、大幅な小形Ｉ１１量化が
図れる。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、電流変ＩＦ：器の２次側のバイアス電流を制
御するため、半導体スイッチと制御回路の著しい小容量
化と大幅な低コスト化が図れ１回路設計も容易となる。

また、電流変圧器の鉄心を飽和させるための別電源も必
要としない。

（５）電流変ノ１；器のアンペアターンは極めて小さい
ので、電流変圧器は極めて小形のものでよく、装置全体
の寸法重量が著しく低減されるため、自動電力制御装置
が著しく小形軽量化されるとともに大幅なコストダウン
が可能である。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと小形の電流変
圧器と組み合オ〕せて高電圧１人容量の電力制御が可能
なため、安全で信頼性が高く、シがも、極めて安価な電
子部品で従来不可能であった大容量の電力の制御が可能
となるため、実用」二の効果が大きい。

（７）大きな負荷容量に対して小形の電流変圧器と微小
電力（消費電力に対して１〜１．５％）の制御回路の採
用を可ｆｉｌとして、！気損失と発熱を最小としたため
、大幅な高効率化が図れる。

（ｅ）　ｆｔｔ流変圧変圧器流巻線の過負荷耐量が極め
て人きく１Ｍ導負負荷起動時のラッシュカレントにより
交流巻線が断線することがない、しかも。

電流変圧器の短絡回路のバイアス電源には電圧制限素子
が挿入されているため、バイアス電源の電）（Ｅ制御素
子を破損させることがなく、安全性ならびに信頼性が高
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動電力制御装置の望ましい実施
例の結線図、第２図は第１図の電流変圧器の出力電圧と
制御電流との関係を示すグラフ。 第；３図は第１図の電）１ミー電流のベクトル図、第４
図は第１図の負荷状態検出回路の具体例、第５図は第４
図の電圧電流波形図、第６図は第１図の電圧電流波形図
をそれぞれ示す。 １６・・・・・・・・・電流変圧器 １８・・・・・・・・・短絡回路 ２０・・・・・・・・・バイアス電源 ２２・・・・・・・・・負荷状１ｍ検出回路２４・・・
・・・・・・制御回路 第２図 第３図 ｂＣ 第４図 吊５図 Ｅｏ＋

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続される小タ
   ーン数の１次巻線と１次巻線に比べて大きなターン数の
   ２次巻線とを有する電流変圧器と、 （ｂ）前記２次巻線の端部に接続されて前記２次巻線内
   に予じめ定められた短絡電流を還流させる短絡素子と、 （ｃ）前記２次巻線に接続されてバイアス電流を流す短
   絡回路と、 （ｄ）前記短絡回路に挿入され、前記バイアス電流を可
   変する可変バイアス電源と、 （ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を出
   す負荷状態検出回路と、前記出力信号に応答したパルス
   幅の駆動信号を発生する駆動信号発生器とを有する制御
   回路と、を備え、 （ｆ）前記可変バイアス電源が前記駆動信号に応答して
   前記バイアス電流を可変し、前記２次巻線のインピーダ
   ンスを前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする
   誘導負荷用自動電力制御装置。 ２、前記１次巻線と２次巻線の巻数比が１：３〜１：１
   ０の範囲で選択されることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 ３、前記可変バイアス電源が前記短絡回路内の交流電流
   を直流電流に変換するダイオードと、前記ダイオードの
   直流出力端に接続され、前記直流電流をオンオフする半
   導体スイッチと、前記駆動信号に応答して前記半導体ス
   イッチをオンオフ駆動するドライブ用トランジスタとを
   備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第
   ２項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 ４、前記短絡回路が前記可変バイアス電源と並列に接続
   されたコンデンサを備えたことを特徴とする特許請求の
   範囲第３項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 ５、前記可変バイアス電源が前記半導体スイッチと並列
   に接続された電圧制限素子を備えたことを特徴とする特
   許請求の範囲第２項または第３項記載の誘導負荷用自動
   電力制御装置。 ６、前記制御回路が基準信号発生器と、前記基準信号発
   生器からの基準信号と前記負荷状態検出回路からの前記
   出力信号とを比較して、その差に比例したパルス幅の前
   記駆動信号を発生する増幅器とを備えたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用
   自動電力制御装置。 ７、（ａ）三相交流電源と三相誘導負荷との間に直列に
   接続される１次巻線と、１次巻線の巻数に対して３〜１
   ０倍の巻数比の三相結線された２次巻線とを有する電流
   変圧器と、（ｂ）前記２次巻線に接続されて前記２次巻
   線内に予じめ定められた短絡電流を還流させる短絡素子
   と、 （ｃ）前記２次巻線の両端に接続されてバイアス電流を
   流す短絡回路と、 （ｄ）前記短絡回路に挿入され、前記バイアス電流を可
   変する可変バイアス電源と、 （ｅ）前記誘導負荷の入力電圧と負荷電流との位相差に
   比例した出力信号を出す負荷状態検出回路と、前記出力
   信号に応答したパルス幅の駆動信号を発生する駆動信号
   発生器とを有する制御回路と、を備え、 （ｆ）前記可変バイアス電源が前記駆動信号に応答して
   前記バイアス電流を可変し、前記１次巻線のインピーダ
   ンスを前記位相差が小さくなる方向に制御することを特
   徴とする誘導負荷用自動電力制御装置。 ８、前記可変バイアス電源が前記短絡回路内の交流電流
   を直流電流に変換するダイオードと、前記ダイオードの
   直流出力端に接続され、前記直流電流をオンオフする半
   導体スイッチと、前記駆動信号に応答して前記半導体ス
   イッチをオンオフ駆動するドライブ用トランジスタとを
   備えたことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の誘
   導負荷用自動電力制御装置。 ９、前記短絡回路が前記可変バイアス電源と並列に接続
   されたコンデンサを備えたことを特徴とする特許請求の
   範囲第８項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 １０、前記可変バイアス電源が前記半導体スイッチと並
   列に接続された電圧制限素子を備えたことを特徴とする
   特許請求の範囲第８項または第９項記載の誘導負荷用自
   動電力制御装置。 １１、前記制御回路が基準信号発生器と、前記基準信号
   発生器からの基準信号と前記負荷状態検出回路からの前
   記出力信号とを比較して、その差に比例したパルス幅の
   前記駆動信号を発生する増幅器とを備えたことを特徴と
   する特許請求の範囲第７項または第８項記載の誘導負荷
   用自動電力制御装置。 １２、（ａ）三相交流電源と三相誘導負荷との間に直列
   接続される１次巻線と、前記１次巻線に比べて大きな巻
   数比の２次巻線とを有する電流変圧器と、 （ｂ）前記２次巻線の端部に接続されて前記２次巻線内
   に予じめ定められた短絡電流を還流させる短絡素子と、 （ｃ）前記２次巻線に接続されてバイアス電流を流す短
   絡回路と、 （ｄ）前記短絡回路に挿入され、前記バイアス電流を可
   変する可変バイアスと、 （ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を出
   す負荷状態検出回路と、前記出力信号に応答したパルス
   幅の駆動信号を発生する駆動信号発生器とを有する制御
   回路と、を備え、 （ｆ）前記可変バイアス電源が前記短絡回路をオンオフ
   するための半導体スイッチと、前記誘導負荷の起動時に
   前記半導体スイッチを自動的にオンするための起動抵抗
   とを備え、前記誘導負荷の起動後に前記可変バイアス電
   源が前記駆動信号に応答して前記バイアス電流を可変し
   、前記２次巻線のインピーダンスを前記負荷状態に応じ
   て制御することを特徴とする誘導負荷用自動電力制御装
   置。