JPH01212931A - データ信号の等化方法及び信号等化回路配置 - Google Patents
データ信号の等化方法及び信号等化回路配置Info
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- JPH01212931A JPH01212931A JP64001134A JP113489A JPH01212931A JP H01212931 A JPH01212931 A JP H01212931A JP 64001134 A JP64001134 A JP 64001134A JP 113489 A JP113489 A JP 113489A JP H01212931 A JPH01212931 A JP H01212931A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 15
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 10
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号等化回路構成及び受信データ信号の等化方
法に関し、特に無線チャンネルによるデータ又はディジ
タル信号の伝送に応用されるが、これに限定されるもの
ではない。本明細１では表現を簡単にするためディジタ
ル信号をデータと記すことにする。
法に関し、特に無線チャンネルによるデータ又はディジ
タル信号の伝送に応用されるが、これに限定されるもの
ではない。本明細１では表現を簡単にするためディジタ
ル信号をデータと記すことにする。
分散性通信チャンネルでデータを伝送することによりシ
ンボル同干渉が生じることが知られており、受信チャン
ネルにおいてデータを正しく評価するため信号は信号等
化器に供給される。公知の信号等化器としては、木質的
にはフィードフォワードディジタルフィルタである線形
等化器（ＬＥ）、木質的にはフィードフォワードフィル
タと判定段階を有するフィードバック（又は巡回形）フ
ィルタとの組み合わせである判定フィードバック等化器
（ＤＦＥ）、及び受信信号がメモリバンクに記憶されて
いるシグナチ１ア（Ｓ １ｏｎａｔｔｌｒｅｓ ）と比
較され最大一致がとられるヴイテルビ（Ｖ口ｅｒｂｉ）
等化器がある。本発明は特にＤＦＥに適用される。
ンボル同干渉が生じることが知られており、受信チャン
ネルにおいてデータを正しく評価するため信号は信号等
化器に供給される。公知の信号等化器としては、木質的
にはフィードフォワードディジタルフィルタである線形
等化器（ＬＥ）、木質的にはフィードフォワードフィル
タと判定段階を有するフィードバック（又は巡回形）フ
ィルタとの組み合わせである判定フィードバック等化器
（ＤＦＥ）、及び受信信号がメモリバンクに記憶されて
いるシグナチ１ア（Ｓ １ｏｎａｔｔｌｒｅｓ ）と比
較され最大一致がとられるヴイテルビ（Ｖ口ｅｒｂｉ）
等化器がある。本発明は特にＤＦＥに適用される。
ＤＦＥの動作時にはデータは通常データの受信された順
に処理される。フィードフォワードフィルタ部分及びフ
ィードバックフィルタ部分で用いられるタップの重み付
けは、ヂャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）に応じて決
定される。ＣＩＲは電話ケーブル等の通信チャンネルで
は略一定であっても、移動式（携帯用を含む）無線の分
野では変化しえ、その場合変化するＣＩＲに適合するよ
うタップの重み付けを再計篩する必要がある。信号対雑
音比（ＳＮＲ）に対するピットエラーレート（ＢＥＲ）
で表わされるＤＦＥの性能に影響を与える因子としては
、さらに、基準タップ位置の選定がある。
に処理される。フィードフォワードフィルタ部分及びフ
ィードバックフィルタ部分で用いられるタップの重み付
けは、ヂャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）に応じて決
定される。ＣＩＲは電話ケーブル等の通信チャンネルで
は略一定であっても、移動式（携帯用を含む）無線の分
野では変化しえ、その場合変化するＣＩＲに適合するよ
うタップの重み付けを再計篩する必要がある。信号対雑
音比（ＳＮＲ）に対するピットエラーレート（ＢＥＲ）
で表わされるＤＦＥの性能に影響を与える因子としては
、さらに、基準タップ位置の選定がある。
本明細書においては用語基準タップ及び基準タップ位置
は、送信器と受信器との間の同期化標識を意味するもの
とする。基準タップ位置は、検出されているシンボルの
伝送の瞬間とシンボルの評価のため判定がされる瞬門と
の間に生じるｖＩｒｆＡ遅延を補償するのに用いられる
。
は、送信器と受信器との間の同期化標識を意味するもの
とする。基準タップ位置は、検出されているシンボルの
伝送の瞬間とシンボルの評価のため判定がされる瞬門と
の間に生じるｖＩｒｆＡ遅延を補償するのに用いられる
。
Ｋ、Ｈ，ミ１−ラー及びＭ、ミュラーによる記事［タイ
ミング リカバリ イン ディジタルシンクロナス デ
ータ レシーバ」ＩＦＦＥトランザクシ１ンス オン
コミュニケーション第Ｃｏｍ、−２４巻５号、１９１６
年５月、５１６乃至５３１頁によれば受信器クロックを
り０ツク点がチャンネルのインパルス応答のピークに整
列するまで調整することで受信信号サンプルのエネルギ
ーを雑音に対し最大化できるという。従って通常電話チ
ャンネルにおいてＤＦＥを動作させる場合はＤＦＥの基
準タップはインパルス応答のピークに同期化させられる
。
ミング リカバリ イン ディジタルシンクロナス デ
ータ レシーバ」ＩＦＦＥトランザクシ１ンス オン
コミュニケーション第Ｃｏｍ、−２４巻５号、１９１６
年５月、５１６乃至５３１頁によれば受信器クロックを
り０ツク点がチャンネルのインパルス応答のピークに整
列するまで調整することで受信信号サンプルのエネルギ
ーを雑音に対し最大化できるという。従って通常電話チ
ャンネルにおいてＤＦＥを動作させる場合はＤＦＥの基
準タップはインパルス応答のピークに同期化させられる
。
Ｈ，サリによる記事ｒベースバンド イコライザ パフ
ォーマンス イン ザ プレゼンス オブ セレクチプ
フェージングＪ ＩＥＥＥ グローバル タ・レフ
ミｌニケーションス コン７？しンス ブＯシーディン
グズ、１９８３年、１１１乃至１１７頁には、しＥ及び
ＤＦＥに関しベースバンド等化器でのタップ利得最適化
は通常基準タップ（ＲＴＰ）の位置を固定し、固定され
たＲＦＰに対し出力平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化す
ることにより行なわれると記載されている。サリの記事
によれば基準タップの位置を適応形にすることで両等化
器の構造及び特にＤＦＥにおいて大きな性能の改善が得
られる。サリの記事ではＲＴＰの適合のため第２の（つ
まり従属）等化器を用いて最良８丁Ｐを評価し、それを
主等化器へ移すことが提案されている。動作の開始時、
主等化器は、フェージングのない場合には最良の位置と
考えられる中心のタップ基準とされている。従属等化器
はＮ個の基準タップ位置につき周期的に試行を行ない、
各ＲＴＰについて評価された出力ＭＰＥが主等化器で得
られるＭＰＥと比較され、徴用等化器で得られたＭＰＥ
の方が小さい場合毎にその基準タップ及びタップ利得値
が主等化器へ移される。
ォーマンス イン ザ プレゼンス オブ セレクチプ
フェージングＪ ＩＥＥＥ グローバル タ・レフ
ミｌニケーションス コン７？しンス ブＯシーディン
グズ、１９８３年、１１１乃至１１７頁には、しＥ及び
ＤＦＥに関しベースバンド等化器でのタップ利得最適化
は通常基準タップ（ＲＴＰ）の位置を固定し、固定され
たＲＦＰに対し出力平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化す
ることにより行なわれると記載されている。サリの記事
によれば基準タップの位置を適応形にすることで両等化
器の構造及び特にＤＦＥにおいて大きな性能の改善が得
られる。サリの記事ではＲＴＰの適合のため第２の（つ
まり従属）等化器を用いて最良８丁Ｐを評価し、それを
主等化器へ移すことが提案されている。動作の開始時、
主等化器は、フェージングのない場合には最良の位置と
考えられる中心のタップ基準とされている。従属等化器
はＮ個の基準タップ位置につき周期的に試行を行ない、
各ＲＴＰについて評価された出力ＭＰＥが主等化器で得
られるＭＰＥと比較され、徴用等化器で得られたＭＰＥ
の方が小さい場合毎にその基準タップ及びタップ利得値
が主等化器へ移される。
基準タップの位置を、タップ付遅延線路又はシフトレジ
スタ等として実現されるフィードフォワードフィルタで
の現シンボルの最後の、つまり一番最近供給された許容
サンプルを収める位置に整列させることも公知である。
スタ等として実現されるフィードフォワードフィルタで
の現シンボルの最後の、つまり一番最近供給された許容
サンプルを収める位置に整列させることも公知である。
本明細書では許容サンプルとは、雑音水準以上のサンプ
ルを意味する。
ルを意味する。
ＤＰＥの性能は、フィードフォワードフィルタでの現シ
ンボルで最初の、つまり一番長く保持されているサンプ
ルを収める位置に整列させることで改善される。
ンボルで最初の、つまり一番長く保持されているサンプ
ルを収める位置に整列させることで改善される。
ＳＮＲ対ＢＥＲで表わされるＤＰＥの性能が理論的な最
良値より数出低い場合があることが分かつている０本発
明の目的はＤＰＥの性能を改善することにある。
良値より数出低い場合があることが分かつている０本発
明の目的はＤＰＥの性能を改善することにある。
本発明によれば、分散性通信チャンネル中を伝送される
ことで歪んだデータ信号の等化方法であって、データの
列を逆転し、列が逆転したデータを判定フィードバック
等化器へ供給し、等化器が出力する判定の列を逆転する
ことからなるデータ信号の等化方法が提供される。
ことで歪んだデータ信号の等化方法であって、データの
列を逆転し、列が逆転したデータを判定フィードバック
等化器へ供給し、等化器が出力する判定の列を逆転する
ことからなるデータ信号の等化方法が提供される。
また本発明によれば、データ信号のブロックが順次供給
される信号入力及び各ブロックのデータ信号が逆転され
た順序で読み出されていく信号出力を有する第１の時間
逆転手段と、判定段階を含み時開順序が逆転したデータ
が供給される信号入力及び判定段階の出力と接続されて
出力信号を発生する信号出力を有する巡回形フィルタ手
段と、巡回形フィルタ手段の信号出力に接続される信号
入力及び等化されたデータ信号用の信号出力を有する第
２の時間逆転手段とからなる信号等化回路配置が捷供さ
れる。
される信号入力及び各ブロックのデータ信号が逆転され
た順序で読み出されていく信号出力を有する第１の時間
逆転手段と、判定段階を含み時開順序が逆転したデータ
が供給される信号入力及び判定段階の出力と接続されて
出力信号を発生する信号出力を有する巡回形フィルタ手
段と、巡回形フィルタ手段の信号出力に接続される信号
入力及び等化されたデータ信号用の信号出力を有する第
２の時間逆転手段とからなる信号等化回路配置が捷供さ
れる。
本発明は、ＤＦＥの性能が受信されたデータサンプルの
列を逆転することで特定の予め選定された基準タップ位
置、例えばＣＩＨのピーク又はフィードフォワードフィ
ルタでの最初又はｔｌ侵のサンプル位置に整列した基準
タップに対し改善されるということに基く。
列を逆転することで特定の予め選定された基準タップ位
置、例えばＣＩＨのピーク又はフィードフォワードフィ
ルタでの最初又はｔｌ侵のサンプル位置に整列した基準
タップに対し改善されるということに基く。
図面中対応する特徴を示すのに同一の参照番号が用いら
れる。
れる。
第１図乃至第３Ｗ１を参照するに、チャンネルインパル
ス応答における最初のサンプル、最後のサンプル及びピ
ークサンプルが何であるのかを明確にするため第１図は
、送信器が時間ｉ１ ｅ Ｔ２ ＊ｔ３及びＴ４にＴ１
．丁２．Ｔ３及びＴ４の順にシンボルを送信する場合を
示す。ただし時間的にＴ２の方がｔｌの後であり、以下
同様である。通信チャンネルの分数性により各シンボル
の伝送エネルギーは、通信チャンネルのチャンネルイン
パルス応答（ＣＩＲ）に従って時間に関し崩れてくる。
ス応答における最初のサンプル、最後のサンプル及びピ
ークサンプルが何であるのかを明確にするため第１図は
、送信器が時間ｉ１ ｅ Ｔ２ ＊ｔ３及びＴ４にＴ１
．丁２．Ｔ３及びＴ４の順にシンボルを送信する場合を
示す。ただし時間的にＴ２の方がｔｌの後であり、以下
同様である。通信チャンネルの分数性により各シンボル
の伝送エネルギーは、通信チャンネルのチャンネルイン
パルス応答（ＣＩＲ）に従って時間に関し崩れてくる。
第２図は受信器における崩れたシンボルＴＩ’ 、Ｔ２
’ 、Ｔ３’及び■４′を示す、ここで各シンボルは、
もとのシンボルが送信されたのと略同−の瞬間、つまり
ｔｌ −Ｔ２ ＊ Ｔ２及びＴ４に始まる。崩れた信号
は、チャンネルインパルス応答を示す第３図に示される
ＸＩ ＊ Ｘ２ ＊Ｘ ２ ＊ Ｘ ４及びＸＳのよう
な規則的な間隔でサンプリングされる。サンプルＳ２が
ビークナンプルであり、最初のサンプルＳ１は時間的に
ピークサンプルに先行し、サンプルＳ３乃至Ｓ５は時間
的にピークサンプルに後続する。つまりオシロスコープ
のスクリーンで見られる如く、［最初のサンプル１８１
はＸ、に現われ、同一のシンボルのナンプリングがｘ２
乃至ｘ５でｆｌなわれるに従い最初のサンプルＳ１は第
２のサンプルＳ２により右側へずらされ、さらに同様に
して最後のサンプルＳ５がＸｓに現われるまで続く。シ
ンボルが順次バースト状に伝送されるため受信器におけ
る任意の瞬間、例えば第２図におけるｘ？Ｉにおけるサ
ンプルＳηはシンボルＴ４．Ｔ３．Ｔ２及びＴ１のエネ
ルギーの和からなるので、ＤＦＥは伝送されているサン
プルの値について判定を行なう必要がある。
’ 、Ｔ３’及び■４′を示す、ここで各シンボルは、
もとのシンボルが送信されたのと略同−の瞬間、つまり
ｔｌ −Ｔ２ ＊ Ｔ２及びＴ４に始まる。崩れた信号
は、チャンネルインパルス応答を示す第３図に示される
ＸＩ ＊ Ｘ２ ＊Ｘ ２ ＊ Ｘ ４及びＸＳのよう
な規則的な間隔でサンプリングされる。サンプルＳ２が
ビークナンプルであり、最初のサンプルＳ１は時間的に
ピークサンプルに先行し、サンプルＳ３乃至Ｓ５は時間
的にピークサンプルに後続する。つまりオシロスコープ
のスクリーンで見られる如く、［最初のサンプル１８１
はＸ、に現われ、同一のシンボルのナンプリングがｘ２
乃至ｘ５でｆｌなわれるに従い最初のサンプルＳ１は第
２のサンプルＳ２により右側へずらされ、さらに同様に
して最後のサンプルＳ５がＸｓに現われるまで続く。シ
ンボルが順次バースト状に伝送されるため受信器におけ
る任意の瞬間、例えば第２図におけるｘ？Ｉにおけるサ
ンプルＳηはシンボルＴ４．Ｔ３．Ｔ２及びＴ１のエネ
ルギーの和からなるので、ＤＦＥは伝送されているサン
プルの値について判定を行なう必要がある。
受信器で受信される信号は帯域制限されているから、チ
ャンネルインパルス応答のピーク値は常に少なくとも最
初のシンボルサンプルに先行される。しかし無線通信シ
ステムにおいては、受信されたうち少なくとも最初のシ
ンボルサンプルが受信信号の雑音水準から区別できない
ことがあり、かかる場合そのサンプルは無視されねばな
らず次のリンプルが採用される。例外的場合ではあるが
第２のサンプル、つまり第１の許容サンプルがチャンネ
ルインパルス応答のピークであることもある。
ャンネルインパルス応答のピーク値は常に少なくとも最
初のシンボルサンプルに先行される。しかし無線通信シ
ステムにおいては、受信されたうち少なくとも最初のシ
ンボルサンプルが受信信号の雑音水準から区別できない
ことがあり、かかる場合そのサンプルは無視されねばな
らず次のリンプルが採用される。例外的場合ではあるが
第２のサンプル、つまり第１の許容サンプルがチャンネ
ルインパルス応答のピークであることもある。
第３図において、サンプルＳ１乃至Ｓ５は、ｈｌ乃至ｈ
５をそれぞれ０．４５ 、−０．７３ 。
５をそれぞれ０．４５ 、−０．７３ 。
０．３９． ０．２．及び−０，２８の相対振幅として
ｈｌＡに乃至ｈ５Ａにの振幅を有する。第４図１；１
。
ｈｌＡに乃至ｈ５Ａにの振幅を有する。第４図１；１
。
１ｏを現サンプル、ｉｏ ４乃至ｉｏ １を先行リ
ンプル及びｔｏ＋１乃至ｔ、＋４を後続サンプルとして
等間隔のシンボルの列が継起的な間隔ｊｏ −４乃至ｔ
ｏ ＋４で伝送される場合のタップ付遅延線路を通るシ
ンボルのサンプルの進み方を丞す。チャンネルでの分散
の結果各シンボルのエネルギーは拡がるため受信器は常
に、いくつかのシンボル、この例では５個の分散された
シンボルの各々のエネルギーの一部からなるエネルギー
を受信している。シンボルが同一であるなら受信エネル
ギーは略一定である。そのエネルギーは寄与を足し合わ
せることで、つまり０．４５ΔＫ。
ンプル及びｔｏ＋１乃至ｔ、＋４を後続サンプルとして
等間隔のシンボルの列が継起的な間隔ｊｏ −４乃至ｔ
ｏ ＋４で伝送される場合のタップ付遅延線路を通るシ
ンボルのサンプルの進み方を丞す。チャンネルでの分散
の結果各シンボルのエネルギーは拡がるため受信器は常
に、いくつかのシンボル、この例では５個の分散された
シンボルの各々のエネルギーの一部からなるエネルギー
を受信している。シンボルが同一であるなら受信エネル
ギーは略一定である。そのエネルギーは寄与を足し合わ
せることで、つまり０．４５ΔＫ。
−０，７５ＡＫ 、 ０．３９ Ａに、 ０．２Ａ
Ｋ及び−０，２８Ａにの平方の和により決定される。チ
ャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が一定のままとする
と全エネルギーに寄与した各シンボルの割合を任意の瞬
間に評価することができる。
Ｋ及び−０，２８Ａにの平方の和により決定される。チ
ャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が一定のままとする
と全エネルギーに寄与した各シンボルの割合を任意の瞬
間に評価することができる。
第５図は、ノーマルつまり順方向データモード又はデー
タ逆転モードで動作する判定フィードバック等化量（Ｄ
ＦＥ）を示す。ＤＦＥはフィードフォワードフィルタ部
分１６と、判定段階２０を有するフィードバックフィル
タ部分１８とからなる。フィードフォワードフィルタ部
分１６は、タップ付遅延線路２２により形成されるトラ
ンスバーサルフィルタからなる。タップはそれぞれ乗樟
器２４乃至３２に接続され、そこで信号はそれぞれ重み
付は係数Ｗｏ乃至Ｗ４が乗算される。乗算器の出力は加
算段階３４で合界され、加算段階からの合算信号はフィ
ードバックフィルタ部分１８の減算段階３６に供給され
る。フィードバックフィルタ部分１８は木質的には巡回
形フィルタである。判定段階２０は減算段階３６と別の
タップ付遅延線路又はシフトレジスタ４０の入力との間
に接続される。段階２０でなされた判定は、出力４２に
導かれる。遅延線路のタップ又はシフトレジスタ４０の
段のそれぞれからの出力は、乗算器４４乃至５２にそれ
ぞれ接続されて重み付は係数ＷＳ乃至Ｗ９が乗算される
。乗算器４４乃至５２から、の出力は、加算段階５４で
合算され、加算段階５４の出力は減算段階３６に接続さ
れる。
タ逆転モードで動作する判定フィードバック等化量（Ｄ
ＦＥ）を示す。ＤＦＥはフィードフォワードフィルタ部
分１６と、判定段階２０を有するフィードバックフィル
タ部分１８とからなる。フィードフォワードフィルタ部
分１６は、タップ付遅延線路２２により形成されるトラ
ンスバーサルフィルタからなる。タップはそれぞれ乗樟
器２４乃至３２に接続され、そこで信号はそれぞれ重み
付は係数Ｗｏ乃至Ｗ４が乗算される。乗算器の出力は加
算段階３４で合界され、加算段階からの合算信号はフィ
ードバックフィルタ部分１８の減算段階３６に供給され
る。フィードバックフィルタ部分１８は木質的には巡回
形フィルタである。判定段階２０は減算段階３６と別の
タップ付遅延線路又はシフトレジスタ４０の入力との間
に接続される。段階２０でなされた判定は、出力４２に
導かれる。遅延線路のタップ又はシフトレジスタ４０の
段のそれぞれからの出力は、乗算器４４乃至５２にそれ
ぞれ接続されて重み付は係数ＷＳ乃至Ｗ９が乗算される
。乗算器４４乃至５２から、の出力は、加算段階５４で
合算され、加算段階５４の出力は減算段階３６に接続さ
れる。
図示されたＤＦＥの基本的動作は公知であり、簡単に言
うならフィードフォワードフィルタ部分１６が受信入力
信号サンプルを供給されて、それらの入力信号サンプル
の重み句ぎ和を発生するということである。この和は現
入力、先行及び後続シンボルからのエネルギーを含む。
うならフィードフォワードフィルタ部分１６が受信入力
信号サンプルを供給されて、それらの入力信号サンプル
の重み句ぎ和を発生するということである。この和は現
入力、先行及び後続シンボルからのエネルギーを含む。
フィードバックフィルタ部分１８は、先行するデータ判
定により駆動され、そうすることで現在の判定への先行
シンボルの影響をなくす。
定により駆動され、そうすることで現在の判定への先行
シンボルの影響をなくす。
判定段階２０は、一定の時点における入力での信号の値
に基いて判定を行なう、これは伝送されるパルスのエネ
ルギーが時間とともに分散し、チャンネルインパルス応
答（第３図）により表わされるから必要である。
に基いて判定を行なう、これは伝送されるパルスのエネ
ルギーが時間とともに分散し、チャンネルインパルス応
答（第３図）により表わされるから必要である。
前記時点は、送信器と受信器との間の同期化標識として
用いられる基準タップ位ｇ？（ＲＴＰ）により決定され
る。本明ｔＭ書の発明の詳細な説明の導入部において記
載した如く、大なる信号対雑音比を有する電話システム
における如くチャンネルインパルス応答が略一定である
場合ＲＴ Ｐはチャンネルインパルス応答のピークとな
るよう選定される。図示の実施例では、ＲＦＰはタップ
付遅延線路のサンプルＳ２を収める記憶位置（第３図）
と整列させられる。しかしチャンネルインパルス応答が
変化し信号対Ｍ８比が小さい場合には、性能はピットエ
ラーレート（ＢＥＲ）を出で測定した信号対雑音比（Ｓ
ＮＲ）と比較することで測定されるが、ＲＴ Ｐをピー
ク値を有するサンプルに整列させても必ずしも理論上最
良の結果は得られない。そのような場合、シンボルに付
随する列の最初の許容パルスがある位置にＲＴＰを整列
させるのが好ましい。シンボルに付随する列中の全ての
パルスでないにしろ大多数のパルスがフィードフォワー
ドフィルタ部分１６に収められるのが好ましい。タップ
付遅延線路がチャンネルインパルス応答中のパルス数に
対応する長さを有する場合には、最初のパルス及びＲＦ
Ｐはフィードフォワードフィルタ部分１６の先端にある
。ＲＴＰをシンボルの最初のパルスの位置に並べること
でＤＰＥは、Ｊ、ソルツの記事１′オブチマム ミーン
スクエア デシジョン フィードバック イコライゼー
ション］ザ ベル システム テクニカルジャーナル、
１９７３年１０月、１３４１乃至１３７３頁に記載され
た可変無線チャンネルの理論上最良の性能に近いものを
達成しうる。図示の実施例では乗算器２４乃至３２に適
用されるタップの重み付けＷｏ乃至Ｗ４は、ＤＦＥの信
号出力を最良にするよう動的に調整される。チャンネル
インパルス応答におけるパルスサンプルの数が例えば５
又は６バルスのように変化しうる場合には、タップ付遅
延線路２２はより大きくされ、タップの重み付けはそれ
に応じて調整される例えばチャンネルインパルス応答に
５個のパルスがあるだけの場合にはＲＴＰは先端又は先
端の１つ手前の位置にあるようにされ、タップ付遅延線
路２２の端部近く又は先端それぞれで乗粋器に適用され
るタップの重み付けは非常に小さ（又はゼロとされるよ
う調整される。
用いられる基準タップ位ｇ？（ＲＴＰ）により決定され
る。本明ｔＭ書の発明の詳細な説明の導入部において記
載した如く、大なる信号対雑音比を有する電話システム
における如くチャンネルインパルス応答が略一定である
場合ＲＴ Ｐはチャンネルインパルス応答のピークとな
るよう選定される。図示の実施例では、ＲＦＰはタップ
付遅延線路のサンプルＳ２を収める記憶位置（第３図）
と整列させられる。しかしチャンネルインパルス応答が
変化し信号対Ｍ８比が小さい場合には、性能はピットエ
ラーレート（ＢＥＲ）を出で測定した信号対雑音比（Ｓ
ＮＲ）と比較することで測定されるが、ＲＴ Ｐをピー
ク値を有するサンプルに整列させても必ずしも理論上最
良の結果は得られない。そのような場合、シンボルに付
随する列の最初の許容パルスがある位置にＲＴＰを整列
させるのが好ましい。シンボルに付随する列中の全ての
パルスでないにしろ大多数のパルスがフィードフォワー
ドフィルタ部分１６に収められるのが好ましい。タップ
付遅延線路がチャンネルインパルス応答中のパルス数に
対応する長さを有する場合には、最初のパルス及びＲＦ
Ｐはフィードフォワードフィルタ部分１６の先端にある
。ＲＴＰをシンボルの最初のパルスの位置に並べること
でＤＰＥは、Ｊ、ソルツの記事１′オブチマム ミーン
スクエア デシジョン フィードバック イコライゼー
ション］ザ ベル システム テクニカルジャーナル、
１９７３年１０月、１３４１乃至１３７３頁に記載され
た可変無線チャンネルの理論上最良の性能に近いものを
達成しうる。図示の実施例では乗算器２４乃至３２に適
用されるタップの重み付けＷｏ乃至Ｗ４は、ＤＦＥの信
号出力を最良にするよう動的に調整される。チャンネル
インパルス応答におけるパルスサンプルの数が例えば５
又は６バルスのように変化しうる場合には、タップ付遅
延線路２２はより大きくされ、タップの重み付けはそれ
に応じて調整される例えばチャンネルインパルス応答に
５個のパルスがあるだけの場合にはＲＴＰは先端又は先
端の１つ手前の位置にあるようにされ、タップ付遅延線
路２２の端部近く又は先端それぞれで乗粋器に適用され
るタップの重み付けは非常に小さ（又はゼロとされるよ
う調整される。
等化が記憶されたサンプルにつきオフラインで行なえる
場合には等化過程を逆のｖＩｌｆｆｉ方向で行なうとよ
り理論上の最良に近い性能を出すことができる。これは
チャンネルインパルス応答が非常に非対称的である場合
には特にあてはまる。顔部間方向だけでな（逆の１ｕｉ
ｈ向にも記憶されたサンプルの処理ができるよう、第５
図に示されるＤＰＥの入力部分は、切り換えスイッチ５
８の一方の極と後入れ先出しくＬＩＦＯ）記憶６０とに
接続される入力端子５６からなり、ＬＩＦＯ記憶６０は
スイッチ５８の第２ｔｉに接続される。従ってＬ［ＦＯ
６０が入力５６とタップ付遅延線路２２との間に接続さ
れている場合入力信号は逆転した時間順序で供給される
。
場合には等化過程を逆のｖＩｌｆｆｉ方向で行なうとよ
り理論上の最良に近い性能を出すことができる。これは
チャンネルインパルス応答が非常に非対称的である場合
には特にあてはまる。顔部間方向だけでな（逆の１ｕｉ
ｈ向にも記憶されたサンプルの処理ができるよう、第５
図に示されるＤＰＥの入力部分は、切り換えスイッチ５
８の一方の極と後入れ先出しくＬＩＦＯ）記憶６０とに
接続される入力端子５６からなり、ＬＩＦＯ記憶６０は
スイッチ５８の第２ｔｉに接続される。従ってＬ［ＦＯ
６０が入力５６とタップ付遅延線路２２との間に接続さ
れている場合入力信号は逆転した時間順序で供給される
。
別のしＩＦＯ記憶６２が判定段階２０の出力に接続され
る１判定段階２０の出力は切り換えスイッチ６４の一方
の極６４に接続され、ＬＩＦＯ６２の出力はスイッチ６
４の第２の極に接続される。スイッチ５８及び６４は、
逆転したＷＦＩｌｆｆｉ順序で動作を行なう場合回路中
でＬＩＦＯ記憶６０及び６２はともに等化は逆転した時
間順序で行なわれてもシンボルは出力４２から正しい順
序で出力されるよう連動される。（」ＦＯ記１１６０及
び６２は、受信されるデータのブロックを形成する全て
のサンプルに対応する記憶容積を有する。
る１判定段階２０の出力は切り換えスイッチ６４の一方
の極６４に接続され、ＬＩＦＯ６２の出力はスイッチ６
４の第２の極に接続される。スイッチ５８及び６４は、
逆転したＷＦＩｌｆｆｉ順序で動作を行なう場合回路中
でＬＩＦＯ記憶６０及び６２はともに等化は逆転した時
間順序で行なわれてもシンボルは出力４２から正しい順
序で出力されるよう連動される。（」ＦＯ記１１６０及
び６２は、受信されるデータのブロックを形成する全て
のサンプルに対応する記憶容積を有する。
動作時、記憶されたブロックのデータは、顔部間方向及
び逆の時間方向の両方で処理することが可能であり、そ
の結果最小平均二乗誤差に（資）して理論上の最良によ
り近付く。
び逆の時間方向の両方で処理することが可能であり、そ
の結果最小平均二乗誤差に（資）して理論上の最良によ
り近付く。
ＲＴＰを分散シンボルの最後のサンプル又はパルス、つ
まり第３図の８５に整列するよう選定してＤＦＥを動作
せしめることも公知である。しかし最初のパルスつまり
第３図の８１が最後のパルスつまりＳ５より大きい場合
には、一般にＤＰＥを逆順で表わされたデータで動作せ
しめることでより良い結果が得られる。
まり第３図の８５に整列するよう選定してＤＦＥを動作
せしめることも公知である。しかし最初のパルスつまり
第３図の８１が最後のパルスつまりＳ５より大きい場合
には、一般にＤＰＥを逆順で表わされたデータで動作せ
しめることでより良い結果が得られる。
最後のサンプルのみで動作せしめる場合には第５図のＤ
ＰＥではタップの重み付けＷｅを１に設定し、タップの
重み付けＷｌ乃至Ｗ４をゼロとすればよい。その場合Ｄ
ＰＥの構成は第６図に示す如く単純化される。第５図と
比較して、フィードフォワードフィルタ部分１６を形成
するトランスバーサルフィルタ２２が省略され、切り換
えスイッチ５８の出力はフィードバックフィルタ部分１
８内の減算段階３６に接続される。タップの重み付けＷ
Ｓ乃至Ｗｌは、最後のサンプルに先行す°るＣＩＲのサ
ンプルの値を有する。図示の実施例では４つの先行する
サンプルＳ１乃至Ｓ４があるのみだから（第３図）、Ｗ
ｌ乃至ＷＳにそれぞれ割り当てられ、Ｗｌにはゼロの値
とされる。第５図に示した実施例と同様、第６図に示し
たＤＦＥも必要に応じて順方向データモードでも時間が
運転されたデータモードでも動作される。
ＰＥではタップの重み付けＷｅを１に設定し、タップの
重み付けＷｌ乃至Ｗ４をゼロとすればよい。その場合Ｄ
ＰＥの構成は第６図に示す如く単純化される。第５図と
比較して、フィードフォワードフィルタ部分１６を形成
するトランスバーサルフィルタ２２が省略され、切り換
えスイッチ５８の出力はフィードバックフィルタ部分１
８内の減算段階３６に接続される。タップの重み付けＷ
Ｓ乃至Ｗｌは、最後のサンプルに先行す°るＣＩＲのサ
ンプルの値を有する。図示の実施例では４つの先行する
サンプルＳ１乃至Ｓ４があるのみだから（第３図）、Ｗ
ｌ乃至ＷＳにそれぞれ割り当てられ、Ｗｌにはゼロの値
とされる。第５図に示した実施例と同様、第６図に示し
たＤＦＥも必要に応じて順方向データモードでも時間が
運転されたデータモードでも動作される。
第１図は４つのデータ信号［１乃至■４の列を示す図、
第２図は分散性チャンネルを伝送された結果のシンボル
間干渉により歪んだデータ信号を示す図、第３図はチャ
ンネルインパルス応答の例を示す図、第４図は５タツプ
を有するタップ付遅延線路を通っていくシンボルのサン
プルの進み方を示す図、第５図はＤＦＥの一実施例の概
略ブロック図、第６図は基準タップ位置がＣＩＲの最後
のサンプルに整列されるＤＦＥの別の実施例の概略ブロ
ック図である。 １６・・・フィードフォワードフィルタ部分、１８・・
・フィードバックフィルタ部分、２０−・・判定段階、
２２・・・タップ付遅延線路、２４〜３２．４４〜５２
・・・乗粋器、３４．５４−・・加粋段階、３６・・・
減韓段階、４０ ・・・シフトレジスタ、４２・・・出
力、５６・・・入力端子、５８．６４−・・スイッチ、
６０゜６２・・・Ｌ、ＩＦＯ記憶。 ＦＩＧ、１ ： ＦｌＧ、２ ！。−３−一一一、と−
第２図は分散性チャンネルを伝送された結果のシンボル
間干渉により歪んだデータ信号を示す図、第３図はチャ
ンネルインパルス応答の例を示す図、第４図は５タツプ
を有するタップ付遅延線路を通っていくシンボルのサン
プルの進み方を示す図、第５図はＤＦＥの一実施例の概
略ブロック図、第６図は基準タップ位置がＣＩＲの最後
のサンプルに整列されるＤＦＥの別の実施例の概略ブロ
ック図である。 １６・・・フィードフォワードフィルタ部分、１８・・
・フィードバックフィルタ部分、２０−・・判定段階、
２２・・・タップ付遅延線路、２４〜３２．４４〜５２
・・・乗粋器、３４．５４−・・加粋段階、３６・・・
減韓段階、４０ ・・・シフトレジスタ、４２・・・出
力、５６・・・入力端子、５８．６４−・・スイッチ、
６０゜６２・・・Ｌ、ＩＦＯ記憶。 ＦＩＧ、１ ： ＦｌＧ、２ ！。−３−一一一、と−
Claims (10)
- （１）分散性通信チャンネル中を伝送されることで歪ん
だデータ信号の等化方法であつて、データの列を逆転し
、列が逆転したデータを判定フィードバック等化器へ供
給し、等化器が出力する判定の列を逆転することからな
るデータ信号の等化方法。 - （２）データは一連のブロックとして第１の後入れ先出
し記憶に供給され、判定は第２の後入れ先出し記憶に供
給されることを特徴とする請求項１記載のデータ信号の
等化方法。 - （３）判定フィードバック等化器は、判定段階を有する
フィードバックフィルタ部分に接続されるフィードフォ
ワードフィルタ部分からなり、基準タップ位置は通信チ
ャンネルのチャンネルインパルス応答のピークを収める
記憶位置に整列されることを特徴とする請求項１又は２
に記載のデータ信号の等化方法。 - （４）判定フィードバック等化器は、判定段階を有する
フィードバックフィルタ部分に接続されるフィードフォ
ワードフィルタ部分からなり、基準タップ位置はフィー
ドフォワードフィルタ部分に供給される順序についてシ
ンボルの最初のサンプルを収める記憶位置に整列される
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のデータ信号の
等化方法。 - （５）シンボルのサンプルの大多数がフィードフオワー
ド部分に記憶されることを特徴とする請求項４記載のデ
ータ信号の等化方法。 - （６）判定フィードバック等化器は、判定段階を有する
フィードフォワードフィルタ部分に接続されるフィード
フォワードフィルタ部分からなり、基準タップ位置はフ
ィードフオワードフイルタ部分に供給される順序につい
てシンボルの最後のサンプルを収める記憶位置に整列さ
れることを特徴とする請求項１又は２に記載のデータ信
号の等化方法。 - （７）場合により通信チャンネルから受信される順序で
データの列を処理することを特徴とする請求項１乃至６
のいずれか一項の記載のデータ信号の等化方法。 - （８）データ信号のブロックが順次供給される信号入力
及び各ブロックのデータ信号が逆転された順序で読み出
されていく信号出力を有する第１の時間逆転手段と、判
定段階を含み時間順序が逆転したデータが供給される信
号入力及び判定段階の出力と接続されて出力信号を発生
する信号出力を有する巡回形フィルタ手段と、巡回形フ
ィルタ手段の信号出力に接続される信号入力及び等化さ
れたデータ信号用の信号出力を有する第２の時間逆転手
段とからなる信号等化回路配置。 - （９）第１の時間逆転手段の信号出力に接続される信号
入力及び巡回形フィルタ手段の信号入力に接続される信
号出力を有するトランスバーサルフィルタからなること
を特徴とする請求項８記載の信号等化回路配置。 - （１０）場合により第１及び第２の時間逆転手段を通る
信号路を迂回する手段からなることを特徴とする請求項
８又は９記載の信号等化回路配置。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8800386 | 1988-01-08 | ||
| GB8800386A GB2214386A (en) | 1988-01-08 | 1988-01-08 | Signal equaliser |
| GB8813038 | 1988-06-02 | ||
| GB8813038A GB2219469A (en) | 1988-06-02 | 1988-06-02 | A decision feedback equaliser and a method of operating a decision feedback equaliser |
| GB8823371A GB2214387A (en) | 1988-01-08 | 1988-10-05 | A Signal Equalising Arrangement and a Method of Equalising a Received Data Signal |
| GB8823371 | 1988-10-05 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01212931A true JPH01212931A (ja) | 1989-08-25 |
| JP2838101B2 JP2838101B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=27263735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP64001134A Expired - Lifetime JP2838101B2 (ja) | 1988-01-08 | 1989-01-06 | データ信号の等化方法及び信号等化回路配置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0323870B1 (ja) |
| JP (1) | JP2838101B2 (ja) |
| DE (1) | DE68909421T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995545A (en) * | 1996-03-11 | 1999-11-30 | Fujitsu Limited | Signal reproducing method and apparatus |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03154435A (ja) * | 1989-11-13 | 1991-07-02 | Toshiba Corp | 判定帰還形等化方式 |
| US5117291A (en) * | 1990-11-30 | 1992-05-26 | At&T Bell Laboratories | Technique for adjusting signal dispersion cancellation apparatus in communications systems |
| US5335250A (en) * | 1992-10-22 | 1994-08-02 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals |
| JP2923161B2 (ja) * | 1993-03-12 | 1999-07-26 | シャープ株式会社 | 磁気テープ再生装置 |
| US5627859A (en) * | 1994-07-11 | 1997-05-06 | Huges Electronics | Time-reversed infinite impulse response digital filtering |
-
1989
- 1989-01-04 DE DE89200012T patent/DE68909421T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-01-04 EP EP89200012A patent/EP0323870B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-01-06 JP JP64001134A patent/JP2838101B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995545A (en) * | 1996-03-11 | 1999-11-30 | Fujitsu Limited | Signal reproducing method and apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0323870A3 (en) | 1990-03-28 |
| DE68909421T2 (de) | 1994-04-07 |
| EP0323870B1 (en) | 1993-09-29 |
| JP2838101B2 (ja) | 1998-12-16 |
| EP0323870A2 (en) | 1989-07-12 |
| DE68909421D1 (de) | 1993-11-04 |
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