JPH01211894A - 逆位相制御調光回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［背景技術］ 技術分野 本発明は交流負荷の逆位相制御調光回路に関する。

従来技術 位相制御調光は、負荷に供給する交流電力を各半サイク
ルで断続することによって達成される。

調光量は“オン°時間と“オフ″時間の比で決定する。

従来の位相制御調光では、各半サイクルの始点（すなわ
ち、零クロス点）で電力が切断され、各サイクルでその
後電力が接続される。逆位相側ｇａ（ＲＰＣ）調光では
、負荷に供給する電力は、零クロス点あるいはその近く
で接続されその後各半サイクルで切断される。

ガス放電灯のＲＰＣ調光はグルーデルバッハによる１９
７８年７月４日付の米国特許第４．０９９，０９９号に
開示されている（さらに、スバイラ他による１９８２年
９月１１日付の米国特許第４．３５０．９３５号、ケー
プウェル他による１９８５年７月２日付の米国特許第４
，５２７．０９９号も参照されたい）。グルーデルバッ
ハ特許に開示された回路は負荷のホット端子とニュート
ラル端子間にコンデンサ（第４図のＣ，）を有している
。この回路はガス放電灯のバラストとして働くインダク
タに蓄積されたエネルギを消費するようにしている。し
かし、白熱灯にはバラストがなく、インダクタに蓄積さ
れるエネルギとは無関係である。

白熱灯のＲＰＣ調光は、アール・エム・バルクハルト他
による“アイ・イー・イーΦイー　トランザクション　
インダストリアル　アプリケーション（ＩＥＥＥ　　Ｔ
ｒａｎｓ、　Ｉｎｄ、　Ａｐｐｌ、）　”第１Ａ−１５
巻、５７９〜５８２頁、　１９７９年９／１０月に開示
されている（“ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ、　　Ｉｎｄ、
　Ａｐｐｌ、”第１Ａ−８巻、８４〜８８頁、　１９７
２年１７２月も参照されたい）。バルクハイド他による
回路は、電源ホット端子から負荷ホット端子に接続され
た濾波用あるいはスナバ用コンデンサ（１９７９年版の
第２図のＣａ）を有している。しかし、１９７９年版の
５８１〜５８２頁で論ぜられているように、１個のコン
デンサの容量では広範囲の負荷に対応するには不充分で
あり、そして負荷変動を許容するために容量を変化する
必要がある。

ＲＰＣ調光の負荷依存性を解決する試みは、シー・エフ
・クリスチャンセンとエム・ベネデッチによる“Ｉ　Ｅ
ＥＥ　　Ｔｒａｎｓ、　　Ｉｎｄ、　Ａｐｐｌ　”第１
Ａ〜！９巻、３２３〜３２７頁、　１９８３年５７６月
に開示されている。白熱灯のＲＰＣ調光回路の負荷依存
性をアクティブ領域の電力電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）を使用してスイッチングすることによって解決して
いる。スイッチが開く時のフォールオフ時間は負荷に依
存しない回路によって制御できる。しかし、ＦＥＴがア
クティブ領域であるので、電力を消費し種々の理由から
望ましくない。

スイッチで消費されるむだな電力は、不経済であり、部
品の温度劣化を早め、余分な熱を安全に逃がすためには
大型の調光器となってしまう。

白熱灯を含む交流負荷のＲＰＣ調光はブルー７によって
開示されている（米国特許第４．５２８．４９４号と第
４，５４０，８９３号を参照されたい）。複数個のアク
ティブ領域のＦＥＴを用いてスイッチングを行っており
、過大な電力消費をもたらしている。

ブルー７は導通制御回路用保護回路（米国特許第４．５
４７．８２８号）も開示している。しかし、この回路は
制御部への直流電圧入力等複雑な回路となっており、特
に容量性負荷の制御には望ましくない。

容量性負荷の場合、負荷のコンデンサ間に電圧がある時
にスイッチをオンさせることもできるが、大きなサージ
電流、電磁障害、およびランプの鳴動の原因となる。

発明の概要 本発明によれば電力制御回路は、交流電源から白熱灯負
荷に供給する電力を断続するスイッチ手段と、電源電圧
がはＶ負荷電圧に等しい時に前記スイッチ手段を接続動
作させ、所定時間後に各半サイクルで前記スイッチ手段
を切断動作させ、そして前記スイッチ手段に印加する電
圧が所定値を超える時に前記スイッチ手段を切断動作さ
せる制御手段とより構成されている。

スイッチ手段は好ましくはトランジスタより成る。スイ
ッチ手段はトランジスタが導通状態の時閉じ、非導通状
態のとき開いているものである。

電力制御回路の他の実施例では、交流電源から白熱灯負
荷に供給する電力を断続するスイッチ手段と、前記スイ
ッチ手段に電力を供給する供給手段と、所定時間に各半
サイクルで前記スイッチ手段を開かせる点弧手段と、直
流電源入力を持たないで、電源電圧と負荷電圧との差が
ぼり零になった時に前記スイッチ手段を閉じ、電源電圧
と負荷電圧との差が所定値を超える時はいつでも前記ス
イッチ手段を開く制御手段より構成されている。

本発明の回路は、複雑な回路を用いずに、逆位相制御の
白熱灯調光を静かに、かつ、負荷に依存することなく行
なえる。この回路は固体（ソリットステート）変成器を
含む負荷の調光に特に適用できる。

発明の詳細な説明 本発明は、逆位相制御（ＲＰＣ）による白熱灯負荷等の
交流負荷の改良された調光回路を提供する。大きな負荷
依存性を示し、あるいは負荷依存性を避けるには複雑な
回路を用いた従来のこの種回路とは異なり、本発明の回
路は、広範囲の電力定格の負荷を比較的簡単に調光でき
る。

従来の位相制御調光は、各交流半サイクルで負荷に供給
する電力が接続される時間を遅らせることによって動作
する。この遅れが大きい程負荷には小さな電力しか供給
されない。負荷に電力が供給される時、急激にサージ電
流が流れ、もし負荷が白熱灯であるとフィラメントを振
動させて望ましくない雑音を発生させる。この雑音の間
通は、とりわけ固体変成器を用いた低圧白熱灯の場合に
きわだっている。固体変成器は６０Ｈｚの電源電圧を高
周波（２０ｋＨｚ以上）にしてその後電圧（代表的には
１２ボルトまで）を降下させている。変成器は入力側に
コンデンサを有している。従来の位相制御調光器を用い
た調光では、コンデンサは大きな電流パルスを引込むの
で、調光器および変成器を鳴動させ、他の回路に干渉を
おこし、さらにフリッカを生ずる。これら問題は濾波用
チョークコイルを余分に用いることによっである程度解
決できるが、余分なチョークコイルは調光器のコストお
よび重量を大きくし、負荷最大供給電力を減らし、さら
に完全に解決できるものでもない。

特に固体変成器を用いた低圧白熱灯の場合、ＲＰＣによ
る調光は重大な利点がある。負荷に電力を接続する時間
を遅らせる代りに、ＲＰＣ回路は各半サイクルの始点（
零クロス点）あるいはその近くで電力を接続している。

その後６半サイクルで電力を切断することによって調光
を達成している。電力が切断されるまでの時間が短い程
ランプには電力が少ししか供給されない。従って、電力
切断前に電力が供給されている間の時間を変えることに
よって調光を達成している。１サイクル中の負荷電圧の
時間変化を、従来および逆位相制御調光の各々に対して
第１Ａ図および第１Ｂ図に示す。

白熱灯用の従来のＲＰＣ調光回路は、負荷電流変化率を
減らすためにスイッチにスナバコンデンサを並列接続し
ている。従って、ランプ雑音と高周波障害の両者が軽減
する。しかし、１個のスナバコンデンサだけでは広範囲
の負荷に対応できない。大きな定格負荷に対しては、ラ
ンプ雑音は適切に軽減されない。また小さな定格負荷に
対してはコンデンサ電流によってランプが完全にオフと
なることを防げている。このように、種々の定格負荷に
対応するために容量の値を変化させる複雑な回路が付加
されていた。最近開発された回路は、種々の負荷に対応
させるための容量値の変化を不要としているが、これは
アクティブ領域のトランジスタを用いることによって初
めて可能となり、大きな電力を消費する。

本発明の回路を第２図に示す。回路の説明を簡単にする
ためには、以下の一般的機能を有した４個の部分にわけ
ることが便利である。即ちスイッチ部分・・・この部分
は負荷への電力を断続する。

供給部分・・・この部分は電力をスイッチ部分に与える
。

点弧部分・・・この部分は各交流半サイクルで負荷への
電力を切断する時間を決める。

制御部分・・・この部分は零クロス点を検出してスイッ
チ部分に対して負荷への電力供給切断を知らせる。また
電流が大きすぎたり温度が高すぎる時には、電力を切断
することによって回路を保護する。負６Ｉへの電力供給
切断後、スイッチ部分をオフ位置に維持する。

スイッチ部分は第２図に示すように要素Ｑ１とＱ２とよ
り成る。スイッチ部分はトランジスタ１個だけでも６■
能であるが、好ましくは交流信号の正と負°の各半サイ
クルで作動する二個のトランジスタを主スィッチとして
用いる。ＱｌとＱ２のトランジスタとして電界効果トラ
ンジスタが好ましいが、絶縁ゲートトランジスタ（ＩＧ
Ｔ）、バイポーラトランジスタ、あるいは他のスイッチ
ング素子もＦＥＴの好ましい代替部品である。２個のＦ
ＥＴを用いるよりも１個のＦＥＴとダイオードブリッジ
の組合せの方が安価であるが発生熱量が多い。ＩＧＴは
大電流では良いが、小電流では良くない。好ましいスイ
ッチは、１個のＩＧＴとダイオードブリッジ、あるいは
より好ましくは、各半サイクルでＩＧＴとダイオードの
対を用いた２個のＩＧＴと逆並列ダイオードである。オ
プションとしてのコンデンサＣ４は高周波障害の濾波作
用を行う。

供給部分は第２図に示すように要素Ｄ１．Ｃ２゜Ｒおよ
びＤ４より成る。これら要素が一体となってＤ　４　、
Ｄ　５とＱ、、Ｑｌのゲートとの共通接続点に電圧を与
えている。供給部分の回路要素の値は、Ｑｌ、Ｑｌのゲ
ートに充分なターンオン電圧を供給するよう選択される
。しかしゲートを損傷するような高い電圧ではなく、典
型的には１２ボルトである。付加される回路がない場合
には、この供給部分はＱｌ、Ｑｌのゲートに常に電圧を
与え、Ｑｌ、Ｑｌは従って常にオンとなり電力は常に負
荷に供給される。この動作モードは、適切な時間にＱｌ
、Ｑｌを開閉する信号を出力する点弧部分と制御部分に
よって変化する。

点弧部分は第２図に示すように要素Ｒ６，Ｃ５゜Ｄ　お
よびＩＣＩより成る。Ｑ、、Ｑｌがオンとなりコンデン
サＣ５が放電された状態から始めると、Ｃはダイアック
Ｄ２が導通する電圧にまで抵抗Ｒ６を介して充電され、
この時点でコンデンサＣ５は光カブラＩＣＩを介して放
電する。光カブラＩＣＩの出力トランジスタがオンとな
り、Ｑｌ、Ｑｌのゲートを放電して主スィッチをオフと
する。電力が負荷に供給される時間はコンデンサＣの充
電時間、従って、可変抵抗Ｒ６の値に依存する。このよ
うに負荷への電力は可変抵抗Ｒ６の値を変えることによ
って制御できる。

制御部分は第２図に示すように要素Ｒ２、Ｒａ　。

ＲＣおよびＱ　より成る。Ｒ２とＲ３の４°　　３″　
　　　　　　３ 電圧は主スィッチであるＱｌ、Ｑｌの電圧降下（電源電
圧−負荷電圧）である。抵抗Ｒ４と、Ｒ２あるいはＲ３
は、（電源電圧−負荷電圧）の値を決定し、Ｑ３の状態
を変化させる値（ユニでＶ＋とする）を決める分圧器を
構成する。ツェナーダイオードＤ４はｖＧｓ（ゲート−
ソース電圧）の値を制限する。従って、主スィッチがオ
フの状態から始めると、（電源電圧−負荷電圧）の値が
■□よりも小さくなると（すなわち、電源電圧がはゾ負
荷電圧になると）、Ｑ３はオフとなり、ＶＧＳがあるレ
ベル（供給部分で決定される）まで上昇し、この時点で
０１．Ｑｌがオンとなる。このサイクルの後半で点弧部
分がＱ、、Ｑｌをオフとし、（電源電圧−負荷電圧）が
上昇し、Ｑ３のベース・エミッタ電圧が、任意の値を有
する抵抗ＲとコンデンサＣ３のＲＣ時定数に制限された
速度で上昇する。ベース・エミッタ電圧がｖＴを超える
と、ｖ６８は急速に零に追いやられ、（電源電圧−負荷
電圧）が再度Ｖ１以下になるまでＱｌ。

Ｑ　をオフにしておく。Ｖ−ｒが少なくとも最短時間（
はＶＲＣ充電時定数）で達成されない限りＱ　のスイッ
チング状態を防ぐので、Ｃ３は良好な雑音除去素子とし
て作用する。第２図では、トランジスタＱ３とＩＣＩの
出力トランジスタとは個別の素子となっているが、２個
のトランジスタを１個に統一することもできる。１個の
トランジスタは、点弧部分からパルスを受けた時、ある
いは（電源電圧−負荷電圧）がＶＴ以上に上昇した時に
オンとなる。Ｑ３は好ましくはバイポーラトランジスタ
であるか、サイリスタでもよい。制御部分には（電源電
圧−負荷電圧）がかかるだけであって、直流電源電圧入
力はないことに注目されたい。

１サイクル中に起こる連続的なイベントを第３図に示す
。時間１−０で主スィッチは閉じており、Ｑ　はオフで
ある。Ｃ５が充電されると、ダイアツクＤ　がオンとな
る電圧（時間１１）に達し光カブラＩＣＩを点弧して主
スィッチを開く。

スイッチの電圧は急速に上昇して、Ｑ３をオンとし主ス
ィッチを開いた位置にクランプする。負荷電圧は負荷容
量によって決まる速度で下がる。容量性負荷の場合には
負荷電圧の下がり方は急速ではないので、従来の調光器
よりもランプ鳴動と電磁障害の問題が少ない。従って、
必要ならば負荷の両端にコンデンサ（第２図の０１）を
接続してもよい。電源電圧が零クロス点（時間ｔ２）に
近ずくと、スイッチ電圧（すなわち電源電圧−負荷電圧
）がＶＴ以下に下がり（時間ｔ２）、Ｑ３をオフとし主
スィッチＱ１．Ｑ２を閉じる。上記イベントは時間ｔ３
より負の半サイクルで繰返される。高温度や大電流等の
回路誤動作は、Ｑ３がオフでＱｌ、Ｑ２が閉じている間
に、Ｑ、、Ｑ２の電圧を上昇させるのが常である。もし
■ア以上に電圧が上昇すると、Ｑ３はオンとなりＱｌ、
Ｑ２をオフとする。このことによってトランジスタの過
電流保護がなされる。一般にトランジスタはサージ電流
に耐えることができないので、このような過電流保護は
重要である。スイッチ電圧と電流は同時には大きくなら
ないので、スイッチに消費される電力は極めて小さいこ
とに注目されたい。

ＲＰＣ調光によって“実時間“電圧制御が容易に達成さ
れる。負荷電圧と電流を検知して（第３図の時間１−０
から）これらの積の積分エネルギ値が所定のレベルに達
すると（時間１１）主スィッチを開くようにすることが
できる。従来の位相制御調光は、負荷電力の切断時点で
なく接続時点を制御しているので“実時間“制御ではな
い。

従って従来の調光ではあるサイクルでいったん電力が負
荷に供給されると、次の零クロス点まで電力は制御され
ない。本発明では、積分エネルギをΔｌｌｊ定してこれ
を参照値と比較しなくても、以下に述べるように良好な
電圧制御が達成される。ここで電圧制御とは電源電圧Ｖ
の変化を補償することを意味している。制御対象パラメ
ータは電力と負荷Ｐとの比である。従って電圧制御はｄ
　Ｐ／ｄ　Ｖとして特定でき、最小値が最良の制御に対
応する。

第３図に関して上述したように、主スィッチが開く時間
を決定するイベントはコンデンサＣ５の充電から始まる
。Ｃ５が充電されている間主スイッチは閉じており負荷
に電力が供給されている。

もし電源電圧が定格値よりも下がると、瞬時負荷電力も
それに応じて減少する。しかし、電源電圧が下がるとそ
れに応じてＣ５の充電速度もおそくなる。このため、主
スィッチはｔｌよりも遅れて開き、負荷に送られる電力
を表わす負荷電圧対時間曲線の下方の面積ははり一定と
なる。同様に電源電圧が定格値よりも上がると、Ｃ５は
より速く充電され、主スィッチは時間ｔ１よりも早く開
き、負荷に送られる電力はこの場合もはり一定である。

厳密に述べると電圧制御はＲ６の設定に依存する。すな
わち、点弧部分が主スィッチを【１〜ｔ　の間で開かせ
るようにＲ６を調整すると、低い電源電圧を補償するた
めにスイッチを開く時間を延ばす容量がすこしか、ある
いは、まったくなくなる。

このように、電圧制御は一定ではないが（すなわち、本
回路の特性）、本回路の電圧制御（ｄＰ／ｄＶ）の代表
的な値は約１％以下であり、従来の位相制御を用いた回
路のｄＰ／ｄＶ値の半分以下である。

主スィッチＱ、、Ｑ２の低電力消費は本発明回路の主た
る属性であり、スイッチをアクティブ領域では譬全面的
に動作させないことによって達成される。アクティブ領
域は、ゲート・ソース電圧ｖ６ｓが０と、完全にオンと
する電圧（ｖＧＳ−ＰＯ’典型的にはＦＥＴあるいはＩ
ＧＴで１２Ｖ）との間にある領域である。第３図に関し
て上述したように、負荷に電力が供給されている間はＶ
ｃｓ”＝ｖａｓ−ｐｏであり、点弧部分が主スィッチを
開くと急速に零に下がる。好ましくは、主スィッチは約
２００μｓ以下で開く。第２図に示す回路では、主スィ
ッチは、一般には、高温度あるいは大電流による主スイ
ツチ電圧が上昇する事故モードにおいてさえ、１μｓ以
下で開く。それにもかかわらず、負荷がある程度の容量
を有していると、負荷電圧は緩やかに下がるので低雑音
動作を行う。主スィッチは急速に開くが、必ずしも急速
に閉じない。閉じるための時定数（Ｒ５とゲート容量で
決まる）は大きい程好ましく、スイッチが閉じる時のス
パイク雑音を防げる。しかし、主スィッチは零クロス点
あるいはその近くで閉じ、この時の電圧は零あるいはそ
れに近い値である。従って、主スィッチは大きな時定数
で閉じても消費電力は極めて少ない。

本発明のＲＰＣ調光は特に低圧ランプ（すなわち、５０
Ｖ以下、典型的には１５Ｖ以下の電圧で動作する白熱灯
）に適用される。これらランプは商用１２０ｖ電源電圧
で動作する時に変成器が必要であり、この目的のために
固体変成器を使うことが多くなっている。本発明の調光
器を固体変成器を用いた低圧ランプ負荷に使用する場合
、変成器自体が容量を有しているので負荷の両端にコン
デンサ（第２図のＣ１等）を接続する必要はない。

本発明の他の実施例によれば、交流電源から負荷への電
力を制御するＲＰＣ調光器において、負荷は整流器とこ
の整流器の交流側両端に接続される濾波用コンデンサと
を有している。この実施例の調光器は、電源電圧が負荷
電圧に等しい時に電力を負荷に接続する回路、あるいは
電源電圧が零（即ち零クロス点）の時に電力を接続する
回路を使用できる。この整流器と濾波用コンデンサは、
低圧白熱灯に給電する固体変成器素子で構成してもよく
、あるいは、高輝度放電灯、冷陰極（例えばネオン冷陰
極）灯、蛍光灯等のガス放電灯バラスト素子で構成して
もよい。

本発明のさらに他の実施例によれば、ＲＰＣ調光器は調
光側ホットとニュートラルとの間にコンデンサを有した
負荷への交流電源からの電力を制御する。調光器は、電
源電圧が負荷電圧に等しい時に電力を負荷に接続する回
路か、あるいは電源電圧が零の時に電力を負荷に接続す
る回路を使用できる。これらＲＰＣ調光器は、ファンあ
るいは低圧白熱灯への電力の制御にも使用できる。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図と第１Ｂ図は、各々、従来および逆位相制御調
光の負荷電圧を時間に対して表わした図、第２図は本発
明の実施例の回路図、 第３図は１サイクルでの種々の電圧を時間に対して表わ
した図である。 Ｑ、Ｑ　　・・・主スィッチ　Ｑ３・・・トランジスタ
Ｄ２・・・ダイアック　　　　ＩＣＩ・・・光カブラ負
荷電圧　　　　　　　　　　　　　負荷電圧Ｆｉ３．２ 手続ネ山正芸口（方式） ２．弁明の名称 逆位相−制御調光回路 、′３　、　　ン＋Ｉｉ　ｒＥ　を　ケる各！１１件と
の関係　　特許出願人 名　称　　ルトロン・エレクトロニクス・カンパニー・
インコーホレーテッド ４、代理人 住　所　　東１１都港区南肖山−Ｔ目１番１号５、補正
命令のＥ１付（自発） ７　、　Ｊ＋Ｉｉ　ｉ’の内合 別紙のとおり浄Ｊ１明ｆ＃　；！：を提出します、。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）交流電源から白熱灯負荷に供給する電力を断続す
   るスイッチ手段と、そして 電源電圧がほゞ負荷電圧に等しい時に前記スイッチ手段
   を接続動作させ、所定時間後に各半サイクルで前記スイ
   ッチ手段を切断動作させ、そして前記スイッチ手段に印
   加する電圧が所定値を超える時に前記スイッチ手段を切
   断動作される制御手段とより成る電力制御回路。 （２）前記負荷の両端に接続されるコンデンサをさらに
   有する第１項記載の電力制御回路。 （３）前記スイッチ手段は電界効果トランジスタより成
   る第１項記載の電力制御回路。 （４）前記スイッチ手段は絶縁ゲートトランジスタより
   成る第１項記載の電力制御回路。（５）前記スイッチ手
   段はバイポーラトランジスタより成る第１項記載の電力
   制御回路。（６）前記制御手段は、電源電圧の変化に応
   じて前記スイッチ手段の切断動作を行う時間を変えて前
   記負荷にほゞ一定の電力を供給するための手段を有する
   第１項記載の電力制御回路。 （７）前記負荷は少なくとも１個の低圧灯より成る第１
   項記載の電力制御回路。 （８）前記負荷に給電する固体変成器をさらに有する第
   ７項記載の電力制御回路。 （９）前記スイッチ手段に並列接続されるコンデンサを
   さらに有する第２項記載の電力制御回路。 （１０）交流電源から白熱灯負荷に供給する電力を断続
   するスイッチ手段と、 前記スイッチ手段に電力を供給する供給手段と、所定時
   間に各半サイクルで前記スイッチ手段を開かせる点弧手
   段と、 そして 直流電源入力を持たないで、電源電圧と負荷電圧との差
   がほゞ零になった時に前記スイッチ手段を閉じ、電源電
   圧と負荷電圧との差が所定値をこえる時はいつでも前記
   スイッチ手段を開く制御手段とより成る電力制御回路。 （１１）前記制御手段は、前記スイッチ手段の開閉を決
   定するトランジスタより成る第１０項記載の電力制御回
   路。 （１２）前記トランジスタはバイポーラトランジスタで
   ある第１１項の電力制御回路。 （１３）前記制御手段は、前記スイッチ手段の開閉を決
   定するサイリスタより成る第１０項の電力制御回路。 （１４）前記制御手段は、前記所定値を決定する手段よ
   り成る第１０項の電力制御回路。（１５）前記制御手段
   は、電源電圧と負荷電圧との差を濾波するコンデンサよ
   り成る第１０項の電力制御回路。 （１６）前記制御手段は、 前記スイッチ手段の開閉を決定するトランジスタと、 前記所定値を確定する分圧器と、そして電源電圧と負荷
   電圧との差を濾波するコンデンサとより成る第１０項の
   電力制御回路。 （１７）交流電源から負荷に供給する電力を断続するス
   イッチ手段と、そして 電源電圧がほゞ負荷電圧に等しい時に前記スイッチを接
   続動作させ、所定時間後各半サイクルで前記スイッチ手
   段を切断動作させる制御手段とより成る電力制御回路。 （１８）交流電源から負荷に供給する電力を断続するス
   イッチ手段と、そして 電源電圧がほゞ零に等しい時に前記スイッチ手段を接続
   動作させ、所定時間後各半サイクルで前記スイッチ手段
   を切断動作させる制御手段とより成る電力制御回路。 （１９）前記負荷は、 交流電源を直流に変換する整流器と、 前記整流器の直流側に並列接続される濾波用コンデンサ
   とより成る第１７項あるいは第１８項の電力制御回路。 （２０）前記整流器と濾波用コンデンサは、低圧白熱灯
   に電力を供給する固体変成器素子である第１９項の電力
   制御回路。 （２１）前記整流器と濾波用コンデンサは、ガス放電灯
   に電力を供給するバラスト素子である第１９項の電力制
   御回路。 （２２）交流電源から負荷に供給する電力を断続するス
   イッチ手段と、 電源電圧がほゞ負荷電圧に等しい時に前記スイッチ手段
   を接続動作させ、所定時間後各半サイクルで前記スイッ
   チ手段を切断動作させる制御手段と、そして 前記負荷の両端に接続されるコンデンサとより成り、 前記負荷は白熱灯より成る電源制御回路。 （２３）交流電源から負荷に供給する電力を断続するス
   イッチ手段と、 電源電圧がほゞ零に等しい時に前記スイッチ手段を接続
   動作させ、所定時間後各半サイクルで前記スイッチ手段
   を切断動作させる制御手段と、そして 前記負荷の両端に接続されるコンデンサとより成り、 前記負荷は白熱灯より成る電源制御回路。 （２４）前記負荷はファンより成る第２２項あるいは第
   ２３項の電源制御回路。 （２５）前記負荷は低圧白熱灯より成る第２２項あるい
   は第２３項の電源制御回路。