JPH01209964A - 振動波モータの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、振動波モータ（以下、ＵＳＭと略記する）の
駆動回路、更に詳しくは、ＵＳＭの特性が変化しても常
に効率よく回転する駆動周波数を自動的に追尾する帰還
回路を有するＵＳＭの駆動回路に関する。

［従来の技術］ 圧電素子、電歪索子、磁歪素子等の電気−機械工ネルギ
変換素子を用いて進行性振動波を発生させて駆動する振
動波モータは、既に周知である。

この振動波モータは圧電素子の超音波振動を駆動源とす
るものについて簡単に説明すると、隣接する多数の圧電
素子が互いに逆極性になるように分極処理され、２つの
組に分けられ、λ／４＋ｎλ（λは進行波の波長、ｎは
整数）の間隔を置いて弾性体に固着されてステータが構
成されており、このステータの各組錘にまとめられた各
圧電素子の電極に、上記弾性体および圧電素子からなる
振動子の形状、材質によって決まる共振周波数で、同一
振幅で、かつ位相のみが９０＠　（π／２）異なる交流
電圧Ｖ　　ｓＩｎθとｖｏＣｏｓθが印加されると、弾
性体の表面に弾性進行波が励起される。

この進行波の励起されている弾性体の表面の各質点は進
行波の進行方向とは逆向き方向の楕円振動を行なう。従
って、進行波の山の頂点付近に弾性体と摩擦接触するロ
ータを置けば、このロータは楕円振動の方向に移動する
ことになる。これが振動波モータの原理である。

ところで、このＵＳＭは、一般に負荷、加圧力。

温度等の外的要因により、その特性が変化し、その特性
の変化に基因して共振周波数も変化するため、この共振
周波数に駆動信号の周波数が自動追尾するような構成の
駆動回路が必要となる。この自動追尾する方法としては
、従来、ＵＳＭの回転数を検知してこれによって回転数
を一定回転数に保つように制御する方法、ＵＳＭのモニ
タ電極から取り出した信号の振幅あるいは位相を一定に
保持するように制御する方法等がある。

第５図は、ＵＳＭのモニタ電極から取り出した信号の振
幅を一定に保持するように制御する従来の自動追尾手段
の一例を示す構成ブロック図である。第５図において、
発振周波数コントロール電圧Ｖ　ｅｏｎｔにより発振周
波数が制御される電圧制御発振器からなる周波数可変発
振器（以下、ｖＣＯと略記する）１の出力は、分周・移
相器２に入力され、ここで分周されて互いに９０＠の位
相差を有する２相出力２−ａおよび２−ｂになる。この
２相出力２−ａおよび２−ｂは、それぞれ電力増幅器３
ａ、３ｂで増幅されてＶｏｓｉｎθおよびｖｏｃｏｓθ
の駆動電圧となり振動波モータ４の駆動電極４ａ、４ｂ
にそれぞれ印加されることにより同モータ４が回転する
。このモータ４にはモニタ電極４Ｃが設けられており、
同電極４Ｃからは振動の大きさに比例した振幅の交流帰
還信号が得られる。交流電圧値がｖＦＢのこの帰還信号
は検波回路８で直流に変換されてから差動アンプ９に供
給される。差動アンプ９では、これを基準電圧値Ｖ　ｒ
ｅｆの適正駆動周波数信号（以下、基準電圧Ｖ　ｒｅｆ
’と呼称する）と比較し、その差の電圧ｖ　ｃｏｎｔを
ｖＣＯｌにフィードバックするようになっている。

一般に、モニタ電極４ｃに誘起される帰還出力電圧ｖＦ
Ｂは、ＵＳＭ４の回転数Ｎにほぼ比例したレベルで、そ
の周波数特性は第７図の実線１１のようになる。この特
性がピークに達する点は機械的共振点と呼ばれ、電気的
な動作点としては非常に不安定なものである。従って、
この自動追尾においては電気的に一番安定していて、且
つ効率の良いモータ駆動がなされる周波数ｆｂに対応し
た動作点７ｂの電圧を基準電圧Ｖ　ｒｅｒとして設定し
ている。今、帰還信号の周波数がｆ　のときの帰還電圧
をＶａとすれば、ＶＢ＞ＶｒｅｆなのでＶＣｏｌの発振
周波数を高くするように、また、帰還信号の周波数がｆ
　のときの帰還電圧ＶＣはＶｃ＜Ｖｒｃｆ’なのでｖＣ
Ｏｌの発振周波数を低くするように、それぞれフィード
バックすれば駆動信号の周波数は常にｆ、に保たれるこ
とになる。

また、第６図は、ＵＳＭ４のモニタ電極４ｃから取り出
した信号の位相角θを一定に保持するように制御する従
来の自動追尾手段の他の例を示す構成ブロック図である
。第６図において、ＶＣＯ１〜ＵＳＭ４は、第５図と同
じなのでその説明を省略する。この追尾手段においては
ＵＳＭ４の帰還電極４Ｃから取り出された、同電極４ｃ
に誘起した帰還出力電圧ｖＩ、Ｂは、波形整形回路１０
に供給されてグランドレベルを基準にした方形波に変換
されたのち、その信号は位相比較回路１１に供給される
。同比較回路１１では、帰還電圧ｖＦＢの位相が例えば
、電力増幅器３ａ、３ｂの出力を波形整形して得た信号
等のような基準となる位相信号と比較される。そして、
その位相差分がパルス幅の大きさに変換されてＬＰＦ　
（低域濾波器）１２に供給され、同ＬＰＦ１２で直流に
変換される。

このようにして位相差が直流電圧レベルに変換された後
、この直流出力は、差動アンプ１３に供給されて基準電
圧Ｖ　ｒｅｒと比較され、その差出力がコントロール電
圧ｖ　ｃｏｎｔとしてＶＣＯＩに供給されて、その発振
周波数が電圧制御されるようになっている。

このように構成された追尾手段を有する駆動回路は、そ
の位相差θの周波数特性が第８図に示されているように
、帰還信号の周波数がｆ、のときの位相差θ　の点を基
準とすると、θ〉θ、の場す 合は周波数を低くするように、またθくθ、の場合は周
波数を高くするように帰還がかけられている。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、上述のように構成された追尾手段を有するモ
ータ駆動回路においては、適正な駆動周波数に常に追尾
できるという訳ではなく、急激な負荷または加圧力など
により、モータの特性が大きく変化した場合にモータの
駆動周波数が全く別の点へ飛んでしまうといった現象（
以下、周波数の飛びという）が発生する。即ち、負荷が
大きくなると、例えば第７図の点線Ｉ２のように、特性
の山がつぶれてしまい、その結果、モータの駆動周波数
が低い方に飛んでしまって再起動しなくなるとか、急激
な負荷が加わることによって第７図または第８図に示す
動作点７ｄまたは８ｄのように動作点７ｂまたは８ｂに
引き込めない範囲に入ってしまうという周波数の飛びが
発生する。

また、低温になると振動波モータの振動のＱが高くなる
ため、共振状態を逸脱した点では帰還電圧ｖＦＢの出力
が極く小さくなるので、スタート時や何らかのショック
で一旦共振点から外れてしまうと再起動しない場合が出
てくる。

従って、本発明の目的は、上述の問題点を解消し、どの
ような状況においても再起動できる振動波モータの駆動
回路を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、第１図の概念図に示すように、周波数可変発
振器（ＶＣＯ）１からなる駆動源の駆動信号出力を分周
移相器２および電力増幅器３ａ。

３ｂを通じて振動波モータ４に加えることにより同モー
タ４を駆動し、該駆動時に生じるモニタ電極４ｃの帰還
信号と適正駆動周波数信号とを比較して上記駆動信号の
周波数を適正駆動周波数に制御するようにした周波数追
尾手段を有する振動波モータの駆動回路において、 上記帰還信号を適正駆動周波数信号と比較することによ
り、上記振動波モータの適正駆動周波数に対する上記駆
動信号の刃周波数の高低を検出し、上記駆動信号の周波
数の追尾方向を判断する検出回路５と、この検出回路５
の判断により同検出回路の信号が入力されたとき、アッ
プカウントまたはダウンカウントするアップダウンカウ
ンタ６と、このアップダウンカウンタ６のディジタル出
力をアナログ出力に変換し、該アナログ出力により上記
駆動源が出力する駆動信号の周波数を変化させるＤ／Ａ
コンバータ７と、を具備することを特徴とするものであ
る。

［作　用］ 上記検出回路５で、その時点の周波数が適正駆動周波数
よりも高いか低いかを判断して追尾方向をＨまたはＬの
ディジタル信号の形で出力する。

この出力を受けてアップダウンカウンタ（以下、ＵＰ／
ＤＮカウンタと略記する）６がアップカウントまたはダ
ウンカウントを行なう。その結果として、上限周波数ま
たは下限周波数に達すると、次のクロックパルスで下限
周波数または上限周波数に戻り再度アップカウントまた
はダウンカウントするから、周波数の飛びを防止するこ
とができる。そして、Ｄ／Ａコンバータ７で上記ＵＰ／
ＤＮカウンタ６のディジタル出力をアナログ信号に変換
し、この出力を発振周波数コントロール電圧Ｖ　ｃｏｎ
ｔとしてＶＣＯＩに戻している。

［実　施　例］ 以下、図面を参照して本発明を具体的に説明する。

第２図は、本発明の第１実施例を示すＵＳＭの駆動回路
における追尾手段の詳細を示したもので、帰還信号の位
相を検出し、帰還電圧ＶＦＢの位相を一定に保つように
構成しである。なお、以下の実施例においてはｖＣＯｌ
からＵＳＭ４までは第１図のように構成されている。第
２図において、Ｕ８Ｍ４のモニタ電極４Ｃに誘起した帰
還信号ＳＦＢは検出回路５に人力される。この検出回路
５は、コンパレータＣＰ　　ｓ　抵抗Ｒ１”Ｒ５、：Ｉ
：／７’ンすＣおよびダイオードＤ、、Ｄ２を図のよう
に接続してなる波形整形部５ａと、同整形部５ａの出力
を適正駆動周波数信号と位相比較して追尾方向を判断す
るＤ型フリップフロップ回路ＦＦ１とから構成されてい
る。同フリップフロップ回路ＦＦ１のＱ出力端子は、Ｕ
Ｐ／ＤＮカウンタ６のＵＰ／ＤＮ端子に接続されている
。この［ＪＰ／ＤＮカウンタ６は、そのクロック入力端
子ＣＫに供給されているクロック信号を２進数の信号に
加算あるいは減算するもので、その出力端子Ｑ、、Ｑ２
゜・・・・・・、Ｑ　はＤ／Ａコンバータ７に接続され
ている。同り／Ａコンバータ７は、電流加算式のコンバ
ータで、このための重みづけ抵抗群Ｒ１１’　Ｒ１２’
・・・・・・、Ｒ・およびＲ８と、これら抵抗群と上記
Ｑｎ 出力端子間に介在するアナログスイッチＳＷ、。

ｓＷ２．・・・・・・、ＳＷｎと、ボルテージフォロワ
接続のオペアンプＯｐＨとで構成されている。

このように構成された第１実施例の駆動回路では、０８
Ｍ４のモニタ電極４ｃに誘起された帰還電圧ｖＰＢの信
号は、波形整形部５ａで矩形波に整形されたのち、Ｄ型
フリップフロップ回路ＦＦ。

に供給される。同フリップフロップ回路ＦＦ１では、上
記帰還電圧Ｖ□の位相を第１図に示すｖＣｏｌ、分周・
移相器２．または電力増幅器３ａあるいは３ｂから取り
出された基準電圧Ｖｒｅｆ’の適正駆動周波数信号の位
相と比較して追尾方向を検出する。つまり、上記の両信
号の位相差が零のときを境にしてＨまたはＬのディジタ
ル信号が出力される。その出力は、ＵＰ／ＤＮカウンタ
６のＵＰ／ＤＮコントロール信号として入力される。そ
して、帰還電圧ｖＰＢの位相の方が進んでいる場合には
ダウンカウント、帰還電圧ｖＦＢが遅れている場合には
アップカウントとなる。カウンタ６の出力Ｑｌ−Ｑｎは
Ｄ／Ａコンバータ７へ送られてアナログスイッチ５ｗ１
−５ｗ、をオン・オフする。

Ｄ／Ａコンバータ７は電流加算式であり、重みづけ抵抗
Ｒ１１の抵抗値をＲとおいて、 Ｒｏからなる簡単な構成の回路でＤ／Ａ変換が実現され
ている。実際に、Ｄ／Ａコンバータ７としてはこれ程の
精度は必要ではなく、後述する第４図に示したＤ／Ａコ
ンバータでも充分である。抵抗Ｒ８に発生する電圧がＤ
／Ａ変換出力となるが、これをオペアンプＯｐＨのユニ
ティゲインアンプにより増幅し、コントロール電圧Ｖ　
ｃｏｎｔとしてＶＣＯＩに出力する。

このような回路構成にすることにより、掃引する周波数
帯域に上限（ｆ　　　）と下限（ｆｌＩＩＸｎ）ａＸ を、つまり、ＵＰ／ＤＮカウンタの計数値で表わせば、
１．１．・・・・・・、１と０，０．・・・・・・、０
を設定したことになり、カウンタの性質からアップカウ
ントして駆動周波数が高い方に飛んでいこうとしても１
，１．・・・・・・、１に相当する上限の周波数ｆ　　
に到達すると、次のクロックパルスではａｘ 帆　０．・・・・・・、０に相当する下限周波数’ａｋ
ｉｎに戻り、再びアップカウントして適正駆動周波数に
戻すことができる。また、ダウンカウントして低い方に
飛んでいこうとする場合も同様に０，０゜・・・・・・
、０に相当する周波数’　ｓｉｎから１，１．・・・・
・・、１に相当する周波数ｆ　　に移るので適正部ａａ
ｘ 動周波数に戻ることができる。また、スタート周波数は
’　ｓｉｎまたはｆａａｘのどちらかになり、ｆ　　　
−ｆ　　　またはｆｌ、ａｘ→ｆａｋｉｎの方向に走ｓ
ｉｎ　　　　　ｌ１ａｘ 査する形となり、位相差が０になる点が現われるまで何
度も走査するので、確実な始動が可能となる。

第３図は、本発明の第２実施例を示すＵＳＭの駆動回路
における追尾手段を示したものであって、帰還電圧ｖＰ
Ｂの振幅を一定に保持するように構成した場合である。

この第２実施例では、検出回路５Ａで帰還電圧ＶＰＢを
適正駆動周波数信号の基準電圧Ｖ　ｒａｒと比較してい
る点と、ＵＰ／ＤＮカウンタ６Ａに周波数ロック等の機
能を付加した点と、この機能付加に伴いＤ／Ａコンバー
タ７Ａにツアーゲートおよびインバータからなるゲート
群でアナログスイッチを置換した点とが上記第１実施例
と異なる。

即ち、第３図において、０３Ｍ４のモニタ電極４Ｃに接
続された検出回路５Ａは、抵抗Ｒ２、〜Ｒ２３，可変抵
抗Ｖ　Ｒ２１，コンデンサｃ２□およびダイオードＤ２
□を図示のように接続してなる検波回路５ｂと、同検波
回路５ｂの検波出力を適正駆動周波数信号の基準電圧Ｖ
　ｒｅｆと電圧比較するコンパレータＣＰ２１とから構
成されている。同コンパレータＣＰ２□の出力端は、Ｕ
Ｐ／ＤＮカウンタ６ＡのＵＰ／ＤＮ端子に接続されてい
る。また、同カウンタ６Ａは、そのリセット端子Ｒにリ
セット信号が、イネーブル端子ｅｎａにイネーブル信号
がそれぞれ供給される正うになっていて、クロック入力
端子ＣＫに印加されているクロック信号ＣＬＫをＵＰ／
ＤＮ端子の論理レベルに応じてアップカウントまたはダ
ウンカウントして出力端子Ｑ１．Ｑ２．・・・・・・、
Ｑｎに二値化された信号として出力するようになってい
る。Ｄ／Ａコンバータ７Ａは、電流加算式のコンバータ
で、上記第１実施例と同じ重みづけ抵抗Ｒ１□、Ｒ１□
、・・・・・・’　ＲＩｎおよびＲｏならびにＲ３１と
、これら抵抗群をマニュアル操作するためのインバータ
’　３１’　ノアゲートＮ０Ｒ３１，Ｎ０Ｒ３２，叫・
・、ＮｏＲ３ｎからなるゲート群と、ボルテージフォロ
ワ接続のオペアンプ０Ｐ３１とで構成されている。

このように構成されたこの第２実施例の駆動回路では、
０３Ｍ４のモニタ電極４ｃに誘起された帰還電圧ｖＦＢ
の信号が、検波回路５ｂで検波され、同帰還電圧ｖＩ、
Ｂの振幅に比例した直流電圧になってコンパレータＣＰ
　２１に供給される。同コンパレータＣＰ　２１では、
上記直流電圧と適正駆動周波数信号の基準電圧Ｖｒｅｒ
とを比較してコンパレータＣＰ２１の出力端からＨまた
はＬのレベル信号を出力する。それ以後の動作は、上記
ｍｌ実施例と路間じなのでその説明は省略するが、この
第２実施例では、ＴＪＰ／ＤＮカウンタ６ＡおよびＤ／
Ａコンバータ７Ａを利用した幾つかの機能を付加しであ
るので、これらの点についてのみ、その作用を説明する
。

前記第１実施例では常に適正駆動周波数を追尾し続けて
いるが、頻繁に周波数の飛びが生じ、その上限値ｆ　　
や下限１ｉｉ！ｆＩｌｆｎを超えて大きく逸ａＸ 脱する場合には、この第２実施例では一度適正駆動周波
数を捕えたらそこでカウント禁止、つまりイネーブル信
号をノンアクティブにして駆動周波数を、その周波数に
固定してしまうことができる。

また、カウンタのリセット信号とマニュアル信号により
駆動周波数を自在に変化させることが可能である。この
機能は回路の調整やモータのテスト等に便利である。例
えば、抵抗Ｒ８の抵抗値を変えることによってＵＰ／Ｄ
Ｎカウンタ６Ａの１ビツト当たりの周波数偏移Δｆや駆
動周波数の掃引範囲（ｆｌ、１ａｘ−ｆｌ、１１ｎ）を
決定できるので、この抵抗Ｒ，を調整するときマニュア
ル信号をすべてＨまたはＬにすることで所望の駆動周波
数範囲の上限ｆ　　や下限’ｗｉｎの出力が得られる。

従ａｘ って、抵抗Ｒｏをレーザトリミングする際に完全に自動
化できるし、またＶＣＯｌの２Ｊｇについても同様であ
る。また、マニュアル操作することで、例えば０３Ｍ４
の周波数特性を調べる場合でもマイコンに接続すれば周
波数の自動設定ができる。

従って、回路の調整やＵＳＭのテストあるいは実験や不
良解析する際にも大変便利である。更に、適正駆動周波
数になった場合にＵＰ／ＤＮカウンタ６Ａの出力端子Ｑ
１〜Ｑ０から得られる信号（以後、この信号名もＱ１〜
Ｑｎとする）をメモリしておき、急激な負荷などにより
駆動周波数が大きくずれた時には、マニュアル操作に切
り換えてからリセット信号をＨにして出力端子Ｑ１〜Ｑ
ｎの論理レベルをすべてＬとしたのち、メモリしておい
た信号Ｑｌ−Ｑｎをマニュアル信号として入力すれば強
制的に適正駆動周波数に設定できる。

更にまた、上限や下限の周波数ｆ　　　、ｆｌｌｌＩｌ
ａｘ は、前記第１実施例では固定であったが、この第２実施
例ではｆ　　　、ｆ　　　シフト信号にょリシｓｉｎ　
　　　ｗａｘ フトすることができる。即ち、このシフトｒ＝号をＨに
した状態では抵抗Ｒ３１に電流は流れないが、Ｌにする
と電流が流れるのでその分だけ抵抗Ｒ８の両端に発生す
る電圧が高くなる。従って、その分だけ駆動周波数がシ
フトすることになる。ＵＳＭでは温度や負荷、その他の
条件によって共振周波数が変化するので、例えば温度セ
ンサなどから信号を取り出して、あるいは駆動周波数の
状態をモニタして、駆動周波数ρ掃引範囲ｆＩ１１ｎ〜
ｆＩ、ｌａｘをシフトすれば、共振周波数が大きく変化
するモータにも充分に対処できる。この場合、抵抗Ｒｏ
にアナログ的に電流が流し込んでいってリニアにシフト
させてもよいこと勿論である。

第４図は、本発明の第３実施例を示すＵＳＭの駆動回路
における追尾手段中のＵＰ／ＤＮカウンタとＤ／Ａコン
バータの部分を抽出して示した要部回路図である。この
第３実施例では、Ｄ／Ａコンバータとして上記第１．第
２実施例で使用した電流加算型に代えて電圧加算型を使
用した点と、ＵＰ／ＤＮカウンタにキャリ出力と初期値
設定機能を付加した点とが上記第１．第２実施例と異な
る。

第４図において、ＵＰ／ＤＮカウンタ６Ｂは、そのＵＰ
／ＤＮ端子に検出回路からＵＰ／ＤＮコントロール信号
が印加されると、その論理レベルに応じてアップカウン
トあるいはダウンカウントする。この計数過程で、ＵＰ
／ＤＮカウンタ６Ｂの端子Ｃ８，Ｔよりキャリ出力を得
られるようにしであるので”ｓｉｎ’たはｆＩＩｌａｘ
に到達したことを知ることができる。従って、周波数の
飛びが発生すると、キャリ出力を得ることができるから
、図のプリセット端子りとデータ入力端子Ｄ１〜Ｄ　を
使って前述のようにメモリしておいた適正駆動周波数時
の信号Ｑ１〜Ｑｎをプリセットすることで適正駆動周波
数に戻してやることも可能になる。また、プリセット機
能を使ってスタート周波数を任意に決めることが可能で
ある。勿論、キャリ出力が得られるとスタート周波数に
戻るような回路（こすることもできる。

Ｄ／Ａコンバータ７Ｂは、重みづけ抵抗Ｒ４１〜Ｒおよ
びＲ５１−Ｒ５ｎからなる抵抗群と、ボルナｎ −ジフオロワ接続のオペアンプ０Ｐ５１とからなり、Ｕ
Ｐ／ＤＮカウンタ６Ｂの端子Ｑ、、Ｑ２．町・・。

Ｑ　から供給されるディジタル信号をアナログ値に変換
する。そして、各抵抗の抵抗値は、Ｒ５□。

Ｒ５３，・・・・・・、Ｒ５，の抵抗値をＲとすれば、
Ｒ４１゜Ｒ４゜、・・・・・・’　Ｒ４ｎおよびＲ５□
の抵抗値は２Ｒに設定されているので、周知のＤ／Ａ変
換が行なわれる。

ところで、上記第２実施例および第３実施例のＵＰ／Ｄ
Ｎカウンタ６Ａ、６Ｂに付加した機能は、これを前記第
１実施例のＵＰ／ＤＮカウンタ６に設ければ同様の機能
を果たすことができることは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、ＵＳＭの負荷が急
激に加えられたり、過大になったりして周波数の飛びが
発生しても、あるいは低温になって共振状態を逸脱して
も、ＵＳＭの駆動回路のフィードバックループ中に、Ｕ
Ｐ／ＤＮカウンタとＤ／Ａコンバータを設けているので
、カウンタの繰返し動作によって再び適正駆動周波数に
戻すことができる。

また、カウンタを利用することでディジタル的な操作を
外部からかけることが可能になり、モータの制御は勿論
、回路の調整、モータのテストなども容易に行なえると
いう顕著な効果が発揮される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のＵＳＭの駆動回路の概念図、第２図
は、本発明の第１実施例を示すＵＳＭの駆動回路におけ
る追尾手段の要部回路図、第３図は、本発明の第２実施
例を示すＵＳＭの駆動回路における追尾手段の要部回路
図、第４図は、本発明の第３実施例を示すＵＳＭの駆動
回路における追尾手段中のＵＰ／ＤＮカウンタとＤ／Ａ
コンバータの要部回路図、 第５図、第６図は、周波数追尾手段を有する従来のＵＳ
Ｍの駆動回路のブロック図であって、第５図はフィード
バック電圧の振幅を一定にする場合を、第６図はフィー
ドバック電圧の位相を一定にする場合をそれぞれ示すブ
ロック図、第７図は、上記第５図に示す従来の駆動回路
におけるＵＳＭの駆動周波数に対する帰還電圧の振幅の
変化を示す線図、 第８図は、上記第６図に示す従来の駆動回路におけるＵ
ＳＭの駆動周波数に対する帰還電圧の位相の変化を示す
線図である。 １・・・・・・・・・・・・・・・ＶＣＯ（周波数可変
発振器）４・・・・・・・・・・・・・・・振動波モー
タ５．５Ａ・・・・・・検出回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　周波数可変発振器からなる駆動源の出力駆動信
   号により振動波モータを駆動し、該駆動時に生じる振動
   波モータからの帰還信号と適正駆動周波数信号とを比較
   して上記駆動信号の周波数を適正駆動周波数に制御する
   ようにした周波数追尾手段を有する振動波モータの駆動
   回路において、上記帰還信号を適正駆動周波数信号と比
   較することにより、上記振動波モータの適正駆動周波数
   に対する上記駆動信号の周波数の高低を検出し、上記駆
   動信号の周波数の追尾方向を判断する検出回路と、 この検出回路の判断により、同検出回路の信号が入力さ
   れたとき、アップカウントまたはダウンカウントするア
   ップダウンカウンタと、 このアップダウンカウンタのディジタル出力をアナログ
   出力に変換し、該アナログ出力により上記駆動源が出力
   する駆動信号の周波数を変化させるＤ／Ａコンバータと
   、 を具備することを特徴とする振動波モータの駆動回路。