JP7744559B2 - 音響素子 - Google Patents

音響素子

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Description

本発明は、圧電効果を用いた音響素子に係り、特に受信用に好適な音響素子に関する。
非特許文献１及び特許文献１に開示されるように、圧電性マイクロマシン超音波トランスデューサ（ＰＭＵＴ）のアレイを１チップ内に形成するものが知られている。しかし、非特許文献１は、ＰＭＵＴのアレイを開示するに過ぎない。また、特許文献１は、ＰＭＵＴのアレイが形成される第1チップと、集積回路が形成される第２チップがボンディングレイヤと呼ばれる結合部材により結合されている。したがって、ＰＭＵＴを受信素子として用いた場合、ＰＭＵＴとアンプの距離が必然的に長くなり、これらを接続する配線の浮遊インピーダンスが原因し、Ｓ／Ｎ比の悪化が生じる。
非特許文献２は、ＰＭＵＴを電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートに電気配線を介して接続することで、Ｓ／Ｎ比を改善することによる高感度化及び広帯域化の可能性があることを指摘している。しかし、帯域幅が改善されていないため更なる高感度及び広帯域化が課題であることが非特許文献２の結論部(Conclusion)に記載されている。高感度且つ広帯域の超音波受信器を実現するには、マクロな構造ではなくＰＭＵＴのどの部分からどのように電圧を取り出すか等の音響素子の内部の詳細なレイアウトが重要となる。非特許文献２に記載の発明は、単に個別素子としてのＰＭＵＴと、個別素子としてのＦＥＴを外部配線で接続したバラックセットの構造の検討をしているに過ぎない。このため、非特許文献２に記載の発明では、ＰＭＵＴの内部構造中のミクロな応力分布や、応力分布に伴う内部構造中における出力電圧の分布については考慮されていない。又、非特許文献２に記載の発明では、ＰＭＵＴ自身を広帯域化する構造、ＰＭＵＴの出力を最も効率良く利用する構造、更には浮遊インピーダンス等の削減を含めた、広帯域化に必要な集積化構造についても検討されていない。
特許文献２及び特許文献３には、基板上にプリアンプとしてのＦＥＴが形成され、更に、そのＦＥＴのゲートに直結されるＰＭＵＴがそのＦＥＴの直上に配置されている構造が示されている。しかし、いずれの構造においても、ＰＭＵＴとＦＥＴのゲートの間には空洞又はキャビティが存在し、両者は長い配線（ビア）によって接続されている。これは、特許文献２及び特許文献３共に、ＰＭＵＴとＦＥＴが別々の部材であって、最終的に、ＰＭＵＴをＦＥＴの直上に結合しなければならないという根本的な特質によるものである。この場合、特に、ビアによる浮遊インピーダンスが大きくなるため、十分に超音波受信器の高感度化及び広帯域化を図ることができない。いずれにしても、これらのＰＭＵＴを用いたシステムによる超音波の受信では、高感度、広帯域、低出力インピーダンス等の特性を満たすことが実用化に向けた課題となる。又、ＰＭＵＴのような圧電効果を利用した受信センサは、インピーダンスが非常に高くプリアンプ等の増幅回路との整合性の問題がある。
米国特許第１０５６２０６９号明細書 特表２０１９－５０３０９５号公報 特表２０２０－５３５７７６号公報
Ｄ．ジャオ（Jiao）他３名著、『大きなＱ値を持つＰＭＵＴの高フィルファクタアレイ（High Fill Factor Array of Piezoelectric Micromachined Ultrasonic Transducers with Large Quality Factor）』、センサ・アンド・マテリアル（Sensors and Materials）、第３２巻、第５号、２０２０年）、ｐ．１７８５～１７９５ 牧野紘樹他4名著、『圧電効果直接駆動によるＦＥＴ型高感度・広帯域超音波受信器の開発（Development of high-sensitive and wideband FET-based ultrasound receiver directly driven by piezoelectric effect）』、２０１５年ＩＥＥＥ国際超音波シンポジウム（International Ultrasonics Symposium Proceedings）プロシーディングス
本発明は、上述した問題点に鑑みて案出されたものであり、高感度化及び広帯域化を図ることが可能で、出力インピーダンスを低くすることができ、受信用センサに好適な音響素子を提案することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の第１態様は、(a) 振動体及びこの振動体の受信面に接した固定電位電極を有し、受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）振動体の出力面に圧電効果で電圧を発生する電圧発生部と、(b) 振動体の応力集中箇所に位置する出力面の特定の局所を電位伝達ゾーンとし、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子を備える音響素子であることを要旨とする。振動体の全体を圧電層（圧電体）で構成してもよく、応力集中箇所となる一部のみを圧電層（圧電体）で構成してもよい。即ち、電圧発生部は、応力場として連続した振動体の構造をなしていれば、振動体の一部となる振動体の応力集中箇所に、少なくとも圧電層（圧電体）が設けられた構造であればよい。更に振動体の全体を圧電層で構成した場合であっても、圧電層の圧電定数に分布を持たせ、応力集中箇所の圧電効果を高くするような非一様な圧電効果を有する振動体の構成であっても構わない。よって、インピーダンス変換素子は、応力集中箇所に位置する圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作する。第１態様に係る音響素子では、振動体に印加される超音波の圧力を、インピーダンス変換素子の出力信号とする。
本発明によれば、高感度化及び広帯域化を図ることが可能で、出力インピーダンスを低くすることができ、受信用のセンサに好適な音響素子を提供できる。
音響素子集積回路の要素（単位セル）を構成することの可能な、本発明の第１実施形態に係る音響素子の全体構造の概略を示す平面図である。 図１の音響素子の一部を拡大し、電圧発生部を透過してインピーダンス変換素子の平面レイアウトを示す平面図である。 図１ＢのII-II方向から見た構造の概略を示す断面図である。 圧電素子の出力に、ＭＩＳトランジスタのゲート端子を接続したモデルを説明する等価回路である。 第１実施形態に係る音響素子の等価回路である。 シミュレーションの対象とする平行トーラス型の応力分布強化構造を模式的に示す断面図である。 図４Ａの応力分布強化構造の振動体の出力面に設けた５つの電位伝達ゾーンを説明する断面図である。 図４Ａの応力分布強化構造に窒化アルミニウム（ＡｌＮ）を使用した場合のシミュレーション結果として、５つの電位伝達ゾーンにおける過渡応答特性を、それぞれ示す図である。 ＡｌＮからなる圧電層の凸部の直径や厚み等が図４Ｃとは異なる場合について、５つの電位伝達ゾーンにおける過渡応答特性を説明する図である。 圧電層にチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）を用いたときにおいて、中央凸部のアスペクト比をパラメータとして、電圧感度の周波数依存性を示す図である。 圧電層にＰＺＴを用いたときにおいて、中央凸部のアスペクト比を１に固定し、中央凸部の直径をパラメータとして、電圧感度の周波数依存性を示す図である。 平行トーラス型の他の応力分布強化構造を模式的に示す断面図である。 図５Ａの応力分布強化構造の振動体の出力面に設けた５つの電位伝達ゾーンを説明する断面図である。 図５Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを使用した場合のシミュレーション結果を示す図である。 ＰＺＴを使用した場合において、図５Ａに示す応力分布強化構造の圧電層の凸部の直径をパラメータとして、電圧感度の周波数依存性を説明する図である。 モノモルフ型構造の圧電層が上側に撓んだときと下側に撓んだときの非対称振動を説明するモデル断面図である。 図５Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを使用した場合において、図５Ｆ（ａ）は、ＸＸ方向の応力を、図５Ｆ（ｂ）は、ＹＹ方向の応力を、図５Ｆ（ｃ）は、ＸＹ方向の応力を示す図である。 詳細な応力分布強化構造の電圧分布を検証するために、シミュレーションが対象とした微細な電位検出用理想電極の配置を模式的に説明する断面図である。 図６Ａの微細な電位検出用理想電極を有する応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを使用したシミュレーションによる過渡応答を示す図である。 図６Ａの微細な電位検出用理想電極を有する応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを使用した場合において、振動空洞の中央部にある凸部の直径をパラメータとするシミュレーションで得られた電圧分布を説明する図である。 Ｖ字型の応力分布強化構造を模式的に説明する断面図である。 図７Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを使用した場合において、シミュレーションによる過渡応答を説明する図である。 図７Ｂとは厚さ等が異なる場合に対し、応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 Λ字型の応力分布強化構造を模式的に説明する断面図である。 図８Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 Ｍ字型の応力分布強化構造を模式的に説明する断面図である。 図９Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 Ｗ字型の応力分布強化構造を模式的に説明する断面図である。 図１０Ａの応力分布強化構造の圧電層にＰＺＴを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 応力分布強化を意図しない平坦円板型通常構造を模式的に説明する断面図である。 図１１Ａの平坦円板型通常構造の圧電層にＰＺＴを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 図１１Ａの平坦円板型通常構造の圧電層にＡｌＮを用いたときの過渡応答のシミュレーション結果を示す図である。 図１１Ａの平坦円板型通常構造の圧電層にＡｌＮを用いたときの、図１１Ｃの場合とは膜厚等が異なる場合の過渡応答を説明する図である。 圧電層にＰＺＴを用いたときにおいて、異なる形状の応力分布強化構造をパラメータとして、電圧感度の周波数依存性を示す図である（その１）。 圧電層にＰＺＴを用いたときにおいて、異なる形状の応力分布強化構造をパラメータとして、電圧感度の周波数依存性を示す図である（その２）。 図２ＡのII-II方向から見た構造に対応し、本発明の第１実施形態の第１変形例に係る音響素子の要部の概略を模式的に示す断面図である。 図２ＡのII-II方向から見た構造に対応し、本発明の第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の要部の概略を模式的に示す断面図である。 図１５に示した第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ａに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｂに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｃに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｄに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｅに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｆに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｇに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｈに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｉに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｊに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１６Ｋに続く工程を説明する第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である 本発明の第２実施形態に係る音響素子の技術的思想の概略を、モデル的に説明する等価回路図である。 インピーダンス変換素子に着目し、電圧発生部を透過して第２実施形態に係る音響素子の一部を拡大して示す平面図である。 図１８ＡのＸＶIIIＢ-ＸＶIIIＢ方向から見た構造の概略を示す断面図である。 本発明の第２実施形態の変形例に係る音響素子の構造の概略を示す断面図である（図１８ＡのＸＶIIIＢ-ＸＶIIIＢ方向から見た断面構造に対応する。）。 図１８Ｃに示した第２実施形態の変形例に係る音響素子の電圧感度の周波数依存性を、中心柱に用いる材料をパラメータとして示す図である。 第２実施形態に係る音響素子の製造方法としてインピーダンス変換素子側チップを製造する工程を説明する工程断面図である。 図１９Ａに続くインピーダンス変換素子側チップを製造する工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｂに続くインピーダンス変換素子側チップを製造する工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｃに続くインピーダンス変換素子側チップを製造する工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｄに続くインピーダンス変換素子側チップを製造する工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｅまでのインピーダンス変換素子側チップを製造する工程とは別に、新たな電圧発生部側チップを製造する工程の流れを開始することを説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｆに続く電圧発生部側チップの製造工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｇに続く電圧発生部側チップの製造工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｈに続く電圧発生部側チップの製造工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ｉに続く電圧発生部側チップの製造工程を説明する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 図１９Ａ～１９Ｅまでの工程で製造したインピーダンス変換素子側チップと、図１９Ｆ～１９Ｊまでの工程で製造した電圧発生部側チップを直接接合する、第２実施形態に係る音響素子の製造方法を説明する工程断面図である。 本発明の第３実施形態に係る音響素子の技術的思想の概略を、モデル的に説明する等価回路図である。 インピーダンス変換素子に着目し、電圧発生部を透過して第３実施形態に係る音響素子の一部を拡大して示す平面図である。 図２１ＡのＸＸIＢ-ＸＸIＢ方向から見た構造の概略を示す断面図である。 本発明の第３実施形態の変形例に係る音響素子の技術的思想の概略を、モデル的に説明する等価回路図である。 第３実施形態の変形例に係る音響素子の構造の概略を示す断面図である。 本発明の第４実施形態に係る音響素子の技術的思想の概略を、モデル的に説明する等価回路図である。 本発明の第５実施形態に係る音響素子の技術的思想の概略を、モデル的に説明する等価回路図である。 図２５に示した第５実施形態に係る音響素子の構造の概略を示す断面図である。 その他の実施形態に係る音響素子集積回路の一例として、送信素子と受信素子に分けて二次元に配列したレイアウトを説明する平面図である。 その他の実施形態に係る音響素子を構成するインピーダンス変換素子の平面レイアウトの例を示す平面図である（インピーダンス変換素子を構成する直交相補素子回路の主要部の構造の概略を、その上に位置する電圧発生部を透過して例示する。）。 図２８Ａに示した直交相補素子回路の動作を説明するために、一方の主電流となる電子に対する電位障壁を、ポテンシャル分布の鞍部点の変化として説明する図である。 図２８Ａに示した直交相補素子回路の他方の主電流となる正孔に対する電位障壁の変化を説明する図である。 図２８Ａに示した直交相補素子回路をインピーダンス変換素子として備える場合の回路構成の一例を、モデル的に説明する等価回路図である。 図２８Ａに示した音響素子の変形例となる平面レイアウトを示す図である。 中央凸部にＡｌＮ及びＰＺＴを用いたときにおいて、残余の平板状部分の材料を中央凸部とは異なる材料とした場合と、中央凸部とは同じ材料とした場合で電圧感度の周波数依存性を比較する図である。 円板状の振動空洞を有するモノモルフ型構造が、上下に凸となる曲面を構成するように撓んだ場合、応力に非対称性が発生することを説明するモデル図である。
以下において、図面を参照して、本発明の具体例の例示として、第１～第５実施形態に係る音響素子を説明する。以下の第１～第５実施形態に係る音響素子の説明及び図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付して統一的に説明する。但し、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各部材の大きさの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚み、寸法、大きさ等は以下の説明から理解できる技術的思想の趣旨を参酌してより多様に判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。
又、以下に示す第１～第５実施形態に係る音響素子は、本発明の技術的思想を具体化するためのデバイス構造、製造方法等を例示するものであって、本発明の技術的思想は、各構成要素の材質、形状、構造、又は配置、並びに製造方法の手順等を第１～第５実施形態に示したものに特定するものではない。即ち、本発明の技術的思想は、以下に説明する第１～第５実施形態に係る音響素子で説明した内容に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができるものである。
従来のＰＭＵＴでは、固定電位電極の両側に圧電層を形成したバイモルフ型構造が一般的であった。２枚の圧電層ではなく、固定電位電極の一方に圧電層を、他方に圧電層とは異なる剛性を有する材料からなる弾性層を構成したバイモルフ型構造も知られている。しかし、以下に示す第１～第５実施形態に係る音響素子では、例えば図１１Ａに例示するように単層の圧電層からなる振動体２２ｆと、この振動体２２ｆの受信面に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型（ユニモルフ型）構造の電圧発生部を基本として説明する。即ち、第１～第５実施形態に係る音響素子の説明では、モノモルフ型構造の電圧発生部と、電圧発生部の特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子を備える受信素子を中心に説明する。但し、モノモルフ型構造の説明は、便宜上であって、本発明の適用の対象範囲をモノモルフ型構造に限定する趣旨ではなく、バイモルフ型構造であっても構わない。
図１１Ａに示すような平坦円板型の振動空洞の構造は、振動空洞に着目すれば従来から知られている構造である。しかし、モノモルフ型構造に対し、図１１Ａに示すような平坦円板型の振動空洞を構成すれる例は、発明者の知る限り、一般的ではない。図１１Ａに例示した薄い平坦円板型の振動空洞２１ｆに対して、図３１に示すように、円板の法線方向（図３１においてＹ方向）に沿って、上側と下側に平板状の圧電層からなる振動体２２ｆが撓む振動を考える。図３１に示すように、上側に平板状の振動体２２ｆが撓んで上に凸となる曲面を構成したときと、下側に平板状の振動体２２ｆが撓んで下に凸となる曲面を構成したときでは、○と○の間隔が異なる互いに非対称の振動をする。図３１はモデル図であり、無負荷状態で振動体２２ｆは水平方向（図３１においてＸ方向）に平坦であるとしている。
図３１（ａ）は、Ｘ方向に直径６６μｍの円板状の振動空洞２１ｆが構成された場合のＰＺＴからなる振動体２２ｆの変位を示す図である。図３１（ａ）は、無負荷状態でＸ方向にピッチ約３．７μｍで等間隔の○が１９個並んでいると仮定して、中心からそれぞれＸ方向に離間した位置の○がＹ方向に、どのくらい変位するかを示している。図３１（ａ）の場合は、上側に振動体２２ｆが上に凸となるように撓んだとき振動体２２ｆの中央の○と○の間隔がＸ方向に拡がる傾向と、下側に振動体２２ｆが下に凸となるように撓んだとき振動体２２ｆの中央の○と○の間隔がＸ方向に縮まる傾向を示しており、振動体２２ｆの歪みが一様ではなく、したがって、振動体２２ｆの内部の応力も一様ではないことが分かる。図３１（ａ）の下側に振動体２２ｆが撓んだ場合の○の配列を示す形状は、超音波のインパルスが到達後０．１３μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示し、上側に振動体２２ｆが撓んだ場合の○の配列を示す形状は、超音波が到達後０．１８μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示す。
図３１（ｂ）は、Ｘ方向に直径４０μｍの円板状の振動空洞２１ｆが構成された場合である。チタン酸ジルコン酸鉛（ＰｂＺｒxＴｉ1-xＯ3：ＰＺＴ）からなる振動体２２ｆの無負荷状態を、Ｘ方向にピッチ約２．２μｍで等間隔の○が１９個並んだ状態でモデル化している。図３１（ｂ）のモデルの場合は、上側に平板状の振動体２２ｆが撓んで曲面を構成したとき振動体２２ｆの中央の○と○の間隔がＸ方向に縮まり、下側に平板状の振動体２２ｆが撓んで曲面を構成したとき振動体２２ｆの中央の○と○の間隔がＸ方向に広がる傾向を示している。図３１（ｂ）の下側に振動体２２ｆが撓んだ場合の○の配列を示す形状は、超音波のインパルスが到達後０．１４μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示し、上側に振動体２２ｆが撓んだ場合の○の配列を示す形状は、超音波が到達後０．１９μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示す。図３１（ｂ）の場合も振動体２２ｆの歪みが一様ではなく、したがって振動体２２ｆの内部の応力も一様ではないことが分かる。
即ち、モノモルフ型構造においては、電圧発生部を構成する振動体２２ｆの歪みや応力は一様ではないので、振動体２２ｆの受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図１１Ａにおいて下側の主面）の特定の箇所に、他の箇所より高い電圧を発生する、発生電圧の面内不均一性を特徴としている。振動体２２ｆの出力面の「特定の箇所」とは、振動体２２ｆの応力集中箇所に対応する領域であり、この面内の特定の箇所に第１～第５実施形態に係る音響素子の電位伝達ゾーンが定義される。インピーダンス変換素子は、電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作し、圧電層に印加される超音波の圧力を、インピーダンス変換素子の出力信号とし、この出力信号を第１～第５実施形態に係る音響素子の出力信号とする。
インピーダンス変換素子が単一の能動素子で構成されている場合において、その能動素子の「第１主電極領域」とは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）や高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）若しくはこれらに等価な新たなトランジスタ構造においてソース領域又はドレイン領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ），絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）若しくはＩＧＢＴに等価な新たな構造の半導体素子においてはエミッタ領域又はコレクタ領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。又、ＭＩＳ制御静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリスタ）等のサイリスタ若しくはサイリスタに等価な新たな構造の半導体素子においては、アノード領域又はカソード領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。「第２主電極領域」とは、ＦＥＴ、ＳＩＴやＨＥＭＴ等においては上記第１主電極領域とはならないソース領域又はドレイン領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。ＢＪＴやＩＧＢＴ等においては上記第１主電極領域とはならないエミッタ領域又はコレクタ領域のいずれか一方となる領域を意味する。ＳＩサイリスタ等においては上記第１主電極領域とはならないアノード領域又はカソード領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。
このように、インピーダンス変換素子が単一の能動素子で構成されている場合、「第１主電極領域」がソース領域であれば、「第２主電極領域」はドレイン領域を意味し、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間を「主電流」が流れる。「第１主電極領域」がエミッタ領域であれば、「第２主電極領域」はコレクタ領域を意味する。「第１主電極領域」がアノード領域であれば、「第２主電極領域」はカソード領域を意味する。バイアス関係を交換すれば、ＭＩＳＦＥＴ等の場合、「第１主電極領域」の機能と「第２主電極領域」の機能を交換可能の場合がある。インピーダンス変換素子がＣＭＯＳ型の回路構成や差動増幅器の場合のように、複数の能動素子で構成されている場合は、複数の能動素子のそれぞれに対して第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの対、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの対、……が、順次定義される。例えば第３実施形態で説明するＣＭＯＳ型の回路構成において、「第３主電極領域」とは、ＦＥＴ、ＳＩＴやＨＥＭＴ等においてソース領域又はドレイン領域のいずれか一方となる半導体領域を意味し、「第４主電極領域」とは、ＦＥＴ、ＳＩＴやＨＥＭＴ等において第３主電極領域と対をなすドレイン領域又はソース領域のいずれか一方となる半導体領域を意味する。
また、以下の説明における「上部」、「下部」、「上」、「下」等の語、更には「上」や「下」の語を用いた方向の定義は、単に説明の便宜上の定義であって、本発明の技術的思想を限定するものではない。例えば、対象を９０°回転して観察すれば上下は左右に変換して読まれ、１８０°回転して観察すれば上下は反転して読まれることは勿論である。また以下の説明では、第１導電型がｐ型、第２導電型がｎ型の場合について例示的に説明する。しかし、導電型を逆の関係に選択して、第１導電型をｎ型、第２導電型をｐ型としても構わない。第１導電型と第２導電型は、以下の第１～第５実施形態において共通に定義される必要はない。例えば以下のＭＩＳ型のトランジスタ（以下において「ＭＩＳトランジスタ」と略記する。）に関する第１～第４実施形態の説明では、第１導電型がｐ型、第２導電型がｎ型と定義しているが、接合型のトランジスタに関する第５実施形態の説明では、第１導電型をｎ型、第２導電型をｐ型としている。各実施形態の説明の内部で、第１導電型と第２導電型の定義が共通していれば構わない。又、各実施形態の説明の内部で導電型を逆の関係に選択しても構わない。
同様に、第１～第４実施形態の説明では、第１主電極領域をドレイン領域、第２主電極領域をソース領域として説明しているが、第２～第５実施形態の説明では、第１主電極領域をソース領域、第２主電極領域をドレイン領域とした方が理解しやすい定義になっている。各実施形態の説明の内部で、第１主電極領域と第２主電極領域の定義が共通していれば構わない。又、各実施形態の説明の内部で、第１主電極領域と第２主電極領域の定義を逆の関係に選択しても構わない。また、「ｎ」や「ｐ」に付す「＋」や「－」は、「＋」及び「－」が付記されていない半導体領域に比して、それぞれ相対的に不純物密度が高い又は低い半導体領域であることを意味する。更に「ｎ」や「ｐ」に付す「－－」は、真性半導体（ｉ層）に近い非常に比抵抗の高い半導体領域であることを意味する。但し、同じ「＋」と「－」とが付された半導体領域あるいは、「＋」や「－」が付されていない半導体領域であっても、それぞれの半導体領域の不純物密度が厳密に同じであることを意味するものではない。
（第１実施形態）
図１Ａに例示した正六角形の単位セルＸi,jは、図示を省略しているが、単位セルＸi,jに隣接する他の正六角形の単位セルＸ(i-1),(j+2)，…,Ｘ(i-1),(j+1)，Ｘi,(j+1)，Ｘ(i+1),(j+1)，…,Ｘ(i-1),j，Ｘ(i+1),j，…,Ｘi,(j-1)，Ｘ(i+1),(j-1)，…と共に、二次元マトリクスを構成するように配列されて、音響素子集積回路のパターンを形成することが可能な要素素子である。即ち、本発明の第１実施形態に係る音響素子は、図１Ａ，図１Ｂ及び図２に示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）と、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）を備える。以下の説明から分かるように、第１実施形態に係る音響素子は、受信感度を高めることができるので受信素子に好適である。図１Ａに示す単位セルＸi,jは、同一平面上（同一曲面上）に二次元マトリクスを構成するように配列されることが可能である。
図１Ａでは、平面パターンが正六角形の場合を例示しているが、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の平面パターンは、正六角形に限定されず、正八角形、正１２角形、正２０角形等種々の平面パターンが採用可能である。製造プロセスに用いるフォトリソグラフィ工程における角の丸まりを考慮すると、マスクレベルでの正２０角形は、製造プロセス後の仕上がり形状として真の形状に近づいてくる。但し、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）が太鼓状に振動する場合の高調波の発生を抑制する意味では正六角形以上の正多角形が好ましい。又、振動体２２ａ１としての窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化亜鉛（ＺｎＯ）や硫化カドミウム（ＣｄＳ）等のウルツ鉱型の化合物半導体は六方晶系であるので、正六角形の形状に相性がよい（ＰＺＴ等のペロブスカイト構造は立方晶系である。）。
図２の断面図から分かるように、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）は、振動体２２ａ１及びこの振動体２２ａ１の受信面（図２において上側の主面）に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型構造をなしている。このモノモルフ型構造の電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）は、振動体２２ａ１の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図２において下側の主面）の特定の箇所に、他の箇所より高い電圧を圧電効果で発生する、図６Ｃに例示したような非一様の発生電圧の電圧分布を有する。図６Ｃでは中心からの距離を横軸に示しているが、振動体２２ａ１の出力面の「特定の箇所」とは、例えば図４Ｂに符号Ｐ0を付した箇所の内側の領域のような、振動体２２ａ１の応力集中箇所に対応する電位伝達ゾーンである。振動体２２ａ１は図２に例示したように全体を圧電層で構成してもよく、応力集中箇所となる一部のみを圧電層で構成し、残余の部分を非圧電層としてもよい。例えば中央の凸部を構成する柱状の部分のみを圧電層で構成し、残余の板状の部分や周辺部分を非圧電層としてもよい。即ち、電圧発生部は、振動体２２ａ１の一部であって振動体２２ａ１の応力集中箇所に、少なくとも圧電層が設けられた構造であればよい。よって、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）は、少なくとも応力集中箇所に位置する圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作する。
インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）は、図２において中央部に、振動体２２ａ１の出力面側の下向きの凸部として位置する電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作する。即ち、振動体２２ａ１に印加される超音波の圧力によって生じた電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の出力電圧を、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の入力信号としている。そして、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）でインピーダンス変換された出力信号が、受信素子Ｘi,jの出力信号になる。振動体２２ａ１の出力面側に下向きに突出した凸部は、図１Ａに破線で示し、図１Ｂには二点鎖線で正六角形の外形を示したように、正六角柱状の凸部である。図２が示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央部に段差構造として設けられた凸部の周りには、平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が、凸部を囲むように中心対称に設けられている。図１Ａの平面図から理解できるように、振動空洞２１ａ１を構成するトーラスは、平面パターンが正六角形となるトポロジである。図２の断面図の表現では、振動空洞２１ａ１が中央の下向きの凸部の両側に位置している。しかし、見かけ上、中央凸部の両側に位置している２つの振動空洞２１ａ１は、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
図１Ａに示すように、正六角形の振動空洞２１ａ１の外側の外壁を示す破線の外には、正六角形をなす固定電位電極２４ａのパターンの外形線を定義する破線が、振動空洞２１ａ１の平面パターンを内包するように設けられている。図１Ａに対応して、図１Ｂの左右の両側には、二点鎖線で振動空洞２１ａ１の外側の内壁の位置と、固定電位電極２４ａの外周の位置を示した。振動空洞２１ａ１を構成するトーラスの平面パターンや、トーラスの中央に位置する凸部の平面パターンが正六角形となるのは、図１Ａに示した単位セルＸi,jの形状が正六角形であることに起因した幾何学的相似形の要請である。例えば、単位セルＸi,jの形状が正八角形、正１２角形、正２０角形や円形等であれば、トーラスの最外周やトーラスの中央に位置する凸部の平面パターンが、相似形として正八角形、正１２角形、正２０角形や円形等を採用することが好ましいことは勿論である。
第１実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）は、図１Ｂ及び図２に示すように、第１導電型（ｐ型）の半導体領域からなる基体領域１４と、この基体領域１４の上部に互いに離間して配置された第２導電型（ｎ＋型）の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂを有する能動素子である。図２に示すように、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域１４の上面に振動体２２ａ１の電位伝達ゾーン（図２において中央部に位置する局在した箇所）を、接合（ヘテロ接合）する。例えば、基体領域１４を禁制帯幅３．４～３．５ｅＶのＧａＮとして、振動体２２ａ１を禁制帯幅５～６．２ｅＶのＡｌＮとしてＡｌＮ／ＧａＮヘテロ接合を構成して、ヘテロ接合電界効果トランジスタ（ヘテロ接合ＦＥＴ）を構成してもよい。共にウルツ鉱型の結晶構造を有するＧａＮとＡｌＮとは、ＧａＮのａ軸方向の格子定数が０．３１８ｎｍであるのに対し、ＡｌＮのａ軸方向の格子定数が０．３１１ｎｍであるので格子不整合が２．４％程度にできヘテロ接合として相性がよい。
ｃ軸方向に面方位を有するＧａＮのＧａ面に、ボンド長の長いＡｌＮをエピタキシャル成長すると、両者の格子定数の違いによりＡｌＮに引張歪みが発生し、ＡｌＮの内部に圧電分極が加わる。ＧａＮの方も極性結晶であるので圧電分極を有している。この２つの圧電分極の作用により、ＡｌＮ／ＧａＮ界面には正の固定電荷が発生し、界面に２次元電子ガスが生成される。ＧａＮ基板からなる基体領域１４を用いる場合は、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂも、ＧａＮで構成すればよい。Ｓｉ基板からなる基体領域１４を用いる場合であっても、後述する図１４に示すような、バッファ層１３ｈを用いれば、バッファ層１３ｈの上にＡｌＮをエピタキシャルすることができる。又、ヘテロ接合界面での欠陥を考慮しなければ、Ｓｉ基板の上にＡｌＮを直接エピタキシャル成長することもできる。
基体領域１４の周辺には、素子分離絶縁膜１６が活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。図２の断面の表現では素子分離絶縁膜１６が活性領域の両側に位置しているが、活性領域の両側に位置している素子分離絶縁膜１６は、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域のパターンの内部には、基体領域１４の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが配置されている。第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の基体領域１４の内部において、基体領域１４のヘテロ接合界面の近傍にキャリアの流れるチャネルが形成される。図１Ｂの中央に、二点鎖線で正六角形の電位伝達ゾーンの範囲を示した。振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される正六角形の電位伝達ゾーンは、ヘテロ接合界面の近傍のチャネルの上方に、チャネルに対して選択的な静電誘導効果を局所的に付与するように、配置される。チャネルは、ヘテロ接合界面の近傍に、ヘテロ接合を構成している材料の仕事関数の差による表面ポテンシャル分布の深さ方向の変化により、キャリアが蓄積されるバンドの曲がりが生じることにより形成される。ＡｌＮ／ＧａＮヘテロ接合の場合において、２次元電子雲をバンドの曲がりに蓄積したいときは、ＧａＮをｉ型、ＡｌＮをｎ型にしてＧａＮの伝導帯端部のバンドを、フェルミレベルより低くなるように曲げることが好ましい。
そして、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のｎ-ｐ-ｎフック構造によって、チャネル中にはキャリアの移動を制御する電位障壁が形成される。二点鎖線の正六角形で示した領域において、ヘテロ接合からデバイ長程度の範囲の深さに選択的な静電誘導効果が及ぶ。この結果、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に生じる電位障壁の高さが、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位で制御される。基体領域１４の電位は接地電位等の固定電位にしておけばよい。この動作は通常のヘテロ接合ＦＥＴと類似の動作であるが、通常のヘテロ接合ＦＥＴとは異なりゲート電極が存在しない。図２に示した構造において、固定電位電極２４ａを接地しておけばバンドダイアグラムのフェルミレベルは固定電位電極２４ａの位置で０Ｖになる。超音波が入力すると振動体２２ａ１の内部、特にヘテロ接合界面近傍のフェルミレベルが振動する。ヘテロ接合界面のフェルミレベルが振動すると、ｎ-ｐ-ｎフック構造の電位障壁の高さが変化する。第１実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の場合は、図３Ｂの等価回路に示すように、振動体２２ａ１そのものが通常のＭＩＳトランジスタのゲート誘電体層として機能する。そして、ゲート電極が存在しない構造であるが、図３Ｂに示した第1制動容量Ｃd1（＝Ｃgs）及び第２制動容量Ｃd2（＝Ｃgd）の両端の電圧等が、局所領域であるチャネルに対するゲート電圧を規定する。
第１実施形態に係る音響素子にはゲート電極が存在しないので、非特許文献２で紹介したような個別素子としてのＰＭＵＴと、個別素子としてのＦＥＴを外部配線で接続する必要もない。よって、第１実施形態に係る音響素子には浮遊インピーダンスの問題は本来的に存在しない。しかも、以下の図４Ａ～図６Ｃに例示するような応力強化構造を電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）が採用して高感度化及び広帯域化をしているので、第１実施形態に係る音響素子は高感度化及び広帯域化が可能である。特に発生電圧が最も高くなる振動体２２ａ１の出力面の特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の能動素子を駆動しているので、高感度化が容易である。
第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上には図２に示すように、層間絶縁膜１７が設けられている。層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには第２主電極配線２５ｂが接続されている。図１Ｂにおいて、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂの下に一部を隠れ線で矩形の領域を示したように、能動素子の第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが、互いに短辺を対向させ、且つ離間して設けられている。
固定電位電極２４ａの外周を構成する六角形の右上の斜辺に、第１電源に接続された第３コンタクトプラグ４１ｃが配置され、第３コンタクトプラグ４１ｃは固定電位電極２４ａに接続されている。図１Ａでは第１電源が接地電位（ＧＮＤ）として例示されているが、接地電位（ＧＮＤ）に限定されるものではなく、固定電位であればよい。更に、六角形をなす固定電位電極２４ａの外周には、平面パターンとして２つの矩形のリセス（切り込み）が設けられ、２つのリセスのそれぞれに第２電源ＶDDに接続された第１コンタクトプラグ４１ａ及び信号配線Ｒiに接続された第２コンタクトプラグ４１ｂが配置されている。即ち、固定電位電極２４ａの外周を構成する六角形の平面パターンの左側の縦辺に設けられたリセスの内部に、第１コンタクトプラグ４１ａが、右側の縦辺に設けられたリセスの内部に第２コンタクトプラグ４１ｂが配置されている。第１コンタクトプラグ４１ａは第１主電極配線２５ａに接続され、第２コンタクトプラグ４１ｂは第２主電極配線２５ｂに接続されている。信号配線Ｒiは、出力抵抗Ｒsを介して増幅器８１に接続されている。第１主電極領域１５ａをドレイン領域、第２主電極領域１５ｂをソース領域とすれば、図１Ａに示す回路はソース接地の回路形式の一例となる。
図３Ａの上段は、図２に示した電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）として機能する圧電素子の等価回路を示す。上段の中央左側の□に囲まれた理想変成器を示す「Ａ」は、「力係数」と呼ばれ、トランスの増幅率に対応する。力係数Ａは、機械系の力 Ｆo と電気系の電圧Ｖo の変換係数であり、

Ｆo = ＡＶo ……（１）

の関係で上段右側の機械系の回路と上段左側の電気系の回路を結びつけている。圧電材料で議論にされる d 定数，e 定数の大小により、力係数Ａの大小が決まる。即ち、力係数Ａは，構造，圧電材料の電気機械結合係数等に依存するが、単なる変換比としてしか作用しない。式（１）が示すように、力係数Ａが大きいほど、電気と機械エネルギの変換効率が高い。
図３Ａの上段右側に示された機械系の等価回路は、機械損失抵抗（等価機械抵抗） r 、等価質量（ｍ+Ｍ）及び等価コンプライアンスs が力係数Ａの理想変成器に直列接続された回路が構成されている。等価コンプライアンスsは、等価スティフネスcの逆数である（ｓ＝１／ｃ）。等価質量Ｍは、機械系の力を発生する部分に対応し、入力した超音波に寄与する質量成分である。等価質量ｍは等価質量Ｍ以外の圧電素子に内在する質量成分である。そして、直列回路を構成する機械損失抵抗r と等価コンプライアンスs のところに、内部抵抗Ｚ0がほぼ無限大の電流源として、超音波の入力で振動する振動源が接続されることを示している。上段左側に示された電気系の等価回路は、力係数Ａの理想変成器に並列接続された制動容量Ｃdと制動抵抗（誘電損失抵抗）Ｒdで表現される。
図３Ａの下段には、ゲート絶縁膜（ゲート酸化膜）構造を有するＭＩＳトランジスタ（絶縁ゲート型トランジスタ）の小信号等価回路が示されている。ヘテロ接合ＦＥＴやＨＥＭＴもＭＩＳトランジスタの類型である。図３Ａの上段の回路と下段の回路を接続する接続ノードとしてＭＩＳトランジスタのゲート端子Ｇが示されている。ゲート端子Ｇはゲート絶縁膜の上に設けられたゲート電極に対応する。下段の左側にインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の第１主電極領域１５ａに対応する端子としてＭＩＳトランジスタのドレイン端子Ｄが、下段の右側に第２主電極領域１５ｂに対応する端子としてＭＩＳトランジスタのソース端子Ｓが示され、図３Ａの一番下側にＭＩＳトランジスタの基板端子Ｂが示されている。ゲート端子Ｇとソース端子Ｓの間にはゲート・ソース間容量Ｃgsが、ゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄの間にはゲート・ドレイン間容量Ｃgdが、ゲート端子Ｇと基板端子Ｂの間にはゲート・基板間容量Ｃgbが示されている。
基板端子Ｂとソース端子Ｓの間には基板・ソース間容量Ｃbsが、基板端子Ｂとドレイン端子Ｄの間には基板・ドレイン間容量Ｃbdが示され、ソース端子Ｓとドレイン端子Ｄの間にはソース・ドレイン間コンダクタンスｇsd＝１／ｒsd（＝ΔＩDS／ΔＶDS）が示されている。更にソース端子Ｓとドレイン端子Ｄの間には電流源としてｇmｖgs及び電流源ｇmbｖbsが並列接続されている。ｇmは、ゲート相互コンダクタンスΔＩDS／ΔＶGSであり、ｇmbは、基板相互コンダクタンスΔＩDS／ΔＶBSである。図３Ａの下段に示されたＭＩＳトランジスタの小信号等価回路のゲート・ソース間容量Ｃgs及びゲート・ドレイン間容量Ｃgdは、ＭＩＳトランジスタのゲート絶縁膜容量に対応する。ゲート・基板間容量Ｃgbの一部もゲート絶縁膜容量の一部に対応する。
しかし、図２に示したインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）は、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の直下にゲート絶縁膜が存在する構造ではないので、図３Ａは第１実施形態に係る音響素子を示す等価回路ではない。第１実施形態に係る音響素子では、振動体２２ａ１がＭＩＳトランジスタのゲート絶縁膜として機能している。図２に示した電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）に接続されたインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の構成に対応し、振動体２２ａ１自身がゲート絶縁膜として機能する構造である第１実施形態に係る音響素子の等価回路は、図３Ｂになる。
図３Ｂの左側には、ゲート・ソース間容量Ｃgs及びゲート・ドレイン間容量Ｃgdが、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の電気系の等価回路において、力係数Ａの理想変成器及び制動抵抗Ｒdに並列接続された梯子型回路が構成されている。即ち、ゲート・ソース間容量Ｃgsは第1制動容量Ｃd1として（Ｃgs＝Ｃd1）、ゲート・ドレイン間容量Ｃgdは第２制動容量Ｃd2として（Ｃgd＝Ｃd2）、それぞれ機能している。ゲート・基板間容量Ｃgbの一部も、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の制動容量として機能している。そして、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に定義されるチャネルに発生する、キャリアの移動を制御する電位障壁の高さが、第1制動容量Ｃd1（＝Ｃgs）、第２制動容量Ｃd2（＝Ｃgd）及びゲート・基板間容量Ｃgbの一部を介して、振動体２２ａ１の電位で制御される。
圧電定数にはｄ形式（歪み・電荷形式）、ｅ形式（応力・電荷形式）、ｇ形式（歪み・電界形式）、ｈ形式（応力・電界形式）が存在する。各形式に対してはそれぞれ線形圧電基礎式が与えられ、用途によって使い分けがなされている。線形圧電基礎式をｄ形式で表すと

Ｄi ＝ ｄiαＴα+εij TＥj ……（２ａ）
Ｓα ＝ ｓαβ EＴβ+ｄαiＥi ……（２ｂ）
α，β＝ｘｘ，ｙｙ，ｚｚ，……，ｘｙ ……（２ｃ）
ｉ，ｊ＝ｘ，ｙ，ｚ ……（２ｄ）

となる。ここで、Ｄiは電束密度（Ｃ／ｍ2）、Ｔαは応力（Ｎ／ｍ2）、Ｓαは歪み（単位なし）、Ｅiは電界（Ｖ／ｍ）である。また、ｄiαは圧電ｄ定数（Ｃ／Ｎ）、ｓαβ Eは一定電界における弾性コンプライアンス（ｍ2／Ｎ）、εij Tは一定応力における誘電率（ｐＦ／ｍ）である。式（２ｃ）及び（２ｄ）に定義する下付の添え字は方向を示している。なお、既に説明した図３１のＹ方向（縦方向）は、式（２ａ）及び（２ｄ）で採用しているｚ方向に対応し、図３１のＸ方向（水平方向）は、式（２ａ）及び（２ｄ）で採用しているｘ方向又はｙ方向に対応することに留意が必要である。式（２ａ）の係数右辺第２項及び（２ｂ）の右辺第１項の上付きの添え字は、条件を示している。上付きの添え字でEと書いてある係数は、電界一定の条件において測定した値、Tと書いてあるは応力一定の状態で測定をした値を示す。
一方、圧電基礎式をｅ形式で表すと、

Ｄi ＝ ｅiαＳα＋εij SＥj ……（３ａ）
Ｔα ＝ ｃαβ EＳβ－ｅαiＥi ……（３ｂ）

となる。ここで、ｅiαは圧電ｅ定数（Ｃ／ｍ2）、ｃαβ Eは一定電界における弾性スティフネス（Ｎ／ｍ2）、εij Sは一定歪みにおける誘電率（ｐＦ／ｍ）である。下付の添え字は、式（２ｃ）及び（２ｄ）で定義した方向を意味している。式（３ａ）の右辺第２項及び（３ｂ）の右辺第１項の上付きの添え字は、条件を示している。上付きの添え字でEと書いてある係数は、電界一定の条件において測定した値、S と書いてある係数は歪み一定の状態で測定をした値を示す。式（２ａ），（３ａ）が正圧電効果を、式（２ｂ），（３ｂ）が逆圧電効果をそれぞれ表している。分極方向がｚ方向に揃った理想的な単結晶の圧電体材料においては、材料の等方性により弾性コンプライアンステンソル等から独立な成分の数を減らすことができる。
例えばＡｌＮのｅ形式の線形圧電基礎式（３ａ）は、
と表現できる。圧電ｅ定数ｅiαが小さいとして線形圧電基礎式（３ｂ）の右辺第2項を省略する。圧電膜の端面における電束密度Ｄx＝Ｄy＝Ｄz＝０（開放）の条件において、ＡｌＮが圧電膜の場合の線形圧電基礎式（３ｂ）は、
と簡略化することができる。
ＡｌＮが圧電膜の場合において、応力Ｔαに応答する電界Ｅx，Ｅy，Ｅzは、式（４ａ）及び（４ｂ）で電束密度Ｄi＝０とすると，
となる。電界Ｅx，Ｅy，Ｅzから圧電起電力を求めることができる。
ＰＺＴは、組成によりＰＺＴ－４，ＰＺＴ－５，ＰＺＴ－５Ａ，ＰＺＴ－５Ｈ，ＰＺＴ－８等に分類された種々の材料が商品化されている。このうち圧電定数が大きなソフトＰＺＴとして、受信用プローブ等に一般的に用いられているＰＺＴ－５Ｈに着目すると、ＰＺＴ－５Ｈのｅ形式の線形圧電基礎式（３ａ）は、
と表現できる。式（３ｂ）の右辺第2項を省略する。そして、圧電膜の端面における電束密度Ｄx＝Ｄy＝Ｄz＝０（開放）の条件において、ＰＺＴ－５Ｈが圧電膜の場合の線形圧電基礎式（３ｂ）は、
と簡略化することができる。
ＰＺＴ－５Ｈが圧電膜の場合において、応力Ｔαに応答する電界Ｅx，Ｅy，Ｅzは、式（４ａ）及び（４ｂ）で電束密度Ｄi＝０とすると，
となる。式（5ｃ）の電界Ｅx，Ｅy，Ｅzから圧電起電力を求めることができるが、式（4ｃ）と式（5ｃ）を比較すると、焦電体であるＡｌＮと強誘電体であるＰＺＴ－５Ｈとでは、電束密度Ｄi＝０のときの応力に応答する圧電起電力は、互いに有意な差異がほとんどないと判断できる。
以下の式（６）に示すように、誘電体は圧電体を含み、圧電体は焦電体（極性結晶）を含み、焦電体は強誘電体を含む。第１実施形態に係る音響素子の電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の振動体２２ａ１は、応力場として連続した構造をなしていれば、振動体２２ａ１の少なくとも一部をなす応力集中箇所の材料が、圧電体であれば、残余の部分は非圧電体でも構わない。

誘電体 ∋ 圧電体 ∋ 焦電体（極性結晶） ∋ 強誘電体 ……（６）

結晶構造の対称性により結晶は３２種類の晶族に分類されるが、その内２１種類は対称性を持たない。このうち１つの結晶点群（立方点群Ｏ-４３２）が、別の対称性により圧電性を持たないが、この例外を除き２０種類の結晶点群が圧電性を有する。誘電体の部分集合である圧電体には、水晶（ＳｉＯ2）、ランガサイト（Ｌａ3Ｇａ5ＳｉＯ14）、リン酸ガリウム（ＧａＰＯ4）等が圧電体として有名である。更に結晶性にも依存するが、コランダム型酸化物のアルミニウム酸化物（Ａｌ2Ｏ3）、ルチル型酸化物の酸化チタン（ＴｉＯ2）、岩塩型酸化物のマグネシウム酸化物（ＭｇＯ）、蛍石型酸化物のハフニウム酸化物（ＨｆＯ2）やジルコニウム酸化物（ＺｒＯ2）等が、振動体２２ａ１の少なくとも一部を構成する、振動体２２ａ１の応力集中箇所の材料として使用可能である。
即ち、振動体２２ａ１は図２に例示したように全体構造のすべてを、２０種類の結晶点群の圧電体で構成してもよく、中央の下向き凸部（応力集中箇所）のみを２０種類の結晶点群の圧電体で構成し、残余の板状部分等を、３２種類の内の残余の１２種類の結晶点群に属する非圧電体の層としてもよい。即ち、応力場として連続した構造であれば、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）は、振動体２２ａ１が構成する応力場の応力集中箇所に、少なくとも圧電層が設けられた構造であればよい。よって、第１実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）は、少なくとも下向き凸部（応力集中箇所）に設けられた圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作可能である。
ハフニウム・アルミネート（ＨｆＡｌＯx）やケイ酸ハウニウム（ＨｆＳｉxＯｙ）のような３元系の化合物も、振動体２２ａ１の応力集中箇所に少なくとも用いる材料として使用可能である。即ち、ストロンチウム（Ｓｒ）、アルミニウム（Ａｌ）、マグネシウム（Ｍｇ）、イットリウム（Ｙ）、ハフニウム（Ｈｆ）、ジルコニウム（Ｚｒ）、タンタル（Ｔａ）、ビスマス（Ｂｉ）のいずれか１つの元素を少なくとも含む酸化物、又はこれらの元素を含むシリコン窒化物が、振動体２２ａ１の応力集中箇所に少なくとも用いる材料として使用可能である。ガリウム砒素（ＧａＡｓ）、ガリウム燐（ＧａＰ）、硫化亜鉛（ＺｎＳ）、テルル化亜鉛（ＺｎＴｅ）、セレン化亜鉛（ＺｎＳｅ）やカドミウムテルル（ＣｄＴｅ）等の閃亜鉛鉱型の化合物半導体、並びにＡｌＮ、ＧａＮ、ＣｄＳ、ＺｎＯやセレン化カドミウム（ＣｄＳｅ）等のウルツ鉱型の化合物半導体も圧電性を有するので、振動体２２ａ１の応力集中箇所に少なくとも用いる材料として使用可能である。一方、シリコン（Ｓｉ）、ゲルマニウム（Ｇｅ）、ダイヤモンド（Ｃ）等のダイヤモンド構造（点対称群Ｏｈ＝ｍ３ｍ）の単元素半導体は圧電性を示し得ないので、振動体２２ａ１の応力集中箇所に用いる材料には使えないが、応力集中箇所以外の残余の板状部分等の材料として採用可能である。
焦電体は式（６）に示すように圧電体の部分集合であり、圧電体の中で通常から分極していて温度変化によって電荷が現れやすいものが焦電体である。圧電性を有する２０種類の晶族のうち、焦電性を示すのは１０種類の結晶点群で、「極性結晶」とも言われる。すなわち、シェーンフリースの記法で三斜晶系Ｃ1、単斜晶系Ｃs、Ｃ2、斜方晶系Ｃ2v、正方晶系Ｃ4、Ｃ4v、三方晶系Ｃ3、Ｃ3v、六方晶系Ｃ6、Ｃ6vの結晶点群が焦電性を示す。ウルツ鉱構造の結晶点群は六方晶系Ｃ6vである。ＡｌＮ、ＧａＮ、ＺｎＯやＣｄＳ等のウルツ鉱型の化合物半導体は焦電体である。六方晶系の炭化ケイ素（ＳｉＣ）も焦電体である。ＡｌＮやＧａＮは、結晶の特定の一方向に圧電性を示すが、Ｓｃを添加すると結晶構造が少し変化して、その方向にイオンが動きやすくなり、圧電性が向上する。例えば、ＳｃxＡｌ1-xＮは、Ｓｃ濃度ｘの増大と共に圧電性が大きくなり、ｘ～４３％でＬｉＴａＯ3に匹敵する非常に大きな圧電性を示す。トルマリン（（Ｃａ，Ｎａ）Ｘ3Ａｌ6（ＢＯ3）3Ｓｉ6Ｏ18（ＯＨ，Ｆ）4；Ｘ＝Ｍｇ，Ｆｅ，Ｍｎ，Ｌｉ，Ａｌ）も焦電性がある。
強誘電体は式（６）に示すように焦電体の部分集合であり、焦電体で自発分極の方向が外部電界の印加で変わるものが強誘電体である。圧電体や焦電体は結晶構造の対称性による裏づけがあるが、強誘電体の結晶構造の対称性による定義には、曖昧さがある。強誘電体にはＰＺＴの他、ＨｆＯ2、酸化ハフニウム・ジルコニウム（Ｈｆ1-xＺｒxＯ2）、チタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ3）、チタン酸ストロンチウム（ＳｒＴｉＯ3）、チタン酸マグネシウム（ＭｇＴｉＯ3）、チタン酸カルシウム（ＣａＴｉＯ3）、チタン酸ビスマス（Ｂｉ4Ｔｉ3Ｏ12）、チタン酸鉛（ＰｂＴｉＯ3）、ジルコン酸鉛（ＰｂＺｒＯ3）、バリウム・チタン酸ストロンチウム（ＢａＳｒＴｉＯ3）、ルテニウム酸ストロンチウム（ＳｒＲｕＯ3）、タンタル酸ストロンチウム・ビスマス（ＳｒＢｉ2Ｔａ2Ｏ9）等のペロブスカイト型酸化物、ビスマス層状構造強誘電体（ＢＬＳＦ）、ポリフッ化ビニリデン（ＰＶＤＦ）、ロッシェル塩（ＮａＫＣ4Ｈ３Ｏ6４Ｈ2Ｏ）等がある。
＜応力分布強化構造の検討＞
非特許文献２に記載された発明等、従来のＰＭＵＴの技術では、ＰＭＵＴ自身の高感度化及び広帯域化を図るための新たな内部構造や幾何学的形状の検討がされていなかった。第１実施形態に係る音響素子は、振動体２２ａ１の出力面側の場所によって電位の異なる非一様な電位分布を示す電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の構造を配慮した設計により、高感度化及び広帯域化を図っている。例えば、非一様な電位分布を考慮し、応力集中箇所にのみ圧電層を配置した複合構造も許容して、高感度化及び広帯域化を図っている。式（２ａ）～（５ｃ）に示すように、場所に依存する電位分布を発生させるためには、振動体２２ａ１の内部に非一様な電位分布を発生させる「応力分布強化構造」の採用が好ましい。
図３１を用いて既に説明したが、従来知られている平坦円板型の振動空洞を用いた場合であっても、上側に振動体２２ｆが撓んで上に凸となるときと、下側に撓んで下に凸となる曲面を構成するときでは、○と○の間隔が異なる互いに非対称の振動をする。場所に依存する電位分布を発生させるための応力分布強化構造として、どのような圧電層及び振動空洞の形状が好ましいかを、米国ワイドリンガー・アソシエイツ（Weidlinger Associates）社が最初に開発した「圧電波動解析ソフトェアＰＺＦｌｅｘ」を用いてシミュレーションした。種々の応力分布強化構造における発生電圧の過渡応答のシミュレーションをすることにより、どのような構造が圧電効果による高感度化及び広帯域化する新たな構造として有効かを探索する。そして、特定の候補箇所を電位伝達ゾーンとして選択し、少なくともその電位伝達ゾーンに圧電層を配置することが可能なように、発生電圧が高くなる特定の箇所を、種々の応力分布強化構造のそれぞれにおいてミクロに探索する。
－平行トーラス型－
先ず、図４Ａに示すような中央部の凸部の周りに平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が設けられた応力分布強化構造中の発生電圧を場所毎にシミュレーションし、出力面上の電圧分布を検討し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。「平行トーラス型」とはトーラスを構成する空間を定義する主面となる上面と下面が互いに平行である３次元構造を意味する。平行トーラス型の振動空洞２１ａ１は、直径ｄ11（＝２ｒ11）程度の円筒形の凹部を有するシリコン基板１１sa1上に出力面（下面）の中央部に円柱状の下向きの凸部を有する振動体２２ａ１が挿入された構造を基礎としている。断面に現れる下向きの凸部の周りの長方形の空間は、紙面の奥と手前で連続する平行トーラスを構成している。図１Ａ及び図１Ｂの平面図に示すように、第１実施形態に係る音響素子は、平面パターンが六角形となる平行トーラス型の振動空洞２１ａ１である。図１Ａ等に示した構造は、振動空洞２１ａ１の中央部に正六角柱状の凸部を有する振動体２２ａ１が挿入された構造であり、シミュレーションで簡単化して用いた軸対称の３次元形状とは、幾何学的な平面パターンが相違する。しかし、平面パターンが円形であるか六角形であるかは、圧電効果で発生する発生電圧の分布に対するシミュレーションの結果に、原理的な大きな影響を与えるものではない。
振動体２２ａ１の中央凸部以外の平板状の部分の厚さをｔ22a1とする。中央凸部の直径はｄ22a1とする。振動体２２ａ１の上面には、接地電位に接続された固定電位電極２４ａを配置した。固定電位電極２４ａ及び固定電位電極２４ａが存在しない箇所の振動体２２ａ１上には、マッチング層として機能するエポキシ樹脂からなる固定電位電極保護膜２３を、厚さｔ23で配置した。なお、シミュレーションにおいては、振動体２２ａ１の下面には、圧電効果で発生する電圧分布を検証するために、図４Ｂに示すように、５個の電位検出用理想電極（図４Ｂにおいて金属の斜めハッチングを付した矩形で示しているが厚さゼロである。）を配置する。そして、表１に示すように、５個の電位検出用理想電極の配列に従って、内側から分割基準半径ｒ11＝（ｄ11-ｄ22a1）／２方向に沿って（外側に向かって）順に附番される位置Ｐ0, Ｐ1,……， Ｐ4に対し、電位伝達ゾーンの個別名称を、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4と定義する。
中央ゾーンＰ0の外側を半径方向に沿って線幅とスペース幅を同一とし、同一ピッチで囲む４本の第１周辺ゾーンＰ1、第２周辺ゾーンＰ2、第３周辺ゾーンＰ4、第４周辺ゾーンＰ4は、それぞれ同心円状の円環の帯（ゾーン）である。線幅とスペース幅を同一としているので、振動空洞２１ａ１の分割基準半径ｒ11＝ｄ11-ｄ22a1）／２を９分割して、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の半径に沿った位置が表１に定義される。即ち、図４Ｂに示すように、中央ゾーンＰ0の電位検出用理想電極は中央の下向き凸部を囲む環状のゾーンであるので、中央の下向き凸部の半径をｄ22a1/２として、中央ゾーンＰ0は、半径位置ｄ22a1／２から半径位置（１／９）ｒ11＋ｄ22a1／２までの一定線幅の円環状の領域（ゾーン）として定義される。
同様に表１に定義するように、第１周辺ゾーンＰ1は、半径位置（２／９）ｒ11＋ｄ22a1／２から半径位置（３／９）ｒ11＋ｄ22a1／２までの一定線幅の円環状の領域として定義される。又、第２周辺ゾーンＰ2は、半径位置（４／９）ｒ11＋ｄ22a1／２から半径位置（５／９）ｒ11＋ｄ22a1／２までの一定線幅の円環状の領域として定義され、第３周辺ゾーンＰ3は、半径位置（６／９）ｒ11＋ｄ22a1／２から半径位置（７／９）ｒ11＋ｄ22a1／２までの一定線幅の円環状の領域として定義される。そして、第４周辺ゾーンＰ4は、半径位置（８／９）ｒ11＋ｄ22a1／２から最外周集（半径位置ｒ11）までの領域として定義される。
シミュレーションでは、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ配置された５個の電位検出用理想電極は、いずれも電気的に開放状態（オープン）で厚さゼロ、振動体２２ａ１に対する接触抵抗ゼロの仮想電極である。そして、開放状態の電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4において、圧電効果でそれぞれ発生する発生電圧の過渡応答を検証して、振動体２２ａ１の出力面における電圧分布を調べた。振動体２２ａ１の出力面においては、それぞれの中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4における電位検出用理想電極の内部に位置する半径方向の電界は短絡されていることになる。又、図４Ｂでは第４周辺ゾーンＰ4の電位検出用理想電極の外周がシリコン基板１１sa1に接しているが、シリコン基板１１sa1は半絶縁性（高比抵抗）であり、第４周辺ゾーンＰ4の電位検出用理想電極は電気的な浮遊状態と仮定してシミュレーションしている。
図４Ｃは、ＡｌＮを振動体２２ａ１の全体に用いた場合であって、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の平行トーラス型の振動空洞２１ａ１の中央部にある凸部の直径ｄ22a1＝１．２μｍとしたときの超音波受信時における発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとしてシミュレーションした結果を示す図である。中央凸部以外の振動体２２ａ１の厚さｔ22a1＝０．２μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝３μｍの場合である。図４Ｃの右上に線種の凡例をしめしたとおり、太い実線は中央ゾーンＰ0における発生電圧である中央電圧Ｖp0の過渡応答を示す。又、図４Ｃにおいて太い破線は第１周辺ゾーンＰ1における発生電圧である第１周辺電圧Ｖp1、細い破線は第２周辺ゾーンＰ2における発生電圧である第２周辺電圧Ｖp2、細い実線は第３周辺ゾーンＰ3における発生電圧である第３周辺電圧Ｖp3、一点鎖線は第４周辺ゾーンＰ4における発生電圧である第４周辺電圧Ｖ4pのそれぞれの過渡応答を示す。図４Ｃの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の圧力で振動する単発の正弦波からなる超音波が、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）に入力したときに、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4に圧電効果でそれぞれ発生するインパルス応答の電圧信号は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図４Ａ及び図４Ｂに示した固定電位電極２４ａが接地電位（ＧＮＤ）に接続されている場合、図４Ｃに示すように、接地電位（ＧＮＤ＝０Ｖ）を中心として、正方向と負方向に振動する過渡応答を示す。図４Ｃに太い実線で示した中央電圧Ｖp0は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．３４μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．５２μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋０．２５μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．１３μＶ程度まで減衰する。
なお、図４Ｂとは異なり、中央ゾーンＰ0の電位検出用理想電極を中央の下向き凸部の下端部に島状に設けると（位置のみの定義に関しては、表１で中央凸部の直径を維持したまま、ｄ22a1／２＝０とする場合に対応する。）、中央電圧Ｖp0は図４Ｃに示す場合の２倍程度に増大する（図示省略）。振動体２２ａ１の中央の下向き凸部の近傍の膜横方向の圧縮伸長による圧電起電力と、振動体２２ａ１の中央の下向き凸部に沿った縦方向の圧縮伸長による圧電起電力とが強め合った結果と考えられる。
図４Ｃにおいて細い破線で示した第２周辺電圧Ｖp2は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．２６μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋０．３８μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2は中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0よりも小さく、中央電圧Ｖp0と第２周辺電圧Ｖp2は逆位相の関係である。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２周辺ゾーンＰ2における発生電圧である第２周辺電圧Ｖp2の第３発目の振動振幅が－０．１８μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．０９μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図４Ｃにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4は、約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．２５μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．３２μＶ程度となり最大振幅値に達する。第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0及び第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp0及びabsＶp2よりも小さく３番目の値である。第４周辺電圧Ｖp4と第２周辺電圧Ｖp2は逆位相の関係で、第４周辺電圧Ｖp4と中央電圧Ｖp0は同位相の関係である。その後、第４周辺電圧Ｖp4は、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋０．１７μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．０８μＶ程度まで減衰する。
図４Ｃにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp1は、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも小さく４番目の値である。第１周辺電圧Ｖp1と第２周辺電圧Ｖp2とは、互いに同位相の関係で振動し、第１周辺電圧Ｖp1と中央電圧Ｖp0及び第４周辺電圧Ｖp4は、互いに逆位相の関係で振動する。又、図４Ｃにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp3は、第１周辺電圧Ｖp1の絶対値absＶp1よりも小さく５番目の値で、最も小さい。第３周辺電圧Ｖp3と第１周辺電圧Ｖp1及び第２周辺電圧Ｖp2とは、互いに同位相の関係で振動する。第３周辺電圧Ｖp3と中央電圧Ｖp0及び第４周辺電圧Ｖp4は、互いに逆位相の関係で振動する。
即ち、図４Ａ及び図４Ｂの電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の振動体２２ａ１の出力面において、圧電効果により発生する電位の関係は、

absＶp0 ＞ absＶp2 ＞ absＶp4 ＞ absＶp1 ＞ absＶp3 ……（７）

となる、場所によって電位の異なる非一様な電位分布を示す。図４Ｃは、図１Ａに例示したような第１電源を接地電位（ＧＮＤ）に接続した場合の発生電圧である中央電圧Ｖp0 ，第１周辺電圧Ｖp1， 第２周辺電圧Ｖp2 ，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｖp4 の関係を示すものである。図１Ａに例示した回路接続とは異なり、第１電源をバイアス電圧Ｖbias＞０に接続すれば、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）が発生する中央電圧Ｖp0 ，第１周辺電圧Ｖp1，……，第４周辺電圧Ｖp4 は、０Ｖとは異なるバイアス電圧Ｖbiasを中心にバイアス電圧Ｖbiasの上下に振動する振動波形となる。即ち、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の増幅率が最も高くなるＶbiasを選んで第１電源をＶbiasに接続すれば、第１実施形態に係る音響素子の感度を高くすることができる。
図４Ｄは、図４Ｃと同様に、図４Ａ及び図４Ｂの電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）を構成する振動体２２ａ１にＡｌＮを使用した場合であって、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）の平行トーラス型の振動空洞２１ａ１の中央部にある凸部の直径ｄ22a1＝２．０μｍと、図４Ｃの場合よりも太くしたときの超音波受信時における発生電圧の過渡応答を、図４Ｂに位置を定義する中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとしてシミュレーションした結果を示す図である。電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置は表１に示したとおりである。中央凸部以外の振動体２２ａ１の厚さｔ22a1＝１μｍで図４Ｃの場合よりも厚い。固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝３μｍで図４Ｃの場合と同じである。
図４Ｄに太い実線で示した振動体２２ａ１の中央部の中央電圧Ｖp0は、超音波のインパルス入力後約０．０３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１４μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．２４μＶ程度となり最大振幅値に達する。図４Ｃの場合においては、超音波インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近の第１発目の中央電圧Ｖp0の振動振幅が＋０．３４μＶ程度で、約０．１３μｓ経過後の時刻付近の第２発目の振動振幅は、０．５２μＶ程度であったので、図４Ｄに示す中央電圧Ｖp0の振動振幅は、図４Ｃの場合に比して小さな値になっている。しかも、インパルス入力後約０．０３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動は、約０．０６μｓ程度に至るまで次第に減衰する波形の歪みが認められ、単一の正弦波を示す波形ではなく、図４Ｃの場合の０．０６μｓにピークを有する正弦波の振動とは異なる。中央電圧Ｖp0は、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋０．１５μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．０６μＶ程度まで減衰する。第３発目及び第４発目の振動にも波形の歪みが認められる。
なお、図示を省略するが、中央ゾーンＰ0の電位検出用理想電極を中央の下向き凸部の下端部に島状に設けると（位置のみの定義に着目すると、表１で凸部の直径を維持したままｄ22a1／２＝０とする場合に対応する。）、中央電圧Ｖp0は図４Ｄに示す場合の２倍程度に増大することは、図４Ｃの場合と同様である。振動体２２ａ１の中央の下向き凸部の近傍の膜横方向の圧縮伸長による圧電起電力と、振動体２２ａ１の中央の下向き凸部に沿った縦方向の圧縮伸長による圧電起電力とが強め合った結果と考えられる（中央凸部の縦方向圧電効果の増大については、図４Ｅ及び図４Ｆを用いて後述する。）。
図４Ｄにおいて細い破線で示した第２周辺電圧Ｖp2は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．１４μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋０．２４μＶ程度となり最大振幅値に達する。図４Ｄに示すように、中央電圧Ｖp0と第２周辺電圧Ｖp2は逆位相の関係であるが、第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2は、中央電圧Ｖp0の絶対値absＶp0と同程度である。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２周辺電圧Ｖp2の第３発目の振動振幅が－０．１４μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．０６μＶ程度まで減衰する。
図４Ｄにおいて一点鎖線で示した振動空洞２１ａ１の外壁（側壁）近傍で、中央凸部からもっとも離れた位置である第４周辺電圧Ｖp4は、約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１５μＶ程度であり、中央電圧Ｖp0の第１発目の振動振幅の＋０．１４μＶ程度に比し少し大きい。第１発目の振動振幅に対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．２４μＶ程度となり最大振幅値に達するが、中央電圧Ｖp0の第２発目の振動振幅と同程度である。したがって、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0の絶対値absＶp0及び第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2と、ほぼ同程度である。第４周辺電圧Ｖp4と第２周辺電圧Ｖp2は逆位相の関係で、中央電圧Ｖp0とは同位相の関係で過渡応答の振動をする。その後、第４周辺電圧Ｖp4は、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅は、中央電圧Ｖp0よりもごく僅か小さな＋０．１３μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．０６μＶ程度まで減衰する。
図４Ｄにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答は、超音波のインパルス入力後約０．０３μｓ経過後の時刻付近で第１発目の振動ピークとして＋０．０５μＶ程度まで正方向に振れる。更にその後、約０．０６μｓ経過後の時刻付近で第２発目の振動ピークとして－０．０３μＶ程度まで負方向に振れ、第１周辺電圧Ｖp1は中央電圧Ｖp0，第２周辺電圧Ｖp2，第４周辺電圧Ｖp4とは異なる特異な振動波形を示す。又、図４Ｃに示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答の挙動とも異なる。図４Ｄの第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答の挙動は約０．０６μｓ付近で＋０．０７μＶ程度まで大きくなる点では図４Ｃに示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答の挙動と同様であるが、図４Ｃでは第２発目の振動ピークであるが、図４Ｄでは第３発目の振動ピークになる点で異なる。第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp1は、中央電圧Ｖp0，第２周辺電圧Ｖp2，第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp0，absＶp2，absＶp4よりも小さく４番目の値である。第１周辺電圧Ｖp1と第２周辺電圧Ｖp2とは、約０．０３μｓ付近の第１発目の振動ピークを除けば、互いに同位相の関係で振動する。又、第１発目の振動ピークを除けば、第１周辺電圧Ｖp1と中央電圧Ｖp0及び第４周辺電圧Ｖp4は、互いに逆位相の関係で振動する。
又、図４Ｄにおいて細い実線で示した、第３周辺電圧Ｖp3の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値は、第１周辺電圧Ｖp1よりも小さく５番目の値で、最も小さい。第３周辺電圧Ｖp3と第１周辺ゾーンＰ1及び第１周辺電圧Ｖp1及び第２周辺電圧Ｖp2とは、互いに逆位相の関係で振動する点で、図４Ｃに示した過渡応答とは異なる。同様に、第３周辺電圧Ｖp3と第４中央電圧Ｖp0及び第４周辺電圧Ｖp4は、互いに同位相の関係で振動する点で、図４Ｃに示した過渡応答とは異なる。即ち、振動空洞２１ａ１の中央部にある凸部の直径ｄ22a1が図４Ｃの場合よりも太く、振動体２２ａ１の厚さｔ22a1が図４Ｃの場合よりも厚い場合では、振動体２２ａ１の出力面において圧電効果により発生する電位の関係は、

absＶp0 ≒ absＶp2 ≒ absＶp4 ……（８ａ）
absＶp0 ，absＶp2 ，absＶp4 ＞ absＶp1 ＞ absＶp3 ……（８ｂ）

となる、場所依存性を有する非一様な電位分布を示す。
図４Ｅは、ＰＺＴを振動体２２ａ１の全体に用いた場合であって、中央凸部の直下に設けた電位検出用理想電極で検出される中央ゾーンＰ0の中央電圧Ｖp0 の感度の周波数依存性を示す。中央凸部以外の振動体２２ａ１の平板状の部分の厚さｔ22a1＝２．４μｍとする。図４Ｂに示した中央凸部の直径ｄ22a1を直径Ｄと再定義し、直径Ｄ＝２．４μｍ＝ｔ22a1として、一定の直径Ｄに対する中央凸部の高さＨのアスペクト比（＝Ｈ／Ｄ）を変えた場合の電圧感度の周波数依存性を示す。図４Ｅに示すように、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝１のときは、受信超音波の周波数帯域５～１０ＭＨｚの範囲内でピーク周波数７．３ＭＨｚを示す感度曲線となる。アスペクト比Ｈ／Ｄ＝１のときは、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が２６．４μＶ／Ｐａ程度となっている。アスペクト比Ｈ／Ｄ＝１のときに対し、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝２と高さを高くしたときは、ピーク周波数６．８ＭＨｚと少し低周波側に感度曲線がシフトして比帯域が狭くなっている。中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が４７．７μＶ／Ｐａ程度となり、最大電圧感度が約１．８倍に増大し、アスペクト比Ｈ／Ｄの増大に伴う縦方向圧電効果の増大が認められる。
又、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝３と高さを更に高くしたときは、ピーク周波数６．５ＭＨｚとＨ／Ｄ＝２のときよりも少し更に低周波側に感度曲線がシフトして比帯域が少し更に狭くなり、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が６８．２μＶ／Ｐａ程度となっている。アスペクト比Ｈ／Ｄ＝３では最大電圧感度がＨ／Ｄ＝１のときの約２．６倍に増大し、アスペクト比Ｈ／Ｄの増大に伴う縦方向圧電効果の増大が認められる。更に、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝４と高さを更に高くしたときは、ピーク周波数６．３ＭＨｚとＨ／Ｄ＝３のときよりも少し更に低周波側にシフトし、比帯域が少し更に狭くなった感度曲線となり、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が８５．５／Ｐａ程度となる。アスペクト比Ｈ／Ｄ＝４では最大電圧感度がＨ／Ｄ＝１のときの約３．２倍に増大し、アスペクト比Ｈ／Ｄの増大に伴う縦方向圧電効果の増大が認められる。更に、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝８と、高さを更に高くしたときは、ピーク周波数５．６ＭＨｚとＨ／Ｄ＝４のときよりも低周波側に感度曲線がシフトして比帯域が少し更に狭くなり、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が１３９．５／Ｐａ程度となる。アスペクト比Ｈ／Ｄ＝８になると、最大電圧感度がＨ／Ｄ＝１のときの約５．３倍に増大し、アスペクト比Ｈ／Ｄの増大に伴う縦方向圧電効果の増大が認められる。
図４Ｆは、図４Ｅと同様に、ＰＺＴを振動体２２ａ１の全体に用いた場合であって、中央凸部の直下で検出される中央ゾーンＰ0の中央電圧Ｖp0 の感度の周波数依存性を示す。図４Ｅでは、直径Ｄ＝２．４μｍ（一定）として、直径Ｄに対する中央凸部の高さＨのアスペクト比（＝Ｈ／Ｄ）を変えた場合の電圧感度の周波数依存性を示したが、図４Ｆでは、アスペクト比Ｈ／Ｄ＝１（一定）として、直径Ｄ＝ｄ22a1を変えた場合の電圧感度の周波数依存性を示す。図４Ｆでも、中央凸部以外の振動体２２ａ１の平板状の部分の厚さｔ22a1＝２．４μｍ（一定）としている。図４Ｆに示す直径ｄ22a1＝２．４μｍの感度曲線は、図４Ｅに示したアスペクト比Ｈ／Ｄ＝１のときの感度曲線と同一であり、ピーク周波数７．３ＭＨｚにおける中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が２６．４μＶ／Ｐａ程度である。
直径ｄ22a1＝２．４μｍのときに対し、直径ｄ22a1＝４．８μｍと中央凸部を太くしたときは、ピーク周波数７．８ＭＨｚと少し高周波側に感度曲線がシフトして比帯域が広くなっている。直径ｄ22a1＝４．８μｍのときの中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が１２．８μＶ／Ｐａ程度となり、最大電圧感度が直径ｄ22a1＝２．４μｍのときの約０．４８倍に減少し、直径ｄ22a1の増大に伴う縦方向圧電効果の相対的な減少が認められる。更に、直径ｄ22a1＝７．２μｍと中央凸部が太くなったときは、ピーク周波数８．６ＭＨｚとなり、直径ｄ22a1＝４．８μｍのときよりも更に高周波側に感度曲線がシフトして比帯域も更に少し広くなった感度曲線となっている。直径ｄ22a1＝７．２μｍの場合の中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が８．３μＶ／Ｐａ程度に減少しているので、直径ｄ22a1＝７．２μｍでは最大電圧感度が直径ｄ22a1＝２．４μｍのときの約０．３１倍になり、中央凸部の直径ｄ22a1の増大に伴う縦方向圧電効果の相対的な減少が認められる。
平行トーラス型の応力分布強化構造は、振動体の出力面側の下向きの凸部を中心に構成しても、シリコン基板側の上向きの凸部を中心に構成してもよい。図４Ａとは異なり、図５Ａに示すように、振動空洞中央部の凸部がシリコン基板１１sa2の一部の上向きの突出部である場合の数値計算シミュレーションの結果を、図５Ｃ及び図５Ｄに示す。円筒形の凹部を有するシリコン基板１１sa2の中央部に上向凸部を段差構造として有するので、シリコン基板１１sa2上には振動体２２ａ２が挿入されることにより、シリコンからなる中央部の上向凸部の周りに平行トーラス型の振動空洞２１ａ２が構成される。振動体２２ａ２の上面には、接地電位に接続された固定電位電極２４ａを配置した。固定電位電極２４ａ及び固定電位電極２４ａが存在しない箇所の振動体２２ａ２上には、エポキシ樹脂からなる固定電位電極保護膜２３を配置した。
図５Ｂの場合は、表２に示すように、５個の電位検出用理想電極の配列に従っ側から半径ｒ11（＝ｄ11/２）方向に沿って（外側に向かって）順に附番される位置Ｐ0, Ｐ1,……， Ｐ4に対し、電位伝達ゾーンの個別名称を、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4と定義する。表１に示した図４Ｂの場合の定義とは異なり、中央の電位伝達ゾーン（中央ゾーン）Ｐ0の電位検出用理想電極は円形の島領域である。
中央ゾーンＰ0の外側を半径方向に沿って線幅とスペース幅を同一とし、同一ピッチで囲む４本の第１周辺ゾーンＰ1、第２周辺ゾーンＰ2、第３周辺ゾーンＰ4、第４周辺ゾーンＰ4は、それぞれ同心円状の円環の帯（ゾーン）である。線幅とスペース幅を同一としているので、振動空洞２１ａ１の半径ｒ11（＝ｄ11/２）を９分割して、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の半径に沿った位置が定義される。即ち、表２に定義するように、振動空洞２１ａ１の半径ｒ11＝ｄ11/２として、中央ゾーンＰ0は、中心から半径位置（１／９）ｒ11までの一定線幅の円環状の領域（ゾーン）として定義される。同様に表２に定義するように、第１周辺ゾーンＰ1は、半径位置（２／９）ｒ11から半径位置（３／９）ｒ11までの一定線幅の円環状の領域として定義される。又、第２周辺ゾーンＰ2は、半径位置（４／９）ｒ11から半径位置（５／９）ｒ11までの一定線幅の円環状の領域として定義され、第３周辺ゾーンＰ3は、半径位置（６／９）ｒ11から半径位置（７／９）ｒ11までの一定線幅の円環状の領域として定義される。そして、第４周辺ゾーンＰ4は、半径位置（８／９）ｒ11から最外周集（半径位置ｒ11）までの領域として定義される。
便宜上、図５Ｂでは５個の電位検出用理想電極が振動体２２ａ２の下面に埋め込まれた構造として図示されているが、シミュレーションでは厚さゼロの電位検出用理想電極としているので、図５Ｂのように振動体２２ａ２の面に埋め込まれているのか、図４Ｂのように振動体２２ａ１の面から突出した板としての構造であるかは、本質的な差異をもたらすものではない。中央ゾーンＰ0の外側を半径方向に沿って線幅とスペース幅を同一とし、同一ピッチで囲む４本の第１周辺ゾーンＰ1、第２周辺ゾーンＰ2、第３周辺ゾーンＰ4、第４周辺ゾーンＰ4は、それぞれ同心円状の円環の帯である。なお、図４Ｂに対して言及したのと同様に、図５Ｂにおいて第４周辺ゾーンＰ4の電位検出用理想電極の外周がシリコン基板１１sa2に接している。シミュレーションでは、シリコン基板１１sa2は半絶縁性であり、第４周辺ゾーンＰ4の電位検出用理想電極は電気的な浮遊状態であると仮定している。同様に、中央ゾーンＰ0の電位検出用理想電極の下面の全面がシリコン基板１１sa2の上向きの凸部の上部端部に接しているが、シリコン基板１１sa2は半絶縁性であり、中央ゾーンＰ0の電位検出用理想電極は電気的な浮遊状態であると仮定している。
線幅とスペース幅を同一としているので、図５Ｂに示す配列では、振動空洞２１ａ１の半径ｒ11（＝ｄ11/２）が第１周辺ゾーンＰ1,……，第４周辺ゾーンＰ4等により９分割される。よって、第１周辺ゾーンＰ1,……，第４周辺ゾーンＰ4のそれぞれは一定の線幅ΔｒL＝ｒ11/９である。振動空洞２１ａ２の中央部にある上向凸部の直径ｄ22a2＝２ΔｒLとなる。即ち、表２の定義と同様に、中央ゾーンＰ0, 第１周辺ゾーンＰ1,……，第４周辺ゾーンＰ4の位置が定められ、中央ゾーンＰ0, 第１周辺ゾーンＰ1,……，第４周辺ゾーンＰ4のそれぞれ発生する中央電圧Ｖp0、第１周辺電圧Ｖp1、……、第４周辺電圧Ｖ4pのそれぞれの過渡応答を図５Ｃに示す。
図５Ｃは、ＰＺＴを振動体２２ａ２の全体に用いた場合のシミュレーション結果である。電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の平行トーラス型の振動空洞２１ａ２の中央部にある凸部の直径ｄ22a2＝２ΔｒL＝６．７μｍとしたときの超音波受信時における発生電圧として、中央電圧Ｖp0、第１周辺電圧Ｖp1、……、第４周辺電圧Ｖ4pのそれぞれの過渡応答が示されている。振動体２２ａ２の厚さｔ22a2＝２．４μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍの場合である。図５Ｃの右上に凡例を示したとおり、太い実線は中央電圧Ｖp0の過渡応答を示す。又、図５Ｃにおいて太い破線は第１周辺電圧Ｖp1、細い破線は第２周辺電圧Ｖp2、細い実線は第３周辺電圧Ｖp3、一点鎖線は第４周辺電圧Ｖp4のそれぞれの過渡応答を示す。図５Ｃの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の圧力で振動する単発の正弦波からなる超音波が、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）に入力したときに、中央ゾーンＰ0, 第２周辺ゾーンＰ1,……，第４周辺ゾーンＰ4に圧電効果でそれぞれ発生するインパルス応答の電圧信号は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図５Ｃに示す中央電圧Ｖp0は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．６２μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋０．９２μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が－０．５５μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．３３μＶ程度まで減衰する。図５Ｃに示す第１周辺電圧Ｖp1は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１３μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．１８μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1が中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0よりも小さく、中央電圧Ｖp0と第１周辺電圧Ｖp1は逆位相の関係である。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１周辺電圧Ｖp1の第３発目の振動振幅が＋０．１２μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．０３μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図５Ｃに一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4は、約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．０６μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、－０．０９μＶ程度となり最大振幅値に達する。第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0及び第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1よりも小さく３番目の値である。第１周辺電圧Ｖp1、第３周辺電圧Ｖp3、第４周辺電圧Ｖp4と、中央電圧Ｖp0、第２周辺電圧Ｖp2とは逆位相の関係で、中央電圧Ｖp0と第２周辺電圧Ｖp2は同位相の関係である。その後、第４周辺電圧Ｖp4は、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋０．０３μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－０．０１μＶ程度まで減衰する。
図５Ｃにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp3は、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4と同程度であるが、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも全体的に少し小さく、４番目の値である。第３周辺電圧Ｖp3と、第１周辺電圧Ｖp1、第４周辺電圧Ｖp4とは、互いに同位相の関係で振動する。第３周辺電圧Ｖp3と、中央電圧Ｖp0、第２周辺電圧Ｖp2とは、互いに逆位相の関係で振動する。又、図５Ｃにおいて細い破線で示した第２周辺電圧Ｖp2の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp2は、第３周辺電圧Ｖp3の絶対値absＶp3、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも小さく、最も小さい５番目の値である。第２周辺電圧Ｖp2と中央電圧Ｖp0とは、互いに同位相の関係で振動し、第２周辺電圧Ｖp2と、第１周辺電圧Ｖp1、第３周辺電圧Ｖp3、第４周辺電圧Ｖp4とは互いに逆位相の関係で振動する。即ち、図５Ａ及び図５Ｂの電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の振動体２２ａ２の出力面で圧電効果により発生する電位の関係は、

absＶp0 ＞ absＶp1 ＞ absＶp4 ＞ absＶp3 ＞ absＶp2 ……（９）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
図５Ｄは、図５Ｃと同様に、図５Ａ及び図５Ｂの電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）を構成する振動体２２ａ２にＰＺＴを使用した場合の電圧感度(μＶ／Ｐａ)の周波数依存性を示すシミュレーション結果である。シミュレーションは、振動体２２ａ２の厚さｔ22b＝２．４μｍとし、振動体２２ａ２上の固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとし、電圧発生部の平行トーラス型の振動空洞の中央部にある凸部の直径d22bをパラメータとしている。
図５Ｄに示したように、受信周波数５ＭＨｚ～１０ＭＨｚにおいて、凸部の直径d22b＝１．２μｍ（基準値）のときの最大電圧感度は１０．６μＶ／Ｐａ程度であり、シミュレーションで使用したパラメータのなかで最大である。受信周波数５ＭＨｚ～１０ＭＨｚにおいて、凸部の直径d22b＝２．４μｍと基準値の２倍としたときの最大電圧感度は５．４(μＶ／Ｐａ)程度と半分程度に低下する。凸部の直径d22b＝３．６μｍと基準値の３倍としたときの最大電圧感度は３．３μＶ／Ｐａ程度と１／３程度に低下し、凸部の直径d22b＝４．８μｍと基準値の４倍としたときの最大電圧感度は２．５μＶ／Ｐａ程度と１／４程度に低下する。凸部の直径d22b＝６．０μｍと基準値の５倍としたときの最大電圧感度は２．０μＶ／Ｐａ程度と１／５程度に低下し、凸部の直径d22b＝７．２μｍと基準値の６倍としたときの最大電圧感度は１．７μＶ／Ｐａ程度と１／６程度に低下する。即ち、図５Ｄから、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の平行トーラス型の振動空洞２１ａ２の中央部にある凸部の直径d22bを大きくするほど、最大電圧感度が小さくなることが分かる。
図５Ａ及び図５Ｂに示す電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）は、中央部の凸部の箇所で振動体２２ａ２の上下方向（図５ＥにおいてＹ方向）の振動が、シリコン基板１１sa2に対して固定されている。このような、中央部が固定された状況におけるトーラス状の振動空洞２１ａ２の上方に位置する振動体２２ａ２は、図５Ｅに示すように翼状に、中央部の凸部の両側において、上に凸に撓んだ曲面及び下に凸に撓んだ曲面として振動する。図５Ｅは、上に凸に撓んだ曲面の内部の変位と、下に凸に撓んだ曲面の内部の変位が互いに非対称であることを示している。図５Ｅは、振動体２２ａ２の内部の変位や応力を説明するモデル図であるが、撓みのない無負荷状態では、振動体２２ａ２は水平方向（図５ＥにおいてＸ方向）に平坦でな平面を構成していると仮定している。無負荷状態で平坦に並んだ場合において、Ｘ方向にピッチ約３．７μｍで等間隔の○が１８個、互いに横方向に弾性体（バネ）で接続されて並んでいるモデルを示す。
図５Ｅで使用しているＹ方向は、式（２ａ）～（５ｃ）のｚ方向に対応し、図５ＥのＸ方向は、式（２ａ）～（５ｃ）のｘ方向又はｙ方向に対応することに留意が必要である。図５Ｅに示す応力のモデルは、図５Ａ及び図５Ｂに示す電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）は、中央部の凸部の箇所で振動体２２ａ２が固定される構造の直径ｄ11＝６６μｍのトーラス状の振動空洞２１ａ２が構成されている。図５Ｅは、図５Ａ及び図５Ｂに示す構造において、振動体２２ａ２にＰＺＴが用いられる場合において、振動状態における振動体２２ａ２の内部の変位を説明する図である。図５Ｅの下段には、振動体２２ａ２が２つの下に凸の曲線として下側方向に撓んだ場合の○の配列を示し、超音波のインパルスが到達後０．１３μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示す。一方、上段には振動体２２ａ２が２つの上に凸の曲線として上側方向に撓んだ場合の○の配列を示し、超音波が到達後０．１８μS経過後のそれぞれの○の変位の位置を示す。無負荷状態でＸ方向に等間隔に並んだ○が振動体２２ａ２が振動することにより、Ｘ方向及びＹ方向に、どのくらい変位するかを示している。
図５Ｅの場合は、中央部の固定箇所の両側において、上側に振動体２２ａ２が上に凸となるように撓んだとき、中央部の固定箇所の近傍において、○と○の間隔がＸ方向に縮まる傾向が認められる。一方、中央部の固定箇所の両側において、下側に振動体２２ａ２が下に凸となるように撓んだときは、中央部の固定箇所の近傍において、○と○の間隔がＸ方向に広がる傾向が認められるので、振動体２２ａ２の○と○の間隔の変化が上側への撓みと下側への撓みで非対称である。したがって、振動体２２ａ２の内部の応力も一様ではないことが分かる。
図５Ａ及び５Ｂの振動体２２ａ２にＰＺＴを使用した場合において、図５Ｆ（ａ）は、ＸＸ方向の応力変化を、図５Ｆ（ｂ）は、ＹＹ方向の応力変化を、図５Ｆ（ｃ）は、ＸＹ方向の応力変化を示す図である。図５Ｆ（ａ）～図５Ｆ（ｃ）で使用しているＸ方向及びＹ方向は、図５Ｅで定義したＸ方向及びＹ方向と同じである。図５Ｆ（ａ）～図５Ｆ（ｃ）のそれぞれの右上に線種の凡例を示したとおり、太い実線は中央ゾーンＰ0において発生する中央応力Ｔp0の過渡応答を示す。又、図５Ｆ（ａ）～図５Ｆ（ｃ）において太い破線は第１周辺ゾーンＰ1において発生する第１周辺応力Ｔp1、細い破線は第２周辺ゾーンＰ2において発生する第２周辺応力Ｔp2、細い実線は第３周辺ゾーンＰ3において発生する第３周辺応力Ｔp3、一点鎖線は第４周辺ゾーンＰ4において発生する第４周辺応力Ｔ4pのそれぞれの過渡応答を示す。図５Ｃの左側に示すと同様に、最大±１Ｐａの振動振幅の圧力で振動する単発の正弦波からなる超音波が、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）に入力すると、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4に対応する振動体２２ａ２に生じるＸＸ方向の中央応力Ｔp0、第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pは、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
図５Ｆ（ａ）に太い実線で示したＸＸ方向の中央応力Ｔp0を例にとると、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－５０Ｎ／ｍ２程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋１２０Ｎ／ｍ２程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が－１１０Ｎ／ｍ２程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋６０Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３１μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第５発目の振動振幅は－４０Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３７μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第６発目の振動振幅は＋２０Ｎ／ｍ２程度まで減衰する。その他の第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pについても同様の傾向を示す。図５Ｆ（ａ）によれば、振動体２２ａ２に生じるＸＸ方向の中央応力Ｔp0、第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pについては、中央応力Ｔp0が最大である。
図５Ｆ（ｂ）に示すように、振動体２２ａ２に生じるＹＹ方向における応力（Ｎ／ｍ２）も、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。太い実線で示したＹＹ方向の中央応力Ｔp0を例にとると、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋１５Ｎ／ｍ２程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅が－４２Ｎ／ｍ２程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋３９Ｎ／ｍ２程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－２２Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３１μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第５発目の振動振幅は＋１２Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３７μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第６発目の振動振幅は－８Ｎ／ｍ２程度まで減衰する。その他の第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pについても同様の傾向を示す。図５Ｆ（ｂ）によれば、振動体２２ａ２に生じるＹＹ方向の中央応力Ｔp0、第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pについては、ＸＸ方向と同様に、中央応力Ｔp0が最大である。
同様に、正弦波からなる超音波のインパルスが、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）に入力すると、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4に対応する振動体２２ａ２に生じるＸＹ方向の中央応力Ｔp0、第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pも、図５Ｆ（ｃ）に示すように、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。図５Ｆ（ｃ）に太い実線で示したＸＹ方向の中央応力Ｔp0を例にとると、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が＋１２Ｎ／ｍ２程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅が－３５Ｎ／ｍ２程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が＋３２Ｎ／ｍ２程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は－２０Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３１μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第５発目の振動振幅は＋１１Ｎ／ｍ２程度となり、約０．３７μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第６発目の振動振幅は－７Ｎ／ｍ２程度まで減衰する。その他の第１周辺応力Ｔp1、……、第４周辺応力Ｔ4pについても同様の傾向を示す。図５Ｆ（ｃ）によれば、振動体２２ａ２に生じるＸＹ方向の応力については、ＸＸ方向及びＹＹ方向と同様に、中央応力Ｔp0が最大である。
次に、図５Ｂの中央を拡大し、図５Ｂの中央ゾーンＰ0を図６Ａに示すように細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ03と分割し、図５Ｂの中央凸部及び中央凸部近傍における発生電圧の微細な電位分布を検証した。中央凸部の中心に細分化中央ゾーンＰ00が位置する。中心の細分化中央ゾーンＰ00を囲み、第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ03が位置する。図６Ａには、細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ03の位置に、それぞれ図５Ｂの場合よりも細かな電位検出用理想電極が配置されている。シリコン基板１１sa上には振動体２２ａ２が挿入され、中央部の凸部の周りに平行トーラス型の振動空洞２１ａ２が設けられ、振動体２２ａ２の上に固定電位電極２４ａ、固定電位電極保護膜２３が配置されている構成は図５Ｂと同様である。
電位検出用理想電極の外側の第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ034の位置を３本の電位検出用理想電極が、それぞれ同心円状の円環の帯として囲む。第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ034の電位検出用理想電極は、半径方向に沿って線幅ΔｒＬとスペース幅ΔｒＳを同一（ΔｒＬ＝ΔｒＳ）とし、同一ピッチで配列されている。電位検出用理想電極の線幅とスペース幅を同一としているので、中央凸部の半径ｒ22a2（＝ｄ22a2/２）を電位検出用理想電極が７分割して、細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、第２細分化周辺ゾーンＰ02、第３細分化周辺ゾーンＰ03の半径に沿った位置が定義される。このため、振動空洞中央部の凸部の直径ｄ22a2は、第３細分化周辺ゾーンＰ03に配置された電位検出用理想電極Ｐ03の外周径である１４ΔｒＳと概ね等しくなる（１４ΔｒＳ＝ｄ22a2）。そして、中央凸部の半径ｒ22a2＝ｄ22a2/２として、細分化中央ゾーンＰ00は、中心から半径位置（１／７）ｒ22a2までの一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義される。
同様に、第１細分化周辺ゾーンＰ01は、半径位置（２／７）ｒ22a2から半径位置（３／７）ｒ22a2までの一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義される。又、第２細分化周辺ゾーンＰ02は、半径位置（４／７）ｒ22a2から半径位置（５／７）ｒ22a2までの一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義され、第３細分化周辺ゾーンＰ03は、半径位置（６／７）ｒ22a2から半径位置（７／７）ｒ22a2までの一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義される。更に、第４細分化周辺ゾーンＰ04が、半径位置（８／７）ｒ22a2から半径位置（９／７）ｒ22a2まで、中央凸部の外側の振動空洞２１ａ２の上に、一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義される。更に、第５細分化周辺ゾーンＰ03が、半径位置（１０／７）ｒ22a2から半径位置（１１／７）ｒ22a2までの中央凸部の外側の振動空洞２１ａ２の上に、一定線幅の円環状の電位検出用理想電極が配置された領域として定義される。
シミュレーションでは、細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、……、第５細分化周辺ゾーンＰ05にそれぞれ配置された６個の電位検出用理想電極は、いずれも電気的に開放状態（オープン）であるとする。振動体２２ａ２の出力面においては、それぞれの細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、……、第５細分化周辺ゾーンＰ05における電位検出用理想電極の内部に位置する半径方向の電界は電位検出用理想電極で短絡されていることになる。
図６Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ａ２の全体に用いた場合であって、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の平行トーラス型の振動空洞２１ａ２の中央部にある凸部の直径ｄ22a2＝２．４μｍとしたときの超音波受信時における発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、……、第５細分化周辺ゾーンＰ05の位置をパラメータとして示す図である。中央凸部以外の振動体２２ａ２の厚さｔ22a2＝２．４μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ0203＝６．０μｍの場合である。図６Ｂの右上に線種の凡例を示したとおり、太い実線は細分化中央ゾーンＰ00における発生電圧である細分化中央電圧Ｖp00の過渡応答を示す。又、図６Ｂにおいて太い破線は第１細分化周辺ゾーンＰ01における発生電圧である第１細分化周辺電圧Ｖp01、点線は第２細分化周辺ゾーンＰ02における発生電圧である第２細分化周辺電圧Ｖp02、一点鎖線は第３細分化周辺ゾーンＰ03における発生電圧である第３細分化周辺電圧Ｖp03、細い実線は第４細分化周辺ゾーンＰ04における発生電圧である第４細分化周辺電圧Ｖp04、細い破線は第５細分化周辺ゾーンＰ05における発生電圧である第５細分化周辺電圧Ｖp05のそれぞれの過渡応答を示す。
図６Ｂの左側に示すようなプラス側に０．３Ｐａ、マイナス側に１Ｐａと非対称に振動する１．５周期の正弦波からなる超音波が、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）に入力したときに、細分化中央ゾーンＰ00、第１細分化周辺ゾーンＰ01、……、第５細分化周辺ゾーンＰ05に発生する電圧信号は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図６Ｂに太い実線で示した振動体２２ａ２の中央部の第１細分化中央ゾーンＰ00における細分化中央電圧Ｖp00は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－１．３μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋３．５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が－３．２μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋１．８μＶ程度まで減衰する。図６Ｂにおいて太い破線で示した第１細分化周辺ゾーンＰ01における第１細分化周辺電圧Ｖp01は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－１．２μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋３．４μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第１細分化周辺電圧Ｖp01の振幅の絶対値absＶp01は、細分化中央電圧Ｖp00の振幅の絶対値absＶp00よりも小さい。その後、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１細分化周辺電圧Ｖp01の第３発目の振動振幅が－３．１μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋１．７μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図６Ｂにおいて点線で示した第２細分化周辺ゾーンＰ02における第２細分化周辺電圧Ｖp02の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp02は、第１細分化周辺ゾーンＰ01における第１細分化周辺電圧Ｖp01の絶対値absＶp01よりも全体的に少し小さく、３番目の値である。又、図６Ｂにおいて一点鎖線で示した第３細分化周辺ゾーンＰ03における第３細分化周辺電圧Ｖp03の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp03は、第２細分化周辺電圧Ｖp02の絶対値absＶp02よりも全体的に少し小さく、４番目の値である。又、図６Ｂにおいて細い実線で示した第４細分化周辺ゾーンＰ04における第４細分化周辺電圧Ｖp04の過渡応答振動が呈する振幅の絶対値absＶp04は、第３細分化周辺電圧Ｖp03の絶対値absＶp03よりも全体的に少し小さく、５番目の値である。
そして、図６Ｂにおいて細い破線で示した第５細分化周辺ゾーンＰ05における第５細分化周辺電圧Ｖp05は、約０．０６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．２μＶ程度であるのに対し、約０．１３μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋０．６μＶ程度となり最大振幅値に達する。第５細分化周辺電圧Ｖp05の振幅の絶対値absＶp05は、細分化中央電圧Ｖp00～第４細分化周辺電圧Ｖp04の絶対値absＶp00～absＶp04よりも小さく、もっとも小さい値である。なお、細分化中央電圧Ｖp00～第５細分化周辺電圧Ｖp05はすべて同位相の関係となっている。その後、第５細分化周辺電圧Ｖp05は、約０．１９μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第３発目の振動振幅が－０．４μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の時刻付近でピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．２μＶ程度まで減衰する。即ち、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の振動体２２ａ２の出力面で圧電効果により発生する電位の関係は、

absＶp00 ＞ absＶp01 ＞ absＶp02 ＞ absＶp03 ＞ absＶp04 ＞ absＶp05 ……（１０）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
図６Ｃは、振動体２２ａ２にＰＺＴを使用した場合について、振動体２２ａ２に発生する電圧(μＶ)と、中心から測った発生位置（μｍ）との関係を、振動空洞２１ａ２の中央凸部の直径d22a2をパラメータとして示す。振動体２２ａ２の厚さｔ22a2＝２．４μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍの場合である。図６Ｃに示したように、電圧の場所依存性を示す曲線は、電圧発生部（２２ａ２，２４ａ）の中心に対して対称的となり、振動空洞２１ａ２の中央部にある凸部の直径d22a2が小さいほど発生電圧が大きくなることが分かる。具体的には、凸部の直径d22a2＝２．４μｍ（基準値）のときの最大発生電圧は３．２μＶ程度であり、シミュレーションで使用したパラメータのなかで最大である。又、凸部の直径d22a2＝４．８μｍと基準値の２倍としたときの最大発生電圧は１．５μＶ程度と半分程度に低下し、凸部の直径d22a2＝７．２μｍと基準値の３倍としたときの最大発生電圧は１．０μＶ程度と１／３程度に低下し、凸部の直径d22a2＝９．６μｍと基準値の４倍としたときの最大発生電圧は０．８μＶ程度と１／４程度に低下した。即ち、図６Ｃからは、振動空洞２１ａ２の中央部にある凸部の直径d22a2を大きくするほど、最大発生電圧が小さくなることが分かる。
－Ｖ字型（傾斜トーラス）―
次に、電圧発生部（２２ｂ，２４ｂ）を構成する振動体２２ｂが、図７Ａに示すようにＶ字型の断面構造となる応力分布強化構造の出力面上の電圧分布を場所毎に検討し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。シリコン基板１１sｂの凹部の上には振動体２２ｂが配置され、振動体２２ｂ上には接地された固定電位電極２４ｂが配置され、固定電位電極２４ｂの上には、樹脂からなる固定電位電極保護膜２３が配置されている。振動体２２ｂは、シリコン基板１１sｂの凹部上において、下方に尖った円錐形である。即ち、図７Ａから明らかなように、断面形状がＶ字型になるため、Ｖ字型の下方先端がシリコン基板１１sｂの凹部の底面に接触している。したがって、凹部が構成する空間においてＶ字型に切り込まれた領域の両側において、断面が２つの三角形となる傾斜トーラス型の振動空洞２１ｂが設けられる。「傾斜トーラス型」とはトーラスを構成する空間の断面構造が、図７Ａに示すように、一つの主面が他の主面に対し傾斜している３次元構造を意味する。シミュレーションにおいては、表２と同様な定義で、Ｖ字型の下方先端となる位置に中央ゾーンＰ0に電位検出用理想電極を配置し、中央ゾーンＰ0の周囲に、Ｖ字型の形状に沿って、中央ゾーンＰ0を取り囲む４本の同心円環状の第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4が配置される。
図７Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ｂの全体に用いた場合のシミュレーション結果である。振動空洞２１ｂの中央部でシリコン基板１１ｓｂと振動体２２ｂが点接触（接触幅ｄ22b＝０μｍと仮定）したときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。振動体２２ｂの厚さｔ22b＝４．８μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍの場合である。図７Ｂの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の単発正弦波が、電圧発生部（２２ｂ，２４ｂ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生するインパルス応答は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図７Ｂに太い実線で示した中央ゾーンＰ0における中央電圧Ｖp0の過渡応答の過渡応答は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目の振動振幅は－０．８μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後にピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋１．５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後にピーク値となる第３発目の振動振幅が－１．２μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後にピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．７μＶ程度まで減衰する。図７Ｂにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目の振動振幅は－０．６μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後にピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋１．２μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1は、中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0よりも小さい。その後、約０．１９μｓ経過後にピーク値となる第１周辺電圧Ｖp1の第３発目の振動振幅が－０．７μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後にピーク値となる第４発目の振動振幅は＋０．６μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図７Ｂにおいて点線で示した第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2は、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1よりも全体的に少し小さく、３番目の値である。又、図７Ｂにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp3は、第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2よりも全体的に少し小さく、４番目の値である。
そして、図７Ｂにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4の過渡応答は、約０．０６μｓ経過後の第１発目の振動振幅が０．２μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後にピーク値となる第２発目の振動振幅は、＋０．４μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0～第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp0～absＶp2よりも小さく、最小値である。なお、中央電圧Ｖp0～第４周辺電圧Ｖp4はすべて同位相の関係となっている。よって、振動体２２ｂの出力面で発生する電位の絶対値のそれぞれの相互関係は、

absＶp0 ＞ absＶp1 ＞ absＶp2 ＞ absＶp3 ＞ absＶp4 ……（１１）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
図７Ｃは、図７Ｂと同様に、図７Ａの振動体２２ｂにＰＺＴを使用した場合のシミュレーション結果を示す。振動空洞２１ｂの中央部におけるシリコン基板１１ｓｂと振動体２２ｂの接触幅ｄ22b＝６．７μｍと仮定したときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。振動体２２ｂの厚さｔ22b＝２．４μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝４μｍの場合である。図７Ｃの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の単発正弦波が、電圧発生部（２２ｂ，２４ｂ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生するインパルス応答は、図７Ｂの例と同様に、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図７Ｃに太い実線で示した中央ゾーンＰ0における中央電圧Ｖp0の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目の振動振幅が０．６μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．９μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が－０．５μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．３μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図７Ｃにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．１６μＶ程度である。これに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．１８μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1が中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0よりも小さい。その後、約０．１９μｓ経過後にピーク値となる第１周辺電圧Ｖp1の第３発目の振動振幅が－０．１２μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．６μＶ程度まで減衰する。
図７Ｃにおいて点線で示した第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2は、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1よりも全体的に少し大きい値である。又、図７Ｃにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の絶対値absＶp3は、第１周辺電圧Ｖp1及び第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp1及びabsＶp2よりも全体的に小さく、４番目の値である。
そして、図７Ｃにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4も、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅が最大振幅値となる。しかし、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0～第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp0～absＶp3よりも小さく、最小値である。なお、中央電圧Ｖp0～第４周辺電圧Ｖp4はすべて同位相の関係となっている。よって、振動体２２ｂの出力面で発生する電位の絶対値のそれぞれの相互関係は、

absＶp0 ＞ absＶp2 ＞ absＶp1 ＞ absＶp3 ＞ absＶp4 ……（１２）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
－Λ字型―
次に、図８Ａに示すように、断面構造がΛ字型となる応力分布強化構造の出力面上の電圧分布を場所毎に検討し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。シリコン基板１１sｃ上には振動体２２ｃが配置され、振動体２２ｃ上には接地された固定電位電極２４ｃが配置され、固定電位電極２４ｃの上には、樹脂からなる固定電位電極保護膜２３が配置されている。振動体２２ｃは、シリコン基板１１sｃ上において、上方に尖った円錐形、即ち、図８Ａから明らかなように、断面形状がΛ字型を有し、Λ字型の裾野部分の両側がシリコン基板１１sｃの表面に接触している。したがって、シリコン基板１１sｃ上には、断面が二等辺三角形となる円錐型の振動空洞２１ｃが設けられる。又、振動体２２ｃの下面には、発生する電圧の分布を検証するために、Λ字型の上方先端に１本の円状の電位検出用理想電極を配置し、中央の電位検出用理想電極Ｐ0を取り囲んで４本の同心円環状の電位検出用理想電極を配置し、内側から順に、電位伝達ゾーンとして、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4を定義した（表２参照。）。そして、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4において、それぞれ発生する電圧の過渡応答を検証して、振動体２２ｃの出力面（下面）における電圧分布をシミュレーションした。
図８Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ｃの全体に用いた場合のシミュレーション結果を示す。円錐型の振動空洞２１ｃ上の振動体２２ｃの厚さｔ22ｃ＝３．６μｍとし、振動体２２ｃ上の固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとしたときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0～第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図８Ｂの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の単発正弦波が、電圧発生部（２２ｃ，２４ｃ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生するインパルス応答の過渡応答は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図８Ｂに太い実線で示した振動体２２ｃの中央部の中央電圧Ｖp0の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が＋０．６１μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、－１．０μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．６３μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は－０．５μＶ程度まで減衰する。図８Ｂにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が＋０．４２μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．７４μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1が中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0よりも小さい。その後、約０．１９μｓ経過後にピーク値となる第１周辺電圧Ｖp1の第３発目の振動振幅が＋０．４５μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は－０．３８μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
図８Ｂにおいて点線で示した第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2は、第１周辺電圧Ｖp1の絶対値absＶp1よりも全体的に少し小さく、３番目の値である。又、図８Ｂにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の絶対値absＶp3は、第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2よりも全体的に少し小さく、４番目の値である。
そして、図８Ｂにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4の過渡応答は、約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が＋０．２８μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．５μＶ程度となり最大振幅値に達する。しかし、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0～第３周辺電圧Ｖp3のそれぞれの絶対値absＶp0～absＶp3よりも小さく、最小値である。なお、中央電圧Ｖp0～第４周辺電圧Ｖp4はすべて同位相の関係となっている。よって、振動体２２ｃの出力面で発生する電位の絶対値のそれぞれの相互関係は、式（１１）と同様なる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
－Ｍ字型―
次に、図９Ａに示すように、振動体２２ｄの断面構造がＭ字型の出力面上の電圧分布を場所毎に検討し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。シリコン基板１１sｄ上には振動体２２ｄが配置され、振動体２２ｄ上には接地された固定電位電極２４ｄが配置され、固定電位電極２４ｄの上には、樹脂からなる固定電位電極保護膜２３が配置されている。断面構造がＭ字型であるので、振動体２２ｄは中央部で下方に尖った円錐形を有し、その円錐形の周囲でその円錐形を取り囲む上方に尖った部分を有する。又、Ｍ字型の振動体２２ｄの中央部の円錐形の下方先端部がシリコン基板１１sｄの表面に近接し、裾野部分となる両側がそれぞれシリコン基板１１sｄの表面に接触している。したがって、シリコン基板１１sｄ上には、断面がほぼ二等辺三角形の２つの空間が鏡像対象で構成する傾斜トーラス型の振動空洞２１ｄが設けられる。又、発生する電圧の分布を検証するために、Ｍ字型の振動体２２ｄの中央部の円錐形の下方先端部に１本の円状の電位検出用理想電極と、中央部の電位検出用理想電極を取り囲む４本の同心円環状の電位検出用理想電極を配置し、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4を定義している。中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4において、それぞれ発生する電圧の過渡応答を検証して、振動体２２ｄの出力面（下面）における電圧分布をシミュレーションした。
図９Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ｄの全体に用いた場合のシミュレーション結果を示す。傾斜トーラス型の振動空洞２１ｄ上の振動体２２ｄの厚さｔ22ｄ＝３．６μｍとし、振動体２２ｄ上の固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとしたときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図９Ｂの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の単発正弦波が、電圧発生部（２２ｄ，２４ｄ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生するインパルス応答の過渡応答は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図９Ｂに太い実線で示した振動体２２ｄの中央部の中央電圧Ｖp0の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が＋０．３８μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．６５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．４μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は－０．３５μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。図９Ｂにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の過渡応答は、インパルス入力後、不規則に変化し、約０．１３μｓ経過後にピーク値となる。第１周辺電圧Ｖp1は、それ以外の中央電圧Ｖp0 ，第２周辺電圧Ｖp2 ～第４周辺電圧Ｖp4のそれぞれの絶対値absＶp0，absＶp2 ～absＶp4のいずれよりも小さく最小値である。
図９Ｂにおいて点線で示した第２周辺電圧Ｖp2の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．４２μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．６５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が－０．４４μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．３５μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2は、中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0とほぼ同じであり、最大値である。
又、図９Ｂにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．３μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が－０．４μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．２４μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。
そして、図９Ｂにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4の過渡応答は、約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．３μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．５μＶ程度となり最大振幅値に達する。第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp3とほぼ同じである。しかし、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0，第２周辺電圧Ｖp2の振幅の絶対値absＶp2よりも小さい値である。なお、第２周辺電圧Ｖp2～第４周辺電圧Ｖp4は、互いに同位相の関係で振動し、これらと中央電圧Ｖp0とは互いに逆位相の関係で振動する。よって、振動体２２ｄの出力面で発生する電位の絶対値のそれぞれの相互関係は、

absＶp0 ≒ absＶp2 ＞ absＶp3 ≒ absＶp4 ＞ absＶp1 ……（１３）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
－Ｗ字型―
次に、図１０Ａに示すように、振動体２２ｅの断面構造がＷ字型の出力面上の電圧分布を場所毎に検討し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。円筒形の凹部を有するシリコン基板１１sｅ上には振動体２２ｅが配置され、振動体２２ｅ上には接地された固定電位電極２４ｅが配置され、固定電位電極２４ｅの上には、樹脂からなる固定電位電極保護膜２３が配置されている。断面形状がＷ字型であるので、Ｗ字の中央部で振動体２２ｅが上方に尖った円錐形を有している。そして、Ｗ字の中央部の円錐形の空間の周囲で、円錐形を円環状に取り囲む下方に尖った陵となる部分を有している。断面構造ではＷ字の中央部の三角形の空間を両側から取り囲む、下方に尖った２つの逆三角形で表現される傾斜トーラス型の構造をなしている。又、Ｗ字型の振動体２２ｅの中央部から振動空洞２１ｅの半径方向のほぼ半ばに位置する下方に尖った陵部分の下方先端部がシリコン基板１１sｅの表面に近接している。
したがって、シリコン基板１１sｅの凹部上には、その中央部に円錐型の振動空洞２１ｅの部分空間が設けられ、その端部には断面が直角三角形となる振動空洞２１ｅの他の部分空間がそれぞれ設けられる。又、発生する電圧の分布を検証するために、Ｗ字型の振動体２２ｅの中央部の円錐形の上方先端部に１本の円状の電位検出用理想電極を配置し、中央の電位検出用理想電極を取り囲む１本の同心円環状の電位検出用理想電極が配置され、電位伝達ゾーンとして中央ゾーンＰ0及び第１周辺ゾーンＰ1、がそれぞれ定義される（表２参照。）。又、Ｗ字型の振動体２２ｅの中央部の円錐形を取り囲む下方に尖った陵部分の下方先端部に１本の同心円環状の電位検出用理想電極が配置され、第２周辺ゾーンＰ2が定義される。
更に、第２周辺ゾーンＰ2の周囲の振動空洞２１ｅに露出した振動体２２ｅの斜面上に第２周辺ゾーンＰ2を取り囲む同心円環状の電位検出用理想電極が配置されて、第３周辺ゾーンＰ3が定義される。そして、振動空洞２１ｅの最外周となる振動体２２ｅの下面に、第３周辺ゾーンＰ3を取り囲む同心円環状の電位検出用理想電極が配置されて、第４周辺ゾーンＰ4が定義される。そして、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4において、それぞれ発生する電圧の過渡応答を検証して、振動体２２ｅの出力面（下面）における電圧分布をシミュレーションした。
図１０Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ｅの全体に用いた場合のシミュレーション結果を示す。振動体２２ｅの厚さｔ22ｅ＝４．５μｍとし、振動体２２ｅ上の固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとしたときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図１０Ｂの左側に示すような最大±１Ｐａの振動振幅の単発正弦波が、電圧発生部（２２ｅ，２４ｅ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生するインパルス応答の過渡応答は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
具体的には、図１０Ｂに点線で示した第２周辺ゾーンＰ2の第２周辺電圧Ｖp2の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．６μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．９８μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が－０．６８μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．４５μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2は、中央電圧Ｖp0，第１周辺電圧Ｖp1，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｖp4のそれぞれの絶対値absＶp0，absＶp1，absＶp3及びabsＶp4のいずれよりも大きく最大値である。
図１０Ｂに太い実線で示した中央ゾーンＰ0の中央電圧Ｖp0の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が＋０．２８μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、－５．０μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．２８μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は－０．２２μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。中央電圧Ｖp0は、第２周辺電圧Ｖp2と逆位相の関係にあり、その絶対値absＶp0は、第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2に続いて２番目に大きい。
図１０Ｂにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の過渡応答は、インパルス入力後約０．０６μｓ経過後の第１発目ピークの振動振幅が０．２６μＶ程度である。第１発目ピークに対し、約０．１３μｓ経過後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．４μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ経過後の第３発目ピークの振動振幅が－０．３２μＶ程度となり、約０．２６μｓ経過後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．１８μＶ程度まで減衰する。第５発目以降の説明は、振動振幅のピーク値が小さくなるので省略する。第３周辺電圧Ｖp3は、３番目に大きな値である。
図１０Ｂにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、第３周辺電圧Ｖp3よりも全体的に少し小さく、４番目の値である。又、図１０Ｂにおいて太い破線で示した第１周辺電圧Ｖp1の振幅の絶対値absＶp1は、第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4よりも全体的に少し小さく、最小値である。なお、電位伝達ゾーンである第１周辺ゾーンＰ1～第４周辺ゾーンＰ4における第１周辺電圧Ｖp1～第４周辺電圧Ｖp4は、互いに同位相の関係で振動し、これらと中央ゾーンＰ0における中央電圧Ｖp0とは互いに逆位相の関係で振動する。よって、Ｗ字型応力分布強化構造の場合、振動体２２ｅの出力面で発生する電位の絶対値のそれぞれの相互関係は、

absＶp2 ＞ absＶp0 ＞ absＶp3 ＞ absＶp4 ＞ absＶp1 ……（１４）

となる大小関係の場所依存性を有する電位分布を示す。
－平坦円板型通常構造（従来型構造）―
最後に比較のため、図１１Ａに示すように、振動体２２ｆが構成する振動空洞の断面が平行平板となる平坦円板型通常構造（応力分布非強化構造）の場合において、振動体２２ｆの出力面に発生する電圧の分布を場所毎にシミュレーションした。振動体２２ｆとしてＰＺＴを使用した場合のシミュレーション結果を図１１Ｂに、ＡｌＮを使用した場合のシミュレーション結果を図１１Ｃ及び図１１Ｄに示す。平坦円板型通常構造は、図１１Ａに示すように、電圧発生部（２２ｆ，２４ｆ）は、一様な平坦な平面をなす振動体２２ｆと、振動体２２ｆの上の接地された固定電位電極２４ｆと、固定電位電極２４ｆの上のエポキシ樹脂からなる固定電位電極保護膜２３から構成されている。そして、凹部を有するシリコン基板１１sｆ上に電圧発生部（２２ｆ，２４ｆ）が配置されている。振動体２２ｆの互いに対向する受信面と出力面は、シリコン基板１１sｆの凹部上において、共にガウス曲率と平均曲率が常にゼロとなるユークリッド平面を構成している。したがって、シリコン基板１１sｆの凹部上には、薄い円筒型（円板型）の振動空洞２１ｆが構成され、振動空洞２１ｆの断面構造は一定の厚さで受信面と出力面が平行に対向した平行平板構造になる。
応力分布非強化構造において、発生する電圧分布を検証するために、図１１Ａに示すように振動体２２ｆの下面の中央部に１本の円板状の電位検出用理想電極と、中央の電位検出用理想電極を取り囲む４本の同心円環状の電位検出用理想電極を配置されている。応力分布非強化構造においても、中心から順にＰ0, Ｐ1,……， Ｐ4と付番された１本の円板と、４本の同心円環に対し、表２に定義したのと同様に、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の電位伝達ゾーンを定義した。
図１１Ｂは、ＰＺＴを振動体２２ｆの全体に用いた場合の応力分布非強化構造のシミュレーション結果を示す。振動体２２ｆの厚さｔ22ｆ＝５μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとしたときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図１１Ｂの左側に示すような最大±１Ｐａで振動する単発正弦波の超音波が、電圧発生部（２２ｆ，２４ｆ）に入力したときに、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生する電圧信号は、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
図１１Ｂに太い破線で示した第1周辺電圧Ｖp1は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１２μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．２２μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．１５μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は－０．１２μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第1周辺電圧Ｖp1は、その他の中央電圧Ｖp0，第２周辺電圧Ｖp2～第４周辺電圧Ｖp4のいずれよりも大きく、最大値である。
図１１Ｂに点線で示した第２周辺電圧Ｖp2は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．１６μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．１１μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は－０．０８μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第２周辺電圧Ｖp2は、第1周辺電圧Ｖp1と同位相の関係にあり、第２周辺電圧Ｖp2の絶対値absＶp2は、第1周辺電圧Ｖp1の絶対値absＶp1に続いて２番目に大きい。
図１１Ｂにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．０６μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．１μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．０６μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は－０．０５μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第３周辺電圧Ｖp3は、３番目に大きな値である。
図１１Ｂにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp4は、第1周辺電圧Ｖp1～第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp1～absＶp3よりも全体的に小さく、４番目の値である。又、図１１Ｂにおいて太い実線で示した中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0は、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも全体的に少し小さく、最小である。なお、これら中央電圧Ｖp0～第４周辺電圧Ｖp4は、互いに概ね同位相の関係で振動している。よって、ＰＺＴを振動体２２ｆに使用し、応力分布の強化を積極的に意図しない平坦円板型通常構造の場合、振動体２２ｆの出力面で発生する電位の絶対値の関係は、

absＶp1 ＞ absＶp2 ＞ absＶp3 ＞ absＶp4 ＞ absＶp0 ……（１５）

となる。したがって、図１１Ａに示すような応力分布の強化を積極的に意図しない通常の構造であっても、場所に依存した電位分布が存在することが分かる。
図１１Ｃは、ＡｌＮを振動体２２ｆの全体に用いた場合の平坦円板型通常構造のシミュレーション結果を示す。振動体２２ｆの厚さｔ22ｆ＝０．２μｍ、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝３μｍとしたときの発生電圧の過渡応答を、電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図１１Ｃの左側に示すような最大±１Ｐａで振動する超音波が、電圧発生部（２２ｆ，２４ｆ）に入力したときに、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生する電圧信号は、図１１Ｂの場合と同様に、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
図１１Ｃに太い実線で示した中央電圧Ｖp0は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．５７μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．９μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．４８μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．２８μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。中央電圧Ｖp0の振幅の絶対値absＶp0は、他の第1周辺電圧Ｖp1～第４周辺電圧Ｖp4の振幅の絶対値absＶp1～absＶp3のいずれよりも大きく、最大値である。
図１１Ｃに太い破線で示した第1周辺電圧Ｖp1は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．４２μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．７μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．４μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．２２μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第1周辺電圧Ｖp1は、中央電圧Ｖp0と同位相の関係にあり、第1周辺電圧Ｖp1の絶対値absＶp1は、中央電圧Ｖp0の絶対値absＶp0に続いて２番目に大きい。
図１１Ｃにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．３２μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．４６μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．２５μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は－０．１６μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第４周辺電圧Ｖp4は、中央電圧Ｖp0，第1周辺電圧Ｖp1と逆位相の関係にあり、絶対値absＶp4は３番目に大きな値である。
図１１Ｃにおいて点線で示した第1周辺電圧Ｖp2は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．２μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．３４μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．１８μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．１２μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第２周辺電圧Ｖp2は、中央電圧Ｖp0，第1周辺電圧Ｖp1と同位相、第４周辺電圧Ｖp4と逆位相の関係にあり、絶対値absＶp2は４番目に大きな値である。
図１１Ｃにおいて細い実線で示した第1周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp3は、第４周辺電圧Ｖp4と同位相の関係にあるが、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも全体的に小さく、最小である。よって、ＡｌＮを振動体２２ｆに使用し、応力分布の強化を積極的に意図しない平坦円板型通常構造の場合、振動体２２ｆの出力面で発生する電位の絶対値の関係は、

absＶp0 ＞ absＶp1 ＞ absＶp4 ＞ absＶp2 ＞ absＶp3 ……（１６）

となり、応力分布の強化を積極的に意図しない通常の構造であっても、場所に依存した電位分布が存在することが分かる。
図１１Ｄは、図１１Ｃと同様に、ＡｌＮを振動体２２ｆの全体に用いた場合の平坦円板型通常構造のシミュレーション結果を示す。振動体２２ｆの厚さｔ22ｆ＝０．２μｍと図１１Ｃの場合と同じにし、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23＝６μｍとして、図１１Ｃの場合よりも厚くしたときの発生電圧の過渡応答を、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4の位置をパラメータとして示す。図１１Ｄの左側に示すような最大±１Ｐａで振動する超音波が、電圧発生部（２２ｆ，２４ｆ）に入力したときに、中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4にそれぞれ発生する電圧信号は、図１１Ｃの場合と同様に、約０．１３μｓ付近の第２発目の振動振幅が最大となり、第３発目以降が減衰振動となる過渡応答を示す。
図１１Ｄに太い実線で示した中央電圧Ｖp0は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．２９μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．３４μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．２２μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．１２μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。中央電圧Ｖp0の絶対値absＶp0は、他の第1周辺電圧Ｖp1～第４周辺電圧Ｖp4のそれぞれの絶対値absＶp1～absＶp4のいずれよりも大きく、最大値である。
図１１Ｄに太い破線で示した第1周辺電圧Ｖp1は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．２４μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．２６μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．１８μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．０８μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第1周辺電圧Ｖp1は、中央電圧Ｖp0と同位相の関係にあり、第1周辺電圧Ｖp1の絶対値absＶp1は、中央電圧Ｖp0の絶対値absＶp0に続いて２番目に大きい。
図１１Ｄにおいて一点鎖線で示した第４周辺電圧Ｖp4は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が＋０．１７μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、－０．２１μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が＋０．１２μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は－０．０６μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第４周辺電圧Ｖp4は、中央電圧Ｖp0，第1周辺電圧Ｖp1と逆位相の関係にあり、絶対値absＶp4は３番目に大きな値である。
図１１Ｄにおいて点線で示した第２周辺電圧Ｖp2は、超音波のインパルス入力後約０．０６μｓ後にピーク値となる第１発目の振動振幅が－０．１２μＶ程度である。第１発目のピークに続き、約０．１３μｓ後の第２発目ピークの振動振幅は、＋０．１５μＶ程度となり最大振幅値に達する。その後、約０．１９μｓ後の第３発目ピークの振動振幅が－０．０９μＶ程度となり、約０．２６μｓ後の第４発目ピークの振動振幅は＋０．０５μＶ程度まで減衰する。第５発目以降は振動振幅が小さくなるので説明を省略する。第1周辺電圧Ｖp2は、中央電圧Ｖp0，第1周辺電圧Ｖp1と同位相、第４周辺電圧Ｖp4と逆位相の関係にあり、絶対値absＶp2は４番目に大きな値である。
図１１Ｄにおいて細い実線で示した第３周辺電圧Ｖp3の振幅の絶対値absＶp3は、第４周辺電圧Ｖp4と同位相の関係にあるが、第４周辺電圧Ｖp4の絶対値absＶp4よりも全体的に小さく、最小である。よって、ＡｌＮを振動体２２ｆに使用した平坦円板型通常構造の場合、固定電位電極保護膜２３の厚さｔ23が厚くなっても、振動体２２ｆの出力面で発生する電位の絶対値の関係は、図１１Ｃの場合と同様に、式（１６）で示される大小関係になる。したがって、図１１Ａに示すような応力分布の強化を積極的に意図しない通常の構造であっても、場所に依存した電位分布が存在することが分かる。
－応力分布強化構造の特性比較―
圧電層としてＰＺＴを用いた場合に着目し、図５Ａ及び５Ｂに示した平行トーラス型の応力分布強化構造（Ｔ）、図７Ａに示したＶ字型の応力分布強化構造（Ｖ１，Ｖ２）、図８Ａに示したΛ型の応力分布強化構造（Λ）、図９Ａに示したＭ字型の応力分布強化構造（Ｍ）、図１０Ａに示したＷ字型の応力分布強化構造の（Ｗ）のそれぞれの電圧感度や周波数帯域を、平坦円板型通常構造（Ｐ）の特性と比較し、高感度化及び広帯域化への基礎とした。
図１２に示すように、受信超音波の周波数帯域５～１０ＭＨｚの範囲内において、Ｖ１の符号を付した太い実線で表現したＶ字型の応力分布強化構造の感度曲線が示す最大電圧感度が２．９μＶ／Ｐａ程度となっており、最も高くなっている。続いて、Ｗの符号を付した破線で表現したＷ字型の応力分布強化構造の感度曲線が示す最大電圧感度が２．２μＶ／Ｐａ程度となっており２番目に高い。Λの符号を付した細い実線で表現したΛ型の応力分布強化構造の感度曲線が示す最大電圧感度が１．９μＶ／Ｐａ程度となっており３番目に高く、Ｍの符号を付した細い実線で表現したＭ字型の応力分布強化構造の感度曲線が示す最大電圧感度が１．４μＶ／Ｐａ程度となっており４番目に高くなっている。これらの応力強化構造に対し、Ｐの符号を付した一点鎖線で表現した従来型構造（平坦円板型通常構造）の最大受信感度は０．４μＶ／Ｐａ程度にとどまり、最も低くなっている。
図１３に示すように、Ｔの符号を付した実線で表現した平行トーラス型の応力分布強化構造の最大電圧感度と、Ｖ2の符号を付した破線で表現したＶ字型（傾斜トーラス型）の応力分布強化構造の最大電圧感度は、共に１．２μＶ／Ｐａを少し超える程度の値となっており、最も高い。これに対し、Ｐの符号を付した一点鎖線で表現した従来型構造（平坦円板型通常構造）の最大電圧感度は０．４μＶ／Ｐａを少し超える程度にとどまり、最も低くなっている。平行トーラス型の応力分布強化構造の感度の周波数特性は、周波数帯域５～１５ＭＨｚの範囲内において０．６μＶ／Ｐａを超える値で広い帯域を示している。Ｖ字型の応力分布強化構造の感度の周波数特性も、平行トーラス型の応力分布強化構造の周波数特性より少し狭いが、平行トーラス型の応力分布強化構造に近い帯域を示している。一方、一点鎖線で示す従来型構造（平坦円板型通常構造）の感度の周波数特性は、平行トーラス型及びＶ字型の応力分布強化構造に比して非常に狭いことが分かる。
――第１実施形態の第１変形例――
図２では、平行トーラス型の応力分布強化構造において、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンが、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の表面に形成されるチャネルに、シングルヘテロ接合するヘテロ接合ＦＥＴの構造の例を示した。しかし、図１４に示すように、第１実施形態の第１変形例に係る音響素子では、バッファ層１３ｈを、振動体２２ａ１と基体領域１４の間に挟んで、ダブルヘテロ接合としている。既に述べたとおり、ＡｌＮとＧａＮとはヘテロ接合として相性がよいので、ＧａＮ基板からなる基体領域１４の上に、ＡｌＮを振動体２２ａ１としてヘテロエピタキシャル成長しても、ＧａＮとＡｌＮの間の界面準位や格子欠陥は比較的少ない。しかし、ＧａＮとＡｌＮの間に、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮの層をバッファ層１３ｈとして挿入すれば、ＧａＮとＡｌＮの間の界面準位や格子欠陥を更に低減できる。ｃ軸方向に面方位を有するＧａＮのＧａ面に、ボンド長の長いＧａ１－ｘＡｌｘＮをエピタキシャル成長した場合も、両者の格子定数の違いによりＧａ１－ｘＡｌｘＮに引張歪みが発生し、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮの内部に圧電分極が加わる。極性結晶であるＧａＮも圧電分極を有している。Ｇａ１－ｘＡｌｘＮ／ＧａＮヘテロ接合界面には、仕事関数の差により、通常のヘテロ接合ＦＥＴと同様に、界面に垂直な方向にポテンシャル分布が生じるため、界面に近づくに従い、伝導帯及び価電子帯の端部のバンド構造が曲がる。
ＧａＮをｉ型、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮをｎ型とすれば、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮ／ＧａＮヘテロ接合界面には２次元電子ガスが生成される。更に、２つの圧電分極の作用を伴わせることも可能である。通常のヘテロ接合ＦＥＴとは異なり、第１実施形態の第１変形例に係る音響素子にはゲート電極が存在しない。ゲート電極が存在しないが、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮの内部、特にＧａ１－ｘＡｌｘＮ／ＧａＮヘテロ接合界面のフェルミレベルが超音波入力により振動する。第１実施形態の第１変形例に係る音響素子にはゲート電極が存在しないので、非特許文献２で紹介したようなＰＭＵＴとＦＥＴを外部配線で接続する必要もないので浮遊インピーダンスの問題は本来的に存在しない。しかも、図４Ａ～図６Ｃで例示したような応力強化構造の電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）を採用しているので、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）自身が高感度化及び広帯域化され、第１実施形態の第１変形例に係る音響素子は高感度化及び広帯域化が可能である。特に、応力強化構造の内部構造をミクロに検討し、発生電圧が最も高くなる振動体２２ａ１の出力面の特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の能動素子を駆動しているので、高感度化が容易である。
一方、ダイヤモンド型の結晶構造を有するＳｉ基板からなる基体領域１４の上に、振動体２２ａ１としてＧａＮやＡｌＮをヘテロエピタキシャル成長して、第１実施形態の第１変形例に係る音響素子を構成する場合は、Ｓｉの格子定数が０．５４３ｎｍであるので、格子不整合が大きい。Ｓｉ基板からなる基体領域１４を用いてＧａＮやＡｌＮを振動体２２ａ１としてヘテロエピタキシャル成長する場合は、図１４に示すように、Ｇａ１－ｘＡｌｘＮ等のバッファ層１３ｈを設けてダブルヘテロ接合構造とすることが必要になる。Ｓｉのような無極性基板にＧａＮやＡｌＮ等の極性結晶層をエピタキシャル成長する場合には、原子配列の位相の入れ替わりが生じることがある。これは、基板のステップが１原子から構成されるか、２原子で構成されるかで極性結晶の原子配列が異なることが原因で「アンチフェーズドメイン」と称される。アンチフェーズドメインを防止するには、オフアングル基板を用いることが好ましい。
Ｓｉ基板からなる基体領域１４上に、振動体２２ａ１として極性結晶であるＳｉＣをヘテロエピタキシャル成長して、第１実施形態の第１変形例に係る音響素子を構成する場合は、Ｓｉ基板の表面をＣ２Ｈ4等の炭化水素ガスで炭化し、これをバッファ層１３ｈとしてＳｉＣを成長させてもよい。Ｓ１表面を炭化するとβ－ＳｉＣ（立方晶)がエピタキシャル成長する。或いは、閃亜鉛鉱型結晶である燐化硼素（ＢＰ）をバッファ層１３ｈとしてＳｉ基板からなる基体領域１４上に形成し、バッファ層１３ｈを介してＳｉＣをヘテロエピタキシャル成長させてダブルヘテロ接合を構成してもよい。図１４に示したバッファ層１３ｈ以外の他の構造は、図２において説明した内容と重複するので省略する。
――第１実施形態の第２変形例――
図２に示した構造と同様に、図１５に示す第１実施形態の第２変形例に係る音響素子においても平行トーラス型の応力分布強化構造が採用されている。図１５に示すように、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上に設けられた層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには第２主電極配線２５ｂが接続されている。図１５において、第１主電極配線２５ａが素子分離絶縁膜１６を経由して左側に引き出され、第２主電極配線２５ｂは素子分離絶縁膜１６を経由して右側に引き出されている。第１実施形態の第２変形例に係る音響素子においては、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂの上を空洞内壁保護膜１９が被覆している構造が、図２に示した構造とは異なる。空洞内壁保護膜１９を貫通して、振動体２２ａ１の出力面側の凸部が、基体領域１４の上面に到達し、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンが基体領域１４の上面とヘテロ接合している。図１５に示した空洞内壁保護膜１９以外の他の構造は、図２において説明した内容と重複するので省略する。
第１実施形態の第２変形例に係る音響素子にはゲート電極が存在しないので、非特許文献２で紹介したような浮遊インピーダンスの問題は本来的に存在しない。しかも、図４Ａ～図６Ｃに示したような応力強化構造の電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）を採用しているので、電圧発生部（２２ａ１，２４ａ）自身が高感度化及び広帯域化される結果、第１実施形態の第２変形例に係る音響素子は、高感度化及び広帯域化が可能である。特に応力強化構造の内部構造をミクロに検討し、発生電圧が最も高くなる振動体２２ａ１の出力面の特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子（１４，１５ａ，１５ｂ）の能動素子を駆動しているので、高感度化が容易である。
＝第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法＝
図１５に例示した第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法を、図１６Ａ～図１６Ｒを用いて説明する。なお、以下に述べる音響素子の製造方法は、一例であり、特許請求の範囲に記載した構造が実現できるのであれば、これ以外の種々の製造方法により、実現可能であることは勿論である。又、以下の説明で用いている「第1フォトレジスト膜」等の序数を冠した名称は、単に他のフォトレジスト膜と峻別するための修辞学上の要請に依拠した名称であって、実際の工程で用いられる一番目のフォトレジスト膜等を意味するものではない。実際のところ、図１６Ａに示す構造以前の段階でフォトレジスト膜を用いた処理が実施されているのが通常である。
（ａ）先ず、０．１～１０Ωｃｍ程度の（１００）面を主表面とするｐ型シリコン基板からなる基体領域１４を用意する。そして周知のＬＯＣＯＳやＳＴＩの手法を用い、シリコン酸化膜等の素子分離絶縁膜１６を０．５～１．２μm程度の厚さに形成する。素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域のパターンの内部に、図１６Ａに示すようなｎ＋型の第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが、互いに対向して形成された断面構造を実現する。第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの平面パターンの例は、例えば図２に示したような長方形のパターンである。この後、ＭＯＳＦＥＴの閾値制御用のイオン注入の工程を必要に応じて追加してもよい。
（ｂ）その後、第１主電極領域１５ａ、第２主電極領域１５ｂ、並びに第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に露出した基体領域１４の上に、図１６Ｂに示すようにシリコン酸化膜等の第１絶縁膜１７ｐを、１０～２５０ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により堆積する。基体領域１４がＳｉの場合は熱酸化でもよい。第１絶縁膜１７ｐをＣＶＤ法等で堆積した場合は化学的機械研磨（ＣＭＰ）等の手法で、図１６Ｂに示すように素子分離絶縁膜１６の上面が露出するまで平坦化する。その後、第１絶縁膜１７ｐの上に、第１フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第１フォトレジスト膜を露光・現像し、コンタクトホール開孔用の第１エッチングマスクを形成する。第１エッチングマスクを用い、反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）等のドライエッチング技術を用いて、図１６Ｆに示すように第１絶縁膜１７ｐを選択エッチングして、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上部にコンタクトホールのパターンを開孔する。以後、コンタクトホールが開孔された第１絶縁膜１７ｐを「層間絶縁膜１７」と称する。
（ｃ）更に、第１絶縁膜１７ｐの上に不純物を添加した多結晶シリコン（ドープドポリシリコン：ＤＯＰＯＳ）膜や高融点金属等の導電体層からなる第１導電体膜を、８０～２００ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により全面に堆積する。第１導電体膜の上に、第２フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第２フォトレジスト膜を露光・現像し、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂのパターニング用の第２エッチングマスクを形成する。第２エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、図１６Ｃに示すように第１導電体膜を選択エッチングして、第１主電極領域１５ａに接続された第１主電極配線２５ａのパターンと、第２主電極領域１５ｂに接続された第２主電極配線２５ｂのパターンを形成する。図１６Ｃにおいて、第１主電極配線２５ａと第２主電極配線２５ｂの間に露出した層間絶縁膜１７を、「チャネル保護絶縁膜１７ｃ」と定義する。
（ｄ）その後、チャネル保護絶縁膜１７ｃ、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂの上に、第３フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第３フォトレジスト膜を露光・現像し、チャネル上部露出用の第３エッチングマスクを形成する。第３エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いてチャネル保護絶縁膜１７ｃを選択エッチングして、図１６Ｄに示すように、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に基体領域１４の上面を露出させるコンタクトホールのパターンを開孔する。
（ｅ）その後、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂ、並びに第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に露出した基体領域１４の上に、図１６Ｅに示すようにシリコン酸化膜等の空洞内壁保護膜１９を、１８０～２５０ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により堆積する。そして、スパッタリング法、真空蒸着法又はＣＶＤ法等の堆積方法を用いてタングステン（Ｗ）等の犠牲層用材料層２７ｐを、全面に堆積する。そしてＣＭＰ法等により平坦化する。
（ｆ）その後、犠牲層用材料層２７ｐの上に、第４フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第４フォトレジスト膜を露光・現像し、犠牲層形成用の第４エッチングマスクを形成する。第４エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、図１６Ｇに示すように犠牲層用材料層２７ｐを選択エッチングして、犠牲層２７のパターンを形成する。図１６Ｇの断面図の表現では、２つの犠牲層２７のパターンが左右対称に両側に位置している。しかし、見かけ上、左右対称に図１６Ｇの両側に位置している２つの犠牲層２７は、図１６Ｇの紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続したトーラス構造をなす一体構造である。
（ｇ）更に、トーラス構造をなす犠牲層２７、このトーラス構造をなす犠牲層２７の中央に露出した空洞内壁保護膜１９の上に、第５フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第５フォトレジスト膜を露光・現像し、チャネル上部露出用の第５エッチングマスクを形成する。第５エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて空洞内壁保護膜１９ｃを選択エッチングして、トーラス構造の犠牲層２７の中央に露出した基体領域１４の上面を露出させる。
（ｈ）トーラス構造の犠牲層２７の中央に露出した基体領域１４の上面を露出させるコンタクトホールのパターンを介して、基体領域１４の上面に図１６Ｈに示すように振動体２２ａ１をヘテロエピタキシャル成長させる。例えば、基体領域１４がＧａＮの場合、振動体２２ａ１としてＡｌＮ層を、光励起分子層エピタキシャル成長（ＭＬＥ）すればよい。ＡｌＮ層のＭＬＥは、例えば、真空中でIII属元素ガスとしてのトリメチルアルミニウム（ＴＭＡｌ）とＶ属元素ガスとしてのアンモニア（ＮＨ３）等の原料ガスを、時分割でビーム状に交互に導入し、ＡｌＮ層を１分子層単位で成長する。光励起ＭＬＥは、このＭＬＥの手法に、更にエキシマレーザ光等の紫外線を、成長層表面に照射して、紫外線のエネルギの支援により成長させるエピタキシャル成長方法である。光励起ＭＬＥにより、光エネルギによる表面マイグレーションを利用すれば、１分子層単位のＡｌＮ層を、１０００℃以下の低温でヘテロエピタキシャル成長させることが可能である。ＡｌＮ層は３５０～１２００℃程度で成長できるが、紫外線のエネルギを利用することにより、１０００℃以下の低温でも良好な結晶性が得られる。或いは、基体領域１４がＳｉの場合、振動体２２ａ１としてＨｆＯ2層を、テトラエチルメチルアミノハウニウム（ＴＥＭＡＨ）等を用いて４００℃程度でＣＶＤ成長してもよい。振動体２２ａ１の表面は必要に応じてＣＭＰ等の手法により平坦化する。
（ｉ）そして、振動体２２ａ１の上に、スパッタリング法、真空蒸着法若しくはＣＶＤ法等の堆積方法を用いて、アルミニウム（Ａｌ）若しくはアルミニウム合金等の第２導電体膜を全面に堆積する。更に、第２導電体膜の上に第６フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、固定電位電極形成用のパターンを形成する。第６フォトレジスト膜を第６エッチングマスクとして用いて、第２導電体膜を選択的にエッチングして、図１６Ｉに示すような、固定電位電極２４のパターンを形成する。
（ｊ）次に、振動体２２ａ１の上に、固定電位電極２４のパターンを覆うように、スピンコート等の手法を用いて、エポキシ樹脂等の固定電極保護下地膜（図示省略）を堆積する。更に、固定電極保護下地膜の上に第７フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、除去液導入用のパターンを形成する。第７フォトレジスト膜を第７エッチングマスクとして用いて、固定電極保護下地膜及び振動体２２ａ１を貫通し犠牲層２７に到達する液導入孔２８を図１６Ｊのように形成する。図１６Jは、第７エッチングマスクとしての第７フォトレジスト膜を除去した後の断面形状を示しているが上述したように固定電極保護下地膜の図示は省略されている。
（ｋ）そして、例えば、加熱した過酸化水素水（Ｈ2Ｏ2）を、犠牲層２７に対して液導入孔２８から導入する。加熱した過酸化水素水が液導入孔２８から導入されると、犠牲層２７は、ウェットエッチングで選択的に溶解する。犠牲層２７が溶解すると、図１６Ｋに示すように、空洞内壁保護膜１９の上に平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が形成される。この後、スピンコート等の手法を用いて、エポキシ樹脂等の固定電位電極保護膜２３を、図１６Ｌに示すように固定電極保護下地膜の上に厚さ４００～６００ｎｍ程度に堆積して、液導入孔２８を閉じる。液導入孔２８を塞ぐこの工程の際に、主成分をヘリウム（Ｈｅ）ガス等の不活性ガスとして、１ｋＰａ程度の減圧雰囲気中で処理することで、振動空洞２１ａ１の内部は、不活性ガスが主成分となる、ほぼ真空と見なせる減圧状態となり、第１実施形態の第２変形例に係る音響素子が完成する。
（第２実施形態）
第１実施形態に係る音響素子では、振動体２２ａ１がゲート絶縁層として機能する図３Ｂの等価回路でモデル化される構造に着目して説明した。本発明の第２実施形態に係る音響素子では、図３Ｂの前提となった図３Ａに示す等価回路に対応する構造に着目する。即ち、第２実施形態に係る音響素子は、図１７，図１８Ａ及び図１８Ｂに示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ａと、電圧発生部１ａの特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子２ｂを備える受信素子Ｘi,jである。図１８Ｂの断面図から分かるように、電圧発生部１ａは、第１実施形態に係る音響素子と同様な振動体２２ａ１及び振動体２２ａ１の受信面（図１８Ｂにおいて上側の主面）に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型構造をなしている。固定電位電極２４ａの上には、エポキシ樹脂等の固定電位電極保護膜２３が設けられている。
振動体２２ａ１は図１８Ｂに例示したように全体を圧電層で構成してもよく、中央の下向き凸部（応力集中箇所）のみを圧電層で構成し、残余の部分を非圧電層としてもよい(図示省略）。即ち、電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の一部であって振動体２２ａ１の応力集中箇所に、少なくとも圧電層が設けられた構造であればよい。よって、インピーダンス変換素子２ｂは、少なくとも下向き凸部（応力集中箇所）に設けられた圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作可能である。
応力集中箇所となる振動体２２ａ１の中央の下向き凸部に少なくとも用いるべき材料としては、既に述べたとおり、３２種類の晶族のうちの圧電性を有する２０種類の結晶点群に属する材料が採用可能である。少なくとも応力集中箇所に用いればよいので、図１８Ｂに例示したように振動体２２ａ１の全体を、圧電性を有する材料で構成してもよいことは勿論である。このうち、焦電性を示す１０種類の結晶点群に属するＨｆＯ2、ＡｌＮ，ＰＺＴ等の材料が好適である。モノモルフ型構造の電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図１８Ｂにおいて下側の主面）の特定の箇所に、他の箇所より高い電圧を圧電効果で発生する非一様の発生電圧の電圧分布を有する。振動体２２ａ１の出力面の「特定の箇所」とは、例えば図１７に模式的に電位伝達ゾーンのモデルを示したような中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4である。図１７のモデル表現における中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4は、例えば中央ゾーンＰ0を中心とし、中央ゾーンＰ0のパターンを囲むように、第１周辺ゾーンＰ1, 第２周辺ゾーンＰ2, 第３周辺ゾーンＰ3, 第４周辺ゾーンＰ4が同心六角環状に囲んだパターンである。なお、図１７の電圧発生部１ａのモデル的表現において、中央から外側に向かって順に附番したＰ0, Ｐ1,……， Ｐ4は、単に電位伝達ゾーンの位置を表記しているに過ぎず、現実にＰ0, Ｐ1,……， Ｐ4の位置に電極が存在することを意味する意図ではないことに留意されたい。後述の図２０，図２２，図２４，図２５，図２８Ｄ等においても同様である。
インピーダンス変換素子２ｂは、図１７に示すように、第１主電極領域１５ａが第１電源（ＧＮＤ若しくは負電源Ｖss）に接続され、第２主電極領域１５ｂが出力抵抗Ｒdを介して第１電源よりも高位の第２電源ＶDDに接続された絶縁ゲート型トランジスタ（ＭＩＳトランジスタ）である能動素子Ｑbを、回路要素として備えている。能動素子ＱbとしてはＭＯＳＦＥＴ，ＭＯＳＳＩＴ，ＭＩＳＦＥＴ，ＭＩＳＳＩＴ，ＨＥＭＴ等のＭＩＳトランジスタが対応する。インピーダンス変換素子２ｂを構成する能動素子Ｑbは、図１８Ｂにおいて中央部に例示したような、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として位置する第１周辺ゾーンＰ0の電位を制御電圧として動作する。即ち、第２実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｂは、電圧発生部１ａの振動体２２ａ１に印加される超音波Φの圧力を、第１周辺ゾーンＰ0の電位として入力し、インピーダンス変換した信号として出力する能動素子Ｑbを備える。そして、第２実施形態に係る音響素子は、能動素子Ｑbの出力信号を、音響素子の出力信号とする。
第２実施形態に係る音響素子の電圧発生部１ａを構成する振動体２２ａ１の出力面側の凸部は、図１８Ａに二点鎖線で示したような、正六角柱状の凸部である。図１８Ｂが示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央部に設けられた凸部の周りには、平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が、凸部を囲むように中心対称に設けられている。振動空洞２１ａ１を構成する平行トーラスは、平面パターンが六角形となるトポロジである。図１８Ｂの断面図の表現では、見かけ上、２つの振動空洞２１ａ１が中央凸部の両側に位置しているが、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
第２実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｂを構成する能動素子Ｑbは、図１８Ｂに示すように、第１導電型（ｐ型）の半導体領域からなる基体領域１４と、この基体領域１４の上部に互いに離間して配置された第２導電型（ｎ＋型）の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂを有する。更に、能動素子Ｑbは、図１８Ｂに示すように、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域１４の上面に接し、基体領域１４よりも禁制帯幅の広いゲート誘電体膜１３と、ゲート誘電体膜１３の上に設けられた制御電極３７を備えた能動素子である。ゲート誘電体膜１３を有する能動素子Ｑbの場合は、過剰なゲート電圧によるゲート誘電体膜１３の絶縁破壊が問題となる。このため、図１７に示すように、能動素子Ｑbの制御電極３７と第２電源ＶDDの間には、正電圧クランプダイオードＤk1が接続され、制御電極３７と第１電源（ＧＮＤ）の間には負電圧クランプダイオードＤk2が接続されている。正電圧クランプダイオードＤk1と負電圧クランプダイオードＤk2を制御電極３７に接続することにより、ゲート誘電体膜１３に過剰なゲート電圧が印加されないように構成されている。
図１７には、固定電位電極２４ａを接地電位（ＧＮＤ）に接続する場合の回路接続が例示されているが、例示した回路接続に限定されるものではない。既に、図４Ｃ、４Ｄ，５Ｃ，７Ｂ，７Ｃ，８Ｂ，９Ｂ，１０Ｂ等を用いて説明したとおり、固定電位電極２４ａを接地電位（ＧＮＤ）に接続した場合は、電圧発生部１ａの中央電圧Ｖp0 ，第１周辺電圧Ｖp1， 第２周辺電圧Ｖp2 ，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｖp4は、０Ｖを中心に正方向と負方向に振動する振動波形となる。図１７に例示した回路接続とは異なり、固定電位電極２４ａをバイアス電圧Ｖbias＞０に接続すれば、電圧発生部１ａが発生する中央電圧Ｖp0 ，第１周辺電圧Ｖp1， 第２周辺電圧Ｖp2 ，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｖp4は、０Ｖとは異なるバイアス電圧Ｖbiasを中心に、バイアス電圧Ｖbiasの上下に振動する振動波形となる。即ち、増幅率が最も高くなるインピーダンス変換素子２ｂのＩ－Ｖ特性上の動作ポイントにＶbiasを選んで固定電位電極２４ａをＶbiasに接続すれば、第２実施形態に係る音響素子の感度を高くすることができる。即ち固定電位電極２４ａは固定電位であれば、任意のバイアス電圧Ｖbiasを選択可能である。可変電圧源から、所望の任意のバイアス電圧Ｖbiasを調整可能なような回路構造にしてもよい。
膜形成条件にもよるが、シリコン酸化膜（ＳｉＯ2膜）の禁制帯幅は、７．６～９．０ｅＶ程度、アルミナ（Ａｌ2Ｏ3膜）の禁制帯幅は８．３ｅＶ程度、シリコン窒化膜（Ｓｉ3Ｎ4膜）の禁制帯幅は４．９ｅＶ程度ある。能動素子Ｑbは、ヘテロ接合ＦＥＴと同様にヘテロ接合のゲート構造を有していると考えることができる。図１７に例示したように、第２実施形態に係る音響素子では、能動素子Ｑbの制御電極３７は、電位発生箇所Ｐ0に電気的に接続され、能動素子Ｑbの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に定義されるチャネルに発生する、キャリアの移動を制御する電位障壁の高さを、電位発生箇所Ｐ0の電位で制御する。第２実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｂは、ゲート誘電体膜１３と制御電極３７を備えた能動素子Ｑbを備える構成であるので、主要な構成部分を説明する等価回路としては、第１実施形態で既に説明した図３Ａに、形式上対応させることが出来る。
基体領域１４の周辺には、素子分離絶縁膜１６が能動素子Ｑbの活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。図１８Ｂの断面の表現では素子分離絶縁膜１６が活性領域の両側に位置しているが、第１実施形態に係る音響素子の構造と同様に、活性領域の両側に位置している素子分離絶縁膜１６は、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域のパターンの内部には、基体領域１４の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが配置されている。図１８Ａの中央に、二点鎖線で正六角形の電位伝達ゾーンの範囲を示したが、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンに対して、能動素子Ｑbのチャネルは、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の表面に形成される。活性領域の敷地の内部において、能動素子Ｑbの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位で静電的に制御される。
第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上には図１８Ｂに示すように、層間絶縁膜１７が設けられている。層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには第２主電極配線２５ｂが接続されている。図１８Ａ及び図１８Ｂに示すように、制御電極３７の上には導電体からなる入力信号配線３８が設けられ、金属学的に接合している。図１８Ａでは入力信号配線３８は、制御電極３７をｐ＋型のアノード領域４２及びｎ型のカソード領域４３に、それぞれ接続するように、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂの長手方向に直交する長手方向を有する配線である。図１７の等価回路表現で示した正電圧クランプダイオードＤk1に対応して、ｐ＋型のアノード領域４２とｎ型のカソード領域４１からなるｐ-ｎ接合ダイオードが、図１８Ａにおいて、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂのパターンの上方の紙面領域の位置に配置されている。ｐ＋型のアノード領域４２とｎ型のカソード領域４１からなるｐ-ｎ接合ダイオードの長手方向は、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂのパターンの長手方向と平行である。
同様に、図１７の負電圧クランプダイオードＤk2に対応して、図１８Ａの下側の紙面領域には、ｐ＋型のアノード領域４４とｎ型のカソード領域４３からなるｐ-ｎ接合ダイオードが、長手方向を第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂのパターンと平行とするように配置されている。負電圧クランプダイオードＤk2を構成するアノード領域４４には、第１電源側ダイオード配線３６が接続され、正電圧クランプダイオードＤk1を構成するカソード領域４１には、第２電源側ダイオード配線３５が接続されている。図１８Ｂに示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央凸部の先端側から、導電体からなる柱状（塊状）の接続プラグ２９がコンタクト部（コンタクト領域）として埋め込まれて、接続プラグ２９が振動体２２ａ１とオーミック接触している。接続プラグ２９の下側端部となる接続プラグ２９の表面層は、接続プラグ２９の上部側よりも柔らかな金属を用い、堅い金属と柔らかい金属との積層構造で接続プラグ２９を構成してもよい。電圧発生部１ａの電気的なコンタクト部として機能する接続プラグ２９の下側端部は平坦な面となるように仕上げられ、入力信号配線３８の上面との接続端面になる。そして、接続プラグ２９の下面である接続端面と入力信号配線３８の上面が物理的に接触することにより、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位が、インピーダンス変換素子２ｂを構成する能動素子Ｑbの制御電圧として入力される。
振動体２２ａ１と接続プラグ２９との間のオーミック接触抵抗を低減するために、振動体２２ａ１と接続プラグ２９との間に合金層等の接触抵抗改善層が挟まれていてもよい。接続プラグ２９は中央凸部の先端に埋め込まれている必要は必ずしもなく、単なる平坦な面同士の接合を、凸部の先端と構成するように板状でもよい。接続プラグ２９を構成要素と考えると、電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１、固定電位電極２４ａ、固定電位電極保護膜２３及び接続プラグ２９を備えることになる。なお、接続プラグ２９と入力信号配線３８の間に新たなバンプ等の接続手段が更に挟まれても構わない。
即ち、接続プラグ２９の電位が、入力信号配線３８を介して制御電極３７に入力され、制御電極３７の電位がゲート誘電体膜１３を介して、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さを静電的に制御する。図１８Ｂに示す構造は、上側に位置する電圧発生部側チップに設けられた接続プラグ２９と、下側に位置するインピーダンス変換素子側チップの入力信号配線３８が、互いに物理的に接触する構造の例示である。よって、振動空洞２１ａ１の周辺において、電圧発生部側チップに設けられた鏡面を有する直接接合用絶縁膜３１と、インピーダンス変換素子側チップに設けられた鏡面を有する空洞内壁保護膜１９とが、親水接合（シラノール基間の水素結合）で直接接合した構造になっている。
非特許文献２に記載のＰＭＵＴとＦＥＴを外部配線で接続する場合の浮遊インピーダンスに比して、第２実施形態に係る音響素子では、薄い板状の入力信号配線３８と制御電極３７を用いて厚み方向に最短距離で直結される電気的接続経路になっているので、圧倒的に浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、非特許文献２のＰＭＵＴに対比される電圧発生部１ａが、応力強化構造となる新たな構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第２実施形態に係る音響素子は、高感度化及び広帯域化が可能である。特に、電圧発生部１ａの内部構造をミクロに検討し、発生電圧が最も高くなる特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子２ｂへの入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
――第２実施形態の変形例――
図１８Ｂでは、振動体２２ａ１の出力面側の下向きの凸部の先端側から上方に向かって、柱状の接続プラグ２９がコンタクト部として埋め込まれた構造を例示したが、図１８Ｂに示した構造に限定されるものではない。例えば、図１８Ｃに示すように、柱状の導電体からなる接続プラグ２９pilが振動空洞２１ａ１の中央支柱として設けられ、接続プラグ２９pilの周りに平行ト－ラス型の振動空洞２１ａ１が、中心対称に設けられてもよい。図１８Ｂの説明で、接続プラグ２９は板状でもよいと述べたが、図１８Ｃに示す構造は、図１８Ｂの中央凸部の厚さをゼロとして、すべてを厚い板状の接続プラグ２９で構成した構造にも対応する。接続プラグ２９pilは、図１８Ａの中央に二点鎖線で示した正六角形の電位伝達ゾーンの範囲の全体を占める正六角柱になり、振動空洞２１ａ１を構成する平行ト－ラスは、接続プラグ２９pilを囲む平面パターンが六角環となるトポロジになる。接続プラグ２９pilを介して、平坦な面同士の接合が振動体２２ａ１の出力面側の中央で実現される。この結果、接続プラグ２９pilは、側壁の六面が六角環トーラスに露出したコンタクト部（コンタクト領域）に対応する。図１８Ｃの断面図の表現では、見かけ上、２つの振動空洞２１ａ１が中央の接続プラグ２９pilの両側に位置しているが、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
図１８Ｃに示す能動素子は、図１８Ｂに示した能動素子Ｑbと同様に、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域１４の上面に接し、基体領域１４よりも禁制帯幅の広いゲート誘電体膜１３と、ゲート誘電体膜１３の上に設けられた制御電極３７を備える。更に、図１８Ｃに示すように、制御電極３７の上には導電体からなる入力信号配線３８が金属学的に接合されている。一方、中央支柱構造を構成する接続プラグ２９pilの平坦な上部端面が、振動体２２ａ１の出力面側の中央にオーミック接触している。図示を省略しているが、振動体２２ａ１の出力面側の中央と、接続プラグ２９pilの平坦な上部端面の間に合金層等の接触抵抗改善層が挿入されていてもよい。
そして、柔らかな金属を表面層（図１８Ｃでは最下層）とする接続プラグ２９pilの平坦な下部端面が、入力信号配線３８の上面に物理的に接触している。接続プラグ２９pilが、入力信号配線３８に電気的に接続されることにより、図１７に示した電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位が、インピーダンス変換素子２ｂを構成する能動素子Ｑbの制御電圧として入力される。なお、図１８Ｃの表現では、断面図に現れる接続プラグ２９pilの幅、入力信号配線３８の幅、制御電極３７の幅が同一に示されているが例示に過ぎない。接続プラグ２９pilの幅と入力信号配線３８の幅が異なっていてもよく、入力信号配線３８の幅と制御電極３７の幅が異なっていてもよい。又、接続プラグ２９pilの幅と制御電極３７の幅が異なっていてもよい。例えば、図１８Ｃで表現される接続プラグ２９pilの幅よりも制御電極３７の幅の幅が大きい逆Ｔ字形でもよく、逆に、接続プラグ２９pilの幅よりも制御電極３７の幅の幅が小さいＴ字形でもよい。他は図１８Ｂに示した第２実施形態に係る音響素子と同様であるので重複した説明を省略する。
非特許文献２に記載のＰＭＵＴとＦＥＴを外部配線で接続する場合の浮遊インピーダンスに比して、第２実施形態の変形例に係る音響素子では接続プラグ２９pil、入力信号配線３８及び制御電極３７と、厚み方向に最短距離で直結される電気的接続経路になっているので、圧倒的に浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、非特許文献２のＰＭＵＴに対比される電圧発生部１ａが応力強化構造となる新たな構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第２実施形態の変形例に係る音響素子は、高感度化及び広帯域化が可能である。特に、発生電圧が最も高くなる振動体２２ａ１の出力面の特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、短い接続プラグ２９pilを介して能動素子への入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
－中央支柱の材料の硬度依存性―
振動体２２ａ１として厚さｔ22a1＝２．４μｍのＰＺＴを用いた場合において、図１８Ｃに示した中央の支柱として機能する直径２．４μｍの円柱状の接続プラグ２９pilの材料の硬度を変えた場合の電圧感度や半値幅帯域を、図１８Ｄに示す。トーラスの外周の直径ｄ11＝６０μｍであり（図４Ａに示したｄ11の定義参照。）、振動体２２ａ１の上に厚さｔ23＝６μｍの軟エポキシ樹脂からなる固定電位電極保護膜２３が被覆しているとしている。図１８Ｄに示すように、受信超音波の半値幅帯域５～１１ＭＨｚの範囲内において、細い実線で表現したタングステン（Ｗ）及び細い破線で表現したシリコン窒化膜（Ｓｉ3Ｎ4膜）を材料とする中央支柱構造の最大電圧感度が５．１４μＶ／Ｐａ程度となっており、最も高くなっている。図１８Ｄは、Ｗを示す細い実線とＳｉ3Ｎ4膜を示す細い破線がほぼ重なっている。Ｗ及びＳｉ3Ｎ4膜は、表３に示した材料の内、ヤング率が最も高い材料と２番目に高い材料である。
そして、Ｗ及びＳｉ3Ｎ4膜を示す感度曲線よりも若干低周波であるが、太い実線で表現した銅（Ｃｕ）を材料とする中央支柱構造の感度曲線が、Ｗ及びＳｉ3Ｎ4膜を示す感度曲線とほぼ同一の曲線として示され、Ｃｕを接続プラグ２９pilとする場合の最大電圧感度も５．１４μＶ／Ｐａ程度であることが分かる。更に、Ｃｕを示す感度曲線よりも約０．７ＭＨｚ低周波側に太い破線で表現したシリコン酸化膜（ＳｉＯ2膜）を材料とする中央支柱構造の感度曲線が、Ｗ、Ｓｉ3Ｎ4膜及びＣｕを示す感度曲線とほぼ同一の最大電圧感度及び半値幅帯域の曲線として示されている。
更に、Ｃｕを示す感度曲線よりも約０．５ＭＨｚ低周波側に一点鎖線で表現したアルミニウム（Ａｌ）を材料とする中央支柱構造の感度曲線が、Ｗ、Ｓｉ3Ｎ4膜、Ｃｕ及びＳｉＯ2膜を示す感度曲線より少し低い５．０μＶ／Ｐａ程度の最大電圧感度及び半値幅帯域の曲線として示されている。更に、Ｃｕを示す感度曲線よりも約０．３ＭＨｚ程度低周波側に二点鎖線で表現したシリコン（Ｓｉ）を材料とする中央支柱構造の感度曲線が、Ａｌを示す感度曲線より少し低い４．９μＶ／Ｐａ程度の最大電圧感度で、Ｗ、Ｓｉ3Ｎ4膜、Ｃｕ、ＳｉＯ2膜及びＡｌを示す半値幅帯域とほぼ同程度の曲線として示されている。表３に示したＷ、Ｓｉ3Ｎ4膜、Ｃｕ、ＳｉＯ2膜、Ａｌ及びＳｉ等の金属及び非有機系化合物の範囲内では、中央支柱構造を構成する材料の硬度に、最大電圧感度や半値幅帯域が大きく依存しないことが分かる。
これに対し、太い破線で表現したポリウレタン（ＰＵＲ）及び細い実線で表現したポリエチレン（ＰＥ）を材料とする中央支柱構造の２本の感度曲線は、ＳｉＯ2膜を示す感度曲線よりも約３．８ＭＨｚ低周波側に位置している。ＰＵＲ及びＰＥを材料とする中央支柱構造の感度曲線は、ＷやＳｉ3Ｎ4膜等の金属及び非有機系化合物からなる中央支柱構造を示す一群の感度曲線より低い３．９μＶ／Ｐａ程度の最大電圧感度で、ほぼ同一軌跡の２本の曲線として重ねて示されている。ＰＵＲ及びＰＥを材料とする中央支柱構造の感度曲線は、金属及び非有機系化合物を示す一群の感度曲線の領域より低周波側の４．１～７．３ＭＨｚの領域での半値幅帯域の曲線として示され、半値幅帯域が狭くなっている。更に、太い実線が表現する軟エポキシ樹脂（ＥＰ樹脂）を示す感度曲線は、ＰＵＲ及びＰＥ示す感度曲線よりも低い３．５μＶ／Ｐａ程度の最大電圧感度の曲線となり、４．１～８．０ＭＨｚの半値幅帯域が示されている。ＷやＳｉ3Ｎ4膜等の金属及び非有機系化合物で中央支柱構造を構成した場合に対して、ＰＵＲ等の高分子材料で中央支柱構造を構成した場合は、最大電圧感度が低く、半値幅帯域が低周波側にシフトし、且つ帯域幅が狭くなることが図１８Ｄから分かる。
＝第２実施形態に係る音響素子の製造方法＝
図１８Ｂ等に例示したような、電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップとを直接接合した第２実施形態に係る音響素子の製造方法を、図１９Ａ～図１９Ｋを用いて説明する。なお、以下に述べる第２実施形態に係る音響素子の製造方法は、一例であり電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップとを親水化接合（フュージョンボンディング）で直接接合する場合に限定する必要はない。振動体２２ａ１の成膜に伴う温度プロセスが問題にならなければ、上述した第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法と同様なヘテロエピタキシャルやＣＶＤ法による方法でも構わない。又、電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップとを積層する場合であっても、通常の３次元積層チップ構造のようなバンプ接続で電気的な接続や物理的な強度を実現してもよく、以下の製造方法に限定する必要もない。バンプ接続には例示した金（Ａｕ）－Ａｕ直接接合の他、銅（Ｃｕ）―Ｃｕ直接接合や、銀（Ａｇ）―錫（Ｓｎ）系はんだ、インジウム（Ｉｎ）―Ｓｎはんだ、或いはＡｕ－Ｓｎ、Ｃｕ－Ｓｎ等の共晶組成を利用した間接接合でもよい。よって、第２実施形態に係る音響素子は、特許請求の範囲に記載した構造が実現できるのであれば、以下に例示する以外の種々の製造方法により、実現可能であることは勿論である。
又、既に第１実施形態の第２変形例に係る音響素子の製造方法の説明の欄の冒頭でも述べたとおり、以下の説明での「第1フォトレジスト膜」等の序数を冠した名称は、単に他のフォトレジスト膜と峻別するための修辞学上の要請に依拠した便宜上の名称であって、実際の工程で用いられる一番目等の順序を意味するものではない。実際のところ、図１９Ａに示す構造以前の段階では、既にフォトレジスト膜を用いた複数の段階の処理が実施されているのが通常であり、現実の工程では「第1フォトレジスト膜」にはならない。又、順序的に図１９Ｆ～図１９Ｊに示す電圧発生部側チップの工程を、図１９Ａ～図１９Ｅに示すインピーダンス変換素子側チップ工程の前（先）に行うことも可能であり、電圧発生部側チップの工程を先に行う場合は、以下の説明で便宜上使用している「第1フォトレジスト膜」等の序数は、変更されることは勿論である。
（ａ）先ず、インピーダンス変換素子側チップの基礎として、０．１～１０Ωｃｍ程度の（１００）面を主表面とするｐ型シリコン基板からなる基体領域１４を用意する。そして周知のＬＯＣＯＳやＳＴＩの手法を用い、シリコン酸化膜等の素子分離絶縁膜１６を０．４～１．２μm程度の厚さに形成する。素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の平面パターンとして露出した基体領域１４の上にゲート誘電体膜１３とＤＰＯＳ膜を堆積し、ＤＰＯＳ膜をパターニングして制御電極３７を形成し、イオン注入法により、制御電極３７をマスクとして活性領域内に自己整合的にｎ＋型の第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが、互いに対向した断面構造を実現する。第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの平面パターンの例は、例えば図１８Ａに示したような長方形のパターンである。第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの形成と同時に、図１９Ａの紙面の奥には図１８Ａの平面図に示したカソード領域４１を、紙面の手前にはカソード領域４３を形成する。カソード領域４１，４３の形成後、イオン注入法により、図１８Ａに示したｐ＋型のアノード領域４２をカソード領域４１のパターンの内部に、ｐ＋型のアノード領域４４をカソード領域４３のパターンの内部に形成する。
（ｂ）その後、第１主電極領域１５ａ、第２主電極領域１５ｂ、並びに第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に露出した基体領域１４の上に、シリコン酸化膜等の第１絶縁膜１７ｐを１８０～２５０ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により堆積する。基体領域１４がＳｉの場合は熱酸化でもよい。第１絶縁膜１７ｐをＣＶＤ法等で堆積した場合は化学的機械研磨（ＣＭＰ）等の手法で、素子分離絶縁膜１６の上面が露出するまで平坦化する。その後、第１絶縁膜１７ｐの上に、第１フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第１フォトレジスト膜を露光・現像し、コンタクトホール開孔用の第１エッチングマスクを形成する。第１エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、第１絶縁膜を選択エッチングして、第１主電極領域１５ａ、第２主電極領域１５ｂ、制御電極３７、アノード領域４２，４４及びカソード領域４１，４３の上部にコンタクトホールのパターンを、それぞれ開孔する。
（ｃ）更に、第１絶縁膜の上にＤＯＰＯＳ膜や高融点金属等の導電体層からなる第１導電体膜を、８０～２００ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により全面に堆積する。第１導電体膜の上に、第２フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第２フォトレジスト膜を露光・現像し、第１主電極配線２５ａ及び第２主電極配線２５ｂ、のパターニング用の第２エッチングマスクを形成する（図１８Ａ参照。）。第２エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、図１９Ａに示すように第１導電体膜を選択エッチングして、第１主電極領域１５ａに接続された第１主電極配線２５ａのパターン並びに第２主電極領域１５ｂに接続された第２主電極配線２５ｂのパターンをそれぞれ形成する。
（ｄ）その後、第１主電極配線２５ａ、第２主電極配線２５ｂ及び制御電極３７の上に、図１９Ｂに示すようにシリコン酸化膜等の空洞内壁保護膜１９を、１８０～２５０ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により堆積する。更に、空洞内壁保護膜１９の上に、第３フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第３フォトレジスト膜を露光・現像し、制御電極３７、アノード領域４２，４４とカソード領域４１，４３の上にコンタクトホール開孔用の第３エッチングマスクを形成する（図１８Ａ参照。）。第３エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、空洞内壁保護膜１９を選択エッチングして、制御電極３７、アノード領域４２，４４及びカソード領域４１，４３の上にコンタクトホールを開孔する。図１９Ａにおいて、アノード領域４２とカソード領域４１の上のコンタクトホールは紙面の奥、アノード領域４４とカソード領域４３の上のコンタクトホールは紙面の手前に位置する（図１８Ａ参照。）。
（ｅ）更に、第３フォトレジスト膜を除去後、空洞内壁保護膜１９の上に、第４フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第４フォトレジスト膜を露光・現像し、入力信号配線３８、第１電源側ダイオード配線３６及び第２電源側ダイオード配線３５を形成するダマシン溝をパターニングするための第４エッチングマスクを形成する（図１８Ａ参照。）。第４エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、図１９Ｃに示すように空洞内壁保護膜１９を選択エッチングして、制御電極３７をアノード領域４２とカソード領域４３に接続する入力信号配線３８、アノード領域４４に接続された第１電源側ダイオード配線３６及びカソード領域４１に接続された第２電源側ダイオード配線３５用のダマシン溝をそれぞれ形成する。入力信号配線３８のダマシン溝は制御電極３７の上で、制御電極３７の上のコンタクトホールと一体化する。図１９Ｃにおいて、第１電源側ダイオード配線３６のダマシン溝は紙面の奥、第２電源側ダイオード配線３５のダマシン溝は紙面の手前に位置する（図１８Ａ参照。）。
（ｆ）更に、ダマシン溝が形成された空洞内壁保護膜１９の上に、図１９Ｄに示すように、銅（Ｃｕ）膜等の導電体層からなる第２導電体膜３８ｐを、８０～２００ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により全面に堆積する。そして、ＣＭＰ等により平坦化して空洞内壁保護膜１９の上面を露出させることにより、図１９Ｅに示すように第２導電体膜３８ｐを、それぞれのダマシン溝に埋め込む。第２導電体膜３８ｐをダマシン溝に埋め込むことにより、制御電極３７をアノード領域４２とカソード領域４３に接続する入力信号配線３８、アノード領域４４に接続された第１電源側ダイオード配線３６及びカソード領域４１に接続された第２電源側ダイオード配線３５を、それぞれダマシン配線として形成する。ダマシン配線の最上層は、Ａｕ等のビッカース硬さが２０Ｈｖ～３０Ｈｖ程度の軟らかい金属とするのが好ましい。更に、ダマシン配線の最上層には、Ａｕを８０％以上含むＡｕ－シリコン（Ｓｉ），Ａｕ－ゲルマニウム（Ｇｅ），Ａｕ－アンチモン（Ｓｂ），Ａｕ－錫（Ｓｎ），Ａｕ－鉛（Ｐｂ），Ａｕ－亜鉛（Ｚｎ），Ａｕ－銅（Ｃｕ）等のビッカース硬さが１５Ｈｖ～１２０Ｈｖ程度のＡｕ合金等も使用可能である。図１９Ｅにおいて、第１電源側ダイオード配線３６は紙面の奥、第２電源側ダイオード配線３５は紙面の手前に位置する（図１８Ａ参照。）。ＣＭＰ等により平坦化した空洞内壁保護膜１９の上面は、最終的に貼り合わせ工程に適応した鏡面に仕上げて、「インピーダンス変換素子側チップ」を完成する。
（ｇ）一方、「電圧発生部側チップ」を準備するために、厚さ１００μｍ程度のＰＺＴ基板を用意する。用意したＰＺＴ基板の一方の主面に、シリコン酸化膜等の第２絶縁膜３１ｐを、１８０～２５０ｎｍ程度の厚さにＣＶＤ法等の堆積方法により堆積する。その後、ＰＺＴ基板の他方の主面を振動体２２ａ１として必要な厚みになるまで厚み調整をする。ＰＺＴ基板の強度を維持するため、ＰＺＴ基板の周辺部を母材の厚みに額縁状に残し，額縁の内側を凹部として、凹部の底に対応する中央部の厚みのみを振動体２２ａ１として必要な厚みまで掘り込んだ段差構造でもよい。そして、振動体２２ａ１としてのＰＺＴ基板の他方の主面側となる凹部の底部の上に、スパッタリング法、真空蒸着法若しくはＣＶＤ法等の堆積方法を用いて、Ａｌ若しくはＡｌ合金等の第３導電体膜を全面に堆積する。更に、第３導電体膜の上に第５フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、固定電位電極形成用のパターンを形成する。第５フォトレジスト膜を第５エッチングマスクとして用いて、第３導電体膜を選択的にエッチングして、図１９Ｆに示すような固定電位電極２４ａのパターンを凹部の底部の上に形成する。
（ｈ）次に、固定電位電極２４ａのパターンを覆うように、振動体２２ａ１の上にスピンコート等の手法を用いて、エポキシ樹脂等の固定電位電極保護膜２３を図１９Ｇに示すように堆積する。振動体２２ａ１の強度を担保するため、固定電位電極保護膜２３の厚みは最終設計値よりも厚くしてもよい。或いは、固定電位電極保護膜２３の上に補強用基板（図示省略。）を接合してもよい。
（ｉ）そして、ＰＺＴ基板の一方の主面側が上面となるように、振動体２２ａ１を裏返す。ＰＺＴ基板の一方の主面に設けられた第２絶縁膜３１ｐの上に第６フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、プラグ埋込溝用のパターンを形成する。第６フォトレジスト膜を第６エッチングマスクとして用いて、第２絶縁膜３１ｐを貫通し振動体２２ａ１に到達するプラグ埋込溝を図１９Ｈのように形成する。更に、第２絶縁膜３１ｐの上にＤＯＰＯＳ膜や高融点金属等の導電体層からなる第４導電体膜を、プラグ埋込溝の深さよりも厚く、ＣＶＤ法、スパッタリング法、真空蒸着法等の堆積方法により全面に堆積する。ＣＭＰ等の手法により平坦化すれば、図１９Ｉに示すようにプラグ埋込溝に、接続プラグ２９が埋め込まれる。接続プラグ２９の少なくとも最上層は、ＡｕやＡｕ合金等のビッカース硬さが低い金属膜とするのが好ましい。振動体２２ａ１と接続プラグ２９との間のオーミック接触抵抗を低減するために、接続プラグ２９の埋め込み後、熱処理をして、振動体２２ａ１と接続プラグ２９との間に合金層を構成してもよい。或いは、振動体２２ａ１に接続プラグ２９と埋め込む工程の前に、他の金属等からなるオーミック接触抵抗改善層を下地層として堆積した後に、接続プラグ２９を埋め込み、更にその後、熱処理をしてもよい。
（ｊ）その後、第２絶縁膜３１ｐの上に、第７フォトレジスト膜を塗布し、フォトリソグラフィ技術を用い、第７フォトレジスト膜を露光・現像し、犠牲層形成用の第７エッチングマスクを形成する。第７エッチングマスクを用い、ＲＩＥ等のドライエッチング技術を用いて、図１９Ｊに示すように第２絶縁膜３１ｐを選択エッチングして、トーラス状の振動空洞用凹部のパターンを形成する。図１９Ｊの断面図の表現では、２つの振動空洞用凹部のパターンが左右対称に両側に位置している。しかし、見かけ上、左右対称に図１９Ｊの両側に位置している２つの振動空洞用凹部は、図１９Ｊの紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続したトーラス構造をなす一体構造である。振動空洞用凹部の周辺に残存した第２絶縁膜３１ｐは、直接接合用絶縁膜３１となり、電圧発生部側チップが完成する。直接接合用絶縁膜３１の表面も鏡面に仕上げる。
（ｋ）その後、電圧発生部側チップを直接接合用絶縁膜３１側が下面となるように裏返し、図１９Ｋに示すように、インピーダンス変換素子側チップの上側に移動する。そして、電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップを、直接接合用絶縁膜３１と空洞内壁保護膜１９との間での「ガラスのオプティカルコンタクト」による親水化接合を生じさせることにより、直接接合する。超平滑化した直接接合用絶縁膜３１を構成するシリコン酸化膜と、空洞内壁保護膜１９を構成するシリコン酸化膜のガラス同士は、コンタクトするだけで密着できる。親水化接合においては、水の吸着によりガラス表面に形成されたシラノール基間の水素結合により、ガラス同士が密着する。強固な接合のためには、８００℃程度のポストアニーリングを加えてもよい。ポストアニーリング際の熱膨張によって、プラグ埋込溝から顔を出した接続プラグ２９が入力信号配線３８に熱圧着して金属接合する。直接接合用絶縁膜３１と空洞内壁保護膜１９の表面のそれぞれに酸素プラズマを照射し、表面にポーラスな酸化膜を形成させるプラズマ活性化接合をすれば、吸着した過剰な水やポストアニーリングの際にシラノール基が分解して形成される水素が抜けやすくなり、親水化接合のポストアニーリングの温度は３００℃程度にできる。電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップの直接接合により、空洞内壁保護膜１９の上側に振動空洞用凹部が構成する空間が、図１８Ｂに示した平行トーラス型の振動空洞２１ａ１となり、第２実施形態に係る音響素子が完成する。
なお、上述したとおり、図１９Ａ～図１９Ｋを用いて説明した第２実施形態に係る音響素子の製造方法は、一例に過ぎない。例えば、図１９Ｆに示す構造は、Ｓｉ基板上に熱酸化法等の手法でＳｉＯ2膜を形成するステップから開始してもよい。この場合は、Ｓｉ基板上に形成したＳｉＯ2膜の上に、スパッタリング法等により第３導電体膜を全面に堆積し、フォトリソグラフィ技術を用い、第３導電体膜を選択的にエッチングして、図１９Ｆに示すような固定電位電極２４ａのパターンを形成する。そして、固定電位電極２４ａのパターンの上に、ＰＺＴ２２ｐを高周波マグネトロンスパッタリング法、ＭＯＣＶＤ法、溶液塗布法（ゾル・ゲル法）等で所望の厚さに堆積する。例えば、常温での高周波マグネトロンスパッタリングの後に、ハロゲンランプやエキシマレーザ等を用いた５００℃以下程度の高速熱処理によってＰＺＴ２２ｐの結晶性が改善される。
更に、ＰＺＴ２２ｐの上に、第２絶縁膜３１ｐをＣＶＤ法等の手法で堆積すれば、図１９Ｆに示す構造において、固定電位電極保護膜２３が存在しない構造に対応する「亜構造」が、Ｓｉ基板上に完成する。但し、図１９Ｆ対応する亜構造だけでなく、亜構造がＳｉＯ2膜を介して、厚いＳｉ基板上に設けられているため、薄いＰＺＴ２２ｐの物理的強度を厚いＳｉ基板によって強化した強化構造になっている。Ｓｉ基板を付帯した強化構造は、図１９Ｋに示す工程の段階まで維持する。即ち、電圧発生部側チップとインピーダンス変換素子側チップを直接接合した後に、Ｓｉ基板と固定電位電極２４ａの間のＳｉＯ2膜を除去して、固定電位電極２４ａを露出させる。そして、露出した固定電位電極２４ａの上にエポキシ樹脂等の固定電位電極保護膜２３を堆積する手順によっても、第２実施形態に係る音響素子が完成する。
（第３実施形態）
既に図４Ｃ及び４Ｄ等を例示して説明したように、固定電位電極２４ａが接地電位（ＧＮＤ）に接続される回路接続においては、電圧発生部１ａの電位伝達ゾーンとして定義される中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4で検出される電位は、正方向と負方向に振動する過渡応答を示す。電圧発生部１ａが、正方向と負方向の両方向に振動する電圧波形を発生する事情に対応するため、本発明の第３実施形態に係る音響素子は、インピーダンス変換素子２ｃに２種類の能動素子を備えた構造を提供する。即ち、第３実施形態に係る音響素子は、図２０に示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ａと、電圧発生部１ａの特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子２ｃを備える受信素子Ｘi,jであるが、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）をインピーダンス変換素子２ｃとして備えている。
図２１Ｂの断面図から分かるように、電圧発生部１ａは、第１及び第２実施形態に係る音響素子と同様な振動体２２ａ１及びこの振動体２２ａ１の受信面（図２１Ｂにおいて上側の主面）に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型構造をなしている。振動体２２ａ１は図２１Ｂに例示したように全体を２０種類の結晶点群に属する圧電体で構成してもよく、中央の下向き凸部（応力集中箇所）のみを２０種類の圧電体で構成し、残余の部分を結晶群の他の１２種類の非圧電体で構成してもよい。２０種類の結晶点群のうちでも、特に焦電性を示す１０種類の結晶点群に属するＨｆＯ2、ＡｌＮ，ＰＺＴ等の材料が、振動体２２ａ１の中央の下向き凸部（応力集中箇所）の材料に好適である。即ち、電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の応力集中箇所に、少なくとも圧電層が設けられた構造であればよい。よって、インピーダンス変換素子２ｃは、少なくとも下向き凸部（応力集中箇所）に設けられた圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作可能である。
第３実施形態に係る音響素子のモノモルフ型構造の電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図２１Ｂにおいて下側の主面）の特定の箇所に少なくとも圧電層を配置し、他の箇所より高い電圧を圧電効果で発生する非一様の発生電圧の電圧分布を有する。振動体２２ａ１の出力面の「特定の箇所」とは、例えば図２０に模式的に電位伝達ゾーンの配置候補モデルを示したような中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4のいずれか、若しくはその内の複数個の組み合わせである。図２０のモデル表現における中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4は、例えば中央ゾーンＰ0を中心とし、中央ゾーンＰ0のパターンを囲むように、第１周辺ゾーンＰ1, 第２周辺ゾーンＰ2, 第３周辺ゾーンＰ3, 第４周辺ゾーンＰ4が同心六角環状に囲んだパターンである。
第３実施形態に係る音響素子では、インピーダンス変換素子２ｃとして機能するＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力電極が、電圧発生部１ａの電位伝達ゾーンである中央ゾーンＰ0に接続される。電位伝達ゾーンとしての中央ゾーンＰ0に入力電極が接続されることにより、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｐ型能動素子Ｑpとｎ型能動素子Ｑnのそれぞれのチャネルに発生する電位障壁の高さが、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位で制御される。ｐ型能動素子Ｑpとしてはｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ，ｐチャネル型のＭＯＳＳＩＴ，ｐチャネル型のＭＩＳＦＥＴ，ｐチャネル型のＭＩＳＳＩＴ，ｐチャネル型のＨＥＭＴ等のｐチャネル型のＭＩＳトランジスタ（以下において「ｐＭＩＳトランジスタ」という。）が対応する。同様に、ｎ型能動素子Ｑnとしてはｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ，ｎチャネル型のＭＯＳＳＩＴ，ｎチャネル型のＭＩＳＦＥＴ，ｎチャネル型のＭＩＳＳＩＴ，ｎチャネル型のＨＥＭＴ等のｎチャネル型のＭＩＳトランジスタ（以下において「ｎＭＩＳトランジスタ」という。）が対応する。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、第１主電極領域１５ａを第１電源Ｖss（＝－ＶDD）に接続し、第２主電極領域１５ｂを出力信号配線２５ｃに接続したｎ型能動素子Ｑnを第１の能動素子として備えている。能動素子Ｑnのｎ型チャネル中の電位障壁は、能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間を流れる主電流となる多数キャリア（電子）の移動の障壁となる。一方、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、第３主電極領域１５ｄを第１電源Ｖssよりも高位の第２電源ＶDDに接続し、第４主電極領域１５ｃを出力信号配線２５ｃに接続したｐ型能動素子Ｑpを第２の能動素子として備えている。能動素子Ｑpのｐ型チャネル中の電位障壁は、能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間を流れる主電流となる多数キャリア（正孔）の移動の障壁となる。インピーダンス変換素子２ｃとしてのＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を、図２０に示すように、第１電源Ｖss（＝－ＶDD）と第２電源ＶDD の間に接続することにより、図４Ｃ等で例示したような、正方向と負方向の両方向に振動する入力電圧波形に対応することが可能になる。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎは、第１ゲート接続プラグ３８ｎを介して第１入力信号配線３９に接続されている。一方、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐは、第２ゲート接続プラグ３８ｐを介して第１入力信号配線３９に接続されている。そして、図２１Ｂに示すように第１入力信号配線３９の上に第２入力信号配線４５が設けられている。
インピーダンス変換素子２ｃを構成するＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、図２１Ｂにおいて中央部に例示したような、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として位置する中央ゾーンＰ0の電位を、第２入力信号配線４５及び第１入力信号配線３９を介して、ｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎと、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐに伝達する。即ち、第３実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｃは、電圧発生部１ａの振動体２２ａ１に印加される超音波Φの圧力を、中央ゾーンＰ0の電位としてＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号とし、インピーダンス変換した信号をＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の出力信号配線２５ｃから出力する。そして、第３実施形態に係る音響素子は、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の出力信号を、音響素子の出力信号とする。
第３実施形態に係る音響素子の電圧発生部１ａを構成する振動体２２ａ１の出力面側の凸部は、図２１Ａに二点鎖線で示したような、正六角柱状の凸部である。図２１Ｂが示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央部に設けられた凸部の周りには、平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が、凸部を囲むように中心対称に設けられている。振動空洞２１ａ１を構成する平行トーラスは、平面パターンが六角形となるトポロジである。図２１Ｂの断面図の表現では、見かけ上、２つの振動空洞２１ａ１が中央凸部の両側に位置しているが、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｎ型能動素子Ｑnは、図２１Ｂに示すように、第１導電型（ｐ型）の半導体領域からなるウェル領域５２と、このウェル領域５２の上部に互いに離間して配置された第２導電型（ｎ＋型）の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂを有する。ウェル領域５２は、第２導電型（ｎ型）の半導体領域からなる基体領域５１の上部に局所的に設けられている。更に、ｎ型能動素子Ｑnは、図２１Ｂに示すように、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置するウェル領域５２の上面に接し、ウェル領域５２よりも禁制帯幅の広い第１ゲート誘電体膜１３ｎと、第１ゲート誘電体膜１３ｎの上に設けられた第１制御電極３７ｎを備えた能動素子である。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｐ型能動素子Ｑｐは、図２１Ｂに示すように、基体領域５１と、この基体領域５１の上部に互いに離間して配置された第１導電型（ｐ＋型）の半導体領域からなる第３主電極領域１５ｄ及び第４主電極領域１５ｃを有する。更に、ｐ型能動素子Ｑｐは、図２１Ｂに示すように、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に位置する基体領域５１の上面に接し、基体領域５１よりも禁制帯幅の広い第２ゲート誘電体膜１３ｐと、第２ゲート誘電体膜１３ｐの上に設けられた第２制御電極３７ｐを備えた能動素子である。
図２０に示すように、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号端子（図２１Ａ及び２１Ｂの第１入力信号配線３９及び第２入力信号配線４５に対応する。）と第２電源ＶDDの間には、ｐ側クランプダイオードＤkpが接続され、入力信号端子と第１電源Ｖss（＝－ＶDD）の間にはｎ側クランプダイオードＤknが接続されている。ｐ側クランプダイオードＤkpとｎ側クランプダイオードＤknを、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号端子に接続することにより、ｎ型能動素子Ｑnの第１ゲート誘電体膜１３ｎとｐ型能動素子Ｑｐの第２ゲート誘電体膜１３ｐのそれぞれに、過剰なゲート電圧が印加されないように構成されている。
第２実施形態の説明で述べたとおり、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑn及びｐ型能動素子Ｑpは、それぞれヘテロ接合のゲート構造を有していると考えることができる。図２１Ｂ等に例示したように、第３実施形態に係る音響素子では、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の第２入力信号配線４５は、電位発生箇所Ｐ0に接続されるので、第２入力信号配線４５に接続された第１入力信号配線３９を介して、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のｎ型チャネルに発生する電位障壁の高さは、電位発生箇所Ｐ0の電位で制御される。同様に、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｐ型能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間のｐ型チャネルに発生する電位障壁の高さも、ｎ型能動素子Ｑnとは相補的に、電位発生箇所Ｐ0の電位で制御される。
ｎ型の基体領域５１の上部に局所的に設けられたウェル領域５２の周辺には、素子分離絶縁膜１６が、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）のｎ型能動素子Ｑnの活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。ｎ型能動素子Ｑnの活性領域のパターンを定義する額縁状の堤防状も堤防に隣接して、ｐ型能動素子Ｑpの活性領域のパターンを定義する額縁状の堤防も配置されている。即ち、ｎ型能動素子Ｑnの活性領域とｐ型能動素子Ｑpの活性領域は、素子分離絶縁膜１６を挟んで隣接している。素子分離絶縁膜１６で囲まれたｎ型能動素子Ｑnの活性領域の敷地の内部には、ウェル領域５２の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが配置されている。素子分離絶縁膜１６で囲まれたｐ型能動素子Ｑpの活性領域のパターンの内部には、基体領域５１の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第３主電極領域１５ｄ及び第４主電極領域１５ｃが配置されている。
図２１Ａの中央に、二点鎖線で正六角形の電位伝達ゾーンの範囲を示したが、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンに対して、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnのｎ型チャネルは、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の表面近傍に形成される。同様に、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｐ型能動素子Ｑpのｐ型チャネルは、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に挟まれた矩形の領域の表面近傍に形成される。ｎ型能動素子Ｑnの活性領域の敷地の内部において、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に定義されるｎ型のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位で静電的に制御される。同様に、ｐ型能動素子Ｑpの活性領域の敷地の内部において、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に定義されるｐ型のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位で、ｎ型能動素子Ｑnとは相補的に制御される。
第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上には図２１Ｂに示すように、層間絶縁膜（第１層間絶縁膜）１７が設けられている。第１層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには出力信号配線２５ｃが接続されている。更に、第１層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第３主電極領域１５ｄには第３主電極配線２５ｄが、第４主電極領域１５ｃには出力信号配線２５ｃが接続されている。第１主電極配線２５ａ、出力信号配線２５ｃ、第３主電極配線２５ｄ、更にはｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎ及びｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐのそれぞれの上には、第２層間絶縁膜５３が堆積されている。図２１Ｂに示すように第２層間絶縁膜５３及び第２層間絶縁膜５３の下層の第１層間絶縁膜１７を貫通して、第１制御電極３７ｎの頂部を露出する第１ゲートコンタクトホールが、第２制御電極３７ｐの頂部を露出する第２ゲートコンタクトホールが、それぞれ開孔されている。第１ゲートコンタクトホールには、第１ゲート接続プラグ３８ｎが、第２ゲートコンタクトホールには、第２ゲート接続プラグ３８ｐが、それぞれ埋め込まれてオーミック接触している。
図２１Ｂに示すように、第１ゲート接続プラグ３８ｎと第２ゲート接続プラグ３８ｐとを電気的に接続するように、第２層間絶縁膜５３の上に第１入力信号配線３９が設けられている。図２１Ａの平面図に示すように、第１入力信号配線３９の長手方向に直行するように、第２入力信号配線４５が設けられている。図２１Ｂの断面図から分かるように、第２入力信号配線４５は第１入力信号配線３９に接するように、第１入力信号配線３９の上に設けられた配線である。第１入力信号配線３９は、ｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎと、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐを互いに電気的に接続しているので、第２入力信号配線４５は、図２１Ａに示すように、第１制御電極３７ｎ及び第２制御電極３７ｐを共通に、ｐ＋型のアノード領域４２及びｎ型のカソード領域４３にそれぞれ接続する。
図２０の等価回路表現で示したｐ側クランプダイオードＤkpに対応して、ｐ＋型のアノード領域４２とｎ型のカソード領域４１からなるｐ-ｎ接合ダイオードが、図２１Ａにおいて、第１主電極配線２５ａ、第２入力信号配線４５及び第３主電極配線２５ｄのパターンの上方の紙面領域に配置されている。ｐ＋型のアノード領域４２とｎ型のカソード領域４１からなるｐ-ｎ接合ダイオードの長手方向は、第１主電極配線２５ａ及び出力信号配線２５ｃのパターンの長手方向と平行である。
同様に、図２０のｎ側クランプダイオードＤknに対応して、図２１Ａの下側の紙面領域には、ｐ＋型のアノード領域４４とｎ型のカソード領域４３からなるｐ-ｎ接合ダイオードが、長手方向を第１主電極配線２５ａ、第２入力信号配線４５及び第３主電極配線２５ｄのパターンと平行とするように配置されている。ｎ側クランプダイオードＤknを構成するアノード領域４４には、第１電源側ダイオード配線３６が接続され、ｐ側クランプダイオードＤkpを構成するカソード領域４１には、第２電源側ダイオード配線３５が接続されている。図２１Ｂに示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央凸部の先端側から、表面層を柔らかな金属とした多層構造導電体の接続プラグ２９が、平坦な面を接続端面とするように埋め込まれてオーミック接触している。そして、接続プラグ２９の下面である接続端面と第２入力信号配線４５の上面が物理的に接触することにより、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位が、インピーダンス変換素子２ｃを構成するＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の制御電圧として入力される。接続プラグ２９を構成要素と考えると、電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１、固定電位電極２４ａ、固定電位電極保護膜２３及び接続プラグ２９を備えることになる。
即ち、接続プラグ２９の電位が、第２入力信号配線４５を介して第１入力信号配線３９に入力され、第１入力信号配線３９の電位が第１ゲート接続プラグ３８ｎ及び第２ゲート接続プラグ３８ｐに伝達される。第１ゲート接続プラグ３８ｎの電位は、第１制御電極３７ｎに入力され、第１制御電極３７ｎの電位は、第１ゲート誘電体膜１３ｎを介して、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間の電位障壁の高さを静電的に制御する。同様に、第２ゲート接続プラグ３８ｐの電位は、第２制御電極３７ｐに入力され、第２制御電極３７ｐの電位は、第２ゲート誘電体膜１３ｐを介して、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間の電位障壁の高さを静電的に制御する。
図２１Ｂに示す構造は、上側に位置する電圧発生部側チップに設けられた接続プラグ２９と、下側に位置するインピーダンス変換素子側チップの第２入力信号配線４５が、互いに物理的に接触する構造の例示である。よって、振動空洞２１ａ１の周辺において、電圧発生部側チップに設けられた鏡面を有する直接接合用絶縁膜３１と、インピーダンス変換素子側チップに設けられた鏡面を有する空洞内壁保護膜１９とが、親水接合（シラノール基間の水素結合）で直接接合した構造になっている。非特許文献２の外部配線で接続する構造に比し、第３実施形態に係る音響素子は、薄い板状の第２入力信号配線４５及び第１入力信号配線３９を用いて第１ゲート接続プラグ３８ｎと第２ゲート接続プラグ３８ｐに直結される電気的経路になっているので、浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、電圧発生部１ａが応力強化構造となる新たな構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第３実施形態に係る音響素子によれば、高感度化及び広帯域化が可能である。特に電圧発生部１ａの内部構造をミクロに検討し、発生電圧が最も高くなる特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子２ｃへの入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
――第３実施形態の変形例――
便宜上、第１～第３実施形態に係る音響素子では、振動空洞２１ａ１の中央凸部の頂部（底部）が中央ゾーンＰ0となる場合を例示的に説明した。しかし、電圧発生部１ｂの特定の箇所（局所）の電位を伝達する電位伝達ゾーンは、振動空洞２１ａ１の中央に限定されるものではない。本発明の第３実施形態の変形例に係る音響素子は、図２２に示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ｂと、電圧発生部１ｂの特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子２ｃを備える受信素子Ｘi,jである。図２３の断面図から分かるように、電圧発生部１ｂは、モノモルフ型構造である点では第１～第３実施形態に係る音響素子の電圧発生部１ａの構造と基本的には同様である。しかし、図２２及び図２３に示すように、振動空洞２１ａ１の中央の中央ゾーンＰ0を囲む六角環状の稜部の底部に定義された第２周辺ゾーンＰ2の電位をインピーダンス変換素子２ｃに伝達している特徴が、既に説明した第１～第３実施形態に係る音響素子の構造とは異なる。
六角環状の稜部の底部の第２周辺ゾーンＰ2の電位が採用されたのは、インピーダンス変換素子２ｃに電位を伝達する振動体２２ｅ２の断面構造がＷ型を呈するという特徴、及びこの振動体２２ｅ２の受信面（図２３において上側の主面）に接した固定電位電極２４ｅもＷ型の断面構造を有するという特徴に起因している。振動体２２ｅ２には２０種類の結晶点群に属する材料が採用可能である。２０種類のうちでも、焦電性を示す１０種類の結晶点群に属するＨｆＯ2、ＡｌＮ，ＰＺＴ等の材料が振動体２２ｅ２に好適である。図２３に示した断面構造はＷ型であるが、第３実施形態の変形例に係る音響素子の平面構造は、断面図上に現れるＷ字を呈する２つのＶの結合部となる回転軸に関して、６回の回転対称の六角環状である。
断面図上においてＷ型となるモノモルフ型構造の電圧発生部１ｂは、図１０Ａ及び図１０Ｂを用いて説明したとおり、Ｗ字を呈する２つのＶの下側頂部に位置する第２周辺ゾーンＰ2の電位の絶対値absＶp2が、他の中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、第３周辺ゾーンＰ3、第４周辺ゾーンＰ4の電位の絶対値absＶp0, absＶp1, absＶp3, absＶp4よりも大きい。なお、図１０Ａ及び図１０Ｂに示したシミュレーション結果を示す中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4は、同心円形のパタンーンであるが、同心六角環の形状であっても、本質的な差異はない。即ち、図２３に示すように断面がＷ型に見える振動体２２ｅ２の場合は、中央凸部の位置にモデル的に定義される中央ゾーンＰ0ではなく、中央ゾーンＰ0を六角環状の囲む第２周辺ゾーンＰ2に、他の箇所である中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、第３周辺ゾーンＰ3、第４周辺ゾーンＰ4より高い電圧が発生する。このように、振動体２２ｅ２の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図２３において下側の主面）の特定の箇所である第２周辺ゾーンＰ2に、他の箇所である中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、第３周辺ゾーンＰ3、第４周辺ゾーンＰ4より高い電圧が発生するので、断面構造がＷ型の電圧発生部１ｂは、非一様の発生電圧の電圧分布を呈する。
既に図１０Ｂに例示して説明したように、電圧発生部１ｂの中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4で検出される電位は、正方向と負方向に振動する過渡応答の波形を示す。正方向と負方向の両方向に振動する入力電圧波形に対応するため、第３実施形態の変形例に係る音響素子は、第３実施形態に係る音響素子と同様に、図２２に示すようにＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）をインピーダンス変換素子２ｃとして備えている。ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力電極が、電圧発生部１ｂの第２周辺ゾーンＰ2に接続することにより、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｐ型能動素子Ｑpとｎ型能動素子Ｑnのそれぞれのチャネルに発生する電位障壁の高さが、電圧発生部１ｂの第２周辺ゾーンＰ2の電位で制御される。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、第１主電極領域１５ａを第１電源Ｖss（＝－ＶDD）に接続し、第２主電極領域１５ｂを出力信号配線２５ｃに接続したｎ型能動素子Ｑnを第１の能動素子として備えている。ｎ型能動素子Ｑnのｎ型チャネル中の電位障壁は、ｎ型能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間を流れる主電流となる多数キャリア（電子）の移動の障壁となる。一方、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、第３主電極領域１５ｄを第１電源Ｖssよりも高位の第２電源ＶDDに接続し、第４主電極領域１５ｃを出力信号配線２５ｃに接続したｐ型能動素子Ｑpを第２の能動素子として備えている。ｐ型能動素子Ｑpのｐ型チャネル中の電位障壁は、ｐ型能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間を流れる主電流となる多数キャリア（正孔）の移動の障壁となる。インピーダンス変換素子２ｃとしてのＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を、図２２に示すように、第１電源Ｖss（＝－ＶDD）と第２電源ＶDD の間に接続することにより、図１０Ｂ等で例示したような、正方向と負方向の両方向に振動する入力電圧波形に対応することが可能になる。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎは、第１ゲート接続プラグ３８ｎを介して第１入力信号配線４６に接続されている。一方、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐは、第２ゲート接続プラグ３８ｐを介して第１入力信号配線４６に接続されている。そして、図２３に示すように第１入力信号配線４６の上に六角環状の第２入力信号配線４７が設けられている。
インピーダンス変換素子２ｃを構成するＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）は、図２３の振動空洞２１ｅの半径方向の途中に位置する、振動体２２ｅ２の出力面側の六角環状の稜部である第２周辺ゾーンＰ2の電位を、六角環状の第２入力信号配線４７及び第１入力信号配線４６を介して、ｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎと、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐに伝達する。即ち、第３実施形態の変形例に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｃは、電圧発生部１ｂの振動体２２ｅ２に印加される超音波Φの圧力を、第２周辺ゾーンＰ2の電位としてＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号とし、インピーダンス変換した信号をＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の出力信号配線２５ｃから出力する。そして、第３実施形態の変形例に係る音響素子は、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の出力信号を、音響素子の出力信号とする。
第３実施形態の変形例に係る音響素子においては、図２３が示すように、振動体２２ｅ２の出力面側の半径方向の途中に六角環状の稜部が設けられているので、六角環状の稜部の内側の振動空洞２１ｅの空間に加え、稜部の外側には傾斜トーラス型の振動空洞２１ｅの空間が中心対称に設けられている。直角三角形に近い断面構形状で外側の振動空洞２１ｅの空間を構成する傾斜トーラスは、平面パターンが六角形となるトポロジである。図２３の断面図の表現では、見かけ上、２つの振動空洞２１ｅが六角環状の稜部の両側に位置しているが、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｎ型能動素子Ｑnは、図２３に示すように、ｐ型の半導体領域からなるウェル領域５２と、このウェル領域５２の上部に互いに離間して配置されたｎ＋型の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂを有する。ウェル領域５２は、ｎ型の半導体領域からなる基体領域５１の上部に局所的に設けられている。更に、ｎ型能動素子Ｑnは、図２３に示すように、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置するウェル領域５２の上面に接し、ウェル領域５２よりも禁制帯幅の広い第１ゲート誘電体膜１３ｎと、第１ゲート誘電体膜１３ｎの上に設けられた第１制御電極３７ｎを備えた能動素子である。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成するｐ型能動素子Ｑｐは、図２３に示すように、基体領域５１と、この基体領域５１の上部に互いに離間して配置されたｐ＋型の半導体領域からなる第３主電極領域１５ｄ及び第４主電極領域１５ｃを有する。更に、ｐ型能動素子Ｑｐは、図２３に示すように、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に位置する基体領域５１の上面に接し、基体領域５１よりも禁制帯幅の広い第２ゲート誘電体膜１３ｐと、第２ゲート誘電体膜１３ｐの上に設けられた第２制御電極３７ｐを備えた能動素子である。
図２２に示すように、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号端子（図２３の第１入力信号配線４６及び第２入力信号配線４７に対応する。）と第２電源ＶDDの間には、ｐ側クランプダイオードＤkpが接続され、入力信号端子と第１電源Ｖss（＝－ＶDD）の間にはｎ側クランプダイオードＤknが接続されている。ｐ側クランプダイオードＤkpとｎ側クランプダイオードＤknを、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の入力信号端子に接続することにより、ｎ型能動素子Ｑnの第１ゲート誘電体膜１３ｎとｐ型能動素子Ｑｐの第２ゲート誘電体膜１３ｐのそれぞれに、過剰なゲート電圧が印加されないように構成されている。
図２２及び図２３等に例示したように、第３実施形態の変形例に係る音響素子では、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の六角環状の第２入力信号配線４７は、電位発生箇所Ｐ2に接続されるので、第２入力信号配線４７に接続された第１入力信号配線４６を介して、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のｎ型チャネルに発生する電位障壁の高さは、電位発生箇所Ｐ2の電位で制御される。同様に、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｐ型能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間のｐ型チャネルに発生する電位障壁の高さも、ｎ型能動素子Ｑnとは相補的に、電位発生箇所Ｐ2の電位で制御される。
ｎ型の基体領域５１の上部に局所的に設けられたウェル領域５２の周辺には、素子分離絶縁膜１６が、ｎ型能動素子Ｑnの活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。ｎ型能動素子Ｑnの活性領域のパターンを定義する額縁状の堤防に隣接して、ｐ型能動素子Ｑpの活性領域のパターンを定義する額縁状の堤防も配置されている。即ち、ｎ型能動素子Ｑnの活性領域とｐ型能動素子Ｑpの活性領域は、素子分離絶縁膜１６を挟んで隣接している。素子分離絶縁膜１６で囲まれたｎ型能動素子Ｑnの活性領域の敷地の内部には、ウェル領域５２の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが配置されている。素子分離絶縁膜１６で囲まれたｐ型能動素子Ｑpの活性領域のパターンの内部には、基体領域５１の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第３主電極領域１５ｄ及び第４主電極領域１５ｃが配置されている。
ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｎ型能動素子Ｑnのｎ型チャネルは、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の表面近傍に形成される。同様に、ＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）を構成しているｐ型能動素子Ｑpのｐ型チャネルは、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に挟まれた矩形の領域の表面近傍に形成される。ｎ型能動素子Ｑnの活性領域となる半導体領域の内部において、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に定義されるｎ型のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、振動体２２ｅ２の電位伝達ゾーンの電位で静電的に制御される。同様に、ｐ型能動素子Ｑpの活性領域となる半導体領域の内部において、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間に定義されるｐ型のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、振動体２２ｅ２の電位伝達ゾーンの電位で、ｎ型能動素子Ｑnとは相補的に制御される。
第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上には図２３に示すように、第１層間絶縁膜１７が設けられている。第１層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには出力信号配線２５ｃが接続されている。更に、第１層間絶縁膜１７に開孔されたコンタクトホールを介して、第３主電極領域１５ｄには第３主電極配線２５ｄが、第４主電極領域１５ｃには出力信号配線２５ｃが接続されている。第１主電極配線２５ａ、出力信号配線２５ｃ、第３主電極配線２５ｄ、更にはｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎ及びｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐのそれぞれの上には、第２層間絶縁膜５３が堆積されている。
図２３に示すように第２層間絶縁膜５３及び第２層間絶縁膜５３の下層の第１層間絶縁膜１７を貫通して、第１制御電極３７ｎの頂部を露出する第１ゲートコンタクトホールが、第２制御電極３７ｐの頂部を露出する第２ゲートコンタクトホールが、それぞれ開孔されている。第１ゲートコンタクトホールには、第１ゲート接続プラグ３８ｎが、第２ゲートコンタクトホールには、第２ゲート接続プラグ３８ｐが、それぞれ埋め込まれている。第１制御電極３７ｎに第１ゲート接続プラグ３８ｎが接続された一体構造を「第１ゲート端子（３７ｎ、３８ｎ）」と称し、第２制御電極３７ｐに第２ゲート接続プラグ３８ｐが接続された一体構造を「第２ゲート端子（３７ｐ、３８ｐ）」と称してもよい。
図２３に示すように、第１ゲート接続プラグ３８ｎと第２ゲート接続プラグ３８ｐとを電気的に接続するように、第２層間絶縁膜５３の上に第１入力信号配線４６が設けられている。平面図の図示を省略しているが、第１入力信号配線４６の長手方向と交わるように、六角環状の第２入力信号配線４７が設けられている。図２３の断面図から分かるように、第２入力信号配線４７は２箇所で第１入力信号配線４６に接するように、第１入力信号配線４６の上に設けられた配線である。第１入力信号配線４６は、ｎ型能動素子Ｑnの第１制御電極３７ｎと、ｐ型能動素子Ｑpの第２制御電極３７ｐを互いに電気的に接続している。よって、第２入力信号配線４７は、第１制御電極３７ｎ及び第２制御電極３７ｐを共通に、ｐ側クランプダイオードＤkpのアノード領域及びｎ側クランプダイオードＤknのカソード領域にそれぞれ接続される。第１入力信号配線４６に第２入力信号配線４７が接続された一体構造を「入力信号配線（４６，４７）」と称することも可能である。この表現では、入力信号配線（４６，４７）は、第１ゲート端子（３７ｎ、３８ｎ）と第２ゲート端子（３７ｐ、３８ｐ）に接続されることになる。
ｎ側クランプダイオードＤknを構成するアノード領域には、第１電源側ダイオード配線が接続され、ｐ側クランプダイオードＤkpを構成するカソード領域には、第２電源側ダイオード配線が接続されている。図２３に示すように、振動体２２ｅ２の出力面側の六角環状の稜部の底部には、導電体からなる接続ランド４８がオーミック接触するように設けられている。そして、六角環板状の接続ランド４８の下面である接続端面と、六角環状の第２入力信号配線４７の上面が、互いに物理的に接触することにより、電圧発生部１ｂの第２周辺ゾーンＰ2の電位が、インピーダンス変換素子２ｃを構成するＣＭＯＳインバータ（Ｑp，Ｑn）の制御電圧として入力される。接続ランド４８を構成要素と考えると、電圧発生部１ｂは、振動体２２ｅ２、固定電位電極２４ｅ、固定電位電極保護膜２３及び接続ランド４８を備えることになる。なお、接続ランド４８と第２入力信号配線４７の間に、バンプ等の接続手段が更に挟まれても構わない。
即ち、六角環板状の接続ランド４８の電位が、六角環状の第２入力信号配線４７を介して第１入力信号配線４６に入力され、第１入力信号配線４６の電位が第１ゲート接続プラグ３８ｎ及び第２ゲート接続プラグ３８ｐに伝達される。第１ゲート接続プラグ３８ｎの電位は、第１制御電極３７ｎに入力され、第１制御電極３７ｎの電位は、第１ゲート誘電体膜１３ｎを介して、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間の電位障壁の高さを静電的に制御する。同様に、第２ゲート接続プラグ３８ｐの電位は、第２制御電極３７ｐに入力され、第２制御電極３７ｐの電位は、第２ゲート誘電体膜１３ｐを介して、第３主電極領域１５ｄと第４主電極領域１５ｃの間の電位障壁の高さを静電的に制御する。
図２３に示す構造は、上側に位置する電圧発生部側チップに設けられた接続ランド４８と、下側に位置するインピーダンス変換素子側チップの六角環状の第２入力信号配線４７が、互いに物理的に接触する構造の例示である。よって、振動空洞２１ｅの周辺において、電圧発生部側チップに設けられた鏡面を有する直接接合用絶縁膜３１と、インピーダンス変換素子側チップに設けられた鏡面を有する空洞内壁保護膜１９とが、親水接合（シラノール基間の水素結合）で直接接合した構造になっている。第３実施形態の変形例に係る音響素子は、薄い板状の接続ランド４８、第２入力信号配線４７及び第１入力信号配線４６を用いて第１ゲート接続プラグ３８ｎと第２ゲート接続プラグ３８ｐに直結されるので、浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、電圧発生部１ｂが応力強化構造となるＷ型構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第３実施形態の変形例に係る音響素子によれば、高感度化及び広帯域化が可能である。特に発生電圧が最も高くなる電圧発生部１ｂの特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子２ｃへの入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
（第４実施形態）
第１～第３実施形態に係る音響素子では、電圧発生部の1箇所の電位伝達ゾーンを選択し、この1箇所の電位伝達ゾーンからインピーダンス変換素子に、電圧発生部の電位を伝達する構造について説明した。しかし、電圧発生部の電位をインピーダンス変換素子に伝達する電位伝達ゾーンは、互いに電位や位相等の異なる複数箇所あっても構わない。例えば、平行トーラス構造の振動体２２ａ１では、図４Ｃ等に示したとおり、中央ゾーンＰ0の中央電圧Ｖp0及び第４周辺ゾーンＰ4の第４周辺電圧Ｖp4が、第１周辺ゾーンＰ1の第１周辺電圧Ｖp1、第２周辺ゾーンＰ2の第２周辺電圧Ｖp2及び第３周辺ゾーンＰ3の第３周辺電圧Ｖp3とは、互いに逆位相で振動することを、既に説明した。Ｍ型を呈する振動体２２ｄの場合も、図９Ｂに示したとおり、中央電圧Ｖp0と、第１周辺電圧Ｖp1，第２周辺電圧Ｖp2及び第３周辺電圧Ｖp3とは互いに逆位相で振動することを説明した。更にＷ型を呈する振動体２２ｅの場合も、図１０Ｂに示したとおり、中央電圧Ｖp0と、第１周辺電圧Ｖp1，第２周辺電圧Ｖp2，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｐ４とは互いに逆位相で振動することを説明した。
第３実施形態に係る音響素子で説明したＣＭＯＳインバータは、能動素子を２つ備える点で半導体集積回路である。本発明の第４実施形態に係る音響素子は、図２４に示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ｃと、電圧発生部１ｃの特定の複数の箇所（局所）の個別の電位が、インピーダンス変換素子２ｄとしての半導体集積回路を構成する複数の能動素子の独立した制御電圧として供給される受信素子Ｘi,jである。即ち、電圧発生部１ｃの特定の複数の電位伝達ゾーンの個別の電位が、半導体集積回路に含まれる複数の能動素子の内から選択された特定の複数の能動素子に対する独立した制御電圧として、それぞれ独立して伝達される。そして、選択された複数の能動素子が個別に制御され、この複数の能動素子がそれぞれ動作することにより、非選択の他の能動素子も動作する。図２４に示す例では、電圧発生部１ｃにモデル的にそれぞれ定義される中央ゾーンＰ0と第２周辺ゾーンＰ2の互いに位相の異なる２箇所の電位伝達ゾーンの電位が、インピーダンス変換素子２ｄを構成する半導体集積回路の２箇所の入力端子に、それぞれ独立して伝達される。
第４実施形態に係る音響素子は、図２４に示すように５つの能動素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15からなる半導体集積回路（Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15）をインピーダンス変換素子２ｄとして備えているが、このうち選択された２つの能動素子Ｑ11及びＱ12が、中央ゾーンＰ0及び第２周辺ゾーンＰ2の２つの電位伝達ゾーンの電位で制御される。具体的には、半導体集積回路（Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15）として、第１及び第２の入力端子の２入力差動増幅器が例示可能である。即ち、半導体集積回路（Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15）は、図２４に示すように、２入力の差動対回路（Ｑ11，Ｑ12）と、電流ミラー対回路（Ｑ13，Ｑ14）と定電流源（Ｑ15）を備えて差動増幅器を構成している。一般に差動増幅器は、更に２つの能動素子からなる出力回路を備える場合があるので、この場合は７つの能動素子を備える差動増幅器のうちの２つの能動素子が、２つの電位伝達ゾーンの電位で個別に制御されることになる。
差動対回路（Ｑ11，Ｑ12）は、第１主電極領域と第２主電極領域を有し、第１の入力端子の電位で第１主電極領域と第２主電極領域の間を流れる主電流を制御する第１ｎ型能動素子Ｑ11と、第３主電極領域と第４主電極領域を有し、第２の入力端子の電位で第３主電極領域と第４主電極領域の間を流れる主電流を制御する第２ｎ型能動素子Ｑ12で構成されている。第１ｎ型能動素子Ｑ11及び第２ｎ型能動素子Ｑ12としては、例えばｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（以下において「ｎＭＯＳＦＥＴ」という。）等のｎＭＩＳトランジスタが対応する。第１ｎ型能動素子Ｑ11の第１主電極領域と第２ｎ型能動素子Ｑ12の第３主電極領域は、図２４に示すように共通ノードに接続され、同一電位となっている。
電流ミラー対回路（Ｑ13，Ｑ14）は、第５主電極領域と第６主電極領域を有する第１ｐ型能動素子Ｑ13と第７主電極領域と第８主電極領域を有する第２ｐ型能動素子Ｑ14で構成されている。第１ｐ型能動素子Ｑ13及び第２ｐ型能動素子Ｑ14としては、例えばｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（以下において「ｐＭＯＳＦＥＴ」という。）等のｐＭＩＳトランジスタが対応する。第１ｐ型能動素子Ｑ13のゲート電極と、第２ｐ型能動素子Ｑ14は共に第１ｐ型能動素子Ｑ13の第６主電極領域に接続されている。この第１ｐ型能動素子Ｑ13の第６主電極領域は、更に第１ｎ型能動素子Ｑ11の第２主電極領域に接続され、第２ｐ型能動素子Ｑ14の第８主電極領域は第２ｎ型能動素子Ｑ12の第４主電極領域に接続されている。
定電流源（Ｑ15）は、第９主電極領域と第１０主電極領域を有する第３ｎ型能動素子Ｑ13で構成されている。第３ｎ型能動素子Ｑ13としては、例えばｎＭＯＳＦＥＴ等のｎＭＩＳトランジスタが対応する。第３ｎ型能動素子Ｑ13の第１０主電極領域は、第１ｎ型能動素子Ｑ11の第１主電極領域と第２ｎ型能動素子Ｑ12の第３主電極領域が互いに接続された共通ノードに接続されている。第３ｎ型能動素子Ｑ13の第１０主電極領域は、第１電源（ＧＮＤ）に接続され、第１ｐ型能動素子Ｑ13の第５主電極領域及び第２ｐ型能動素子Ｑ14の第７主電極領域は、第１電源よりも高位の第２電源ＶDDに接続されている。
差動対回路（Ｑ11，Ｑ12）は、図２４に示すように、中央ゾーンＰ0を第１の入力端子に入力し、六角環状の第２周辺ゾーンＰ2を第１の入力端子に入力し、２つの入力の電位差を検知する。差動対回路（Ｑ11，Ｑ12）で検知した電位差は、電流の差に変換される。定電流源（Ｑ15）は、電位Ｖb1を第３ｎ型能動素子Ｑ13のゲートに外部から与えて、電位Ｖb1を変えることで定電流値を調整できる。定電流源（Ｑ15）が常に定電流を流すことで、幅広い電圧範囲で波形や特性に歪みがなく出力できる。電流ミラー対回路（Ｑ13，Ｑ14）は、第１ｐ型能動素子Ｑ13と第２ｐ型能動素子Ｑ14がｐＭＯＳＦＥＴの場合、それぞれがｐＭＯＳＦＥＴの飽和領域で動作しさえすれば、第１ｐ型能動素子Ｑ13と第２ｐ型能動素子Ｑ14 に同じ量の電流が流れる。差動対回路（Ｑ13，Ｑ14）では、第１ｎ型能動素子Ｑ11のゲートである第１の入力端子に入力される中央ゾーンＰ0の電位と第２ｎ型能動素子Ｑ12のゲートである第２の入力端子に入力される第２周辺ゾーンＰ2の電位の差が電流の差に変換される。
第１ｎ型能動素子Ｑ11のゲートである第１の入力端子に入力される中央ゾーンＰ0の電位が第２ｎ型能動素子Ｑ12のゲートである第２の入力端子に入力される第２周辺ゾーンＰ2の電位より大きければ第１ｎ型能動素子Ｑ11の経路の電流が大きくなる。差動対回路（Ｑ13，Ｑ14）で出来た電流の差分をＶout として出力する。図２４に示すように、第１ｎ型能動素子Ｑ11のゲートである第１の入力端子に、中央ゾーンＰ0の電位を入力することにより、第１ｎ型能動素子Ｑ11のチャネルに発生する電位障壁の高さが、電圧発生部１ｃの中央ゾーンＰ0の電位で制御される。又、第２ｎ型能動素子Ｑ12のゲートである第２の入力端子に第２周辺ゾーンＰ2の電位を入力することにより、第２ｎ型能動素子Ｑ12のチャネルに発生する電位障壁の高さが、電圧発生部１ｃの第２周辺ゾーンＰ2の電位で制御される。
第１ｎ型能動素子Ｑ11のｎ型チャネル中の電位障壁は、第１ｎ型能動素子Ｑ11の第１主電極領域と第２主電極領域の間を流れる主電流となる多数キャリア（電子）の移動の障壁となる。一方、第２ｎ型能動素子Ｑ12のｎ型チャネル中の電位障壁は、第２ｎ型能動素子Ｑ12の第３主電極領域と第４主電極領域の間を流れる主電流となる多数キャリア（電子）の移動の障壁となる。具体的な集積化構造の図示を省略しているが、第３実施形態の音響素子等で例示した構造と同様に、薄い板状の接続ランド、第２入力信号配線及び第１入力信号配線等を用いて第１及び第２ゲート接続プラグに直結できるので、浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、電圧発生部１ｃが応力強化構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第４実施形態に係る音響素子によれば、高感度化及び広帯域化が可能である。特に、電圧発生部１ｃの内部構造において、発生電圧が高い特定の２箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子２ｄへの入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
（第５実施形態）
本発明の第５実施形態に係る音響素子は、図２５に示すように、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ａと、電圧発生部１ａの特定の箇所（局所）の電位を制御電圧として動作するインピーダンス変換素子２ｅを備える受信素子Ｘi,jである。図２６の断面図から分かるように、電圧発生部１ａは、第１～第４実施形態に係る音響素子と同様な振動体２２ａ１及びこの振動体２２ａ１の受信面（図２６において上側の主面）に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型構造をなしている。振動体２２ａ１は図２６に例示したように全体を２０種類の結晶点群に属する圧電体で構成してもよく、中央の下向き凸部（応力集中箇所）のみを選択的に２０種類の圧電体で構成し、残余の部分を結晶群の他の１２種類の非圧電体で構成してもよい（図示省略）。２０種類の結晶点群のうちでも、特に焦電性を示す１０種類の結晶点群に属するＨｆＯ2、ＡｌＮ，ＰＺＴ等の材料が、振動体２２ａ１の中央の下向き凸部（応力集中箇所）の材料に好適である。
即ち、電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の応力集中箇所に、少なくとも圧電層が設けられた構造であればよい。よって、インピーダンス変換素子２ｅは、少なくとも下向き凸部（応力集中箇所）に設けられた圧電層の特定の局所を電位伝達ゾーンとして、この電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作可能である。このモノモルフ型構造の電圧発生部１ａは、振動体２２ａ１の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面（図２６において下側の主面）の特定の箇所に、他の箇所より高い電圧を圧電効果で発生する非一様の発生電圧の電圧分布を有する。振動体２２ａ１の出力面の「特定の箇所」とは、例えば図２５に模式的にモデルを示したような中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4である。図２５のモデル表現における中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4は、例えば中央ゾーンＰ0を中心とし、中央ゾーンＰ0のパターンを囲むように、第１周辺ゾーンＰ1, 第２周辺ゾーンＰ2, 第３周辺ゾーンＰ3, 第４周辺ゾーンＰ4が同心六角環状に囲んだパターンである。
インピーダンス変換素子２ｅは、図２５に示すような等価回路で表現される接合型トランジスタを能動素子とする。インピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型トランジスタ（以下において「接合型能動素子」という。）は、図２６において中央部に例示したような、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として位置する中央ゾーンＰ0の電位を制御電圧として動作する。即ち、第５実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｅは、電圧発生部１ａの振動体２２ａ１に印加される超音波Φの圧力を、中央ゾーンＰ0の電位として入力し、インピーダンス変換した信号として出力する接合型能動素子を備える。そして、第５実施形態に係る音響素子は、接合型能動素子の出力信号を、音響素子の出力信号とする。
図示を省略しているが、第５実施形態に係る音響素子の電圧発生部１ａを構成する振動体２２ａ１の出力面側の凸部は、図１Ｂや図１８Ａ等に二点鎖線で示したのと同様な、正六角柱状の凸部である。図２６が示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央部に設けられた凸部の周りには、平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が、凸部を囲むように中心対称に設けられている。振動空洞２１ａ１を構成するトーラスは、平面パターンが六角形となるトポロジである。図２６の断面図の表現では、見かけ上、２つの振動空洞２１ａ１が中央凸部の両側に位置しているが、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。
第５実施形態に係る音響素子のインピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型能動素子は、図２６に示すように、インピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型能動素子は、第１導電型（ｎ－型）の半導体領域からなる基体領域６１と、この基体領域６１に互いに離間して配置され、基体領域６１よりも高不純物密度の第１導電型（ｎ＋型）の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂをそなえる。更に、インピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型能動素子は、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域６１の上部に、基体領域６１とp－ｎ接合を形成するように設けられた第２導電型（ｐ＋型）の半導体領域からなる表面制御電極領域６３と、表面制御電極領域６３の下方に基体領域６１を挟んで対向し、この挟まれた第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間にチャネル領域を定義するように設けられた第２導電型（ｐ＋型）の半導体領域からなる補助制御電極領域６２を備える。そして、インピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型能動素子は、電位発生箇所Ｐ0に接続するように、表面制御電極領域６３に金属学的に接合され、チャネルに発生する、キャリアの移動を制御する電位障壁の高さを、電位発生箇所Ｐ0の電位で制御する制御電極６４を備える能動素子である。
平面図の図示を省略しているが、基体領域６１の周辺には、素子分離絶縁膜１６が接合型能動素子の活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。図２６の断面の表現では素子分離絶縁膜１６が活性領域の両側に位置しているが、第１及び第２実施形態に係る音響素子の構造と同様に、活性領域の両側に位置している素子分離絶縁膜１６は、紙面の手前側及び紙面の奥で互いに連続した一体構造である。素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域のパターンの内部には、基体領域６１の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜１６で囲まれた活性領域の上部に、第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂが配置されている。
図１Ｂや図１８Ａの平面図の中央に、二点鎖線で正六角形の電位伝達ゾーンの範囲を示したのと同様に、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンに対して、接合型能動素子のチャネルは、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の内部において、表面制御電極領域６３と補助制御電極領域６２に挟まれた領域に形成される。活性領域となる半導体領域の内部において、接合型能動素子の第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さが、表面制御電極領域６３と基体領域６１の間のｐ-ｎ接合を介して、振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンから制御電極６４に伝達された電位で静電的に制御される。
第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂの上には図２６に示すように、層間絶縁膜が設けられている。層間絶縁膜に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには第２主電極配線２５ｂが接続されている。図２６に示すように、制御電極６４の上には導電体からなる入力信号配線６５が設けられている。図２６に示すように、振動体２２ａ１の出力面側の中央凸部の先端側から、表面層を柔らかな金属とした多層構造導電体の接続プラグ２９が、平坦な面を接続端面とするように埋め込まれ、振動体２２ａ１と接続プラグ２９がオーミック接触している。そして、接続プラグ２９の下面である接続端面と入力信号配線６５の上面が物理的に接触することにより、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位が、インピーダンス変換素子２ｅを構成する接合型能動素子の制御電圧として入力される。
即ち、接続プラグ２９の電位が、入力信号配線６５を介して制御電極６４に入力され、制御電極６４の電位が、表面制御電極領域６３と基体領域６１の間のｐ-ｎ接合を介して、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のチャネルに発生する、キャリア移動に対する電位障壁の高さを静電的に制御する。図２６に示す構造は、上側に位置する電圧発生部側チップに設けられた接続プラグ２９と、下側に位置するインピーダンス変換素子側チップの入力信号配線６５が、互いに物理的に接触する構造の例示である。よって、振動空洞２１ａ１の周辺において、電圧発生部側チップに設けられた鏡面を有する直接接合用絶縁膜３１と、インピーダンス変換素子側チップに設けられた鏡面を有する空洞内壁保護膜１９とが、親水接合（シラノール基間の水素結合）で直接接合した構造になっている。第５実施形態の音響素子では、薄い板状の入力信号配線６５を用いて、接続プラグ２９を制御電極６４に接続できるので、浮遊インピーダンスが削減できる。しかも、電圧発生部１ａが応力強化構造を採用し高感度化及び広帯域化を達成しているので、第５実施形態に係る音響素子によれば、高感度化及び広帯域化が可能である。特に、電圧発生部１ａの内部構造をミクロに検討し、発生電圧が最も高くなる特定の箇所を電位伝達ゾーンとして選び、インピーダンス変換素子２ｅへの入力伝達箇所としているので、高感度化が容易である。
（その他の実施形態）
上記のように、本発明の第１～第５実施形態により例示的に説明してきたが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、第１～第５実施形態に係る音響素子として受信素子に焦点を当てて説明してきた。しかし、本発明の技術的思想は、受信素子に限定されるものではない。第１～第５実施形態に係る音響素子として説明してきた構造に、圧電層を圧電効果で電圧駆動するのに必要な駆動用電極を追加して、送受信兼用素子としてもよい。
或いは、その他の実施形態に係る音響素子集積回路として図２７に例示するように、受信専用の単位セルと、受信専用の単位セルとは独立に配置された送信専用の単位セルを混在させて二次元アレイを構成してもよい。図２７においては、白抜き表示した受信用第（ｉ－１）列目の受信用セルＸ（i-1）,（j-1），Ｘ（i-1）,j，Ｘ（i-1）,（j+1），…と受信用第ｉ列目の受信用セルＸi,（j-1），Ｘi,j，Ｘi, ,（j+1），…の間に、グレイ表示した送信用第（ｉ－１）列目の送信用セルＹ（i-1）, (j-1)，Ｙ（i-1）,j，…が配列されている。受信用セルＸ（i-1）,（j-1），Ｘ（i-1）,j，Ｘ（i-1）,（j+1），…としては、第１～第５実施形態に係る音響素子のいずれかの構造が採用可能である。送信用セルＹ（i-1）, (j-1)，Ｙ（i-1）,j，…としては周知の圧電層を圧電効果で電圧駆動する駆動用電極を有する構造が採用可能である。
又、第１～第５実施形態に係る音響素子で説明したインピーダンス変換素子は例示に過ぎず、本発明の適用範囲を限定するものではない。例えば、図２８Ａに示すような半導体集積回路をインピーダンス変換素子２ｆとして備える音響素子でも構わない。即ち、その他の実施形態に係る音響素子として、図２８Ｄに示すような、圧電効果で非一様の電圧を発生する電圧発生部１ａと、電圧発生部１ａの特定の箇所（局所）の正方向及び負方向に振動する電位を制御電圧として入力して動作する「直交相補素子回路」を、インピーダンス変換素子２ｆとして備える場合を例示することもできる。なお、図２８Ａに示した「直交相補素子回路」をインピーダンス変換素子２ｆとして備える場合の回路構成は一例に過ぎず、図２８Ｄに例示した回路トポロジに限定されない。直交相補素子回路は主電流を規定する４つの端子を備える。この直交相補素子回路の４つの端子を接続する回路は任意であり、例えば、通常のＣＭＯＳインバータと同様な回路構成等、種々の回路構成が可能である。断面図の図示を省略しているが、図１８Ｂに示した断面図と同様に、図２８Ｄに示す電圧発生部１ａは、第１実施形態に係る音響素子と同様な振動体２２ａ１及び振動体２２ａ１の受信面（図１８Ｂに示した構造と同様に上側の主面）に接した固定電位電極２４ａを有するモノモルフ型構造をなしている。
図２８Ｄに示す電圧発生部１ａの固定電位電極２４ａの上には、第１～第５実施形態に係る音響素子の構造と同様に、エポキシ樹脂等の固定電位電極保護膜２３が設けられている。モノモルフ型構造の電圧発生部１ａは非一様の発生電圧の電圧分布を有するので、振動体２２ａ１の受信面に対向する（受信面の反対側の面となる）出力面の特定の箇所に、他の箇所より高い電圧を圧電効果で発生する。図２８Ｄのモデル表現における中央ゾーンＰ0、第１周辺ゾーンＰ1、……、第４周辺ゾーンＰ4は、例えば中央ゾーンＰ0を中心とし、中央ゾーンＰ0のパターンを囲むように、第１周辺ゾーンＰ1, 第２周辺ゾーンＰ2, 第３周辺ゾーンＰ3, 第４周辺ゾーンＰ4が同心六角環状に囲んだパターンである。
その他の実施形態に係るインピーダンス変換素子２ｆを構成する直交相補素子回路は、ｎチャネル絶縁ゲート型ＳＩＴである能動素子Ｑnと、ｐチャネル絶縁ゲート型ＳＩＴである能動素子Ｑpを、互いのチャネルを共通にし、且つ互いのチャネルのキャリア移動方向を直交させて、チャネル交差型の相補型ＭＩＳ集積回路を構成している。ｎチャネル能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａは、図２８Ｄに例示した回路構成では、出力抵抗Ｒoutを介して第１電源（ＧＮＤ）に接続され、ｎチャネル能動素子Ｑnの第２主電極領域１５ｂは、第１電源よりも高位の第２電源ＶDD1に接続されている。一方、ｐチャネル能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｒは、第１電源に出力抵抗Ｒoutを介して接続され、ｐチャネル能動素子Ｑpの第４主電極領域１５ｓが第１電源よりも低位の第３電源ＶDD2（＝－ＶDD1）に接続されている。直交相補素子回路を構成するｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpは、図１８Ｂ及び図１８Ｃに示した断面構造と同様に、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として位置する第１周辺ゾーンＰ0の電位を共通の制御電圧として動作する。即ち、インピーダンス変換素子２ｆとしての直交相補素子回路は、電圧発生部１ａの振動体２２ａ１に印加される超音波Φの圧力を、第１周辺ゾーンＰ0の電位として共通の十字重畳チャネルに入力し、インピーダンス変換した信号として出力するｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpを備える。そして、その他の実施形態に係る音響素子を構成する直交相補素子回路は、ｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpの出力信号を、音響素子の出力信号とする。
ｎチャネル能動素子Ｑnは、真性半導体領域（ｉ層）若しくは真性半導体に近い高比抵抗の半導体領域（ｎ――層、ｐ――層）からなる基体領域１４と、この基体領域１４の上部に互いに離間して配置された第２導電型（ｎ＋型）の半導体領域からなる第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂを有する。同様に、ｐチャネル能動素子Ｑpは、ｎチャネル能動素子Ｑnと共通の半導体領域からなる基体領域１４と、この基体領域１４の上部に互いに離間して配置された第１導電型（ｐ＋型）の半導体領域からなる第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓを有する。図２８Ａに示すように第１主電極領域１５ａから第２主電極領域１５ｂに向かうキャリア移動方向と、第３主電極領域１５ｒから第４主電極領域１５ｓに向かうキャリア移動方向は、互いに直交している。例えば、基体領域１４をＳｉとする場合、基体領域１４が不純物密度２×１０14ｃｍ-3程度のｎ―層であっても、対向する第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓから伸びる空乏層が互いにピンチオフする直前の状態にして基体領域１４をほぼ空乏化しておいてもよい。同様に、基体領域１４がｐ―層であっても、対向する第１主電極領域１５ａ及び第２主電極領域１５ｂから伸びる空乏層が互いにピンチオフする直前の状態にして基体領域１４をほぼ空乏化させておいてもよい。
ｎチャネル能動素子Ｑnを構成する第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域１４の上面と、ｐチャネル能動素子Ｑpを構成する第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓの間に位置する基体領域１４の上面は共通のＭＩＳ界面領域となっている。断面図の図示を省略しているが、ｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpのそれぞれは、図１８Ｂ等に示した断面構造と同様に、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間且つ第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓの間の共通のＭＩＳ界面領域に接し、基体領域１４よりも禁制帯幅の広い共通のゲート誘電体膜と、共通のゲート誘電体膜の上に設けられた共通の制御電極を備えた能動素子である。共通のゲート誘電体膜を有するｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpの場合は、過剰なゲート電圧による共通のゲート誘電体膜の絶縁破壊が問題となる。このため、図２８Ｄに示すように、ｎチャネル能動素子Ｑnとｐチャネル能動素子Ｑpの共通の制御電極と第２電源ＶDD1の間には、正電圧クランプダイオードＤknが接続され、共通の制御電極と第３電源ＶDD2の間には負電圧クランプダイオードＤkpが接続されている。正電圧クランプダイオードＤknと負電圧クランプダイオードＤkpを共通の制御電極に接続することにより、共通のゲート誘電体膜に過剰なゲート電圧が印加されないように構成されている。なお、第１実施形態に係る音響素子の構造と同様に、共通のゲート誘電体膜や共通の制御電極を用いず、振動体２２ａ１の出力面から突出した柱状の端部に共通のＭＩＳ界面領域をヘテロ接合してもよい。
十字重畳チャネルを構成している基体領域の周辺には、素子分離絶縁膜がｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpの活性領域の敷地を定義するように額縁状に設けられている。素子分離絶縁膜で囲まれた活性領域のパターンの内部には、基体領域の上面の敷地（領域）が定義され、素子分離絶縁膜で囲まれた活性領域の上面（表面）近傍の上部に、第１主電極領域１５ａ、第２主電極領域１５ｂ、第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓが四角形を構成するように配置されている。図２８Ａの中央に、二点鎖線で正六角形の電位伝達ゾーンの範囲を示したが、振動体２２ａ１の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンに対して、ｎチャネル能動素子Ｑnのｎ型チャネルは、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に挟まれた矩形の領域の表面近傍に形成される。振動体２２ａ１の出力面側の凸部は、図２８Ａに二点鎖線で示したような、正六角柱状の凸部である。図１８Ｂ等に示した断面構造と同様に、振動体２２ａ１の出力面側の中央部に設けられた凸部の周りには、平行トーラス型の振動空洞２１ａ１が、凸部を囲むように中心対称に設けられている。振動空洞２１ａ１を構成する平行トーラスは、平面パターンが六角形となるトポロジである。凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンに対して、ｐチャネル能動素子Ｑpのｐ型チャネルが、第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間に挟まれた、ｎチャネル能動素子Ｑnと共通の矩形の領域の表面近傍に形成される。
活性領域の敷地の内部において、ｎチャネル能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間のｎ型チャネルに発生する、電子の移動に対する電位障壁の高さが、図２８Ｂに示すように振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位を用いた静電誘導効果で制御される。図２８Ｂの破線で示した馬の鞍状の双曲放物面（２次曲面）は、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位ＶG＝０場合の伝導帯の端部（底）の電位分布を示す。第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間に構成されるｐ-ｉ-ｐフック構造がなす下向凸の電位分布と、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に構成されるｎ-ｉ-ｎフック構造がなす上向凸の電位分布が十字型に重畳されて交差曲面を構成している。図２８Ｂに示された交差曲面がなす２次曲面の停留点である鞍部点（saddle point）が、電子に対する電位障壁の高さとして定義される。鞍部点は、ｎチャネル能動素子Ｑnのｎ-ｉ-ｎフック構造の方向で見れば極大値だが、ｐチャネル能動素子Ｑpのｐ-ｉ-ｐフック構造の方向で見れば極小値となる点である。図２８Ｂの実線で示した鞍状２次曲面は、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位ＶG＞０側に振動する場合の伝導帯の端部（底）の電位分布を示す。電位ＶG＞０側に振動すれば、ｐ-ｉ-ｐフック構造とｎ-ｉ-ｎフック構造の交差曲面での鞍部点の電位が静電誘導効果で下がる。よって、図２８Ｂに示した電位障壁を超えるエネルギを有したフェルミディラック分布で決まる電子が、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間を流れる。この結果、電位ＶG＜０に依存して振動する電位障壁の高さによって変化する電流Ｉnが図２８Ｄに示した出力抵抗Ｒout中を流れる。
同様に、活性領域の敷地の内部において、ｐチャネル能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間のｐ型チャネルに発生する、正孔の移動に対する電位障壁の高さが、図２８Ｃに示すように振動体２２ａ１の電位伝達ゾーンの電位を用いた静電誘導効果で制御される。図２８Ｃの破線で示した鞍状２次曲面は、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位ＶG＝０場合の価電子帯の端部（天井）の電位分布を示す。第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間に構成されるｐ-ｉ-ｐフック構造がなす下向凸の電位分布と、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に構成されるｎ-ｉ-ｎフック構造がなす上向凸の電位分布が十字型に重畳されて交差曲面を構成している。図２８Ｃの交差曲面がなす2次曲面の停留点である鞍部点が、正孔に対する電位障壁の高さとして定義される。ｐ-ｉ-ｐフック構造の「谷」となるポイントが、ｎ-ｉ-ｎフック構造の稜線からみると最も標高が高い「頂」になっている。
図２８Ｃの実線で示した鞍状２次曲面は、電圧発生部１ａの中央ゾーンＰ0の電位ＶG＜０側に振動する場合の価電子帯の端部の電位分布を示す。図２８Ｂに示す電子に対する電位障壁の高さを測る方向と、図２８Ｃに示す正孔に対する電位障壁の高さを測る方向は逆である。電位ＶG＜０側に振動する場合は、ｐ-ｉ-ｐフック構造とｎ-ｉ-ｎフック構造の交差曲面がなす鞍部点で定義される正孔に対する電位障壁の高さが静電誘導効果で減少する。よって、図２８Ｃに示した電位障壁を超えるエネルギを有したフェルミディラック分布で決まる正孔が、第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間を流れる。この結果、電位ＶG＞０に依存して振動する電位障壁の高さによって変化する電流Ｉpが図２８Ｄに示した出力抵抗Ｒout中を流れる。
既に、図４Ｃ等を用いて説明したとおり、固定電位電極２４ａを接地電位（ＧＮＤ）に接続した場合は、電圧発生部１ａの中央電圧Ｖp0 ，第１周辺電圧Ｖp1， 第２周辺電圧Ｖp2 ，第３周辺電圧Ｖp3及び第４周辺電圧Ｖp4は、それぞれ０Ｖを中心に正方向と負方向に振動する振動波形となる。図２８Ｄに例示したように、ｎチャネル能動素子Ｑnとｐチャネル能動素子Ｑpの共通の制御電極は電位発生箇所Ｐ0に接続されているので、ｎチャネル能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に定義されるｎ型チャネルに発生する、キャリア（電子）の移動を制御する電位障壁の高さが正方向と負方向に振動する電位による静電誘導効果で制御される。又、共通の制御電極が電位発生箇所Ｐ0に接続されているので、同時にｐチャネル能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間に定義される、ｎ型チャネルとは直交する方向のｐ型チャネルに発生する、キャリア（正孔）の移動を制御する電位障壁の高さも、正方向と負方向に振動する電位による静電誘導効果で制御される。
図１８Ｂ等に示した断面構造と同様に、第１主電極領域１５ａ、第２主電極領域１５ｂ、第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓの上には層間絶縁膜が設けられている。層間絶縁膜に開孔されたコンタクトホールを介して、第１主電極領域１５ａには第１主電極配線２５ａが、第２主電極領域１５ｂには第２主電極配線２５ｂが接続されている。層間絶縁膜に開孔されたコンタクトホールを介して、第３主電極領域１５ｒには第３主電極配線２５ｒが、第４主電極領域１５ｓには第４主電極配線２５ｓが接続されている。更に、図１８Ｂ等に示した断面構造と同様に、共通の制御電極の上には導電体からなる共通の入力信号配線が設けられているが、図２８Ａでは図示が省略されている。図２８Ｄの等価回路表現で示した正電圧クランプダイオードＤknに対応して、ｐ＋型のアノード領域とｎ型のカソード領域からなるｐ-ｎ接合ダイオードが配置されている。同様に、図２８Ｄの負電圧クランプダイオードＤkpに対応して、ｐ＋型のアノード領域とｎ型のカソード領域からなるｐ-ｎ接合ダイオードが配置されている。
図２９に示す直交相補素子回路のｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpは、真性半導体領域（ｉ層）若しくは真性半導体に近い高比抵抗の半導体領域（ｎ――層、ｐ――層）からなる共通の基体領域を用いている点では、図２８Ａに示した直交相補素子回路と同様である。しかし、図２９に示す直交相補素子回路は、第１導電型（ｐ型）の第１ベース領域９１と、第１ベース領域９１から離間して配置された第２導電型（ｎ型）の第２ベース領域９２を、それぞれ共通の基体領域の上部に埋め込んでいる。そして、図２９に示す直交相補素子回路のｎチャネル能動素子Ｑnの第２導電型（ｎ＋型）の第１主電極領域１５ａは、第１ベース領域９１の内部の上部に埋め込まれている。同様に、図２９に示す直交相補素子回路のｐチャネル能動素子Ｑpの第１導電型（ｐ＋型）の第３主電極領域１５ｒは、第２ベース領域９２の内部の上部に埋め込まれている。そして、基体領域の上部に第１主電極領域１５ａから離間して第２導電型（ｎ＋型）の第２主電極領域１５ｂを、第３主電極領域１５ｒから離間して第１導電型（ｐ＋型）の第４主電極領域１５ｓを配置している。図２９に示す平面レイアウトでは、第１主電極領域１５ａから第１ベース領域９１を経由して第２主電極領域１５ｂに向かうキャリア移動方向と、第３主電極領域１５ｒから第２ベース領域９２を経由して第４主電極領域１５ｓに向かうキャリア移動方向は、互いに直交している。
図２９に示す直交相補素子回路においては、ｎチャネル能動素子Ｑnの第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間の第１主電極領域１５ａの直前の第１ベース領域９１に電子の移動に対する電位障壁が生成される。第１ベース領域９１を設けてｎ-ｐ-ｉ-ｎフック構造とすることにより電子の移動に対する電位障壁が図２８Ａに示した構造の場合より高くなり、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間を高耐圧化できる。同様に、ｐチャネル能動素子Ｑpの第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間の第３主電極領域１５ｒの直前の第２ベース領域９２には、正孔の移動に対する電位障壁が生成される。第２ベース領域９２を設けてｐ-ｎ-ｉ-ｐフック構造とすることにより正孔の移動に対する電位障壁が図２８Ａに示した構造の場合より高くなり、第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間を高耐圧化できる。
ｎチャネル能動素子Ｑnを構成する第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に位置する基体領域の上面と、ｐチャネル能動素子Ｑpを構成する第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓの間に位置する基体領域の上面は共通のＭＩＳ界面領域となっている。断面図の図示を省略しているが、ｎチャネル能動素子Ｑn及びｐチャネル能動素子Ｑpのそれぞれは、図１８Ｂ等に示した断面構造と同様に、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間且つ第３主電極領域１５ｒ及び第４主電極領域１５ｓの間の共通のＭＩＳ界面領域に接し、基体領域よりも禁制帯幅の広い共通のゲート誘電体膜と、共通のゲート誘電体膜の上に設けられた共通の制御電極を備えた能動素子である。図２９の中央に、二点鎖線で振動体の出力面側の凸部として定義される六角形の電位伝達ゾーンを示したが、共通の制御電極のパターンは二点鎖線の領域と一致していない。共通の制御電極は電位障壁が形成される第１ベース領域９１及び第２ベース領域９２の上方を、少なくとも覆うような平面パターンで形成される。
そして、第１主電極領域１５ａの直前の第１ベース領域９１に生成される電子の移動に対する電位障壁の高さが電位伝達ゾーンに電気的に接続された共通の制御電極の電位による静電誘導効果で制御される。同様に、第３主電極領域１５ｒの直前の第２ベース領域９２に生成される正孔の移動に対する電位障壁の高さが、共通の制御電極の電位による静電誘導効果で制御される。図２８Ｂ及び図２８Ｃに示した２次曲面と同様に、第３主電極領域１５ｒと第４主電極領域１５ｓの間に構成されるｐ-ｎ-ｉ-ｐフック構造の下向凸の電位分布と、第１主電極領域１５ａと第２主電極領域１５ｂの間に構成されるｎ-ｐ-ｉ-ｎフック構造の上向凸の電位分布が十字型に重畳された交差曲面が鞍の形状を構成する。
即ち、図２８Ｂ及び図２８Ｃに示した形状と類似した交差曲面がなす２次曲面の停留点である鞍部点が、図２９に示した直交相補素子回路の電子及び正孔に対する電位障壁の高さとして定義される。図２９に示すレイアウトの場合は、鞍部点の位置は、図２８Ｂ及び図２８Ｃに示した形状とは異なり非対称の位置になる。鞍部点は、ｎチャネル能動素子Ｑnのｎ-ｐ-ｉ-ｎフック構造の方向で見れば極大値となる第１ベース領域９１の近傍の点となるが、ｐチャネル能動素子Ｑpのｐ-ｎ-ｉ-ｐフック構造の方向で見れば極小値となる第２ベース領域９２の近傍の点である。電位ＶG＞０側に振動すれば、ｐ-ｎ-ｉ-ｐフック構造とｎ-ｐ-ｉ-ｎフック構造の交差曲面での鞍部点の電位が静電誘導効果で下がる。よって、電位障壁を超えるエネルギを有したフェルミディラック分布で決まる電子が、第１主電極領域１５ａから第１ベース領域９１を経由して第２主電極領域１５ｂの間を流れ、電位ＶG＜０に依存して振動する電位障壁の高さによって変化する電流が流れる。
電子に対する電位障壁の高さを測る方向と、正孔に対する電位障壁の高さを測る方向は逆である。電位ＶG＜０側に振動する場合は、ｐ-ｎ-ｉ-ｐフック構造とｎ-ｐ-ｉ-ｎフック構造の交差曲面がなす鞍部点で定義される正孔に対する電位障壁の高さが静電誘導効果で減少する。よって、電位障壁を超えるエネルギを有したフェルミディラック分布で決まる正孔が、第３主電極領域１５ｒから第２ベース領域９２を経由して第４主電極領域１５ｓの間を流れ、電位ＶG＞０に依存して振動する電位障壁の高さによって変化する電流が流れる。
既に説明したとおり、電圧発生部は、応力集中箇所を生成可能な応力場としての連続した振動体の構造が構成され、且つ電位伝達ゾーンとして用いる振動体の応力集中箇所に、少なくとも圧電体が設けられた構造であればよい。上記の第１～第５実施形態に係る音響素子の説明では、振動体の全体を圧電体で構成する場合を例示的に説明したが、応力集中箇所となる一部である中央凸部のみを圧電体で構成し残余の平板状の部分を非圧電体で構成してもよい。或いは、応力集中箇所として機能する中央凸部のみを強誘電体で構成し残余の平板状の部分を、焦電体（極性結晶）、強誘電体又は焦電体ではない通常の圧電体又は非圧電体で構成してもよい。更に、応力集中箇所となる中央凸部のみを焦電体（極性結晶）で構成し、残余の平板状の部分を、極性の弱い圧電体又は非圧電体で構成してもよい。なお、応力集中箇所は、応力分布強化構造に依存するので、中央凸部のみが応力集中箇所ではないことに留意が必要である。又、応力集中箇所が複数箇所に存在し、複数箇所を電位伝達ゾーンとする場合は、複数の電位伝達ゾーンに対応する場所に、少なくとも圧電体を配置した構造であればよい。
図３０の上段の破線は、焦電体であるＡｌＮを振動体の全部に用いた平行トーラス型の場合の中央電圧Ｖp0 の感度曲線で、下段の破線は、強誘電体であるＰＺＴを振動体の全部に用いた平行トーラス型の場合の中央電圧Ｖp0 の感度曲線を示す。いずれも直径Ｄに対する中央凸部の高さＨのアスペクト比Ｈ／Ｄ＝１の場合である。即ち、上段の破線は、平行トーラスの中央に位置する柱（凸部）の直径Ｄ＝１．２μｍとし、平板状のメンブレン部の厚さｔ22a1＝１．２μｍとした、ＡｌＮ/ＡｌＮ一様構造の場合の電圧感度の周波数依存性を示す。ＡｌＮ/ＡｌＮ一様構造の場合は、ピーク周波数７．１ＭＨｚの感度曲線となり、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が４７．５４μＶ／Ｐａ程度である。一方、図３０の上段側に示した実線は、中央の柱（凸部）のみを直径Ｄ＝１．２μｍの焦電体ＡｌＮとし、平板状のメンブレン部を厚さｔ22a1＝１．２μｍのＳｉ3Ｎ4膜としたＳｉ3Ｎ4/ＡｌＮ複合構造の場合の電圧感度の周波数依存性を示す。Ｓｉ3Ｎ4/ＡｌＮ複合構造もアスペクト比Ｈ／Ｄ＝１としている。
Ｓｉ3Ｎ4膜はα相が三方晶系でβ相が六方晶系であるので、結晶群の性質からは圧電性を有する誘電体膜とされている。しかし、Ｓｉ3Ｎ4膜の圧電性は成膜方法に依存し、例えばレーザ励起ＣＶＤ(ＬＩＣＶＤ)法の場合は圧電性を示すが、多くの場合、Ｓｉ3Ｎ4膜の圧電性は小さい。図３０に結果を示したシミュレーションではＳｉ3Ｎ4膜の圧電性は無視している。Ｓｉ3Ｎ4/ＡｌＮ複合構造の場合は、ピーク周波数７．１ＭＨｚの感度曲線となる。Ｓｉ3Ｎ4/ＡｌＮ複合構造の場合は、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が７７．５μＶ／Ｐａ程度になり、電圧感度が約１．６倍に増大することが分かる。Ｓｉ3Ｎ4膜の横方向圧電効果がＡｌＮの縦方向圧電効果に加算されていると考えられる。
図３０の下段の破線は、平行トーラスの中央に位置する柱（凸部）を直径Ｄ＝２．４μｍとし、中央凸部以外の振動体の平板状のメンブレン部を厚さｔ22a1＝２．４μｍとした、ＰＺＴ/ＰＺＴ一様構造の場合の電圧感度の周波数依存性を示す。上段側に破線で示したＡｌＮ／ＡｌＮ一様構造に比し、下段の破線は中央の柱（凸部）の直径Ｄが太いので、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が２６．６μＶ／Ｐａ程度で、ＡｌＮ／ＡｌＮ一様構造に比し低くなっている。更に、図３０では縦軸を電圧感度としているので、ＡｌＮとＰＺＴの比誘電率の差が、最大電圧感度の減少に影響していると考えられる。ＰＺＴ/ＰＺＴ一様構造の場合のピーク周波数７．１ＭＨｚで、ＡｌＮ／ＡｌＮ一様構造のピーク周波数とほぼ同一である。一方、下段の実線は、中央の柱（凸部）のみを、直径Ｄ＝１．８μｍのＰＺＴとし、平板状のメンブレン部を厚さｔ22a1＝１．２μｍのＳｉ3Ｎ4膜としたＳｉ3Ｎ4/ＰＺＴ複合構造の場合の電圧感度の周波数依存性を示す。Ｓｉ3Ｎ4/ＰＺＴ複合構造もアスペクト比Ｈ／Ｄ＝１としている。Ｓｉ3Ｎ4/ＰＺＴ複合構造の場合は、中央の柱（凸部）の直径ＤをＰＺＴ/ＰＺＴ一様構造の場合に比し細くしても、中央電圧Ｖp0 の最大電圧感度が２０．５μＶ／Ｐａ程度であり、電圧感度が約０．７７倍に減少することが分かる。Ｓｉ3Ｎ4/ＰＺＴ複合構造の場合は、ピーク周波数が６．８ＭＨｚと少し低周波側にシフトしている。Ｓｉ3Ｎ4/ＰＺＴ複合構造の場合は、Ｓｉ3Ｎ4膜の横方向圧電効果がＰＺＴの縦方向圧電効果を減らす方向に寄与していると考えられるが、平板状のＳｉ3Ｎ4膜を用いた複合構造であっても振動体が構成できることが分かる。
振動体の全体をＰＺＴで構成する場合でも、混晶であるＰＺＴのジルコン酸鉛（ＰｂＺｒＯ3）の組成を、振動体の構成位置によって変化させ、ＰＺＴの圧電定数を場所毎に分布を持たせ、応力集中箇所の圧電効果を高くして非一様な圧電効果を有する振動体を構成してもよい。或いはＰＺＴ－４，ＰＺＴ－５，ＰＺＴ－５Ａ，ＰＺＴ－５Ｈ，ＰＺＴ－８等を場所毎に使い分け、例えば、ＰＺＴ－５Ｈを応力集中箇所に用いるようにしてもよい。ＰＺＴのジルコン酸鉛の組成を、厚さ方向に沿って変化させるのは、ＣＶＤの途中で原料ガスの流量を変化させる等により可能である。
なお、図１８Ｃに示すような第２実施形態の変形例に係る音響素子の構造において、中央凸部をＡｌＮで構成する場合は、中央凸部をＰＺＴで構成した場合に比して中央凸部側の容量が小さくなる。図３Ａに示す等価回路から分かるように、ＭＩＳトランジスタを駆動するゲート電圧は、中央凸部側の容量Ｃdと、図３Ａの下段に示したＭＩＳトランジスタのゲート容量の容量比に依存する。よって、図３０に示した感度曲線の効果とあいまって、第２実施形態の変形例に係る音響素子等の構造においては、中央凸部をＡｌＮで構成する場合の方が、中央凸部をＰＺＴで構成する場合に比して有利となる。
上記においてその一部を、その他の実施の形態として例示したとおり、本発明は、第１～第５実施形態の説明に限定されることなく、種々の変更が可能であり、それらも本発明の技術的範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
１ａ，１ｂ，１ｃ…電圧発生部、２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ…インピーダンス変換素子、１１sa1，１１sa2…シリコン基板、１３…ゲート誘電体膜、１３ｈ…バッファ層、１３ｎ…第１ゲート誘電体膜、１３ｐ…第２ゲート誘電体膜、１４，５１，６１…基体領域、１５ａ…第１主電極領域、１５ｂ…第２主電極領域、１５ｃ…第４主電極領域、１５ｄ…第３主電極領域、１６…素子分離絶縁膜、１７…層間絶縁膜（第１層間絶縁膜）、１７ｃ…チャネル保護絶縁膜、１７ｐ…第１絶縁膜、１９，１９ｃ…空洞内壁保護膜、１ａ，１ｂ，１ｃ…電圧発生部、２１ａ１，２１ａ２，２１ｅ，２１ｆ…振動空洞、２２ａ１，２２ａ２，２２ｄ，２２ｅ，２２ｅ２，２２ｆ…振動体（少なくとも一部が圧電層である。）、２３…固定電位電極保護膜、２４，２４ａ，２４ｅ…固定電位電極、２５ａ…第１主電極配線、２５ｂ…第２主電極配線、２５ｃ…出力信号配線、２５ｄ…第３主電極配線、２７…犠牲層、２７ｐ…犠牲層用材料層、２８…液導入孔、２９，２９pil…接続プラグ、３１…直接接合用絶縁膜、３１ｐ…第２絶縁膜、３５…第２電源側ダイオード配線、３６…第１電源側ダイオード配線、３７，６４…制御電極、３７ｎ…第１制御電極、３７ｐ…第２制御電極、３８，６５…入力信号配線、３８ｎ…第１ゲート接続プラグ、３８ｐ…第２ゲート接続プラグ、３８ｐ…第２導電体膜、３９，４６…第１入力信号配線、４１，４３…カソード領域、４１ａ…第１コンタクトプラグ、４１ｂ…第２コンタクトプラグ、４１ｃ…第３コンタクトプラグ、４２，４４…アノード領域、４５，４７…第２入力信号配線、４８…接続ランド、５２…ウェル領域、５３…第２層間絶縁膜、６２…補助制御電極領域、６３…表面制御電極領域、８１…増幅器、９１…第１ベース領域、９２…第２ベース領域

Claims (6)

  1. 振動空洞を挟んで対向配置された振動体とインピーダンス変換素子とを有し、
    前記振動体には、超音波の受信面に接して固定電位電極が配置され、
    前記振動体の応力集中箇所に対応する特定の局所には、前記振動体の前記受信面に対向する出力面に、前記インピーダンス変換素子に向かって凸部が設けられ、前記凸部は、前記振動体の一部であり、
    前記振動体は、少なくとも凸部が圧電体により構成され、
    前記凸部の先端は、前記インピーダンス変換素子に対して直接、または、バッファ層を介して、または、導電体を介して接合されており、
    前記インピーダンス変換素子は、半導体層と金属層とを含み、前記インピーダンス変換素子の前記凸部の先端と接合されている部分は、前記凸部の先端に対して、ヘテロ接合、ダブルヘテロ接合、および、オーミック接触のいずれかにより接合されおり、
    前記振動体の前記凸部は、前記インピーダンス変換素子への電位伝達ゾーンであり、前記インピーダンス変換素子は、前記電位伝達ゾーンの電位を制御電圧として動作し、前記振動体に印加される超音波の圧力を、前記インピーダンス変換素子の出力信号として出力することを特徴とする音響素子。
  2. 前記インピーダンス変換素子は、
    第１導電型の半導体領域からなる基体領域と、
    該基体領域の上部に互いに離間して配置された第２導電型の半導体領域からなる第１及び第２主電極領域とを有し、
    前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間に位置する前記基体領域の上面に前記振動体の前記凸部が接合され、前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間のチャネルに発生する電位障壁の高さを、前記振動体の前記凸部の電位で制御することを特徴とする請求項１に記載の音響素子。
  3. 前記インピーダンス変換素子は、
    第１導電型の半導体領域からなる基体領域と、
    該基体領域の上部に互いに離間して配置された第２導電型の半導体領域からなる第１及び第２主電極領域と、
    前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間に位置する前記基体領域の上面に接し、前記基体領域よりも禁制帯幅の広いゲート誘電体膜と、
    前記ゲート誘電体膜の上に設けられた制御電極とを備え、
    前記制御電極は、前記振動体の前記凸部に前記導電体を介して接合され、前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間のチャネルに発生する電位障壁の高さを、前記電位伝達ゾーンの電位で制御する制御電極と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の音響素子。
  4. 前記インピーダンス変換素子は、
    第１導電型の半導体領域からなる基体領域と、
    該基体領域に互いに離間して配置され、前記基体領域よりも高不純物密度の第１導電型の半導体領域からなる第１及び第２主電極領域と
    前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間に位置する前記基体領域の上部に、前記基体領域とｐ－ｎ接合を形成するように設けられた第２導電型の半導体領域からなる表面制御電極領域と、
    前記表面制御電極領域の下方に前記基体領域を挟んで対向し、該挟まれた前記第１主電極領域と前記第２主電極領域の間にチャネル領域を定義するように設けられた第２導電型の半導体領域からなる補助制御電極領域と、
    前記表面制御電極領域に搭載されている制御電極と、
    前記制御電極の上に配置された信号配線とを備え、
    前記信号配線には、前記振動体の前記凸部が前記導電体を介して接続され、前記チャネル領域に発生する電位障壁の高さを、前記振動体の前記凸部の電位で制御する制御電極と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の音響素子。
  5. 前記インピーダンス変換素子は、ＣＭＯＳインバータであり、該ＣＭＯＳインバータの入力電極が、前記振動体の前記凸部に接続されることにより、前記ＣＭＯＳインバータを構成するｐ型能動素子とｎ型能動素子のそれぞれのチャネルに発生する電位障壁の高さが、前記振動体の前記凸部の電位で制御されることを特徴とする請求項１に記載の音響素子。
  6. 前記インピーダンス変換素子は、半導体集積回路であり、
    前記振動体には、前記凸部が複数個所に設けられ、前記振動体の複数の前記凸部の個別の電位が、前記半導体集積回路に含まれる複数の能動素子の独立した制御電圧として、それぞれ独立して伝達され、前記複数の能動素子が個別に制御されることを特徴とする請求項１に記載の音響素子。
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