JP7453585B2 - 半導体光変調器 - Google Patents

Description

本開示は、電気信号で光信号を変調する超高速な半導体光変調器に関する。

増大する通信トラフィック需要に対応するために、高度な光変調方式に対応した高速な光変調器が求められている。特にデジタルコヒーレント技術を用いた多値光変調器は、１００Ｇｂｐｓを超える大容量トランシーバの実現に大きな役割を果たしている。

これら多値光変調器では光の振幅及び位相にそれぞれ独立の情報を付加させるべく、マッハツェンダ干渉型のゼロチャープ駆動が可能な光変調器（以下ＭＺＭ）が並列多段に内蔵されている。

近年、光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっており、小型で低駆動電圧化が可能な半導体ＭＺ光変調器の研究開発が精力的に進められている。 さらに、半導体ＭＺ光変調器の研究開発においては、６４ＧＢａｕｄや１００ＧＢａｕｄといった高ボーレート化対応の動きが加速しており、光変調器の広帯域化が求められている。その中で、光変調器のみでの特性改善だけでなく、ドライバと光変調器を１つのパッケージ内に集積し、ドライバと光変調器の協調設計をすることで高周波特性を改善し、小型化を実現することを目指したHigh Bandwidth Coherent Driver Modulator（ＨＢ－ＣＤＭ）の研究・開発が加速している。（非特許文献１）

このＨＢ－ＣＤＭの構成においては、光変調器を差動駆動のドライバと集積することから、変調器自体も差動駆動をベースとした構成であることが望ましい。ＨＢ－ＣＤＭの構成では、ドライバと変調器を集積するため、変調器のみならずドライバを含めた設計が非常に重要となる。特にＨＢ－ＣＤＭでは、低消費電力化を図るためにオープンコレクタ型（もしくはオープンドレイン型）のドライバが使用されている。（非特許文献１、非特許文献２）

オープンコレクタ型ドライバ（もしくはオープンドレイン型）では、出力端が開放端となっているため、万が一光変調器の高周波線路がうまく終端されておらず、高周波線路を伝って変調電気信号が戻ってくると、ドライバと終端抵抗間で共振が発生して変調帯域の劣化や高周波特性に周期的なうねりが発生してしまい、信号品質の劣化を招いてしまう。そのため近年では、光変調器の変調電極のインピーダンスとドライバや終端抵抗のインピーダンスとの間のインピーダンス整合の重要度が非常に増している。

またＩＱ（In-phase Quadrature）光変調器の構成において、光変調器のＲＦ線路長がＩＱ間で異なると、高周波特性において、ＩＱ間で異なる周期のうねりが発生し、ＩＱ間で高周波特性が異なるなど、ばらつく要因となる。また、６４ＧＢａｕｄや１００Ｇｂａｕｄといった高ボーレートを実現するためには、広帯域な周波数範囲（６４Ｇｂａｕｄだと４０ＧＨｚ程度、１００ＧＢａｕｄだと６０ＧＨｚ程度）において、全域でインピーダンス整合をとった上で、高精度に終端する必要がある。このように高ボーレート化が求められている現在においては、終端抵抗を最適化し、広帯域においてＩＱ間で構造の違いなく、インピーダンス不整合の影響を抑圧する手法が求められている。

図１には、従来の半導体マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）の一例を示す。（特許文献１）
図１の従来の半導体マッハツェンダ変調器１００では、左下の入力光導波路１０１ａからの入力光は、分波側の１×２ＭＭＩカプラ１０２で２つのアーム光導波路１０１に分岐される。分岐された光信号は、それぞれ図の左端から入力される差動変調電気信号ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡ（図の電気信号の記号の上付き線は、「／」で略記して逆極性の信号を表す）で駆動される２列の容量装荷構造（差動線路の電極本体から周期的に突き出したＴ型と逆Ｔ型の横棒電極部分が、アーム光導波路の上に配置され、向き合った構造）の進行波型電極１２１の下を通り、光位相変調される。

それぞれ光位相変調されたアーム光信号は、合波側の２×１ＭＭＩ（多モード干渉）カプラ１０３で合波干渉され、右端中央の光導波路より出力される。２×１ＭＭＩカプラ１０３の出力側には、マルチモード干渉カプラの高次モード光を放射させるための高次モード光放射手段として、干渉光が出力される中央の光導波路を挟んで上下２つの土手パターン１１０が設けられている。

差動変調電気信号ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡが通過する２列１組の差動高周波線路１２０の電極線路１２２、１２３は、２×１ＭＭＩカプラ１０３の上を通り、右上に曲げられて抜けて５０Ω終端抵抗にてオフチップで終端される。

差動変調電気信号ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡを伝送する右上に曲げた差動高周波線路１２０において、電極線路１２２、１２３の内側と外側の曲率の差により、差動対を形成する２つの電極線路間の線路長に差分が生じるため、差動信号の特性が劣化し、ノイズが生成、高周波特性の劣化につながる恐れがある。

図２には、従来のＩＱ光変調器の例を示す（特許文献２）。詳細は略すが、図２の左下の入力光導波路１０からの光入力がカプラ１１で分岐されて右端の出力光導波路４７における光出力に至るＩＱ二系統の光経路には、図１と同様なＭＺＭの光導波路が２つ設けられている。図２の従来のＩＱ光変調器では、左端のＩ、／Ｉ、Ｑ、／Ｑの変調電気信号で駆動される変調電極（２０，２１，２２，２３）を、丸で囲んで示すようにチップ下端側でオフチップ終端とするため、変調電極の部分に曲げ部が設けられている。この変調電極の曲げ部によりチップサイズが大きくなるとともに、ＩＱ間で電極長さが異なる原因となり、ＩＱ光変調器の高周波特性においてＩＱ間で異なる周期のうねりが発生してしまう。

特開２０１９－１９４６３７号公報 特開２０１９－４５６６６号公報

J.Ozaki, et al.,"Ultra-low Power Dissipation (<2.4 W) Coherent InP Modulator Module with CMOS Driver IC", Mo3C.2, ECOC, 2018 N.Wolf, et al., "Electro-Optical Co-Design to Minimize Power Consumption of a 32 GBd Optical IQ-Transmitter Using InP MZ-Modulators", CSICS, 2015

高ボーレートで超高速動作する光変調器を実現するためには、変調電気信号の広帯域な周波数範囲において、全域でインピーダンス整合をとった上で、高精度に終端する必要がある。このように高ボーレート化が求められている現在においては、差動高周波線路において、特性劣化に繋がる恐れのある曲げを極力なくし、かつ終端抵抗の構造を最適化し、広帯域においてＩＱ間で構造の違いなく、インピーダンス不整合の影響を抑圧する構造が必要となる。

本発明は、超高速動作する光変調器において、光変調器の変調用の高周波線路を広帯域に渡り高精度に終端でき、オープンコレクタ型ドライバを接続した際の周期的なうねりを抑圧できる小型な終端抵抗構造を提供する。また、わずかな周期的なうねりが発生した場合には、ＩＱ間で同一の周期となるような構造とする。

本発明の一側面である半導体光変調器は、光導波路と並行に配置され、高周波変調信号を伝送するための差動線路を有する高周波線路と、高周波線路と連続して同一方向に形成された接続用パッドと、接続用パッドからの高周波変調信号を差動終端するための２つの長方形の抵抗体を有する終端抵抗とを備える。高周波線路、接続用パッド、および終端抵抗が直線状に配置されて、高周波線路がオンチップで終端されている。終端抵抗の接続用パッドの反対側はショートされている。

以上説明したように本発明の一側面によれば、光変調器の高周波線路を広帯域に渡り高精度に終端し、かつ小型な終端抵抗を備え、超広帯域な半導体光変調器を実現できる。本光変調器と、例えばオープンコレクタ型ドライバを接続した際には、高周波特性の周期的なうねりは抑圧でき、また、高周波特性にわずかな周期的なうねりが発生した場合でも、ＩＱ間で同一の周期となるようにできる。

従来の半導体マッハツェンダ変調器の例を示す図である。 従来のＩＱ光変調器の例を示す図である。 本発明の実施形態の半導体光変調器の構造を示す図である。 本発明の実施形態の半導体光変調器を終端構造部の構造を拡大した平面図である。 本発明の実施形態の半導体光変調器を終端構造部の構造を拡大した平面図である （Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は図５の半導体光変調器の終端構造部の各部の断面図である。 本発明の実施形態２のＩＱ光変調器の平面図である。 本発明の実施形態２のＩＱ光変調器の平面図である。 本発明の実施形態２のＩＱ光変調器の平面図である。 本発明の実施形態２のＩＱ光変調器のドライバＩＣとの接続イメージを示す平面図である。 本発明の実施形態の半導体光変調器の反射率の周波数特性を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。

（実施形態１）
図３に、本発明の実施形態１の半導体光変調器の平面図を示す。

図３の実施形態１では、光半導体の一例として、ＩｎＰ基板上に作製されたＩｎＰマッハツェンダ変調器について説明する。広帯域／高ボーレート動作を実現するＩｎＰマッハツェンダ変調器では、半絶縁性（ＳＩ）－ＩｎＰ基板を用いることが知られているため、本実施例ではＳＩ－ＩｎＰ基板を用いた場合について説明する。

図３は、本発明の実施形態１のＩｎＰマッハツェンダ変調器の基板を、上面から見た場合の平面図を表している。図３のＩｎＰマッハツェンダ変調器は、光入力のための入力光導波路１０１ａと、入力光導波路１０１ａに接続された１×２ＭＭＩカプラ１０２と、１×２ＭＭＩカプラ１０２に接続された２つのアーム光導波路と、２つのアーム光導波路に接続された２×１ＭＭＩカプラ１０３とを備える。２×１ＭＭＩカプラ１０３の２つのアーム光導波路と反対側は、光出力のための出力導波路と接続されている。また、２×１ＭＭＩカプラ１０３は、出力導波路の上下に（両側に）、高次モード放射用の土手パターン１１０ａ、１１０ｂが形成されている。また、図３のＩｎＰマッハツェンダ変調器は、差動高周波線路を構成する、進行波型電極３００ａ、３００ｂ、およびＧｏｕｎｄ電極３００ｃ、３００ｄを備える。進行波型電極３００ａ、３００ｂは、周期的に突き出したＴ型と逆Ｔ型の横棒電極部分１２１を備える。横棒電極部分１２１は、２つのアーム光導波路上に配置されている。差動変調電気信号ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡは進行波型電極３００ａ、３００ｂの左側から入力される。

実施形態１のＩｎＰマッハツェンダ変調器では、光導波路の構造は図１の従来のマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）と基本的に同様であるが、基板面上に設けられる差動変調電気信号（高周波変調信号Ｓｉｇｎａｌ：ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡ）で駆動される２列の進行波型電極３００ａ、３００ｂは、その両脇を１組のＧｏｕｎｄ電極３００ｃ、３００ｄで挟まれて、いわゆるＧＳＳＧ構成（Ｇ：Ｇｒｏｕｎｄ、Ｓ：ｓｉｇｎａｌ）の位相変調部を構成している。

本図では、差動線路構成の一例としてＧＳＳＧ構成を記入しているが、差動線路構成となっていれば、ＧＳＧＳＧ構成や、ＧｒｏｕｎｄのないＳＳ構成でもよい。

図３に示すように実施形態１の光変調器では、差動変調電気信号（ＤＡＴＡ、／ＤＡＴＡ）で駆動される差動高周波線路を構成する進行波電極３００ａ、３００ｂは、図１の従来構造と異なり位相変調後の高周波線路部（終端部）で曲げを有することは無い。一対の差動高周波線路は、進行波型電極３００ａ、３００ｂと、進行波型電極３００ａ、３００ｂの終端部に接続する２つの接続用パッド３０１ａ、３０１ｂと、接続用パッド３０１ａ、３０１ｂに接続する２つの長方形の抵抗体からなる終端抵抗３０２ａ、３０２ｂの３つの部分が、直線状に配置されて形成されて、オンチップで終端されている。

終端抵抗３０２ａ、３０２ｂはそれぞれ、２×１ＭＭＩカプラ１０３につながる高次モード放射用の土手パターン１１０ａ、１１０ｂ上に形成されている。

基本的には、高周波（ＲＦ）線路の直下等に土手パターンがあると、導電体であるｐ型ないしはｎ型の半導体層構造が存在することになり、高周波損失増加や高周波特性の劣化につながる。本実施形態のＩｎＰマッハツェンダ変調器では、図３に示すように２×１ＭＭＩカプラ部分１０３以外は、土手パターンが無い孤立メサ構造となっている。

２つの終端抵抗３０２ａ、３０２ｂの右端（終端側）は、金属などの導電性の短絡部３０３で短絡されてオンチップ終端となっている。

また図３では，終端抵抗部分において、簡単にするため、信号線の左右にＧｒｏｕｎｄを設けていない状態となっているが，Ｇｒｏｕｎｄを設けた終端構造としても良い。その場合、土手パターンを拡大し、Ｇｒｏｕｎｄ電極は抵抗３０２ａ、３０２ｂと同様に、土手パターン上としても良いし、土手パターンがない部分に設けても良い。さらには、２つの抵抗３０２ａ、３０２ｂの間にＧｒｏｕｎｄがあるようなＧＳＧＳＧ構造としても良い。

図４は、図３の差動高周波線路の終端部における２×１ＭＭＩカプラ１０３および土手パターン１１０ａ、１１０ｂを拡大図示する平面図である。ただし、図４において、土手パターン１１０ａ、１１０ｂは、図３に示すものの代替例である。図４に示すように、２×１ＭＭＩカプラ１０３は、入力側に２本のアーム導波路が接続され、出力側に出力導波路が接続されている。土手パターン１１０ａ、１１０ｂは、２×１ＭＭＩカプラ１０３の出力導波路の接続位置の両側から、出力光の伝搬方向に対して斜め方向に引き出されている。土手パターン１１０ａ、１１０ｂは、２×１ＭＭＩカプラ１０３を囲むように形成されている。図４では、２×１ＭＭＩカプラ１０３の出力側に繋がる２つの土手パターン１１０ａ、１１０ｂは切込み部を有し、矢羽のような形状に形成されている。本構造は、ＭＭＩでの高次モードの放射光を処理する上で最適な構造となっている。具体的には、図３の土手パターン１１０ａ，１１０ｂとは異なり、図４の土手パターン１１０ａ、１１０ｂ内の各頂点の角度は、内角が直角（９０°）や４５°といった形状を避け、適切な角度となるように直線または曲線により構成しており、放射光が、幾何学的にＭＭＩ側に戻ることなく、前方側に放射されるように適切な角度で設計されている。そのため、高次モードの放射光が、ＭＭＩ側に迷光として戻ることをなくし、光学特性を担保できることが、本構造の特徴となっている。ただし、マルチモード干渉カプラの高次モード光を適切に放射し、迷光を抑圧することができれば、土手パターンは、図４に限らず図３に示す構造や、それ以外の任意の形状であってもよい。

図５は、図４に示す２×１ＭＭＩカプラ１０３および土手パターン１１０ａ、１１０ｂの上に形成された、抵抗体３０２ａ，３０２ｂと、差動高周波線路３００ａ、３００ｂから連続する接続用パッド３０１ａ、３０１ｂと、短絡部材３０３とを含む差動高周波線路の終端部を拡大図示する平面図である。

図６の（Ａ）、（Ｂ）および（Ｃ）はそれぞれ、図５に示す導波光に垂直な３つの基板断面Ａ－Ａ’、Ｂ－Ｂ’およびＣ－Ｃ’の位置における基板断面図である。

図６の基板断面図（Ａ）は、図５の接続用パッド３０１ａ、３０１ｂの末端部近傍Ａ－Ａ’の基板断面図であり、接続用パッド３０１ａ、３０１ｂの下の基板は、上から順にｉ―ＩｎＰおよびＭＱＷ層６０１、ｎ―ＩｎＰ層６０２、ＳＩ―ＩｎＰ層（基板）６０３の順に積層されている。

前述のように接続用パッド３０１ａ、３０１ｂの電極はテーパー形状（またはテーパー形状と直方体が連続する形状）に形成され、インピーダンス整合のため徐々にテーパー形状の幅を光の伝搬方向に沿って広げて形成されており（および／またはテーパー形状から連続する直方体の面積が設計されて形成されており）、ｉ―ＩｎＰおよびＭＱＷ層６０１、ｎ―ＩｎＰ層６０２の厚み、幅もインピーダンス整合を考慮して形成されている。

基板断面図（Ａ）の中央部分は、ＭＺＭのアーム光導波路の断面にあたる。ただし、光導波路の上に容量装荷構造１２１は形成されていない。また、上層のその他の部分は、ＢＣＢなどの誘電体材料で埋め込まれている。

図６の基板断面図（Ｂ）は、図５の抵抗体３０２ａ、３０２ｂの部分ＶＩＢ－ＶＩＢ’の基板断面図であり、抵抗体３０２ａ、３０２ｂの下の基板は、基板断面図（Ａ）と同様に、ｉ―ＩｎＰおよびＭＱＷ層６０１、ｎ―ＩｎＰ層６０２、ＳＩ―ＩｎＰ層（基板）６０３の順に積層されている。基板断面図（Ｂ）の中央部分は、２×１ＭＭＩカプラ１０３の断面にあたる。

図６の基板断面図（Ｃ）は、図５の基板断面ＶＩＣ－ＶＩＣ’の基板断面図であり、接続パッド３０１ａ、３０１ｂの入り口部分にあたる基板断面図である。基板断面図（Ｃ）の中央部分は、ＭＺＭのアーム光導波路の断面にあたる。ただし、光導波路の上に容量装荷構造１２１は形成されていない。また、上層のその他の部分は、ＢＣＢなどの材料で埋め込まれている。

図３に戻ると、光位相変調を行うための差動高周波線路は一例として、広帯域性に優れたＧＳＳＧ構成の容量装荷型の進行波形電極構造を例示しているが、その他の差動高周波線路構造を用いることもできる。

容量装荷構造で構成された位相変調部の差動高周波線路３００ａ、３００ｂから抵抗体３０２ａ、３０２ｂに至る終端構造は、図３に示す通り導波路に対して並行かつ直線で配置されていることが肝要である。もし、直線ではなく曲げを含む構造としてしまうと、位相変調に寄与する差動高周波信号の品質劣化につながってしまうためである。

同様に差動高周波信号の信号品質の観点から、容量装荷差動高周波線路３００ａ、３００ｂから連続して、接続用パッド３０１ａ、３０１ｂを経由して高周波信号を差動終端する２つの抵抗体３０２ａ、３０２ｂに至る構造が、容量装荷構造の伝搬方向と同一方向に一切の曲げなく（広い意味での同一直線上）に形成されていることが肝要である。

また接続用パッド３０１ａ、３０１ｂは、終端用の抵抗体３０２ａ、３０２ｂの前段に配置されており、差動終端される前のパターンであるため、例えば数１０μｍ以下のサイズであったとしても、連続する位相変調部の容量装荷構造３００ａ、３００ｂの線路インピーダンスと整合していることが望ましい。

もしインピーダンス整合が取れていない、またはインピーダンス設計がされていない形状の接続用パッドとしてしまうと、差動信号が終端される前に接続用パッドと容量装荷構造の間にインピーダンス不整合が発生し、終端前にその間で反射が発生して本チップの高周波特性（反射特性並びに透過特性等）が大きく劣化することとなってしまう。

そのため、接続用パッドという名称ではあるが、サイズに関わらず、差動高周波線路として設計し、ＤＣ付近のみならず使用する周波数帯までの周波数区間においてインピーダンス設計がなされている必要がある。

容量装荷構造１２１を除く主線路（光導波路上に配置されていない進行波型電極３００ａ、３００ｂ）のみの構造で見た場合には、容量装荷構造１２１を含めたトータルで見た場合に比べて、高インピーダンスに見える。

これは、主線路単独では、本来容量装荷構造１２１の根幹をなす、所望のインピーダンスを実現するための容量成分を調整／付与するための、光導波路上に配置された電極パターン（Ｔ字型の横棒部分）が無いためである。

そのため、図３では、接続用パッド３０１ａ、３０１ｂの形状を容量装荷構造の部分の主線路幅から幅を約５倍にするテーパー形状とすることで、接続用パッドの容量性を増し、位相変調部の差動高周波線路部分とのインピーダンス整合を取るような構造としている。

図３では、接続用パッド３０１ａ、３０１ｂの形状は、テーパー形状の光の伝搬方向の長さは５０μｍとし、その後に抵抗体と接触する長さが５０μｍの長方形部分を配置した形状としている。

インピーダンス整合の観点からすると、接続用パッドのテーパー長が長いということは所望のインピーダンスよりも高めの線路が続くことを意味するため、テーパー長は少なくとも１００μｍ以下であることが望ましい。

しかしながら、このテーパー形状のみでは十分に容量性を増すことができないため、テーパー形状部分を通過後に長方形の電極パターンを設け、その下部の少なくとも一部分に図６（Ｂ）のように、ＳＩ－ＩｎＰ基板上に形成されたｎ型半導体層６０２と再成長により形成されたノンドープ半導体層６０１を設けることで、積層方向に対して強く容量性をもたせインピーダンス整合が取れる構成としてもよい。

容量性を調整する際には、上記テーパー形状部分を通過後に長方形の電極パターンの下部に設けた、ｎ型半導体層とノンドープ半導体層がある長方形の電極部分の長さを長くしたり、上記半導体層の幅を上記長方形の電極部分の一部分の幅ではなく全体の幅として広くしたり、半導体層の幅を調整することで、容量性を調整することが可能である。

本実施形態の構成では、接続用パッドのテーパー部には半導体層等を設けず、例えばＢＣＢ（Benzocyclobutene）等の低誘電体６０４上に構成されている構成としたが、インピーダンス整合を取れた形状であれば、テーパー部の下部に半導体層が形成された構成としても良い。

また、上記の実施形態では半導体層としてｎ型半導体層６０２としたが、ｐ型半導体層で構成しても構わない。このｎ型半導体層もしくはｐ型半導体層の厚みは、高周波的に影響を十分得るためには少なくとも５０ｎｍ程度以上の厚みがあることが望ましい。

図６の導波路部を除く、パッドや抵抗体の下にあるノンドープの半導体層６０１は半導体以外の誘電体で形成することも可能であり、例えばＢＣＢ等の低誘電体を選定することも可能である。しかしその場合には、ＩｎＰといった半導体のノンドープ層に比べて誘電率が低くなるため、線路が形成されているエリアの誘電率が低くなる方向、つまり容量性が減る方向となり、容量性を増加させる趣旨からするとあまり望ましくはない。

さらに実施形態では、簡易的にｎ型半導体層１層のみとしているが、少なくても１層以上のｎ型もしくはｐ型半導体層と、少なくとも１層以上の誘電体層から形成されていれば良い。複数のｎ型もしくはｐ型半導体層や誘電体層が存在していてもよく、例えばｎ型半導体層とｐ型半導体層と、ノンドープＭＱＷやＩｎＰ層が混ざった一般的な位相変調部を形成するｐｉｎ構造等の構成となっていても良い。さらには、ｐｉｎ構造の上にさらにガラス膜等の誘電体が形成されていても良い。

（終端用抵抗体の材料）
また、終端用の抵抗体材料は、作製プロセスを考えると、変調器の動作点調整用の電極を形成するヒーター（図示せず）と同種の抵抗体材料を選定することが望ましい。このように同種の抵抗体材料を用いることで、同一のプロセスで、終端用の抵抗体を、例えば、位相調整用のヒーター電極とともに作製することができる。

しかしその場合には、動作点調整用電極の抵抗体の設計値に終端用の抵抗値が影響されるため、一般的なアナログＩＣ等で使用されているような高抵抗な抵抗体材料を選定することは困難である。

もちろん、ヒーターと異なるさらに高抵抗な抵抗体材料を選定し、抵抗体の伝搬方向の長さを極力短くすることも可能であり、高周波特性の観点では望ましいが、その場合には、動作点調整電極用ヒーターと別工程で終端用の抵抗体を設けるという追加工程が発生することになり、作製工程が増加／複雑化し、作製コストが増加するため、あまり望ましくない。

また、本抵抗体は酸化防止の観点から、抵抗体上部をガラス等の誘電体で覆われていることが望ましいが、ガラス等の誘電体がなくても、所望の特性を実現できるため、必須のものではない。本発明の実施形態１の各図面では、このような抵抗体を覆うガラス膜は図面の簡易化の観点から省略している。

高周波的には、なるべく小さい面積で終端してしまうほど望ましく、反射特性への影響を考えると、終端用の抵抗体の伝搬方向の長さは少なくとも２００μｍ以下であることが望ましい。

また、抵抗体の幅は、抵抗値の作製ばらつきや安定性の観点から５μｍ以上あることが望ましい。これ以上幅が細くなると、作製時のわずかな幅ゆらぎに対して、抵抗値のばらつきが大きくなり、反射特性がばらついたり劣化したりする要因となってしまう。

接続用パッドと抵抗体からなる終端抵抗部は、ある種の差動伝送線路として見えるため、設計上は高周波線路として扱うべきであり、終端抵抗体は、高周波信号が直線で伝搬できるように長方形形状であることが望ましい。直線以外のミアンダ（蛇行）形状等で、抵抗体を形成することも可能であるが、こういった形状は差動結合伝送線路として考えると、曲げ部等が発生することで、信号品質の劣化につながってしまうためである。

また、接続用パッドと抵抗体からなる終端抵抗部の伝搬方向の長さは、動作周波数において反射を低減するために、十分小さくすることが望ましく、差動高周波線路を伝送する使用周波数内の高周波信号の波長の少なくとも１／４以下の長さ、可能であれば１／８であることが望ましい。

一方で抵抗体の部分も、高周波線路として抵抗体に要求されるインピーダンスにより、幅や長さは決定されてしまうため、一般的な金属で形成される高周波線路と比較して、抵抗体を高周波線路とみなした場合に、インピーダンス設計に対する自由度が非常に低くなってしまう。このため、上記の接続用パッドと同様に抵抗体の下部にも、下部の少なくとも一部分にＳＩ－ＩｎＰ基板上に形成されたｎ型半導体層と再成長により形成されたノンドープ半導体層を設け、容量性／高周波線路の設計自由度を大幅に向上させることができる。

この場合、抵抗体の厚みを考えると、断線等のリスクを無くすためにも、段差なく平坦な上に安定的にパターンを形成したい。したがって先のパッド部と異なり、抵抗体全域の下部に、上記のようなｎ型半導体層およびノンドープ半導体層を形成させることが望ましい。

具体的には、抵抗体を上記のｎ型半導体層およびノンドープ半導体層上に確実に形成するために、安定的なプロセスを実現する観点から、抵抗体に比べ５μｍ以上幅方向に広くなるようにｎ型半導体層およびノンドープ半導体層を設けている。

これはこれ以上、ｎ型半導体層およびノンドープ半導体層を狭くしてしまうと、抵抗体が半導体層上から溢れ、平坦性が担保できなくなり、一部分で断線するリスクが発生してしまうからである。

光変調器としてのサイズを小型化し、効率的に終端抵抗をチップ上に集積するという観点では、図１（及び図３）に示すような、マルチモード干渉カプラ（１×２、２×１、２×２等)の高次モード光放射手段の土手パターン１１０を活用することができる。この土手パターンの形状の上に終端抵抗を形成することで、余計なパターンを生成することなく、サイズを小型化した終端抵抗を実現することが可能である。特にサイズを拡大しないという観点では、高周波線路の構成上，前記マルチモード干渉カプラは合波用（２×１または２×２等）であることが望ましい。

さらに、図３に示すように、抵抗体を通過後は、ここまで差動対を形成した線路をすぐにショートする形とすることが望ましい。ショートしない構成としてしまうと、抵抗体で完全に終端しきれなかった信号成分が、そのまま伝送することになってしまい、反射特性が劣化してしまうためである。

ショートすることで、差動対の中点（ショートを形成する金属の短絡部材３０３の中間地点）で差動信号が完全に打ち消すことになるため、ショートすることが望ましい。

例えば、シミュレーションにより、ショートした場合としなかった場合の結果を比較すると、少なくとも反射特性が数ｄＢ程度の差が発生することがわかる。

（実施形態２）
図７には、ＩＱでドライバ用ＰＡＤが別に設けられた場合の、本発明の実施形態２のＩＱ光変調器のイメージを示す。

図７は、基本的に図３の本発明の実施形態１の光変調器を２個並べたイメージであり、各光変調器の終端部の短絡部材の中央に設けられた、ドライバ駆動電圧印加用ＰＡＤ７００Ｉ、７００Ｑからドライバ駆動の電圧が印加され、図示しない各ＰＡＤ下部の光導波路から変調光が出力される。図７のＩＱ光変調器において、２つの差動電極線路は、ＧＳＳＧ構成となっているが、Ｇｒｏｕｎｄを無くしたＳＳ構成またはＳＳ間にＧｒｏｕｎｄを有したＧＳＧＳＧ構成等のその他の差動線路構成としてもよい。なお、実施形態１の光変調器を４個並べるとＴｗｉｎ－ＩＱ光変調器となって、多重偏波に対応できるようになる。

図８には、ＩＱでドライバ用ＰＡＤをまとめた場合の、実施形態２のＩＱ光変調器イメージの例を示す。２つの光変調器のドライバ駆動用電圧印加端子が、図８の右下のドライバ駆動用電圧印加用ＰＡＤ９００として纏められており、ＩＱをチャネルで１つにまとめている。なお、偏波多重対応で光変調器を４つ並べる場合は、Ｘ偏波用とＹ偏波用でＩＱをそれぞれまとめてもよいし、ＩＱを分けてＸ偏波用とＹ偏波用で１つにまとめてもよい。図８のＩＱ光変調器において、ＩＱ光変調器において、ＧＳＳＧ構成となっているが、Ｇｒｏｕｎｄを無くしたＳＳ構成またはＳＳ間にＧｒｏｕｎｄを有したＧＳＧＳＧ構成等のその他の差動線路構成としてもよい。

図９は、実施形態２のＩＱ光変調器の別のイメージを示す図である。入れ子をなす親子構造のＭＺ変調器で構成された光導波路の構造の例を示している。

図９に示すＩＱ光変調器は、親ＭＺＭの各アームそれぞれが子ＭＺＭ１００で構成された、いわゆる入れ子構造のＭＺＭである。変調信号が印加されることによりＭＺＭ光導波路を伝搬する光信号を位相変調する２つの差動電極線路（ＩｃｈＤＡＴＡ、Ｉｃｈ／ＤＡＴＡ、ＱｃｈＤＡＴＡ、Ｑｃｈ／ＤＡＴＡ）が、子のＭＺＭ光導波路を構成する２つのアームに沿ってそれぞれ設けられている。図９のＩＱ変調器において、ドライバ駆動用電圧印加用ＰＡＤ９００はＩチャネルとＱをチャネルの約中間付近に配置されている。ドライバ駆動用電圧印加用ＰＡＤ９００の配置は、ＩチャネルとＱをチャネルの間の任意の位置、若しくは、ＩチャネルとＱをチャネルの間の間ではなく、Ｑチャネル側にオフセットした位置（図８参照）またはＩチャネル側にオフセットした位置としてもよい。図９に示すように２つの差動電極線路は、Ｇｒｏｕｎｄを無くしたＳＳ構成である。２つの差動電極線路は、Ｇｒｏｕｎｄ電極を有したＧＳＳＧ構成またはＧＳＧＳＧ構成等であってもよい。図９に示すように２つの差動電極線路を構成する電極線路１２２の引き出し部分における幅（変調信号の伝搬方向に直交する方向の長さ）は、進行波型電極１２１が設けられた部分よりも広くなっている。引き出し部分の幅は、進行波型電極１２１が設けられた部分の幅と同じであってもよく、進行波型電極１２１が設けられた部分の幅よりも狭くてもよい。

（ドライバＩＣとＩＱ光変調器の接続）
図１０には、オープンコレクタ型もしくはオープンドレイン型のドライバＩＣと本発明の実施形態２のＩＱ光変調器の接続例を図示する。

図１０には、図の左端のＧＳＧＳＧ配列の２組の出力パッドを持ったドライバＩＣ１００１を、２ｃｈのＩＱ光変調器１０００に接続する例を示す。ドライバＩＣ１００１のＧＳＧＳＧ配列の２組の出力パッドの、各中央のＧパッドは出力先が図示されていないが、ＩＱ光変調器１０００の各光変調器のアーム間に設けられた、図示しないグランド電極または任意のグランド電圧の部位に接続してもよい。

図１０ではドライバＩＣとの接続をワイヤ接続で表現したが、配線基板を介した接続や、バンプを介したフリップ実装であってもよい。

ＩＱ光変調器とドライバＩＣとの接続を考えた場合には、ＩＱ光変調器のドライバ駆動用電圧印加用ＰＡＤ１１００から終端抵抗および位相変調部を介して、ドライバＩＣ１００１に電力を供給する形となる。その場合には、差動信号が完全に打ち消された状態になっている光変調器の差動信号線路を終端する短絡電極の中点から、電圧を印加することが望ましい。

それ以外の部分からドライバＩＣの駆動電圧を印加した場合には、完全に打ち消しきれていない差動信号成分が残存しているため、ドライバＩＣの駆動電圧にノイズがのってしまい、ドライバＩＣの駆動を不安定化させてしまう恐れがあるからである。

さらには、図９に示すように少なくとも２つ以上のマッハツェンダ変調器が並んで構成されたＩＱ光変調器を考えた場合には、一度終端抵抗体の短絡用導体３０３の中点から配線を引っ張った後に、他のチャネルのドライバ電圧印加用の配線と１つにまとめてしまっても良い。

これらの構成では、ドライバＩＣの駆動用の電圧を、光変調器の変調信号用差動線路の終端抵抗を介して印加する形となるため、終端抵抗の抵抗体にドライバＩＣ駆動用の電流が流れることになる。このため、ドライバ接続動作時には抵抗体の発熱が大きくなり、マッハツェンダ変調器の動作安定性や長期安定性に影響を与える。発熱体（つまりは抵抗体）は、光変調器の光導波路よりも１０μｍ以上離すことが望ましい。

さらに、光導波路への熱的な影響を抑えるという意味では、理想的には、光導波路の脇に熱を分離するための分離溝を設けることが望ましいが、必須の構成ではない。
さらに、オープンコレクタ型もしくはオープンドレイン型のドライバＩＣとの接続を考えた場合には、ドライバＩＣの出力端がオープンとなっているため、終端抵抗で終端しきれなかった高周波信号は、終端抵抗側からドライバ側に反射してくる形となってしまう。

その後、ドライバの出力端がオープンであるため、ドライバ出力端でも再度反射され、このように多重反射が繰り返されることで、高周波特性に信号線路の長さに起因した周期的なうねりが発生してしまう。

この高周波特性の周期的なうねりが、チャネル間（ＩＱ変調器のＩおよびＱチャネル間）で異なる場合には、信号処理がうまく行かず、伝送特性が劣化する恐れがあり望ましくない。

例えば図２に示すような従来構造のＩＱ光変調器では、オフチップで終端する構造をベースとしているため、ＩＱ間で曲げ部の長さが異なることに起因して、伝送線路の長さが異なる設計となってしまっており、伝送特性の劣化要因であるＩＱ間の高周波特性のうねりの周期の違いを生み出してしまう。

一方で本発明の実施形態の構成では、オンチップで終端を実現するため、伝送特性の劣化の原因となる曲げ線路構成を不要として、曲げの線路を含まない直線の高周波線路で構成されている。この結果、すべてのチャネル間で同一の長さの線路構成とすることができ、高周波特性にチャネル間で異なる周期的なうねりが発生することはない。うねりが発生した場合には、等長化されているため、全てのチャネルで同一の周期となる。

本発明の実施形態の構造では、先に述べたように変調器を構成する高周波線路のすべての部分および使用周波数帯で、インピーダンス整合およびスムーズな高周波信号伝送を実現している。このため、ドライバ側から入射した変調信号に対する反射特性の変動を、上記のうねりを生まないためのしきい値である－１５ｄＢ以下に抑えることが可能である。

（光位相変調器の周波数に対する反射特性）
図１１には、上述した終端抵抗部の構成を用いた本発明の実施形態の光位相変調器における、周波数に対する反射特性を示す。終端抵抗の構造を有する光変調器では、５３GHz程度までの変調周波数範囲において、－２０ｄＢ以下、６５ＧＨｚまで変調周波数範囲において、－１５ｄＢ以下という非常に優れた反射特性の抑制を実現できていることが確認できる。よって、本発明の実施形態の光変調器は６４ＧＢｄ以上の超高速動作に適した終端抵抗を有するものであるといえる。

また、本発明の実施形態の構成は、従来構成のような曲げ構造が無くなるため、チップサイズを小型化できるというメリットも有る。

もちろん、上述した実施形態とは異なり、接続用パッドなしに、直接容量装荷構造と抵抗体を直接接続することも可能であるが、その場合には、容量装荷構造部の容量性が不足し、高インピーダンス化することになるので、接続用パッドで補っていた容量性をさらに足す必要が生ずる。その場合には、２つの抵抗体同士の距離を近づけたり、抵抗体下部のｎ型もしくはｐ型半導体の面積を拡大したりすることによって、終端抵抗の全体構造で容量装荷型構造とインピーダンス整合を実現することも可能である。

また、本発明の実施形態では、伝送特性に対しては、変調に寄与する差動モードに主に注目すれば良いため、同相モードの終端構造については、本発明の実施形態の構成内に含んでおらず、差動モードの終端のみを実施する構造となっている。同相モードを終端する場合には、差動終端され、高周波線路がショートされた後に、さらに同相モード終端用の抵抗体を配置すれば良い。

本実施形態では、ＳＩ－ＩｎＰ基板として記載しているが、ｎ－ＩｎＰ基板やｐ－ＩｎＰ基板等の半絶縁性以外の基板を用いても良い。半絶縁性基板を用いない場合には、半絶縁性基板を用いた場合と異なり、基板自体が、ｎ型またはｐ型となっているため、基板上に少なくとも１層以上のｎ型またはｐｎp型半導体層が積層されている必要はない。

本発明はＩｎＰ系材料に限定されるものではなく、例えば、ＧａＡｓ基板やＳｉ基板等に整合する材料系を用いても構わない。

以上のように、本発明の実施形態の半導体光変調器では、変調信号の高周波線路を広帯域に渡り高精度にオンチップで終端することができ、小型な終端抵抗を備えた超広帯域な半導体光変調器を実現できる。本光変調器と、例えばオープンコレクタ型ドライバを接続した際には、高周波特性の周期的なうねりは抑圧でき、また、高周波特性のうねりを抑圧することが可能となった。

Claims (10)

1. 光導波路と並行に配置され、高周波変調信号を伝送するための差動線路を有する高周波線路と、
   前記高周波線路と連続して同一方向に形成された接続用パッドと、
   前記接続用パッドからの前記高周波変調信号を差動終端するための２つの長方形の抵抗体を有する終端抵抗と
   を備えた半導体光変調器であって、
   前記高周波線路、前記接続用パッド、および前記終端抵抗が直線状に配置されて、前記高周波線路がオンチップで終端されており、
   前記終端抵抗の前記接続用パッドの反対側がショートされており、
   前記接続用パッドおよび前記終端抵抗を形成する前記抵抗体が、少なくとも１層以上のｎ型もしくはｐ型半導体および少なくとも１層以上のノンドープ半導体層の上に形成されており、
   前記光導波路は独立したメサ形状で形成されており、
   前記半導体光変調器は、ハイメサ形状で構成されたマッハツェンダ干渉計のマルチモード干渉カプラの高次モード光を放射させる高次モード光放射構造を有しており、
   前記抵抗体が前記高次モード光放射構造の上に配置されている
   ことを特徴とする半導体光変調器。
2. 光導波路と並行に配置され、高周波変調信号を伝送するための差動線路を有する高周波線路と、
   前記高周波線路と連続して同一方向に形成された接続用パッドと、
   前記接続用パッドからの前記高周波変調信号を差動終端するための２つの長方形の抵抗体を有する終端抵抗と
   を備えた半導体光変調器であって、
   前記高周波線路、前記接続用パッド、および前記終端抵抗が直線状に配置されて、前記高周波線路がオンチップで終端されており、
   前記終端抵抗の前記接続用パッドの反対側がショートされており、
   前記光導波路は、孤立したメサ形状で形成されており、マルチモード干渉カプラに接続されており、前記マルチモード干渉カプラは高次モード光放射構造を有する合波用のマルチモード干渉カプラであり、
   前記終端抵抗の前記抵抗体は前記高次モード光放射構造の上に配置されており、
   前記高次モード光放射構造は、各頂点の内角が９０°または４５°でない矢羽の形状により、前記マルチモード干渉カプラからの放射光が当該マルチモード干渉カプラＭＭＩに戻ることなく前方側に放射されるように形成されている
   ことを特徴とする半導体光変調器。
3. 前記接続用パッドの少なくとも一部分および前記終端抵抗の前記抵抗体の全体が、絶縁性半導体基板上に順に形成された少なくとも１層以上のｎ型もしくはｐ型の半導体層と、前記半導体層の上に形成された少なくとも１層以上の誘電体層の上に形成されている
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の半導体光変調器。
4. 前記接続用パッドおよび前記終端抵抗を形成する前記抵抗体が、少なくとも１層以上のｎ型もしくはｐ型半導体および少なくとも１層以上のノンドープ半導体層の上に形成されており、
   前記マルチモード干渉カプラは、ハイメサ形状で構成されたマッハツェンダ干渉計であり、前記高次モード光放射構造は、前記マルチモード干渉カプラの高次モード光を放射させる
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体光変調器。
5. 前記抵抗体の下の半導体層は、前記抵抗体よりも少なくとも5μｍ以上幅が太く、
   前記抵抗体は、前記光導波路から１０μｍ以上離れた位置に配置されている
   ことを特徴とする請求項３に記載の半導体光変調器。
6. 前記高次モード光放射構造は、各頂点の内角が９０°または４５°でない矢羽の形状により前記マルチモード干渉カプラからの放射光が当該マルチモード干渉カプラＭＭＩに戻ることなく前方側に放射されるように形成されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の半導体光変調器。
7. オープンコレクタ型またはオープンドレイン型のドライバＩＣと、バンプを用いたフリップ実装、ワイヤ、または配線基板を介して、前記半導体光変調器の前記高周波変調信号を伝送する差動線路からなる前記高周波線路が接続されており、
   前記ドライバＩＣを駆動するための電圧が、前記半導体光変調器の前記抵抗体で終端された後にショートされた中点に対して印加されている
   ことを特徴とする請求項１～６いずれか１項に記載の半導体光変調器。
8. 前記半導体光変調器の動作点調整用電極がヒーター駆動型であり、上記終端抵抗を形成する抵抗体と同一の抵抗体で構成され、前記抵抗体の上面が誘電体で覆われている
   ことを特徴とする請求項１～７いずれか１項に記載の半導体光変調器。
9. 前記抵抗体の伝搬方向の長さが動作周波数の基板内波長の１／４以下であり、かつ前記抵抗体の伝搬方向の長さが２００μｍ以下であり、前記抵抗体の幅が５μｍ以上である
   ことを特徴とする請求項１～８いずれか１項に記載の半導体光変調器。
10. 前記半導体光変調器が少なくとも２つ以上並列に配置され、少なくとも１つ以上のＩＱ光変調器が構成されており、
    ドライバＩＣを駆動するための電圧を印加するための配線がすべて１つにまとめられている
    ことを特徴とする請求項１～９に記載のいずれか１項に記載の半導体光変調器。

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