JP7408805B2 - Ｄｆｔ－ｓ－ｏｆｄｍ用の低ｐａｐｒを有するハイブリッド参照信号 - Google Patents

Ｄｆｔ－ｓ－ｏｆｄｍ用の低ｐａｐｒを有するハイブリッド参照信号 Download PDF

Info

Publication number
JP7408805B2
JP7408805B2 JP2022532241A JP2022532241A JP7408805B2 JP 7408805 B2 JP7408805 B2 JP 7408805B2 JP 2022532241 A JP2022532241 A JP 2022532241A JP 2022532241 A JP2022532241 A JP 2022532241A JP 7408805 B2 JP7408805 B2 JP 7408805B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
samples
signal
block
hybrid
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2022532241A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2022543172A (ja
Inventor
ブティエ、アルノー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Original Assignee
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands filed Critical Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Publication of JP2022543172A publication Critical patent/JP2022543172A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7408805B2 publication Critical patent/JP7408805B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0055—ZCZ [zero correlation zone]
    • H04J13/0059—CAZAC [constant-amplitude and zero auto-correlation]
    • H04J13/0062—Zadoff-Chu
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

本発明は、包括的には、電気通信の領域に関し、より具体的には、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ベース伝送方式を用いた通信に関する参照信号のようなシンボルの組み込みに関する。
より詳細には、３ＧＰＰ／ＬＴＥネットワークでは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調が、ＳＣ－ＦＤＭＡ（シングルキャリア周波数分割多元接続：Single Carrier Frequency Division Multiple Access）の略称で、アップリンク送信を実施するのに使用される。これは、標準化団体３ＧＰＰにおける仕様を受けた５Ｇシステムの新無線（ＮＲ：new radio）標準規格の一部でもある。この変調は、ＳＣ－ＯＦＤＭ（シングルキャリア直交周波数分割多重化：Single Carrier-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の略称でＤＶＢ－ＮＧＨシステムハイブリッドプロファイルの衛星構成要素を実施するのにも標準化されている。
以下の２つの主要な技術が、ワイヤレス伝送を実現するのに使用される。
－シングルキャリア（ＳＣ：Single Carrier）変調とも呼ばれる時分割多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）変調、及び
－直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調。
最初の方式では、情報は、いわゆるボーレート（１／Ｔヘルツ）で、スペクトル占有率を削減するために時間波形を用いて成形されたＭ値シンボルのストリームとして送信される。これらの変調は、一般に振幅及び位相の線形変調である。信号を周波数変調することも可能であるが、この手法は本明細書においては説明しない。受信機を簡素化するために、波形の持続時間を信号のシンボル期間Ｔに制限することができる。残念ながら、この場合、スペクトル占有率が大きくなりすぎる。はるかに長い時間サポートを有する波形に依存することを妨げるものではないが、これには、一般により複雑な受信機を使用する必要がある。波形が周期Ｔごとに規則的に０になる限り、受信信号をボーレートでサンプリングする能力を保ちながらスペクトル占有率を制限することは実際に可能である。これは、例えば、いわゆるスクエアルートレイズドコサイン（ＳＲＲＣ：square root raised cosine）フィルタが当てはまる。その場合に、主な制約は、非常に正確な時間同期（アイダイアグラムが閉じたときにサンプリングする）を実現することである。この説明はベースバンドに当てはまる。もちろん、ゼロＩＦ変調又はスーパーヘテロダイン変調によって、どのような周波数帯域においても信号を転置することができる。ＳＣ信号は、以下のように記述することができる。
この式において、ｆ０はキャリア周波数であり、Ｔはシンボル期間であり、ｇ（ｔ）は、有限エネルギー、通常はスクエアルートレイズドコサイン（ＳＲＲＣ）フィルタを有する信号波形であり、｛ｘｋ｝は、情報ビットを搬送するＭ個の離散シンボルの系列である。振幅変動がないか又は低い振幅変動を有するコンステレーションアルファベット（constellation alphabets）（一般的には位相シフトキーイング（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）アルファベット）を使用すると、周波数領域におけるフィルタリングのシャープネス（０％～１００％のＳＲＲＣフィルタのロールオフ）に直接関係する低い電力包絡線変動を有する変調された信号となる。電力変動は、多くの場合に、時間間隔τにわたる信号ｖ（ｔ）の包絡線偏位（envelope excursion）を定量化するのに使用されるメトリックである、次のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）で説明される。
ＰＡＰＲは、観測期間τにわたる信号の平均電力に対する最大瞬時ピーク電力の比を表し、通常、ｄＢで表される。ＰＡＰＲが低いため、ＳＣ送信機は、低い入力バックオフ（ＩＢＯ：input back-off）を用いて電力増幅器を駆動することができ、電力効率の観点から直接的に有利である。逆に、高速でシンボルのフィルタリングを行うため、伝送チャネルの周波数選択性の補償することが困難になる。チャネル電力遅延プロファイルが、シンボル周期を大幅に越えると、ＳＣ信号の復調には、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）を除去する多数のタップを有するかなり複雑な逆フィルタが必要となる。ＳＣ信号は、衛星通信において広く使用されている。なぜならば、伝送チャネルは、ほとんどの場合に周波数が単に平坦であるからであるが、省電力化のために、搭載された高電力増幅器（ＨＰＡ：high power amplifier）を飽和点（すなわち低いＩＢＯ）の近くで動作させることが強く推奨されているためでもある。
２番目の変調方式は、今日、最も一般的である直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調である。その原理はかなり単純である。すなわち、シングルキャリアを高レートで変調する代わりに（占有帯域幅はボーレートによって規定される）、いくつかの隣接するサブキャリア（以下ではＫ個の隣接するサブキャリア）をはるかに低いレートで変調することも可能である。そうすることで、持続時間Ｔを有する矩形窓等の有限長の波形（したがって、周波数領域において大きなサポートを有する）を使用することさえも可能である。個々のサブキャリアのボーレートがチャネル遅延拡散よりもはるかに長い限り、周波数領域におけるチャネルは、各サブキャリア上で単に平坦に見える。換言すれば、単純な複素振幅スケーリングからサブキャリアごとにチャネルの効果を容易に補償することができる。ＯＦＤＭ変調を非常に魅力的にするものは、全ての隣接するサブキャリアの寄与が、長さＴ秒を有する矩形マッチドフィルタ（ＡＷＧＮチャネルを仮定する）の出力において０にキャンセルされるとき、サブキャリアを１／Ｔヘルツごとにインターリーブすることができることである。
ＯＦＤＭ変調が広く使用される第２の理由は、その実施が容易であることにある。サブキャリア多重の両端にＰ個のヌルサブキャリアを追加した後に、送信されるＫ個のサンプルに対する逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）を単に計算するだけで、真のアナログＯＦＤＭ信号をサンプリングしたものを取得することができることを容易に示すことができる（ここではＮ＝Ｋ＋２×Ｐ）。ＩＤＦＴは、理想的なアナログＯＦＤＭ信号、すなわちエイリアシングを有する信号をオーバーサンプリングしたものを単に生成するだけである。追加されるヌルサブキャリアが多いほど、サンプリングの質は良くなる。実際には、計算負担を削減するために、ヌルサブキャリアの数は、帯域リップルをあまり発生させることなく、デジタル／アナログ変換前に最初のオーバーサンプリングフィルタリングが適用できる程度に制限される。ＯＦＤＭ変調のスペクトル占有率は、確かに変調の本来的な弱点であり、占有帯域幅は、通常、シャープなアナログフィルタを使用することで削減される。ＯＦＤＭ信号は、ベースバンドにおいて以下のように定義される。
この式において、Π（ｔ）は、時間間隔［０，Ｔ］では１に等しく、それ以外では０に等しい矩形窓である。時間領域（ＯＦＤＭシンボルレベル）及び周波数領域（サブキャリアレベル）の双方において、シンボルベースで独立して検出ができることが示される。いわゆるサブキャリア直交性は別の利点をもたらす。すなわち、矩形波形等の有限長の波形を用いても、ＯＦＤＭ変調は、ゼロロールオフ波形を有するＳＣ変調のスペクトル効率と同様の、かなり良好なスペクトル効率を達成することができる。実際には、時変チャネルの位相雑音又はドップラー拡散によってサブキャリアを分離することが不可能になるので、シンボル期間は、任意に長くすることができない。その代わりに、連続したシンボルの間のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を「飲み込む」ように構成されたサイクリックプレフィックス（ＣＰ：cyclic prefix）として供給されるガードインターバル（ＧＩ：guard interval）とともにシンボルを送信することが一般的である。サイクリックプレフィックスによって、受信信号とチャネルインパルス応答との線形畳み込みは、ＤＦＴ領域においてフィルタリングを行うための基本的前提である巡回畳み込みのように見える。これは、チャネルがＤＦＴ領域において適用されているのと同様である（信号は周期的であると仮定される）。離散チャネルは、したがって、受信機において事前に知られている参照サブキャリアによって受信サブキャリアを単に分割するだけで、周波数領域において正確に推定することができる（すなわち、時間における畳み込み、周波数における分割である双対性が満たされている）。ちょうど同じ方法で、チャネルの影響も、推定されたチャネル係数によって受信サブキャリアを単に分割するだけで、周波数領域において回復することができる（１タップ等化（one-tap equalization））。ＣＰは、復調ＦＦＴ窓をＣＰの数サンプル後方に単に配置するだけで、時間同期に対するジッターの影響を軽減することができる。
多くの独立した信号の和として、ＯＦＤＭ信号は、かなり大きな包絡線変動を有するランダムガウス雑音として高速に振る舞う。受信機性能に対するあらゆる有害な影響を回避するために、ＯＦＤＭ信号の振幅を飽和させるときには、平均電力に対して約１５ｄＢ～約１７ｄＢのバックオフを適用すべきである。その点に関して、ＯＦＤＭは、低電力増幅器ＩＢＯを適用することによる省電力については、ＳＣ変調よりも明らかに適していない。ここで、シングルキャリア（ＳＣ）ソリューションとマルチキャリア（ＭＣ：multiple-carrier）ソリューションとの間に橋渡しをするのが、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調である。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調では、コンステレーションサンプルは、ＤＦＴによって周波数が最初に拡散される。２つの帯域エッジにヌルサブキャリアを追加した後、これらの拡散シンボルはＯＦＤＭ変調され、期待されたスペクトル形状を有する信号が取得される。拡散のためのＤＦＴと変調のためのＩＤＦＴとを組み合わせることで、結果の信号は、元のサンプルのほぼコピーであることは明らかである。実際のところ、結果の信号は、単に、離散矩形窓の離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ：Discrete Time Fourier Transform）である、ディリクレ（Dirichlet）波形を用いてフィルタリング除去されることになる元のサンプルをサンプリングしたものである。これが、実際には、よく知られたＦＦＴ又はフーリエオーバーサンプリングアルゴリズムの原理である。上記の説明から、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調は、ＳＣ信号の生成を実施する基本的な時間領域フィルタリングの代替形態と解釈することができると考えられる。一方、これら２つの手法の間には重要な相違がある。すなわち、ＤＦＴ畳み込みの巡回性によって、各ＯＦＤＭシンボルにわたる最初のサンプル及び最後のサンプルは、いくつかのＮ／Ｋサンプル（ディリクレ波形の最初の重要なローブ）のうちの或る個数にわたって互いに相関する。
任意のＯＦＤＭ信号について、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の復調は、本質的に、低複雑度の１タップ等化器によって周波数領域において実現することができる。受信機アーキテクチャは、ＯＦＤＭ受信機の場合に、送信サンプルを回復する追加のＩＤＦＴの注目すべき例外では単に同じであることを示す。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調のチャネル推定を可能にするには、参照シンボルを定義する必要がある。
前述したように、ＯＦＤＭ変調は、チャネルの選択性がどのようなものであっても（これがシンボル持続時間にわたって一定のままである限り）、各サブキャリアにわたって簡単な１タップ等化器によってチャネルの影響を容易に回復することができるので、周波数選択性チャネルに特によく適している。基本となるステップは、全てのデータサブキャリアにわたってチャネル係数を最初に推定することである。チャネルは、一般に、受信機において知られているパイロットとも呼ばれる参照シンボル（ＲＳ：reference symbol）を使用して推定される。ＯＦＤＭでは、参照シンボルは、一般的に、変調されたサブキャリアのうちのいくつか又は全てに対して、受信機において知られているサンプルを挿入することによって生成される。ＯＦＤＭにおいてチャネルを推定する基本的な手法は、以下のことを行うことを伴う。
－パイロット位置におけるチャネル推定、
－周波数領域平滑化、及び
－時間補間。
ＯＦＤＭでは、周波数領域及び時間領域の双方においてチャネル特性に従ってデータ／パイロットの比を調整することが可能である。例えば、チャネルコヒーレンス帯域幅が非常に高いが、チャネルが高速に変化する場合には、少数のパイロット（γ個のサブキャリアごとに１つのパイロット）のみを周波数領域に規則的な時間間隔を開けて挿入することが可能である。ＤＶＢ－Ｔ２システムにおけるＰＰｘシンボルのように、いわゆるスキャッタードパイロットの位置をその時々に変更することさえも可能である。これは、明らかに、ＳＣ変調を上回るＯＦＤＭ変調の主要な利点のうちの１つである。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調が、等化についてそのＯＦＤＭ系統から利益を得る場合、パイロットが挿入されるケースはあまりない。確かに、ＤＦＴ拡散シンボルのＯＦＤＭ変調に起因して、その包絡線の電力変動は小さくなる。例えば参照サブキャリアの直接挿入による拡散サブキャリアのあらゆる任意の変更は、信号のＰＡＰＲ特性を破壊する（同じことは、拡散サンプルのパンクチャリング後の挿入の場合に当てはまる）。その理由から、３ＧＰＰ／ＬＴＥアップリンクシステムは、フルパイロット、すなわち、ＯＦＤＭシンボルの全てのサブキャリアが、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列として周波数領域に直接挿入された参照パイロットを搬送することを指定する。Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列は、一定の振幅を有し、いくつかのパラメータセットについてＤＦＴ後にＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列を維持する。送信パイロットは、したがって、ＳＣ信号の良好なＰＡＰＲ特性を保つ。
パイロットオーバーヘッドを削減するために、ＤＶＢ－ＮＧＨシステムは、データと参照情報とを組み合わせたＰＰ９と呼ばれるパイロット（以下、ハイブリッドパイロットシンボルという）を指定する。データは、通常のＤＦＴのサイズの半分に等しい長さを有するデータのブロックにわたって拡散ＤＦＴを適用することによって取得される。次に、拡散データは、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列とともに、周波数が２つのサブキャリアごとに１つインターリーブされる。参照シンボル（データ及びパイロット）の各成分について、結果の信号は、単純に、元の半分の長さの系列の２つの連続したコピーをオーバーサンプリングしたものである。２つのＳＣ信号の和として、得られた信号は、もはや純粋なＳＣ信号ではない。ＤＶＢ－ＮＧＨでは、包絡線変動を低減するために、これら２つの信号は、サンプル持続時間の半分の時間シフトを用いて加算される。これによって、かなり良好なＰＡＰＲ特性を有する参照シンボルが得られる。データサンプルとパイロットサンプルとの比が等しいものを用いると、ＤＶＢ－ＮＧＨのＰＰ９ ＲＳは、小さなコヒーレンス帯域幅を有するチャネル、すなわち周波数が激しく歪んだチャネルに特によく適している。
時分割多重パイロット（ＴＤＭＰｉ：Time Division Multiplex Pilot）として表される別のパイロット方式の原理を図１に示す。この方式では、参照シンボルは、他の任意のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルと同様に変調される。送信されるサンプルのベクトルは、２つの部分に分割される。第１の部分は、受信機において知られている所与の数の参照サンプルを含む一方、第２の部分は、情報データを含む。参照サンプルの量は、通常、チャネルのコヒーレンス帯域幅に従って選択される。原理は、ここでは、短いＯＦＤＭシンボルとして受信機によって使用される既定のパターンを含むシンボルを生成することである。しかしながら、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調によって適用される巡回畳み込みによって、参照シンボルの前部における変調されたサンプルは、参照サンプルに依存するだけでなく、参照サンプルの右側に隣接するサンプル及び巡回性によってベクトル内の最後のサンプルにも依存する。
パイロットに対するデータの干渉を低減するために、ＴＤＭＰｉ方式は、パイロット及び情報データを個別に変調し、パイロット部分に対する情報データサンプルの寄与は、２つの変調されたベクトルを加える前にゼロにされる（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調は線形である）。この手法の重要な利点は、ゼロ化操作が、生成される信号の包絡線を変更しないことである。参照シンボルは、したがって、前部がどのような長さであっても、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の良好なＰＡＰＲ特性を維持する。ＴＤＭＰｉ方式のもう１つの重要な特徴は、全体的なシンボルではなく前部に関係したサイクリックプレフィックスを挿入することである。そうすることで、受信機は、そのＣＰを含む通常のＯＦＤＭシンボルに酷似している参照シンボルの前部からチャネルを推定することができる。
この方式は、チャネルが概ね平坦で、時間とともにゆっくりと変化する衛星伝送の状況向けに特に設計される。したがって、基本原理は、参照シンボルによって搬送されるデータの復調のために性能の僅かな劣化を犠牲にして、少数の参照シンボルから正確なチャネル推定を可能にすることである。それらのデータの復調は、ゼロ化操作に起因したＯＦＤＭ変調の直交性の破壊と、小さなＯＦＤＭ参照シンボルとして機能する前部サンプルを包含するパイロットＣＰ（ＰＣＰ：pilot CP）によるグローバルＣＰの取り替えに起因した巡回性の欠如との２つの有害な影響を受ける。実際のところ、劣化は、データ部分の両端において特に大きい。
ＴＤＭＰｉパイロット方式のもう１つの限界は、全体的なシンボルの巡回性の欠如（ＣＰの代わりにＰＣＰ）に関係している。復調ＦＦＴ窓がＣＰにおいて数サンプル後方に位置決めされる場合、信号は、データ部分の最後のサンプルの復調用の情報を含まない。これは、同期問題を回避するとともに、その正確な電力遅延プロファイルに関する知識の欠如に起因したチャネル推定におけるいくつかの不完全性を低減するために、ＣＰにおいてその長さの最大で半分までのシフトを適用する衛星伝送以外の状況ではかなり一般的である。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調のチャネル推定を可能にする低ＰＡＰＲを有する、パイロットとしても知られているハイブリッド参照シンボルを定義する必要がある。この変調は、大部分が、衛星伝送等の、電力増幅器を飽和の近くで駆動することによって省電力化が必要とされる状況で使用される。したがって、参照シンボル用の信号を含めて、低い電力変動を示す信号に依存することが必要とされる。低ＰＡＰＲを有する参照シンボルの構築は、ＯＦＤＭにおける参照シンボルの構築よりも複雑である。なぜならば、信号のどの変更もその電力包絡線を大幅に劣化させる可能性があるからである。低ＰＡＰＲからの利益を得るために、既存の解決策は、データを上回るパイロットサンプルの固定された高い比率を示すか、又は、チャネル推定と埋め込みデータ復調品質との間の裁定を必要とする。
上記で説明したように、ＴＤＭＰｉ参照シンボルは、重要な要件が参照シンボルの挿入を最小にして、低ＰＡＰＲを維持しながら衛星における多くとも電力を節約することである、衛星伝送等の状況に特によく適している。これが、パイロットパターンに専用のＣＰを構築するために特定のサンプルを当てるのではなく、標準的なＣＰをパイロットＣＰに取り替える主な理由である。副作用として、受信機は、ＦＦＴ窓がＣＰにおいて数サンプル後方に位置決めされる場合には、シンボル内の最後のサンプルを復調する情報を欠いている場合がある。また、グローバルＣＰの場合と異なり、ＰＣＰの末尾とＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの先頭との間の接合部に振幅連続性がない。これは、帯域外（ＯＯＢ：out-of-band）放射の原因である。この放射は、フィルタリングによって削減することができるが、小さなＯＦＤＭシンボルの巡回性の劣化という犠牲を伴う。解決策は、スペクトル効率の劣化という代償を払うが、シンボルの末尾に参照サンプルを追加することである。
本発明は、上記状況を改善することを目的とする。
そのため、本発明は、少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信する方法であって、無線信号は、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される少なくとも１つの送信モジュールを備える放射器によって放射されるように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さい。無線信号は、
Ｋ個のサンプルのブロックが、
Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）と、
を含むようなＫ個のサンプル（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、無線信号内のＮ個の複素サンプルＳｎを含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
出力信号において、
Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
出力信号において、第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間のＲ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、
更新された出力信号の第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、ハイブリッドシンボルは、
ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する無線信号内の複素サンプルＳｎと、
ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する無線信号内の参照サンプルＲＳｎと、
を含むことと、
サイクリックプレフィックスを付加されたハイブリッドシンボルを表す信号に対応する無線信号を送信することを考慮して、ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルをハイブリッドシンボルに付加して、サイクリックプレフィックスを付加されたハイブリッドシンボルを表す信号を取得することと、
によって提供される、方法に関する。
通信システムは、ワイヤレス通信システム又は有線通信システムである。送信モジュールは、ワイヤレス通信システムにおける無線信号の送信の場合には送信アンテナであり、有線通信システムにおける信号の送信の場合には有線送信インターフェースである。
送信されるデータサンプルは、送信される無線信号に含まれることになる情報サンプルである。ハイブリッドシンボルは、データサンプル及び参照サンプルの双方を含むシンボルである。参照サンプルは、チャネル推定等の復調目的だけでなく同期等にも使用される受信機において知られているサンプルである。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのタイプの信号変調である。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調（ＤＶＢ、３ＧＰＰ等）に依存する任意の既存の又は将来の標準規格又はシステムに従った変調を信号に適用する。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ方式を適用することは、Ｎ／Ｋ比を用いて、元のＫ個のサンプルのブロックのサンプルをオーバーサンプリングすることである。換言すれば、変調された信号は、元のＫｄ個のＮ／Ｋ倍のサンプルを含む。Ｎ／Ｋが整数である場合には、元のＫｄ個のサンプルは、送信される無線信号に直接含まれる。
「ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプル」は、通常、上記ハイブリッドシンボルの最後の部分の実質的に同一のコピーである。Ｇ、Ｔ１及びＴ２の値に応じて、ハイブリッドシンボルのサイクリックプレフィックスは、ハイブリッドシンボルのデータセクションの少なくとも一部及び／又はハイブリッドシンボルの参照セクションの少なくとも一部を含むことができる。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭデータシンボル内の元のサンプルを、
－変調された信号の対応する部分をゼロ化することと、
－参照サンプルのベクトルを挿入することと、
によって取り替えることは、上記元のサンプルの寄与を上書きすることと同等である。インデックスＴ１及びＴ２は、これらの元のサンプルの位置を特定する。
したがって、（Ｎ－Ｒ）個のデータサンプルは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式の適用によってコム構造（comb structure）に配置される一方、シングルキャリア変調の低電力変動は、（Ｎ－Ｒ）個のデータサンプルがＳ個の参照サンプルと多重化されてハイブリッドシンボルを形成しても、参照サンプルも低ＰＡＰＲを示すように生成される限り、維持される。
一実施の形態において、更新された出力信号の第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して後続信号を取得することは、後続信号が、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ１＋Ｌ－１］のそれぞれについて、ハイブリッドシンボルの参照セクションのサイクリックプレフィックスを形成するサイクリックプレフィックスサンプルＣＰＲＳｎを無線信号に含むように、Ｌ個のサイクリックプレフィックスサンプルを第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間に挿入することを更に含む。
一例として、ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する挿入された（Ｓ＋Ｌ）個のサンプルは、それ自体のサイクリックプレフィックスによって保護される真のＯＦＤＭパイロットに対応することができ、その場合、そのようなハイブリッドシンボルのＳ個の参照サンプルを使用すると、チャネルを推定するＯＦＤＭ変調の効率及びロバスト性を高めることができる。
加えて、放射される無線信号内のハイブリッドシンボルの構造を使用すると、送信信号の構造を変えることなく、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式の適用後のＮ個の総サンプルに対するＳ個の参照サンプルの比（又は等価的に、変調されるサンプルの総数Ｋに対するＫｄ個のデータサンプル及びＫ０個の参照サンプルの割合）を調整することができる。これにより、Ｓ個の参照サンプルを挿入する特定の位置を規定することも可能になる。実際、コヒーレンス帯域幅の観点からのチャネルの要件に従って、既定の参照対データ比を有する無線信号を提供することが望ましい。受信機が、例えば、ハイブリッドシンボル全体を復調する必要なく、ハイブリッドシンボルの参照サブセクションのみを復調してチャネル推定を実行することができるように、参照サブセクションは、受信機によって知られている位置、例えばデフォルト位置にあることも望ましい。
これらの追加の要件に適合する無線信号を提供するため、Ｓ個の参照サンプルが挿入される位置Ｔ１が目標位置と一致するようにＫ個のサンプルのブロック内の第１の位置Ｊ１を求めることと、Ｋ０個のデータサンプルに対するＳ個の参照サンプルの比が目標比と一致するようにＫ個のサンプルのブロック内の第２の位置Ｊ２を求めることとができる。
Ｋ個のサンプルのブロックにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによるＫｄ個のデータサンプルの変調から取得される信号と同様のスペクトル特性を有するＳ個の参照サンプルを生成する必要があることに留意すべきである。チャネルの推定を容易にするために、信号をＯＦＤＭ信号として生成することが提案される。低電力包絡線変動を有する参照シンボルを生成する目的に関しては、ＰＡＰＲの劣化を可能な限り回避するようにＳ個の参照サンプルを生成することも好ましい。前述したように、ＯＦＤＭ変調は、低ＰＡＰＲ信号を生成することに特に適していない。しかしながら、特に参照信号は、変調されるサンプルの慎重な選択を通じて電力変動を低く維持することが可能である。
限定ではないが、一般的な例は、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列である。他の任意のタイプの系列だけでなく変調方式も、チャネルの推定を可能にするとともに低ＰＡＰＲを示す限り選択することができる。
それ自体のサイクリックプレフィックスによって保護される低ＰＡＰＲを有する真のＯＦＤＭパイロットを挿入することの利点は、以下のとおりである。
－放射される無線信号が、データサンプル及び参照サンプルの双方について低電力変動を示し、これは、衛星伝送等の飽和の近くで電力増幅器を駆動することによって節電することが必要とされる状況では特に望ましいこと、
－受信機におけるＯＦＤＭパイロットの復調が、いくつかの利用可能なＯＦＤＭチャネル推定技法のうちの任意のものを使用して無線信号を送信するのに使用されるチャネルの正確な推定から利益を得ることができること、
－上記のように構築されたハイブリッドシンボルが、放射される信号において搬送される他の任意のシンボルと同じサンプル数を維持しながら参照サンプルの任意の割合を含むことができ、これは、１つ以上の上記のように構築されたハイブリッドシンボルをデータシンボルとともに、例えば、時間領域においてそれぞれ同じ長さを有するＯＦＤＭシンボルで構成されたサブフレームからなるＬＴＥ無線フレーム構造に従って送信することを可能にすること。
一実施の形態において、所定の参照サンプルは、ＣＡＺＡＣ系列に対してＯＦＤＭ変調を適用することによって生成される。ＣＡＺＡＣ系列は、より具体的にはＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列とすることができる。ＯＦＤＭ型方式がいくつかの特定のパラメータを用いてＣＡＺＡＣ系列又はＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列に対して適用された結果、別のＣＡＺＡＣ系列又は別のＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列をオーバーサンプリングしたものが得られる。良好な相関特性に加えて、無線信号内のそのような系列は、低包絡線変動、すなわち低ＰＡＰＲを有する。ＯＦＤＭ型方式をそのような系列に適用することによって変調され、その後、低い計算複雑度を有するハイブリッドシンボルの参照サブセクションとして挿入される参照サンプルを構築することが可能である。
一実施の形態において、Ｋ個のサンプルのブロックは、Ｋ１＝Ｊ１であるＫ１個の連続したサンプルの前部と、Ｋ２＝Ｋ－Ｊ２及びＫ１＋Ｋ２＝ＫｄであるＫ２個の連続したサンプルの後部とを含む。換言すれば、Ｊ１及びＪ２は、Ｊ１が０と異なり、Ｊ２がＫ－１と異なるように規定される。その結果、無線信号内の送信されるハイブリッドシンボルでは、前部及び後部は非ヌルであり、すなわち、ハイブリッドシンボルの最初のサンプル及び最後のサンプルはデータサンプルである。或いは、Ｋ１又はＫ２は０に等しくすることができ、その結果、ハイブリッドシンボルの最初のサンプル又は最後のサンプルは参照サンプルである。
いくつかの実施の形態を以下に開示する。これらの実施の形態では、特に、Ｋ個のサンプルのブロック内の第１の位置Ｊ１と第２の位置Ｊ２との間のＫ０個の連続したサンプルによって保持される値が異なる。
一実施の形態において、方法は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用する前に、Ｋ個のサンプルのブロック内の第１の位置Ｊ１と第２の位置Ｊ２との間のＫ０個の連続したサンプルの値を０に設定し、出力信号を取得することを更に含む。
Ｋ０個の連続したサンプルの値を０に設定することは、参照シンボルが導入されることになる適した出力信号を取得する簡単で費用のかからない方法である。しかしながら、０に設定されたＫ０個の連続したサンプルを中央部（第１の位置Ｊ１と第２の位置Ｊ２との間）に含むＫ個のサンプルのブロックにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用した後、結果の出力信号は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによる変調のフィルタリング効果からもたらされるサンプル間干渉に起因した非ゼロのシンボルを中央部（第１の位置Ｊ１に対応するインスタントと第２の位置Ｊ２に対応するインスタントとの間）に含む。それらのシンボルを０に設定すると、その結果、ＯＦＤＭ型信号の特性をもはや有しない変更された信号が得られ、この信号は、復調の品質を特に低下させるおそれがある。
一実施の形態において、Ｋ個のサンプルのブロック内のＫ０個の連続したサンプルの少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用して出力信号を取得する前に、
（ａ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれが、
送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
Ｋ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）と、
を含む、複数の、Ｋ個のサンプル（Ａ’０；．．．；Ａ’Ｋ－１）の一時的なブロックを取得することと、
（ｂ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルの一時的なブロックに適用した結果として第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
（ｃ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、
Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値と、
ヌル値と、
の間の類似のレベルを示すＫ個のサンプルの一時的なブロックに関連した基準を求めることと、
（ｄ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用した結果として第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、ヌル値との類似の最適化されたレベルを示すように、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部を、Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれの値と、（ｃ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
によって取得される。
この実施の形態によれば、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプルを取得するように選択されるＫ０個の一時的な連続したサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）はゴーストサンプル、すなわち送信される信号の生成に関与するが、送信される有用なデータを搬送するＫｄ個のデータサンプルとは逆に、それ自体はサンプルとして、すなわち情報を搬送するサンプルとして送信されないサンプルであることに留意すべきである。
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の線形性に起因して、類似レベルを示す基準は、線形システムとして記述することができる。一般に、システムは優決定である。したがって、最小二乗手法を適用して解を計算することができる。
本明細書全体を通して、基準は、第１のデータセットと第２のデータセットとの間の類似を評価する代数的方法又は統計的方法に関係のある任意の値とすることができる。本明細書において、第１のデータセットは、Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの上記少なくとも一部の値に対応し、第２のデータセットは、ヌル値に対応する。上記基準は、例えば、代数的方法の場合には、Ｌ１ノルム、ユークリッド距離（Ｌ２ノルム）等を含むことができ、統計的方法の場合には、Ｒ個の複素サンプルの平均値、標準偏差、加重平均値等を含むことができる。
上記（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のシーケンスは、Ｋ０個の一時的な連続したサンプルの最適化された値を求める代数的方法又は統計的方法の一部とすることができる。この目的に使用することができる関係のある統計的方法の例としては、最小二乗法、加重最小二乗法、χ２法等がある。
本明細書全体を通して、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の上記少なくとも一部を求めることは、線形連立方程式等の連立方程式を解くことを含むことができる。そのような線形連立方程式は、通常、可能性のある解（ここでは、Ｋ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２））ごとに、上記可能性のある解の各サンプルに関連した値と、上記可能性のある解に関連した基準の値との間の関係である線形方程式を含む。そのような線形連立方程式は、通常、求められる解の値と、最適化された値（ここでは、ヌル値を用いて求められる解の完全な類似に対応する値）に設定される上記求められる解に関連した基準の値との間の関係である線形方程式を更に含む。
そのような連立方程式を解くことは、正確な解、ここでは、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の上記少なくとも一部の正確な値を見つけることに必ずしも対応しない。
実際は、線形連立方程式は一般に優決定である。そのような場合に、線形連立方程式を解くことによって、代数変換の結果として、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の上記少なくとも一部が求められる。
必要な場合には、連続する反復によって、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用することによる変調後に、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳ’ｎ個のシンボルが０に接近するように、Ｋ０個の連続したサンプルの寄与がＫｄ個のデータサンプルの寄与をキャンセル除去することに資するような方法でＫ０個の連続したサンプルを求めることが可能である。
実際は、上記のように求められたＫ０個のサンプルは、信号の同じ部分にわたるデータサンプルの寄与の逆に近い寄与を位置［Ｔ１，Ｔ２］にわたって生成する。
この手法の主な利点は、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてＲＳｎ個の参照サンプルのインデックスに対応するサンプル位置の全て又は一部に対する変調後のデータの寄与を０に設定することが、復調性能に有害であり得る雑音の生成を少なくするということである。
一実施の形態において、Ｋ０個の一時的な連続したサンプルの少なくとも一部を求めることは、最小二乗法を適用することを含む。
最小二乗方法を適用することによって、変調後のＫ０個の連続したサンプルの寄与とＫｄ個のデータサンプルの寄与との間のユークリッド距離を最小にする、Ｋ０個の一時的な連続したサンプルの値を設定することが可能になる。
一実施の形態において、Ｋ個の連続したサンプルのブロック内のＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部は、ゴーストパイロットタイプのゴーストサンプルである。ゴーストパイロットタイプのゴーストサンプル、又はゴーストパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによる変調後に［Ｔ１，Ｔ２］の間の信号部分が、ゼロ化後に挿入されたサンプルを模倣する信号を生成するのに使用されるサンプルである。用語「ゴースト」は、パイロット部分に対するそれらの直接的な寄与が消去されることに関係している。いくつかの場合には、ゴーストパイロットを受信機において知っており、復調後にデータサンプルに対するそれらの寄与を補償することは有用であり得る。これは、ゴーストパイロットがデータサンプルの影響なしに挿入されるサンプルＳからだけで生成されるときに特に当てはまる。
一実施の形態において、Ｋ個の連続したサンプルのブロック内のＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用して出力信号を取得する前に、
挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された挿入されるＳ個の参照サンプルを含む参照信号を取得することと、
逆ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を参照信号に適用して、Ｋ０個の連続した復調されたサンプルを含むＫ個の復調されたサンプルのブロックを含む復調された参照信号を取得することと、
Ｋ個のサンプルのブロック内のＫ０個の連続した復調されたサンプルの少なくとも一部を、Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部を形成するゴーストパイロットタイプのゴーストサンプルとして挿入することと、
によって求められる。
この手法の利点は、変調後に、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルが、挿入されるＳ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを模倣するということである。Ｓｎ個のサンプルがＳ個の参照サンプルにより多く類似しているほど、挿入によって適用される劣化は小さくなる。
参照信号は、挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを挿入されるＳ個の参照サンプルに付加したものに隣接するいずれのサンプルの値も０に設定することによって取得することができる。この場合に、参照信号は参照サンプルのみを含む。
或いは、参照信号は、Ｌ個のサイクリックプレフィックスサンプルを挿入されるＳ個の参照サンプルに付加したものに隣接する、０と異なる値を有する追加のサンプルを更に含むことができる。そのような参照信号を取得するための一例は、以下のものである。
－送信されるＫｄ個のデータサンプル及び０に設定された値を有するＫ０個の連続したサンプルを含むＫ個のサンプルのブロックにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、無線信号においてｎ＝０～Ｎ－１であるＮ個の複素サンプルＳｎを含むシンボルを表す出力信号を取得すること；
－上記のように取得された出力信号において、第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間のＲ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得すること；
－上記のように取得された更新された出力信号の第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを挿入して、参照信号を取得すること。
変調後、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルは、ハイブリッドシンボルを形成するために変調後に挿入されるＳ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルと僅かに異なることに留意すべきである。
実際は、逆ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を参照信号に適用することによって、Ｋ個の復調されたサンプルが取得される。これらのＫ個のサンプルは、参照信号に当初から存在する全情報を含む。これらのＫ個の復調されたサンプルの中で、Ｋ０個の連続する復調されたサンプルのみが保持され、その結果、情報が失われる。Ｋｄ個のデータサンプル及びＫ０個の連続する復調されたサンプルを含むＫ個のサンプルのブロックを変調するとき、したがって、参照信号に当初から存在するｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルを正確に取得することは可能でない。しかしながら、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルの値を０に設定し、その後、Ｓ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを挿入することによって、出力信号に類似し、復調性能及び帯域外放射の放出に関して同様の特性を維持する後続信号が得られる。一般に、変調されたシンボルを挿入されたＯＦＤＭシンボルに取り替えることは、帯域外放射の放出を引き起こす振幅不連続性をもたらすことに留意すべきである。上述した実施の形態において、変調されるサンプルは、取り替えられる変調されたシンボルが、挿入されるＯＦＤＭシンボルに類似するように求められるので、振幅ジャンプは最小にされる。
代替の実施の形態において、Ｋ個の連続したサンプルのブロック内のＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用して出力信号を取得する前に、
（ａ）複数の、Ｋ個のサンプル（Ａ”０；．．．；Ａ”Ｋ－１）の一時的なハイブリッドブロックであって、Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックのそれぞれは、
送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
ゴーストパイロットタイプのＫ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ”Ｊ１；．．．；Ａ”Ｊ２）と、
を含む、複数の、Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックを取得することと、
（ｂ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックに適用した結果として、第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳ”ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
（ｃ）Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックのそれぞれについて、
Ｒ個の複素サンプルＳ”ｎの少なくとも一部の値と、
挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された挿入されるＳ個の参照サンプルの少なくとも一部の値と、
の間の類似のレベルを示すＫ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックに関連した基準を求めることと、
（ｄ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用した結果として第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された挿入されるＳ個の参照サンプルの少なくとも一部の値との類似の最適化されたレベルを示すように、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部を、Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックと、（ｃ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
によって求められる。
ここで、（ａ）におけるＫ個のサンプルの一時的ハイブリッドブロックのそれぞれは、上記で提示したような任意の代数的方法又は統計的方法に従って（ｄ）において解かれる最適化問題の候補として、ゴーストパイロットタイプのＫ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ”Ｊ１；．．．；Ａ”Ｊ２）を含む。この最適化問題の解は、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部を形成するゴーストパイロットタイプのゴーストサンプルである。
したがって、変調後、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルも、挿入されるＳ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを模倣する。
一実施の形態において、方法は、
（ｅ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれが、
送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
Ｋ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）と、
を含む、複数の、Ｋ個のサンプルの一時的なブロック（Ａ’０；．．．；Ａ’Ｋ－１）を取得することと、
（ｆ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルの一時的なブロックに適用した結果として第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
（ｇ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、
Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値と、
ヌル値と、
の間の類似のレベルを示すＫ個のサンプルの一時的なブロックに関連した基準を求めることと、
（ｈ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用した結果として第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＲ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、ヌル値との類似の最適化されたレベルを示すように、Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部を、Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれの値と、（ｇ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
（ｉ）（ｈ）において求められたＫ０個の連続したサンプルの少なくとも一部に基づいて、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部を更新することと、
を更に含む。
Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）を更新することは、例えば、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）のそれぞれの値を、同じインデックスを有するＫ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）の対応するそれぞれの値と合計することに対応することができる。
したがって、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式をＫ個のサンプルのブロックに適用することによる変調後、Ｋｄ個のデータサンプルの寄与は、そのように変更されたＫ０個の連続したサンプルの寄与によって補償される。したがって、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルは、挿入されるＳ個の参照サンプル及びＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルをより正確に模倣する。
一実施の形態において、Ｋ個のサンプルのブロックのＫ０個の連続したサンプルの少なくとも一部の値を更新することは、
Ｐａ１、Ｐａ２が正の整数であり、Ｐａ１＋Ｐａ２はＫ０未満であるとして、Ｋ０個の連続したサンプルが、
Ｐａ１個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ１＋Ｐａ１）の前部と、
中央部（ＡＪ１＋Ｐａ１＋１；．．．；ＡＪ２－Ｐａ２－１）と、
Ｐａ２個の連続したサンプル（ＡＪ２－Ｐａ２；．．．；ＡＪ２）の後部と、
を含むように、Ｋ個のサンプルのブロック内の第３の位置Ｊ１＋Ｐａ１及び第４の位置Ｊ２－Ｐａ２を求めることと、
Ｋ０個の連続したサンプルの前部及び後部のサンプルの値を更新することと、
を含む。
したがって、Ｋ０個の連続したサンプルの前部及び後部のみが更新される。そのような更新は、ハイブリッドシンボルのデータセクションとパイロットセクションの最初のサンプル及び最後のサンプルとの間の振幅不連続性を低減するのに十分である。特に、既に上記で対処した復調性能及び帯域外放射の放出に関する信号特性について、これらの信号特性は、Ｋ０個の連続したサンプルの前部及び後部を更新するだけで大幅に最適化することができる。実際、Ｋ０個の連続したサンプルの中央部を更新することは、上記特性に対する影響がかなり小さい。例えば、帯域外放射の放出は、ＯＦＤＭサンプル等の挿入されたサンプルによるＫ０個の連続したサンプルの前部及び後部のサンプルの取り替えに関係した振幅不連続性に関係している。
一実施の形態において、Ｐａ１＝Ｐａ２であり、Ｋ０個のサンプルの前部及び後部に対する対称効果をもたらす。
変調後にシンボルの中央部をデータゼロ化することと、シンボルの中央部にＯＦＤＭパイロットを挿入してハイブリッドシンボルのパイロットセクションを形成することとはともに、受信機における劣化をもたらす場合がある。そのような劣化は、上述したようにＫ個のサンプルのブロックを全体として最適化することによって、又は、ゴーストサンプルがデータサンプルの値に基づいて求められないときは、以下の実施の形態に従ってＫｄ個のデータサンプルを個別にプリコーディングすることによって、最小にすることができる。この実施の形態において、第１の位置Ｊ１と第２の位置Ｊ２との間のＫ０個の連続したサンプルはゴーストサンプルであるので、Ｋｄ個のデータサンプルの少なくとも一部の値は、ハイブリッドシンボルのデータセクションに対するＫ０個のゴーストサンプルの、ハイブリッドシンボル復調時に発生する寄与を補償するように決定される。
別の実施の形態において、Ｋｄ個のプリコーディングされたデータサンプルと、Ｋ０個の連続したゴーストサンプルとを含むＫ個のサンプルのブロックにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することから取得されるハイブリッドシンボルのデータセクションは、Ｋｄ個のプリコーディングされていないデータサンプル（Ａ０；．．．；ＡＪ１－１；ＡＪ２＋１；．．．；ＡＫ－１）と、その値が０に設定されたＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）とを含むブロックに同じＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用した場合と実質的に同じである。
したがって、変調前に、ハイブリッドシンボルにおいて、データセクションが送信されるＫｄ個のデータサンプルに対応するようなＫｄ個のデータサンプルは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによって誘発される劣化をキャンセル除去するプリコーディングを用いて、変調後のＫ０個のサンプルの寄与を補償するようにプリコーディングされる。
一実施の形態において、Ｊ１、Ｊ２、Ｔ１及びＴ２は、
及び
のように互いに対して規定され、ｗ１及びｗ２のそれぞれは非負の整数である。
したがって、送信されるＫｄ個のデータサンプルのいずれも、変調後において、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについてのＳｎ個のシンボルの値を０に設定している間消去されないことが保証される。その上、ｗ１の値又はｗ２の値のうちの一方による各正のインクリメントは、ゴーストパイロットを求めるときの１つの追加の自由度を提供する。
本発明の更なる態様は、前述した方法に関して放射され、伝播チャネルを通じて送信され、少なくともＫ個の異なるサブキャリアに対してアクティブであるように構成される受信機によって受信される無線信号を送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を求める方法であって、Ｋは正の整数であり、方法は、
ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを付加されたハイブリッドシンボルを形成するＮ個のサンプルを含む信号を、受信された無線信号に基づいて取得することと、
Ｔ２－Ｔ１＝Ｒであり、Ｒは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌル整数であり、Ｓは正の整数であるとして、
ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、信号が、ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する複素サンプルＳｎを含み、
ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、信号が、ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する参照サンプルＲＳｎを含む、
ように、信号内の第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２を取得することと、
ハイブリッドシンボルの参照セクションに少なくとも基づいて、受信される無線信号を送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を求めることと、
を含む、方法に関する。
受信信号は、伝播チャネルを介した放射信号の送信後のその放射信号の観測結果である。送信後、受信信号は、減衰、ドップラーシフト、位相雑音、付加雑音及びマルチパス遅延拡散に起因したシンボル間干渉（ＩＳＩ）等の異なる劣化による影響を受ける。
受信信号内のハイブリッドシンボルの参照セクションはチャネル推定値を求めることを可能にし、チャネル推定値はそれ自体、例えば等化器を使用してＩＳＩの影響を緩和するのに使用することができる。
上記のように求められたチャネル推定値は、受信無線信号を復調するのに使用することができ、特に、ハイブリッドシンボルのデータセクションだけでなく、他のデータのみのシンボルも復調するのに使用することができる。
ハイブリッドシンボルの参照セクションに少なくとも基づいてチャネル推定値を求めることは、任意のチャネル推定方法によって行うことができる。
簡単なチャネル推定方法は、逆ＯＦＤＭ型方式をハイブリッドシンボルに適用して、受信無線信号を送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を示す逆ＯＦＤＭ型復調された信号を取得することと、例えば、送信された参照サンプルの知識を使用してマルチパス遅延拡散を示す雑音を削減する最小平均二乗推定器（ＭＭＳＥ：minimum mean square estimator）を使用して上記復調された信号を周波数において平滑化及び補間することと、この平滑化された信号に基づいてチャネル推定値を求めることとを含む。
代替の実施の形態において、ハイブリッドシンボルの参照セクションに少なくとも基づいてチャネル推定値を求めることは、
－ハイブリッドシンボルの少なくとも一部の複素サンプルＳｎの値及びサイクリックプレフィックスを形成するサンプルの値を０に設定して、Ｓ個の参照サンプルＲＳｎを含む更新された信号を取得することと、
－更新された信号に逆ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用して、受信された無線信号を送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を示す連続した参照サンプルのブロックを含む逆ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型復調された信号を取得することと、
－復調された信号に基づいてチャネル推定値を求めることと、
を含む。
本発明の更なる態様は、少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信するモジュールを備える電気通信デバイスであって、モジュールは、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される放射器を備え、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、電気通信デバイスは、
Ｋ個のサンプルのブロックが、
Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）と、
を含むようなＫ個のサンプル（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、無線信号内のＮ個の複素サンプルＳｎを含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
出力信号において、
Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
出力信号において、第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間のＲ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、
更新された出力信号の第１の位置Ｔ１と第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、ハイブリッドシンボルは、
ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する無線信号内の複素サンプルＳｎと、
ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する無線信号内の参照サンプルＲＳｎと、
を含むことと、
ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスをハイブリッドシンボルに付加して、サイクリックプレフィックスを付加されたハイブリッドシンボルを表す信号を取得することと、
無線信号を送信することを考慮して、サイクリックプレフィックスを付加されたハイブリッドシンボルを表す信号に対応する無線信号を生成することと、
によって無線信号を生成する処理回路を更に備える、電気通信デバイスに関する。
本発明の更なる態様は、通信システム上で送信される無線信号内の少なくともＫｄ個のデータサンプルのグループを受信するモジュールを備える電気通信デバイスであって、モジュールは、少なくともＫ個の異なるサブキャリアに対して動作するように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、電気通信デバイスは、無線信号を電気通信デバイスに送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を求める処理回路を更に備え、
無線信号は、
Ｎ及びＧは正の整数であるとして、ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを付加されたハイブリッドシンボルを形成するＮ個のサンプルを含む信号を、受信された無線信号に基づいて取得することと、
Ｔ２－Ｔ１＝Ｒであり、Ｒは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌル整数であり、Ｓは正の整数であるとして、
ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、信号が、ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する複素サンプルＳｎを含み、
ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、信号が、ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する参照サンプルＲＳｎを含む、
ように、信号内の第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２を取得することと、
ハイブリッドシンボルの少なくとも一部の複素サンプルＳｎ及びサイクリックプレフィックスを形成するサンプルの値を０に設定して、Ｓ個の参照サンプルＲＳｎを含む更新された信号を取得することと、
逆ＯＦＤＭ型方式を更新された信号に適用して、無線信号を送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を示す連続した参照サンプルのブロックを含む復調された信号を取得することと、
によって、受信無線信号として受信される、電気通信デバイスに関する。
非限定的な実施の形態におけるそのような送信デバイスを、図３に示す。
図３には、無線信号を受信機３．２に送信する送信機３．１が示されている。受信機３．２は送信機３．１のカバレッジ内に存在する。この送信は、ＯＦＤＭベースのシステムの状況においてはＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型の送信である。この例では、送信機３．１は固定局であり、受信機３．２はモバイル端末であり、３ＧＰＰセルラーシステムの状況においては、それらは基地局及びユーザ機器と呼ばれる。送信機３．１はモバイル端末とすることもでき、受信機３．２は固定局とすることもできる。
送信機３．１は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓ）３．３と、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ）３．４と、メモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ）３．５とを備える。ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ３．５は、コンピュータプログラムを取り出す不揮発性ユニットと、シンボル組み込みパラメータを取り出す揮発性ユニットとを備える。ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ３．４は、本発明によるハイブリッドシンボルを送信するように構成されている。ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓ３．３は、受信機３．２に無線信号を送信するように構成されている。通信モジュール３．３、処理モジュール３．４及びメモリユニット３．５は、前述したように、ハイブリッドシンボルを送信するデバイスを構成することができる。
受信機３．２は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ）３．６と、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ）３．７と、メモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ）３．８とを備える。ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ３．８は、コンピュータプログラムを取り出す不揮発性ユニットを備える。ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ３．７は、無線信号からシンボルを取り出すように構成されている。ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ３．６は、送信機３．１から無線信号を受信するように構成されている。
本発明の更なる態様は、プロセッサによって実行されると前述した方法を実行するコード命令を含む、コンピュータプログラム製品に関する。
非限定的な実施の形態におけるそのようなコンピュータプログラム製品の全般的なアルゴリズムは、以下で説明するような図２に表されている。
本発明は、添付図面の図に、限定としてではなく例として示される。添付図面において、同様の参照符号は同様の要素を参照する。
ＴＤＭＰｉ参照シンボルの生成を示す図である。 本発明の一実施形態による方法を実行するプログラムの一般的アルゴリズムのブロック図である。 本発明の実施形態による電気通信デバイスを示す図である。 本発明の第１の実施形態によるハイブリッドシンボルの生成を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態によるハイブリッドシンボルの生成を示すフローチャートである。
図２を参照すると、Ｋ個のサンプル（Ａ０，．．．ＡＫ－１）のブロック２．１が取得される。Ｋ個のサンプルのブロックが、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、送信対象でないＫ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）とを含むようなこのサンプルのブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２も取得される。
Ｋサイズ離散フーリエ変換（ＤＦＴ）モジュール２．２が、Ｋ個のサンプルのブロックに適用され、周波数領域におけるＫ個の複素サンプルが取得される。すなわち、Ｋ個の割り当てられたサブキャリアの中の各第ｌのサブキャリアについて１つの複素サンプルが取得される。
これらの複素サンプルは、周波数領域においてサブキャリアマッピングモジュール（Ｋ×Ｎ）２．３を用いて、ＮサイズＩＤＦＴモジュール２．４のＮ個の入力の中のＫ個にマッピングされる。サブキャリアマッピングに関して、複素サンプルのベクトル
が、サブキャリアマッピングモジュール２．３を介して、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＫ個の割り当てられたサブキャリアにマッピングされる。サブキャリアマッピングは、例えば局所化することができ、すなわち、ベクトルＳのＫ個の要素は、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＫ個の連続したサブキャリアにマッピングされる。サブキャリアマッピングは、例えば分散させることができ、すなわち、ベクトルＳのＫ個の要素は、帯域幅全体にわたって等距離間隔にマッピングされ、未使用のサブキャリアは０によって占有される。
次に、Ｎサイズ逆ＤＦＴモジュール２．４が、サブキャリアマッピングモジュール２．３の結果のベクトル
に適用され、したがって、送信アンテナ２．０を介して送信されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルが生成される。より正確には、ＩＤＦＴモジュール２．４の出力では、信号
が取得される。この信号は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルに対応する時間間隔の間、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＫ個の割り当てられたサブキャリアを占有する。信号
は、周波数領域表現が、上記時間間隔の間、ｌ＝０～Ｍ－１である各第ｌの占有サブキャリアについて複素サンプルＳｌである時間領域信号である。この時間領域信号
はＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルに対応する。したがって、信号
内のサンプルは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボル内のサンプルを指す。
ＩＤＦＴモジュール２．４の出力では、ｎ＝０～Ｎ－１である無線信号内のＮ個の複素サンプルＳｎを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを表す出力信号が取得される。
図３を参照すると、提案されたハイブリッドシンボルが、出力信号のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボル内にＯＦＤＭ参照シンボルを挿入することによって取得される。
それ自体のＣＰを含む真のＯＦＤＭ参照シンボルを挿入する利点は、いくつかの利用可能なＯＦＤＭチャネル推定技法のうちのいずれかを使用したチャネルの正確な推定から利益が得られることである。ここでは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルは、多重の双方のエッジにＰ個のヌルサブキャリアを追加することによって、Ｋ個の時間領域サンプルをＮ／Ｋ倍にオーバーサンプリングしたものを搬送するものと仮定される（Ｎ＝２Ｐ＋Ｋ）。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボルに挿入されるＯＦＤＭパイロットシンボルのサイズは、コヒーレンス帯域幅に関するチャネルの要件に従って規定される。ＯＦＤＭパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボル内のどの位置にも挿入することができる。ＯＦＤＭパイロットは、以前に生成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボル内の対応するサンプルを最初にゼロにすることによって挿入される。
そのために、出力信号は、出力信号内の第１の位置Ｔ１及び出力信号内の第２の位置Ｔ２の値にアクセスするデータゼロ化モジュール２．５に送信される。Ｔ１及びＴ２の値は、Ｊ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求められる。出力信号は、したがって、
－ Ｎ１個の複素サンプル（Ｓ０；．．．；ＳＴ１－１）の前部と、
－ Ｒ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の中央部と、
－ Ｎ２個の複素サンプル（ＳＴ２＋１；．．．；ＳＮ－１）の後部と、
を形成するＮ個の複素サンプルを含む。
データゼロ化モジュール２．５の出力では、出力信号の中央部におけるＲ個の複素サンプルの値が０に設定され、その結果、更新された出力信号が得られる。
更新された出力信号は、それ自体のサイクリックプレフィックスとともに付加されるＯＦＤＭパイロットを組み込むパイロット組み込みモジュール２．６に送信される。パイロット組み込みモジュール２．６は、ＯＦＤＭパイロット及びサイクリックプレフィックスが第１の位置Ｔ１から第２の位置Ｔ２に挿入されるように第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２にアクセスする。パイロット組み込みモジュール２．６の出力では、ハイブリッドシンボルを表す後続信号が取得される。
サイクリックプレフィックス付加モジュール２．７は、ハイブリッドシンボルに、このハイブリッドシンボルのサイクリックプレフィックスを付加し、次に、この信号は、デジタル／アナログ変換器モジュール（ＤＡＣ／ＲＦ）２．８を使用して変換され、アンテナ２．０によって送信される無線信号を生成することができる。特に、デジタル処理された信号は、電磁信号の伝播条件及び実施中の電気通信規制のために、それ自体では空中に放射することができない。ＤＡＣ／ＲＦモジュールは、信号の周波数転位を行うことによってこの不利点を克服する。
提案されたハイブリッドシンボルの生成は、以下の実施形態において更に詳述される。
上記で説明したように、ＴＤＭＰｉ参照シンボルは、重要な要件が参照シンボルの挿入を最小にして、低ＰＡＰＲを維持しながら衛星における多くとも電力を節約することである、衛星伝送等の状況に特によく適している。これが、パイロットパターンに専用のＣＰを構築するために特定のサンプルを当てるのではなく、標準的なＣＰをパイロットＣＰに取り替える主な理由である。副作用として、受信機は、ＦＦＴ復調窓がＣＰにおいて数サンプル後方に位置決めされる場合には、シンボル内の最後のサンプルを復調する情報を欠いている場合がある。その上、グローバルＣＰの場合と異なり、ＰＣＰの末尾とＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの先頭との間の接合部に振幅連続性がない。これは、帯域外（ＯＯＢ）放射の原因である。この放射は、フィルタリングによって削減することができるが、小さなＯＦＤＭシンボルの巡回性の劣化という犠牲を伴う。解決策は、更なる性能の劣化という代償を払うが、シンボルの末尾に参照サンプルを追加することである。
提案されたハイブリッドシンボルは、ＴＤＭＰｉ方式の限界を補償する。提案されたハイブリッドシンボルの基本的な原理は、一実施形態において、真のＯＦＤＭシンボルをＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボル内に挿入することである。それ自体のＣＰを含む真のＯＦＤＭ参照シンボルを挿入する利点は、いくつかの利用可能なＯＦＤＭチャネル推定技法のうちのいずれかを使用したチャネルの正確な推定から利益が得られることである。ここでは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルは、多重の双方のエッジにＰ個のヌルサブキャリアを追加することによって、Ｋ個の時間領域サンプルをＮ／Ｋ倍にオーバーサンプリングしたものを搬送するものと仮定される。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボルに挿入されるＯＦＤＭパイロットシンボルのサイズは、コヒーレンス帯域幅に関するチャネルの要件に従って規定される。ＯＦＤＭパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボル内のどの位置にも挿入することができる。ＯＦＤＭパイロットは、以前に生成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボル内の対応するサンプルを最初にゼロにすることによって暗黙的に挿入される。
情報データを搬送する元のサンプルが消去されることによって、それらの復調が劣化することは明らかである。
図４を参照すると、一実施形態において、解決策は、ＯＦＤＭパイロットの位置に対応するインデックスにゼロを含むベクトルを用いてＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボルを生成することである。変調後、変調前のゼロの位置に対応する信号の部分は、ディリクレカーネルとの巡回畳み込みに起因したゼロに隣接するデータからの寄与を含むことになる。この寄与は最初にゼロにされ、ＯＦＤＭパイロットシンボルのサンプルの挿入が可能になる。
上記で説明したように、変調前のゼロの位置に対応する信号の部分は、ゼロに隣接するデータからの寄与を含む。これらのサンプルに対してゼロ化操作を適用することは、必然的に、基礎をなすＯＦＤＭ信号の直交性を破壊し、特にゼロサンプルに近い復調されたデータについて、それらのデータにいくつかの劣化をもたらす。
図５を参照すると、一実施形態において、変調後の中央部に対するデータの寄与を可能な限り多く削減するように計算されたパイロットサンプルを変調前に挿入することが提案される。これらのパイロットサンプルの寄与は、ゼロ化操作によってほとんどキャンセルされるので、本明細書において、いわゆるゴーストパイロットタイプのゴーストサンプル又はゴーストパイロット又はゴーストパイロットサンプルと記載される。
ＯＦＤＭパイロットは、Ｓ個のサンプルが、サンプルの総数Ｒ＝Ｓ＋Ｌを与える長さＬを有するＣＰを用いて拡張されたものから構成される。ＯＦＤＭパイロットは、［０，Ｎ－１］の番号付けを前提とする長さＮを有するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ参照シンボルにおけるインデックスＴ１に挿入されるものと仮定する。ＯＦＤＭパイロットの最後のサンプルは、したがって、インデックスＴ２＝Ｔ１＋Ｒ－１に挿入される。変調前のパイロットサンプルを搬送する最初のサンプル及び最後のサンプルのインデックスは、以下のように規定される。
及び
これらの式において、ｆｌｏｏｒ（）関数は、入力として実数ｘを取り、出力としてｘ以下の最大整数を与える関数であり、ｃｅｉｌ（）関数は、出力としてｘ以上の最小整数を与える関数であり、ｗ１及びｗ２は、スペクトル効率の損失を制限するために一般に小さな正の整数（０～１又は２）である。挿入されるＯＦＤＭパイロットの最初のサンプル又は最後のサンプルがデータ位置の非常に近くに位置する状況では、ｗｉを少なくとも１に設定することがより良好であることに留意されたい。その結果、元のベクトルは、以下の３つの部分に分割される。
－前部：インデックス［０，Ｊ１－１］のＫ１＝Ｊ１個の情報データ、
－中央部：インデックス［Ｊ１，Ｊ２］のＫ０＝Ｊ２－Ｊ１＋１個のパイロットサンプル、及び
後部：インデックス［Ｊ２＋１，Ｋ－１］のＫ２＝Ｋ－Ｋ１－Ｋ０個の情報データ。
元のベクトルにおける前部及び後部によって搬送されるデータの総数は、Ｋｄ＝Ｋ１＋Ｋ２として表される。
前部及び後部内で搬送されるサンプルは、情報データ若しくはユーザデータ又は有用なデータとして表される。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後、中央部は、挿入されたパイロットサンプルにほとんど依存するが、前部及び後部のサンプルとディリクレカーネルとの巡回畳み込みに起因したデータの寄与も含む。ＯＦＤＭパイロットの挿入前に、信号は以下の３つの部分に分解される。
－前部：インデックス［０，Ｔ１－１］の変更されていないＮ１＝Ｔ１個のデータサンプル、
－中央部：インデックス［Ｔ１，Ｔ２］の強制的にゼロにされたＮ０＝Ｒ個のサンプル、及び
－後部：インデックス［Ｔ２＋１，Ｎ－１］の変更されていないＮ２＝Ｎ－Ｎ１-Ｎ０個のデータサンプル。
最後に、低ＰＡＰＲを保証する任意の方法に従って生成される長さＲを有するＯＦＤＭパイロットが、Ｒ個のパイロットによって占有される箇所に挿入される。代表的ではあるが制限的な解決策は、３ＧＰＰ／ＬＴＥセルラーシステムのアップリンクにおいて使用されるようないわゆるＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列である。変調された信号における前部及び後部によって搬送されるデータの総数は、Ｎｄ＝Ｎ１＋Ｎ２として表される。
提案されたアルゴリズムは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の行列記述を使用して最適に導入される。第１のステップにおいて、変調及び復調がともに、残りの記述の参照用として機能する行列変換として記述される。ｘｋは、サイズＫを有するデータブロックｘにパースされるデータ（情報）サンプルを示す。第ｉのデータブロックｘ（ｉ）は、したがって、ｘ（ｉ）＝［ｘ０ （ｉ），．．．，ｘ（Ｋ－１） （ｉ）］Ｔとして記述することができる。
全体的な信号に対するデータの寄与が以下に詳述される。データブロックｘ（ｉ）は、Ａ＝ＰｃＦＫを使用する行列積として記述することができるＫ点正規化直接形式（K-point normalized direct form）離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用して、周波数が最初に拡散される。上記式において、Ｐｃは、これが適用される行列の各列の半分を取り替える（Ｋ，Ｋ）置換行列であり、ＦＫは、第ｋ行第ｎ列に要素
を有する（Ｋ，Ｋ）行列の形式のＫ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）である。この式において、ｋ，ｎ＝０．．．Ｋ－１であり、ωＫ＝ｅｘｐ（ｊ２π／Ｋ）は１の原始べき乗根である。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、行列
を使用してＯＦＤＭ変調される。この式において、Ｐｒは、これが適用される行列の各行の半分を取り替える（Ｎ，Ｎ）置換行列であり、ＦＮ Ｈは、Ｎ点正規化逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）である。この行列では、拡散データの寄与のみが保持され、ヌルサブキャリアは無視される。
この式において、ＭｏｄＳｕｂＣａｒｒｉｅｒＭａｓｋは、多重におけるＫ個の変調されたサブキャリアの長さＮを有するインデックスのベクトルに対応する。
最後に、生成される信号は、（Ｎ，Ｋ）行列Ｃ＝Ｂｍ Ａを使用して計算することができる。
生成される信号は、ｙ（ｉ）＝Ｃ ｘ（ｉ）によって与えられる。
簡単にするために、シンボルのｒａｎｋ（ｉ）への言及は、本明細書の残りの部分では無視される。受信機において、信号は、行列
を使用して最初にＯＦＤＭ復調される。この行列では、変調されたサブキャリアの寄与のみが保持される。
理想的なゼロフォーシング等化を有するとともに付加雑音を有しない完全なチャネル推定が仮定される（より関係のある等化への拡張は簡単である）。チャネル推定の結果を使用した等化の後、復調されたサンプルは行列Ｅ＝ＰｒＦＫ Ｈを使用して逆拡散される。
全体的に見て、サンプルは、（Ｋ，Ｎ）行列Ｆ＝Ｅ Ｄｍによって復調される。
有用なデータの復調に対するゼロ化操作の寄与が以下に説明される。この場合も、理想的なゼロフォーシング等化を有するとともに付加雑音を有しない完全なチャネル推定が仮定される。生成される信号の前部及び後部における有用なデータの寄与が計算される。有用なデータサンプル及びゴーストパイロットの双方を考慮する際に、上述したような行列Ａを使用して計算される拡散操作を最初に検討する。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、前部及び後部のサンプルのみが保持される行列Ｂｍを使用してＯＦＤＭ変調される。
この式において、ＤａｔａＰｏｓＭａｓｋＡｆｔｅｒは、生成される信号内のＮｄ個の有用な前部及び後部の長さＮを有するインデックスのベクトルに対応する。全体的に見て、生成される信号の前部及び後部に対する元のベクトルの寄与は、（Ｎｄ，Ｋ）行列Ｃｄ＝Ｂｄｍ Ａから取得される。
受信機において、信号は、前部及び後部の寄与のみが保持される（中央部はゼロにされる）行列Ｄｍを使用して最初にＯＦＤＭ復調される。
チャネル推定の結果を使用した等化の後、復調されたサンプルは、復調されたベクトルの後部及び前部の結果のみが保持される行列Ｅを使用して逆拡散される。
復調は、したがって、行列Ｆｚ＝Ｅｄ Ｄｍｄを使用して行われる。
全体的に見て、ゼロ化の適用を伴う有用なデータの復調の結果は、したがって、（Ｋｄ，Ｋ）行列Ｇｚ＝Ｆｚ Ｃｄを使用して計算される。
中央部に対するデータ寄与を削減する一実施形態におけるゴーストパイロットの生成が以下に詳述される。目的は、中央部に対するデータ寄与をキャンセル又は少なくとも削減するパイロットサンプルのベクトルを計算することである。
ｓｋは、ゼロにされたサンプルの位置に変調後に挿入される短いＯＦＤＭシンボルのパイロットサンプルを示す。短いＯＦＤＭパイロットは、長さＲを有する次のベクトル、すなわちｓ＝［ｓ０，．．．，ｓＲ－１］Ｔとして記述される。
ｐｋは、変調前のベクトルｘの中央部を満たすゴーストパイロットサンプルを示す。ゴーストパイロットは、長さＫ０を有する次のベクトル、すなわちｐ＝［ｐ０，．．．，ｐＫ０－１］Ｔとして記述される。
最後に、便宜上、情報データのセットはｄｋによって表され、長さＫｄを有する単一のベクトルｄ＝［ｄ０，．．．，ｄＫｄ－１］Ｔとしてグループ化される。
生成される信号の中央部に対する有用なデータの寄与が以下に説明される。行列Ａを使用して計算された拡散操作は、有用なデータのみを考慮する。
この式において、ＤａｔａＰｏｓＭａｓｋＢｅｆｏｒｅは、データブロックｘ内のＫｄ個の有用なデータの長さＫを有するインデックスのベクトルに対応する。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、中央部のサンプルのみが保持される行列Ｂｍを使用してＯＦＤＭ変調される。
この式において、ＰｉｌｏｔＰｏｓＭａｓｋＡｆｔｅｒは、生成される信号における中央部のＲ個のサンプルのインデックスのベクトルに対応する。全体的に見て、生成される信号の中央部に対する元のベクトルの前部及び後部の寄与は、（Ｒ，Ｋｄ）行列Ｃｐｄ＝Ｂｐｍ Ａｄから取得される。
同様に、生成される信号の中央部に対するゴーストパイロットの寄与が計算される。行列Ａを使用して計算される拡散操作は、中央部を満たすゴーストパイロットのみを考慮する。
この式において、ＰｉｌｏｔＰｏｓＭａｓｋＢｅｆｏｒｅは、データブロックｘ内のゴーストパイロットサンプルの長さＫ０を有するインデックスのベクトルに対応する。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、行列Ｂｐｍを使用してＯＦＤＭ変調される。全体的に見て、生成される信号の中央部に対する元のベクトルのゴーストパイロットの寄与は、（Ｒ，Ｋ０）行列Ｃｐｐ＝Ｂｐｍ Ａｐから取得される。ゴーストパイロットサンプルのセットは、次の線形システム、すなわちＣｐｐ ｐ＝－Ｃｐｄ ｄの解として取得される。
（Ｎ０，Ｋ０）行列Ｃｐｐはフルランクであり、列よりも多くの行を有するので、対応するシステムは正確な解を有しない。そのような場合には、最小二乗解
を計算することが一般的である。
実験は、誤差が一般に小さく、そのようなものとして取得されたベクトルが、復号化されたデータに対するゼロ化操作の影響を低減することを示している。データ寄与のキャンセルが実施される点の数を削減するが、その目標を達成するのに使用されるゴーストパイロットの数も削減することも可能である。一般性を失うことなく、ゴーストパイロットは、等しいサンプル数Ｋｂを用いて中央部の両側に配置されると仮定される。同様に、キャンセル除去されるサンプルは、等しいサンプル数Ｋａを用いて中央部の両側に配置される。以下の２つの場合に適合することができる。
－ Ｋａ≧Ｋｂ：繰り返しになるが、システムは優決定であり、最小二乗解のみを計算することができる。この手法の利点は、計算コストが削減されることである。残余誤差に加えて、データの復調は、中央部の中央にある残りのデータ寄与に適用されるゼロ化に起因して劣化される可能性がある（ゴーストサンプルを使用して低減されない可能性がある）。この影響は、データ寄与振幅が、前部及び後部のデータ部分から離れるにつれて減少していくので、一般に小さい。
－ Ｋａ≦Ｋｂ：この場合に、システムは劣決定であり、いくつかの解が存在する。最小二乗振幅を有する解を選択するのが一般的である。この場合に、ゼロ化を実施することが可能である。しかしながら、システムは、潜在的にいくつかの自由度を有するので、システムは、中央部の中央に位置するゴーストパイロットサンプルが非常に大きな振幅を示す解を与える可能性がある。これは、ＰＡＰＲの劣化をもたらす可能性がある。代替形態は、その場合に、残余誤差を犠牲にするが、パイロットの振幅に対する制約を有するシステムを解くことである。
データ寄与の大幅な削減を得るには、変調前の中央部の両側のそれぞれにあり、生成された信号の中央部に含まれない少なくとも１つのパイロットから利益を得ることが好ましい。これを行うために、
として定義される、パイロットサンプルを搬送する最初のサンプル及び最後のサンプルのインデックスは、ｗ１及びｗ２が少なくとも１に等しくなるように選ばれるべきである。より良好な結果は、両側のそれぞれに２つのパイロットがある場合、すなわち、ｗ１及びｗ２が少なくとも２に等しい場合に得られる。しかしながら、見つかった解が特にこれらのサンプルについて高い振幅を示す可能性があることを起こり得る。繰り返しになるが、代替形態は、その場合に、パイロットの振幅を制約しながらシステムを解くことである。
生成された信号の中央部の全て又は一部のデータ寄与をキャンセルするゴーストパイロットの適用は、トレードオフの結果からしか得ることができない。実際、中央部にパイロットを挿入することによってデータ寄与を低減するとき、それらのパイロットは、中央部の外側、すなわちデータ部分への拡散を受けやすい。これは、パイロットの全体的な寄与が変更されていない限り、復調にとって問題ではない。しかし、本場合には、ゼロ化操作が、ゴーストパイロット成分の直交性を破壊する。その結果、復調されたサンプルは、パイロット寄与によって劣化される可能性がある。これは、システムが劣決定であり、大きな振幅を有するゴーストサンプルをもたらすときに特に当てはまる。復調されたデータは短いＯＦＤＭパイロットの挿入によっても劣化されることに留意すべきである。
図５を参照すると、一実施形態において、ゼロ化後に挿入される短いＯＦＤＭシンボルに酷似した信号を生成するために、ゴーストパイロットサンプルを挿入することが提案される。
この手法による２つの主な利点は、以下のものである。
－ゴーストパイロットを使用して生成される信号は、ＯＦＤＭパイロットシンボルに酷似しているので、ゼロ化によってもたらされる擾乱は、ゼロ化後のＯＦＤＭパイロットの挿入に起因した誤差を完全に又は部分的に補償する；
－挿入されたＯＦＤＭ信号に酷似する信号を取得するためにゴーストパイロットを導入することは、ゼロ化後の振幅不連続性を大幅に低減し、したがって、ＯＦＤＭパイロットの挿入はＯＯＢ放射を削減する。
ＯＦＤＭパイロットシンボルを模倣するゴーストパイロットサンプルのセットは、次の線形システム、すなわちＣｐｐ ｐ＝ｓ－Ｃｐｄ ｄの解として取得される。
上記線形システムでは、ゴーストパイロットは、挿入されるサンプルに対するデータ寄与の回復後に同サンプルに類似するように計算されることに留意することができる。これは、確かに、短いＯＦＤＭパイロットによって取り替えられることになるサンプルの形状を構築するデータサンプル及びパイロットサンプルの双方の変調の全結果である。
（Ｎ０，Ｋ０）行列Ｃｐｐはフルランクであり、列よりも多くの行を有するので、対応するシステムは正確な解を有しない。そのような場合には、最小二乗解
を計算することが一般的である。
上記で説明したように、挿入されるサンプルと大幅に一致するように、生成される信号の変調前の中央部の両側のそれぞれにあり、中央部に含まれない少なくとも１つのパイロットから利益を得ることが重要である。しかしながら、見つかった解は、特にこれらの２つのサンプルについて、高い振幅を示す可能性があることが起こり得る。代替形態は、その場合に、パイロットの振幅の制約を有するシステムを解くことである。
一実施形態において、挿入されたＯＦＤＭシンボルの単独の復調又はデータサンプルと組み合わせた復調の結果として、ゴーストサンプルが単に生成される。
代替の実施形態において、ゴーストパイロットサンプルの初期値が、上記実施形態において言及した解決策に従って計算されたベクトルとして設定される。その場合に、パイロットの両側にあるサンプルは、ＯＯＢを更に削減するように更新される。
ゼロ化操作は、ＯＦＤＭ直交性の変更に起因して受信機において性能劣化をもたらす。提案された解決策の別の実施形態において、元のデータサンプルのセットは、受信機における劣化を最小にするように変調前に更新される。この更新は、データプリコーディングと呼ばれる。
この第１の場合に、パイロットサンプルが単にゼロに設定されるものと仮定される。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの実際の生成前に、送信機は、ゼロ化の影響及びパイロットサンプルの寄与を受信機において補償するようにデータベクトルを更新する。有用なデータに対するパイロットサンプルの寄与は、この後に計算される。受信機において、信号は、中央部の寄与のみを保持する行列Ｄｍを使用して最初にＯＦＤＭ復調される。
この式において、ＰｉｌｏｔＰｏｓＭａｓｋＡｆｔｅｒは、生成される信号内のＲ個のパイロットサンプルの長さＮを有するインデックスのベクトルに対応する。等化後、復調されたサンプルは、復調されたベクトルの後部及び前部の結果のみを保持する行列Ｅｄを使用して逆拡散される。有用なデータの位置におけるＯＦＤＭパイロットの復調の結果は、したがって、（Ｋｄ，Ｒ）行列Ｆｐ＝Ｅｄ Ｄｍｐを使用して計算される。プリコーディングされたデータセットは、次の線形システム、すなわちＧｚ ｄｕｐｄａｔｅｄ＝ｄｏｒｉｇｉｎａｌ－Ｆｐ ｓの解として取得される。この式において、ｄｕｐｄａｔｅｄは、プリコーディングの適用後の情報データのセットであり、ｄｏｒｉｇｉｎａｌは、元の情報データのセットである。
上記線形システムでは、ゼロ化操作によってもたらされる劣化を補償するが、パイロット挿入によってもたらされる劣化も補償するために、新たなデータのベクトルが計算される。この構成要素は、受信機において回復することもできる。行列Ｇｚはフルランクであるので、サンプルの更新されたベクトルは、任意の適切なアルゴリズムを使用して計算することができる。
別の実施形態において、小さな性能劣化を犠牲にして複雑度低減のために、更新されたデータのベクトルのサイズを削減することが可能である。
データベクトルは、ゴーストパイロットの影響及びＯＦＤＭパイロットの挿入を補償するように更新することができる。この場合に、このシステムは、補償される構成要素に、行列Ｇｚｐ＝Ｆｚ Ｃｄｐを使用して計算される復号化されたデータに対するゴーストパイロットの寄与を加えることが必要とされることを除いて、上記システムとほぼ同様である。上記式において、Ｃｄｐ＝Ｂｄｍ Ａｐである。
上記新たなデータセットは、次の線形システム、すなわちＧｚ ｄｕｐｄａｔｅｄ＝ｄｏｒｉｇｉｎａｌ－Ｆｐ ｓ－Ｇｚｐ ｐの解として取得される。
一実施形態において、ゴーストパイロット及びプリコーディングされたデータの計算は、より良好な性能を得るために、複雑度の増大を犠牲にして併せて実行される。
Ｐａ個のゴーストサンプルが変調前の中央部の両側に挿入されるものと仮定される（全部で２×Ｐａ個のサンプル）。ゴーストサンプルは、変調後の中央部の両側におけるＰｂ個のサンプル（全部で２×Ｐｂ個のサンプル）の挿入されるＯＦＤＭパイロットとの相等（equality）を実現するように計算される。この操作は、単独で、又は、ゼロ化及びパイロット挿入の補償と組み合わせて実行することができる。このアルゴリズムは、ここでは、このより一般的な場合において説明される。
有用なデータ及びゴーストサンプルを考慮に入れてＡから抽出される（Ｋ，Ｋｄ＋２×Ｐａ）行列を使用して計算される拡散操作を最初に検討することにする。
この式において、ＥｘｔｅｎｄｅｄＤａｔａＰｏｓＭａｓｋＢｅｆｏｒｅは、２×Ｐａ個のゴーストサンプルを用いて拡張されたＫｄ個の有用なデータの長さＫを有するインデックスのベクトルに対応する。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、Ｂｄｍから抽出された（Ｎｄ，Ｋ）行列を使用してＯＦＤＭ変調される。全体的に見て、生成される信号の前部及び後部に対する、元のベクトルのゴーストサンプルを用いて拡張された前部及び後部の寄与は、（Ｎｄ，Ｋｄ＋２×Ｐａ）行列Ｃｄｄｅ＝Ｂｄｍ Ａｄｅから取得される。
受信機において、信号は、行列Ｄｍｄを使用して最初にＯＦＤＭ復調される。チャネル推定（理想的なゼロフォーシング等化を有するとともに付加雑音を有しない完全なチャネル推定が仮定される）の結果を使用した等化の後、復調されたサンプルは、（Ｋ，Ｋ）行列Ｅｄを使用して逆拡散される。復調は、したがって、（Ｋ，Ｎｄ）Ｆｚ行列を使用して行われる。
全体的に見て、ゼロ化の適用を考慮したゴーストサンプルを用いて拡張された有用なデータの復調の結果は、したがって、（Ｋｄ，Ｋｄ＋２×Ｐａ）行列Ｇｚｅ＝Ｆｚ Ｃｄｄｅを使用して計算される。
振幅相等を保証するために、最初に必要とされるものは、変調後の中央部の両側におけるＰｂ個のサンプルに対する、有用なデータにゴーストサンプルを加えたものの寄与を計算することである。起点は、ゴーストサンプルを用いて拡張された有用なデータを考慮した拡散操作を行う行列Ａｄｅである。拡散及びヌルサブキャリアの追加の後、サンプルは、中央部の双方エッジにおけるサンプルのみが保持される行列Ｂｍを使用してＯＦＤＭ変調される。
この式において、ＧｈｏｓｔＰｏｓＭａｓｋＡｆｔｅｒは、挿入されるＯＦＤＭパイロットの対応するサンプルとの相等が保証される変調後の中央部のエッジにおいて選択される２×Ｐｂ個のサンプルの長さＮを有するインデックスのベクトルに対応する。
全体的に見て、変調後の中央部のエッジに対する、２×Ｐａ個のゴーストサンプルを用いて拡張された元のベクトルの前部及び後部の寄与は、（２×Ｐｂ，Ｋｄ＋２×Ｐａ）行列Ｃｅｄｐ＝Ｂｐｍ Ａｄｅから取得される。
ｓ－は、更新されたデータ及び２×Ｐａ個のゴーストサンプルの変調後に取得される対応するサンプルとの相等を取得したいパイロットサンプルのベクトルを表す。
ｘ＋は、２×Ｐａ個のゴーストサンプル
を用いて拡張された有用なデータのベクトルを表す。更新されたデータ及びゴーストサンプルは、以下の（Ｋｄ＋２×Ｐｂ，Ｋｄ＋２×Ｐａ）システムの解として全体で取得される。
少なくとも１つの解の存在を保証するには、Ｐｂ≦Ｐａを選択することが必要とされる。データ更新操作についても同様に、多少の性能劣化を犠牲にして計算コストを削減するために、更新されるデータの数を削減することが可能である。

Claims (17)

  1. 少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信する方法であって、
    前記無線信号は、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される少なくとも１つの送信モジュールを備える放射器によって放射されるように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、
    前記無線信号は、
    Ｋ個のサンプルのブロックが、
    Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）と、
    を含むような前記Ｋ個のサンプル（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、前記無線信号内のＮ個の複素サンプルＳｎを含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
    前記出力信号において、
    Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
    ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
    前記出力信号において、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間の前記Ｒ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、によって提供され、前記方法は、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、前記ハイブリッドシンボルは、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する前記無線信号内の複素サンプルＳｎと、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する前記無線信号内の参照サンプルＲＳｎと、
    を含むことと、
    サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号に対応する前記無線信号を送信することを考慮して、前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを前記ハイブリッドシンボルに付加して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することと、
    によって特徴づけられ、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して前記後続信号を取得することは、
    前記後続信号が、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ１＋Ｌ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの前記参照セクションのサイクリックプレフィックスを形成するサイクリックプレフィックスサンプルＣＰＲＳ ｎ を前記無線信号に含むように、Ｌ個のサイクリックプレフィックスサンプルを前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間に挿入することを更に含む、方法。
  2. 前記方法は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用する前に、前記Ｋ個のサンプルのブロック内の前記第１の位置Ｊ１と前記第２の位置Ｊ２との間の前記Ｋ０個の連続したサンプルの値を０に設定し、前記出力信号を取得することを更に含む、請求項１に記載の方法。
  3. 少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信する方法であって、
    前記無線信号は、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される少なくとも１つの送信モジュールを備える放射器によって放射されるように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、
    前記無線信号は、
    Ｋ個のサンプルのブロックが、
    Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の連続したサンプル（Ａ Ｊ１ ；．．．；Ａ Ｊ２ ）と、
    を含むような前記Ｋ個のサンプル（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、前記無線信号内のＮ個の複素サンプルＳ ｎ を含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
    前記出力信号において、
    Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
    ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
    前記出力信号において、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間の前記Ｒ個の複素サンプル（Ｓ Ｔ１ ；．．．；Ｓ Ｔ２ ）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、によって提供され、前記方法は、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、前記ハイブリッドシンボルは、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する前記無線信号内の複素サンプルＳ ｎ と、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する前記無線信号内の参照サンプルＲＳ ｎ と、
    を含むことと、
    サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号に対応する前記無線信号を送信することを考慮して、前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを前記ハイブリッドシンボルに付加して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することと、
    によって特徴づけられ、
    前記Ｋ個のサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用して前記出力信号を取得する前に、
    （ａ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれが、
    前記送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）と、
    を含む、複数の、Ｋ個のサンプル（Ａ’０；．．．；Ａ’Ｋ－１）の一時的なブロックを取得することであって、前記ゴーストサンプルは送信される信号の生成に関与するが、情報を搬送するサンプルとして送信されないサンプルである、取得することと、
    （ｂ）前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックに適用した結果として前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
    （ｃ）前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、
    前記Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値と、
    ヌル値と、
    の間の類似のレベルを示す前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックに関連した基準を求めることと、
    （ｄ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用した結果として前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、ヌル値との類似の最適化されたレベルを示すように、前記Ｋ個のサンプルのブロックの前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部を、前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれの値と、（ｃ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
    によって取得される、方法。
  4. 前記Ｋ個のサンプルのブロックの前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の前記少なくとも一部を求めることは、最小二乗法を適用することを含む、請求項３に記載の方法。
  5. 前記Ｋ個の連続したサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の少なくとも一部は、ゴーストパイロットであって、前記ゴーストパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによる変調後に、信号部分がゼロ化後に挿入されたサンプルを模倣する信号を生成するのに使用されるサンプルである、請求項１に記載の方法。
  6. 前記Ｋ個の連続したサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の前記少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用して前記出力信号を取得する前に、
    前記挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された前記挿入されるＳ個の参照サンプルを含む参照信号を取得することと、
    逆ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記参照信号に適用して、Ｋ０個の連続した復調されたサンプルを含むＫ個の復調されたサンプルのブロックを含む復調された参照信号を取得することと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続した復調されたサンプルの少なくとも一部を、前記Ｋ０個の連続したサンプルの前記少なくとも一部を形成するゴーストパイロットとして挿入することであって、前記ゴーストパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによる変調後に、信号部分がゼロ化後に挿入されたサンプルを模倣する信号を生成するのに使用されるサンプルである、挿入することと、
    によって求められる、請求項４に記載の方法。
  7. 少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信する方法であって、
    前記無線信号は、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される少なくとも１つの送信モジュールを備える放射器によって放射されるように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、
    前記無線信号は、
    Ｋ個のサンプルのブロックが、
    Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の連続したサンプル（Ａ Ｊ１ ；．．．；Ａ Ｊ２ ）と、
    を含むような前記Ｋ個のサンプル（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、前記無線信号内のＮ個の複素サンプルＳ ｎ を含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
    前記出力信号において、
    Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
    ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
    前記出力信号において、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間の前記Ｒ個の複素サンプル（Ｓ Ｔ１ ；．．．；Ｓ Ｔ２ ）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、によって提供され、前記方法は、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、前記ハイブリッドシンボルは、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する前記無線信号内の複素サンプルＳ ｎ と、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する前記無線信号内の参照サンプルＲＳ ｎ と、
    を含むことと、
    サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号に対応する前記無線信号を送信することを考慮して、前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを前記ハイブリッドシンボルに付加して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することと、
    によって特徴づけられ、
    前記Ｋ個の連続したサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続したサンプル（Ａ Ｊ１ ；．．．；Ａ Ｊ２ ）の少なくとも一部は、ゴーストパイロットであって、前記ゴーストパイロットは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用することによる変調後に、信号部分がゼロ化後に挿入されたサンプルを模倣する信号を生成するのに使用されるサンプルであり、
    前記Ｋ個の連続したサンプルのブロック内の前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の前記少なくとも一部は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用して前記出力信号を取得する前に、
    （ａ）複数の、Ｋ個のサンプル（Ａ”０；．．．；Ａ”Ｋ－１）の一時的なハイブリッドブロックであって、前記Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックのそれぞれは、
    前記送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の一時的な連続したゴーストパイロット（Ａ”Ｊ１；．．．；Ａ”Ｊ２）と、
    を含む、複数の、Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックを取得することと、
    （ｂ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックに適用した結果として、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳ”ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
    （ｃ）前記Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックのそれぞれについて、
    前記Ｒ個の複素サンプルＳ”ｎの少なくとも一部の前記値と、
    前記挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された前記挿入されるＳ個の参照サンプルの少なくとも一部の前記値と、
    の間の類似のレベルを示す前記Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックに関連した基準を求めることと、
    （ｄ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用した結果として前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、前記挿入されるＬ個のサイクリックプレフィックスサンプルを付加された前記挿入されるＳ個の参照サンプルの前記少なくとも一部の前記値との類似の最適化されたレベルを示すように、前記Ｋ個のサンプルのブロックの前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の前記少なくとも一部を、前記Ｋ個のサンプルの一時的なハイブリッドブロックと、（ｃ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
    によって求められる、方法。
  8. （ｅ）Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれが、
    前記送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の一時的な連続したゴーストサンプル（Ａ’Ｊ１；．．．；Ａ’Ｊ２）と、
    を含む、複数の、Ｋ個のサンプルの一時的なブロック（Ａ’０；．．．；Ａ’Ｋ－１）を取得することであって、前記ゴーストサンプルは送信される信号の生成に関与するが、情報を搬送するサンプルとして送信されないサンプルである、取得することと、
    （ｆ）前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックに適用した結果として前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の値を求めることと、
    （ｇ）前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれについて、
    前記Ｒ個の複素サンプルＳ’ｎの少なくとも一部の前記値と、
    ヌル値と、
    の間の類似のレベルを示す前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックに関連した基準を求めることと、
    （ｈ）ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を前記Ｋ個のサンプルのブロックに適用した結果として前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間で取得されるｎ＝［Ｔ１；Ｔ２］のそれぞれについての前記Ｒ個の複素サンプルＳｎの少なくとも一部の値が、ヌル値との類似の最適化されたレベルを示すように、前記Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部を、前記Ｋ個のサンプルの一時的なブロックのそれぞれの値と、（ｇ）において求められた各基準とに基づいて求めることと、
    （ｉ）（ｈ）において求められた前記Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部に基づいて、前記Ｋ個のサンプルのブロックの前記Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）の前記少なくとも一部を更新することと、
    を更に含む、請求項７に記載の方法。
  9. 前記Ｋ個のサンプルのブロックの前記Ｋ０個の連続したサンプルの少なくとも一部の前記値を更新することは、
    Ｐａ１、Ｐａ２が正の整数であり、Ｐａ１＋Ｐａ２はＫ０未満であるとして、前記Ｋ０個の連続したサンプルが、
    Ｐａ１個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ１＋Ｐａ１）の前部と、
    中央部（ＡＪ１＋Ｐａ１＋１；．．．；ＡＪ２－Ｐａ２－１）と、
    Ｐａ２個の連続したサンプル（ＡＪ２－Ｐａ２；．．．；ＡＪ２）の後部と、
    を含むように、前記Ｋ個のサンプルのブロック内の第３の位置Ｊ１＋Ｐａ１及び第４の位置Ｊ２－Ｐａ２を求めることと、
    前記Ｋ０個の連続したサンプルの前記前部及び前記後部の前記サンプルの値を更新することと、
    を含む、請求項３、４又は８のいずれか１項に記載の方法。
  10. 前記参照サンプルは、ＣＡＺＡＣ系列に対してＯＦＤＭ型方式を適用することによって生成される、請求項１～９のいずれか１項に記載の方法。
  11. 前記参照サンプルは、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列に対してＯＦＤＭ型方式を適用することによって生成される、請求項１０に記載の方法。
  12. 少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信する方法であって、
    前記無線信号は、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される少なくとも１つの送信モジュールを備える放射器によって放射されるように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、
    前記無線信号は、
    Ｋ個のサンプルのブロックが、
    Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の連続したサンプル（Ａ Ｊ１ ；．．．；Ａ Ｊ２ ）と、
    を含むような前記Ｋ個のサンプル（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ ０ ；．．．；Ａ Ｋ－１ ）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、前記無線信号内のＮ個の複素サンプルＳ ｎ を含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
    前記出力信号において、
    Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
    ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
    前記出力信号において、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間の前記Ｒ個の複素サンプル（Ｓ Ｔ１ ；．．．；Ｓ Ｔ２ ）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、によって提供され、前記方法は、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、前記ハイブリッドシンボルは、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する前記無線信号内の複素サンプルＳ ｎ と、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する前記無線信号内の参照サンプルＲＳ ｎ と、
    を含むことと、
    サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号に対応する前記無線信号を送信することを考慮して、前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを前記ハイブリッドシンボルに付加して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することと、
    によって特徴づけられ、
    前記第１の位置Ｊ１と前記第２の位置Ｊ２との間の前記Ｋ０個の連続したサンプルはゴーストサンプルであり、前記Ｋｄ個のデータサンプルの少なくとも一部の値は、前記ハイブリッドシンボルの前記データセクションに対する前記Ｋ０個のゴーストサンプルの寄与を補償するように求められ、前記ゴーストサンプルは送信される信号の生成に関与するが、情報を搬送するサンプルとして送信されないサンプルである、方法。
  13. Ｊ１、Ｊ２、Ｔ１及びＴ２は、
    Figure 0007408805000034
     及び
    Figure 0007408805000035
     のように互いに対して規定され、ｗ１及びｗ２のそれぞれは非負の整数である、請求項１に記載の方法。
  14. 請求項１に記載の方法に関して放射され、伝播チャネルを通じて送信され、少なくともＫ個の異なるサブキャリアに対してアクティブであるように構成される受信機によって受信される無線信号を送信するのに使用される前記伝播チャネルのチャネル推定値を求める方法であって、Ｋは正の整数であり、前記方法は、
    ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを付加された前記ハイブリッドシンボルを形成するＮ個のサンプルを含む信号を、前記受信される無線信号に基づいて取得することと、
    Ｔ２－Ｔ１＝Ｒであり、Ｒは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌル整数であり、Ｓは正の整数であるとして、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記無線信号が、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する複素サンプルＳｎを含み、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記無線信号が、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する参照サンプルＲＳｎを含む、
    ように、前記信号内の第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２を取得することと、
    前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部の前記複素サンプルＳｎ及び前記サイクリックプレフィックスを形成する前記サンプルの値を０に設定して、Ｓ個の参照サンプルＲＳｎを含む更新された信号を取得することと、
    逆ＯＦＤＭ型方式を前記更新された信号に適用して、前記無線信号を送信するのに使用される前記伝播チャネルの前記チャネル推定値を示す連続した参照サンプルのブロックを含む復調された信号を取得することと、
    前記ハイブリッドシンボルの参照セクションに少なくとも基づいて、前記受信される無線信号を送信するのに使用される前記伝播チャネルの前記チャネル推定値を求めることと、
    を含む、方法。
  15. コード命令を含むコンピュータプログラムであって、前記コード命令がプロセッサによって実行されると請求項１に記載の方法を実行する前記コード命令を含むコンピュータプログラム。
  16. 少なくとも送信される無線信号内のＫｄ個のデータサンプルのグループを通信システム上で送信するモジュールを備える電気通信デバイスであって、前記モジュールは、少なくともＫ個の異なるサブキャリア上で送信を行うように構成される放射器を備え、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、前記電気通信デバイスは、
    Ｋ個のサンプルのブロックが、
    Ｊ２－Ｊ１＋１＝Ｋ０であり、Ｋｄ＋Ｋ０＝Ｋであるとして、送信されるＫｄ個のデータサンプルと、
    Ｋ０個の連続したサンプル（ＡＪ１；．．．；ＡＪ２）と、
    を含むような前記Ｋ個のサンプル（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）のブロック内の第１の位置Ｊ１及び第２の位置Ｊ２を求めることと、
    前記Ｋ個のサンプルのブロックＡ＝（Ａ０；．．．；ＡＫ－１）にＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ型方式を適用し、ｎ＝０～Ｎ－１であるとして、前記無線信号内のＮ個の複素サンプルＳｎを含むシンボルを表す出力信号を取得することと、
    前記出力信号において、
    Ｒが正の整数であるとしてＴ２－Ｔ１＝Ｒとなる、
    ような第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２をＪ１、Ｊ２、Ｋ及びＮに基づいて求めることと、
    前記出力信号において、前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間の前記Ｒ個の複素サンプル（ＳＴ１；．．．；ＳＴ２）の値を０に設定して、更新された出力信号を取得することと、によって前記無線信号を生成する処理回路を更に備え、前記電気通信デバイスは、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して、ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することであって、Ｓは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌルの整数であり、前記ハイブリッドシンボルは、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する前記無線信号内の複素サンプルＳｎと、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する前記無線信号内の参照サンプルＲＳｎと、
    を含むことと、
    前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを前記ハイブリッドシンボルに付加して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号を取得することと、
    前記無線信号を送信することを考慮して、前記サイクリックプレフィックスを付加された前記ハイブリッドシンボルを表す後続信号に対応する前記無線信号を生成することと、
    によって前記無線信号を生成する処理回路を更に備え、
    前記更新された出力信号の前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間にＳ個の参照サンプルを挿入して前記後続信号を取得することは、
    前記後続信号が、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ１＋Ｌ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの前記参照セクションのサイクリックプレフィックスを形成するサイクリックプレフィックスサンプルＣＰＲＳ ｎ を前記無線信号に含むように、Ｌ個のサイクリックプレフィックスサンプルを前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間に挿入することを含む、電気通信デバイス。
  17. 通信システム上で送信される無線信号内の少なくともＫｄ個のデータサンプルのグループを受信するモジュールを備える電気通信デバイスであって、前記モジュールは、少なくともＫ個の異なるサブキャリアに対して動作するように構成され、Ｋ及びＫｄは正の整数であり、ＫｄはＫよりも小さく、
    前記電気通信デバイスは、前記無線信号を前記電気通信デバイスに送信するのに使用される伝播チャネルのチャネル推定値を求める処理回路を更に備え、
    前記無線信号は、
    Ｎ及びＧは正の整数であるとして、ハイブリッドシンボルの少なくとも一部のサイクリックプレフィックスを形成するＧ個のサンプルを付加された前記ハイブリッドシンボルを形成するＮ個のサンプルを含む信号を、前記受信された無線信号に基づいて取得することと、
    Ｔ２－Ｔ１＝Ｒであり、Ｒは正の整数であり、Ｒ＝Ｓ＋Ｌであり、Ｌは正又はヌル整数であり、Ｓは正の整数であるとして、
    ｎ＝［０；Ｔ１－１］∪［Ｔ２＋１；Ｎ－１］のそれぞれについて、前記信号が、前記ハイブリッドシンボルのデータセクションを形成する複素サンプルＳｎを含み、
    ｎ＝［Ｔ１＋Ｌ；Ｔ２］のそれぞれについて、前記信号が、前記ハイブリッドシンボルの参照セクションを形成する参照サンプルＲＳｎを含む、
    ように、前記信号内の第１の位置Ｔ１及び第２の位置Ｔ２を取得することと、
    前記ハイブリッドシンボルの少なくとも一部の前記複素サンプルＳｎ及び前記サイクリックプレフィックスを形成する前記サンプルの値を０に設定して、Ｓ個の参照サンプルＲＳｎを含む更新された信号を取得することであって、前記Ｓ個の参照サンプルＲＳ ｎ を含む更新された信号を取得することは、前記信号が、ｎ＝［Ｔ１；Ｔ１＋Ｌ－１］のそれぞれについて、前記ハイブリッドシンボルの前記参照セクションのサイクリックプレフィックスを形成するサイクリックプレフィックスサンプルＣＰＲＳ ｎ を前記無線信号に含むように、Ｌ個のサイクリックプレフィックスサンプルを前記第１の位置Ｔ１と前記第２の位置Ｔ２との間に挿入することを含むことと、
    逆ＯＦＤＭ型方式を前記更新された信号に適用して、前記無線信号を送信するのに使用される前記伝播チャネルの前記チャネル推定値を示す連続した参照サンプルのブロックを含む復調された信号を取得することと、
    によって、受信無線信号として受信される、電気通信デバイス。
JP2022532241A 2019-11-05 2020-10-20 Ｄｆｔ－ｓ－ｏｆｄｍ用の低ｐａｐｒを有するハイブリッド参照信号 Active JP7408805B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19306433.4A EP3820103A1 (en) 2019-11-05 2019-11-05 Low papr hybrid reference signal for dft-spread-ofdm
EP19306433.4 2019-11-05
PCT/JP2020/040026 WO2021090716A1 (en) 2019-11-05 2020-10-20 Hybrid reference signal with low papr for dft-s-ofdm

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022543172A JP2022543172A (ja) 2022-10-07
JP7408805B2 true JP7408805B2 (ja) 2024-01-05

Family

ID=68618098

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2022532241A Active JP7408805B2 (ja) 2019-11-05 2020-10-20 Ｄｆｔ－ｓ－ｏｆｄｍ用の低ｐａｐｒを有するハイブリッド参照信号

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11722348B2 (ja)
EP (1) EP3820103A1 (ja)
JP (1) JP7408805B2 (ja)
CN (1) CN114731321A (ja)
WO (1) WO2021090716A1 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230049687A1 (en) * 2020-04-23 2023-02-16 Spectral DSP Corp Systems and Methods for Shaped Single Carrier Orthogonal Frequency Division Multiplexing with Low Peak to Average Power Ratio
US11563617B2 (en) * 2020-04-23 2023-01-24 Spectral DSP Corp. Systems and methods for shaped single carrier orthogonal frequency division multiplexing with low peak to average power ratio
US11611459B1 (en) * 2021-08-25 2023-03-21 Qualcomm Incorporated Symbol configuration for single-carrier for frequency domain equalization waveform

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018523954A (ja) 2015-12-21 2018-08-23 ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． データ及びパイロットを含むｄｆｔ拡散ｏｆｄｍシンボルを形成するための方法及びデバイス
JP2019514270A (ja) 2016-03-30 2019-05-30 アイディーエーシー ホールディングス インコーポレイテッド ユニークワード（ＵＷ）離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）を用いて物理レイヤ効率を改善するための方法および手順

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8571120B2 (en) 2006-09-22 2013-10-29 Texas Instruments Incorporated Transmission of acknowledge/not acknowledge (ACK/NACK) bits and their embedding in the reference signal
US8451915B2 (en) 2007-03-21 2013-05-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Efficient uplink feedback in a wireless communication system
CN108370360B (zh) * 2015-12-03 2021-02-02 Idac控股公司 基于零尾及唯一字的dft-s ofdm和ofdm波形
TW201806349A (zh) * 2016-08-10 2018-02-16 Idac控股公司 具單載頻域多存取(sc-fdma)及ofdma彈性參考訊號傳輸方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018523954A (ja) 2015-12-21 2018-08-23 ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． データ及びパイロットを含むｄｆｔ拡散ｏｆｄｍシンボルを形成するための方法及びデバイス
JP2019514270A (ja) 2016-03-30 2019-05-30 アイディーエーシー ホールディングス インコーポレイテッド ユニークワード（ＵＷ）離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）を用いて物理レイヤ効率を改善するための方法および手順

Also Published As

Publication number Publication date
JP2022543172A (ja) 2022-10-07
EP3820103A1 (en) 2021-05-12
US11722348B2 (en) 2023-08-08
WO2021090716A1 (en) 2021-05-14
US20220294680A1 (en) 2022-09-15
CN114731321A (zh) 2022-07-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7408805B2 (ja) Ｄｆｔ－ｓ－ｏｆｄｍ用の低ｐａｐｒを有するハイブリッド参照信号
US7656786B2 (en) Method for pulse shape design for OFDM
EP1884096B1 (en) Frequency division multiple access for wireless communication
EP2335365B1 (en) Crest factor reduction for ofdm communications systems by transmitting phase shifted resource blocks
US7948868B2 (en) Method and arrangement relating to the insertion of pilot tones in the frequency domain in SC-FDMA
JP2019536391A (ja) 高周波伝送のための準定モジュラス合成波形
KR101291683B1 (ko) Ｔｄｓ-ｏｆｄｍ 수신기의 등화방법 및 상기 등화방법을이용한 등화장치
JP6501239B2 (ja) データ及びパイロットを含むｄｆｔ拡散ｏｆｄｍシンボルを形成するための方法及びデバイス
JP5632457B2 (ja) マルチキャリア信号におけるピーク電力対平均電力比の低減
KR20070005248A (ko) 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 장치
Saxena et al. OFDM and its major concerns: a study with way out
Valluri et al. Joint channel mitigation and side information estimation for GFDM systems in indoor environments
JP7204950B2 (ja) チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス
Huemer et al. Unique word prefix in SC/FDE and OFDM: A comparison
US11737077B2 (en) Transmission device and transmission method
Aldinger A multicarrier scheme for HIPERLAN
Yadav et al. Single carrier FDMA technique for wireless communication system
KR102191506B1 (ko) 통신 시스템에서 송신 신호 처리 장치 및 방법
Louliej et al. Peak to average power ratio reduction in ECMA-368 ultra wideband communication systems using active constellation extension
CN109691048A (zh) 将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法
Kanazawa et al. Multiple Superimposed Pilots for Accurate Channel Estimation in Orthogonal Time Frequency Space Modulation
Lam et al. Design of time and frequency domain pilots for generalized multicarrier systems
EP2328310A1 (en) Method for estimating a received signal and corresponding device
Dahiya et al. A Review of Inter Carrier Interference Combating Schemes for OFDM Mobile Communication Systems.
Attallah et al. Low complexity blind estimation of residual carrier offset in OFDM-based wireless local aria network systems

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20220124

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220124

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20230228

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230228

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20230502

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20230815

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20231018

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20231025

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20231219

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20231220

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7408805

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150