JP7357221B2 - フレームロッド回路、水素生成装置、燃料電池システムおよび検知方法 - Google Patents

Description

本開示は、フレームロッド回路、水素生成装置、燃料電池システムおよび検知方法に関する。

従来、種々のフレームロッド回路が提案されている。フレームロッド回路は、火炎の検知に用いられる。フレームロッド回路では、フレームロッドが火炎に曝され得る位置に配置される。フレームロッドが火炎に曝されているときには、フレームロッドに整流された電流が流れる。フレームロッドが火炎に曝されていないときには、フレームロッドに電流が実質的に流れない。フレームロッド回路は、フレームロッドのこのような特性を利用したものである。特許文献１には、フレームロッド回路の一例が開示されている。

特開昭６１－２４３２１７号公報 特開平２０１８－０３１５４７号公報

特許文献１に記載された技術には、燃焼器の燃焼状態の程度を検知する観点から、改善の余地がある。

本開示は、
燃焼器と、
フレームロッドと、
検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、を備える、
フレームロッド回路を提供する。

本開示に係る技術は、燃焼器の燃焼状態の程度を検知するのに有用である。

図１は、フレームロッド回路のブロック図である。 図２は、フレームロッド回路の回路図である。 図３は、ＩＶ変換回路の回路図である。 図４Ａは、電流の経路の説明図である。 図４Ｂは、電流の経路の説明図である。 図５Ａは、変換電位についての説明図である。 図５Ｂは、変換電位についての説明図である。 図６は、バッファ回路の回路図である。 図７は、レベル設定回路の回路図である。 図８は、コンパレータに係る、閾値電位、信号電位および比較電位の説明図である。 図９は、ＶＦ変換回路の回路図である。 図１０Ａは、電流の経路の説明図である。 図１０Ｂは、電流の経路の説明図である。 図１０Ｃは、三角波および矩形パルス波の説明図である。 図１１は、検知信号の説明図である。 図１２は、信号電位の周波数が低い場合における、コンパレータの閾値の説明図である。 図１３は、信号電位の周波数が高い場合における、コンパレータの閾値の説明図である。 図１４は、帰還抵抗の作用についての説明図である。 図１５は、帰還抵抗による線形性の改善についての説明図である。 図１６は、ＶＦ変換回路の回路図である。 図１７Ａは、電流の経路の説明図である。 図１７Ｂは、電流の経路の説明図である。 図１７Ｃは、三角波および矩形パルス波の説明図である。 図１８は、制御装置および絶縁装置の回路図である。 図１９は、フレームロッド回路の回路図である。 図２０Ａは、電流の経路の説明図である。 図２０Ｂは、電流の経路の説明図である。 図２１Ａは、変換電位についての説明図である。 図２１Ｂは、変換電位についての説明図である。 図２２は、コンパレータに係る、閾値電位、信号電位および比較電位の説明図である。 図２３は、ＶＦ変換回路の回路図である。 図２４は、フレームロッド回路のブロック図である。 図２５は、燃焼器およびフレームロッド回路の間に印加される電圧および電流の説明図である。

以下、実施形態について、図面を参照しながら説明する。実施形態によって本開示は限定されない。

実施形態では、第１、第２、第３・・・という序数詞を用いることがある。ある要素に序数詞が付されている場合に、より若番の同種類の要素が存在することは必須ではない。必要に応じて序数詞の番号を変更することができる。

（実施形態）
図１は、本実施形態に係るフレームロッド回路７００のブロック図である。図２は、フレームロッド回路７００の回路図である。

図１に示すように、フレームロッド回路７００は、燃焼器７１０と、フレームロッド７２０と、信号生成回路４００と、制御装置５００と、絶縁装置６００と、を含む。信号生成回路４００は、制御装置５００、絶縁装置６００、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０に接続されている。フレームロッド回路７００には、電源７７０から電圧が供給され得る。

電源７７０は、直流電圧を出力する。電源７７０の電源方式は、特に限定されない。電源７７０は、一例ではＤＣＤＣコンバータを含み、一具体例ではフライバック方式の絶縁形ＤＣＤＣコンバータを含む。電源７７０は、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を含んでいてもよい。具体的には、電源７７０は、交流電源と、トランスと、整流回路と、を含んでいてもよい。

フレームロッド回路７００は、基準電位が互いに異なる第１領域７９１および第２領域７９２を備えている。第１領域７９１および第２領域７９２は、絶縁装置６００によって分離されている。第１領域７９１に、制御装置５００が属している。第２領域７９２に、燃焼器７１０、フレームロッド７２０および信号生成回路４００が属している。

フレームロッド７２０は、燃焼器７１０で生じた火炎に曝され得る位置に配置されている。燃焼器７１０は、例えば、バーナである。フレームロッド７２０としては、公知のフレームロッドを使用することができる。

燃焼器７１０が燃焼している状態においては、フレームロッド７２０は、燃焼器７１０からフレームロッド７２０に向かう方向に比べてフレームロッド７２０から燃焼器７１０に向かう方向に電流が流れ易い整流特性を示す。

そのような整流特性が生じる理由は、以下のとおりである。火炎の中には、陽イオンと電子の両方が存在する。電子は、陽イオンに比べて動き易い。フレームロッド７２０の表面積Ａは、燃焼器７１０の表面積Ｂよりも小さい。フレームロッド７２０の電位が燃焼器７１０の電位よりも低い場合、動き難い陽イオンが小表面積のフレームロッド７２０に到達することは難しい。このため、燃焼器７１０からフレームロッド７２０には電流は比較的流れ難い（典型的には、実質的に流れない）。他方、フレームロッド７２０の電位が燃焼器７１０の電位よりも高い場合、陽イオンは、動き難いものではあるが、大表面積の燃焼器７１０には比較的容易に到達する。また、この場合、電子は、動き易いものであるため、小表面積のフレームロッド７２０にも比較的容易に到達する。このため、フレームロッド７２０から燃焼器７１０には電流は比較的流れ易い。

比率Ａ／Ｂは、例えば１／４以下である。一具体例では、比率Ａ／Ｂは、１／１０から１／４である。

信号生成回路４００は、検知信号Ｓ_Dを生成する。具体的には、検知信号Ｓ_Dは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じたものである。以下、「燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FR」を、簡略化して、フレームロッド７２０を流れる電流Ｉ_FRと称したり、フレームロッド電流Ｉ_FRと称したり、電流Ｉ_FRと称したりすることがある。

具体的には、電源７７０は、信号生成回路４００に直流電圧Ｖ_PSを供給する。制御装置５００は、信号生成回路４００に制御信号Ｓ_Cを供給する。信号生成回路４００は、直流電圧Ｖ_PSおよび制御信号Ｓ_Cを用いて、検知信号Ｓ_Dを生成する。

本実施形態では、検知信号Ｓ_Dは、直流信号または矩形パルス信号である。「検知信号Ｓ_Dは、直流信号または矩形パルス信号である」という表現は、ある期間において検知信号Ｓ_Dが直流信号であり別の期間において検知信号Ｓ_Dが矩形パルス信号である態様を包含することを意図したものである。

直流信号は、ゼロである周波数を有する信号である。矩形パルス信号は、非ゼロである周波数を有する信号である。よって、直流信号と矩形パルス信号とは、周波数が互いに異なる信号であると説明できる。

上述のように、制御装置５００は、信号生成回路４００に制御信号Ｓ_Cを送信する。また、制御装置５００は、信号生成回路４００から検知信号Ｓ_Dを受信する。

具体的には、制御装置５００は、切替器５０１および検知器５０２を含む。切替器５０１は、信号生成回路４００に制御信号Ｓ_Cを送信する。検知器５０２は、信号生成回路４００から検知信号Ｓ_Dを受信する。

本実施形態では、制御装置５００は、デジタル機器である。切替器５０１は、デジタル機器である。検知器５０２は、デジタル機器である。デジタル機器とは、デジタル信号を処理する機器を指す。例えば、デジタル機器は、マイクロコンピュータを用いて構成され得る。

絶縁装置６００は、制御装置５００から信号生成回路４００への制御信号Ｓ_Cの絶縁伝送を行う。また、絶縁装置６００は、信号生成回路４００から制御装置５００への検知信号Ｓ_Dの絶縁伝送を行う。

具体的には、絶縁装置６００は、切替器５０１から信号生成回路４００への制御信号Ｓ_Cの絶縁伝送を行う。また、絶縁装置６００は、信号生成回路４００から検知器５０２への検知信号Ｓ_Dの絶縁伝送を行う。

フレームロッド回路７００は、燃焼器７１０の燃焼状態と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態と、を検知できる。検知の仕方の詳細については、後述する。

なお、燃焼器７１０の燃焼不良は、燃焼燃料の供給量と燃焼空気の供給量との間のバランスの過渡的な乱れによって生じ得る。

また、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化は、燃焼器７１０、フレームロッド７２０等の熱変形によって生じ得る。また、絶縁劣化は、燃焼器７１０、フレームロッド７２０等へのすすの付着によって生じ得る。なお、「燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化」は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０が完全に短絡している状態のみならず、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の抵抗がゼロには至っていないものの低下している状態を含むことを意図した表現である。

信号生成回路４００の構成要素について説明する。

信号生成回路４００は、ＩＶ変換回路１００と、バッファ回路３００と、レベル設定回路３５０と、ＶＦ変換回路２００と、を含む。ＩＶ変換回路１００は、電流－電圧変換回路１００とも称され得る。ＶＦ変換回路２００は、電圧－周波数変換回路２００とも称され得る。

ＩＶ変換回路１００は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じた変換電位Ｖ_Aを生成する。

具体的には、電源７７０は、ＩＶ変換回路１００に直流電圧Ｖ_PSを供給する。制御装置５００は、ＩＶ変換回路１００に制御信号Ｓ_Cを供給する。ＩＶ変換回路１００は、直流電圧Ｖ_PSおよび制御信号Ｓ_Cを用いて、変換電位Ｖ_Aを生成する。

バッファ回路３００は、ＩＶ変換回路１００とレベル設定回路３５０とを接続する経路上に配置されている。また、バッファ回路３００は、ＩＶ変換回路１００とＶＦ変換回路２００とを接続する経路上に配置されている。バッファ回路３００は、フレームロッド回路７００による検知の精度を高める。具体的には、フレームロッド回路７００では、フレームロッド電流Ｉ_FRが変換電位Ｖ_Aに変換され、その変換電位Ｖ_Aに基づいた検知がなされる。バッファ回路３００によれば、第１線路１１１から第２抵抗１２６および検出抵抗１２０を通してレベル設定回路３５０およびＶＦ変換回路２００に流れ込む電流による変換電位Ｖ_Aへの影響が抑制される。そのため、この影響による検出誤差が低減される。

レベル設定回路３５０は、検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sを設定する。大きさＡ_Sは、変換電位Ｖ_Aに応じた大きさである。

ここで、検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、検知信号Ｓ_Dが直流信号である場合、その直流信号の大きさである。検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、検知信号Ｓ_Dが矩形パルス信号である場合、その矩形パルス信号の振幅である。

ＶＦ変換回路２００は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを、変換電位Ｖ_Aに基づいて設定する。具体的には、ＶＦ変換回路２００は、検知信号Ｓ_Dとして矩形パルス信号が生成される場合において、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを、変換電位Ｖ_Aに基づいて設定する。

本実施形態では、ＶＦ変換回路２００によるＶＦ変換は、フレームロッド回路７００による燃焼器７１０の燃焼状態の検知に寄与する。具体的には、フレームロッド回路７００では、ＶＦ変換回路２００により、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づいて設定できる。このようにすれば、フレームロッド回路７００は、周波数Ｆ_Sにより、燃焼状態の程度を検知できる。このため、フレームロッド回路７００は、燃焼器７１０が失火直前の状態となった場合に、その状態を把握できる。そのため、フレームロッド回路７００が組み込まれたシステムでは、失火直前の状態から正常な燃焼状態への復旧が可能であり、失火によるシステムの停止を避けることが可能である。なお、この復旧は、例えば、燃焼器７１０へのガスの供給量を増やしたり、燃焼器７１０に空気を適正に送り込んだりすることによって、行われ得る。

以下、信号生成回路４００の構成要素について、より詳細に説明する。

［ＩＶ変換回路１００］
図３に、本実施形態のＩＶ変換回路１００を示す。

ＩＶ変換回路１００は、第１線路１１１と、第２線路１１２と、検出抵抗１２０と、参照点Ａと、第１スイッチング素子１７１と、第２スイッチング素子１７２と、を含む。図３の例では、参照点Ａの電位が、変換電位Ｖ_Aである。

第１線路１１１には、第１直流電位Ｖ_DC1が印加される。第２線路１１２には、第２直流電位Ｖ_DC2が印加される。第１直流電位Ｖ_DC1は相対的に高い電位であり、第２直流電位Ｖ_DC2は相対的に低い電位である。換言すると、第１直流電位Ｖ_DC1は、第２直流電位Ｖ_DC2よりも高い。第１線路１１１および第２線路１１２の組み合わせは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電圧を印加するのに用いられる。

ＩＶ変換回路１００では、第１期間と、第２期間と、が交互に現れる。本実施形態では、第１期間および第２期間は、第１スイッチング素子１７１および第２スイッチング素子１７２のスイッチングによりもたらされる。具体的には、第１期間において、第１スイッチング素子１７１がオンであり第２スイッチング素子１７２がオフである。第２期間において、第１スイッチング素子１７１がオフであり第２スイッチング素子１７２がオンである。

本実施形態では、単一の電源７７０により、燃焼器７１０を基準としてフレームロッド７２０に正電圧と負電圧とが交互に印加され得る。具体的には、第１の期間においてフレームロッド７２０に正電圧が印加され、第２の期間においてフレームロッド７２０に負電圧が印加され得る。こうして、フレームロッド７２０に、図３において模式的に示したような矩形パルス電圧が印加される。フレームロッド７２０に対してこのような電圧の印加がなされる方式を、極性切替ＤＣ方式と称することができる。

単一の電源により燃焼器７１０を基準としてフレームロッド７２０に正の電圧および負の電圧を印加できることは、種々の利益をもたらす。例えば、電源の数が１つで足りることは、システムのコスト削減の観点から有利である。また、電源の直列接続数が１つで足りる場合には、フレームロッド回路７００において定格電圧の低い部品を使用し易い。

本実施形態では、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電流が流れる。第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電流が流れる。

ところで、典型例では、燃焼器７１０の燃焼不良は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化に比べ、発生頻度が高い。この点、本実施形態では、第１期間の長さは、第２期間の長さよりも長い。このため、燃焼不良を検知し得る期間が、絶縁劣化を検知し得る期間に比べ、長い。このようにすることは、燃焼器７１０の燃焼不良と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化とを、効率的に検知する観点から合理的である。

本実施形態では、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、第１線路１１１、フレームロッド７２０、燃焼器７１０、第１スイッチング素子１７１および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。具体的には、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、第１線路１１１、検出抵抗１２０、参照点Ａ、フレームロッド７２０、燃焼器７１０、第１スイッチング素子１７１および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。このように電流が流れている様子を、図４Ａにおいて一点鎖線で示す。フレームロッド回路７００は、第１期間における参照点Ａの電位に基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を検知する。

本実施形態では、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、第１線路１１１、燃焼器７１０、フレームロッド７２０、第２スイッチング素子１７２および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。具体的には、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、第１線路１１１、燃焼器７１０、フレームロッド７２０、参照点Ａ、検出抵抗１２０、第２スイッチング素子１７２および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。このように電流が流れている様子を、図４Ｂにおいて二点鎖線で示す。フレームロッド回路７００は、第２期間における参照点Ａの電位に基づいて、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知する。

なお、上記の文脈において、「第１線路１１１を・・・電流を流れ」は、第１線路１１１の一部を電流が流れる態様と第１線路１１１の全部を電流が流れる態様と、の両方を包含することを意図した表現である。「第２線路１１２を・・・電流を流れ」についても同様である。図示の例は、上記の文脈における「第１線路１１１を・・・電流を流れ」が第１線路１１１の一部を電流が流れることを指し、上記の文脈における「第２線路１１２を・・・電流を流れ」が第２線路１１２の一部を電流が流れることを指す場合に対応する。

また、図３では、燃焼器７１０の右側に、「ＦＧ」という文字がある。第１スイッチング素子１７１の右上側にも「ＦＧ」という文字がある。「ＦＧ」は、燃焼器７１０の電位を示す。図３の例では、燃焼器７１０と第１スイッチング素子１７１とは、互いに接続されている。具体的には、燃焼器７１０と第１スイッチング素子１７１とは、等電位に接続されている。

図示の例では、第２領域７９２の基準電位は、第２線路１１２の第２直流電位Ｖ_DC2である。

図５Ａおよび図５Ｂを用いて、第１期間および第２期間における変換電位Ｖ_Aについて、さらに説明する。なお、図５Ａおよび図５Ｂは、図４Ａおよび図４Ｂの電流経路に着目し、さらにスイッチング素子のオン状態を短絡状態で表した、簡易的な模式図である。この点は、後述する図２１Ａおよび図２１Ｂについても同様である。

上述のとおり、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、図４Ａにより示されているように電流Ｉ_FRが流れる。この場合、図５Ａにおいて模式的に示すように、電流Ｉ_FRは、第２抵抗１２６、検出抵抗１２０、フレームロッド７２０および燃焼器７１０をこの順に流れることになる。この場合の変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A＝Ｖ_DC1－（Ｒ₁₂₆＋Ｒ₁₂₀）×Ｉ_FRにより与えられる。この数式において、Ｖ_Aは変換電位Ｖ_Aの電位値であり、Ｖ_DC1は第１直流電位Ｖ_DC1の電位値であり、Ｒ₁₂₆は第２抵抗１２６の抵抗値であり、Ｒ₁₂₀は検出抵抗１２０の抵抗値であり、Ｉ_FRは電流Ｉ_FRの電流値である。本実施の形態では、Ｒ₁₂₆はＲ₁₂₀に比べて十分に小さいため、変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A≒Ｖ_DC1－Ｒ₁₂₀×Ｉ_FRのように近似できる。一方、第１期間において、電流Ｉ_FRが流れていない場合には、変換電位Ｖ_Aは、Ｖ_A＝Ｖ_DC1である。

上述のとおり、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、図４Ｂにより示されているように電流Ｉ_FRが流れる。この場合、図５Ｂにおいて模式的に示すように、電流Ｉ_FRは、第１抵抗１２５、燃焼器７１０、フレームロッド７２０および検出抵抗１２０をこの順に流れることになる。この場合、本実施の形態では第１抵抗１２５の抵抗値Ｒ₁₂₅は抵抗値Ｒ₁₂₀に比べて十分に小さいため、変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A≒Ｖ_DC2＋Ｒ₁₂₀×Ｉ_FRのように近似できる。この数式において、Ｖ_DC2は第２直流電位Ｖ_DC2の電位値である。一方、第２期間において、電流Ｉ_FRが流れていない場合には、変換電位Ｖ_Aは、Ｖ_A＝Ｖ_DC2である。

本実施形態では、ＩＶ変換回路１００について、以下のように説明することも可能である。ＩＶ変換回路１００では、参照点Ａにおいて変換電位Ｖ_Aが現れる。燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗１２０における電圧降下が、変換電位Ｖ_Aに反映される。変換電位Ｖ_Aに基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態と、が検知される。

具体的には、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRは検出抵抗１２０および参照点Ａにも流れ、電流Ｉ_FRにより検出抵抗１２０において生じる電圧降下が変換電位Ｖ_Aに反映される。厳密には、第１抵抗１２５において生じる電圧降下も第２抵抗１２６において生じる電圧降下も反映され得る。

より具体的には、第１期間において生じ得る検出抵抗１２０から参照点Ａに向かう方向のフレームロッド電流Ｉ_FRに基づく電圧降下は、第１直流電位Ｖ_DC1に対して変換電位Ｖ_Aを下げるように作用する。一方、第２期間において生じ得る参照点Ａから検出抵抗１２０に向かう方向のフレームロッド電流Ｉ_FRに基づく電圧降下は、第２直流電位Ｖ_DC2に対して変換電位Ｖ_Aを上げるように作用する。

本実施形態では、図３に示すように、フレームロッド回路７００は、第１直列回路１８１と、第２直列回路１８２と、第３直列回路１８３と、を含む。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはＩＶ変換回路１００である。

第１直列回路１８１では、第１線路１１１、第１接続点Ｐ１、第１スイッチング素子１７１および第２線路１１２がこの順に並んでいる。第２直列回路１８２では、第１線路１１、第２接続点Ｐ２、第２スイッチング素子１７２および第２線路１１２がこの順に並んでいる。第３直列回路１８３では、第２接続点Ｐ２、フレームロッド７２０、燃焼器７１０および第１接続点Ｐ１がこの順に並んでいる。本実施形態では、第３直列回路１８３では、第２接続点Ｐ２、検出抵抗１２０、参照点Ａ、フレームロッド７２０、燃焼器７１０および第１接続点Ｐ１がこの順に並んでいる。このようにすれば、図４Ａおよび４Ｂに示す電流の流れを実現できる。

本実施形態では、フレームロッド回路７００は、第１抵抗１２５と、第２抵抗１２６と、を含む。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはＩＶ変換回路１００である。

第１抵抗１２５は、第１直列回路１８１における第１線路１１１と第１接続点Ｐ１の間に位置している。第２抵抗１２６は、第２直列回路１８２における第１線路１１１と第２接続点Ｐ２の間に位置している。第１抵抗１２５および第２抵抗１２６は、有利な作用を奏する。以下、この作用について説明する。

仮に、第１抵抗１２５がスイッチング素子Ｊ１に変更され、第２抵抗１２６がスイッチング素子Ｊ２に変更されたとする。この場合、第１スイッチング素子１７１とスイッチング素子Ｊ１とが同時にオンすると、電流が制限されることなくこれらのスイッチング素子を電流が流れ、これらのスイッチング素子が過電流により破壊されるおそれがある。同様に、第２スイッチング素子１７２とスイッチング素子Ｊ２とが同時にオンすると、電流が制限されることなくこれらのスイッチング素子を電流が流れ、これらのスイッチング素子が過電流により破壊されるおそれがある。このような事態を避けるには、スイッチング素子１７１およびＪ１が同時にオンしないようにデッドタイムを設け、スイッチング素子１７２およびＪ２が同時にオンしないようにデッドタイムを設けることが考えられる。ただし、そのようにするには、デッドタイムを設けるための回路が必要となる。

これに対し、第１抵抗１２５および第２抵抗１２６によれば、デッドタイムを設けるための回路を設けることなく、過電流による第１スイッチング素子１７１および第２スイッチング素子１７２の破壊を防止できる。

なお、本開示は、上記のように、第１抵抗１２５がスイッチング素子Ｊ１に変更され、第２抵抗１２６がスイッチング素子Ｊ２に変更された形態を排除しない。この変更がなされた場合において、スイッチング素子１７１およびＪ１が同時にオンしないようにデッドタイムが設けられ、スイッチング素子１７２およびＪ２が同時にオンしないようにデッドタイムが設けられ得る。

本実施形態では、フレームロッド回路７００は、第３スイッチング素子１７３を含む。第３スイッチング素子１７３を含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはＩＶ変換回路１００である。

本実施形態では、第１スイッチング素子１７１は、トランジスタである。第１スイッチング素子１７１は、電流端子１７１ａと、電流端子１７１ｂと、制御端子１７１ｃと、を含む。

具体的には、第１スイッチング素子１７１は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。より具体的には、第１スイッチング素子１７１は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。電流端子１７１ａは、ドレイン端子である。電流端子１７１ｂは、ソース端子である。制御端子１７１ｃは、ゲート端子である。ただし、第１スイッチング素子１７１は、バイポーラトランジスタであってもよい。この場合、典型的には、バイポーラトランジスタのベースに、ベース抵抗が接続される。

本実施形態では、第２スイッチング素子１７２は、トランジスタである。第２スイッチング素子１７２は、電流端子１７２ａと、電流端子１７２ｂと、制御端子１７２ｃと、を含む。

具体的には、第２スイッチング素子１７２は、バイポーラトランジスタである。より具体的には、第２スイッチング素子１７２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。電流端子１７２ａは、コレクタ端子である。電流端子１７２ｂは、エミッタ端子である。制御端子１７２ｃは、ベース端子である。ただし、第２スイッチング素子１７２は、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。

本実施形態では、第３スイッチング素子１７３は、トランジスタである。第３スイッチング素子１７３は、電流端子１７３ａと、電流端子１７３ｂと、制御端子１７３ｃと、を含む。

具体的には、第３スイッチング素子１７３は、ＭＯＳＦＥＴである。より具体的には、第３スイッチング素子１７３は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。電流端子１７３ａは、ドレイン端子である。電流端子１７３ｂは、ソース端子である。制御端子１７３ｃは、ゲート端子である。ただし、第３スイッチング素子１７３は、バイポーラトランジスタであってもよい。この場合、典型的には、バイポーラトランジスタのベースに、ベース抵抗が接続される。

本実施形態では、第１スイッチング素子１７１および第３スイッチング素子１７３が同期してオンオフするように、第１スイッチング素子１７１の制御端子１７１ｃおよび第３スイッチング素子１７３の制御端子１７３ｃは互いに接続されている。また、第３スイッチング素子１７３および第２スイッチング素子１７２が相補的にオンオフするように、第３スイッチング素子１７３の電流端子１７３ａは第２スイッチング素子１７２の制御端子１７２ｃに接続されている。

そして、制御装置５００は、制御信号Ｓ_Cを、第１スイッチング素子１７１の制御端子１７１ｃおよび第３スイッチング素子１７３の制御端子１７３ｃの両方に供給する。具体的には、切替器５０１が、そのような供給を行う。このようにすれば、第１スイッチング素子１７１および第２スイッチング素子１７２を相補的にオンオフさせることができる。

具体的には、制御信号Ｓ_Cが第１スイッチング素子１７１の制御端子１７１ｃおよび第３スイッチング素子１７３の制御端子１７３ｃの両方に供給されるため、第１スイッチング素子１７１および第３スイッチング素子１７３が同期してオンオフする。第３スイッチング素子１７３がオンであるときには、第３スイッチング素子１７３を流れる電流が抵抗１２９経由で供給され、抵抗１２９における電圧降下により第２スイッチング素子１７２の制御端子１７２ｃの電位が下がるため、第２スイッチング素子１７２がオフである。反対に、第３スイッチング素子１７３がオフであるときには、第３スイッチング素子１７３を電流が流れないため、上記電圧降下は生じず、第２スイッチング素子１７２の制御端子１７２ｃには第１直流電位Ｖ_DC1および第２直流電位Ｖ_DC2の電位差に相当する電圧を抵抗１２９と抵抗１３０で分圧した電圧が印加され、これにより第２スイッチング素子１７２がオンとなる。

なお、２つのスイッチング素子が同期してオンオフするとは、２つのスイッチング素子がオンである期間が同じであり、２つのスイッチング素子がオフである期間が同じであることを意図した表現である。２つのスイッチング素子が相補的にオンオフするとは、一方のスイッチング素子がオンである期間において他方のスイッチング素子はオフであり、一方のスイッチング素子がオフである期間において他方のスイッチング素子はオンであることを意図した表現である。

本実施形態では、制御信号Ｓ_Cは、絶縁装置６００により、制御装置５００からＩＶ変換回路１００に絶縁伝送される。

具体的には、本実施形態では、絶縁装置６００は、絶縁回路６０１と、絶縁回路６０３と、を含む。制御信号Ｓ_Cは、絶縁回路６０３により、切替器５０１から第１スイッチング素子１７１および第３スイッチング素子１７３へと、絶縁伝送される。

本実施形態では、絶縁回路６０１は、フォトカプラである。絶縁回路６０３は、フォトカプラである。

本実施形態では、制御信号Ｓ_Cは、矩形パルス波である。この矩形パルス波のレベルを交互に切り替えることにより、第１期間と第２期間とを交互に切り替えることができる。

本実施形態では、フレームロッド回路７００は、電圧レギュレータ１６５と、コンデンサ１５４と、コンデンサ１５５と、抵抗１２７と、抵抗１２８と、抵抗１２９と、抵抗１３０と、を含む。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはＩＶ変換回路１００である。

電圧レギュレータ１６５は、図１に示す電源７７０から供給される直流電圧Ｖ_PSを、異なる大きさの直流電圧に変換する。また、電圧レギュレータ１６５は、上流側の点Ｕから直流電位Ｖ_Uを、第１直流電位Ｖ_DC1に変換する。電圧レギュレータ１６５は、一例ではシリーズレギュレータであり、一具体例ではＬＤＯ（Ｌｏｗ Ｄｒｏｐｏｕｔ）である。

変換前の直流電圧Ｖ_PSは、直流電位Ｖ_Uおよび第２直流電位Ｖ_DC2の電位差に対応する。変換後の直流電圧は、第１直流電位Ｖ_DC1および第２直流電位Ｖ_DC2の電位差に対応する。

本実施形態では、変換後の直流電圧は、直流電圧Ｖ_PSよりも小さい。

なお、電圧レギュレータ１６５は、必須ではない。例えば、直流電位Ｖ_U、後段のバッファ回路３００およびコンパレータ３５１，３５２への入力可能電位等を考慮して、電圧レギュレータ１６５を設けるあるいは設けないことができる。

コンデンサ１５４は、ＩＶ変換回路１００における電圧レギュレータ１６５の後段に設けられている。コンデンサ１５４は、デカップリングコンデンサ(バイパスコンデンサとも称される)である。急激な負荷電流の変動が生じたときに、コンデンサ１５４は、電流を供給することにより、電圧を安定化させる。電圧レギュレータ１６５の前段にも、コンデンサ１５４と同様のコンデンサを設けてもよい。

本実施形態では、抵抗１２７および抵抗１２８を含む分圧回路が構成されている。この分圧回路は、第１線路１１１および第２線路１１２を接続しており、第１直流電位Ｖ_DC1および第２直流電位Ｖ_DC2の電位差を分圧した分圧電圧を生成する。制御信号Ｓ_Cは、この分圧回路を介して第１スイッチング素子１７１の制御端子１７１ｃに供給される。このため、制御信号Ｓ_Cは、分圧電圧によってバイアスされた状態で、第１スイッチング素子１７１の制御端子１７１ｃに供給される。

本実施形態では、抵抗１２９および抵抗１３０を含む分圧回路が構成されている。この分圧回路は、第１線路１１１および第２線路１１２を接続しており、第１直流電位Ｖ_DC1および第２直流電位Ｖ_DC2の電位差を分圧した分圧電圧を生成する。この分圧電圧が反映された電位が、第２スイッチング素子１７２の制御端子１７２ｃに供給される。

なお、抵抗１２８および１３０は、必須ではない。例えば、第１直流電位Ｖ_DC1、スイッチング素子１７１および１７２の制御端子への入力可能電位等を考慮して、抵抗１２８および１３０を設けるあるいは設けないことができる。

本実施形態では、第１線路１１１と参照点Ａとが、コンデンサ１５５を介して接続されている。コンデンサ１５５により、フレームロッド電流Ｉ_FRの細かな変動を抑えられ、フレームロッド電流Ｉ_FRの緩やかな変動が実現され得る。

［バッファ回路３００］
図６に、本実施形態のバッファ回路３００を示す。

図６に示すように、バッファ回路３００は、ＩＶ変換回路１００に接続されている。具体的には、バッファ回路３００は、参照点Ａに接続されている。

バッファ回路３００は、変換電位Ｖ_Aに応じた電位を、レベル設定回路３５０に与える。また、バッファ回路３００は、変換電位Ｖ_Aに応じた電位を、ＶＦ変換回路２００に与える。

図６に示すように、本実施形態では、バッファ回路３００は、オペアンプ３０１を含む。バッファ回路３００は、ボルテージフォロアを構成するオペアンプ回路である。

本実施形態では、バッファ回路３００は、抵抗３１１と、コンデンサ３３０と、を含む。オペアンプ３０１とレベル設定回路３５０とが、抵抗３１１を介して接続されている。オペアンプ３０１と、抵抗３１１と、コンデンサ３３０と、第２線路１１２と、はこの順に接続されている。抵抗３１１およびコンデンサ３３０は、ローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタにより、レベル設定回路３５０のコンパレータ３５１，３５２に入力される信号の細かな電圧変動が抑制され、平均化された信号がコンパレータ３５１，３５２に入力され得る。このことは、誤検知防止に寄与し得る。

仮に、バッファ回路３００が存在せず、参照点Ａとコンパレータ３５１、３５２とがバッファを介さず接続されていたとする。この場合、コンパレータ３５１、３５２に流れ込む電流（以下、入力バイアス電流と称することがある）の影響で、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検知を適切に行うのが難しくなることがある。これに対し、本実施の形態では、バッファ回路３００が存在するため、上記の影響が抑えられ、高い検知精度が得られ易い。なお、本実施の形態では、バッファ回路３００のオペアンプ３０１として、入力バイアス電流がフレームロッド電流Ｉ_FRに比べて十分に小さいオペアンプが選定されている。ただし、バッファ回路３００は必須ではない。バッファ回路３００によるそのような作用が不要な場合もある。

［レベル設定回路３５０］
図７に、本実施形態のレベル設定回路３５０を示す。

フレームロッド回路７００は、第１コンパレータ３５１と、第２コンパレータ３５２と、を含む。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはレベル設定回路３５０である。

第１コンパレータ３５１は、第１閾値入力部３５１ａ、第１信号入力部３５１ｂおよび第１信号出力部Ｃを有する。第２コンパレータ３５２は、第２閾値入力部３５２ａ、第２信号入力部３５２ｂおよび第２信号出力部Ｅを有する。

本実施形態では、第１閾値入力部３５１ａは、非反転入力端子である。第１信号入力部３５１ｂは、反転入力端子である。第１信号出力部Ｃは、出力端子である。ただし、第１閾値入力部３５１ａが反転入力端子であり、第１信号入力部３５１ｂが非反転入力端子である構成も採用され得る。

本実施形態では、第２閾値入力部３５２ａは、反転入力端子である。第２信号入力部３５２ｂは、非反転入力端子である。第２信号出力部Ｅは、出力端子である。ただし、第２閾値入力部３５２ａが非反転入力端子であり、第２信号入力部３５２ｂが反転入力端子である構成も採用され得る。

フレームロッド回路７００は、第１取出回路３８１を含む。第１取出回路３８１を含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはレベル設定回路３５０である。

第１取出回路３８１は、第１線路１１１および第２線路１１２を接続する。第１取出回路３８１は、第１閾値入力部３５１ａに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下の第１閾値電位Ｖ_Bを与える。典型例では、第１閾値電位Ｖ_Bは、第２直流電位Ｖ_DC2よりも大きく第１直流電位Ｖ_DC1よりも小さい。

本実施形態では、第１取出回路３８１は、分圧回路である。具体的には、この分圧回路では、抵抗３６１および抵抗３６２が直列に接続されている。この分圧回路における抵抗３６１および抵抗３６２の間の点Ｂに、第１閾値電位Ｖ_Bが現れる。具体的には、この分圧回路により、第１線路１１１と、抵抗３６１と、点Ｂと、抵抗３６２と、第２線路１１２とが、この順に接続されている。

本実施形態では、フレームロッド回路７００は、コンデンサ３７１を含む。コンデンサ３７１を含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはレベル設定回路３５０である。

点Ｂと第２線路１１２の間において、抵抗３６２およびコンデンサ３７１は、並列に接続されている。コンデンサ３７１は、第１コンパレータ３５１の第１閾値入力部３５１ａに入力される第１閾値電位Ｖ_Bを安定させる。

フレームロッド回路７００は、第２取出回路３８２を含む。第２取出回路３８２を含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはレベル設定回路３５０である。

第２取出回路３８２は、第１線路１１１および第２線路１１２を接続する。第２取出回路３８２は、第２閾値入力部３５２ａに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下の第２閾値電位Ｖ_Dを与える。典型例では、第２閾値電位Ｖ_Dは、第２直流電位Ｖ_DC2よりも大きく第１直流電位Ｖ_DC1よりも小さい。

本実施形態では、第２取出回路３８２は、分圧回路である。具体的には、この分圧回路では、抵抗３６３および抵抗３６４が直列に接続されている。この分圧回路における抵抗３６３および抵抗３６４の間の点Ｄに、第２閾値電位Ｖ_Dが現れる。具体的には、この分圧回路により、第１線路１１１と、抵抗３６３と、点Ｄと、抵抗３６４と、第２線路１１２とが、この順に接続されている。

本実施形態では、フレームロッド回路７００は、コンデンサ３７２を含む。コンデンサ３７２を含む主体は、具体的には信号生成回路４００であり、より具体的にはレベル設定回路３５０である。

点Ｄと第２線路１１２の間において、抵抗３６４およびコンデンサ３７２は、並列に接続されている。コンデンサ３７２は、第２コンパレータ３５２の第２閾値入力部３５２ａに入力される第２閾値電位Ｖ_Dを安定させる。

フレームロッド回路７００は、第１接続回路４８１を含む。第１接続回路４８１を含む主体は、具体的には信号生成回路４００である。

第１接続回路４８１は、参照点Ａおよび第１信号入力部３５１ｂを接続する。第１接続回路４８１は、第１信号入力部３５１ｂに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下であり参照点Ａの電位に応じた信号電位Ｖ_Sを与える。

上述のとおり、参照点Ａの電位は、変換電位Ｖ_Aと同じである。本実施形態では、変換電位Ｖ_Aが抵抗３１１およびコンデンサ３３０によるローパスフィルタにより平均化されることによって、信号電位Ｖ_Sが生成される。

具体的には、第１接続回路４８１により、参照点Ａと、バッファ回路３００と、第１信号入力部３５１ｂとが、この順に接続されている。より具体的には、第１接続回路４８１により、参照点Ａと、オペアンプ３０１と、第１信号入力部３５１ｂとが、この順に接続されている。

フレームロッド回路７００は、第２接続回路４８２を含む。第２接続回路４８２を含む主体は、具体的には信号生成回路４００である。

第２接続回路４８２は、参照点Ａおよび第２信号入力部３５２ｂを接続する。第２接続回路４８２は、第２信号入力部３５２ｂに、信号電位Ｖ_Sを与える。

具体的には、第２接続回路４８２により、参照点Ａと、バッファ回路３００と、第２信号入力部３５２ｂとが、この順に接続されている。より具体的には、第２接続回路４８２により、参照点Ａと、オペアンプ３０１と、第２信号入力部３５２ｂとが、この順に接続されている。

図示の例では、第１接続回路４８１および第２接続回路４８２は、部分的に重複している。

第１コンパレータ３５１は、第１閾値電位Ｖ_Bおよび信号電位Ｖ_Sを比較することによって、第１比較電位Ｖ_Cを出力し得る。具体的には、第１コンパレータ３５１は、第１信号出力部Ｃから、第１比較電位Ｖ_Cを出力し得る。具体的には、第１比較電位Ｖ_Cは、第１コンパレータ３５１により生成され、その後、後述の合成出力の生成に供される。

第２コンパレータ３５２は、第２閾値電位Ｖ_Dおよび信号電位Ｖ_Sを比較することによって、第２比較電位Ｖ_Eを出力し得る。具体的には、第２コンパレータ３５２は、第２信号出力部Ｅから、第２比較電位Ｖ_Eを出力し得る。具体的には、第２比較電位Ｖ_Eは、第２コンパレータ３５２により生成され、その後、後述の合成出力の生成に供される。

本実施形態では、第１比較電位Ｖ_Cは、ハイレベルまたはローレベルの値をとる。具体的には、信号電位Ｖ_Sが第１閾値電位Ｖ_Bよりも大きい場合、第１比較電位Ｖ_Cはローレベルの値をとる。一方、信号電位Ｖ_Sが第１閾値電位Ｖ_Bよりも小さい場合、第１比較電位Ｖ_Cはハイレベルの値をとる。

本実施形態では、第２比較電位Ｖ_Eは、ハイレベルまたはローレベルの値をとる。具体的には、信号電位Ｖ_Sが第２閾値電位Ｖ_Dよりも大きい場合、第２比較電位Ｖ_Eはハイレベルの値をとる。一方、信号電位Ｖ_Sが第２閾値電位Ｖ_Dよりも小さい場合、第２比較電位Ｖ_Eはローレベルの値をとる。

本実施形態では、第１比較電位Ｖ_Cのローレベルは、第２領域７９２の基準電位に対応する。第２比較電位Ｖ_Eのローレベルは、第２領域７９２の基準電位に対応する。

本実施形態では、第１信号出力部Ｃおよび第２信号出力部Ｅは、互いに接続されている。レベル設定回路３５０は、第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの合成出力を生成する。

具体的には、第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eがともにハイレベルである場合、ハイレベル電位である合成出力が生成される。第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eがともにローレベルである場合、ローレベル電位である合成出力が生成される。第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの一方がハイレベルであり他方がローレベルである場合、ローレベル電位である合成出力が生成される。なお、ローレベル電位は、第２領域７９２の基準電位に対応する。

上記のようにハイレベル電位になったりローレベル電位になったりする合成出力を生成するための構成は、特に限定されない。本実施の形態では、第１コンパレータ３５１は、図示しない第１出力回路を有している。第１出力回路は、オープンドレイン形式のものである。第１出力回路は、第１信号出力部Ｃに接続されている。第２コンパレータ３５２は、図示しない第２出力回路を有している。第２出力回路は、オープンドレイン形式のものである。第２出力回路は、第２信号出力部Ｅに接続されている。オープンドレイン形式の第１出力回路に接続された第１信号出力部Ｃと、オープンドレイン形式の第２出力回路に接続された第２信号出力部Ｅとが接続されることにより、ワイヤードオアが構成され、そのため上記のような合成出力がされる。

本実施形態では、第１信号出力部Ｃおよび第２信号出力部Ｅは、ともに点Ｇに接続されている。点Ｇへと、上記の合成出力が伝搬する。

図８に、本実施形態のコンパレータに係る、閾値電位、信号電位および比較電位の関係を模式的に示す。なお、図８の例では、信号電位Ｖ_Sは、変換電位Ｖ_Aと同じである。このため、図８では、「Ｖ_A」という表記が用いられている。この点は、後述する図１２および２２についても同様である。

以下、図８の左上の枡を、「欄１－１」と称することがある。図８の右上の枡を、「欄１－２」と称することがある。図８の左下の枡を、「欄２－１」と称することがある。図８の右下の枡を、「欄２－２」と称することがある。

図８の欄１－１に、第１期間における、第１閾値電位Ｖ_B、変換電位Ｖ_Aおよび第１比較電位Ｖ_Cの関係を示す。図８の欄１－２に、第１期間における、第２閾値電位Ｖ_D、変換電位Ｖ_Aおよび第２比較電位Ｖ_Eの関係を示す。なお、図８の欄１－１および欄１－２は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていない状況を表している。

燃焼器７１０の燃焼時において、第１期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、非燃焼時に比べ大きい。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、相対的に大きい。第１期間においては、この電圧降下は、変換電位Ｖ_Aを下げるように作用する。このため、図８の欄１－１および欄１－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に低レベルにある。

燃焼器７１０の非燃焼時において、第１期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、実質的にゼロである。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、実質的にゼロである。このため、図８の欄１－１および欄１－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に高レベルにある。

図８の欄１－１に示すように、第１閾値電位Ｖ_Bは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きく、かつ、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、燃焼器７１０が燃焼している状態から燃焼していない状態に切り替わると、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第１閾値電位Ｖ_Bを跨いで上昇する。このため、図８の欄１－１に示すように、この切り替わりにより、第１比較電位Ｖ_Cがハイレベルからローレベルに低下する。

一方、図８の欄１－２に示すように、第２閾値電位Ｖ_Dは、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さいのみならず、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、燃焼器７１０が燃焼している状態から燃焼していない状態に切り替わっても、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第２閾値電位Ｖ_Dを跨いで変化することがない。このため、図８の欄１－２に示すように、この切り替わりが発生しても、第２比較電位Ｖ_Eは変化しない。

図８の欄２－１に、第２期間における、第１閾値電位Ｖ_B、変換電位Ｖ_Aおよび第１比較電位Ｖ_Cの関係を示す。図８の欄２－２に、第２期間における、第２閾値電位Ｖ_D、変換電位Ｖ_Aおよび第２比較電位Ｖ_Eの関係を示す。なお、図８の欄２－１および欄２－２は、燃焼器７１０が燃焼している状況および燃焼していない状況の両方を表している。

燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じているときにおいて、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、絶縁劣化が生じていないときに比べ大きい。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、相対的に大きい。第２期間においては、この電圧降下は、変換電位Ｖ_Aを上げるように作用する。このため、図８の欄２－１および欄２－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に高レベルにある。

燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていないときにおいて、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、実質的にゼロである。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、実質的にゼロである。このため、図８の欄２－１および欄２－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に低レベルにある。

図８の欄２－２に示すように、第２閾値電位Ｖ_Dは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きく、かつ、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、絶縁劣化が生じていない状態から絶縁劣化が生じている状態に切り替わると、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第２閾値電位Ｖ_Dを跨いで上昇する。このため、図８の欄２－２に示すように、この切り替わりにより、第２比較電位Ｖ_Eがローレベルからハイレベルに上昇する。

一方、図８の欄２－１に示すように、第１閾値電位Ｖ_Bは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きいのみならず、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きい。このため、絶縁劣化が生じていない状態から絶縁劣化が生じている状態に切り替わっても、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第１閾値電位Ｖ_Bを跨いで変化することがない。このため、図８の欄２－１に示すように、この切り替わりが発生しても、第１比較電位Ｖ_Cは変化しない。

フレームロッド回路７００は、第１比較電位Ｖ_Cに基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を検知する。フレームロッド回路７００は、第２比較電位Ｖ_Eに基づいて、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知する。これらの検知の仕方の詳細については、後述する。

本実施形態のコンパレータ３５１または３５２等に関し、以下のような説明が可能である。フレームロッド回路７００は、コンパレータ３５１または３５２と、取出回路３８１または３８２と、接続回路４８１または４８２と、を備える。コンパレータ３５１または３５２は、閾値入力部３５１ａまたは３５２ａと、信号入力部３５１ｂまたは３５２ｂと、を有する。取出回路３８１または３８２は、第１線路１１１および第２線路１１２を接続する。取出回路３８１または３８２は、閾値入力部３５１ａまたは３５２ａに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下の閾値電位Ｖ_BまたはＶ_Dを与える。接続回路４８１または４８２は、信号入力部３５１ｂまたは３５２ｂに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下であり燃焼器７１０および前記フレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じた信号電位Ｖ_Sを与える。コンパレータ３５１または３５２は、閾値電位Ｖ_BまたはＶ_Dと、信号電位Ｖ_Sと、を比較することによって、比較電位Ｖ_CまたはＶ_Eを生成する。フレームロッド回路７００は、比較電位Ｖ_CまたはＶ_Eに基づいて、燃焼状態または絶縁劣化状態を検知する。

具体的には、接続回路４８１または４８２は、参照点Ａと、信号入力部３５１ｂまたは３５２ｂと、を接続する。そして、接続回路４８１または４８２は、信号入力部３５１ｂまたは３５２ｂに、第２直流電位Ｖ_DC2以上かつ第１直流電位Ｖ_DC1以下であり参照点Ａの電位に応じた信号電位Ｖ_Sを与える。

本実施形態のコンパレータ３５１または３５２は、燃焼状態または絶縁劣化状態に検知に寄与する。

ところで、上述の特許文献１には、正負２電源を用いた直流方式のフレームロッド回路が記載されている。この正負２電源は、正電圧をフレームロッドに印加する正電源と、負電圧をフレームロッドに印加する負電源と、を含む。特許文献１では、この正電圧と負電圧とが、コンパレータに印加される。しかし、上記の正電圧と負電圧の合計電圧は、一般的なコンパレータの定格電圧を超える場合が多い。定格電圧が高いコンパレータは、特殊であり高価であることが多い。この点、本実施形態のコンパレータ３５１および３５２として、定格電圧が高いものを用いることは必須ではない。具体的には、第１直流電位Ｖ_DC1と第２直流電位Ｖ_DC2は、単一の電源７７０により得ることができるため、それらの間の電位差を抑えることができる。この電位差以下に、コンパレータ３５１の閾値入力部３５１ａおよび信号入力部３５１ｂの間に生じ得る電位差を抑制でき、コンパレータ３５２の閾値入力部３５２ａおよび信号入力部３５２ｂの間に生じ得る電位差を抑制できる。コンパレータ３５１の電源電圧およびコンパレータ３５２の電源電圧は、その電位差よりも少し大きい程度で足りる。このため、本実施形態のコンパレータ３５１および３５２として、定格電圧が高いものを用いることは必須ではない。このため、本実施形態は、コスト低減の観点から有利である。

なお、本実施形態では、図７に示すように、コンパレータ３５１およびコンパレータ３５２が、１つのパッケージＰＡＣに収容されている。パッケージＰＡＣに、電圧レギュレータ１６５の上流側の点Ｕから直流電位Ｖ_Uが供給されている。このように供給された直流電位Ｖ_Uは、コンパレータ３５１およびコンパレータ３５２の図示しない正側電源端子に与えられる。直流電位Ｖ_Uは、第１直流電位Ｖ_DC1よりも高い。また、パッケージＰＡＣに、第２線路１１２から第２直流電位Ｖ_DC2が供給されている。このように供給された第２直流電位Ｖ_DC2は、コンパレータ３５１およびコンパレータ３５２の図示しない負側電源端子に与えられる。こうして、パッケージＰＡＣに、直流電位Ｖ_Uと第２直流電位Ｖ_DC2の電位差に相当する電源電圧が供給される、この電源電圧は、第１直流電位Ｖ_DC1と第２直流電位Ｖ_DC2の電位差よりも大きい。

コンパレータにおいて、正側電源端子と同相の電位が印加される入力端子を、正側の同相入力端子と称することとする。図７の例では、第１閾値入力部３５１ａおよび第２信号入力部３５２ｂが正側の同相入力端子に該当する。一般的には、コンパレータを適切に動作させるための、正側の同相入力端子への入力電位の上限（以下、同相入力範囲の上限と称することがある）は、正側電源端子の電位よりも少し小さい値である。「少し小さい値」は、例えば、１～１．５Ｖ程度低い値である。本実施の形態では、コンパレータ３５１および３５２がそのような一般的なコンパレータである場合が想定されている。ただし、コンパレータ３５１および３５２として、同相入力範囲の上限が正側電源端子の電位と同じであるコンパレータを用いることも可能である。その場合、第１直流電位Ｖ_DC1を正側電源端子に印加してもよい。

また、本実施形態のコンパレータ３５１または３５２等に関し、以下のような説明が可能である。信号生成回路４００は、コンパレータ３５１または３５２を備える。コンパレータ３５１または３５２は、閾値電位Ｖ_BまたはＶ_Dと、変換電位Ｖ_Aに応じた信号電位と、を比較することによって、検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sを設定する。

本実施形態のバッファ回路３００等に関し、以下のような説明が可能である。接続回路４８１または４８２は、バッファ回路３００を有する。図示の例では、参照点Ａと、バッファ回路３００と、信号入力部３５１ｂまたは３５２ｂとが、この順に接続されている。

また、このバッファ回路３００として、定格電圧が高く高価なものを用いることは必須ではない。具体的には、上述のように、第１直流電位Ｖ_DC1および第２直流電位Ｖ_DC2は、単一の電源７７０により得ることができるため、それらの間の電位差を抑えることができる。このことは、バッファ回路３００への入力電圧を抑制する観点から有利である。このため、本実施形態は、コスト低減の観点から有利である。

具体的には、本実施形態では、バッファ回路３００は、オペアンプ３０１を含む。汎用のオペアンプの定格電圧は高くなく、定格電圧が高いオペアンプは高価である場合が多い。この点、本実施形態は、オペアンプ３０１の電源電圧を抑制する観点から有利である。

なお、図示は省略されているが、本実施形態では、オペアンプ３０１の正側電源端子に、電圧レギュレータ１６５の上流側の点Ｕから直流電位Ｖ_Uが供給されている。また、オペアンプ３０１の負側電源端子に、第２線路１１２から第２直流電位Ｖ_DC2が供給されている。こうして、オペアンプ３０１に、直流電位Ｖ_Uと第２直流電位Ｖ_DC2の電位差に相当する電源電圧が供給される、この電源電圧は、第１直流電位Ｖ_DC1と第２直流電位Ｖ_DC2の電位差よりも大きい。ただし、コンパレータ３５１および３５２と同様、オペアンプ３０１として、同相入力範囲の上限が正側電源端子の電位よりも少し小さいオペアンプを用いてもよく、該上限が正側電源端子の電位と同じオペアンプを用いてもよい。後者の場合、第１直流電位Ｖ_DC1をオペアンプ３０１の正側電源端子に印加してもよい。

［ＶＦ変換回路２００］
図９に、本実施形態のＶＦ変換回路２００を示す。ＶＦ変換回路２００は、積分回路２１０と、比較回路２４０と、トランジスタ２６０と、を含む。ＶＦ変換回路２００には、電源２５７が接続されている。電源２５７は、直流電源である。具体的には、電源２５７は、第１直流電位Ｖ_DC1を出力する。

積分回路２１０には、変換電位Ｖ_Aに応じた電位が入力される。本実施形態では、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと同じである。ただし、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと異なっていてもよい。

積分回路２１０は、第１オペアンプ２１１と、負帰還回路２３９と、を含む。第１オペアンプ２１１は、非反転入力端子２１１ａと、反転入力端子２１１ｂと、出力端子２１１ｃと、を含む。負帰還回路２３９は、帰還コンデンサ２３５を含む。負帰還回路２３９は、出力端子２１１ｃと反転入力端子２１１ｂとを接続している。帰還コンデンサ２３５は、時定数コンデンサと称され得る。

本実施形態では、積分回路２１０は、抵抗２２１、抵抗２２２および抵抗２２３を含む。バッファ回路３００と、抵抗２２１と、点Ｍと、非反転入力端子２１１ａとが、この順に接続されている。バッファ回路３００と、抵抗２２２と、反転入力端子２１１ｂとが、この順に接続されている。点Ｍと、抵抗２２３と、電源２５７とが、この順に接続されている。

比較回路２４０は、第２オペアンプ２４１と、正帰還回路２５９と、を含む。第２オペアンプ２４１は、非反転入力端子２４１ａと、反転入力端子２４１ｂと、出力端子２４１ｃと、を含む。正帰還回路２５９は、帰還抵抗２５３を含む。正帰還回路２５９は、出力端子２４１ｃと非反転入力端子２４１ａとを接続している。

本実施形態では、比較回路２４０では、抵抗２５１および抵抗２５２を含む分圧回路が構成されている。この分圧回路における抵抗２５１および抵抗２５２の間の点Ｓが、非反転入力端子２４１ａに接続されている。この分圧回路は、電源２５７に接続されている。図示の例では、この分圧回路は、第２領域７９２の基準電位に接続されている。具体的には、この分圧回路により、電源２５７と、抵抗２５１と、抵抗２５２と、第２領域７９２の基準電位と、がこの順に接続されている。

トランジスタ２６０は、制御端子２６０ｃと、第１電流端子２６０ａと、第２電流端子２６０ｂと、を含む。

本実施形態では、トランジスタ２６０は、ＭＯＳＦＥＴである。具体的には、トランジスタ２６０は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。第１電流端子２６０ａは、ソース端子である。第２電流端子２６０ｂは、ドレイン端子である。制御端子２６０ｃは、ゲート端子である。ただし、トランジスタ２６０は、バイポーラトランジスタであってもよく、具体的にはＰＮＰ型バイポーラトランジスタであってもよい。その場合、第１電流端子２６０ａは、エミッタ端子である。第２電流端子２６０ｂは、コレクタ端子である。制御端子２６０ｃは、ベース端子である。

本実施形態では、ＶＦ変換回路２００は、抵抗２６１と、抵抗２６２と、を含む。第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃと電源２５７とを接続する経路上を、抵抗２６１および抵抗２６２がこの順に並んでいる。この経路における抵抗２６１および抵抗２６２間の点Ｔが、トランジスタ２６０の制御端子２６０ｃに接続されている。

本実施形態では、ＶＦ変換回路２００は、抵抗２６３を含む。抵抗２６３を介して、トランジスタ２６０の第２電流端子２６０ｂと、第１オペアンプ２１１の反転入力端子２１１ｂと、が接続されている。

本実施形態では、ＶＦ変換回路２００は、ダイオード２６９を含む。点Ｇと、ダイオード２６９のアノードと、ダイオード２６９のカソードと、第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃとが、この順に接続されている。

ＶＦ変換回路２００は、ＶＦ変換回路２００に直流電位が入力されているときに、第１現象、第２現象および第３現象が現れるように、構成されている。具体的には、バッファ回路３００の出力が直流電位であるときに、ＶＦ変換回路２００に直流電位が入力される。以下、ＶＦ変換回路２００に入力される直流電位を、直流電位Ｖ_inと称することがある。本実施形態では、直流電位Ｖ_inは、積分回路２１０に入力される電位である。

第１現象は、トランジスタ２６０のオンオフが比較回路２４０の出力電位に応じて切り替わることによって、帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤの電流が流れる充電期間と帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤとは反対方向の電流が流れる放電期間とが交互に現れるという現象である。なお、帰還方向ＲＤは、負帰還回路２３９を、第１オペアンプ２１１の出力端子２１１ｃから反転入力端子２１１ｂに向かって進む方向である。

第２現象は、積分回路２１０から直流電位Ｖ_inに応じた周波数の三角波が出力されるという現象である。具体的には、第１オペアンプ２１１の出力端子２１１ｃから、そのような三角波が出力される。

第３現象は、比較回路２４０から三角波と同じ周波数の矩形パルス波が出力されるという現象である。具体的には、第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃから、そのような矩形パルス波が出力される。

第１現象、第２現象および第３現象が現れるように構成されたＶＦ変換回路２００によれば、帰還コンデンサ２３５の充放電を利用して、変換電位Ｖ_Aに応じた周波数を有する矩形パルス波を生成できる。

図１０Ａから図１０Ｃを参照しながら、帰還コンデンサ２３５を流れる電流Ｉ_C、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷについて、さらに説明する。以下の説明では、トランジスタ２６０はＰ型ＭＯＳＦＥＴであることを明記する。

図１０Ａでは、充電期間においてＶＦ変換回路２００を流れる電流を、一点鎖線ＤＬ１で表している。充電期間においては、
・矩形パルス波ＳＷは、ハイレベルにある
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０のゲート端子２６０ｃの電位は、高い
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０は、オフ状態である
・電流が、電流Ｉ_Cとして帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤに流れ、その後、抵抗２２２をバッファ回路３００に向かって流れる
・三角波ＴＷのレベルが上昇する

図１０Ｂでは、放電期間においてＶＦ変換回路２００を流れる電流を、二点鎖線ＤＬ２で表している。放電期間においては、
・矩形パルス波ＳＷは、ローレベルにある
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０のゲート端子２６０ｃの電位は、低い
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０は、オン状態である
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０を、電源２５７から抵抗２６３へと電流が流れる
・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０を流れる電流の一部が、電流Ｉ_Cとして、帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤとは反対方向に流れる
・三角波ＴＷのレベルが低下する
なお、放電期間においては、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６０を流れる電流の別の一部が、抵抗２２２をバッファ回路３００に向かって流れる。

充電期間および放電期間において図１０Ａおよび図１０Ｂに示す挙動をＶＦ変換回路２００が示すことによって、図１０Ｃに示すような、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷが得られる。なお、図１０Ｃにおいて、横軸は時間ｔである。

ＶＦ変換回路２００は、レベル設定回路３５０と協働して、矩形パルス信号である検知信号Ｓ_Dを生成する。具体的には、こうして生成される矩形パルス信号は、レベル設定回路３５０により設定された振幅Ａ_Sと、ＶＦ変換回路２００により設定された周波数Ｆ_Sとを有する。周波数Ｆ_Sは、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数に対応する。

上述のように、本実施の形態では、図３において模式的に示したような矩形パルス電圧がフレームロッド７２０に印加される。つまり、本実施の形態では、極性切替ＤＣ方式が採用されている。極性切替ＤＣ方式が採用されるとともにＶＦ変換回路２００が設けられた本実施の形態のフレームロッド回路７００にあっては、第１期間において、フレームロッド電流Ｉ_FRの絶対値が大きくなるほど、周波数Ｆ_Sは高くなる。一方、第２期間において、フレームロッド電流Ｉ_FRの絶対値が大きくなるほど、周波数Ｆ_Sは低くなる。フレームロッド周波数Ｆ_Sが電流Ｉ_FRの絶対値に依存するのは、フレームロッド電流Ｉ_FRが参照点Ａの電位に反映され、参照点Ａの電位に応じた電位がＶＦ変換回路２００に入力されるためである。

燃料器７１０の燃焼状態および燃料器７１０－フレームロッド７２０間の絶縁状態が変位電圧Ｖ_Aに反映され、ＶＦ変換回路２００は、その変位電圧Ｖ_Aに応じた周波数の矩形パルス波を生成する。上記燃焼状態および／または絶縁状態により変位電圧Ｖ_Aが変動すると、ＶＦ変換回路２００は、変動した変位電圧Ｖ_Aに応じた周波数の矩形パルス波を生成する。

図８に示す例に従ってレベル設定回路３５０が動作する場合に生成される検知信号Ｓ_Dについて、図１１を参照しながら説明する。

図１１の欄１－１に示すパルス波形は、図８の欄１－１の第１比較電位Ｖ_Cが仮にＶＦ変換回路２００によりパルス化されたとすれば得られるであろうものである。図１１の欄１－２に示すパルス波形は、図８の欄１－２の第２比較電位Ｖ_Eが仮にＶＦ変換回路２００によりパルス化されたとすれば得られるであろうものである。図１１の欄１－３に示すパルス波形は、第１期間における第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの合成出力がＶＦ変換回路２００によりパルス化されることにより、実際に生成されるものである。

図１１の欄２－１に示すパルス波形は、図８の欄２－１の第１比較電位Ｖ_Cが仮にＶＦ変換回路２００によりパルス化されたとすれば得られるであろうものである。図１１の欄２－２に示すパルス波形は、図８の欄２－２の第２比較電位Ｖ_Eが仮にＶＦ変換回路２００によりパルス化されたとすれば得られるであろうものである。図１１の欄２－３に示すパルス波形は、第２期間における第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの合成出力がＶＦ変換回路２００によりパルス化されることにより、実際に生成されるものである。

詳細には、上述のとおり、本実施の形態では、オープンドレイン形式の第１出力回路に接続された第１信号出力部Ｃと、オープンドレイン形式の第２出力回路に接続された第２信号出力部Ｅとが接続されることにより、ワイヤードオアが構成されている。このため、第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eがともにハイレベルである場合、レベル設定回路３５０の合成出力はハイレベル電位となる。第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの少なくとも一方がローレベルである場合、レベル設定回路３５０の合成出力はローレベル電位となる。レベル設定回路３５０の合成出力がハイレベル電位である場合、ＶＦ変換回路２００からダイオード２６９を介して点Ｇにパルスが伝達される。一方、レベル設定回路３５０の合成出力がローレベル電位である場合、ダイオード２６９の存在により、ＶＦ変換回路２００からのパルスが点Ｇに伝達されることはない。

燃焼器７１０の燃焼時および燃焼器７１０－フレームロッド７２０間の絶縁劣化時において、レベル設定回路３５０の合成出力がハイレベル電位となる。そのため、これらの時に流れるフレームロッド電流Ｉ_FRがパルスに変換される。本実施の形態では、検知器５０２は、そのパルスの周期からの逆変換により、フレームロッド電流Ｉ_FRを知ることができる。

アナログ信号を絶縁伝送する場合には、絶縁伝送回路が大掛かりになったり高コストなものとなったりし易い。この点、本実施の形態では、アナログ信号であるフレームロッド電流Ｉ_FRが、一旦、デジタル信号であるパルスに変換される。これにより、比較的容易かつ安価に、フレームロッド電流Ｉ_FRの情報を検知器５０２に絶縁伝送することが可能となる。そこに、ＶＦ変換を実施する利点がある。

第１期間において、図１１の欄１－３に示すような矩形パルス波である検知信号Ｓ_Dが、点Ｇに現れ得る。また、第２期間において、図１１の欄２－３に示すような矩形パルス波である検知信号Ｓ_Dが、点Ｇに現れ得る。

本実施形態では、負帰還回路２３９は、帰還コンデンサ２３５に直列に接続された帰還抵抗２３１を含む。帰還抵抗２３１は、変換電位Ｖ_Aの変化に対する矩形パルス波の周波数の変化の線形性を高めることができる。

以下、線形性が悪化する状況と、帰還抵抗２３１により線形性が改善されるメカニズムと、について説明する。

オペアンプは、一方の入力端子に入力される信号電位および他方の入力端子に入力される閾値電位の大小関係が切り替わるときに出力端子から出力される信号が切り替わるように、構成され得る。ただし、厳密には、オペアンプには、応答遅れがある。このため、入力の大小関係が切り替わるタイミングから遅延したタイミングで、出力が切り替わる。遅延は、信号電位の周波数が高い場合には顕在化する。別の言い方をすると、閾値電位が実際には一定であったとしても、周波数が高くなるにつれて閾値電位が実際の値から大きくずれていくかのように見える。

図９に示す比較回路２４０では、第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃの電位は、第１期間においてハイレベルであり、第２期間においてローレベルである。その出力端子２４１ｃの電位が、正帰還回路２５９を介して、非反転入力端子２４１ａに正帰還される。このため、閾値として作用する非反転入力端子２４１ａの電位は、第１期間において相対的にハイレベルであり、第２期間において相対的にローレベルである。

図１２は、図１０Ｃに、上記閾値を書き加えたものである。図１２において、上側の一点鎖線は、ハイレベルにある閾値である。下側の一点鎖線は、ローレベルにある閾値である。図１２は、図９の構成から帰還抵抗２３１が取り除かれているが、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数が低いため、第２オペアンプ２４１に応答遅れを無視できる状況を想定したものである。

図１３は、図１２と同様、図９の構成から帰還抵抗２３１が取り除かれている状況を想定したものである。ただし、図１３は、図１２の状態に比べ、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数が高い状況を想定したものである。

仮に、第２オペアンプ２４１に応答遅れがないとする。その場合、図１３でも、図１２と同様、上側の一点鎖線および下側の一点鎖線の位置で三角波ＴＷが折れ曲がり、同じタイミングで矩形パルス波ＳＷのレベルが切り替わることとなる。

しかし、現実には、第２オペアンプ２４１には、応答遅れがある。応答遅れは、積分回路２１０に入力される直流電位Ｖ_inが大きくなることにより三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数が高まると、顕在化する。結果として、三角波ＴＷが上側で折れ曲がる位置が、上側の一点鎖線よりも上の、上側の二点鎖線の位置にずれる。上側のブロック矢印は、このずれを模式的に表している。また、三角波ＴＷが下側で折れ曲がる位置が、下側の一点鎖線よりも下の、下側の二点鎖線の位置にずれる。下側のブロック矢印は、このずれを模式的に表している。

こうして、見かけの閾値がずれる。具体的には、このずれは、応答遅れを無視できる場合に比べ、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの一周期を長くするように作用する。つまり、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数を下げるように作用する。

三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数のこのような意図しない低下は、以下の理由で、帰還抵抗２３１により抑制され得る。
・積分回路２１０に入力される直流電位Ｖ_inが大きくなると、充電期間および放電期間において帰還コンデンサ２３５を流れる電流Ｉ_Cの絶対値が大きくなる
・充電期間においては、電流Ｉ_Cにより帰還抵抗２３１において電圧（以下、第１オフセット電圧）Ｖ_off1が生じ、第１オフセット電圧Ｖ_off1の分だけ充電期間開始時点の三角波のレベルが上がり、その結果として充電期間開始時点から三角波のレベルが上側の二点鎖線に至るまでの時間が短くなるという作用が得られ、電流Ｉ_Cの絶対値が大きくなるほど第１オフセット電圧Ｖ_off1が大きくなりこの作用は大きくなる
・放電期間においては、電流Ｉ_Cにより帰還抵抗２３１において電圧（以下、第２オフセット電圧）Ｖ_off2が生じ、第２オフセット電圧Ｖ_off2の分だけ放電期間開始時点の三角波のレベルが下がり、その結果として放電期間開始時点から三角波のレベルが下側の二点鎖線に至るまでの時間が短くなるという作用が得られ、電流Ｉ_Cの絶対値が大きくなるほど第２オフセット電圧Ｖ_off2が大きくなりこの作用は大きくなる
・帰還抵抗２３１によるこれらの作用が相俟って、積分回路２１０に入力される直流電位Ｖ_inが大きくなるほど、帰還抵抗２３１に基づいて奏される三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数上昇作用が高まる
・結果として、第２オペアンプ２４１の応答遅れにより見かけの閾値がずれることにより生じる三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数低下作用が、帰還抵抗２３１による上記周波数上昇作用により、少なくとも部分的に相殺される

図１４の（ａ）に、帰還抵抗２３１がない場合における電流Ｉ_Cと三角波ＴＷとの関係を表すタイムチャートを示す。図１４の（ｂ）に、帰還抵抗２３１がある場合における電流Ｉ_Cと三角波ＴＷとの関係を表すタイムチャートを示す。図１４の（ａ）および（ｂ）の上段は、電流Ｉ_Cの時間変化を表す。図１４の（ａ）および（ｂ）の下段は、三角波ＴＷのレベルの時間変化を表す。図１４において横軸は、時間ｔである。図１４から、帰還抵抗２３１の値を適切に設定し、オフセット電圧Ｖ_off1およびＶ_off2を適切に調節することにより、周波数が適切に調整され得ることが理解されよう。

図１５に、帰還抵抗２３１により線形性が改善される様子を模式的に示す。図１５の横軸は、積分回路２１０に入力される直流電位Ｖ_inである。縦軸は、周波数Ｆ_Sである。上述の通り、周波数Ｆ_Sは、検知信号Ｓ_Dを構成する矩形パルス信号の周波数であり、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数に対応する。実線は、帰還抵抗２３１がある場合の、入力直流電位Ｖ_inと周波数Ｆ_Sの関係を表すグラフである。点線は、帰還抵抗２３１がない場合の、入力直流電位Ｖ_inと周波数Ｆ_Sの関係を表すグラフである。

図９の例では、帰還回路２３９において、帰還方向ＲＤに、帰還抵抗２３１および帰還コンデンサ２３５がこの順に並んでいる。ただし、帰還回路２３９において、帰還方向ＲＤに、帰還コンデンサ２３５および帰還抵抗２３１がこの順に並んでいてもよい。

［変形例に係るＶＦ変換回路２９０］
図１６を参照しつつ、ＶＦ変換回路の変形例について説明する。以下では、図９のＶＦ変換回路２００と同様の部分については、その説明を省略することがある。

図１６に示すＶＦ変換回路２９０は、反転増幅回路２７０と、積分回路２１０と、比較回路２４０と、トランジスタ２６５と、を含む。ＶＦ変換回路２９０には、電源２５７および電源２７５が接続されている。電源２７５は、直流電源である。

反転増幅回路２７０には、変換電位Ｖ_Aに応じた電位が入力される。本変形例では、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと同じである。ただし、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと異なっていてもよい。

反転増幅回路２７０には、電源２７５が接続されている。反転増幅回路２７０は、オペアンプ２７６と、負帰還回路２７９と、を含む。オペアンプ２７６は、非反転入力端子２７６ａと、反転入力端子２７６ｂと、出力端子２７６ｃと、を含む。負帰還回路２７９は、帰還抵抗２７７を含む。負帰還回路２７９は、出力端子２７６ｃと反転入力端子２７６ｂとを接続している。

本変形例では、反転増幅回路２７０では、抵抗２７１および抵抗２７２を含む分圧回路が構成されている。この分圧回路における抵抗２７１および抵抗２７２の間の点Ｋが、非反転入力端子２７６ａに接続されている。この分圧回路は、電源２７５に接続されている。図示の例では、この分圧回路は、第２領域７９２の基準電位に接続されている。具体的には、この分圧回路により、電源２７５と、抵抗２７１と、抵抗２７２と、第２領域７９２の基準電位と、がこの順に接続されている。この例では、第２領域７９２の基準電位は、第２直流電位Ｖ_DC2である。電源２７５は、第１直流電位Ｖ_DC1を出力する。

反転増幅回路２７０に入力される電位Ｖ_inと、反転増幅回路２７０から出力される電位Ｖ_wとの間で、以下の関係式が成立する。以下の関係式において、Ｖ_Kは、点Ｋの電位である。Ｒ₂₇₁は、抵抗２７１の抵抗値である。Ｒ₂₇₂は、抵抗２７２の抵抗値である。Ｒ₂₇₃は、抵抗２７３の抵抗値である。Ｒ₂₇₇は、抵抗２７７の抵抗値である。Ｖ_DC2は、第２直流電位Ｖ_DC2の値である。Ｖ_DC1は、第１直流電位Ｖ_DC1の値である。

本変形例では、Ｒ₂₇₁＝Ｒ₂₇₂＝Ｒ₂₇₃＝Ｒ₂₇₇である。これを考慮すると、上記の数式は、以下のようになる。

さらに、Ｖ_DC2＝０Ｖと扱えば、以下の数式が得られる。

本変形例に係る反転増幅回路２７０は、第１直流電位Ｖ_DC1を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると低下する電位信号を、第２直流電位Ｖ_DC2を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると上昇する電位信号に変換できる。この変換を、Ｖ_DC1基準の信号からＶ_DC2基準の信号への変換と称することができる。具体的には、反転増幅回路２７０は、上記の数式に従い、そのような変換を行うことができる。

図１６に示す変形例の積分回路２１０は、図９の例の積分回路２１０と同様の要素を含む。本変形例では、オペアンプ２７６の出力端子２７６ｃと、抵抗２２１と、点Ｍと、非反転入力端子２１１ａとが、この順に接続されている。オペアンプ２７６の出力端子２７６ｃと、抵抗２２２と、反転入力端子２１１ｂとが、この順に接続されている。点Ｍと、抵抗２２３と、第２領域７９２の基準電位とが、この順に接続されている。

図１６に示す変形例の比較回路２４０は、図９の例の比較回路２４０と同様の要素を含む。

本変形例では、トランジスタ２６５は、ＭＯＳＦＥＴである。具体的には、トランジスタ２６５は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。第１電流端子２６５ａは、ドレイン端子である。第２電流端子２６５ｂは、ソース端子である。制御端子２６５ｃは、ゲート端子である。ただし、トランジスタ２６５は、バイポーラトランジスタであってもよく、具体的には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであってもよい。その場合、第１電流端子２６５ａは、コレクタ端子である。第２電流端子２６５ｂは、エミッタ端子である。制御端子２６５ｃは、ベース端子である。

本変形例では、抵抗２６１を介して、第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃと、トランジスタ２６５の制御端子２６５ｃと、が接続されている。また、抵抗２６２を介して、トランジスタ２６５の制御端子２６５ｃと、第２領域７９２の基準電位と、が接続されている。

ＶＦ変換回路２９０は、ＶＦ変換回路２９０に直流電位が入力されているときに、第１現象、第２現象および第３現象が現れるように、構成されている。具体的には、バッファ回路３００の出力が直流電位であるときに、ＶＦ変換回路２９０に直流電位が入力される。以下、ＶＦ変換回路２９０に入力される直流電位を、直流電位Ｖ_inと称することがある。本変形例では、直流電位Ｖ_inは、反転増幅回路２７０に入力される電位である。

第１現象は、トランジスタ２６５のオンオフが比較回路２４０の出力電位に応じて切り替わることによって、帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤの電流が流れる充電期間と帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤとは反対方向の電流が流れる放電期間とが交互に現れるという現象である。なお、帰還方向ＲＤは、負帰還回路２３９を、第１オペアンプ２１１の出力端子２１１ｃから反転入力端子２１１ｂに向かって進む方向である。

第２現象は、積分回路２１０から直流電位Ｖ_inに応じた周波数の三角波が出力されるという現象である。具体的には、第１オペアンプ２１１の出力端子２１１ｃから、そのような三角波が出力される。

第３現象は、比較回路２４０から三角波と同じ周波数の矩形パルス波が出力されるという現象である。具体的には、第２オペアンプ２４１の出力端子２４１ｃから、そのような矩形パルス波が出力される。

第１現象、第２現象および第３現象が現れるように構成されたＶＦ変換回路２９０によれば、帰還コンデンサ２３５の充放電を利用して、変換電位Ｖ_Aに応じた周波数を有する矩形パルス波を生成できる。

図１７Ａから図１７Ｃを参照しながら、帰還コンデンサ２３５を流れる電流Ｉ_C、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷについて、さらに説明する。以下の説明では、トランジスタ２６５はＮ型ＭＯＳＦＥＴであることを明記する。

図１７Ａでは、充電期間においてＶＦ変換回路２９０を流れる電流を、一点鎖線ＤＬ１で表している。充電期間においては、
・矩形パルス波ＳＷは、ハイレベルにある
・Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６５のゲート端子２６５ｃの電位は、高い
・Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６５は、オン状態である
・電流が、電流Ｉ_Cとして帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤに流れ、その後、抵抗２６３、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６５および第２領域７９２の基準電位をこの順に流れる
・三角波ＴＷのレベルが上昇する

図１７Ｂでは、放電期間においてＶＦ変換回路２９０を流れる電流を、二点鎖線で表している。放電期間においては、
・矩形パルス波ＳＷは、ローレベルにある
・Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６５のゲート端子２６５ｃの電位は、低い
・Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６５は、オフ状態である
・電流が、抵抗２２２を反転増幅回路２７０から遠ざかるように流れ、その後、電流Ｉ_Cとして帰還コンデンサ２３５を帰還方向ＲＤとは反対方向に流れる
・三角波ＴＷのレベルが低下する

充電期間および放電期間において図１７Ａおよび図１７Ｂに示す挙動をＶＦ変換回路２９０が示すことによって、図１７Ｃに示すような、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷが得られる。このように、ＶＦ変換回路２９０は、ＶＦ変換回路２００と同様に、ＶＦ変換を行うことができる。なお、図１７Ｃにおいて、横軸は時間ｔである。

本実施の形態では、第１期間において、フレームロッド７２０の燃焼強度が低下すると、フレームロッド電流Ｉ_FRの絶対値が小さくなり、変換電位Ｖ_Aが第１直流電位Ｖ_DC1に近づく。図９の例のＶＦ変換回路２００も、図１６の例のＶＦ変換回路２９０も、変換電位Ｖ_Aが第１直流電位Ｖ_DC1に近づくにつれて、出力するパルスの周波数Ｆ_Sが低くなるように構成されている。具体的には、ＶＦ変換回路２００および２９０は、フレームロッド電流Ｉ_FRがゼロであり変換電位Ｖ_Aが第１直流電位Ｖ_DC1であるときに、ＶＦ変換回路２００および２９０から出力される矩形パルス波ＳＷの周波数がゼロとなるように構成されている。

図１３を用いた説明から理解されるように、矩形パルス波ＳＷの周波数が低い領域では、“見かけの閾値”のずれが顕在化し難い。矩形パルス波ＳＷの周波数が低くなるのは、フレームロッド７２０の燃焼強度が低くフレームロッド電流Ｉ_FRの絶対値が小さいときである。そのため、ＶＦ変換回路２００および２９０が上記のように構成されていると、第１期間において、フレームロッド７２０の燃焼強度が低くフレームロッド電流Ｉ_FRの絶対値が小さい領域で検知の精度を確保し易い。具体例を挙げると、何らかの原因でフレームロッド７２０の炎が消えかかっている状況を精度よく検知し易い。

具体的に、図９の例のＶＦ変換回路２００では、第１期間において、積分回路２１０は、電源２５７由来の第１直流電位Ｖ_DC1を利用するとともに、第１直流電位Ｖ_DC1基準で変化する変換電位Ｖ_Aを比較回路２４０と協働してパルス化する。ＶＦ変換回路２００では、このようにして、フレームロッド７２０の燃焼強度が低いときに低い周波数Ｆ_Sを出力する構成が実現されている。

一方、図１６の例のＶＦ変換回路２９０では、第１期間において、反転増幅回路２７０は、第１直流電位Ｖ_DC1を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると低下する電位信号を、第２直流電位Ｖ_DC2を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると上昇する電位信号に変換する。そして、積分回路２１０は、第２電流端子２６５ｂに接続された第２直流電位Ｖ_DC2を利用するとともに、変換により得られた信号すなわち第２直流電位Ｖ_DC2基準で変化する信号を比較回路２４０と協働してパルス化する。ＶＦ変換回路２９０では、このようにして、フレームロッド７２０の燃焼強度が低いときに低い周波数Ｆ_Sを出力する構成が実現されている。図１６の例によれば、トランジスタ２６５としてＮ型ＭＯＳＦＥＴを使用できる。

以上の説明から理解されるように、フレームロッド回路７００では、燃焼器７１０が燃焼していれば燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電流が流れる第１期間が現れる。図９および図１６の例では、第１期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRの絶対値が小さいほど、三角波ＴＷおよび矩形パルス波ＳＷの周波数が小さくなり、これにより、検知信号Ｓ_Dが矩形パルス信号である場合において検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが小さくなる。このことは、フレームロッド７２０の燃焼強度が低いときに該燃焼状態を精度よく検知するのに適している。具体例を挙げると、このことは、フレームロッド７２０の炎が消えかかっている状況を精度よく検知するのに適している。

［検知］
図２に戻って、上述のように、フレームロッド回路７００は、検知器５０２を含む。具体的には、制御装置５００は、検知器５０２を含む。

信号生成回路４００において生成された検知信号Ｓ_Dは、検知器５０２に供給される。検知器５０２は、検知器５０２に入力された検知信号Ｓ_Dを用いて、燃焼器７１０の燃焼状態と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態７２０と、を検知する。図２の例では、検知信号Ｓ_Dは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに基づいたものである。具体的には、検知器５０２は、検知器５０２に入力された検知信号Ｓ_Dのうち第１期間において燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに基づいた部分を用いて、燃焼状態を検知する。検知器５０２は、検知器５０２に入力された検知信号Ｓ_Dのうち第２期間において燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに基づいた部分を用いて、絶縁劣化状態を検知する。

図２の例では、検知信号Ｓ_Dは、参照点Ａの電位に基づいたものであるとも言える。具体的には、検知器５０２は、検知器５０２に入力された検知信号Ｓ_Dのうち第１期間における参照点Ａの電位に基づいた部分を用いて、燃焼状態を検知する。検知器５０２は、検知器５０２に入力された検知信号Ｓ_Dのうち第２期間における参照点Ａの電位に基づいた部分を用いて、絶縁劣化状態を検知する。

図２の例では、具体的には、検知器５０２は、デジタル機器である。以下、デジタル機器である検知器５０２を、デジタル検知器５０２と称することがある。

＜燃焼器７１０の燃焼状態の区別＞
本実施形態では、図１１の欄１－３を参照した説明から理解されるように、第１期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、第１状態と、第２状態と、第３状態と、で異なる。第１状態は、燃焼器７１０が燃焼していない状態である。第２状態は、燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に弱い状態である。第３状態は、燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に強い状態である。なお、第２状態の「燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に弱い状態」は、燃焼器７１０の燃焼強度がゼロである状態を含まないものとする（つまり、第２状態は、第１状態とは区別されるものとする）。また、第２状態に関する「燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に弱い」および第３状態に関する「燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に弱い」は、第２状態では第３状態よりも燃焼器７１０の燃焼強度が弱いということを意図した表現である。

第１状態は、図１１の欄１－３の「非燃焼時」に対応する。第２状態は、図１１の欄１－３の「過渡時」のうち、矩形パルス信号が存在する領域に対応する。第３状態は、図１１の欄１－３の「燃焼時」に対応する。

このように、本実施形態では、第１期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが、第１状態と第３状態とで異なる。このことは、燃焼器７１０が燃焼していない状況と、燃焼器が７１０正常に燃焼している状況と、を判別するのに寄与し得る。

また、本実施形態では、第１期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが、第２状態において、第１状態および第３状態とは異なる。このことは、燃焼器７１０が失火していないものの、燃焼器７１０の燃焼強度が弱く失火しつつある状況を検知するのに役立ち得る。

本実施形態では、第１期間における検知信号Ｓ_Dは、第１状態において直流信号であり、第２状態および第３状態において矩形パルス信号である。このようにすれば、検知器５０２は、第１期間における検知信号Ｓ_Dにより、第１状態を、第２状態および第３状態から区別し易い。このため、燃焼器７１０が燃焼していない第１状態の検知精度を確保し易い。

本実施形態では、第１期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、第１状態において、第２状態および第３状態とは異なる。このようにすれば、仮に、ＶＦ変換回路２００の故障等によりパルス化された検知信号Ｓ_Dを生成する機能が失われたとしても、検知器５０２は、第１期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sによって、第１状態を、第２状態および第３状態から区別できる。

具体的には、図１１の欄１－３を参照した説明から理解されるように、第１期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、第１状態において、ローレベルである。大きさＡ_Sは、第２状態および第３状態において、ハイレベルである。

本実施形態では、検知器５０２は、第１期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sおよび周波数Ｆ_Sに基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を判別する。具体的には、検知器５０２は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロであり（つまり、検知信号Ｓ_Dが直流信号であり）かつ検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sがローレベルである場合、第１状態にあると判定する。検知器５０２は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロではないものの相対的に低い場合、燃焼器７１０が第２状態にあると判定する。検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが相対的に高い場合、燃焼器７１０が第３状態にあると判定する。

また、本実施形態では、第１期間における検知信号Ｓ_Dが直流信号でありかつその大きさＡ_Sが第１状態とは異なる場合、検知器５０２は、回路の異常が発生していると判定する。具体的には、図１１の欄１－３の例では、第１期間における検知信号Ｓ_Dが直流信号でありかつその大きさＡ_Sがハイレベルである場合に、検知器５０２は、回路の異常が発生していると判定する。

＜燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態の区別＞
本実施形態では、図１１の欄２－３を参照した説明から理解されるように、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、第４状態と、第５状態と、で異なる。第４状態は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁抵抗が相対的に高い状態である。第５状態は、絶縁抵抗が相対的に低い状態である。第４状態に関する「燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁抵抗が相対的に高い」および第５状態に関する「絶縁抵抗が相対的に低い」は、第４状態では第５状態よりも絶縁抵抗が高いということを意図した表現である。

第４状態は、図１１の欄２－３の「正常時」に対応する。第５状態は、図１１の欄２－３の「絶縁劣化時」に対応する。なお、図１１の欄２－３の「過渡時」のうち、矩形パルス信号が存在しない領域も、第４状態に属すると考えることもできる。また、図１１の欄２－３の「過渡時」のうち、矩形パルス信号が存在する領域も、第５状態に属すると考えることもできる。

このように、本実施形態では、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが、第４状態と第５状態とで異なる。このことは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁が適切に確保されている状況と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が進行した状況と、を判別するのに寄与し得る。

本実施形態では、第２期間における検知信号Ｓ_Dは、第４状態において直流信号であり、第５状態において矩形パルス信号である。

本実施形態では、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさは、第５状態において、第４状態とは異なる。このようにすれば、仮に、ＶＦ変換回路２００の故障等によりパルス化された検知信号Ｓ_Dを生成する機能が失われたとしても、検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sによって、第５状態を、第４状態から区別できる。

具体的には、図１１の欄２－３を参照した説明から理解されるように、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、第４状態において、ローレベルである。大きさＡ_Sは、第５状態において、ハイレベルである。

変形例では、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sは、第４状態において、ハイレベルである。大きさＡ_Sは、第５状態において、ローレベルである。この変形例は、例えば、第２コンパレータ３５２の第２閾値入力部３５２ａと第２信号入力部３５２ｂの接続を入れ替えることで実現可能である。

本実施形態では、検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sに基づいて、燃焼器７１０の絶縁劣化状態を判別する。具体的には、検知器５０２は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが相対的に低い場合、絶縁劣化状態が第４状態にあると判定する。検知器５０２は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが相対的に高い場合、絶縁劣化状態が第５状態にあると判定する。

なお、第２期間に関する上記の文脈において、「検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが相対的に低い場合」は、周波数Ｆ_Sがゼロである場合を含むことを意図した表現である。このため、上記の第４状態および第５状態の判定態様は、図１１の欄２－３に示されているような、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロである場合（つまり、検知信号Ｓ_Dが直流信号である場合）に絶縁劣化状態が第４状態にあると判定し、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sが非ゼロである場合に絶縁劣化状態が第５状態にあると判定する態様を含む。

第５状態を、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁抵抗が相対的に高い第５－１状態と、絶縁抵抗が相対的に低い第５－２状態と、に区別することも可能である。本実施形態では、このように区別した場合、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、第５－１状態と第５－２状態とで異なる。この相違を利用して、絶縁劣化の進行の程度を区別して検知できるように、検知器５０２を構成することも可能である。

検知器５０２を、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sおよび周波数Ｆ_Sに基づいて燃焼器７１０の絶縁劣化状態を判別するように、構成することも可能である。具体的には、図１１の欄２－３に係るこの構成例では、検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロであり（つまり、検知信号Ｓ_Dが直流信号であり）かつその大きさＡ_Sがローレベルである場合、第４状態にあると判定する。検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロではなくかつその大きさＡ_Sがハイレベルである場合、第５状態にあると判定する。さらに、検知器５０２を、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロでありかつその大きさＡ_Sがハイレベルである場合に回路の異常が発生していると判定するように、構成することも可能である。

第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sおよび周波数Ｆ_Sに基づいて燃焼器７１０の絶縁劣化状態を判別する技術を、第２期間における検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sが第４状態においてハイレベルである変形例に組み合わせた例も採用可能である。この組み合わせ例では、検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロでありかつその大きさＡ_Sがローレベルである場合、第５状態にあると判定する。検知器５０２は、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロではなくかつその大きさＡ_Sがハイレベルである場合、第４状態にあると判定する。さらに、検知器５０２を、第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sがゼロでありかつその大きさＡ_Sがハイレベルである場合に回路の異常が発生していると判定するように、構成することも可能である。

なお、一典型例では、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が全く生じていない場合であっても、燃焼器７１０が燃焼していれば、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは完全にはゼロにはならない。この場合の第２期間における微小なフレームロッド電流Ｉ_FRを考慮して、絶縁劣化状態を検知することも可能である。具体的には、絶縁劣化が全く生じていない場合において、第１期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRも、第２期間における微小なフレームロッド電流Ｉ_FRも、燃焼器７１０の燃焼の程度に応じて変動し、それらの変動の仕方には相関がある。そこで、一具体例に係る検知器５０２は、絶縁劣化の程度の判定を、第１期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを参照して行う。これにより、検知器５０２は、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRのうちの燃焼器７１０の燃焼由来分が第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sにどの程度影響しているかを知ることができる。そして、検知器５０２は、第２期間における周波数Ｆ_Sからその影響分を差し引くことにより、絶縁劣化状態を高精度に検知することができる。

以上の説明から理解されるように、本開示に係るフレームロッド回路７００では、第１期間と、第２期間と、が現れる。第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電流が流れる。第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に電流が流れる。第１期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、燃焼器７１０が燃焼していない第１状態と、燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に弱い第２状態と、燃焼器７１０の燃焼強度が相対的に強い第３状態と、で異なる。第２期間における検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁抵抗が相対的に高い第４状態と、絶縁抵抗が相対的に低い第５状態と、で異なる。典型的には、第１期間と、第２期間とは、交互に現れる。

上記フレームロッド回路７００では、検知信号Ｓ_Dは、直流信号または矩形パルス信号である。直流信号および矩形パルス信号は、デジタル機器によって検知し易い。実際に、本実施形態では、直流信号および矩形パルスである検知信号Ｓ_Dが、デジタル検知器５０２で検知される。

本実施形態では、信号生成回路４００は、アナログ回路である。検知信号Ｓ_Dは、そのアナログ回路によって生成され、デジタル検知器５０２で検知される。アナログ回路によって生成され、かつ、デジタル検知器５０２によって検知される信号として、直流信号および矩形パルス信号は適している。

本実施形態では、フレームロッド回路７００で生成された検知信号Ｓ_Dは、絶縁回路６０１を介して検知器５０２に絶縁伝送される。直流信号または矩形パルス信号である検知信号Ｓ_Dは、絶縁伝送し易い。

具体的には、本実施形態では、フレームロッド回路７００は、基準電位が互いに異なる第１領域７９１および第２領域７９２を含む。フレームロッド回路７００は、絶縁回路６０１としてフォトカプラを含む。検知器５０２は、第１領域７９１に属する。燃焼器７１０、フレームロッド７２０および信号生成回路４００は、第２領域７９２に属する。検知信号Ｓ_Dが、信号生成回路４００からフォトカプラ６０１を介して検知器５０２に絶縁伝送される。

信号の絶縁伝送は、一般的には、絶縁アンプを用いた方法、Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換した後にデジタル信号をデジタルアイソレータで伝送する方法等で行われる。しかし、フレームロッド回路７００においては、フレームロッド７２０を流れる電流の時間的変化は緩やかなことが多い。その場合、その電流が反映された矩形パルス波を、低い周波数範囲の矩形パルス波とすることができる。そのような矩形パルス波は、汎用のフォトカプラ（具体的には、トランジスタ出力のフォトカプラ）で絶縁伝送できる。また、直流波についても、汎用のフォトカプラで絶縁伝送できる。このような理由で、本実施形態によれば、フレームロッド７２０を流れる電流の性質を上手く活かすことにより、矩形パルス波であり得る検知信号Ｓ_Dとフォトカプラの組み合わせにより安価な絶縁伝送手段を構成できる。

検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sは、例えば０Ｈｚから５ｋＨｚであり、０Ｈｚから３ｋＨｚであってもよい。周波数Ｆ_Sがこの範囲にある場合、汎用のフォトカプラを用いた検知信号Ｓ_Dの絶縁伝送において検知信号Ｓ_Dの歪みが生じ難い。一具体例では、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sの上限は、フォトカプラの特性およびフォトカプラにつながる周辺部品の影響により制限される。

［制御装置５００および絶縁装置６００］
以下、図１８を参照しながら、制御装置５００および絶縁装置６００について、さらに説明する。

フレームロッド回路７００は、抵抗７３１と、抵抗７３３と、抵抗７３５と、を含んでいる。

制御装置５００と、抵抗７３５と、絶縁回路６０３と、はこの順に接続されている。具体的には、切替器５０１と、抵抗７３５と、絶縁回路６０３と、はこの順に接続されている。

上述のとおり、本実施形態では、絶縁回路６０３は、フォトカプラである。フォトカプラ６０３は、発光ダイオード６０３ｄと、フォトトランジスタ６０３ｔと、を含む。発光ダイオード６０３ｄは、第１領域７９１に接続されている。抵抗７３５と、発光ダイオード６０３ｄと、第１領域７９１の基準電位と、はこの順に接続されている。フォトトランジスタ６０３ｔは、第２領域７９２に接続されている。

制御装置５００と、点Ｙと、絶縁回路６０１と、はこの順に接続されている。具体的には、検知器５０２と、点Ｙと、絶縁回路６０１と、はこの順に接続されている。

上述のとおり、本実施形態では、絶縁回路６０１は、フォトカプラである。フォトカプラ６０１は、フォトトランジスタ６０１ｔと、発光ダイオード６０１ｄと、を含む。フォトトランジスタ６０１ｔは、第１領域７９１に接続されている。点Ｙと、フォトトランジスタ６０１ｔと、第１領域７９１の基準電位と、はこの順に接続されている。発光ダイオード６０１ｄは、第２領域７９２に接続されている。第１線路１１１と、抵抗７３１と、発光ダイオード６０１ｄと、点Ｇと、はこの順に接続されている。

電源７５０と、抵抗７３３と、点Ｙとが、この順に接続されている。電源７５０は、直流電源である。

本実施形態では、制御装置５００は、第１期間において、燃焼器７１０の燃焼状態を判定する。制御装置５００は、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を判定する。具体的には、これらの判定の主体は、検知器５０２である。

本実施形態では、第１期間から第２期間への切り替わりからの一定期間が、ウェイトタイムとされている。また、第２期間から第１期間への切り替わりからの一定期間がウェイトタイムとされている。ウェイトタイムにおいて、制御装置５００は、燃焼状態および絶縁劣化状態の判定を行わない。このようにすれば、誤判定を防止し易い。

ウェイトタイムの長さは、一例では１００から１０００ｍｓｅｃであり、一具体例では２００から６００ｍｓｅｃである。

上述のとおり、本実施形態では、１つの制御装置５００が、制御信号Ｓ_Cを送信し、検知信号Ｓ_Dを受信する。このため、制御装置５００は、検知信号Ｓ_Dのある部分が、第１期間に属するものなのか、第２期間に属するものなのかを、容易に把握できる。

一具体例では、制御装置５００は、マイクロコンピュータと、抵抗内蔵トランジスタを含む。抵抗内蔵トランジスタは、電源に接続されている。制御装置５００では、マイクロコンピュータと、抵抗内蔵トランジスタを含む切替器５０１が構成されている。具体的には、マイクロコンピュータによって抵抗内蔵トランジスタがオン状態に制御された状態において、電源と抵抗内蔵トランジスタとが協働して制御信号Ｓ_Cを出力する。また、制御装置５００では、マイクロコンピュータを含む検知器５０２が構成されている。抵抗内蔵トランジスタに代えてＭＯＳＦＥＴを用いることも可能である。

［図１９に示す構成例］
フレームロッド回路は、図１９に示す構成を有していてもよい。図１９の例は、図２の例とは、参照点Ａの位置、検出抵抗１２０の位置、コンデンサ１５５の位置が異なる。具体的には、フレームロッド７２０および参照点Ａ、検出抵抗１２０がこの順に接続されている。また、図１９の例では、ＶＦ変換回路２００に変えて、ＶＦ変換回路２９９が設けられている（図２３参照）。

図１９のフレームロッド回路７９９では、フレームロッド７２０の電位である「ＦＧ」は、変換電位Ｖ_Aに対応する。図１９の例では、燃焼器７１０と第１スイッチング素子１７１とは、検出抵抗１２０を介して接続されている。具体的には、燃焼器７１０と第１スイッチング素子１７１とは、検出抵抗１２０およびコンデンサ１５５の並列回路を介して接続されている。

図１９では、検出抵抗１２０の下側に、「ＦＸ」という文字がある。第１スイッチング素子１７１の右上側にも「ＦＸ」という文字がある。「ＦＸ」は、検出抵抗１２０における参照点Ａとは反対側の端部の電位を示す。図３の例では、この端部と第１スイッチング素子１７１とは、互いに接続されている。具体的には、この端部と第１スイッチング素子１７１とは、等電位に接続されている。

図１９のフレームロッド回路７９９では、図２のフレームロッド回路７００と同様、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、第１線路１１１、フレームロッド７２０、燃焼器７１０、第１スイッチング素子１７１および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。ただし、図１９のフレームロッド回路７９９では、図２のフレームロッド回路７００の例とは異なり、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、第１線路１１１、フレームロッド７２０、燃焼器７１０、参照点Ａ、検出抵抗１２０、第１スイッチング素子１７１および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。このように電流が流れている様子を、図２０Ａにおいて一点鎖線で示す。フレームロッド回路７９９は、第１期間における参照点Ａの電位に基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を検知する。

図１９のフレームロッド回路７９９では、図２のフレームロッド回路７００と同様、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、第１線路１１１、燃焼器７１０、フレームロッド７２０、第２スイッチング素子１７２および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。ただし、図１９のフレームロッド回路７９９では、図２のフレームロッド回路７００の例とは異なり、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、第１線路１１１、検出抵抗１２０、参照点Ａ、燃焼器７１０、フレームロッド７２０、第２スイッチング素子１７２および第２線路１１２をこの順に電流が流れる。このように電流が流れている様子を、図２０Ｂにおいて二点鎖線で示す。フレームロッド回路７９９は、第２期間における参照点Ａの電位に基づいて、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知する。

図１９のフレームロッド回路７９９によれば、図２のフレームロッド回路７００と同様、フレームロッド７２０に、正電圧と負電圧とが交互に印加される。図１９のフレームロッド回路７９９によれば、図２のフレームロッド回路７００と同様、単一の電源７７０により、フレームロッド７２０に正電圧と負電圧とが交互に印加することが可能である。そして、このような電圧印加を通じて、燃焼器７１０の燃焼状態と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態と、を検知できる。

図２１Ａおよび図２１Ｂを用いて、第１期間および第２期間における変換電位Ｖ_Aと、フレームロッド７２０に印加される電位とについて、さらに説明する。

上述のとおり、第１期間において、燃焼器７１０が燃焼していれば、図２０Ａにより示されているように電流Ｉ_FRが流れる。この場合、図２１Ａにおいて模式的に示すように、電流Ｉ_FRは、第２抵抗１２６、フレームロッド７２０、燃焼器７１０および検出抵抗１２０をこの順に流れることになる。この場合、この例では抵抗値Ｒ₁₂₆は抵抗値Ｒ₁₂₀に比べて十分に小さいため、変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A≒Ｖ_DC2＋Ｒ₁₂₀×Ｉ_FRのように近似できる。一方、第１期間において、電流Ｉ_FRが流れていない場合には、変換電位Ｖ_Aは、Ｖ_A＝Ｖ_DC2である。

上述のとおり、第２期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていれば、図２０Ｂにより示されているように電流Ｉ_FRが流れる。この場合、図２１Ｂにおいて模式的に示すように、電流Ｉ_FRは、第１抵抗１２５、検出抵抗１２０、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０をこの順に流れることになる。この場合の変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A＝Ｖ_DC1－（Ｒ₁₂₅＋Ｒ₁₂₀）×Ｉ_FRにより与えられる。この例では、Ｒ₁₂₅はＲ₁₂₀に比べて十分に小さいため、変換電位Ｖ_Aは、数式：Ｖ_A≒Ｖ_DC1－Ｒ₁₂₀×Ｉ_FRのように近似できる。一方、第２期間において、電流Ｉ_FRが流れていない場合には、変換電位Ｖ_Aは、Ｖ_A＝Ｖ_DC1である。

第１期間および第２期間において、図２１Ａおよび図２１Ｂを参照して説明した変換電位Ｖ_Aが参照点Ａに現れる。こうして、フレームロッド７２０に、正電圧と負電圧とが交互に印加される。つまり、フレームロッド７２０に、矩形パルス電圧が印加される。この例でも、極性切替ＤＣ方式が実現される。

図１９の例でも、図２の例と同様、参照点Ａにおいて変換電位Ｖ_Aが現れる。燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗１２０における電圧降下が、変換電位Ｖ_Aに反映される。具体的には、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRは検出抵抗１２０および参照点Ａにも流れ、電流Ｉ_FRにより検出抵抗１２０において生じる電圧降下が変換電位Ｖ_Aに反映される。厳密には、第１抵抗１２５において生じる電圧降下も第２抵抗１２６において生じる電圧降下も反映され得る。

ただし、図１９の例では、図２の例とは異なり、第１期間において生じ得る参照点Ａから検出抵抗１２０に向かう方向のフレームロッド電流Ｉ_FRに基づく電圧降下は、第２直流電位Ｖ_DC2に対して変換電位Ｖ_Aを上げるように作用する。一方、第２期間において生じ得る検出抵抗１２０から参照点Ａに向かう方向のフレームロッド電流Ｉ_FRに基づく電圧降下は、第１直流電位Ｖ_DC1に対して変換電位Ｖ_Aを下げるように作用する。

図１９の例でも、図２の例と同様、第３直列回路１８３では、第２接続点Ｐ２、フレームロッド７２０、燃焼器７１０および第１接続点Ｐ１がこの順に並んでいる。ただし、図１９の例では、第３直列回路１８３では、第２接続点Ｐ２、フレームロッド７２０、燃焼器７１０、参照点Ａ、検出抵抗１２０および第１接続点Ｐ１がこの順に並んでいる。このようにすれば、図２０Ａおよび２０Ｂに示す電流の流れを実現できる。

フレームロッド回路７９９では、コンデンサ１５５は、検出抵抗１２０に対して並列に接続されている。図１９の例でも、図２の例と同様、コンデンサ１５５により、フレームロッド電流Ｉ_FRの細かな変動を抑えられ、フレームロッド電流Ｉ_FRの緩やかな変動が実現され得る。

図２２に、図１９のフレームロッド回路におけるコンパレータに係る、閾値電位、信号電位および比較電位の関係を模式的に示す。

図２２の欄１－１に、第１期間における、第１閾値電位Ｖ_B、変換電位Ｖ_Aおよび第１比較電位Ｖ_Cの関係を示す。図２２の欄１－２に、第１期間における、第２閾値電位Ｖ_D、変換電位Ｖ_Aおよび第２比較電位Ｖ_Eの関係を示す。なお、図２２の欄１－１および欄１－２は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていない状況を表している。

燃焼器７１０の燃焼時において、第１期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、非燃焼時に比べ大きい。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、相対的に大きい。第１期間においては、この電圧降下は、変換電位Ｖ_Aを上げるように作用する。このため、図２２の欄１－１および欄１－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に高レベルにある。

燃焼器７１０の非燃焼時において、第１期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、実質的にゼロである。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、実質的にゼロである。このため、図２２の欄１－１および欄１－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に低レベルにある。

図２２の欄１－２に示すように、第２閾値電位Ｖ_Dは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きく、かつ、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、燃焼器７１０が燃焼している状態から燃焼していない状態に切り替わると、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第２閾値電位Ｖ_Dを跨いで低下する。このため、図２２の欄１－２に示すように、この切り替わりにより、第２比較電位Ｖ_Eがハイレベルからローレベルに低下する。

一方、図２２の欄１－１に示すように、第１閾値電位Ｖ_Bは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きいのみならず、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きい。このため、燃焼器７１０が燃焼している状態から燃焼していない状態に切り替わっても、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第１閾値電位Ｖ_Bを跨いで変化することがない。このため、図２２の欄１－１に示すように、この切り替わりが発生しても、第１比較電位Ｖ_Cは変化しない。

図２２の欄２－１に、第２期間における、第１閾値電位Ｖ_B、変換電位Ｖ_Aおよび第１比較電位Ｖ_Cの関係を示す。図２２の欄２－２に、第２期間における、第２閾値電位Ｖ_D、変換電位Ｖ_Aおよび第２比較電位Ｖ_Eの関係を示す。なお、図２２の欄２－１および欄２－２は、燃焼器７１０が燃焼している状況および燃焼していない状況の両方を表している。

燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じているときにおいて、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、絶縁劣化が生じていないときに比べ大きい。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、相対的に大きい。第２期間においては、この電圧降下は、変換電位Ｖ_Aを下げるように作用する。このため、図２２の欄２－１および欄２－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に低レベルにある。

燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じていないときにおいて、第２期間におけるフレームロッド電流Ｉ_FRは、実質的にゼロである。このため、フレームロッド電流Ｉ_FRに基づく検出抵抗１２０における電圧降下も、実質的にゼロである。このため、図２２の欄２－１および欄２－２に示すように、変換電位Ｖ_Aは、相対的に高レベルにある。

図２２の欄２－１に示すように、第１閾値電位Ｖ_Bは、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きく、かつ、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、絶縁劣化が生じていない状態から絶縁劣化が生じている状態に切り替わると、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第１閾値電位Ｖ_Bを跨いで低下する。このため、図２２の欄２－１に示すように、この切り替わりにより、第１比較電位Ｖ_Cがローレベルからハイレベルに上昇する。

一方、図２２の欄２－２に示すように、第２閾値電位Ｖ_Dは、上記の相対的に高レベルの変換電位Ｖ_Aよりも大きいのみならず、上記の相対的に低レベルの変換電位Ｖ_Aよりも小さい。このため、絶縁劣化が生じていない状態から絶縁劣化が生じている状態に切り替わっても、変換電位Ｖ_Aのレベルが、第２閾値電位Ｖ_Dを跨いで変化することがない。このため、図２２の欄２－２に示すように、この切り替わりが発生しても、第２比較電位Ｖ_Eは変化しない。

図１９の例では、図２の例とは異なり、フレームロッド回路７９９は、第１比較電位Ｖ_Cに基づいて、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知する。フレームロッド回路７９９は、第２比較電位Ｖ_Eに基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を検知する。つまり、図２の例では、第１コンパレータ３５１が燃焼状態検知に用いられ、第２コンパレータ３５２が絶縁劣化状態検知に用いられる。これに対し、図１９の例では、第２コンパレータ３５２が燃焼状態検知に用いられ、第１コンパレータ３５１が絶縁劣化状態検知に用いられる。

図１９の例でも、図２の例と同様、オープンドレイン形式の第１出力回路に接続された第１信号出力部Ｃと、オープンドレイン形式の第２出力回路に接続された第２信号出力部Ｅとが接続されることにより、ワイヤードオアが構成されている。結果として、図１９の例における第１比較電位Ｖ_Cおよび第２比較電位Ｖ_Eの合成出力は、図２の例における合成出力と同じとなる。

図１９のＶＦ変換回路２９９は、図１６のＶＦ変換回路２９０から反転増幅回路２７０を省略したものである。図２３に、ＶＦ変換回路２９９を拡大して示す。

図２３のＶＦ変換回路２９９に入力される直流電位を、直流電位Ｖ_inと称することがある。この例では、直流電位Ｖ_inは、積分回路２１０に入力される電位である。

上述のとおり、図１６の例のＶＦ変換回路２９０では、第１期間において、反転増幅回路２７０は、第１直流電位Ｖ_DC1を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると低下する電位信号を、第２直流電位Ｖ_DC2を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると上昇する電位信号に変換する。そして、変換により得られた電位信号が、積分回路２１０に入力される。

これに対し、上述のとおり、図１９の例では、第１期間において、変換電位Ｖ_Aは、第２直流電位Ｖ_DC2を基準としフレームロッド電流Ｉ_FRが増えると上昇する電位信号である。図１９の例では、その電位信号が、ＶＦ変換回路２９９の積分回路２１０に入力される。このため、図１９の例では、ＶＦ変換回路２９９は、反転増幅回路２７０なしで図１６のＶＦ変換回路２９０と同様の出力を生成できる。

図２および図１９のフレームロッド回路を、以下のように説明できる。すなわち、フレームロッド回路は、燃焼器７１０と、フレームロッド７２０と、第１スイッチング素子１７１と、第２スイッチング素子１７２と、を備える。第１期間と、第２期間と、が交互に現れる。第１期間において、第１スイッチング素子１７１がオンであることにより、燃焼器７１０を基準としてフレームロッド７２０に正の電圧が印加される。第２期間において、第２スイッチング素子１７２がオンであることにより、燃焼器７１０を基準としてフレームロッド７２０に負の電圧が印加される。第１期間において第１スイッチング素子１７１を流れるとともに燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態を検知する。第２期間において第２スイッチング素子１７２を流れるとともに燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに基づいて、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知する。

このようなフレームロッド回路によれば、単一の電源により、燃焼器７１０を基準としてフレームロッド７２０に正の電圧および負の電圧を印加できる。具体的には、２つのスイッチング素子１７１および１７２が、このことを可能とするのに貢献している。

また、図２および図１９のフレームロッド回路では、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じた変換電位Ｖ_Aが現れる。第１期間および第２期間の一方では、第１期間および第２期間の他方に比べ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRがゼロであるときの変換電位Ｖ_Aが高い。第１期間および第２期間の上記一方では、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRの絶対値が大きくなるにつれて、変換電位Ｖ_Aは低下する。第１期間および第２期間の上記他方では、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRの絶対値が大きくなるにつれて、変換電位Ｖ_Aは上昇する。図２および図１９の例では、フレームロッド回路は、第１期間における変換電位Ｖ_Aに基づいて、燃焼状態を検知する。フレームロッド回路は、第２期間における変換電位Ｖ_Aに基づいて、絶縁劣化状態を検知する。図２および図１９の例では、変換電位Ｖ_Aは、参照点Ａの電位である。

具体的には、図２のフレームロッド回路では、上記の「第１期間および第２期間の一方」は第１期間であり、「第１期間および第２期間の他方」は第２期間である。一方、図１９のフレームロッド回路では、上記の「第１期間および第２期間の一方」は第２期間であり、「第１期間および第２期間の他方」は第１期間である。

また、図２および図１９のフレームロッド回路は、検出抵抗１２０を備える。燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗１２０における電圧降下が、変換電位Ｖ_Aに反映される。図２および図１９の例では、フレームロッド回路は、第１期間における変換電位Ｖ_Aに基づいて、燃焼状態を検知する。フレームロッド回路は、第２期間における変換電位Ｖ_Aに基づいて、絶縁劣化状態を検知する。図２および図１９の例では、変換電位Ｖ_Aは、参照点Ａの電位である。

具体的には、図２および図１９の例では、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRは、検出抵抗１２０にも流れる。そのため、上記の「燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗１２０における電圧降下」は、検出抵抗１２０に電流Ｉ_FRが流れることにより検出抵抗１２０において生じる電圧降下である。

［極性切替ＤＣ方式ではない構成例：図２４に示す構成例］
フレームロッド回路の方式には、極性切替ＤＣ方式でない方式もある。極性切替ＤＣ方式でない方式で動作するフレームロッド回路において、ＶＦ変換回路２００を用いることも可能である。この点は、図１６から図１７Ｃおよび図２３で説明したＶＦ変換回路についても同様である。より一般的には、矛盾のない限り、極性切替ＤＣ方式でない方式の技術は、本開示に係る種々の技術と組み合わせ可能である。

ＡＣ方式のフレームロッド回路にＶＦ変換回路２００が組み込まれた構成を図２４に示す。

図２４のフレームロッド回路８００は、燃焼器７１０と、フレームロッド７２０と、信号生成回路８８０と、検知器５０２と、絶縁回路６０１と、抵抗Ｒ９と、を含む。信号生成回路８８０は、検知器５０２、絶縁回路６０１、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０に接続されている。フレームロッド回路８００には、電源８０１、電源８０２および電源８０３から電圧が供給され得る。

電源８０１は、交流電源である。交流電源８０１により、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に、交流電圧が印加され得る。交流電源８０１が出力する交流の周波数は、例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。電源８０２および電源８０３は、直流電源である。

フレームロッド回路８００は、基準電位が互いに異なる第１領域８９１および第２領域８９２を備えている。第１領域８９１および第２領域８９２は、絶縁回路６０１によって分離されている。

図２４の例では、第１領域８９１に、検知器５０２が属している。第２領域８９２に、燃焼器７１０、フレームロッド７２０および信号生成回路８８０が属している。

信号生成回路８８０は、検知信号Ｓ_Dを生成する。具体的には、検知信号Ｓ_Dは、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じたものである。

絶縁回路６０１は、信号生成回路８８０から検知器５０２への検知信号Ｓ_Dの絶縁伝送を行う。

信号生成回路８８０の構成要素について説明する。

信号生成回路８８０は、ＩＶ変換回路８６０と、レベル設定回路８５０と、ＶＦ変換回路２００と、を有する。

ＩＶ変換回路８６０は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じた変換電位Ｖ_Aを生成する。具体的には、ＩＶ変換回路８６０は、電源８０１および電源８０２から供給された電圧を用いて、変換電位Ｖ_Aを生成する。

レベル設定回路８５０は、検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sを設定する。大きさＡ_Sは、変換電位Ｖ_Aに応じた大きさである。

ＶＦ変換回路２００は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを、変換電位Ｖ_Aに基づいて設定する。具体的には、ＶＦ変換回路２００は、検知信号Ｓ_Dとして矩形パルス信号が生成される場合において、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを、変換電位Ｖ_Aに基づいて設定する。

以下、信号生成回路８８０の構成要素について、より詳細に説明する。

［ＩＶ変換回路８６０］
フレームロッド回路８００は、フィルタ部８２０と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ５と、検出抵抗Ｒ６と、コンデンサＣ１と、を含む。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路８８０であり、より具体的にはＩＶ変換回路８６０である。

交流電源８０１は、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１を介して、フィルタ部８２０の入力部８２０ｉに接続されている。また、交流電源８０１は、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介して、フレームロッド７２０に接続されている。

抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２は、回路保護用の電流制限抵抗である。コンデンサＣ１は、交流電源８０１からの直流電流をカットするために設けられている。

フィルタ部８２０は、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、コンデンサＣ２と、コンデンサＣ３と、入力部８２０ｉと、出力部８２０оと、を有している。抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２は、第１のＲＣフィルタを構成している。抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３は、第２のＲＣフィルタを構成している。このように、フィルタ部８２０では、第１のＲＣフィルタおよび第２のＲＣフィルタにより、２段のＲＣフィルタが構成されている。ただし、フィルタ部８２０は、１段のＲＣフィルタであってもよい。

フィルタ部８２０の入力部８２０ｉは、抵抗Ｒ２を介して、フレームロッド７２０に接続されている。フィルタ部８２０の出力部８２０оは、抵抗Ｒ５を介して、参照点Ａに接続されている。フィルタ部８２０は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて、参照点Ａに変換電位Ｖ_Aを与える。

直流電源８０２と、検出抵抗Ｒ６と、参照点Ａとは、この順に接続されている。燃焼器７１０が燃焼していないときには、参照点Ａの電位である変換電位Ｖ_Aは、プルアップ電位に収束する。プルアップ電位は、直流電源８０２により定められる電位である。変換電位Ｖ_Aは、燃焼器７１０が燃焼しているときには、交流電源８０１から信号生成回路８８０への電力供給によって、プルアップ電位よりも低くなる。

［レベル設定回路８５０］
フレームロッド回路８００は、抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ８と、コンパレータ８１０と、を備えている。これらを含む主体は、具体的には信号生成回路８８０であり、より具体的にはレベル設定回路８５０である。

抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８は、分圧回路を構成している。直流電源８０２と、抵抗Ｒ７と、点Ｚと、抵抗Ｒ８と、第２領域８９２の基準電位と、がこの順に接続されている。点Ｚには、直流電源８０２と基準電位の間の電位差を抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８で分圧した固定電位が現れる。以下、この固定電位を、閾値電位と称することがある。

コンパレータ８１０は、閾値入力部８１０ａと、信号入力部８１０ｂと、信号出力部８１０ｃと、を有する。図２４の例では、閾値入力部８１０ａは、非反転入力端子である。信号入力部８１０ｂは、反転入力端子である。ただし、信号入力部８１０ｂが非反転入力端子であり、閾値入力部８１０ａが反転入力端子である構成も採用され得る。

信号入力部８１０ｂは、参照点Ａおよび抵抗Ｒ５をこの順に介して、フィルタ部８２０の出力部８２０ｏに接続されている。図２４の例では、信号入力部８１０ｂに、参照点Ａの電位である変換電位Ｖ_Aが入力される。閾値入力部８１０ａは、抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８による分圧回路の点Ｚに接続されている。信号出力部８１０ｃは、点Ｇに接続されている。

［ＶＦ変換回路２００］
ＶＦ変換回路２００は、図２のものと同様である。例えば、ＶＦ変換回路２００は、図９等を参照して説明した構成を有し得る。

ＶＦ変換回路２００には、参照点Ａの電位である変換電位Ｖ_Aに応じた電位が入力される。図２４の例では、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと同じである。ただし、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと異なっていてもよい。具体的には、変換電位Ｖ_Aは、ＶＦ変換回路２００の積分回路２１０に入力される。

ＶＦ変換回路２００は、ダイオード２６９を含む。ダイオード２６９のアノードは、点Ｇに接続されている。ＶＦ変換回路２００からダイオード２６９を介して点Ｇにパルスが伝達される。

［絶縁回路６０１および検知器５０２］
絶縁回路６０１は、図２のものと同様である。図２４の例では、絶縁回路６０１は、フォトカプラである。フォトカプラ６０１は、フォトトランジスタ６０１ｔと、発光ダイオード６０１ｄと、を含む。

直流電源８０３と、抵抗Ｒ９と、発光ダイオード６０１ｄと、点Ｇと、ダイオード２６９のアノードとは、この順に接続されている。

検知器５０２は、図２のものと同様である。例えば、検知器５０２は、制御装置５００に含まれ得る。検知器５０２は、デジタル機器であり得る。

検知器５０２と、フォトトランジスタ６０１ｔと、第１領域８９１の基準電位とは、この順に接続されている。

［フレームロッド回路８００の動作］
以下、図２４のフレームロッド回路８００の動作について、図２５を参照しながら説明する。

図２５において、点線は、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRを示す。実線は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRを示す。

図２５では、燃焼器７１０が燃焼しており、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない状況を表している。この状況では、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRが正である期間において、電流Ｉ_FRの絶対値は大きい。一方、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧が負である期間において、電流Ｉ_FRは小さく、具体的には実質的にゼロである。

フィルタ部８２０により、電圧Ｖ_FRが正である期間の電流Ｉ_FRと電圧Ｖ_FRが負である期間の電流Ｉ_FRの平均が、参照点Ａの変換電位Ｖ_Aに反映される。図２５の状況では、両期間の電流Ｉ_FRの平均は正であり（つまり、フレームロッド７２０から燃焼器７１０に向かうものであり）、この正の平均電流が反映された変換電位Ｖ_Aが参照点Ａに現れる。この正の平均電流は、参照点Ａの変換電位Ｖ_Aをプルアップ電位から下げるように作用する。こうして現れる変換電位Ｖ_Aは、実質的に直流である。

燃焼器７１０が燃焼しておらず、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない場合、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRが正である期間と負である期間の両方において、電流Ｉ_FRは実質的にゼロである。そのため、上記の平均電流は実質的にゼロであり、参照点Ａの変換電位Ｖ_Aは実質的にプルアップ電位である。

燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が生じている場合には、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRが正である期間と負である期間の両方において、電流Ｉ_FRの絶対値は大きい。そのため、上記の平均電流は実質的にゼロであり、参照点Ａの変換電位Ｖ_Aは実質的にプルアップ電位である。

上記のように、フィルタ部８２０は、フレームロッド電流Ｉ_FRを変換電位Ｖ_Aに変換する。この変換時にフィルタ部８２０内で現れる電流および電圧の挙動の詳細については、例えば特許文献２を参照されたい。

図２４のフレームロッド回路８００は、図２および図１９のフレームロッド回路と同様、検出抵抗Ｒ６を備える。燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗Ｒ６における電圧降下が、変換電位Ｖ_Aに反映される。図２４の例では、変換電位Ｖ_Aは、参照点Ａの電位である。

具体的には、電流Ｉ_FRに応じた電流が、検出抵抗Ｒ６に流れる。上記の「燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じて生じる検出抵抗Ｒ６における電圧降下」は、検出抵抗１２０に電流Ｉ_FRに応じた電流が流れることにより検出抵抗１２０において生じる電圧降下である。

コンパレータ８１０では、信号入力部８１０ｂに、変換電位Ｖ_Aに応じた信号電位が入力される。具体的には、図２４の例では、この信号電位は変換電位Ｖ_Aである。一方、上述のとおり、点Ｚには、直流電源８０２と基準電位の間の電位差を抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８で分圧した閾値電位が現れる。閾値入力部８１０ａには、その閾値電位が入力される。

コンパレータ８１０は、上記閾値電位および上記信号電位を比較することによって、比較電位を出力し得る。具体的には、コンパレータ８１０は、信号出力部８１０ｃから、比較電位を出力し得る。

図２４の例では、上記比較電位は、ハイレベルまたはローレベルの値をとる。具体的には、信号電位が閾値電位よりも大きい場合、比較電位はローレベルの値をとる。一方、信号電位が閾値電位よりも小さい場合、比較電位はハイレベルの値をとる。

図２４の例では、比較電位のローレベルは、第２領域８９２の基準電位に対応する。

図２４の例では、燃焼器７１０が燃焼しており、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない場合、変換電位Ｖ_Aが小さくなり、比較電位はハイレベルとなり得る。一方、燃焼器７１０が燃焼しておらず、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない場合、変換電位Ｖ_Aが大きくなり、比較電位はローレベルとなり得る。絶縁劣化が生じている場合も、変換電位Ｖ_Aが大きくなり、比較電位はローレベルとなり得る。

図２４の例では、信号出力部８１０ｃは、点Ｇに接続されている。点Ｇへと、上記の比較電位が伝搬する。このようにして、レベル設定回路８５０により設定された大きさＡ_Sを有する検知信号Ｓ_Dが生成される。

ＶＦ変換回路２００の積分回路２１０には、変換電位Ｖ_Aに応じた信号電位が入力される。具体的には、図２４の例では、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は変換電位Ｖ_Aである。ただし、「変換電位Ｖ_Aに応じた電位」は、変換電位Ｖ_Aと異なっていてもよい。

ＶＦ変換回路２００の動作は、図９から１５を参照して説明した通りである。

コンパレータ８１０が出力した比較電位がハイレベル電位である場合、ＶＦ変換回路２００からダイオード２６９を介して点Ｇにパルスが伝達される。一方、比較電位がローレベル電位である場合、ダイオード２６９の存在により、ＶＦ変換回路２００からのパルスが点Ｇに伝達されることはない。

図２４の例では、燃焼器７１０が燃焼しており、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない場合、比較電位がハイレベル電位となり、ＶＦ変換回路２００からダイオード２６９を介して点Ｇにパルスが伝達され得る。一方、燃焼器７１０が燃焼しておらず、かつ、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化が実質的に生じていない場合、比較電位がローレベル電位となり、ダイオード２６９の存在により、ＶＦ変換回路２００からの点Ｇへのパルスの電圧が阻止され得る。絶縁劣化が生じている場合も、比較電位がローレベル電位となり、ダイオード２６９の存在により、ＶＦ変換回路２００からの点Ｇへのパルスの電圧が阻止され得る。

上記のようにしてＶＦ変換回路２００から点Ｇにパルスが伝達されることにより、ＶＦ変換回路２００により設定された周波数Ｆ_Sを有する検知信号Ｓ_Dが生成される。

検知信号Ｓ_Dが、絶縁回路６０１を介して検知器５０２に絶縁伝送される。

このように、図２４のＡＣ方式のフレームロッド回路８００では、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRが正である期間において、燃焼器７１０の燃焼状態が反映されたフレームロッド電流Ｉ_FRが流れる。一方、燃焼器７１０を基準としたときのフレームロッド７２０の電圧Ｖ_FRが負である期間において、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態が反映されたフレームロッド電流Ｉ_FRが流れる。これらの電流Ｉ_FRおよびこれらの状態が反映された変換電位Ｖ_Aが、検出抵抗Ｒ６により、参照点Ａに現れる。そして、変換電位Ｖ_Aに応じた検知信号Ｓ_Dが生成される。

図２４の信号生成回路８８０は、図２および図１９の信号生成回路と同様、検知信号Ｓ_Dを生成する。信号生成回路８８０は、ＩＶ変換回路８６０と、ＶＦ変換回路２００と、を有する。ＩＶ変換回路８６０は、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間に流れる電流Ｉ_FRに応じた変換電位Ｖ_Aを生成する。ＶＦ変換回路２００は、検知信号Ｓ_Dの周波数Ｆ_Sを変換電位Ｖ_Aに基づいて設定する。

図２４の例では、図２および図１９の例と同様、検知信号Ｓ_Dは、直流信号または矩形パルス信号である。

図２４の例では、図２および図１９の例と同様、フレームロッド回路８００は、基準電位が互いに異なる第１領域８９１および第２領域８９２と、フォトカプラ６０１と、を備える。第１領域８９１は、検知器５０２を有している。第２領域８９２は、燃焼器７１０と、フレームロッド７２０と、信号生成回路８８０と、を有している。検知信号Ｓ_Dは、信号生成回路８８０からフォトカプラ６０１を介して検知器５０２に絶縁伝送される。

図２４の例では、図２および図１９の例と同様、コンパレータ８１０は、閾値電位と、変換電位Ｖ_Aに応じた信号電位と、を比較することによって、検知信号Ｓ_Dの大きさＡ_Sを設定する。

図２４のＡＣ方式のフレームロッド回路８００において、ＶＦ変換回路２００を、図１６のＶＦ変換回路２９０に変更してもよい。

［他の種々の変更］
なお、上述の説明に係るフレームロッド回路に、種々の変更を適用可能である。例えば、レベル設定回路は、省略可能である。

第１の変形例に係るフレームロッド回路では、レベル設定回路が省略されている。このようにした場合、変換電位Ｖ_AがＶＦ変換回路によりパルス化された信号が、検知信号として検知器５０２に入力され得る。検知器５０２は、その検知信号に基づいて、燃焼器７１０の燃焼状態と、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態と、を検知できる。

また、フレームロッド回路は、燃焼器７１０の燃焼状態を検知するが、燃焼器７１０およびフレームロッド７２０の間の絶縁劣化状態を検知しないものであってもよい。フレームロッド回路は、絶縁劣化状態を検知するための要素を有さなくてもよい。

［水素生成装置および燃料電池システムへの応用］
上述の説明に係るフレームロッド回路を含む水素生成装置を構成することができる。また、フレームロッド回路を含む燃料電池システムを構成することができる。

一具体例では、水素生成装置は、改質器と、フレームロッド回路と、を備える。改質器は、炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する。フレームロッド回路の燃焼器７１０は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して改質器を加熱する。

一具体例では、燃料電池システムは、改質器と、燃料電池と、フレームロッド回路と、を備える。改質器は、炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する。燃料電池は、改質ガスを用いて発電する。フレームロッド回路の燃焼器７１０は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して改質器を加熱する。

［効果］
上記で説明したように、本開示の第１態様に係るフレームロッド回路は、
燃焼器と、
フレームロッドと、
検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、を備える。

第１態様に係る技術は、燃焼器の燃焼状態の程度を検知するのに適している。

本開示の第２態様において、例えば、第１態様に係るフレームロッド回路では、
前記検知信号は、直流信号または矩形パルス信号であってもよい。

直流信号または矩形パルス信号は、デジタル機器によって検知し易い。

本開示の第３態様において、例えば、第２態様に係るフレームロッド回路は、基準電位が互いに異なる第１領域および第２領域と、フォトカプラと、を備えていてもよく、
前記第１領域は、検知器を有していてもよく、
前記第２領域は、前記燃焼器と、前記フレームロッドと、前記信号生成回路と、を有していてもよく、
前記検知信号は、前記信号生成回路から前記フォトカプラを介して前記検知器に絶縁伝送されてもよい。

第３態様によれば、フレームロッドを流れる電流の性質を上手く活かすことにより、安価な絶縁伝送手段を構成できる。

本開示の第４態様において、例えば、第１から第３態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記ＶＦ変換回路は、
積分回路と、
比較回路と、
トランジスタと、を含んでいてもよく、
前記積分回路は、
第１オペアンプと、
前記第１オペアンプに接続された負帰還回路であって、帰還コンデンサを含む負帰還回路と、を含んでいてもよく、
前記比較回路は、
第２オペアンプと、
前記第２オペアンプに接続された正帰還回路と、を含んでいてもよく、
前記ＶＦ変換回路は、前記ＶＦ変換回路に直流電位が入力されているときに、
前記トランジスタのオンオフが前記比較回路の出力電位に応じて切り替わることによって、前記帰還コンデンサを帰還方向の電流が流れる充電期間と前記帰還コンデンサを前記帰還方向とは反対方向の電流が流れる放電期間とが交互に現れ、
前記積分回路から前記直流電位に応じた周波数の三角波が出力され、
前記比較回路から前記三角波と同じ周波数の矩形パルス波が出力されるように構成されていてもよい。

第４態様のＶＦ変換回路によれば、帰還コンデンサの充放電を利用して、変換電位に応じた周波数を有する矩形パルス波を生成できる。

本開示の第５態様において、例えば、第４態様に係るフレームロッド回路では、
前記負帰還回路は、前記帰還コンデンサに直列に接続された帰還抵抗を含んでいてもよい。

第５態様の帰還抵抗は、変換電位の変化に対する矩形パルス波の周波数の変化の線形性を高めることができる。

本開示の第６態様において、例えば、第４態様または第５態様に係るフレームロッド回路では、
前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間が現れてもよく、
前記第１期間において、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流の絶対値が小さいほど、前記三角波および前記矩形パルス波の周波数が小さくなり、これにより、前記検知信号が矩形パルス信号である場合において前記検知信号の周波数が小さくなってもよい。

第６態様は、フレームロッドの燃焼強度が低いときに該燃焼状態を精度よく検知するのに適している。

本開示の第７態様において、例えば、第１から第６態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間が現れもよく、
前記第１期間における前記検知信号の周波数は、前記燃焼器が燃焼していない第１状態と、前記燃焼器の燃焼強度が相対的に弱い第２状態と、前記燃焼器の燃焼強度が相対的に強い第３状態と、で異なっていてもよい。

第７態様に係る技術は、燃焼器の燃焼状態の程度を検知するのに適している。

本開示の第８態様において、例えば、第７態様に係るフレームロッド回路では、
前記第１期間における前記検知信号は、前記第１状態において直流信号であってもよく、前記第２状態および前記第３状態において矩形パルス信号であってもよい。

第８態様によれば、燃焼器が燃焼していない第１状態の検知精度を確保し易い。

本開示の第９態様において、例えば、第７態様または第８態様に係るフレームロッド回路では、
前記第１期間における前記検知信号の大きさは、前記第１状態において、前記第２状態および前記第３状態とは異なっていてもよい。

第９態様によれば、仮に、何らかの故障等によりパルス化された検知信号を生成する機能が失われたとしても、検知器は、第１期間における検知信号の大きさによって、第１状態を、第２状態および第３状態から区別できる。

本開示の第１０態様において、例えば、第１から第９態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間が現れてもよく、
前記第２期間における前記検知信号の周波数は、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁抵抗が相対的に高い第４状態と、前記絶縁抵抗が相対的に低い第５状態と、で異なっていてもよい。

第１０態様に係る技術は、燃焼器およびフレームロッドの間の絶縁劣化状態を検知するのに適している。

本開示の第１１態様において、例えば、第１０態様に係るフレームロッド回路では、
前記第２期間における前記検知信号は、
前記第４状態において直流信号であってもよく、前記第５状態において矩形パルス信号であってもよい。

第１１態様によれば、絶縁抵抗が相対的に低い第５状態の検知精度を確保し易い。

本開示の第１２態様において、例えば、第１０態様または第１１態様に係るフレームロッド回路では、
前記第２期間における前記検知信号の大きさは、前記第５状態において、前記第４状態とは異なっていてもよい。

第１２態様によれば、仮に、何らかの故障等によりパルス化された検知信号を生成する機能が失われたとしても、検知器は、第２期間における検知信号の大きさによって、第５状態を、第４状態から区別できる。

本開示の第１３態様において、例えば、第１から第１２態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間と、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間と、が交互に現れてもよい。

第１３態様は、第１期間および第２期間の現れ方の具体例である。

本開示の第１４態様において、例えば、第１から第１３態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間と、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間と、が現れてもよく、
前記第１期間の長さは、前記第２期間の長さよりも長くてもよい。

第１４態様は、燃焼器の燃焼不良と、燃焼器およびフレームロッドの間の絶縁劣化とを、効率的に検知する観点から合理的である。

本開示の第１５態様において、例えば、第１から第１４態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記ＩＶ変換回路は、検出抵抗を含んでいてもよく、
前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じて生じる前記検出抵抗における電圧降下が、前記変換電位に反映されてもよい。

第１５態様の検出抵抗によれば、燃焼器およびフレームロッドの間に流れる電流を変換電位に変換できる。

本開示の第１６態様において、例えば、第１から第１５態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路では、
前記信号生成回路は、コンパレータを備えていてもよく、
前記コンパレータは、閾値電位と、前記変換電位に応じた信号電位と、を比較することによって、前記検知信号の大きさを設定してもよい。

第１６態様のコンパレータによれば、検知信号の大きさを設定できる。

本開示の第１７態様に係る水素生成装置は、
炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する改質器と、
第１から第１６態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路であって、前記燃焼器は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して前記改質器を加熱する、フレームロッド回路と、を備える。

第１７態様によれば、第１態様の効果を奏する水素生成装置を実現できる。

本開示の第１８態様に係る燃料電池システムは、
炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する改質器と、
前記改質ガスを用いて発電する燃料電池と、
第１から第１６態様のいずれか１つに係るフレームロッド回路であって、前記燃焼器は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して前記改質器を加熱する、フレームロッド回路と、を備える。

第１８態様によれば、第１態様の効果を奏する燃料電池システムを実現できる。

本開示の第１９態様に係る検知方法は、
フレームロッドを用いて燃焼器の状態を検知する検知方法であって、
前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成することと、
検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定することと、を含む。

第１９態様によれば、第１態様と同様の効果を得ることができる。

本開示の第２０態様に係るＶＦ変換回路は、
積分回路と、
比較回路と、
トランジスタと、を含み、
前記積分回路は、
第１オペアンプと、
前記第１オペアンプに接続された負帰還回路であって、互いに直列に接続された帰還コンデンサおよび帰還抵抗を含む負帰還回路と、を含み、
前記比較回路は、
第２オペアンプと、
前記第２オペアンプに接続された正帰還回路と、を含み、
前記ＶＦ変換回路は、前記ＶＦ変換回路に直流電位が入力されているときに、
前記トランジスタのオンオフが前記比較回路の出力電位に応じて切り替わることによって、前記帰還コンデンサを帰還方向の電流が流れる充電期間と前記帰還コンデンサを前記帰還方向とは反対方向の電流が流れる放電期間とが交互に現れ、
前記積分回路から前記直流電位に応じた周波数の三角波が出力され、
前記比較回路から前記三角波と同じ周波数の矩形パルス波が出力されるように構成されている。

第２０態様に係るＶＦ変換回路によれば、電位の情報を、周波数の情報に変換できる。このようなＶＦ変換回路は、燃焼器の燃焼状態の程度を検知するのに有用である。

本開示の第２１態様に係るフレームロッド回路は、
燃焼器と、
フレームロッドと、
前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、
前記検知信号の周波数であって前記変換電位に応じた周波数を設定する、第２０態様のＶＦ変換回路と、
前記ＶＦ変換回路の出力に基づいて前記燃焼器の燃焼状態を検知する検知器と、を備える。

第２０態様および第２１態様の技術と、第１～第１９態様の技術とは、適宜組み合わせ可能である。第２０態様および第２１態様を、方法の態様に変更することも可能である。

本開示に係るフレームロッド回路は、水素生成装置、燃料電池システム等に利用可能である。

１００，８６０ ＩＶ変換回路
１１１，１１２ 線路
１２０，１２５，１２６，１２７，１２８，１２９，１３０，２２１，２２２，２２３，２３１，２５３，２６１，２６２，２６３，２７１，２７２，２７３，２７７，３１１，３６１，３６２，３６３，３６４，７３１，７３３，７３５，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９ 抵抗
１５４，１５５，２３５，３３０，３７１，３７２，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
１６５ 電圧レギュレータ
１７１，１７２，１７３ スイッチング素子
１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃ，１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃ，１７３ａ，１７３ｂ，１７３ｃ，２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ，２４１ａ，２４１ｂ，２４１ｃ，２５１，２５２，２６０ａ，２６０ｂ，２６０ｃ，２６５ａ，２６５ｂ，２６５ｃ，２７６ａ，２７６ｂ，２７６ｃ， 端子
１８１，１８２，１８３ 直列回路
２６９ ダイオード
２００，２９０ ＶＦ変換回路
２１０ 積分回路
２１１，２４１，２７６，３０１ オペアンプ
２３９，２５９，２７９ 帰還回路
２４０ 比較回路
２５７，２７５，７５０，７７０，８０１，８０２，８０３ 電源
２６０，２６５ トランジスタ
２７０ 反転増幅回路
３００ バッファ回路
３５０，８５０ レベル設定回路
３５１，３５２，８１０ コンパレータ
３５１ａ，３５１ｂ，３５２ａ，３５２ｂ 入力部
Ｃ，Ｅ 出力部
３８１，３８２ 取出回路
４００，８８０ 信号生成回路
４８１，４８２ 接続回路
５００ 制御装置
５０１ 切替器
５０２ 検知器
６００ 絶縁装置
６０１，６０３ 絶縁回路
６０１ｄ，６０３ｄ 発光ダイオード
６０１ｔ，６０３ｔ フォトトランジスタ
７００，８００ フレームロッド回路
７１０，９０１ｂ 燃焼器
７２０ フレームロッド
７９１，７９２，８９１，８９２ 領域
８２０ フィルタ部
８２０ｉ 入力部
８２０ｏ 出力部
Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｇ，Ｋ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｙ，Ｚ，Ｐ１，Ｐ２ 点
ＤＬ１ 一点鎖線
ＤＬ２ 二点鎖線
ＳＷ 矩形パルス波
ＴＷ 三角波
ＰＡＣ パッケージ
ＲＤ 帰還方向

Claims (25)

1. 燃焼器と、
   フレームロッドと、
   検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、
   デジタル機器である検知器と、を備え、
   前記燃焼器を基準としたときの前記フレームロッドの電圧の極性が互いに異なる第１期間と第２期間とが交互に現れるように、前記燃焼器を基準として前記フレームロッドに矩形パルス電圧が印加され、
   前記第１期間は、前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる期間であり、
   前記第２期間は、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる期間であり、
   前記検知器は、前記第１期間において前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器の燃焼強度を検知し、前記第２期間において前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化状態を検知する、
   フレームロッド回路。
2. 切替器および前記検知器を含む１つの制御装置を備え、
   前記切替器は、前記フレームロッドに前記矩形パルス電圧が印加されるように、前記信号生成回路に制御信号を供給し、
   前記検知器は、前記信号生成回路から前記検知信号を受信する、
   請求項１に記載のフレームロッド回路。
3. 燃焼器と、
   フレームロッドと、
   検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、を備える、
   フレームロッド回路であって、
   前記ＶＦ変換回路は、
   積分回路と、
   比較回路と、
   トランジスタと、を含み、
   前記積分回路は、
   第１オペアンプと、
   前記第１オペアンプに接続された負帰還回路であって、帰還コンデンサを含む負帰還回路と、を含み、
   前記比較回路は、
   第２オペアンプと、
   前記第２オペアンプに接続された正帰還回路と、を含み、
   前記ＶＦ変換回路は、前記ＶＦ変換回路に直流電位が入力されているときに、
   前記トランジスタのオンオフが前記比較回路の出力電位に応じて切り替わることによって、前記帰還コンデンサを帰還方向の電流が流れる充電期間と前記帰還コンデンサを前記帰還方向とは反対方向の電流が流れる放電期間とが交互に現れ、
   前記積分回路から前記直流電位に応じた周波数の三角波が出力され、
   前記比較回路から前記三角波と同じ周波数の矩形パルス波が出力されるように構成されている、
   フレームロッド回路。
4. 前記負帰還回路は、前記帰還コンデンサに直列に接続された帰還抵抗を含む、
   請求項３に記載のフレームロッド回路。
5. 前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間が現れ、
   前記第１期間において、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流の絶対値が小さいほど、前記三角波および前記矩形パルス波の周波数が小さくなり、これにより、前記検知信号が矩形パルス信号である場合において前記検知信号の周波数が小さくなる、
   請求項３または４に記載のフレームロッド回路。
6. 燃焼器と、
   フレームロッドと、
   検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、を備える、
   フレームロッド回路であって、
   前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間と、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間と、が現れ、
   前記第１期間の長さは、前記第２期間の長さよりも長い、
   フレームロッド回路。
7. 燃焼器と、
   フレームロッドと、
   検知信号を生成する信号生成回路であって、前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成するＩＶ変換回路と、前記検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定するＶＦ変換回路と、を有する信号生成回路と、を備える、
   フレームロッド回路であって、
   前記信号生成回路は、コンパレータを備え、
   前記コンパレータは、閾値電位と、前記変換電位に応じた信号電位と、を比較することによって、前記検知信号の大きさを設定する、
   フレームロッド回路。
8. 前記検知信号は、直流信号または矩形パルス信号である、
   請求項１から７のいずれか一項に記載のフレームロッド回路。
9. 前記フレームロッド回路は、基準電位が互いに異なる第１領域および第２領域と、フォトカプラと、を備え、
   前記第１領域は、検知器を有し、
   前記第２領域は、前記燃焼器と、前記フレームロッドと、前記信号生成回路と、を有し、
   前記検知信号は、前記信号生成回路から前記フォトカプラを介して前記検知器に絶縁伝送される、
   請求項８に記載のフレームロッド回路。
10. 前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間が現れ、
    前記第１期間における前記検知信号の周波数は、前記燃焼器が燃焼していない第１状態と、前記燃焼器の燃焼強度が相対的に弱い第２状態と、前記燃焼器の燃焼強度が相対的に強い第３状態と、で異なる、
    請求項１から９のいずれか一項に記載のフレームロッド回路。
11. 前記第１期間における前記検知信号は、前記第１状態において直流信号であり、前記第２状態および前記第３状態において矩形パルス信号である、
    請求項１０に記載のフレームロッド回路。
12. 前記第１期間における前記検知信号の大きさは、前記第１状態において、前記第２状態および前記第３状態とは異なる、
    請求項１０または１１に記載のフレームロッド回路。
13. 前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間が現れ、
    前記第２期間における前記検知信号の周波数は、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁抵抗が相対的に高い第４状態と、前記絶縁抵抗が相対的に低い第５状態と、で異なる、
    請求項１から１２のいずれか一項に記載のフレームロッド回路。
14. 前記第２期間における前記検知信号は、前記第４状態において直流信号であり、前記第５状態において矩形パルス信号である、
    請求項１３に記載のフレームロッド回路。
15. 前記第２期間における前記検知信号の大きさは、前記第５状態において、前記第４状態とは異なる、
    請求項１３または１４に記載のフレームロッド回路。
16. 前記ＩＶ変換回路は、検出抵抗を含み、
    前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じて生じる前記検出抵抗における電圧降下が、前記変換電位に反映される、
    請求項１から１５のいずれか一項に記載のフレームロッド回路。
17. デジタル機器である検知器であって、前記燃焼器の燃焼強度が正常な燃焼状態から低下したことを前記燃焼器が失火する前に検知するように、前記燃焼器の燃焼強度を前記検知信号の周波数に基づいて検知する検知器を備える、
    請求項１～１６に記載のフレームロッド回路。
18. 炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する改質器と、
    請求項１から１７のいずれか一項に記載のフレームロッド回路であって、前記燃焼器は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して前記改質器を加熱する、フレームロッド回路と、を備える、水素生成装置。
19. 炭化水素成分を含む原料ガスを改質させて水素を含む改質ガスを生成する改質器と、
    前記改質ガスを用いて発電する燃料電池と、
    請求項１から１７のいずれか一項に記載のフレームロッド回路であって、前記燃焼器は、炭化水素成分を含む可燃性の原料を燃焼して前記改質器を加熱する、フレームロッド回路と、を備える、燃料電池システム。
20. 請求項１又は２に記載のフレームロッド回路を含むシステムであって、
    前記検知器が前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器の燃焼強度の低下を検知したとき、前記燃焼器が失火する前に前記システムが前記燃焼器の燃焼強度を増加させる、システム。
21. 前記検知器が前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器の燃焼強度の正常な燃焼状態からの低下を検知したとき、前記燃焼器が失火する前に前記燃焼器の燃焼強度を前記正常な燃焼状態へと復旧させる、請求項２０に記載のシステム。
22. フレームロッドを用いて燃焼器の状態を検知する検知方法であって、
    前記燃焼器を基準としたときの前記フレームロッドの電圧の極性が互いに異なる第１期間と第２期間とが交互に現れるように、前記燃焼器を基準として前記フレームロッドに矩形パルス電圧を印加することと、ここで、前記第１期間は、前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる期間であり、前記第２期間は、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる期間であり、
    前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成することと、
    検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定することと、
    前記第１期間において、前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器の燃焼強度を、デジタル機器である検知器によって検知することと、
    前記第２期間において、前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化状態を、前記検知器によって検知することと、を含む、
    検知方法。
23. フレームロッドを用いて燃焼器の状態を検知する検知方法であって、
    前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成することと、
    検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定することと、を含み、
    前記燃焼器が燃焼していれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第１期間と、前記燃焼器および前記フレームロッドの間の絶縁劣化が生じていれば前記燃焼器および前記フレームロッドの間に電流が流れる第２期間と、が現れ、
    前記第１期間の長さは、前記第２期間の長さよりも長い、
    検知方法。
24. フレームロッドを用いて燃焼器の状態を検知する検知方法であって、
    前記燃焼器および前記フレームロッドの間に流れる電流に応じた変換電位を生成することと、
    検知信号の周波数を前記変換電位に基づいて設定することと、
    閾値電位と、前記変換電位に応じた信号電位と、を比較することによって、前記検知信号の大きさを設定することと、を含む、
    検知方法。
25. 請求項２２に記載の検知方法を含むシステムの運転方法であって、
    前記検知信号の周波数に基づいて前記燃焼器の燃焼強度の低下を検知したとき、前記燃焼器が失火する前に前記燃焼器の燃焼強度を増加させることを含む、運転方法。

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