JP7335508B2 - Switching power supply, DC-DC converter, and overvoltage suppression circuit - Google Patents
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Description
本発明はスイッチング電源、それを用いたDC-DCコンバータ、及び過電圧抑制回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply, a DC-DC converter using the same, and an overvoltage suppression circuit.
直流電源と、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流出力に、一次側が接続されたトランスとを備えるスイッチング電源が知られている。特許文献1には、このようなスイッチング電源と、トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路とで構成されたDC-DCコンバータが開示されている。更に特許文献1では、トランスの端子に発生するサージ電圧を防止するために、特定の構成の過電圧抑制回路(スナバ回路:Snubber circuit)を備えることも開示されている。
A switching power supply is known that includes a DC power supply, an inverter circuit that converts DC power into AC power, and a transformer whose primary side is connected to the AC output of the inverter circuit.
特許文献1の従来技術では、過電圧抑制回路を通じて、サージ電圧のピークを抑制する過渡的な電流が、インバータ回路のスイッチング素子(半導体素子)や直流電源に流れる。すると直流電源やインバータ回路をトランスの直近に設けることができない場合に、配線インダクタンスの影響を受けるため、そのような過渡的な電流による過電圧抑制効果が低下する怖れがある。あるいは、過渡的な電流がインバータ回路のスイッチング素子を流れるため、スイッチング素子による損失が生じる。
In the prior art disclosed in
本発明の一態様は、上記課題に鑑みてなされたものであり、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源を実現することを目的とする。 An aspect of the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to realize a switching power supply in which a transient current for suppressing peaks of overvoltage flows in an overvoltage suppression circuit. do.
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサと、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第1ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第2ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。 In order to solve the above problems, a switching power supply according to an aspect of the present invention includes a DC power supply, a plurality of switching elements, an inverter circuit that converts DC power of the DC power supply into AC power, a reactor, and , a transformer having a primary side connected to the AC output of the inverter circuit via the reactor, a resistor, a capacitor connected to the DC power supply via the resistor, and a primary terminal of the transformer. a first diode having an anode connected to said primary terminal and a cathode connected to a high potential terminal of said capacitor; an anode connected to a low potential terminal of said capacitor and a cathode connected to said primary terminal; a second diode; and an overvoltage suppression circuit.
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサと、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第1ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第2ダイオードと、を備える。 In order to solve the above problems, an overvoltage suppression circuit according to an aspect of the present invention includes a DC power supply, a plurality of switching elements, an inverter circuit that converts DC power of the DC power supply into AC power, a reactor and a transformer whose primary side is connected to the AC output of the inverter circuit via the reactor, the overvoltage suppression circuit applied to a switching power supply comprising: a resistor; and a resistor to the DC power supply via the resistor a connected capacitor and, for each primary terminal of said transformer, a first diode having an anode connected to said primary terminal and a cathode connected to a high potential terminal of said capacitor, and an anode connected to a low potential terminal of said capacitor. and a second diode having a cathode connected to the primary terminal.
本発明の一態様のスイッチング電源によれば、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源が実現できる。本発明の一態様の過電圧抑制回路によれば、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源が実現できる。 According to the switching power supply of one embodiment of the present invention, a switching power supply configured such that a transient current for suppressing peaks of overvoltage flows in the overvoltage suppression circuit can be realized. According to the overvoltage suppression circuit of one aspect of the present invention, it is possible to realize a switching power supply in which a transient current for suppressing peaks of overvoltage flows through the overvoltage suppression circuit.
〔実施形態1〕
以下に、図1~8を用いて本発明の一実施形態が、詳細に説明される。図1は、実施形態1に係るスイッチング電源10及び、スイッチング電源10を用いたDC-DCコンバータ1を示す回路図である。
[Embodiment 1]
An embodiment of the invention is described in detail below with reference to FIGS. FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching
<スイッチング電源の構成>
スイッチング電源10は、直流電源Vs、インバータ回路101、リアクトル、トランスTRと、過電圧抑制回路102とを備える。直流電源Vsは、正極端子v1と負極端子v2との間に、直流の電源電圧Viを出力する。図1のように、実施形態1の具体的な回路例において、負極端子v2は接地されている。直流電源Vsは、正極端子v1、負極端子v2を通じてインバータ回路101に直流電力を供給する。
<Configuration of switching power supply>
The
実施形態1において、インバータ回路101及びトランスTRは単相用である。インバータ回路101の交流出力には、リアクトルを介してトランスTRの一次側が接続される。図1のように、実施形態1の具体的な回路例において、リアクトルは、トランスTRの一次側端子(u端子、v端子)のそれぞれについて設けられている。トランスTRのu端子にはリアクトルLuが接続され、v端子にリアクトルLvが接続されている。
In the first embodiment, the
しかし、必ずしもリアクトルが一次側端子のそれぞれについて設けられなくともよく、少なくとも一方の一次側端子(u端子またはv端子)に設けられていればよい。図1の回路図におけるトランスTRの一次側端子間の容量は、トランスTRの端子間の浮遊容量Cuvである。過電圧抑制回路102の構成については詳細に後述する。
However, the reactor does not necessarily have to be provided for each of the primary side terminals, and should be provided for at least one of the primary side terminals (the u terminal or the v terminal). The capacitance between the primary terminals of the transformer TR in the circuit diagram of FIG. 1 is the stray capacitance Cuv between the terminals of the transformer TR. The configuration of the
インバータ回路101は、4つのスイッチング素子が設けられたフルブリッジのインバータ回路である。各スイッチング素子は、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor field-effect transistor)やその他のFETで構成できる。あるいは各スイッチング素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ)、その他のトランジスタで構成されてもよい。各スイッチング素子は、図示されないゲート制御回路により制御されて、スイッチング動作が実行される。
The
インバータ回路101において、入力間(直流電源Vsの正極端子v1と負極端子v2との間)には、適宜コンデンサCsが設けられる。インバータ回路101では、入力間に、スイッチング素子S1uと、スイッチング素子S2uとが直列に配置される。スイッチング素子S1uは正極端子v1に接続され、スイッチング素子S2uは負極端子v2に接続される。また入力間に、スイッチング素子S1vと、スイッチング素子S2vとが直列に配置される。スイッチング素子S1vは正極端子v1に接続され、スイッチング素子S2vは負極端子v2に接続される。
In the
スイッチング素子S1uとスイッチング素子S2uの接続点が、インバータ回路101の一方の出力端(u出力)であり、リアクトルLuを介してトランスTRのu端子に接続される。スイッチング素子S1vとスイッチング素子S2vの接続点が、インバータ回路101のもう一方の出力端(v出力)であり、リアクトルLvを介してトランスTRのv端子に接続される。
A connection point between the switching element S1u and the switching element S2u is one output terminal (u output) of the
スイッチング電源10の基本的な動作は、過電圧抑制回路102を備えない公知のスイッチング電源(後述する比較例1におけるスイッチング電源)と同様であり、簡単に記述する。インバータ回路101のu出力は、直流電源Vsの正極端子v1と負極端子v2とに、所定の周期で交互に接続される。v出力は、それと相補的に、正極端子v1と負極端子v2とに、交互に接続される。その結果、トランスTRの一次側端子間電圧Vuvは、所定の周期で、交互におよそ+Viまたは-Viの値をとる。
The basic operation of the switching
<二次側の回路構成とDC-DCコンバータ>
DC-DCコンバータ1における、トランスTRの二次側の回路について説明する。トランスTRの二次側は、アクティブブリッジ回路211に接続される。更に、アクティブブリッジ回路211の出力が、図1の例では蓄電池BTに接続されている。蓄電池BTに並列に、更に負荷が設けられていてもよい。また蓄電池に替えて太陽電池等でもよい。
<Secondary side circuit configuration and DC-DC converter>
A circuit on the secondary side of the transformer TR in the DC-
アクティブブリッジ回路211は、インバータ回路101の入力側と出力側とが反転した構成の回路である。アクティブブリッジ回路211には4つのスイッチング素子(Q1p、Q2p、Q1q、Q2q)と、コンデンサCbとが設けられている。以上により、DC-DCコンバータ1は、双方向に電力を輸送できる双方向のDC-DCコンバータを構成する。DC-DCコンバータ1の基本的な動作は、過電圧抑制回路102を備えない公知の双方向DC-DCコンバータ(後述する比較例1)と同様である。
The
一次側のインバータ回路101のスイッチング動作に対する、アクティブブリッジ回路211のスイッチング動作の位相を制御することにより、電力の輸送が制御される。なお、DC-DCコンバータ1は、双方向のDC-DCコンバータであるが、一般に行われているように、本願において、直流電源Vsに近い側を入力、蓄電池BTに近い側を出力と、便宜的に呼称する。
Power transport is controlled by controlling the phase of the switching operation of the
<過電圧抑制回路の構成>
次に、スイッチング電源10が備える過電圧抑制回路102について詳細に説明する。過電圧抑制回路102には、2つの第1ダイオード、2つの第2ダイオードと、コンデンサCcと、コンデンサCcに接続される抵抗とが設けられている。
<Configuration of overvoltage suppression circuit>
Next, the
コンデンサCcは、直流電源Vsに抵抗を介して接続される。図1のように、実施形態1の具体的な回路例において、抵抗は、コンデンサCcの両端子(高電位側端子c1、低電位側端子c2)のそれぞれについて設けられている。コンデンサCcの高電位側端子c1は抵抗R1を介して直流電源Vsの正極端子v1に接続され、低電位側端子c2は抵抗R2を介して負極端子v2に接続されている。
Capacitor Cc is connected to DC power supply Vs via a resistor. As shown in FIG. 1, in the specific circuit example of
第1ダイオードは、アノードがトランスTRの一次側端子に接続され、カソードがコンデンサCcの高電位側端子c1に接続されるダイオードである。そのうち、第1ダイオードD1uは、u端子と高電位側端子c1との間に配され、第1ダイオードD1vはv端子と高電位側端子c1との間に配される。 The first diode is a diode whose anode is connected to the primary side terminal of the transformer TR and whose cathode is connected to the high potential side terminal c1 of the capacitor Cc. Among them, the first diode D1u is arranged between the u terminal and the high potential side terminal c1, and the first diode D1v is arranged between the v terminal and the high potential side terminal c1.
第2ダイオードは、アノードがコンデンサCcの低電位側端子c2に接続され、カソードがトランスTRの一次側端子に接続されるダイオードである。そのうち、第2ダイオードD2uは、u端子と低電位側端子c2との間に配され、第2ダイオードD2vはv端子と低電位側端子c2との間に配される。 The second diode is a diode whose anode is connected to the low potential side terminal c2 of the capacitor Cc and whose cathode is connected to the primary side terminal of the transformer TR. Among them, the second diode D2u is arranged between the u terminal and the low potential side terminal c2, and the second diode D2v is arranged between the v terminal and the low potential side terminal c2.
<スイッチング電源の特徴的動作>
以下では、スイッチング電源10及びそれを適用したDC-DCコンバータ1の特徴的な動作について説明する。その前に、以下の説明において用いる比較例1のスイッチング電源及びDC-DCコンバータについて述べる。比較例1のDC-DCコンバータは、実施形態1のDC-DCコンバータ1から、過電圧抑制回路102を削除したものである。
<Characteristic operation of switching power supply>
Characteristic operations of the switching
つまり、比較例1のDC-DCコンバータは双方向DC-DCコンバータの公知の基本構成に相当する。比較例1のスイッチング電源は、比較例1のDC-DCコンバータ中のスイッチング電源であって、実施形態1に係るスイッチング電源10から、過電圧抑制回路102を削除したものである。
That is, the DC-DC converter of Comparative Example 1 corresponds to a known basic configuration of a bidirectional DC-DC converter. The switching power supply of Comparative Example 1 is the switching power supply in the DC-DC converter of Comparative Example 1, and is obtained by removing the
DC-DCコンバータ1、あるいは比較例1のDC-DCコンバータにおいて、スイッチング動作により一次側端子間電圧Vuvが反転する。すると、浮遊容量Cuvのチャージの反転に伴って、リアクトル(リアクトルLuやリアクトルLv)の存在により、共振して過渡的に一次側端子間電圧Vuvに電源電圧Viを超える過電圧が印加される。このような過渡的な過電圧は、振動しながら徐々に解消される。過電圧抑制回路102を備えない比較例1のDC-DCコンバータでは、過渡的な過電圧の大きさの最大値は、電源電圧Viの約2倍に達し得る。
In the DC-
図5は、二次側を無負荷とした際の、比較例1のDC-DCコンバータにおける一次側端子間電圧Vuvの波形を示す図である。試験条件は、電源電圧Vi=1000V、二次側出力電圧DC400V、スイッチング周波数20kHzである。スイッチング動作により一次側端子間電圧Vuvがおよそ-Viから、およそ+Viへと反転させられようとするときに、過渡的な過電圧が+2Vi付近まで達していることが示されている。また、スイッチング動作により一次側端子間電圧Vuvがおよそ+Viから、およそ-Viへと反転させられるときに、過渡的な過電圧は-2Vi付近まで達していることが示されている。 FIG. 5 is a diagram showing the waveform of the voltage Vuv between the primary side terminals in the DC-DC converter of Comparative Example 1 when the secondary side is unloaded. The test conditions are a power supply voltage Vi of 1000 V, a secondary side output voltage of DC 400 V, and a switching frequency of 20 kHz. It is shown that the transient overvoltage reaches around +2Vi when the voltage Vuv across the primary side terminals is about to be reversed from about -Vi to about +Vi by the switching operation. Also, it is shown that the transient overvoltage reaches around -2Vi when the voltage Vuv across the primary side terminals is reversed from about +Vi to about -Vi by the switching operation.
次に、過電圧抑制回路102を備えたスイッチング電源10及びそれを適用したDC-DCコンバータ1の動作について、図2乃至図4を用いて説明する。過電圧抑制回路102のコンデンサCcは、抵抗R1及びR2を介して直流電源Vsに接続されている。そのため定常時(過渡的な現象が収束した状態)において、コンデンサCcは両端子間の電圧が電源電圧Viとなるようにチャージされている。そうしてコンデンサCcは、両端子間の電圧を、急激な変動に対して電源電圧Viにクランプするように機能する。
Next, the operation of the switching
上述の過渡的な現象が無ければ、直流電源Vsの負極端子v2を電位の基準として、トランスTRのu端子及びv端子の電位は、およそ+Viかおよそ0である。コンデンサCcの高電位側端子c1の電位は+Viであり、第1ダイオード(第1ダイオードD1u、第1ダイオードD1v)は、カソード側が高電位側端子c1に接続されているから、オン(導通)し得ない。また、コンデンサCcの低電位側端子c2の電位は0であり、第2ダイオード(第2ダイオードD2u、第2ダイオードD2v)は、アノード側が低電位側端子c2に接続されているから、オン(導通)し得ない。 If the above-described transient phenomenon does not occur, the potentials of the u terminal and v terminal of the transformer TR are approximately +Vi or approximately 0, with the negative terminal v2 of the DC power supply Vs as a potential reference. The potential of the high potential side terminal c1 of the capacitor Cc is +Vi, and the cathode side of the first diode (first diode D1u, first diode D1v) is connected to the high potential side terminal c1, so that it is turned on (conducting). I don't get it. Further, the potential of the low potential side terminal c2 of the capacitor Cc is 0, and the second diodes (the second diode D2u, the second diode D2v) are connected to the low potential side terminal c2 at the anode side, so that they are turned on (conducting). ) cannot.
しかし、スイッチング動作により一次側端子間電圧Vuvが負から正に反転されるときに、一次側端子間電圧Vuvに過渡的に大きさが電源電圧Viを超えるような正の電圧が印加されると、第1ダイオードD1u及び第2ダイオードD2vがオンとなる。そうして、図2に点線で示される経路で、一次側端子間電圧Vuvの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。浮遊容量Cuvから、u端子側の第1ダイオードD1u、コンデンサCc(高電位側端子c1から低電位側端子c2へ)、v端子側の第2ダイオードD2vを通じ、浮遊容量Cuvに戻る経路である。 However, when the voltage Vuv between the primary side terminals is inverted from negative to positive by switching operation, if a positive voltage whose magnitude exceeds the power supply voltage Vi is transiently applied to the voltage Vuv between the primary side terminals , the first diode D1u and the second diode D2v are turned on. Then, a transient current circulates along the route indicated by the dotted line in FIG. 2 so as to suppress the overvoltage of the voltage Vuv between the primary side terminals. It is a path returning from the floating capacitance Cuv to the floating capacitance Cuv through the first diode D1u on the u terminal side, the capacitor Cc (from the high potential side terminal c1 to the low potential side terminal c2), and the second diode D2v on the v terminal side.
また、スイッチング動作により一次側端子間電圧Vuvが正から負に反転されるときに、一次側端子間電圧Vuvに過渡的に大きさが電源電圧Viを超えるような負の電圧が印加されると、第1ダイオードD1v及び第2ダイオードD2uがオンとなる。そうして、図3に点線で示される経路で、一次側端子間電圧Vuvの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。浮遊容量Cuvから、v端子側の第1ダイオードD1v、コンデンサCc(高電位側端子c1から低電位側端子c2へ)、u端子側の第2ダイオードD2uを通じ、浮遊容量Cuvに戻る経路である。 Further, when the voltage Vuv between the primary side terminals is inverted from positive to negative by switching operation, if a negative voltage whose magnitude exceeds the power supply voltage Vi is transiently applied to the voltage Vuv between the primary side terminals. , the first diode D1v and the second diode D2u are turned on. Then, a transient current flows back through the route indicated by the dotted line in FIG. 3 so as to suppress the overvoltage of the voltage Vuv between the primary side terminals. It is a path returning from the floating capacitance Cuv to the floating capacitance Cuv through the first diode D1v on the v terminal side, the capacitor Cc (from the high potential side terminal c1 to the low potential side terminal c2), and the second diode D2u on the u terminal side.
これらの還流経路は、スイッチング素子(Q1p、Q2p、Q1q、Q2q)や、直流電源Vsを経由することが無く、トランスTRと過電圧抑制回路102との中で完結している。よって、過電圧抑制回路102をトランスTRから物理的に遠くない位置に設ければ、還流経路が配線のインダクタンス成分の影響を受けることが無い。従って、特許文献1の従来技術のように、還流経路がスイッチング素子や電源を経ることにより、配線のインダクタンス成分の影響を受けて過電圧のピークを抑制する効果が減じられる怖れが少ない。また、還流経路がスイッチング素子を経ることによる、損失の発生の怖れもない。
These return paths are completed within the transformer TR and the
以上のようにして一次側端子間電圧Vuvの反転の際に過渡的に電荷が流入してコンデンサCcの両一次側端子間電圧が電源電圧Viより大きくなると、次に、コンデンサCcに充電された電荷の放電電流が、図4に点線で示される経路で還流する。コンデンサCcから、高電位側端子c1側の抵抗R1、直流電源Vs(正極端子v1から負極端子v2へ)、低電位側端子c2側の抵抗R2を通じ、コンデンサCcに戻る経路である。 As described above, when the voltage Vuv across the primary side terminals is reversed, the charge transiently flows in, and when the voltage across the both primary side terminals of the capacitor Cc becomes higher than the power supply voltage Vi, then the capacitor Cc is charged. The charge discharge current circulates along the path indicated by the dashed line in FIG. It is a path returning from the capacitor Cc to the capacitor Cc through the resistor R1 on the high potential side terminal c1 side, the DC power source Vs (from the positive terminal v1 to the negative terminal v2), and the resistor R2 on the low potential side terminal c2 side.
<トランスの一次側端子間電圧Vuvの波形>
図6は、無負荷とした際の、DC-DCコンバータ1における一次側端子間電圧Vuvの波形を示す図である。試験条件は図5の場合と同じである。図5の比較例1の場合と比較すると、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークが、過電圧抑制回路102の付加によって、大幅に抑制されていることは明らかである。
<Waveform of Voltage Vuv Between Primary Terminals of Transformer>
FIG. 6 is a diagram showing the waveform of the primary side terminal voltage Vuv in the DC-
また二次側のスイッチング動作の位相を制御することによって、一次側から二次側へと電力を供給する、負荷有り条件の場合についても比較する。図7は比較例1のDC-DCコンバータにおける一次側端子間電圧Vuvの波形であり、図8は実施形態1のDC-DCコンバータ1における一次側端子間電圧Vuvの波形である。
A comparison is also made for the case of a loaded condition in which power is supplied from the primary side to the secondary side by controlling the phase of the switching operation on the secondary side. 7 shows the waveform of the primary side terminal voltage Vuv in the DC-DC converter of Comparative Example 1, and FIG. 8 shows the waveform of the primary side terminal voltage Vuv in the DC-
これらにおける試験条件は、電源電圧Vi=1000V、二次側出力電圧DC400V、スイッチング周波数20kHz、一次側から二次側への電力供給20kWである。このように電力の移送が行われる場合においても、無負荷の場合と同様に、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークの大きさが抑制されていることが明らかである。 The test conditions in these are power supply voltage Vi = 1000 V, secondary side output voltage DC 400 V, switching frequency 20 kHz, and power supply from the primary side to the secondary side 20 kW. It is clear that even when power is transferred in this way, the magnitude of the transient overvoltage peaks during switching is suppressed, as in the no-load case.
以上、過電圧抑制回路102による過電圧の抑制効果については、トランスTRの一次側端子間電圧Vuvに関して説明がなされた。しかし、トランスTRの一次側端子(u端子及びv端子)の対地電位に関しても、同様に過電圧が抑制される。
The overvoltage suppression effect of the
実施形態1によれば、スイッチングに伴う、トランスTRの一次側端子間電圧Vuvの過渡的な過電圧のピークの大きさを抑制でき、更に、その効果は、直流電源Vsやインバータ回路101の、トランスTRからの距離に影響されない。あるいは、実施形態1によれば、トランスTRの一次側端子間電圧Vuvの過渡的な過電圧のピークを抑制でき、その際に還流経路がスイッチング素子を経ることによる、損失の発生の怖れもない。 According to the first embodiment, it is possible to suppress the magnitude of the transient overvoltage peak of the voltage Vuv between the primary terminals of the transformer TR accompanying switching. Not affected by distance from TR. Alternatively, according to the first embodiment, the transient overvoltage peak of the voltage Vuv between the primary terminals of the transformer TR can be suppressed, and there is no risk of loss due to the return path passing through the switching element. .
また実施形態1によれば、一次側端子間電圧Vuvが負から正に(u端子側が高電位に)反転されるときと、正から負に(v端子側が高電位に)反転されるときのいずれについても、過渡的な大きな電圧の発生が抑制される。過電圧抑制回路102の構成では、1つのコンデンサCcによってその機能が実現されるため、従来技術と比較してコンデンサの数が少なくてよい。
Further, according to the first embodiment, when the voltage Vuv between the primary side terminals is reversed from negative to positive (the u terminal side is at a high potential) and when it is reversed from positive to negative (the v terminal side is at a high potential), In either case, generation of transient large voltage is suppressed. In the configuration of the
図2乃至図4を用いて説明されたように、過電圧抑制回路102が過電圧を抑制する機構は、一次側(スイッチング電源10)において完結する。そのため、上記の効果は二次側の回路によらない。従ってDC-DCコンバータ1のような双方向DC-DCコンバータに限らず、スイッチング電源10を用いる電源回路であれば、本発明の適用が可能である。
As described with reference to FIGS. 2 to 4, the mechanism by which the
〔実施形態2〕
本発明の他の実施形態について、以下に説明する。なお、説明の便宜上、上記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
[Embodiment 2]
Other embodiments of the invention are described below. For convenience of description, members having the same functions as those of the members described in the above embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.
図9は、スイッチング電源10を用いたDC-AC変換器2を示す図である。実施形態2に係るスイッチング電源10は、実施形態1と同様の構成である。DC-AC変換器2では、トランスTRの二次側において、実施形態1のアクティブブリッジ回路211が省略され、二次側端子(p端子及びq端子)が負荷RLに接続されている。
FIG. 9 is a diagram showing a DC-
なお図9に示されるように、トランスTRの二次側端子間には適宜にコンデンサが接続されてよい。あるいは適宜にリアクトルが負荷RLに直列に接続されてもよい。スイッチング電源10の構成が実施形態1と同様であるため、実施形態2においても実施形態1と同様の効果が奏される。
Incidentally, as shown in FIG. 9, a capacitor may be appropriately connected between the secondary terminals of the transformer TR. Alternatively, a reactor may be appropriately connected in series with the load RL. Since the configuration of the switching
〔実施形態3〕
図10は、スイッチング電源10を用いたDC-DCコンバータ3を示す図である。実施形態2に係るスイッチング電源10は、実施形態1と同様の構成である。DC-DCコンバータ3では、トランスTRの二次側において、実施形態1のアクティブブリッジ回路211に替えて、ダイオードブリッジ回路231を備えている。
[Embodiment 3]
FIG. 10 is a diagram showing a DC-
そのためDC-DCコンバータ3は、実施形態1とは異なり、1次側から2次側への一方向の電力の供給が可能な、片方向DC-DCコンバータである。スイッチング電源10の構成が実施形態1と同様であるため、実施形態2においても実施形態1と同様の効果が奏される。
Therefore, unlike the first embodiment, the DC-
〔実施形態4〕
図11は、実施形態4に係るスイッチング電源14及び、スイッチング電源14を用いたDC-DCコンバータ4を示す図である。実施形態1では回路中の交流電力が単相であるのに対し、実施形態4では、三相である例が示される。
[Embodiment 4]
FIG. 11 is a diagram showing a switching
<スイッチング電源の構成>
スイッチング電源14は、直流電源Vs、インバータ回路141、リアクトル、トランスTR3と、過電圧抑制回路142とを備える。直流電源Vsは、正極端子v1と負極端子v2との間に、直流の電源電圧Viを出力する。直流電源Vsは、正極端子v1、負極端子v2を通じてインバータ回路141に直流電力を供給する。
<Configuration of switching power supply>
The switching
実施形態4において、インバータ回路141及びトランスTR3は三相用である。インバータ回路141の交流出力には、リアクトルを介してトランスTR3の一次側が接続される。図11のように、実施形態4の具体的な回路例において、リアクトルは、トランスTR3の一次側端子(u端子、v端子、w端子)のそれぞれについて設けられている。
In the fourth embodiment, the
トランスTR3のu端子、v端子、w端子には、それぞれリアクトルLu、リアクトルLv、リアクトルLwが接続されている。図11におけるトランスTR3の一次側端子間の各容量は、トランスTRの各端子間の浮遊容量(浮遊容量Cuv、浮遊容量Cvw、浮遊容量Cwu)である。過電圧抑制回路142の構成については詳細に後述する。
A reactor Lu, a reactor Lv, and a reactor Lw are connected to u terminal, v terminal, and w terminal of the transformer TR3, respectively. Each capacitance between the primary side terminals of the transformer TR3 in FIG. 11 is a stray capacitance (a stray capacitance Cuv, a stray capacitance Cvw, and a stray capacitance Cwu) between each terminal of the transformer TR. The configuration of the
インバータ回路141は、6つのスイッチング素子が設けられたフルブリッジのインバータ回路である。各スイッチング素子は、図示されないゲート制御回路により制御されて、それぞれのスイッチング動作が実行される。三相用であるインバータ回路141には、インバータ回路101の回路構成に加えて、更にw相用の一対の、スイッチング素子S1wとスイッチング素子S2wが設けられている。スイッチング素子S1wとスイッチング素子S2wの接続点が、インバータ回路141のw相用の出力端(w出力)であり、リアクトルLwを介してトランスTR3のw端子に接続される。
The
スイッチング電源14の基本的な動作は、過電圧抑制回路142を備えないスイッチング電源(後述する比較例2におけるスイッチング電源)の場合と同様である。インバータ回路141の各相用の出力端のそれぞれは、直流電源Vsの正極端子v1と負極端子v2とに、所定の周期で交互に接続される。その際、各相におけるスイッチングのタイミングは、位相が120°づつ、異なるように制御される。その結果、トランスTRの一次側端子間電圧(一次側端子間電圧Vuv、一次側端子間電圧Vvw、一次側端子間電圧Vwu)は、およそ+Viまたは-Viまたは0の値をとる。
The basic operation of the switching
<二次側の回路構成とDC-DCコンバータ>
DC-DCコンバータ4における、トランスTR3の二次側の回路について説明する。トランスTR3の二次側は、アクティブブリッジ回路241に接続され、アクティブブリッジ回路241の出力側が、蓄電池BTに接続される。蓄電池BTに並列に、更に負荷が設けられていてもよい。また蓄電池に替えて太陽電池等でもよい。
<Secondary side circuit configuration and DC-DC converter>
A circuit on the secondary side of the transformer TR3 in the DC-
アクティブブリッジ回路241は、インバータ回路141の入力側と出力側とが反転した構成の回路である。アクティブブリッジ回路241には6つのスイッチング素子(Q1p、Q2p、Q1q、Q2q、Q1r、Q2r)と、コンデンサCbとが設けられている。実施形態4のDC-DCコンバータ4は、トランスTR3の二次側にアクティブブリッジ回路241を備えているため、双方向DC-DCコンバータである。
The
<過電圧抑制回路の構成>
三相交流電力に対応するため、過電圧抑制回路142には、過電圧抑制回路102の回路構成に加えて、更にw相用の第1ダイオードD1wと、第2ダイオードD2wが設けられている。第1ダイオードD1wは、w端子とコンデンサCcの高電位側端子c1との間に配され、第1ダイオードD1vはw端子と低電位側端子c2との間に配される。
<Configuration of overvoltage suppression circuit>
In order to cope with three-phase AC power, the
<スイッチング電源の特徴的動作>
以下では、スイッチング電源14及びそれを適用したDC-DCコンバータ4の特徴的な動作について説明する。その前に、以下の説明において用いる比較例2のスイッチング電源及びDC-DCコンバータについて述べる。
<Characteristic operation of switching power supply>
Characteristic operations of the switching
比較例2のDC-DCコンバータは、実施形態4のDC-DCコンバータ4から、過電圧抑制回路142を削除したものである。よって、比較例4のスイッチング電源は、比較例4のDC-DCコンバータ中のスイッチング電源であって、実施形態4に係るスイッチング電源14から、過電圧抑制回路142を削除したものである。
The DC-DC converter of Comparative Example 2 is obtained by removing the
実施形態1の記載における単相の場合と同様に、比較例2の各一次側端子間電圧において、一次側端子間電圧の大きさがおよそ電源電圧Viに変化される際に、過渡的に電源電圧Viを超える大きさの過電圧が印加される。図14は、二次側を無負荷とした際の、比較例2のDC-DCコンバータにおける各一次側端子間電圧の波形を示す図である。試験条件は、電源電圧Vi=1000V、二次側出力電圧DC400V、スイッチング周波数20kHzである。比較例1の場合(図5)と同様に過渡的な過電圧のピークの大きさは、電源電圧Viの約2倍に達し得ることが示されている。 As in the case of the single phase in the description of the first embodiment, in each voltage across the primary side terminals of Comparative Example 2, when the magnitude of the voltage across the primary side terminals is changed to approximately the power supply voltage Vi, the power supply voltage is transiently changed. An overvoltage having a magnitude exceeding voltage Vi is applied. FIG. 14 is a diagram showing waveforms of voltages across the primary side terminals in the DC-DC converter of Comparative Example 2 when the secondary side is unloaded. The test conditions are a power supply voltage Vi of 1000 V, a secondary side output voltage of DC 400 V, and a switching frequency of 20 kHz. As in the case of Comparative Example 1 (FIG. 5), it is shown that the magnitude of the transient overvoltage peak can reach about twice the power supply voltage Vi.
次に、過電圧抑制回路142を備えたスイッチング電源14及びそれを適用したDC-DCコンバータ4の場合について、図12及び図13を用いて説明する。図12は、u端子-v端子間に過渡的に大きさが電源電圧Viを超えるような正の電圧が印加された場合の過電圧を抑制する過渡的な電流の還流経路を示す。単相の場合(図2)と同様に、u端子-v端子間の浮遊容量Cuvから、u端子側の第1ダイオードD1u、コンデンサCc(高電位側端子c1から低電位側端子c2へ)、v端子側の第2ダイオードD2vを通じ、浮遊容量Cuvに戻る経路である。
Next, the case of the switching
また、図13は、一次側端子間電圧Vuvに過渡的に大きさが電源電圧Viを超えるような負の電圧が印加された場合のサージ電流の還流経路を示す。単相の場合(図3)と同様に、浮遊容量Cuvから、v端子側の第1ダイオードD1v、コンデンサCc(高電位側端子c1から低電位側端子c2へ)、u端子側の第2ダイオードD2uを通じ、浮遊容量Cuvに戻る経路である。 Also, FIG. 13 shows a return path of a surge current when a negative voltage whose magnitude exceeds the power supply voltage Vi is transiently applied to the voltage Vuv between the primary side terminals. As in the case of the single phase (FIG. 3), from the floating capacitance Cuv, the first diode D1v on the v terminal side, the capacitor Cc (from the high potential side terminal c1 to the low potential side terminal c2), the second diode on the u terminal side It is a path returning to the stray capacitance Cuv through D2u.
図12及び図13では、u端子-v端子間における過電圧の場合について示されたが、他の相間においても、対象とする相が入れ替わって同様にして、過電圧を抑制する過渡的な電流が還流する。また、当該過渡的な電流によりコンデンサCcに充電された電荷の放電電流が、実施形態1(図4)で説明されたのと同様の経路を経て還流する。つまり、コンデンサCcから、高電位側端子c1側の抵抗R1、直流電源Vs(正極端子v1から負極端子v2へ)、低電位側端子c2側の抵抗R2を通じ、コンデンサCcに戻る経路である。 In FIGS. 12 and 13, the case of overvoltage between the u terminal and the v terminal was shown. do. Also, the discharge current of the charge charged in the capacitor Cc by the transient current circulates through the same path as described in the first embodiment (FIG. 4). In other words, it is a path returning from the capacitor Cc to the capacitor Cc through the resistor R1 on the high potential side terminal c1 side, the DC power supply Vs (from the positive terminal v1 to the negative terminal v2), and the resistor R2 on the low potential side terminal c2 side.
図15は、二次側を無負荷とした際の、DC-DCコンバータ1における各一次側端子間電圧の波形の実例を示す図である。試験条件は図14の場合と同じである。図14の比較例2の場合と比較すると、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークが、過電圧抑制回路142の付加によって、大幅に抑制されていることが明らかである。
FIG. 15 is a diagram showing an example of waveforms of voltages across the primary side terminals in the DC-
実施形態4においても実施形態1と同様の効果が奏される。また実施形態4によれば、一次側端子間電圧がスイッチングにより変化させられる際の、過渡的な大きな電圧の発生が、三相の各相間のいずれにおいても抑制される。しかも過電圧抑制回路142では、1つのコンデンサCcを用いた構成によってその機能が実現される。
The same effects as those of the first embodiment are also obtained in the fourth embodiment. Further, according to the fourth embodiment, when the voltage between the terminals on the primary side is changed by switching, generation of a transient large voltage is suppressed between any of the three phases. Moreover, the function of the
〔まとめ〕
本発明の態様1に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサ(Cc)と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第1ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第2ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。
〔summary〕
A switching power supply according to
本発明の態様2に係るスイッチング電源は、上記態様1において、前記リアクトルは、前記トランスの一次側端子ごとに備えられている構成としてもよい。本発明の態様3に係るスイッチング電源は、上記態様1または2において、前記交流電力は、単相交流電力である構成としてもよい。
A switching power supply according to
本発明の態様4に係るスイッチング電源は、上記態様1または2において、前記交流電力は、三相交流電力である構成としてもよい。本発明の態様5に係るDC-DCコンバータは、上記態様1から4のいずれかのスイッチング電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路とを備える。
A switching power supply according to
本発明の態様6に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサ(Cc)と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第1ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第2ダイオードと、を備える。 An overvoltage suppression circuit according to aspect 6 of the present invention includes a DC power supply, an inverter circuit that has a plurality of switching elements, converts DC power of the DC power supply into AC power, a reactor, and an AC output of the inverter circuit. , a transformer whose primary side is connected via the reactor, and a resistor, a capacitor (Cc) connected to the DC power supply via the resistor, for each primary terminal of said transformer, a first diode connected at its anode to said primary terminal and at its cathode to the high terminal of said capacitor; and a second diode connected to the side terminal.
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, but can be modified in various ways within the scope of the claims, and can be obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. is also included in the technical scope of the present invention.
1、3、4 DC-DCコンバータ
2 DC-AC変換器
Vs 直流電源
v1 正極端子
v2 負極端子
10、14 スイッチング電源
101、141 インバータ回路
S1u、S1v、S1w、S2u、S2v、S2w スイッチング素子
Cs コンデンサ
Lu、Lv、Lw リアクトル
TR、TR3 トランス
u、v、w 一次側端子
Cuv、Cvw、Cwu 浮遊容量
p、q、r 二次側端子
102、142 過電圧抑制回路
R1、R2 抵抗
Cc コンデンサ
c1 高電位側端子
c2 低電位側端子
D1u、D1v、D1w 第1ダイオード
D2u、D2v、D2w 第2ダイオード
211、241 アクティブブリッジ回路
231 ダイオードブリッジ回路
BT 蓄電池
RL 負荷
1, 3, 4 DC-
Claims (6)
複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
リアクトルと、
前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、
抵抗と、
前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサと、
前記トランスの一次側端子ごとに、
アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第1ダイオードと、
アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第2ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備えることを特徴とする、スイッチング電源。 a DC power supply;
an inverter circuit that has a plurality of switching elements and converts the DC power of the DC power supply into AC power;
a reactor;
a transformer whose primary side is connected to the AC output of the inverter circuit via the reactor,
resistance and
a capacitor connected to the DC power supply via the resistor;
For each primary terminal of said transformer,
a first diode having an anode connected to the primary terminal and a cathode connected to a high potential terminal of the capacitor;
and a second diode having an anode connected to the low potential terminal of said capacitor and a cathode connected to said primary terminal.
複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路と、を備える、DC-DCコンバータ。 A switching power supply according to any one of claims 1 to 4;
and an active bridge circuit that has a plurality of switching elements and converts AC power on the secondary side of the transformer into DC power.
複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
リアクトルと、
前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、
抵抗と、
前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサと、
前記トランスの一次側端子ごとに、
アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第1ダイオードと、
アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第2ダイオードと、を備える、過電圧抑制回路。 a DC power supply;
an inverter circuit that has a plurality of switching elements and converts the DC power of the DC power supply into AC power;
a reactor;
An overvoltage suppression circuit applied to a switching power supply comprising a transformer whose primary side is connected to the AC output of the inverter circuit via the reactor,
resistance and
a capacitor connected to the DC power supply via the resistor;
For each primary terminal of said transformer,
a first diode having an anode connected to the primary terminal and a cathode connected to a high potential terminal of the capacitor;
a second diode having an anode connected to the low potential terminal of said capacitor and a cathode connected to said primary terminal.
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