JP7314355B2 - Power transmission device and power transmission method - Google Patents
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Description
本発明は、電力伝送装置及びこの電力伝送装置を用いた電力伝送方法に関し、特にワイヤレス電力伝送装置及び電力伝送方法の新たな回路設計に関する。 The present invention relates to a power transmission device and a power transmission method using this power transmission device, and more particularly to a new circuit design for a wireless power transmission device and a power transmission method.
マサチューセッツ工科大学(MIT)のカラリス(Karalis)らの2005年の提案依頼、ワイヤレス電力伝送の研究が盛んになっている(特許文献1、2及び3参照)。特許文献1、2及び3に記載された発明は、電源を交流電源とする電力伝送技術であるが、特許文献2等に記載のように、交流理論に依拠したワイヤレス電力伝送方式においては、給電側共振回路(LC回路)の共振周波数2π√LCと受電側共振回路(LC回路)の共振周波数2π√LCを一致させることが必要であるとされている。しかし、実際には、給電側共振回路と受電側共振回路は相互に作用し、それによって新たな共振が生じる。この新たな共振を含む、給電側共振回路と受電側共振回路の共振(重共振)はしない方がよいというのが技術的常識であった。
Karalis et al. of the Massachusetts Institute of Technology (MIT) requested a proposal in 2005, and research on wireless power transmission has become active (see
特許文献2によれば、給電側共振回路と受電側共振回路が磁場成分による結合(磁場結合)し、給電コイルと受電コイルの間に相互インダクタンスMが形成される。相互インダクタンスM、給電側共振回路及び受電側共振回路により形成される新たな共振回路が、共振周波数fr1とは異なる共振周波数fr2を持ち、重共振が発生する。給電側共振回路に供給される交流電力の駆動周波数foを共振周波数fr1に追随させようとする場合、駆動周波数foが本来のターゲットである共振周波数fr1ではなく共振周波数fr2の方に追随してしまう可能性があり、共振周波数fr2は望まざる共振点であり、除去することが望ましいとされ、従来の交流理論では重共振が避けられてきた。
According to
しかも、特許文献1に記載された発明では10kHz~50GHzの交流電源が、特許文献2に記載された発明では駆動周波数fo=100kHz程度の交流電源が、特許文献3に記載された発明では数百kHz~数MHzの交流電源が必要である。特に、特許文献1では10MHz前後の周波数帯における実験データを報告している。特許文献1~3に記載されたような周波数帯の電源回路(0次回路)は商用電源からわざわざ高価なスイッチング電源を用いて精度の良い直流を作り出した後、多数の電力用半導体素子を複雑かつ精密にスイッチングして、矩形波上に切り出された直流のパルスをPWM(Pulse Width Modulation)などにより擬似的もしくは等価的に交流にすることによって作り出される。この際に、電力用半導体素子に生じる抵抗損失や、周波数の増加によって急激に増えるスイッチング損失等の電力損失が発生する。また、コイルに生じる誘導逆起電力によるスイッチング素子の破壊や、共振による過度な電圧上昇によるスイッチング素子の破壊が生じやすく、周波数が高いほど、電力が大きいほど回路設計に困難を極める。一方で、遠くまで電力を送ろうとすると、周波数を上げなければならない。このように、交流理論に依拠した従来のワイヤレス電力伝送装置では、装置が複雑となり総合的な電力伝送効率が低く、壊れやすく信頼性が低くしかも高価になるという問題がある。これらの理由により従来の技術では、今後必要とされる電力を効率よく遠くまで伝送するワイヤレス電力伝送を実現することはできない。つまり、交流理論に依拠した電力伝送装置の回路設計そのものに検討が求められている。
Moreover, the invention described in
上記問題点を鑑み、本発明は、従来の交流理論ではない過渡応答に着目し、回路構成を単純化し電力伝送効率を高め、しかも安価な電力伝送装置及びこの電力伝送装置を用いた電力伝送方法を提供することを目的とする。 In view of the above problems, the present invention focuses on transient response that is not the conventional AC theory, simplifies the circuit configuration, improves power transmission efficiency, and provides an inexpensive power transmission device and a power transmission method using this power transmission device.
本発明の第1の態様は、(a)送電側コンデンサ、送電側コンデンサに接続され送電側コンデンサから送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサに環流する送電側コイルを有し、蓄積と環流により、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり過渡応答を呈する一次側回路と、(b)送電側コイルに対向し、送電側コイルから磁気エネルギーを受け取る受電側コイル、受電側コイルに接続され受電側コイルに蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサを有し、立ち上がり・立ち下がり過渡応答とは互いに対称性を有さない振動波形を呈する二次側回路を備える電力伝送装置であることを要旨とする。第1の態様に係る電力伝送装置では、立ち上がり・立ち下がり過渡応答の時定数と二次側回路の回路特性に内在する時定数が調和するように設定され、一次側回路から二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することができる。 A first aspect of the present invention includes (a) a primary side circuit that has a power transmission side capacitor and a power transmission side coil that accumulates electrostatic energy sent from the power transmission side capacitor connected to the power transmission side capacitor as magnetic energy and circulates this magnetic energy to the power transmission side capacitor, and that exhibits rising and falling transient response with a hump sawtooth wave due to accumulation and circulation; (b) a power receiving side coil that faces the power transmission side coil and receives magnetic energy from the power transmission side coil; is stored as electrostatic energy, and the power transmission device includes a secondary circuit exhibiting an oscillating waveform having no symmetry between rising and falling transient responses. In the power transmission device according to the first aspect, the time constant of the rising/falling transient response and the time constant inherent in the circuit characteristics of the secondary side circuit are set so as to harmonize, and electric energy can be transmitted from the primary side circuit to the secondary side circuit without contact.
本発明の第2の態様は、送電側コンデンサ及びこの送電側コンデンサに並列に接続された送電側コイルを含む一次側回路から、受電側コイル及びこの受電側コイルに並列に接続された受電側コンデンサを含む二次側回路に、非接触で電気エネルギーを伝送する電力伝送方法であることを要旨とする。第2の態様に係る電力伝送方法は、(p)送電側コンデンサに蓄積された静電エネルギーが送電側コイルに送られ、送電側コイルの磁気エネルギーとして蓄積され、この蓄積された磁気エネルギーが送電側コンデンサに環流されるステップと、(q)送電側コイルに蓄積された磁気エネルギーの一部を、受電側コイルが受け取り、この受け取った磁気エネルギーの一部を蓄積するステップと、(r)受電側コイルに蓄積された磁気エネルギーが、受電側コンデンサに送られて静電エネルギーとして蓄積され、この蓄積された静電エネルギーの一部が、受電側コイルに環流されるステップを含む。 A second aspect of the present invention is summarized in that it is a power transmission method for contactlessly transmitting electrical energy from a primary side circuit including a power transmission side capacitor and a power transmission side coil connected in parallel to the power transmission side capacitor to a secondary side circuit including a power reception side coil and a power reception side capacitor connected in parallel to the power reception side coil. The power transmission method according to the second aspect includes: (p) a step in which electrostatic energy accumulated in the power transmission side capacitor is sent to the power transmission side coil and stored as magnetic energy in the power transmission side coil, and the accumulated magnetic energy is circulated to the power transmission side capacitor; (q) a step in which a part of the magnetic energy accumulated in the power transmission side coil is received by the power reception side coil, and a part of the received magnetic energy is stored; A portion of this stored electrostatic energy is circulated back to the receiving coil.
従来の交流理論を脱却した回路設計による本発明によれば、過渡応答時の現象である特性調和伝送を用いることにより回路構成を単純化し電力伝送効率を高め、しかも安価な電力伝送装置及びこの電力伝送装置を用いた電力伝送方法が提供できる。 According to the present invention, which is based on a circuit design that transcends conventional alternating current theory, it is possible to provide an inexpensive power transmission device and a power transmission method using this power transmission device by simplifying the circuit configuration and increasing power transmission efficiency by using characteristic harmonic transmission, which is a phenomenon during transient response.
次に、図面を参照して、本発明の第1~第5の実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各部材の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。 Next, first to fifth embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic, and that the relationship between thickness and planar dimension, the ratio of thickness of each member, and the like are different from the actual ones. Therefore, specific thicknesses and dimensions should be determined with reference to the following description. In addition, it is a matter of course that there are portions with different dimensional relationships and ratios between the drawings.
又、以下に示す第1~第5の実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。更に、以下の説明における「左右」や「上下」の方向は、単に説明の便宜上の定義であって、本発明の技術的思想を限定するものではない。よって、例えば、紙面を90度回転すれば「左右」と「上下」とは交換して読まれ、紙面を180度回転すれば「左」が「右」に、「右」が「左」になることは勿論である。図6(a)~図7(c)に示したような、渦巻きの螺旋の向きも同様に説明の便宜上における単なる選択に過ぎず、実際の設計事情に応じて右巻きを左巻きに、左巻きを右巻きに選択することも可能である。 Further, the first to fifth embodiments shown below are examples of apparatuses and methods for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention does not specify the material, shape, structure, arrangement, etc. of the component parts as follows. Various modifications can be made to the technical idea of the present invention within the technical scope defined by the claims. Furthermore, the directions of "left and right" and "up and down" in the following description are merely definitions for convenience of description, and do not limit the technical idea of the present invention. Therefore, for example, if the page is rotated 90 degrees, "left and right" and "up and down" are read interchangeably, and if the page is rotated 180 degrees, "left" becomes "right" and "right" becomes "left." Similarly, the direction of the helix of the spiral as shown in FIGS. 6(a) to 7(c) is merely a selection for convenience of explanation, and it is also possible to select left-handed for right-handed and right-handed for left-handed according to actual design circumstances.
(第1の実施形態)
本発明の第1の実施形態に係る電力伝送装置は、図1(a)に示すように、一次側回路2と二次側回路3とを備える。一次側回路2は、静電エネルギーを蓄積する送電側コンデンサC1、送電側コンデンサC1に並列接続され送電側コンデンサC1から送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサC1に環流すると同時に、二次側回路3の受電側コイルL2 に磁気的に結合し、磁気エネルギーを送受する送電側コイルL1を有するLC共振回路である。互いに直列に接続された直流電源5と一次側駆動スイッチSW1とが、送信側コンデンサC1に並列接続されている。直流電源5は送電側コンデンサC1に直流電圧を供給する。
(First embodiment)
The power transmission device according to the first embodiment of the present invention includes a
後述するように「一次側駆動スイッチSW1」は一次側回路2の自由振動を制限する回路素子である。自由振動を制限することにより、一次側駆動スイッチSW1は一次側回路2における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる。直流電源5は、擬似的な定電圧源でよく、単に整流したのみの簡単な構造の直流電源で大きなリップル成分を含む電源でもよいので制御回路や周辺回路が単純で壊れにくく回路設計が容易でしかも安価な直流電源5が採用できる。二次側回路3は、送電側コイルL1に対向して離間し、送電側コイルL1から磁気エネルギーを受け取る受電側コイルL2、受電側コイルL2に並列接続され受電側コイルL2に蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサC2を有するLC共振回路である。
As will be described later, the “primary side drive switch SW1” is a circuit element that limits free vibration of the
互いに直列に接続された負荷側ダイオードD2と負荷素子6とが受信側コンデンサC2に並列接続されている。負荷素子6は、例えば電気自動車(EV)の車載用のリチウム(Li)イオン電池等の充電式電池が採用可能である。図1(a)では、例示的にリチウムイオン電池の等価回路を抵抗とコンデンサの直並列回路で模式的に示している。リチウムイオン電池には集電体や電界液の抵抗、電池内の界面にできる電気的2重層のコンデンサや抵抗が含まれる。負荷側ダイオードD2は、アノードが受信側共振器2側、カソードが負荷素子6側を向くように接続され、充電電流ICの流れる方向を一方向に限定している。
A load-side diode D2 and a
図1(a)において直流電源5と等価内部抵抗r1の端子間電圧をE、送信側コンデンサC1の端子間電圧をVC1、受電側コンデンサC2の端子間電圧をVC2、負荷素子6の端子間で測られる充電電圧をVCS、負荷側等価浮遊抵抗rLを流れる電流を充電電流ICとする。等価内部抵抗r1は、直流電源5の内部インピーダンスを近似的に抵抗値で示している。そして、一次側駆動スイッチSW1をオン・オフ駆動した場合の実測によって得られた端子間電圧VC1の過渡応答波形を図1(b)に示す。
In FIG. 1(a) , let E be the voltage across the DC power supply 5 and the equivalent internal resistance r1, VC1 be the voltage across the terminals of the transmitting capacitor C1, VC2 be the voltage across the terminals of the receiving capacitor C2, VCS be the charging voltage measured across the terminals of the load element 6, and IC be the current flowing through the equivalent floating resistance rL on the load side. The equivalent internal resistance r1 approximately indicates the internal impedance of the
第1の実施形態では、負荷素子6の充電電圧VCSの初期状態における値は、充電完了電圧に近い(満充電に近い)、高い値であるものとする。時間t=0の時点で、送電側コンデンサC1は充電されておらず端子間電圧VC1=0である。t=0で一次側駆動スイッチSW1をオン状態にすると、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。t=0のステップ入力により、最初はコンデンサC1への充電電流が流れ、その値はE/r1である。この時にコイルL1は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、L1への電流はゼロである。図1(b)に示すように、等価内部抵抗r1、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1、相互インダクタンスMで決まる時定数τ1で送電側コンデンサC1が充電され、端子間電圧VC1は増加する。時定数τ1は、主に送信側コンデンサC1の容量C1と等価内部抵抗r1の抵抗値C1の積C1・r1に関係したパラメータに依存する値となる。
In the first embodiment, it is assumed that the value of the charging voltage VCS of the
次第にC1の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがってL1の逆起電力は小さくなりL1への電流が流れ始める。それによってC1の両端の電圧は少し下がる。この時点で SW1を閉じる(t=t1)。このスイッチを閉じる時間t1は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって生じる逆起電力によって生じるSW1に加えられる電圧によってSW1が破壊しないような時間とする。t=t1で一次側駆動スイッチSW1をオフにすると、送電側コンデンサC1から送電コイルL1に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動しようとする。この時に送電側コイルL1に流れる電流によってL1の周囲に発生した磁界により、相互インダクタンスMで結合した受電側コイルL2に起電力が生じ電流が流れる。後に述べるように、この時に一次側側回路2と二次側回路3の特性が調和していれば、この伝送された電力によって最も効率よく受電側コンデンサC2が充電される。すなわち一次側回路2から二次側回路3へ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルL2に流れる電流によって受電側コイルL2の周囲に生じた磁界によってL1に起電力が生じる。もともとの電圧とこの起電力によって、送電側コイルL1の電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。
As the voltage of C1 gradually rises and the current becomes smaller, the back electromotive force of L1 becomes smaller and the current begins to flow to L1. This causes the voltage across C1 to drop slightly. At this point, SW1 is closed (t=t1). The closing time t1 of this switch should be such that SW1 is not destroyed by the voltage applied to SW1 caused by the back electromotive force generated by turning off the coil when the current starts to flow. When the primary side drive switch SW1 is turned off at t= t1 , current flows from the power transmission side capacitor C1 to the power transmission coil L1 , and full-scale discharge starts. The electric energy stored in the power transmission side capacitor C1 tries to move to the power transmission side coil L1 . At this time, due to the magnetic field generated around L1 due to the current flowing through the power transmission side coil L1 , an electromotive force is generated in the power reception side coil L2 coupled by the mutual inductance M, and current flows. As will be described later, if the characteristics of the
この瘤のように盛り上がりが発生するまでの時定数τ2は、主に送信側コンデンサC1の容量C1、送電側コイルL1のインダクタンスL1及び送電側コイルL1の寄生抵抗をRstr(L1)に、後述する式(4)に類似な関係で示されるパラメータに依存する値となる。ただし、送電側コイルL1のインダクタンスは、時間tに依存する値である受電側コイルL2のとの相互インダクタンスM=M(t)を考慮する必要がある。 The time constant τ 2 until this bump-like swelling occurs mainly depends on parameters expressed in a relationship similar to equation (4) described later, with R str (L 1 ) representing the capacitance C 1 of the transmission side capacitor C 1 , the inductance L 1 of the transmission side coil L 1 and the parasitic resistance of the transmission side coil L 1 . However, it is necessary to consider mutual inductance M=M(t) between the inductance of the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 , which is a value dependent on time t.
t=t2で一次側コンデンサの電圧は再び極大ピークとなり、この時に二次側のコンデンサの電圧は極小に近い値となる。このピークに合わせて一次側駆動スイッチSW1を再度オン状態にすると、再度、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。先ほどと同様に、最初はコンデンサC1への充電電流が流れ、その値は直流電源5の端子間電圧Eからt=t2おけるコンデンサC1の電圧を引いたものをr1で除した値である。この時にコイルL1は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、L1への電流はゼロである。次第にC1の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがってL1の逆起電力は小さくなりL1への電流が流れ始める。それによってC1の両端の電圧は少し下がる。この時点で SW1を閉じる(t=t3)。このスイッチを閉じる時間t3は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって送電コイルL1生じる逆起電力によってSW1に加えられる電圧によってSW1が破壊しないような時間とする。t=t3で一次側駆動スイッチSW1をオフした後は送電側コンデンサC1から送電コイルL1に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動しようとする。この時に送電側コイルL1に流れる電流によってL1の周囲に発生した磁界により、相互インダクタンスMで結合した受電側コイルL2に起電力が生じ電流が流れる。後に述べるように、この時に一次側側回路2と二次側回路3の特性が調和していれば、この伝送された電力によって最も効率よく受電側コンデンサC2が充電される。すなわち一次側回路2から二次側回路3へ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルL2に流れる電流によって受電側コイルL2の周囲に生じた磁界によってL1に起電力が生じる。もともとの電圧とこの起電力によって、送電側コイルL1の電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。
At t=t 2 , the voltage of the primary side capacitor becomes a maximum peak again, and at this time the voltage of the secondary side capacitor becomes a value close to a minimum value. When the primary side drive switch SW1 is turned on again in accordance with this peak, the inter-terminal voltage E of the
この結果、t=t3以降は、図1(b)の右側に示すように、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は減少し、再度負の値になる。送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値になると、送電側コイルL1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサC1に環流し始め、図1(b)の右端に示すように、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。ここまでの時間は、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1、相互インダクタンスMで決まる時定数τ2で決められる。図1(b)に示すように、一次側駆動スイッチSW1による直流電源5の端子間電圧Eのステップ入力と遮断により、端子間電圧VC1の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。
As a result, after t= t3 , as shown on the right side of FIG. 1(b), the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 decreases and becomes a negative value again. When the voltage VC 1 across the terminals of the power transmission side capacitor C 1 becomes a negative value, the electrical energy stored in the power transmission side coil L 1 begins to circulate to the power transmission side capacitor C 1 , and as shown in the right end of FIG. The time up to this point is determined by the time constant τ 2 determined by the capacitance C 1 of the power transmission side capacitor, the inductance L 1 of the power transmission side coil, and the mutual inductance M. As shown in FIG. 1(b), when the voltage E across the terminals of the
一次側回路2の回路特性に内在する時定数と二次側回路3の回路特性に内在する時定数とが調和したとき、一次側回路2の電気エネルギーが二次側回路3に最も効率よく伝送され、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。この一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる際の一次側回路2の端子間電圧VC1と、二次側回路3の端子間電圧VC2の過渡応答波形を図2(a)に示す。図2(a)では、図1(b)と同様に、一次側駆動スイッチSW1による直流電源5の端子間電圧Eのステップ入力と遮断により、端子間電圧VC1が瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示している。図2(a)に実線で示した過渡応答波形は、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値から増大を開始し、正の値になり、更に増大して、t=tiで一次側駆動スイッチSW1がオン状態に至る様子である。
When the time constant inherent in the circuit characteristics of the
このとき、図2(a)の左側に破線で示したように、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって、二次側回路3の受電側コンデンサC2が充電され、受電側コンデンサC2の端子間電圧をVC2がピーク値に到達した後、受電側コンデンサC2が放電を開始し、端子間電圧をVC2が減少を開始している。t=tiで一次側駆動スイッチSW1をオン状態にすると、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2はt=tiでは負の値にまで減少している。
At this time, as shown by the dashed line on the left side of FIG. 2(a), the power receiving side capacitor C2 of the
t=tiのステップ入力により、図2(a)の中央左側付近に示すように、等価内部抵抗r1、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1、相互インダクタンスMで決まる時定数τ1で一次側回路2の送電側コンデンサC1が充電され、端子間電圧VC1は増加する。図2(a)に示すように、一次側回路2の端子間電圧VC1はピーク値に到達した後、減少を開始する。t=ti+1で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、一次側回路2の送電側コンデンサC1は本格的な放電を開始し、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動する。二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は破線で示したようにt=tiからt=ti+1での間では負の値である。
Due to the step input at t= ti , the power transmission side capacitor C1 of the
t=ti+1以降は、図2(a)の中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1、相互インダクタンスMで決まる時定数τ2で送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は減少し負の値になり、送電側コンデンサC1に蓄積された電気エネルギーは送電側コイルL1に移る。送電側コイルL1に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路3の受電側コンデンサC2に蓄積される。
After t=t i+1 , as indicated by the solid line near the center of FIG. 2(a), the voltage VC1 across the terminals of the power transmission capacitor C1 decreases to a negative value due to the time constant τ2 determined by the capacitance C1 of the power transmission side capacitor, the inductance L1 of the power transmission side coil, and the mutual inductance M, and the electrical energy accumulated in the power transmission side capacitor C1 is transferred to the power transmission side coil L1 . The electrical energy stored in the power transmission side coil L1 is wirelessly transmitted to the power reception side coil L2 of the
この結果、t=ti+1以降において、図2(a)の中央付近に破線で示すように、二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は増大を開始する。二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2はピーク値に到達した後、減少を開始し、図2(a)の右側に破線で示すように負の値となる。本実施形態での条件として、負荷素子6の充電電圧VCSの初期状態における値は、充電完了電圧に近い(満充電に近い)、高い値であるため、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2がピーク値になった付近で負荷素子6の充電電圧VCSを超えるため、負荷素子6に電流が流れ、受電側コンデンサC2に蓄積された電気エネルギーは負荷素子6に移動し、負荷素子6である充電式電池が充電される。
As a result, after t=t i+1 , the terminal voltage VC2 of the receiving side capacitor C2 of the
t=ti+1以降は、図2(a)の中央の実線に示すように送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値の最小値に到達すると、送電側コイルL1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサC1に環流し始め、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。図2(a)の右側に破線で示すように、端子間電圧VC1が正の値になると、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は負の値になる。 After t = t i+1 , when the voltage VC 1 across the terminals of the power transmission side capacitor C 1 reaches the minimum negative value as indicated by the solid line in the center of FIG. As indicated by the dashed line on the right side of FIG. 2(a), when the terminal voltage VC1 takes a positive value, the terminal voltage VC2 of the receiving-side capacitor C2 takes a negative value.
送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が正の値で増大し、t=ti+2で一次側駆動スイッチSW1を再度オン状態にすると、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。t=ti+2のステップ入力により、図2(a)の右側の実線に示すように送電側コンデンサC1が充電され、端子間電圧VC1は増加する。図2(a)の実線に示すように、端子間電圧VC1はピーク値E0に到達した後、再度減少を開始する。t=ti+3で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、送電側コンデンサC1は再度放電を開始し、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動する。二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は破線で示したようにt=ti+2からt=ti+3での間では負の値である。
When the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 increases to a positive value and the primary side drive switch SW1 is turned on again at t=t i+2 , the voltage E across the terminals of the
送電側コイルL1に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路3の受電側コンデンサC2に蓄積される。図2(a)に示すように、一次側駆動スイッチSW1による端子間電圧Eのステップ入力と遮断により、一次側回路2の端子間電圧VC1の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。一方、二次側回路3の端子間電圧VC2の変化は、間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示すが、通常の交流理論における正弦波の波形ではない。図2(a)から分かるように「間引かれた三角波」とは、台形波の極性を逆にした波形とも解釈できる。いずれにせよ、一次側回路2の振動波形と二次側回路3の振動波形とは互いに対称性のある振動波形ではない。
The electrical energy stored in the power transmission side coil L1 is wirelessly transmitted to the power reception side coil L2 of the
図2(b)は図2(a)に示した端子間電圧VC1及び端子間電圧VC2の過渡応答波形に更に直流電源5の端子間電圧E、負荷素子6の端子間電圧VCS及び負荷素子6である充電式電池への充電電流ICを加えた過渡応答の実測波形である。t=tiで一次側駆動スイッチSW1をオン状態にして送電側コンデンサC1に電荷を蓄えたのち、t=ti+1で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、一次側回路2から二次側回路3への一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。一次側駆動スイッチSW1をオン状態にすると、直流電源5の等価内部抵抗r1が小さいので、図2(b)において太い実線で示した直流電源5の端子間電圧Eが一次側回路2の端子間電圧VC1に重畳する変化を示している。
FIG. 2(b) shows measured transient response waveforms obtained by adding the voltage E across the terminals of the DC power supply 5 , the voltage VCS across the terminals of the
図2(b)のt=ti+1以降の過渡応答に着目して説明する。図2(b)の中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は、t=ti+1以降において減少し負の値になる。送電側コンデンサC1に蓄積された電気エネルギーは送電側コイルL1に移り、送電側コイルL1に蓄積される。送電側コイルL1に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって二次側回路3の受電側コイルL2に伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2に伝送された電気エネルギーは、二次側回路3の受電側コンデンサC2に蓄積されるため、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は、図2(b)の中央付近に破線で示すように、t=ti+1以降において負の値から増大を始める。
Description will be made focusing on the transient response after t=t i+1 in FIG. 2(b). As indicated by the solid line near the center of FIG. 2(b), the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 decreases after t=t i+1 and becomes a negative value. The electric energy accumulated in the power transmission side capacitor C1 is transferred to the power transmission side coil L1 and accumulated in the power transmission side coil L1 . The electrical energy stored in the power transmission side coil L1 is transmitted to the power reception side coil L2 of the
二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は、中央の左側よりの破線で示したようにt=tiからt=ti+1での間では負の値である。受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は、t=ti+1の負の値から増大し、正の値になり更に増大し、ピーク値に到達した後、図2(b)の右側に破線で示すように、減少を開始する。端子間電圧VC2が減少すると、受電側コンデンサC2に蓄積された電気エネルギーは、図2(b)の右側に一点鎖線で示した充電電流ICとして負荷素子6に流れ、負荷素子6が充電される。一点鎖線で示した充電電流ICの増大とほぼ同期して、図2(b)の右側に点線で示した負荷素子6の端子間電圧VCSも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流ICの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流ICが減少してゼロになると、負荷素子6の端子間電圧VCSの減少は停止し、増大に転じ、負荷素子6の端子間電圧が定常値になる。Icに応じたVcsの変化は図1(a)に例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。
The terminal-to-terminal voltage VC2 of the power receiving capacitor C2 of the
t=ti+1以降において、図2(b)の中央の実線に示すように送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値の最小値に到達すると、送電側コイルL1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサC1に環流し始め、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。図2(b)の右側に破線で示すように、端子間電圧VC1が正の値になると、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は負の値になる。 After t = t i+1 , when the voltage VC 1 across the terminals of the power transmission side capacitor C 1 reaches the minimum negative value as shown by the solid line in the center of FIG. As indicated by the dashed line on the right side of FIG. 2(b), when the terminal voltage VC1 takes a positive value, the terminal voltage VC2 of the power receiving capacitor C2 takes a negative value.
送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が正の値で増大し、t=ti+2で一次側駆動スイッチSW1を再度オン状態にすると、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。t=ti+2のステップ入力により、図2(b)の右側の実線に示すように送電側コンデンサC1が充電され、端子間電圧VC1は増加する。前述したように、直流電源5の等価内部抵抗r1が小さいので、一次側駆動スイッチSW1をオン状態にすると、図2(b)の太い実線で示した直流電源5の端子間電圧Eは端子間電圧VC1に重畳する変化をする。図2(b)の右端の端子間電圧Eに重畳された実線に示されるように、端子間電圧VC1はピーク値に到達した後、再度減少を開始する。t=ti+3で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、送電側コンデンサC1は再度放電を開始し、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動する。二次側回路3の受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は破線で示したようにt=ti+2からt=ti+3での間では負の値である。
When the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 increases to a positive value and the primary side drive switch SW1 is turned on again at t=t i+2 , the voltage E across the terminals of the
t=ti以前の振る舞いも同様であり、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は、図2(b)の左側に破線で示すように、ピーク値に到達した後、減少を開始する。端子間電圧VC2が増加していきVcsを上回ると、受電側コンデンサC2に蓄積された電気エネルギーは、図2(b)の左側に一点鎖線で示した充電電流ICとして負荷素子6に流れ、負荷素子6が充電される。一点鎖線で示した充電電流ICの増大とほぼ同期して、図2(b)の左側に点線で示した負荷素子6の端子間電圧VCSも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流ICの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流ICが減少してゼロになると、負荷素子6の端子間電圧VCSの減少は停止し、増大に転じ、負荷素子6の端子間電圧が定常値になる。Icに応じたVcsの変化は図1(a)に例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。
The behavior before t=t i is similar, and the voltage VC2 across the terminals of the receiving side capacitor C2 starts decreasing after reaching a peak value, as indicated by the dashed line on the left side of FIG. 2(b). When the terminal voltage VC2 increases and exceeds Vcs, the electrical energy accumulated in the power receiving side capacitor C2 flows into the
そして、既に説明したt=ti+1で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、図2(b)の中央の実線に示すように送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値に向かって減少を開始する。このようにして、送電側コイルL1に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路3の受電側コンデンサC2に蓄積される。図2(b)に示すように、一次側駆動スイッチSW1による端子間電圧Eのステップ入力と遮断により、一次側回路2の端子間電圧VC1の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示し、二次側回路3の端子間電圧VC2は間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示す。
Then, when the primary side drive switch SW1 is turned off at t=t i+1 already described, the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 starts to decrease toward a negative value as indicated by the solid line in the center of FIG. 2(b). In this way, the electrical energy stored in the power transmission side coil L1 is wirelessly transmitted to the power reception side coil L2 of the
図3(a)は一次側回路2と二次側回路3との電磁的結合がない状態での、一次側回路2の単独回路としてのステップ応答を説明する回路図である。図3(a)において、直流電源の端子間電圧をE、送信側コンデンサC1の端子間電圧をVC1、送電側コイルL1を流れる電流を送電側コイル電流IL1とする。t=0msで一次側駆動スイッチSW1をオン状態にすると、直流電源5の端子間電圧Eがステップ入力される。t=0msのステップ入力により、図3(b)に示すように、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1で決まる時定数が送電側コンデンサC1が充電の立ち上がり波形Vriseを規定し、端子間電圧VC1は立ち上がり波形Vriseで増加する。同時に送電側コイル電流IL1も、図3(b)に示すように増加を開始する。
FIG. 3(a) is a circuit diagram for explaining the step response of the
図3(b)に示すように、端子間電圧VC1は立ち上がり波形Vriseで増加してt=0.075msでピーク値に到達した後、減少を開始する。端子間電圧VC1が減少を開始した後も、送電側コイル電流IL1が増加を継続し、送電側コンデンサC1の電気エネルギーが送電側コイルL1に移動し続けていることが分かる。t=0.15msで一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にすると、送電側コンデンサC1は本格的な放電を開始し、立ち下がり波形Vfallで急激に減少する。このとき送電側コイル電流IL1は増加を継続しており、t=0.17msで送電側コイル電流IL1のピーク値に到達するまで、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルL1に移動する。 As shown in FIG. 3B, the inter-terminal voltage VC1 increases with the rising waveform Vrise , reaches a peak value at t=0.075 ms, and then starts decreasing. It can be seen that the power transmission side coil current IL1 continues to increase even after the inter-terminal voltage VC1 starts decreasing, and the electric energy of the power transmission side capacitor C1 continues to move to the power transmission side coil L1 . When the primary-side drive switch SW1 is turned off at t=0.15 ms, the power-transmitting-side capacitor C1 starts full-scale discharge and sharply decreases with the falling waveform V fall . At this time, the power transmission side coil current IL1 continues to increase, and the electric energy stored in the power transmission side capacitor C1 moves to the power transmission side coil L1 until the power transmission side coil current IL1 reaches the peak value at t=0.17ms.
この結果、t=0.15ms以降は、図3(b)に示すように、送電側コンデンサの容量C1、送電側コイルのインダクタンスL1で決まる時定数で送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は減少し、t=0.17msで送電側コイル電流IL1のピーク値に到達したとき、端子間電圧VC1はゼロになる。そして、t=0.17ms以降は、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は負の値になる。送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が負の値になると、送電側コイル電流IL1の値が減少し始め、送電側コイルL1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサC1に環流し始める。そして、図3(b)に示すように、送電側コイル電流IL1の値がt=0.29msでゼロになったとき、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は環流電流により増大を開始する。送電側コイル電流IL1の値が、t=0.4msでゼ負の値の最小値になったとき、端子間電圧VC1はゼロになり、この後、端子間電圧VC1は正の値になり、更に増大する。 As a result, after t=0.15 ms, as shown in FIG. 3(b), the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 decreases with a time constant determined by the capacitance C1 of the power transmission side capacitor and the inductance L1 of the power transmission side coil. After t=0.17 ms, the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 becomes a negative value. When the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 becomes a negative value, the value of the power transmission side coil current IL1 begins to decrease, and the electrical energy stored in the power transmission side coil L1 begins to circulate to the power transmission side capacitor C1 . Then, as shown in FIG. 3(b), when the value of the power transmission side coil current IL1 becomes zero at t=0.29 ms, the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 starts to increase due to the circulating current. When the value of the transmitting side coil current IL1 reaches the minimum negative value at t=0.4 ms, the terminal voltage VC1 becomes zero, after which the terminal voltage VC1 becomes a positive value and further increases.
図3(a)に示す回路は、t=0.15msで一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にした後、一次側駆動スイッチSW1を再度オン状態にすることはない。つまり、図3(a)に示す回路の場合は、図3(b)の右側に斜線で示した領域において自由振動をするので、通常の正弦波の交流理論で処理できる。しかしながら、図1(a)に示す回路では一次側駆動スイッチSW1が周期的にオン/オフを繰り返す強制的なステップ応答の駆動をするので、図3(b)の斜線で示した自由振動の領域は、第1の実施形態に係る電力伝送装置の対象外である。強制的なステップ応答の場合、図1(b)~図2(b)に示したように、一次側回路2の端子間電圧VC1は瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。又、二次側回路3の端子間電圧VC2は間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示す。
The circuit shown in FIG. 3(a) does not turn on the primary drive switch SW1 again after turning off the primary drive switch SW1 at t=0.15 ms. In other words, in the case of the circuit shown in FIG. 3(a), since free vibration occurs in the shaded region on the right side of FIG. However, in the circuit shown in FIG. 1(a), the primary-side drive switch SW1 performs forced step-response driving that periodically repeats ON/OFF. Therefore, the region of free vibration indicated by hatching in FIG. 3(b) is out of the scope of the power transmission device according to the first embodiment. In the forced step response, as shown in FIGS. 1(b) and 2(b), the voltage VC 1 across the terminals of the
即ち、第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、通常の交流理論での正弦波に依拠した共振ではなく、一次側回路2の回路特性に内在する時定数と二次側回路3の回路特性に内在する時定数とが調和したとき、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって、一次側回路2の電気エネルギーが、効率よく二次側回路3に伝送される。一次側回路2の回路特性に内在する時定数と二次側回路3の回路特性に内在する時定数とを調和させるためには、送電側コンデンサC1と送電側コイルL1の積、と受電側コンデンサC2と受電側コイルL2の積を同じにすることを基本とし、送電側、受電側の寄生抵抗、浮遊容量などを加味したそれぞれの時定数を一致もしくは整数倍にして調和させなければならない。最も簡単な方法は、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量を、コンデンサの寄生抵抗を含めて等しくし、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスをコイルの寄生抵抗を含めて等しくすることである。なお、コイル及びコンデンサに寄生抵抗が存在する場合は、後述するように、コイルのインダクタンスLとコンデンサの容量Cが式(19)を満たすとき、伝送効率が最大となることにも留意すべきである。
That is, in the power transmission device according to the first embodiment, when the time constant inherent in the circuit characteristics of the
図1(a)に示した一次側駆動スイッチSW1として、電磁接触器等の機械的なスイッチング素子の他、より好ましい態様として、より高速スイッチングが可能な電力用半導体スイッチング素子が用いられる。電力用半導体スイッチング素子としては、電界効果トランジスタ(FET)、静電誘導トランジスタ(SIT)、バイポーラトランジスタ(BJT)の他、ゲートターンオフサイリスタ(GTO)、静電誘導サイリスタ(SIサイリスタ)等のサイリスタが好適である。特に、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ(MISFET)、絶縁ゲート型静電誘導トランジスタ(MISSIT)、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、MOS制御SIサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子は、消費電力が小さくなり好適である。市場での入手可能性と電力用半導体スイッチング素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、MISFETの類型であるMOS型電界効果トランジスタ(MOSFET)を図4(a)に示す回路のように採用することが可能である。 As the primary side drive switch SW1 shown in FIG. 1(a), in addition to a mechanical switching element such as an electromagnetic contactor, as a more preferable embodiment, a power semiconductor switching element capable of high-speed switching is used. As power semiconductor switching elements, thyristors such as field effect transistors (FET), static induction transistors (SIT), bipolar transistors (BJT), gate turn-off thyristors (GTO) and static induction thyristors (SI thyristors) are suitable. In particular, voltage-driven switching elements such as an insulated gate field effect transistor (MISFET), an insulated gate static induction transistor (MISSIT), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), and a MOS-controlled SI thyristor are preferable due to their low power consumption. Based on availability in the market and evaluation of the internal resistance of semiconductor switching elements for electric power, it is currently possible to adopt a MOS field effect transistor (MOSFET), which is a type of MISFET, as shown in the circuit shown in FIG. 4(a).
EVの車載用の充電式電池を負荷素子6とするような電力伝送装置においては大電流が流れることによるジュール熱の発生が大きく、数百ワット以上の発熱が伴うことになり、電力伝送装置が暖房装置(ヒーター)になってしまう。第1の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチSW1として用いる電力用半導体スイッチング素子は1個のみで良いので、銅のブロック等のヒートシンクで覆い熱伝導性を上げ、発熱による素子の破壊を防ぐ構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。送電側コイルL1及び受電側コイルL2の浮遊抵抗(寄生抵抗)による発熱も大きいので、送電側コイルL1及び受電側コイルL2を空冷、水冷する等の対策が好ましい。
In a power transmission device that uses a rechargeable battery for an EV as a
EVの車載用等の大電力用電力伝送装置におけるジュール熱の発生を押さえる一つの方法は、一次側回路2の電圧を高め、送電側コイルL1と受電側コイルL2の巻線比で二次側回路3の電圧を負荷素子6の最適電圧に設定することである。一次側駆動スイッチSW1として電力用半導体スイッチング素子を採用する場合には、電力用半導体スイッチング素子をオン/オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路2の電圧を高める回路設計は容易である。
One method of suppressing the generation of Joule heat in a high-power power transmission device such as an EV in-vehicle is to increase the voltage of the
このように、第1の実施形態に係る電力伝送装置によれば、一次側駆動スイッチSW1が1個のみの単純設計であるので、一次側回路2の電圧を高めて一次側回路2側のジュール熱の発生による電力損失を最小限に抑制する設計が容易である。ジュール熱発生によるエネルギー損失も少なくできるので第1の実施形態に係る電力伝送装置によれば、EVの車載用等の大電力用電力伝送の場合における電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率が高くなり、人類のエネルギー問題の解消に寄与できる。
As described above, according to the power transmission device according to the first embodiment, since the primary side drive switch SW1 is a simple design with only one piece, it is easy to increase the voltage of the
図4(a)に示す実装回路においては、送電側コイルL1からの環流電流を考慮し第1の還流ダイオード(フリーホイルダイオード)FWD1が、第1の半導体スイッチング素子Q1としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、保護素子として並列接続されている。又、送電側コイルL1からの環流電流が直流電源5に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードD1が直流電源5と第1の半導体スイッチング素子Q1の間に直列接続されている。図4(a)に示す実装回路では負荷素子6の等価インピーダンスXLeqを充電容量Csで近似して表現している。
In the mounting circuit shown in FIG. 4(a), considering the circulating current from the power transmission side coil L1 , the first free wheel diode (freewheel diode) FWD1 is connected in parallel as a protective element between the source and drain of the MOSFET as the first semiconductor switching element Q1. In order to prevent the circulating current from the power transmitting coil L1 from circulating to the
通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論では、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の相互インダクタンスMは、結合係数KACを用いて:
M=KAC(L1・L2)1/2 ……(1)
と示すことができる。そして送電側コンデンサC1と送電側コイルL1との直列回路と、受電側コンデンサC2と受電側コイルL2の直列回路との相互誘導は、相互インダクタンスMを用いると、以下の結合方程式
L1di1/dt+(1/C1)∫i1dt+Mdi2/dt=0 …(2)
L2di1/dt+(1/C2)∫i2dt+Mdi1/dt=0 …(3)
によって表される。式(2)及び(3)において、∫は積分記号である。即ち、図4(a)に示す実装回路は、通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論によれば、相互インダクタンスMのコイルを用いて図4(b)のように表現できる。
In ac theory, which relies on normal steady-state sinusoidal waves, the mutual inductance M between the sending coil L 1 and the receiving coil L 2 is given by the coupling coefficient K AC :
M=K AC ( L1・L2 ) 1/2 (1)
can be shown. Then, the mutual induction between the series circuit of the power transmission side capacitor C1 and the power transmission side coil L1 and the series circuit of the power reception side capacitor C2 and the power reception side coil L2 is expressed by the following coupling equation using the mutual inductance M
L1di1 /dt+(1/ C1 ) ∫i1dt + Mdi2 / dt=0 (2)
L2di1 /dt+(1/ C2 ) ∫i2dt + Mdi1 / dt=0 (3)
represented by In equations (2) and (3), ∫ is the integral symbol. That is, the mounting circuit shown in FIG. 4A can be expressed as shown in FIG.
ただし、第1の実施形態に係る電力伝送装置は、正弦波の交流理論に依拠しない過渡応答の伝送技術であるので、図4(b)の等価回路の表現は近似的な物理モデルを考える上での模式図に過ぎない。時間変化のある場合のマックスウェルの方程式は、時間変化が正弦波に依拠する場合は解析的に解くことが可能である。しかし、図1(b)~図2(b)に示したように鋸波状の時間変化がある場合は、マックスウェルの方程式を解析的に解くことは極めて難しい。よって、交流理論で用いられる相互インダクタンスMは、本発明においては、tを時間とする関数M(t)で表現される時間依存性のあるパラメータであり、図4(b)の等価回路の表現には注意が必要である。 However, since the power transmission device according to the first embodiment is a transient response transmission technology that does not rely on the sine wave AC theory, the representation of the equivalent circuit in FIG. 4B is merely a schematic diagram for considering an approximate physical model. Maxwell's equations in the time-varying case can be solved analytically when the time-varying relies on a sine wave. However, when there is a sawtooth-like time change as shown in FIGS. 1(b) to 2(b), it is extremely difficult to analytically solve Maxwell's equations. Therefore, the mutual inductance M used in AC theory is a time-dependent parameter represented by a function M(t) with t as time in the present invention, and attention must be paid to the expression of the equivalent circuit in FIG. 4(b).
図5は、図4(a)に示す実装回路に第1の半導体スイッチング素子Q1の一例として用いているnMOSFETの大信号用等価回路を示す。図5(a)に示すように、一般的なnMOSFETはp型基板71にn+型のソース領域72とn+型のドレイン領域73をチャネル領域となるp型基板71の表面を挟んで対向させている。ソース領域72とドレイン領域73のチャネル領域の上には厚さTOXのゲート酸化膜81を介してゲート電極84が設けられている。ソース領域72の上にはソース電極82が、ドレイン領域73の上にはドレイン電極83がそれぞれオーミック接触している。
FIG. 5 shows a large-signal equivalent circuit of an nMOSFET used as an example of the first semiconductor switching element Q1 in the mounting circuit shown in FIG. 4(a). As shown in FIG. 5(a), a general nMOSFET has a p-
図5(a)に示すように、一般的なnMOSFETではゲート電極84とソース領域72の間にはゲート・ソース間容量CGSが、ゲート電極84とドレイン領域73の間にはゲート・ドレイン間容量CGDが、ゲート電極84と基板71の間にはゲート・基板間容量CGBが存在する。更に、ソース領域72と基板71の間にはソース・基板間容量CBSが、ドレイン領域73と基板71の間にはドレイン・基板間容量CBDが存在する。図5(b)に示す等価回路では、ドレイン電極とチャネル領域の間に直列接続されるドレイン抵抗RDと、ソース電極とチャネル領域の間に直列接続されるソース抵抗RSとが、チャネル領域に設けられた電流IDSの定電流源に直列接続された構成が示されている。
As shown in FIG. 5(a), a general nMOSFET has a gate-source capacitance CGS between the
図4に示した第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、第1の半導体スイッチング素子Q1のオン抵抗となる図5に示したMOSFETのドレイン抵抗RDとソース抵抗RSが重要な意味を持ち、第1の半導体スイッチング素子Q1にはオン抵抗の小さな素子を選ぶ必要がある。したがって、図4(a)に示す実装回路において、直流電源5の等価内部抵抗r1に第1の半導体スイッチング素子Q1のオン抵抗を含ませて、一次側回路2の回路特性に内在する時定数を決定する必要がある。
In the power transmission device according to the first embodiment shown in FIG. 4, the drain resistance R D and the source resistance R S of the MOSFET shown in FIG. 5, which serve as the on-resistance of the first semiconductor switching element Q1, have an important meaning, and it is necessary to select an element with a small on-resistance for the first semiconductor switching element Q1. Therefore, in the implementation circuit shown in FIG. 4(a), it is necessary to include the on-resistance of the first semiconductor switching element Q1 in the equivalent internal resistance r1 of the
図1(b)のt=t1で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にした場合、一次側回路2はRLC直列回路になる。交流理論によれば、送電側コイルL1の寄生抵抗をRstr(L1)とすると、RLC直列回路の減衰係数ζ1は、
ζ1=(Rstr(L1)/2)(C1/L1)1/2 ……(4)
と表される。しかし、送電側コイルL1のインダクタンスは、実際には図4(b)に示した相互インダクタンスM=M(t)を考慮する必要があるが、相互インダクタンスM=M(t)を解析的に説明するのは困難である。
When the primary side drive switch SW1 is turned off at t= t1 in FIG. 1(b), the
ζ 1 = (R str (L 1 )/2) (C 1 /L 1 ) 1/2 (4)
is represented. However, although it is necessary to consider the mutual inductance M=M(t) shown in FIG. 4(b) for the inductance of the power transmission side coil L1 , it is difficult to analytically explain the mutual inductance M=M(t).
このときの二次側回路3の負荷側の負荷側ダイオードD2と負荷素子6等を無視すれば、RLC直列回路と見なすことができる。負荷側ダイオードD2と負荷素子6等を無視して交流理論を採用すれば、受電側コイルL2の寄生抵抗をRstr(L2)として、二次側回路3の減衰係数ζ2は、
ζ2=(Rstr(L2)/2)(C2/L2)1/2 ……(5)
と表される。(5)式においても、受電側コイルL2のインダクタンスは、図4(b)に示した相互インダクタンスM=M(t)を考慮する必要がある。
Ignoring the load diode D2 on the load side of the
ζ 2 = (R str (L 2 )/2) (C 2 /L 2 ) 1/2 (5)
is represented. In equation (5) as well, the inductance of the power receiving side coil L2 must take into consideration the mutual inductance M=M(t) shown in FIG. 4(b).
図1(b)のt=t1で一次側駆動スイッチSW1をオフ状態で構成されるRLC直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、
fo1=(1/2π)(C1・L1)-1/2 ……(6)
と近似できる。上述したとおり、(6)式において、実際には、受電側コイルL1のインダクタンスとして、図4(b)に示した相互インダクタンスM=M(t)を考慮する必要があることに留意が必要である。同様に、二次側回路3の負荷側の負荷側ダイオードD2と負荷素子6等を無視した場合のRLC直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、
fo2=(1/2π)(C2・L2)-1/2 ……(7)
と近似できる。(7)式においても、受電側コイルL2のインダクタンスは、図4(b)に示した相互インダクタンスM=M(t)を考慮する必要がある。
According to AC theory, the resonance frequency of the RLC series circuit configured with the primary-side drive switch SW1 turned off at t= t1 in FIG.
f o1 = (1/2π) (C 1 L 1 ) - 1/2 (6)
can be approximated as As described above, it should be noted that in equation (6), it is actually necessary to consider the mutual inductance M=M(t) shown in FIG. 4(b) as the inductance of the power receiving side coil L1 . Similarly, according to AC theory, the resonance frequency of the RLC series circuit when the load diode D2 on the load side of the
f o2 =(1/2π)( C2 · L2 ) -1/2 (7)
can be approximated as In equation (7) as well, it is necessary to consider the mutual inductance M=M(t) shown in FIG. 4(b) for the inductance of the power receiving side coil L2 .
第1の実施形態に係る電力伝送装置の送電側コイルL1と受電側コイルL2は、例えば図6(a)~図7(c)に示したような、渦巻き状平面コイルとすることができる。一次側回路2と二次側回路3は、交流理論が成立する定常状態では、図4(b)に示したように、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間が等価結合係数K、相互インダクタンスMで磁気的に結合された回路で近似することが可能である。ここで「等価結合係数K」は、交流理論から導かれる結合係数KACと等価な、過渡応答時に定義される非定常状態における擬結合係数であり、厳密には時間に依存するパラメータである。よって、一次側回路2の回路特性に内在する時定数と二次側回路3の回路特性に内在する時定数との一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送においても、交流理論の結合係数KACと同様な「磁気的結合度」で評価することができる。
The power transmitting side coil L 1 and the power receiving side coil L 2 of the power transmission device according to the first embodiment can be, for example, spiral planar coils as shown in FIGS. 6(a) to 7(c). The
図6(a)~図7(c)は、図4(a)の送電側コイルL1と受電側コイルL2の構造を具体化して示した模式図である。第1の実施形態に係る電力伝送装置では、例えば、導体断面積16mm2の配線用ケーブルをそれぞれ9巻して直径約30Cm程度の渦巻き状平面コイルとしている。この直径約30Cm程度の2つの渦巻き状平面コイルを、間隔dのギャップを設けて、非接触で互いに平行に対抗させて配置する。一次側回路2から二次側回路3への一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の効率は、交流理論で定義される結合係数KACと同様な磁気的結合度の値に依存する。磁気的結合度は、2つの渦巻き状平面コイルの間隔dによって異なり、2つの渦巻き状平面コイの間隔dを制御する必要がある。
FIGS. 6(a) to 7(c) are schematic diagrams specifically showing the structures of the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 of FIG. 4(a). In the power transmission device according to the first embodiment, for example, a wiring cable having a conductor cross-sectional area of 16 mm 2 is wound nine times to form a spiral planar coil having a diameter of approximately 30 cm. These two spiral planar coils with a diameter of about 30 cm are arranged in parallel and in a non-contact manner with a gap of d in between. The efficiency of characteristic harmonic transmission between the
磁気的結合度は、2つの渦巻き状平面コイルの位置関係を機械的に調整する、2つの渦巻き状平面コイルの間に磁性体を挿入する、若しくは2つの渦巻き状平面コイルの周辺に磁性体を配置する、2つの渦巻き状平面コイルの間に働く吸引力若しくは反発力を利用してあらかじめ形作られたカップリングにアタッチする等によって調整することができる。 The degree of magnetic coupling can be adjusted by mechanically adjusting the positional relationship between the two spiral planar coils, inserting a magnetic material between the two spiral planar coils, arranging a magnetic material around the two spiral planar coils, or attaching a preformed coupling using the attraction or repulsion acting between the two spiral planar coils.
第4の実施形態等で説明するが、交流理論の結合係数KAC=0.6にほぼ近似できる等価結合係数Kとなる送電側コイルL1と受電側コイルL2の相互関係のときが、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送には好適である。導体断面積16mm2の配線用ケーブルをそれぞれ9巻した渦巻き状平面コイルの場合、等価結合係数K=0.6を実現するためには、間隔dは、0Cm~2.0Cm程度が必要になる。一方、交流理論の結合係数KAC=0.1にほぼ近似できる等価結合係数Kとなる条件の送電側コイルL1と受電側コイルL2の相互関係を実現するためには、間隔dは10Cm程度である。図6(b)に送電側コイルL1と受電側コイルL2を誇張(拡大)して模式的に示すように、EVの車載用の充電式電池である負荷素子6を第1の実施形態に係る電力伝送装置を用いて充電するためには、後輪の車止め33を磁気的結合度制御機構として用いて送電側コイルL1と受電側コイルL2の間隔dを10Cm程度に制御し、効率のよい無接触給電をすることができる。
As will be described in the fourth embodiment and the like, the mutual relationship between the power transmitting side coil L 1 and the power receiving side coil L 2 that has an equivalent coupling coefficient K that can be approximately approximated to the coupling coefficient K AC = 0.6 in AC theory is suitable for characteristic harmonic transmission between the
送電側コイルL1と受電側コイルL2の間隔dを制御する磁気的結合度制御機構として、図7(a)に示すように、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間に厚さd0のスペーサ32を挟めば、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間隔d=d0に制御できる。なお、一次側回路2から二次側回路3への一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の効率に重要な磁気的結合度の値に対応する送電側コイルL1と受電側コイルL2の相互関係は、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間隔d以外のパラメータによっても磁気的結合度制御機構を構成することが可能である。
As a magnetic coupling degree control mechanism for controlling the distance d between the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 , as shown in FIG. 7A, by inserting a spacer 32 having a thickness of d0 between the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 , the distance d between the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 can be controlled to be d= d0 . Note that the interrelationship between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 , which corresponds to the value of the degree of magnetic coupling that is important for the efficiency of the characteristic harmonic transmission between the
例えば、図7(b)に示すように送電側コイルL1と受電側コイルL2の間に透磁率μrのフェライト等の磁性体板31Cを挿入して磁気的結合度制御機構を構成しもよい。磁性体板31Cの上下方向における挿入位置、若しくは磁性体板31Cの挿入面積によって、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の磁気的結合度の値は制御できる。磁性体板31Cは、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間ではなく、図7(c)に示すように、磁性体板31bを送電側コイルL1の裏側に挿入しても構わない。磁性体板31bの上下方向における挿入位置、若しくは送電側コイルL1の面積に対する磁性体板31bの挿入面積の比によって、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の磁気的結合度の値は制御できる。図示を省略しているが、磁性体板を受電側コイルL2の裏側に挿入しても同様に、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の磁気的結合度の値を制御できることは、勿論である。 For example, as shown in FIG. 7B, a magnetic coupling degree control mechanism may be configured by inserting a magnetic plate 31C such as ferrite having a magnetic permeability μ r between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 . The degree of magnetic coupling between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 can be controlled by the vertical insertion position of the magnetic plate 31C or the insertion area of the magnetic plate 31C. The magnetic plate 31C may be inserted not between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 but on the back side of the power transmission side coil L 1 as shown in FIG. 7(c). The degree of magnetic coupling between the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 can be controlled by the insertion position of the magnetic plate 31b in the vertical direction or the ratio of the insertion area of the magnetic plate 31b to the area of the power transmission side coil L1. Although illustration is omitted, it goes without saying that the value of the degree of magnetic coupling between the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 can be similarly controlled by inserting a magnetic plate behind the power reception side coil L2 .
具体的に図7(b)に示した磁性体板31Cの上下方向における挿入位置や図7(c)に示した磁性体板31bの上下方向における挿入位置を制御するには、図8(a)に示すような光学的な測距ユニット41を、送電側コイルL1が設けられている給電装置側に設けてもよい。測距ユニット41は発光部411と受光部412を備えた磁気的結合度制御機構を用意すればよい。受光部412が光飛行時間型(TOF型)の測距素子dであれば、発光部411から、パルス発光がなされる。パルス発光は、例えば、近赤外LD(レーザダイオード)や近赤外LEDが用いられる。受電側コイルL2やEVの後部から反射したパルス光が、レンズやBPF(バンドパスフィルタ)などを通して受光部412に照射される。測距ユニット41はレーザ干渉計等の構成でも構わない。
Specifically, in order to control the insertion position in the vertical direction of the magnetic plate 31C shown in FIG. 7B and the insertion position in the vertical direction of the magnetic plate 31b shown in FIG. 7C, an optical distance measuring unit 41 as shown in FIG. The
測距ユニット41の受光部412は、図8(a)に示した論理演算制御部42の距離演算部421が接続されている。受光部412の出力は、図示を省略した出力バッファやインターフェイスを介して、磁気的結合度制御機構を構成する距離演算部421に入力され、距離演算部421において、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の距離測定に必要な演算処理が実施される。論理演算制御部42には論理演算制御部42における磁気的結合度の値の計算等の論理演算に必要なデータや所望の等価結合係数(擬結合係数)を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータが格納されたデータ記憶装置45が接続されている。なお、図示を省略しているが、論理演算制御部42には論理演算制御部42の動作を命令するプログラムを記憶したプログラム記憶装置等が接続されていてもよい。
The
距離演算部421が計算した送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の距離のデータは、論理演算制御部42の結合係数計算部422に送信される。結合係数計算部422は、距離演算部421が計算した送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の距離のデータから、現在の送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の磁気的結合度の値を求める。結合係数計算部422は更に、データ記憶装置45に格納された、所望の等価結合係数を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータから、磁性体板の移動距離を算出し、結合係数調整駆動装置43に出力する。図8(a)に示した磁気的結合度制御機構の結合係数調整駆動装置43は結合係数計算部422から送られた磁性体板の移動距離のデータから、図7(b)に示した磁性体板31Cの上下方向における挿入位置や図7(c)に示した磁性体板31bの上下方向における挿入位置を所望の位置になるように駆動制御する。結合係数調整駆動装置43にはステップモータ等、周知の位置制御機構を採用可能である。このようにして、測距ユニット41の出力から、磁性体板31Cや磁性体板31bの上下方向における挿入位置を所望の位置になるようにフィードバック制御することができる。
The data of the distance between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 calculated by the
図8(a)に示す論理演算制御部42を含む磁気的結合度制御機構のコンピュータシステムにおいて、データ記憶装置45は、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。又、キャッシュメモリは1次キャッシュメモリと2次キャッシュメモリの組み合わせとしてもよく、更に3次キャッシュメモリを備えるヒエラルキーを有しても構わない。図8(a)に示した論理演算制御部42は、マイクロチップとして実装されたマイクロプロセッサ(MPU)等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、磁気的結合度制御機構のコンピュータシステムを構成する論理演算制御部42として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したデジタルシグナルプロセッサ(DSP)や、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイクロコントローラ(マイコン)等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインCPUを論理演算制御部42に用いてもよい。
In the computer system of the magnetic coupling degree control mechanism including the logical
図9は、図4(a)に示した実装回路の動作をタイミング毎に分けて時系列で示す図である。図9(a)に示すように、一次側駆動スイッチSW1としての第1の半導体スイッチング素子Q1をオン状態にしたタイミングでは、先ず送電側コンデンサC1に電荷が蓄えられる。図9(a)に示すように、このときの第1の半導体スイッチング素子Q1の内部抵抗ron1である。図9(a)のタイミングにおいて、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が増大し始めると、送電側コンデンサC1に蓄積された電気エネルギーの一部は送電側コイル電流IL1として送電側コイルL1に移り、送電側コイルL1に蓄積される。送電側コイルL1の電気エネルギーは、僅かであるが、二次側回路3の受電側コイルL2に伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流IL2として二次側回路3の受電側コンデンサC2の充電に費やされる。しかし、図9(a)のタイミングでは受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は負の値である。
FIG. 9 is a diagram showing the operation of the mounted circuit shown in FIG. As shown in FIG. 9A, at the timing when the first semiconductor switching element Q1 as the primary side drive switch SW1 is turned on, electric charge is first stored in the power transmission side capacitor C1 . As shown in FIG. 9A, the internal resistance r on1 of the first semiconductor switching element Q1 at this time. At the timing of FIG. 9(a), when the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 starts to increase, part of the electric energy accumulated in the power transmission side capacitor C1 is transferred to the power transmission side coil L1 as the power transmission side coil current IL1 and accumulated in the power transmission side coil L1 . The electrical energy of the power transmission side coil L 1 is transmitted to the power reception side coil L 2 of the
次に、図9(b)に示すタイミングで、一次側駆動スイッチSW1としての第1の半導体スイッチング素子Q1を遮断状態(オフ状態)にすると、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が減少し始め、送電側コンデンサC1に蓄積された電気エネルギーは送電側コイル電流IL1として送電側コイルL1に移り、送電側コイルL1に蓄積される。送電側コイルL1に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路2と二次側回路3との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって二次側回路3の受電側コイルL2にワイヤレス伝送される。二次側回路3の受電側コイルL2に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流IL2として二次側回路3の受電側コンデンサC2に蓄積される。図9(b)のタイミングでは受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2は正の値になる。受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2はピーク値に到達した後、減少を開始する。
Next, at the timing shown in FIG. 9B, when the first semiconductor switching element Q1 as the primary drive switch SW1 is turned off (OFF state), the voltage VC1 across the terminals of the power transmission side capacitor C1 begins to decrease, and the electric energy accumulated in the power transmission side capacitor C1 is transferred to the power transmission side coil L1 as the power transmission side coil current IL1 , and accumulated in the power transmission side coil L1 . The electrical energy stored in the power transmission side coil L1 is wirelessly transmitted to the power reception side coil L2 of the
端子間電圧VC2が減少すると、受電側コンデンサC2に蓄積された電気エネルギーは、図9(b)に示すように、充電電流ICSとして負荷素子6に流れ、負荷素子6が充電される。しかしながら、端子間電圧VC2の減少に伴い、受電側コンデンサC2に蓄積された電気エネルギーの一部は、図9(b)に示すように、受電側コイルL2に受電側コイル電流IL2として環流し、受電側コイルL2にも電気的エネルギーが蓄積される。受電側コイルL2に蓄積された電気エネルギーは、図9(c)に示すように、二次側回路3と一次側回路2との間の一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって一次側回路2の送電側コイルL1に環流される。
When the terminal voltage VC2 decreases, the electric energy accumulated in the power receiving capacitor C2 flows into the
図9(c)に示すように、送電側コイルL1に環流された送電側コイル電流IL1によって、送電側コイルL1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサC1に環流し始め、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は環流電流により増大を開始する。したがって、図9(c)に示すように、送電側コイルL1に環流された送電側コイル電流IL1を測定する電流計461、及び端子間電圧VC1を測定する電圧計462を、一次側回路2に設けておけば、二次側回路3から環流した電気エネルギーの大きさが測定できる。即ち、一次側回路2に設けた電流計461と電圧計462によって、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって、一次側回路2から二次側回路3に伝送されるワイヤレス伝送の効率が測定できる。
As shown in FIG. 9(c), the electric energy stored in the power transmission side coil L1 begins to circulate to the power transmission side capacitor C1 due to the power transmission side coil current IL1 circulated to the power transmission side coil L1 , and the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 starts to increase due to the circulating current. Therefore, as shown in FIG. 9(c), if an
このため、図7(b)に示した磁性体板31Cの上下方向における挿入位置や図7(c)に示した磁性体板31bの上下方向における挿入位置を制御する磁気的結合度制御機構を構成するには、図8(b)に示すような伝送効率測定ユニット46を、送電側コイルL1が設けられている給電装置側に設けてもよい。伝送効率測定ユニット46は、図9(c)に示したように、一次側回路2に設けた電流計461と電圧計462である。
Therefore, in order to configure a magnetic coupling degree control mechanism that controls the insertion position in the vertical direction of the magnetic plate 31C shown in FIG. 7B and the insertion position in the vertical direction of the magnetic plate 31b shown in FIG. 7C, a transmission efficiency measurement unit 46 as shown in FIG. The transmission
図9(c)に示した電流計461と電圧計462は、図8(b)に示した磁気的結合度制御機構を構成する論理演算制御部47の伝送効率演算部471が接続されている。電流計461と電圧計462の出力は、図示を省略した出力バッファやインターフェイスを介して伝送効率演算部471に入力され、伝送効率演算部471において、送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の伝送効率測定に必要な演算処理が実施される。論理演算制御部47には論理演算制御部47における伝送効率の演算等の論理演算に必要なデータや所望の伝送効率を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータが格納されたデータ記憶装置45が接続されている。なお、図示を省略しているが、論理演算制御部47には論理演算制御部47の動作を命令するプログラムを記憶したプログラム記憶装置等が接続されていてもよい。
The
伝送効率演算部471が計算した送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の伝送効率のデータは、磁気的結合度制御機構を構成する論理演算制御部47の結合係数計算部472に送信される。結合係数計算部472は、伝送効率演算部471が計算した送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の伝送効率のデータから、現在の送電側コイルL1と受電側コイルL2の間の磁気的結合度の値を求める。結合係数計算部472は更に、データ記憶装置45に格納された、所望の伝送効率を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータから、磁性体板の移動距離を算出し、結合係数調整駆動装置43に出力する。結合係数調整駆動装置43は結合係数計算部472から送られた磁性体板の移動による伝送効率の変化のデータから、図7(b)に示した磁性体板31Cの上下方向における挿入位置や図7(c)に示した磁性体板31bの上下方向における挿入位置を所望の位置になるように駆動制御する。結合係数調整駆動装置43にはステップモータ等、周知の位置制御機構を採用可能である。このようにして、図8(b)に示した磁気的結合度制御機構は伝送効率測定ユニット46の出力から、磁性体板31Cや磁性体板31bの上下方向における挿入位置を所望の位置になるようにフィードバック制御することができる。
The data of the transmission efficiency between the power transmission side coil L 1 and the power reception side coil L 2 calculated by the transmission
図8(a)で説明したのと同様に、図8(b)に示す磁気的結合度制御機構の一部をなすデータ記憶装置45は、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。図8(b)に示した論理演算制御部47は、マイクロチップとして実装されたMPU等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、コンピュータシステムを構成する論理演算制御部47として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したDSPや、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイコン等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインCPUを論理演算制御部47に用いてもよい。
As described in FIG. 8(a), the
従来知られている「共振」とは、一次側回路2の正弦波の振動が、自由振動している二次側回路3に伝達され、二次側回路3が一次側回路2と同じ周波数で振動する概念である。本発明の第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路2の自由振動を制限し、一次側回路2における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる一次側駆動スイッチSW1を備えているので、非正弦波である鋸波状の過渡応答特性を、本発明者らが初めて提案した「特性調和伝送」という概念によって、二次側回路3に伝達することが可能である。非正弦波である鋸波状の過渡応答特性を用いることにより、従来のように一次側回路2の側に正弦波の振動を生成する複雑で高価な交流電源回路が不要となる。
Conventionally known “resonance” is a concept in which sinusoidal vibration of the
既に述べたとおり、第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路2に内在する時定数と二次側回路3に内在する時定数とを調和させて一次側回路2の電気エネルギーを二次側回路3に伝送する。この一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送は、例えば、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量を、コンデンサの寄生抵抗を含めて等しくし、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスをコイルの寄生抵抗を含めて等しくすればよい。よって、例えば一次側駆動スイッチSW1のオン/オフの繰り返し周期を500~600μsとするのであれば、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量を、例えば400μF~600μFの範囲で互いに同一とし、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスを、例えば5μH~20μHの範囲で互いに同一とすればよい。
As already described, in the power transmission device according to the first embodiment, the time constant inherent in the
図1(b)及び図2に示したような鋸波状の過渡応答波形には複数の瘤が1周期に含まれている。第1の実施形態に係る電力伝送装置の過渡応答波形を解析的に解くのは極めて難しい。そこで、近似的ではあるが、図28に示した回路について、交流理論によりシミュレーションをしてみる。図28において、一次側回路2と二次側回路3のコンデンサの容量とコイルのインダクタンスは同じ値にする。即ちC1=C2=500μF、L1=L2=10μHとして近似的なシミュレーションする。このとき(6)式で与えられるRLC直列回路の共振周波数fo1=2.25kHz,(7)式で与えられるRLC直列回路の共振周波数fo2=2.25kHzである。対応する繰り返し周期は444μsとなる。
A sawtooth-shaped transient response waveform as shown in FIGS. 1(b) and 2 includes a plurality of bumps in one cycle. It is extremely difficult to analytically solve the transient response waveform of the power transmission device according to the first embodiment. Therefore, although it is an approximation, the circuit shown in FIG. 28 is simulated by alternating current theory. In FIG. 28, the capacitance of the capacitor and the inductance of the coil of the
一次側駆動スイッチSW1をオンにして、ステップ入力があった場合、電流は、最初に送電側コンデンサC1に流れる。送電側コイルL1は、もともと急激な電流の流入を妨げる性質がある。徐々に送電側コンデンサC1の電圧が上昇し、徐々に送電側コイルL1にも電流が流れ始める。そのうちに、送電側コンデンサC1に溜まった電荷も送電側コイルL1側に流れ出すようになる。こうなると、送電側コンデンサC1の電圧は降下する。一次側駆動スイッチSW1をオフするまでの時間は、静電的エネルギー(1/2)CV2と磁気的エネルギー(1/2)LI2の和が最大になるように設定するのが理想であるが、送電側コイルL1に電流Iが流れた状態で、一次側駆動スイッチSW1がオフするので、送電側コイルL1に逆起電力が発生する。 When the primary side drive switch SW1 is turned on and there is a step input, current first flows through the transmitting side capacitor C1 . The power transmission side coil L 1 originally has the property of preventing a sudden inflow of current. The voltage of the power transmission side capacitor C1 gradually rises, and the current gradually begins to flow through the power transmission side coil L1 as well. In the meantime, the charge accumulated in the power transmission side capacitor C1 also begins to flow out to the power transmission side coil L1 side. When this happens, the voltage of the power transmission side capacitor C1 drops. Ideally, the time until the primary drive switch SW1 is turned off is set so that the sum of the electrostatic energy (1/2) CV 2 and the magnetic energy (1/2) LI 2 is maximized .
送電側コイルL1に発生する逆起電力の電圧が、図4に示した一次側駆動スイッチSW1に用いる第1の半導体スイッチング素子Q1の耐圧を越えないように注意が必要である。一次側駆動スイッチSW1のオン/オフの繰り返し周期は、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1が、再び上昇してピークとなるまでの時間を考慮して、ピークに達するタイミングより少し早めにする。 Care must be taken so that the voltage of the back electromotive force generated in the power transmission side coil L1 does not exceed the withstand voltage of the first semiconductor switching element Q1 used for the primary side drive switch SW1 shown in FIG. The ON/OFF repetition period of the primary side drive switch SW1 is slightly earlier than the peak timing, considering the time until the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 rises again and reaches the peak.
図29に近似的なシミュレーション結果としての送電側コンデンサC1の電圧の変化を示す。図29には図1(b)及び図2に示したように、送電側コンデンサC1の電圧の変化に鋸波状の過渡応答波形が得られる。図30を用いて、鋸波の瘤は、受電側コイルL2に誘導される電流による磁束によって一次側回路2の電流が減少させられる為に生じることを説明する。第4の実施形態で後述するような一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4の4つのスイッチを用いるモードの場合と同様に、二次側回路3の電圧が最大となる時に、一次側回路2の電圧がゼロになる現象に対応し、図34に示すW型の過渡応答波形の真ん中の山が鋸波の瘤になる。
FIG. 29 shows changes in the voltage of the power transmission side capacitor C1 as an approximate simulation result. In FIG. 29, as shown in FIGS. 1(b) and 2, a sawtooth transient response waveform is obtained in the change in the voltage of the power transmission side capacitor C1 . With reference to FIG. 30, it will be explained that sawtooth bumps occur because the current in the primary side circuit 2 is reduced by the magnetic flux generated by the current induced in the power receiving side coil L2. As in the case of the mode using the four switches of the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4, which will be described later in the fourth embodiment, when the voltage of the
図34に示すW型の過渡応答波形については図35を用いて後述する。図28の回路から寄生容量や寄生抵抗等を省略し簡略化した回路図である図31に示した回路を用い、近似的なシミュレーションをしてみると、図32に示したようなWの形状の右側の谷の電圧が持ち上がった過渡応答波形が得られる。図32の破線の円A1及びA2でそれぞれ囲んで示したW型の過渡応答波形の真ん中の山が、寄生容量や寄生抵抗等の影響で、図1(b)及び図2に示したような鋸波に瘤として現れていることが分かる。 The W-type transient response waveform shown in FIG. 34 will be described later with reference to FIG. An approximate simulation is performed using the circuit shown in FIG. 31, which is a circuit diagram simplified by omitting the parasitic capacitance and parasitic resistance from the circuit of FIG. It can be seen that the peak in the middle of the W-shaped transient response waveform enclosed by the dashed circles A1 and A2 in FIG. 32 appears as a bump in the sawtooth wave shown in FIGS.
第1の実施形態における一次側駆動スイッチSW1のみのモードの場合、図30(a)~(d)に示すように、一次側駆動スイッチSW1のオン/オフの繰り返し周期を長くすると、過渡応答波形の瘤が小さくなり、次第に図1(b)及び図2に示したような鋸波の応答波形に近づいていく。図29は、図30(c)に示した繰り返し周期575μsの場合の過渡応答波形を拡大して示す図であるが、図1(b)及び図2に示した過渡応答波形に対応している。 In the case of the mode in which only the primary side drive switch SW1 is provided in the first embodiment, as shown in FIGS. 30(a) to 30(d), when the on/off repetition period of the primary side drive switch SW1 is lengthened, the transient response waveform becomes less bumpy and gradually approaches the sawtooth wave response waveform shown in FIGS. 1(b) and 2. FIG. 29 is an enlarged diagram showing the transient response waveform in the case of the repetition period of 575 μs shown in FIG. 30C, which corresponds to the transient response waveforms shown in FIGS. 1B and 2. FIG.
一次側駆動スイッチSW1のオン/オフの繰り返し周期565μsの場合は、図30(a)の破線の円Aaで囲んで示すようなW型の過渡応答波形である。(6)式及び(7)式が規定するRLC直列回路の共振周波数から求められる繰り返し周期は444μsであるので、図30(a)の繰り返し周期は、SW1をONしている時間100μsを考慮しても交流理論で求められる繰り返し周期よりも長い。即ち第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、交流理論で求められるRLC直列回路の共振周波数とは異なる繰り返し周期で振動していることが分かる。 When the ON/OFF repetition period of the primary side drive switch SW1 is 565 μs, the waveform is a W-shaped transient response waveform as shown by the dashed circle Aa in FIG. 30(a). Since the repetition period obtained from the resonance frequency of the RLC series circuit defined by the formulas (6) and (7) is 444 μs, the repetition period in FIG. That is, it can be seen that the power transmission device according to the first embodiment oscillates at a repetition period different from the resonance frequency of the RLC series circuit determined by the AC theory.
第1の実施形態に係る電力伝送装置において、二次側回路3に一次側回路2から電気エネルギーを特性調和伝送によって伝送することにより振幅が小さくなる。繰り返し周期を、少し長くして図30(b)の繰り返し周期570μsの場合は、破線の円Abで囲んで示したように、過渡応答波形を示すWの形状のうち右側の谷の電圧が持ち上がる。更に、図1(b)及び図2に示したのと同様に、鋸波の上側にも膨らみが生じはじめる。
In the power transmission device according to the first embodiment, the amplitude is reduced by transmitting electrical energy from the
特性調和伝送によって一次側回路2から二次側回路3に電気エネルギーを更に伝送することにより、更に振幅が小さくなる。繰り返し周期を更に長くして図30(c)の繰り返し周期575μsとした場合は、破線の円Acで囲んで示したようにWの形状のうち、右側の谷の電圧が更に持ち上がり瘤状の肩部となり、過渡応答波形からWの形状が消える。そして、図1(b)及び図2に示したのと同様に、鋸波の上側にも瘤が現れてくる。
Further transmission of electrical energy from the
特性調和伝送によって、二次側回路3に電気エネルギーを更に伝送することにより更に振幅が小さくなり、繰り返し周期を更に長くして図30(d)の繰り返し周期580μsとした場合は、破線の円Adで囲んで示したように、過渡応答波形を示す瘤状の肩部が更に持ち上がる。そして、図1(b)及び図2に示したのと同様に、鋸波の上側の瘤も顕著になって、2段の瘤が示されるようになる。このように、過渡応答波形を示すWの形状のうち、振幅がだんだん小さくなり、繰り返し周期を長くすると右側の谷の電圧がだんだん下がらなくなり、Wの形状の右側の谷が持ち上がり、2段の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形になっていく。
Further transmission of electrical energy to the
一次側駆動スイッチSW1のオン/オフの繰り返し周期を長くするとWの形状の右側の谷の電圧が持ち上がるのは、二次側回路3で受け取った電気エネルギーが充電対象である負荷素子6に移動したためと考えられる。一次側駆動スイッチSW1を入れた際の電流の最大値と、負荷素子6に流れる電流の最大値は、第1の実施形態に係る電力伝送装置の実回路を構成している電線の寄生インダクタンスに依存する。実回路で測定された波形の解析から寄生インダクタンスは、1mH~3μH程度あるものと推定される。即ち、図1(b)及び図2に示した複数の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形は、寄生抵抗、寄生容量、寄生インダクタンスに依拠した回路に固有の時定数によって、発生していることがわかる。
The reason why the voltage at the valley on the right side of the W shape rises when the ON/OFF repetition period of the primary side drive switch SW1 is lengthened is considered to be that the electrical energy received by the
次に、従来の交流理論である(6)式が与えるRLC直列回路の共振周波数fo1を用い、ω0=2πfo1、ω1=ω0 /(1-k)1/2とし、図35に示すように、エネルギー転送関数f1として、転送タイミングである2π/ω1秒後にステップ状に減衰するシグモイド関数:
f1=V3/[1+exp{106(t-2π/ω1)}]+V2 ……(8)
を考える。ここで、ω1=ω0 /(1-k)1/2を定義するkは、式(1)の定義に用いた交流理論の結合係数KACである(k=KAC)。
Next, using the resonance frequency f o1 of the RLC series circuit given by the conventional AC theory (6), ω 0 =2πf 01 , ω1=ω 0 /(1−k) 1/2 , and as shown in FIG.
f1=V3/[1+exp{10 6 (t-2π/ω1)}]+V2 ……(8)
think of. Here, k defining ω1=ω 0 /(1−k) 1/2 is the coupling coefficient K AC of the AC theory used to define the equation (1) (k=K AC ).
更に、任意の減衰関数f2として、適当な減衰定数τで減数をする関数:
f2=exp(-τt) ……(9)
を考える。例えば、第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、減衰関数f2は、一次側コンデンサC1の両端の電圧VC1の最大値の寄生抵抗とコンデンサによる時定数τによる減衰する関数に対応する。
Furthermore, for any decay function f2, a function that reduces with an appropriate decay constant τ:
f2=exp(-τt) ……(9)
think of. For example, in the power transmission device according to the first embodiment, the attenuation function f2 corresponds to the attenuation function of the maximum value of the voltage VC1 across the primary capacitor C1 due to the time constant τ due to the parasitic resistance and the capacitor.
図35に記載したV1,V2,V3は、すべて一次側のコンデンサC1の両端の電圧VC1に対応させることができる。V1は、最初に、一次側のコンデンサC1にチャージされた電圧、V2が、二次側回路3に電気エネルギーに転送されたのちの一次側のコンデンサC1に残った電圧に対応出来る。図35に記載したV3は、それらの差分に対応する。エネルギー転送関数f1は一次側のコンデンサC1の両端の電圧VC1がV1からV2に下がることを意図して作った関数である。
V1, V2 and V3 shown in FIG. 35 can all correspond to the voltage VC1 across the primary side capacitor C1 . V1 can correspond to the voltage initially charged on the primary capacitor C1 and V2 to the voltage remaining on the primary capacitor C1 after the electrical energy has been transferred to the
上述のω0=2πfo1を用いω2=ω0 /(1+k)1/2とし相互誘導関数φ(k)を、
φ(k)=cos(ω1t)+cos(ω2t) ……(10)
と定義すれば、関数(V1/2)φ(k)は図35の転送タイミング2π/ω1 秒後の細い破線の曲線で示すような変化を示す。ただし、第1の実施形態に係る電力伝送装置の結合係数Kは時間に依存するパラメータであり、交流理論の結合係数KACとは、厳密には異なることに留意が必要である。図35の細い破線は、負荷回路6に電流を供給する前の波形であり、一次側コンデンサC1の両端の電圧VC1の波形に対応する。転送タイミング2π/ω1秒後の細い破線は一次側コンデンサC1のエネルギーが、二次側に転送されない時の波形と考えることができる。
Using the above ω 0 =2πf 01 , ω2 = ω 0 /(1+k) 1/2 and the mutual induction function φ(k) is
φ(k)=cos(ω1t)+cos(ω2t) (10)
, the function (V1/2).phi.(k) shows a change as indicated by a thin broken line curve after the transfer timing of 2.pi./.omega.1 seconds in FIG. However, it should be noted that the coupling coefficient K of the power transmission device according to the first embodiment is a time-dependent parameter and is strictly different from the coupling coefficient K AC of the AC theory. The thin dashed line in FIG. 35 is the waveform before the current is supplied to the
関数(V2/2)φ(k)は、図35の転送タイミング2π/ω1 秒に至るまでの細い破線の曲線であり、負荷回路6に電流を供給した後のコンデンサC1の両端の電圧VC1の波形である。一次側コンデンサC1のエネルギーが、二次側に転送される分だけ、初めから二次側に移動していたと考えた時の波形に相当する。実線で示した関数f1・f2・φ(k)がコンデンサC1の両端の電圧VC1になり、W型を示すことが分かる。 The function (V2/2)φ(k) is the thin dashed curve up to the transfer timing of 2π/ω1 seconds in FIG. This corresponds to the waveform when it is assumed that the energy of the primary side capacitor C1 has been transferred to the secondary side from the beginning by the amount transferred to the secondary side. It can be seen that the function f1.f2..phi.(k) indicated by the solid line becomes the voltage VC1 across the capacitor C1 , indicating the W type.
以上のとおり、第1の実施形態に係る電力伝送装置においては、特性調和伝送によって二次側回路3に電気エネルギーを伝送することにより振幅が小さくなる。即ち、図32に示すように、W型の過渡応答波形の右側の谷が小さくなり、次第に上に持ち上がり、くぼまなくなる。これによって、鋸波的になる全体的にRCの時定数で、寄生抵抗による電気エネルギーの散逸により減衰する。図28に示した回路についての交流理論による近似的なシミュレーションでは、あくまでも近似に過ぎず、交流理論の限界があるが、大凡2段の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形が理解できるはずである。現実には、図1(b)及び図2に示した実験データのみが第1の実施形態に係る電力伝送装置の効果を説明できる。
As described above, in the power transmission device according to the first embodiment, the amplitude is reduced by transmitting electrical energy to the
即ち、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2に同一のコンデンサを採用し、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスに同一のコイルを採用すれば、コイル及びコンデンサに寄生抵抗を含めて、一次側回路2に内在する時定数と二次側回路3に内在する時定数とが調和させることができる。
That is, if the same capacitor is used for the power transmitting side capacitor C1 and the power receiving side capacitor C2 , and the same coil is used for the inductance of the power transmitting side coil L1 and the power receiving side coil L2 , the time constant inherent in the
以上述べたとおり、本発明の第1の実施形態に係る電力伝送装置は、特性調和伝送という新規な概念を用いた交流理論に依拠しない技術であるので、安価な直流電源5を使用することができる。このため、第1の実施形態に係る電力伝送装置では高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。特に一次側駆動スイッチSW1として電力用半導体スイッチング素子を採用する場合には、電力用半導体スイッチング素子をオン/オフ制御する単純な制御だけでよいので、制御回路側の電力損失も削減され、電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めることができる。特に回路構成が単純化されるので壊れにくく、回路設計が容易になる。又、電力伝送の限界電力を従来の交流理論における限界電力を凌駕する値にまで押し上げることができる。電力伝送の限界電力は原理的には無限大に押し上げることが出来るものであるが、電力伝送の限界距離も原理的には無限大に伸ばすことができる。
As described above, the power transmission device according to the first embodiment of the present invention is a technology that does not rely on AC theory using the novel concept of characteristic harmonic transmission, so an inexpensive
この結果、第1の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成を簡略化して制御回路側の電力損失を最小限に抑制し、軽量・小型化及び高効率化が可能となり、省電力化による総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。又、従来の交流理論で求められる繰り返し周期よりも長い繰り返し周期で特性調和伝送が実現できるので、従来の交流理論における重共振の場合よりも低い周波数でよい。低周波数の回路設計でよいので、一次側回路2側の電圧を高めることも容易になり、ジュール熱発生によるエネルギー損失も少なくできるので第1の実施形態に係る電力伝送装置は総合的な電力伝送効率が高い電力伝送装置を安価に製造することができる。寄生抵抗を下げることにより、原理的には電力伝送効率が99%を超え、100%に近い値まで高められた電力伝送装置を製造することができる。
As a result, according to the power transmission device according to the first embodiment, the overall configuration of the power transmission device is simplified, the power loss on the control circuit side is minimized, the weight and size can be reduced, and the efficiency can be improved. Thus, the wireless power transmission device can be manufactured at low cost with improved overall power transmission efficiency due to power saving. In addition, since characteristic harmonic transmission can be realized with a repetition period longer than the repetition period required by the conventional AC theory, the frequency may be lower than in the case of multiple resonance in the conventional AC theory. Since a low-frequency circuit design is sufficient, it is easy to increase the voltage on the
(第2の実施形態)
本発明の第2の実施形態に係る電力伝送装置は図10(a)に示すように、図1に示した第1の実施形態に係る電力伝送装置の回路構成に、送電側スイッチSW2を追加した構成となっている。「送電側スイッチSW2」も一次側駆動スイッチSW1と同様に、一次側回路2の自由振動を制限し、一次側回路2における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる回路素子である。
(Second embodiment)
As shown in FIG. 10A, the power transmission device according to the second embodiment of the present invention has a configuration in which a power transmission side switch SW2 is added to the circuit configuration of the power transmission device according to the first embodiment shown in FIG. The “power transmission side switch SW2” is also a circuit element that limits the free oscillation of the
図10(a)に示した一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2として、第1の実施形態に係る電力伝送装置と同様なFET、SIT、BJTの他、GTOサイリスタ、SIサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子が用いられる。特に、MISFET、MISSIT、IGBT、MOS制御SIサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子を用いれば消費電力が小さくなるので、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2に好適である。市場での入手可能性と電力用半導体スイッチング素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、MOSFETを図10(b)に示す回路の一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2として採用することが可能である。 As the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 shown in FIG. 10(a), in addition to FETs, SITs, and BJTs similar to those of the power transmission device according to the first embodiment, power semiconductor switching elements including thyristors such as GTO thyristors and SI thyristors are used. In particular, voltage-driven switching elements such as MISFETs, MISSITs, IGBTs, and MOS-controlled SI thyristors are suitable for the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 because they reduce power consumption. Based on market availability and evaluation of the internal resistance of power semiconductor switching elements, it is currently possible to employ MOSFETs as the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 in the circuit shown in FIG. 10(b).
既に第1の実施形態に係る電力伝送装置で説明したとおり、EV用の充電式電池を負荷素子6とするような大電力用電力伝送装置においてはジュール熱の発生が大きい。第2の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は2個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2をオン/オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路2の電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。
As already described in the power transmission device according to the first embodiment, a large amount of Joule heat is generated in a high-power power transmission device in which a rechargeable battery for EV is used as the
図10(b)に示す実装回路においては、送電側コイルL1からの環流電流を考慮し第1の還流ダイオードFWD1が第1の半導体スイッチング素子Q1としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第2の還流ダイオードFWD2が第2の半導体スイッチング素子Q2としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図4(a)に示した回路と同様に、送電側コイルL1からの環流電流が直流電源5に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードD1が直流電源5と第1の半導体スイッチング素子Q1の間に直列接続されている。図10(b)に示す実装回路でも負荷素子6の等価インピーダンスXLeqを充電容量Csで近似して表現している。
In the implementation circuit shown in FIG. 10(b), a first freewheeling diode FWD1 is connected in parallel between the source and drain of the MOSFET as the first semiconductor switching element Q1, and a second freewheeling diode FWD2 is connected in parallel between the source and the drain of the MOSFET as the second semiconductor switching element Q2, as protective elements, in consideration of the circulating current from the power transmission side coil L1 . As in the circuit shown in FIG. 4(a), a power supply diode D1 is connected in series between the
第1の実施形態に係る電力伝送方法を、図11のタイミング図及び図12(a)から図12(d)に示す時系列概略図を参照して説明する。ただし、第1の実施形態と同様、交流理論から導かれる結合係数KAC=0.6に等価な結合係数Kの場合を前提としており、充電電圧VCSの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとする。先ず、図12(a)に示すタイミングにおいて、送電側スイッチSW2をオフ状態、一次側駆動スイッチSW1をオン状態にして、送電側コンデンサC1に初期電圧を印加して電荷を蓄える。図12(a)では一次側駆動スイッチSW1に第1の半導体スイッチング素子Q1を用いているので、第1の半導体スイッチング素子Q1のオン抵抗ron1で一次側駆動スイッチSW1のオン状態を示している。送電側スイッチSW2をオフ状態では一次側回路2は未だ形成されず、図12(a)に示すように、一次側駆動スイッチSW1のオン状態によって、直流電源5、等価内部抵抗r1、第1の半導体スイッチング素子Q1と第1の還流ダイオード(環流ダイオード)FWD1の並列回路及び送電側コンデンサC1からなる直列回路によって給電側回路1が構成されている。
The power transmission method according to the first embodiment will be described with reference to the timing diagram of FIG. 11 and the schematic time series diagrams of FIGS. 12(a) to 12(d). However, as in the first embodiment, it is assumed that the coupling coefficient K is equivalent to the coupling coefficient K AC =0.6 derived from AC theory, and that the charging voltage VCS in the initial state is a sufficiently high voltage close to full charge. First, at the timing shown in FIG. 12(a), the power transmission side switch SW2 is turned off, the primary side drive switch SW1 is turned on, and an initial voltage is applied to the power transmission side capacitor C1 to store electric charge. Since the first semiconductor switching element Q1 is used as the primary side drive switch SW1 in FIG. 12(a), the ON state of the primary side drive switch SW1 is indicated by the ON resistance r on1 of the first semiconductor switching element Q1. When the power transmission side switch SW2 is turned off, the
図11に細い破線で示したように、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。図11には示していないが、このタイミングでは受電側コンデンサCの端子間電圧VC2は負の値であるとして図12(a)では示している。次に、図12(b)に示すタイミングにおいて、一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にして、一定時間をおいて、送電側スイッチSW2をオン状態にすると、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイル電流IL1を介して、送電側コイルL1に蓄積され、更に、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。図12(b)のタイミングでは送電側スイッチSW2に第2の半導体スイッチング素子Q2を用いているので、第2の半導体スイッチング素子Q2のオン抵抗ron2で送電側スイッチSW2のオン状態を示している。送電側スイッチSW2をオン状態にすることにより一次側回路2が形成され、直流電源5、等価内部抵抗r1、第1の半導体スイッチング素子Q1と第1の還流ダイオード(環流ダイオード)FWD1の並列回路及び送電側コンデンサC1からなる給電側回路1が消滅する。
As indicated by the thin dashed line in FIG. 11, the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 is charged to a constant voltage while ringing. Although not shown in FIG. 11, FIG. 12(a) shows that the terminal voltage VC2 of the receiving side capacitor C has a negative value at this timing. Next, at the timing shown in FIG. 12(b), the primary drive switch SW1 is turned off, and after a certain period of time, the power transmission side switch SW2 is turned on. Then, the electric energy stored in the power transmission side capacitor C1 is accumulated in the power transmission side coil L1 via the power transmission side coil current IL1 , and characteristic harmonic transmission between the
送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーが送電側コイルL1に移動すると、図11に細い破線で示した端子間電圧VC1は、負の極大値をとったのち、0Vになる。一次側回路2から二次側回路3への特性調和伝送によって、受電側コイルL2に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流IL2によって受電側コンデンサC2を充電する。受電側コンデンサC2の充電が開始されると、受電側コンデンサCの端子間電圧VC2は、図11の太い破線で示すように、負の極大値をとったのち、図12(c)に示すように正の値になる。端子間電圧VC1が0Vになった時点で最大値をとる。図11の太い破線の変化から分かるように、端子間電圧VC2は、負の極大値をとったのち、正の値になり、細い破線で示した端子間電圧VC1が0Vになった時点で最大値をとる。
When the electric energy stored in the power transmission side capacitor C1 moves to the power transmission side coil L1 , the inter-terminal voltage VC1 indicated by the thin broken line in FIG. 11 takes a negative maximum value and then becomes 0V. The electrical energy transmitted to the power receiving side coil L2 by characteristic harmonic transmission from the
図12(c)に示すタイミングにおいて、端子間電圧VC2の増加に伴って、受電側コンデンサCに蓄積された電気エネルギーの一部によって、図11に一点鎖線で示した充電電流ICSが発生し、負荷素子6としての充電式電池に電荷が蓄えられる。受電側コンデンサCに蓄積された電気エネルギーの他の一部は、受電側コイルL2に受電側コイル電流IL2として還流する。図12(d)に示すタイミングにおいて、充電電流ICが0になった時点で、端子間電圧VC2は、充電電圧VCSと同じ値となる。 At the timing shown in FIG. 12(c), as the inter-terminal voltage VC2 increases, part of the electrical energy accumulated in the power receiving side capacitor C generates a charging current I CS indicated by the dashed dotted line in FIG. Another part of the electric energy accumulated in the power receiving side capacitor C is returned to the power receiving side coil L2 as the power receiving side coil current IL2 . At the timing shown in FIG. 12(d), when the charging current IC becomes 0, the inter-terminal voltage VC2 becomes the same value as the charging voltage VCS .
受電側コンデンサCに蓄積された電気エネルギーが受電側コイルL2に還流すると、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じ、一次側回路2に電気エネルギーの一部が戻る。受電側コンデンサCに蓄積された電気エネルギーが負荷素子6及び受電側コイルL2に移動すると、受電側コンデンサC2は放電される。受電側コンデンサC2が放電すると、図11の右側に太い破線で示した端子間電圧VC2は、負の極大値をとったのち、0Vになる。このとき、図11の右側に細い破線で示した端子間電圧VC1は、負の極大値をとったのち、正の値となり増大し、送電側スイッチSW2がオフ状態になった時点で一定値に維持される。図9(d)説明したのと同様に、端子間電圧VC1を測定することにより、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の伝送効率や負荷素子6としての充電式電池の充電の状況をモニターすることができることが分かる。図11から分かるように一次側回路2の端子間電圧VC1の振動波形と二次側回路3の端子間電圧VC2の振動波形とは互いに対称性のある振動波形ではない。
When the electrical energy stored in the power receiving capacitor C flows back to the power receiving coil L2 , characteristic harmonic transmission occurs between the
既に述べたように、「共振」とは、自由振動している系に適用される概念である。これに対し、本発明の第2の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路2の自由振動を制限し、一次側回路2における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる送電側スイッチSW2及び一次側駆動スイッチSW1を備えている。このため、第2の実施形態に係る電力伝送装置においては、非正弦波の過渡応答特性を、新たな概念である「特性調和伝送」によって、二次側回路3に伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源5に依拠した非正弦波の過渡応答特性を用いることができるので、従来のように一次側回路2に対し商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となり、壊れにくく回路設計が容易になる。
As already mentioned, "resonance" is a concept that applies to systems in free vibration. In contrast, the power transmission device according to the second embodiment of the present invention includes a power transmission side switch SW2 and a primary side drive switch SW1 that limit the free oscillation of the
図33に示した回路は、図28に示した回路の場合と同様に、交流理論により近似的なシミュレーションをする場合の第2の実施形態に係る電力伝送装置の回路であるが、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2の2つのスイッチを備えている。図33(a)~(c)において、一次側回路2と二次側回路3のコンデンサの容量とコイルのインダクタンスは同じに設定している。即ちC1=C2=500μF、L1=L2=10μHとする。
Like the circuit shown in FIG. 28, the circuit shown in FIG. 33 is the circuit of the power transmission device according to the second embodiment in the case of approximate simulation based on alternating current theory, but it includes two switches, a primary side drive switch SW1 and a power transmission side switch SW2. In FIGS. 33A to 33C, the capacitance of the capacitor and the inductance of the coil of the
図33(a)は、直流電源5の電圧E0=36Vで、一次側回路2の電気エネルギーを特性調和伝送で二次側回路3に伝送し、負荷回路36として採用している充電式電池の充電電圧Vcs=24Vとする場合の第2の実施形態に係る電力伝送装置の回路である。図33(b)は、図33(a)と同じ直流電源5の電圧E0=36Vを用い、一次側回路2の電気エネルギーを特性調和伝送で二次側回路3に伝送するが、負荷回路36として採用している充電式電池の充電電圧Vcs=100Vとし、負荷回路36に電流が流れないように設定する場合の回路である。図33(b)は、図33(b)と同じように負荷回路36として採用している充電式電池の充電電圧Vcs=100Vとし、負荷回路36に電流が流れないように設定する場合であるが、二次側回路3に伝送される分を予め差し引き、直流電源5の電圧E0=26Vとした場合である。
FIG. 33(a) is a circuit of the power transmission device according to the second embodiment in which the voltage E 0 of the
図34に近似的なシミュレーション結果としての送電側コンデンサC1の電圧の変化を示す。図32に示したのと同様に、第2の実施形態に係る電力伝送装置の交流理論による近似的シミュレーションでは、送電側コンデンサC1の電圧の変化は図3に示したのと同様なW型の過渡応答波形を示す。図34の実線は、図33(a)に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果、図34の破線は図33(b)に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果、図34の一点鎖線は図33(c)に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果である。 FIG. 34 shows changes in the voltage of the power transmission side capacitor C1 as an approximate simulation result. As shown in FIG. 32, in the approximate simulation based on the AC theory of the power transmission device according to the second embodiment, the change in the voltage of the power transmission side capacitor C1 shows a W-shaped transient response waveform similar to that shown in FIG. The solid line in FIG. 34 is the approximate simulation result for the circuit shown in FIG. 33(a), the dashed line in FIG. 34 is the approximate simulation result for the circuit shown in FIG. 33(b), and the one-dot chain line in FIG.
最初は、図34の破線で示したように負荷回路36に電流を流そうとするが、充電式電池の充電電圧Vcs=100Vと高くしているので負荷回路36に電流が流れず、一点鎖線で示した曲線のような変化になる。負荷回路36に電流を流そうとするタイミングは、図34のW型の過渡応答波形の中央の山の位置あたりと推定される。
At first, as indicated by the dashed line in FIG. 34, an attempt is made to pass a current through the
以上のように、第2の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第1の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源5を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要である。第2の実施形態に係る電力伝送装置の回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化され壊れにくくなる上に、回路設計も容易になる。この結果、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。第1の実施形態に係る電力伝送装置で述べたのと同様に、電力伝送の限界電力を従来の交流理論における限界電力を凌駕する値にまで押し上げ、原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離も原理的には無限大に伸ばすことができる。更に電力伝送効率を原理的には100%に近い値まで高めることが可能である。
As described above, according to the power transmission device according to the second embodiment, similarly to the power transmission device according to the first embodiment, it is possible to use the
(第3の実施形態)
本発明の第3の実施形態に係る電力伝送装置は、図13(a)に示すように、第2の実施形態に係る電力伝送装置に受電側スイッチSW3を追加した構成となっている。「受電側スイッチSW3」も、送電側スイッチSW2や一次側駆動スイッチSW1と同様に、二次側回路3の自由振動を制限し、二次側回路3における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる回路素子である。
(Third Embodiment)
As shown in FIG. 13A, the power transmission device according to the third embodiment of the present invention has a configuration in which a power receiving side switch SW3 is added to the power transmission device according to the second embodiment. The “receiving side switch SW3” is also a circuit element that limits the free oscillation of the
図13(a)に示した一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3として、第1及び第2の実施形態に係る電力伝送装置と同様なFET、SIT、BJTの他、GTOサイリスタ、SIサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子が用いられる。低い内部抵抗の要求と市場での入手可能性から、MOSFETを、図13(b)に示す実装回路の一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3としてそれぞれ採用することが、工業的には優位と考えられる。 As the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, and the power reception side switch SW3 shown in FIG. 13A, power semiconductor switching elements including thyristors such as GTO thyristors and SI thyristors are used in addition to FETs, SITs, and BJTs similar to those of the power transmission devices according to the first and second embodiments. From the demand for low internal resistance and availability in the market, it is industrially advantageous to adopt MOSFETs as the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, and the power reception side switch SW3 of the mounting circuit shown in FIG. 13(b).
第1及び第2の実施形態に係る電力伝送装置で説明したとおり、大電力用電力伝送装置においてはジュール熱の発生が大きい。第3の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は3個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2をオン/オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路2の電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。
As described in the power transmission devices according to the first and second embodiments, a large amount of Joule heat is generated in the high-power power transmission device. In the power transmission device according to the third embodiment, only three power semiconductor switching elements are used as the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, and the power reception side switch SW3. Therefore, a cooling structure that prevents the elements from being destroyed by heat generation can be easily designed, and the occurrence of floating resistance, floating capacitance, and floating inductance can be minimized. In addition, since a simple ON/OFF control of the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 is all that is required, it is possible to simply increase the voltage of the
図13(b)に示す実装回路においては、第1の還流ダイオードFWD1が第1の半導体スイッチング素子Q1としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第2の還流ダイオードFWD2が第2の半導体スイッチング素子Q2としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第3の還流ダイオードFWD3が第3の半導体スイッチング素子Q3としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図13(b)に示すように、第3の還流ダイオードFWD3は、受電側コイルL2にからの環流電流を流す方向に設けられるので、第2の還流ダイオードFWD2がとは反対向きに設けられている。図4(a)及び図10(b)に示した回路と同様に、送電側コイルL1からの環流電流が直流電源5に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードD1が直流電源5と第1の半導体スイッチング素子Q1の間に直列接続されている。図13(b)に示す実装回路でも負荷素子6の等価インピーダンスXLeqを充電容量Csで近似して表現している。
In the implementation circuit shown in FIG. 13(b), a first freewheeling diode FWD 1 is connected in parallel between the source and drain of the MOSFET as the first semiconductor switching element Q1, a second freewheeling diode FWD 2 is connected in parallel between the source and the drain of the MOSFET as the second semiconductor switching element Q2, and a third freewheeling diode FWD 3 is connected in parallel between the source and the drain of the MOSFET as the third semiconductor switching element Q3. As shown in FIG. 13(b), the third freewheeling diode FWD3 is provided in the direction in which the freewheeling current flows from the receiving side coil L2 , so the second freewheeling diode FWD2 is provided in the opposite direction. As in the circuits shown in FIGS. 4A and 10B, a power supply diode D1 is connected in series between the
第1の実施形態に係るワイヤレス電力伝送方法を、図14に示すフローチャート及び図15に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、第1及び第2の実施形態と同様、交流理論による結合係数KAC=0.6に相当する条件での特性調和伝送を仮定しており、充電電圧VCSの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとする。 A wireless power transmission method according to the first embodiment will be described with reference to the flowchart shown in FIG. 14 and the timing chart shown in FIG. However, as in the first and second embodiments, characteristic harmonic transmission is assumed under conditions corresponding to the coupling coefficient K AC =0.6 according to AC theory, and the value of the charging voltage VCS in the initial state is a sufficiently high voltage close to full charge.
先ず、図14のフローチャートのステップS31において、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にし、一次側駆動スイッチSW1のみをオン状態にする。図15に細い破線で示したように、送電側コンデンサC1の端子間電圧VC1は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。図15には示していないが、このタイミングでは受電側コンデンサCの端子間電圧VC2は負の値である。送電側コンデンサC1に初期電圧を印加して電荷を蓄えたのち、図15に示すように一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にする。前述したように、この時点での充電電圧VCSは高いものと仮定している。 First, in step S31 of the flowchart of FIG. 14, the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned off, and only the primary side drive switch SW1 is turned on. As indicated by the thin dashed line in FIG. 15, the terminal voltage VC1 of the power transmission side capacitor C1 is charged to a constant voltage while ringing. Although not shown in FIG. 15, the terminal voltage VC2 of the power receiving side capacitor C is a negative value at this timing. After an initial voltage is applied to the transmission-side capacitor C1 to store electric charge, the primary-side drive switch SW1 is turned off as shown in FIG. As mentioned above, it is assumed that the charging voltage VCS is high at this point.
図15に示すように、一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にした後、一定時間をおいて、ステップS32において、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3を同時にオン状態にする。送電側スイッチSW2がオン状態になると、送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイル電流を介して、送電側コイルL1に蓄積され、更に、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。送電側コンデンサC1に蓄えられた電気エネルギーが送電側コイルL1に移動すると、図15に細い破線で示した端子間電圧VC1は、負の極大値をとったのち、0Vになる。一次側回路2から二次側回路3への特性調和伝送によって、受電側コイルL2に伝送された電気エネルギーは、受電側スイッチSW3がオン状態なので、受電側コイル電流によって受電側コンデンサC2を充電する。受電側コンデンサC2の充電が開始されると、受電側コンデンサCの端子間電圧VC2は、図15の太い破線で示すように、負の極大値から増大し始め、図15の中央の左よりの位置に示したように、正の値になる。端子間電圧VC2が負の値をとっている間は充電電流ICSは流れないが、端子間電圧VC2が正の値になると、図15の中央に一点鎖線で示したように充電電流ICSが立ち上がり始める。
As shown in FIG. 15, after the primary drive switch SW1 is turned off, the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are simultaneously turned on in step S32 after a certain period of time. When the power transmission side switch SW2 is turned on, the electric energy stored in the power transmission side capacitor C1 is accumulated in the power transmission side coil L1 via the power transmission side coil current, and further, the characteristic harmonic transmission between the
充電電流ICSが立ち上がり始めたタイミングで、ステップS33において送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にする。送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3のオフ状態は、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって、図15の太い破線で示した端子間電圧VC2が最大になり、且つ細い破線で示した端子間電圧VC1が0Vになる時点である。図15の中央に一点鎖線で示した充電電流ICSは、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3がオフ状態になった後も増大しピーク値な到達した後、減少し、ステップS34においてゼロになる。 At the timing when the charging current ICs starts to rise, the power transmitting side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are turned off in step S33. The OFF state of the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 is the time when the terminal voltage VC2 indicated by the thick broken line in FIG. The charging current IC indicated by the dashed line in the center of FIG. 15 increases even after the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned off, reaches a peak value, then decreases, and becomes zero in step S34.
図15の中央の右よりの位置に示したように、太い破線で示した端子間電圧VC2の最大値は、充電電流ICが減少を開始すると、若干低い値の一定値になり段差(肩)状の波形になる。充電電流ICがゼロになった後も、図15に太い破線で示した端子間電圧VC2の値は、送電側スイッチSW2のオフ時の最大値よりも低い値を維持している。送電側スイッチSW2のオフ後、一定時間を経過すると、端子間電圧VC2の最大値は減少するが、ステップS31の時点で充電電圧VCSが高い場合、充電電流ICによる端子間電圧VC2の最大値の減少量は小さく、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送に与える影響は少ない。
As shown in the right side of the center of FIG. 15, the maximum value of the terminal voltage VC2 indicated by the thick dashed line becomes a slightly lower constant value when the charging current IC starts to decrease, forming a stepped (shouldered) waveform. Even after the charging current IC becomes zero, the terminal voltage VC2 indicated by the thick broken line in FIG. 15 maintains a value lower than the maximum value when the power transmission side switch SW2 is turned off. After the power transmission side switch SW2 is turned off, the maximum value of the terminal voltage VC2 decreases after a certain period of time has elapsed. However, if the charging voltage VCS is high at the time of step S31, the amount of decrease in the maximum value of the terminal voltage VC2 due to the charging current IC is small, and the effect on the characteristic harmonic transmission between the
充電電流ICが0AとなったのちにステップS35において、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3を同時に、再度オン状態にすると、再度一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。ステップS35における送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3のオン状態により、図15の右側に太い破線で示した端子間電圧VC2は減少を開始し、負の極大値をとったのち、0Vになる。このとき、図15の右側に細い破線で示した端子間電圧VC1も減少を開始し、負の極大値をとったのち、正の値となり増大する。 In step S35 after the charging current IC reaches 0 A, the power transmitting side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are turned on again at the same time. Due to the ON state of the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 in step S35, the inter-terminal voltage VC2 indicated by the thick dashed line on the right side of FIG. At this time, the inter-terminal voltage VC1 indicated by a thin dashed line on the right side of FIG. 15 also starts to decrease, reaches a maximum negative value, and then increases to a positive value.
次に、ステップS36において、端子間電圧VC1が最大になり、端子間電圧VC2が0Vになる時点で送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にする。図15に示すようにステップS36時点での細い破線で示した端子間電圧VC1はステップS34時点での太い破線で示した端子間電圧VC2と同じ値であり、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3がオフ状態になった時点以降一定値に維持される。る。なお、図示を省略しているが、ステップS36時点で端子間電圧VC1と負荷素子6の端子間電圧は同じ値である。このため、図9(d)で説明したのと同様に、端子間電圧VC1を測定することにより、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の伝送効率や負荷素子6としての充電式電池の充電の状況をモニターすることができることが分かる。図11に示した第2の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図と図15に示した第3の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図を比較すると、受電側スイッチSW3が1個増えても、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送における端子間電圧VC1や端子間電圧VC2等の時間的変化(過渡応答)を示す波形は、殆ど同じであることが分かる。
Next, in step S36, when the inter-terminal voltage VC1 becomes maximum and the inter-terminal voltage VC2 becomes 0V, the power transmitting side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are turned off. As shown in FIG. 15, the inter-terminal voltage VC1 indicated by the thin dashed line at step S36 has the same value as the inter-terminal voltage VC2 indicated by the thick dashed line at step S34, and is maintained at a constant value after the power transmitting side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are turned off. be. Although not shown, the terminal voltage VC1 and the terminal voltage of the
「共振」は自由振動をしている交流回路で用いられる概念であるが、第3の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路2と二次側回路3の自由振動を制限し、一次側回路2と二次側回路3における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3を備えている。このため、第3の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路2の過渡応答特性を、新たな概念である「特性調和伝送」によって、二次側回路3に伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源5に依拠した非正弦波の過渡応答特性を用いて電気エネルギーの伝達をすることができるので、一次側回路2に対し、商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となる。
"Resonance" is a concept used in an AC circuit that freely oscillates, but the power transmission device according to the third embodiment includes a primary side drive switch SW1, a power transmission side switch SW2, and a power reception side switch SW3 that limit the free vibration of the
よって、本発明の第3の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第1及び第2の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源5を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。この結果、第3の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。第1及び第2の実施形態に係る電力伝送装置で述べたのと同様に第3の実施形態に係る電力伝送装置によれば、回路構成が単純化されるので壊れにくく回路設計が容易になる。又、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばし、電力伝送効率を原理的には100%に近い値まで高めることが可能である。
Therefore, according to the power transmission device according to the third embodiment of the present invention, similarly to the power transmission devices according to the first and second embodiments, the
(第4の実施形態)
本発明の第4の実施形態に係る電力伝送装置は、図16(a)に示すように、第3の実施形態に係る電力伝送装置に、負荷制御スイッチSW4を追加した構成となっている。「負荷制御スイッチSW4」は、受電側スイッチSW3と同様に、二次側回路3の自由振動を制限し、二次側回路3における過渡的な電流-電圧の変化を実現させる回路素子である。
(Fourth embodiment)
As shown in FIG. 16A, the power transmission device according to the fourth embodiment of the present invention has a configuration in which a load control switch SW4 is added to the power transmission device according to the third embodiment. The “load control switch SW4” is a circuit element that limits the free oscillation of the
図16(a)に示した一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4として、第1~第3の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、FET、SIT、BJTの他、GTOサイリスタ、SIサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子を用いることが可能である。低い内部抵抗の要求を考慮すると、現状での市場での入手可能性により、MOSFETが図16(b)に示した実装回路の一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4としてそれぞれ採用することが好ましい。 As the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4 shown in FIG. 16A, power semiconductor switching elements including thyristors such as FETs, SITs, and BJTs, such as GTO thyristors and SI thyristors, can be used as in the power transmission devices according to the first to third embodiments. Considering the requirement for low internal resistance, it is preferable to employ MOSFETs as the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4 of the mounting circuit shown in FIG.
第4の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は4個のみで良いので、ジュール熱の発生を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2をオン/オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路2の電圧を高めてジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。
In the power transmission device according to the fourth embodiment, only four power semiconductor switching elements are used as the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4. Therefore, a cooling structure that prevents the generation of Joule heat can be easily designed, and the generation of stray resistance, stray capacitance, and stray inductance can be minimized. In addition, since simple ON/OFF control of the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 is sufficient, it is possible to increase the voltage of the
図16(b)に示す実装回路においては、第1の還流ダイオードFWD1が第1の半導体スイッチング素子Q1としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第2の還流ダイオードFWD2が第2の半導体スイッチング素子Q2としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第3の還流ダイオードFWD3が第3の半導体スイッチング素子Q3としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、第4の還流ダイオードFWD4が第4の半導体スイッチング素子Q4としてのMOSFETのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図16(b)に示すように、第3の還流ダイオードFWD3は、受電側コイルL2にからの環流電流を流す方向に設けられるので、第2の還流ダイオードFWD2がとは反対向きに設けられているのは図13(b)と同様である。図4(a)、図10(b)及び図13(b)に示した回路と同様に、送電側コイルL1からの環流電流が直流電源5に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードD1が直流電源5と第1の半導体スイッチング素子Q1の間に直列接続されている。図16(b)に示す実装回路でも負荷素子6の等価インピーダンスXLeqを充電容量Csで近似して表現している。
In the implementation circuit shown in FIG. 16(b), the first freewheeling diode FWD 1 is connected between the source and drain of the MOSFET as the first semiconductor switching element Q1, the second freewheeling diode FWD 2 is connected between the source and drain of the MOSFET as the second semiconductor switching element Q2, the third freewheeling diode FWD 3 is connected between the source and drain of the MOSFET as the third semiconductor switching element Q3, and the fourth freewheeling diode MOSFET MOSFET 4 is connected between the source and drain of the MOSFET as the fourth semiconductor switching element Q4. They are connected in parallel as protective elements between the source and drain of the FET. As shown in FIG. 16(b), the third freewheeling diode FWD 3 is provided in the direction in which the freewheeling current from the receiving side coil L 2 flows, so that the second freewheeling diode FWD 2 is provided in the opposite direction as in FIG. 13(b). 4(a), 10(b) and 13(b), in order to prevent the circulating current from the power transmission side coil L1 from circulating to the
既に述べたとおり、図11に示した第2の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図と図15に示した第3の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図を比較すると、受電側スイッチSW3が1個増えても、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送における端子間電圧VC1や端子間電圧VC2等の時間的変化(過渡応答)を示す波形は、殆ど同じである。図16(a)に示すように、第3の実施形態に係る電力伝送装置に、負荷制御スイッチSW4を追加した構成となっても、特性調和伝送の本質は変わらず、その基本的動作や、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送における端子間電圧VC1や端子間電圧VC2等の時間的変化(過渡応答)を示す波形は、殆ど同じである。
As already described, when comparing the timing diagram of the power transmission device according to the second embodiment shown in FIG. 11 and the timing diagram of the power transmission device according to the third embodiment shown in FIG. 15, even if one switch SW3 on the power receiving side is added, the waveforms showing temporal changes (transient response) such as the inter-terminal voltage VC 1 and the inter-terminal voltage VC 2 in the characteristic harmonic transmission between the
しかしながら、図16(a)に示すように、一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4の4つのスイッチを有する構成においては、一次側駆動スイッチSW1と負荷制御スイッチSW4を遮断状態、送電側スイッチSW2と受電側スイッチSW3を導通状態としたタイミングにおいて、直流電源5側の回路と負荷素子6側の回路が、それぞれ一次側回路2及び二次側回路3から分離されるので、一次側回路2と二次側回路3が自由振動することが可能となる。即ち一次側回路2のLC共振回路と二次側回路3のLC共振回路が相互インダクタンスMで結合した回路として扱えるので、交流理論における重共振の考え方が採用可能となる。即ち、一次側駆動スイッチSW1と負荷制御スイッチSW4を遮断状態、送電側スイッチSW2と受電側スイッチSW3を導通状態としたタイミングにおいては、既に述べた式(2)及び(3)の結合方程式で、特性調和伝送の効率を検討することができる。
However, as shown in FIG. 16A, in the configuration having four switches, ie, the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4, at the timing when the primary side drive switch SW1 and the load control switch SW4 are cut off and the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are made conductive, the circuit on the
ただし、実装回路においては、一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4の4つのスイッチに、それぞれ用いる電力用半導体スイッチング素子のオン抵抗を考慮しなくてはならないので、式(2)及び(3)の結合方程式では記述できない。よって、一次側駆動スイッチSW1と負荷制御スイッチSW4を遮断状態、送電側スイッチSW2と受電側スイッチSW3を導通状態としたタイミングの動作では、一次側回路2のLCR共振回路と二次側回路3のLCR共振回路が相互インダクタンスMで結合した回路としての検討が必要になる。
However, in the implementation circuit, it is necessary to consider the ON resistance of the power semiconductor switching elements used in the four switches of the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4. Therefore, in the operation at the timing when the primary side drive switch SW1 and the load control switch SW4 are cut off and the power transmission side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are made conductive, it is necessary to consider a circuit in which the LCR resonance circuit of the
又、一次側駆動スイッチSW1や負荷制御スイッチSW4を導通状態としたときのステップ応答等の過渡応答におけるエネルギー伝送を考慮する必要があるので、本発明の第4の実施形態に係る電力伝送装置のすべてを従来の交流理論で解釈できるわけではない。即ち既に図3(b)の斜線で示したような自由振動の領域では従来の正弦波の交流理論を用いることができるが、一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4の4つのスイッチを用いて回路の境界条件を時々刻々変化させている第4の実施形態に係る電力伝送装置の動作環境では、図2(b)に例示したような鋸波状の立ち上がり特性等の過渡応答を含めて解析する必要がある。 In addition, since it is necessary to consider energy transmission in a transient response such as a step response when the primary side drive switch SW1 and the load control switch SW4 are turned on, not all the power transmission devices according to the fourth embodiment of the present invention can be interpreted by the conventional AC theory. That is, in the region of free vibration shown by hatching in FIG. 3B, the conventional sine wave AC theory can be used, but in the operating environment of the power transmission device according to the fourth embodiment in which the boundary conditions of the circuit are constantly changed using the four switches of the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4, it is necessary to analyze including the transient response such as the sawtooth wave-like rise characteristic as illustrated in FIG. 2B.
(特性調和伝送波形のシミュレーション)
図16(a)に例示した構成における送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2のそれぞれの端子間電圧VC1と端子間電圧VC2の波形を通常の交流理論によるシミュレーションによって求め、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送波形を確認する。一次側回路2と二次側回路3の結合係数KACを0.6、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量をいずれも65μF、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスをいずれも60μHとする。
(Simulation of characteristic harmonic transmission waveform)
The waveforms of the terminal voltage VC 1 and the terminal voltage VC 2 of the power transmission side capacitor C 1 and the power reception side capacitor C 2 in the configuration illustrated in FIG. The coupling coefficient K AC between the
先ず、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4をオフ状態にし、一次側駆動スイッチSW1をオン状態にして、送電側コンデンサC1に初期電圧20Vを印加して送電側コンデンサC1に電荷を蓄える。次に、一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にし、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオン状態にすると、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じると期待できる。シミュレーションによって得られた端子間電圧VC1と端子間電圧VC2の波形を図17(a)に示す。端子間電圧VC1の波形及び端子間電圧VC2の波形のいずれもが大きな振幅の正弦波と小さな振幅の正弦波が合成されたような波形であり、通常の交流理論における正弦波とは異なる。
First, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4 are turned off, the primary side drive switch SW1 is turned on, and an initial voltage of 20 V is applied to the power transmission side capacitor C1 to store electric charge in the power transmission side capacitor C1 . Next, when the primary side drive switch SW1 is turned off and the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned on, it can be expected that characteristic harmonic transmission between the
図17(a)において、0.2msで送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオン状態にしている。0.45msで、端子間電圧VC1が0Vになり、端子間電圧VC2が20Vになる。このことは、送電側のエネルギーがすべて受電側へ伝送されていることを示しており、0.45msで送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にすると、効率よく、特性調和伝送による電力伝送を行うことができる。 In FIG. 17A, the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned on at 0.2 ms. At 0.45ms, the voltage across terminal VC1 becomes 0V and the voltage across terminal VC2 becomes 20V. This indicates that all the energy on the power transmission side is transmitted to the power reception side, and when the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned off at 0.45 ms, power can be efficiently transmitted by characteristic harmonic transmission.
(実装回路による特性調和伝送波形の測定)
続いて、図16(a)に例示した構成の実装回路により、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の波形の測定を行う。一次側回路1と二次側回路2の等価結合係数Kを0.6、送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量をいずれも65μF、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスをいずれも60μH、送電側コンデンサC1に印加する初期電圧を20Vとする。これらはシミュレーションの場合と同様の値である。測定によって得られた送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2のそれぞれの端子間電圧VC1と端子間電圧VC2の波形を図17(b)に示すが、端子間電圧VC1の波形と端子間電圧VC2の波形の間に対称性がないことが分かる。
(Measurement of characteristic harmonic transmission waveform by mounting circuit)
Subsequently, the waveform of the characteristic harmonic transmission between the
実装回路では寄生抵抗が存在するため、図17(a)の通常の交流理論によるシミュレーションの結果と異なり、波形は時間とともに減衰している。図17(b)において、0.2msから伝送が始まり、0.45msで端子間電圧VC2が最大の15Vになる。この時の端子間電圧VC1は―3Vであり、送電側のエネルギーのすべてが受電側へ伝送されておらず、一部のエネルギーは送電側に残留しているが、送電側のエネルギーが受電側に伝送されていることが確認できる。既に述べたとおり、第3の実施形態に係る電力伝送装置に対し、負荷制御スイッチSW4を追加した構成となっても、端子間電圧VC1や端子間電圧VC2等の時間的変化(過渡応答)を示す波形は、殆ど同じである。即ち、図17(b)に示す端子間電圧VC1の波形と端子間電圧VC2の波形はマクロな変化を示す図であり、マクロには大きな振幅の正弦波と小さな振幅の正弦波が合成されたような波形のように見えるが、時間軸を長くして詳細にみれば、図11や図15に示した波形と同様であり、正弦波の変化を示しているのではない。 Since there is a parasitic resistance in the mounted circuit, the waveform attenuates with time unlike the result of the simulation based on the normal AC theory shown in FIG. 17(a). In FIG. 17(b), transmission starts at 0.2 ms, and the inter-terminal voltage VC2 reaches the maximum of 15 V at 0.45 ms. At this time, the terminal voltage VC 1 is −3 V. Not all of the energy on the power transmission side is transmitted to the power reception side, and some energy remains on the power transmission side, but it can be confirmed that the energy on the power transmission side is transmitted to the power reception side. As already described, even if the load control switch SW4 is added to the power transmission device according to the third embodiment, the waveforms showing temporal changes (transient response) such as the terminal voltage VC1 and the terminal voltage VC2 are almost the same. That is, the waveforms of the terminal voltage VC1 and the terminal voltage VC2 shown in FIG. 17(b) are diagrams showing macroscopic changes. Macroscopically, the waveforms look like a combination of a large-amplitude sine wave and a small-amplitude sine wave.
(等価結合係数の変化と特性調和伝送の変化)
図16(a)に例示した構成において、送電側コンデンサC1に電荷を蓄えたのち、一次側駆動スイッチSW1及び負荷制御スイッチSW4をオフ状態にし、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオン状態にしたとき、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。この動作は、従来の交流理論によれば、既に述べた式(2)及び式(3)の結合方程式によって表される。
(Change in equivalent coupling coefficient and change in characteristic harmonic transmission)
In the configuration exemplified in FIG. 16(a), when the primary side drive switch SW1 and the load control switch SW4 are turned off, and the power transmission side switch SW2 and the power receiving side switch SW3 are turned on after storing electric charge in the power transmission side capacitor C1 , characteristic harmonic transmission occurs between the
従来の交流理論では、式(2)及び式(3)の結合方程式を解き一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって発生する受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2を求めると、式(10)で定義される相互誘導関数φ(k)を用いて、
VC2=VC0/2×(L2/L1)(1/2)×φ(k) ……(11)
となる。ここで、VC0は送電側コンデンサC1の端子間の初期電圧、ω0は共振角周波数であり、ω0=L1×C1=L2×C2である。送電側コンデンサの端子間電圧VC1が0のとき式(11)は最大値VC0×(L2/L1)(1/2)となり、通常の交流理論によれば、このとき送電側のすべてのエネルギーが受電側に伝送されたことになる。
In the conventional AC theory, solving the coupled equations of Equations (2) and (3) to find the voltage VC2 across the terminals of the receiving side capacitor C2 generated by the characteristic harmonic transmission between the primary circuit 2 and the
VC2 = VC0 /2*( L2 / L1 ) (1/2) *φ(k) (11)
becomes. Here, VC 0 is the initial voltage across the terminals of the power transmission side capacitor C 1 , ω 0 is the resonance angular frequency, and ω 0 =L 1 ×C 1 =L 2 ×C 2 . When the voltage VC1 between the terminals of the capacitor on the transmitting side is 0, the maximum value VC0 ×( L2 / L1 ) (1/2) is obtained in equation (11), and according to the normal AC theory, all the energy on the transmitting side is transmitted to the receiving side at this time.
図16(a)に例示した構成において、通常の交流理論による結合係数KACを変化させたときの一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送の波形の変化を、通常の交流理論によるシミュレーションによって求める。送電側コンデンサC1と受電側コンデンサC2の容量をいずれも500μF、送電側コイルL1と受電側コイルL2のインダクタンスをいずれも10μH、送電側コンデンサC1に印加する初期電圧を25Vとする。以下の説明では交流理論による結合係数KACが等価結合係数に等しいと近似し、等価結合係数Kを0.00、0.1、0.6、0.8、0.88として、それぞれ通常の交流理論によるシミュレーションを行った。通常の交流理論によるシミュレーションの結果得られた端子間電圧VC1と端子間電圧VC2の波形を、図18(a)から図19(c)に示す。図18(a)に示すように、通常の交流理論による結合係数K=0.00のとき、一次側回路1と二次側回路は互いに相互作用せず、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送は生じない。
In the configuration illustrated in FIG. 16(a), the change in the waveform of the characteristic harmonic transmission between the
等価結合係数K=0.1、0.6、0.8、0.88のときはいずれも一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じている。図18(b)に示すように等価結合係数K=0.1のときは2.2ms、図19(a)に示すように、等価結合係数K=0.6のときは0.28ms、図19(c)に示すように、等価結合係数K=0.88のときは0.3msで送電側コンデンサの端子間電圧VC1が0Vになり、受電側コンデンサの端子間電圧VC2が送電側コンデンサC1の端子間の初期電圧VC0と同じ値になっており、送電側のエネルギーがすべて受電側に伝送されている。図19(b)に示すように、等価結合係数K=0.8のとき、受電側コンデンサの端子間電圧VC2の最大値は送電側コンデンサC1の端子間の初期電圧VC0より小さい値をとっており、等価結合係数K=0.1、0.6、0.88のときと比較して、等価結合係数K=0.8のときは、効率よく電力伝送を行うことができない。
When the equivalent coupling coefficient K=0.1, 0.6, 0.8 and 0.88, characteristic harmonic transmission between the
又、等価結合係数K=0.6、0.88のときと比較して、等価結合係数K=0.1のときは、受電側コンデンサの端子間電圧VC2が最大値をとるまでの時間が長い。式(11)は2つのモードの和で表され、
(1+k)(1/2)/(1―k)(1/2)=2 ……(12)
のとき、即ち等価結合係数K=0.6のとき、受電側コンデンサC2の端子間電圧VC2が最大値をとるまでの時間が最も短く、次に短いのは、
(1+k)(1/2)/(1―k)(1/2)=4 ……(13)
のとき、即ち等価結合係数K=0.88のときである。実装回路ではコイルの寄生抵抗rL=Rstr(L1)=Rstr(L2)及びコンデンサの寄生抵抗rCによって波形が時間とともに減衰するため、等価結合係数K=0.6、0.88のとき最も効率よく電力伝送を行うことができる。又、寄生抵抗rL、rCが低い場合、等価結合係数K=0.1のときでも効率よく電力伝送を行うことができる。間隔dを大きくすると等価結合係数Kは小さくなるため、寄生抵抗rL、rCが十分低ければ、長距離を隔てて送ることができるといえる。
Further, when the equivalent coupling coefficient K=0.1, the time required for the terminal-to-terminal voltage VC2 of the receiving side capacitor to reach its maximum value is longer than when the equivalent coupling coefficient K=0.6 and 0.88. Equation (11) is expressed as the sum of two modes,
(1+k) (1/2) /(1-k) (1/2) =2 ……(12)
, that is, when the equivalent coupling coefficient K=0.6, the time until the voltage VC2 across the terminals of the power receiving side capacitor C2 takes the maximum value is the shortest, and the next shortest is
(1+k) (1/2) /(1-k) (1/2) = 4 ……(13)
, that is, when the equivalent coupling coefficient K=0.88. In the mounted circuit, the waveform attenuates with time due to the parasitic resistance r L = R str (L 1 ) = R str (L 2 ) of the coil and the parasitic resistance r C of the capacitor, so the equivalent coupling coefficient K = 0.6, 0.88. Also, when the parasitic resistances r L and r C are low, power can be efficiently transmitted even when the equivalent coupling coefficient K=0.1. As the distance d increases, the equivalent coupling coefficient K decreases. Therefore, if the parasitic resistances r L and r C are sufficiently low, it can be said that they can be sent over a long distance.
図19(a)に示した、等価結合係数K=0.6のときの端子間電圧VC1と端子間電圧VC2の波形を拡大したものを図20(a)に示す。又、このときの送電側コイルL1と受電側コイルL2の電流I1とI2の波形を図20(b)に示す。0.28msで端子間電圧VC1が0Vになり、端子間電圧VC2が送電側コンデンサC1の端子間の初期電圧VC0と同じ値になると同時に、電流I1とI2は0Aになっている。0.28msで送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にすると、最大効率で電力伝送を行うことができ、更に、このとき電流I1とI2が0Aであり、送電側コイルL1と受電側コイルL2に生じる逆起電力が0となることから、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3の破壊を防ぐことができる。 FIG. 20(a) shows enlarged waveforms of the terminal voltage VC1 and the terminal voltage VC2 when the equivalent coupling coefficient K=0.6 shown in FIG. 19(a). FIG. 20(b) shows the waveforms of the currents I1 and I2 of the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 at this time. At 0.28 ms, the voltage VC1 across the terminals becomes 0V, and the voltage across the terminals VC2 becomes the same value as the initial voltage VC0 across the terminals of the power transmitting capacitor C1 , and at the same time, the currents I1 and I2 become 0A. When the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned off at 0.28 ms, power transmission can be performed with maximum efficiency. Further, at this time, the currents I1 and I2 are 0 A, and the back electromotive force generated in the power transmission side coil L1 and the power reception side coil L2 becomes 0, so that the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 can be prevented from being destroyed.
(インダクタンスLと容量Cの最適な組み合わせ)
図16(a)に例示した構成において、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって送電側に蓄えられていたエネルギーを受電側に伝送するときの、最も伝送効率のよいコイルのインダクタンスLとコンデンサの容量Cの組み合わせを以下の手順で求める。伝送効率Pは、一回で伝送しようとするエネルギーをPonCe-tr、コイルの寄生抵抗rL及びコンデンサの寄生抵抗rCによって一回で損失するエネルギーをPonCe-loss、一回に必要な時間をτonCeとすれば、式(14)で表される。
P=(PonCe-tr―PonCe-loss)/τonCe ……(14)
一回で伝送しようとするエネルギーPonCe-trは1/2×CV0
2、一回で損失するエネルギーPonCe-lossは(rL+rC)/2×C/L×V0
2、一回に必要な時間τonCeは2(1.6)1/2π(LC)1/2であるので、伝送効率Pは、式(15)で表される。
P=(1/2×CV0
2-(rL+rC)/2×C/L×V0
2)/(2(1.6)1/2π(LC)1/2) ……(15)
ここで、V0は、送電側コンデンサC1に印加する初期電圧である。
(Optimal combination of inductance L and capacitance C)
In the configuration illustrated in FIG. 16( a ), the combination of the inductance L of the coil and the capacitance C of the capacitor with the highest transmission efficiency when transmitting the energy stored on the power transmitting side to the power receiving side by characteristic harmonic transmission between the
P= ( PonCe -tr - PonCe -loss )/ τonCe (14)
The energy P on C e-tr to be transmitted in one transmission is 1/2×CV 0 2 , the energy P on C e-loss lost in one transmission is (r L +r C )/2×C/L×V 0 2 , and the time τ on C e required for one transmission is 2(1.6) 1/2 π(LC) 1/2 .
P=(1/2×CV 0 2 −(r L +r C )/2×C/L×V 0 2 )/(2(1.6) 1/2 π(LC) 1/2 ) (15)
Here, V 0 is the initial voltage applied to the power transmission side capacitor C 1 .
コイルの寄生抵抗rL及びコンデンサの寄生抵抗rCに対し、KL=rL/L、KC=rC×Cとし、コイルに流れる最大電流をImaxとするとImax=(C/L)1/2×Vであるので、
P=ImaxV{(1.6)-1/2π-1―(KL(LC)1/2+KC(LC)-1/2)}
………(16)
となり、
KL(LC)1/2+KC(LC)-1/2>=2(KLKC)1/2……(17)
である。
Let K L =r L /L and K C =r C × C for the parasitic resistance r L of the coil and the parasitic resistance r C of the capacitor, and let I max be the maximum current flowing through the coil.
P=I max V {(1.6) −1/2 π −1 −(K L (LC) 1/2 +K C (LC) −1/2 )}
…………(16)
becomes,
K L (LC) 1/2 + K C (LC) −1/2 >= 2(K L K C ) 1/2 (17)
is.
伝送効率Pが最大になるとき
KL(LC)1/2+KC(LC)-1/2=2(KLKC)1/2……(18)
であり、このとき
LC=KC/KL……(19)
となる。コイルのインダクタンスLとコンデンサの容量Cが式(19)を満たすとき、伝送効率が最大となる。
When the transmission efficiency P is maximized
K L (LC) 1/2 + K C (LC) −1/2 = 2(K L K C ) 1/2 (18)
and at this time
LC= KC / KL (19)
becomes. The transmission efficiency is maximized when the inductance L of the coil and the capacitance C of the capacitor satisfy the expression (19).
図16(a)に例示した構成において、コイルのインダクタンスとコンデンサの容量を変化させたときの伝送効率を通常の交流理論によるシミュレーションによって求める。V=36V、結合係数KL=600Ω/H、結合係数KC=3.00×10-6ΩFとする。通常の交流理論によるシミュレーションの結果得られた、コイルのインダクタンスが1、2、5、10、20、50μHのときのコンデンサの容量に対する伝送効率の変化を図21に示す。図21に示すように、伝送効率が最大となるコイルのインダクタンスLとコンデンサの容量Cの組み合わせは、コイルのインダクタンスが1、2、5、10、20、50μHのとき、コンデンサの容量Cはそれぞれ5000、2500、1000、500、250、100μFであり、式(19)を満たしている。 In the configuration exemplified in FIG. 16A, the transmission efficiency when changing the inductance of the coil and the capacitance of the capacitor is obtained by a simulation based on ordinary alternating current theory. It is assumed that V=36 V, coupling coefficient K L =600Ω/H, and coupling coefficient K C =3.00×10 −6 ΩF. FIG. 21 shows changes in transmission efficiency with respect to capacitor capacitance when coil inductances are 1, 2, 5, 10, 20 and 50 μH, obtained as a result of simulation based on ordinary alternating current theory. As shown in FIG. 21, when the coil inductance is 1, 2, 5, 10, 20, and 50 μH, the capacitor capacitance C is 5000, 2500, 1000, 500, 250, and 100 μF, respectively, and the combination of the coil inductance L and the capacitor capacitance C that maximizes the transmission efficiency satisfies the equation (19).
(負荷素子の端子間電圧が低い場合の電力伝送)
充電式電池としての負荷素子6の端子間電圧が低い場合の、第4の実施形態に係る第1のワイヤレス電力伝送方法を、図23に示すフローチャート及び図24(a)に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、交流理論で定義される結合係数KAC=0.6、0.88に等価な等価結合係数K等、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じた際に、端子間電圧VC2の最大値が送電側コンデンサC1の端子間の初期電圧VC0と同じ値になり、その時、端子間電圧VC1は0Vになるように、等価結合係数Kは調整されているものとする。
(Power transmission when the voltage between the terminals of the load element is low)
The first wireless power transmission method according to the fourth embodiment when the voltage across the terminals of the
先ず、ステップS11において、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4をオフ状態にし、一次側駆動スイッチSW1をオン状態にする。送電側コンデンサC1に初期電圧を印加して電荷を蓄えたのち、一次側駆動スイッチSW1をオフ状態にする。なお、この時点で負荷素子6の端子間電圧は十分低いものとする。次に、ステップS12において、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオン状態にすると一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。次に、ステップS13において、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって端子間電圧VC2の絶対値が最大になり、端子間電圧VC1が0Vになる時点で送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にする。
First, in step S11, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4 are turned off, and the primary side drive switch SW1 is turned on. After an initial voltage is applied to the transmission-side capacitor C1 to store electric charge, the primary-side drive switch SW1 is turned off. It is assumed that the voltage across the terminals of the
次に、ステップS14において、負荷制御スイッチSW4をオン状態にすると、充電電流ICSが発生し、端子間電圧VC2は減少する。次に、ステップS15において、充電電流ICSが0になった時点で負荷制御スイッチSW4をオフ状態にする。このときの端子間電圧VC2と負荷素子6の端子間電圧は同じ値となる。ステップS11の時点で負荷素子6の端子間電圧が十分低い場合、ステップS15の時点で受電側コンデンサの端子間電圧VC2は0V、又は0Vとみなせる程度に十分低く、受電側コンデンサC2を放電することなくステップS11に戻ることができる。
Next, in step S14, when the load control switch SW4 is turned on, a charging current ICS is generated and the inter-terminal voltage VC2 is reduced. Next, in step S15, the load control switch SW4 is turned off when the charging current ICS becomes zero. At this time, the terminal voltage VC2 and the terminal voltage of the
(負荷素子の端子間電圧が低くない場合の電力伝送方法)
負荷素子6の端子間電圧が低くない場合の、第4の実施形態に係る第2のワイヤレス電力伝送方法を、図24(b)に示すフローチャート及び図25に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、等価結合係数Kは負荷素子6の端子間電圧が低い場合と同様に調整されているものとする。
(Power transmission method when the voltage between the terminals of the load element is not low)
The second wireless power transmission method according to the fourth embodiment when the voltage across the terminals of the
ステップS21からステップS24は、ステップS11からステップS14と同様である。ステップS25において、充電電流ICSが0になった時点で負荷制御スイッチSW4をオフ状態にする。このときの端子間電圧VC2は充電電圧VCSと同じ値になる。次のステップS26で受電側コンデンサの放電を行う。 Steps S21 to S24 are the same as steps S11 to S14. In step S25, the load control switch SW4 is turned off when the charging current ICS becomes zero. The inter-terminal voltage VC2 at this time becomes the same value as the charging voltage VCS . In the next step S26, the power receiving side capacitor is discharged.
ステップS26において、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオン状態にすると、再度一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じる。ステップS27において、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送によって端子間電圧VC1の絶対値が最大になり、端子間電圧VC2が0Vになる時点で送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3をオフ状態にする。ステップS27時点での端子間電圧VC1はステップS25時点での端子間電圧VC2と同じ値であるので、ステップS27時点で端子間電圧VC1と充電電圧VCSは同じ値である。よって、この場合、端子間電圧VC1で、充電電圧VCSをモニターすることができる。
In step S26, when the power transmission side switch SW2 and the power reception side switch SW3 are turned on, characteristic harmonic transmission between the
以上に述べたように、本発明の第4の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第1~第3実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源5を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される上に壊れにくくなり、回路設計も容易になる。この結果第4の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率を原理的には100%に近い値まで高め、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばしたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。
As described above, according to the power transmission device according to the fourth embodiment of the present invention, similarly to the power transmission devices according to the first to third embodiments, the
(第5の実施形態)
本発明の第5の実施形態に係る電力伝送装置は、図26に示すように、一次側回路2Cと二次側回路3Cとが、第1の相互結合コンデンサC23及び第2の相互結合コンデンサC24で静電的に結合しており、第1の実施形態に係る電力伝送装置の、コイルをコンデンサに、コンデンサをコイルに入れ替えた構成となっている。電磁誘導の法則、及びマックスウェルの方程式より、このようなコイルとコンデンサの入れ替えが可能である。即ち図26に示すように第5の実施形態に係る電力伝送装置は、図1(a)に示した第1の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、静電エネルギーを蓄積する送電側コンデンサC21、送電側コンデンサC21に並列接続され送電側コンデンサC21から送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサC21に環流する送電側コイルL21を有する一次側回路2を備える。
(Fifth embodiment)
In the power transmission device according to the fifth embodiment of the present invention, as shown in FIG. 26, the primary side circuit 2C and the secondary side circuit 3C are electrostatically coupled by a first mutual coupling capacitor C23 and a second mutual coupling capacitor C24 . According to the law of electromagnetic induction and Maxwell's equations, such replacement of coils and capacitors is possible. That is, as shown in FIG. 26 , the power transmission device according to the fifth embodiment includes a power transmission side capacitor C 21 for accumulating electrostatic energy, a power transmission side coil L 21 connected in parallel to the power transmission
そして、第5の実施形態に係る電力伝送装置は、図26に示すように、送電側コンデンサC21と送電側コイルL21を並列に接続する一方のノードに一方の電極を接続した第1の相互結合コンデンサC23と、送電側コンデンサC21と送電側コイルL21を並列に接続する他方のノードに一方の電極を接続した第2の相互結合コンデンサC24を更に備える点が、図1に示した第1の実施形態に係る電力伝送装置とは異なる。そして、第5の実施形態に係る電力伝送装置は第1の相互結合コンデンサC23の他方の電極に一方の電極を接続し、第2の相互結合コンデンサC24の他方の電極に他方の電極を接続し、一次側回路2から静電エネルギーを受け取る受電側コンデンサC22、受電側コンデンサC22に並列接続され受電側コンデンサC22に蓄積された静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積する受電側コイルL22を有する二次側回路3を更に備える。
26, the power transmission apparatus according to the fifth embodiment further includes a first mutual coupling capacitor C23 having one electrode connected to one node connecting the power transmission side capacitor C21 and the power transmission side coil L21 in parallel, and a second mutual coupling capacitor C24 having one electrode connected to the other node connecting the power transmission side capacitor C21 and the power transmission side coil L21 in parallel. It is different from power transmission equipment. In the power transmission device according to the fifth embodiment, one electrode is connected to the other electrode of the first mutual coupling capacitor C23 , the other electrode is connected to the other electrode of the second mutual coupling capacitor C24 , the secondary side circuit has a power receiving side capacitor C22 that receives electrostatic energy from the
更に、図26に示すように第5の実施形態に係る電力伝送装置は、送電側コイルL21の一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源5と、送電側コイルL21の一方の端子と直流電源5との間に直列に接続され、送電側コイルL21に断続的な直流電圧をステップ入力する一次側駆動スイッチSW1を備える。又、受電側コイルL22の一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、受電側コイルL22から磁気エネルギーを受け取る負荷素子6と、アノードが受電側コイルL22の一方の端子の側に、カソードが負荷素子6に接続された負荷側ダイオードD2を備える。図26に示すような静電的な結合であっても、第5の実施形態に係る電力伝送装置は、一次側回路2から二次側回路3に非接触で電気エネルギーを伝送することができる。通常の交流理論によるシミュレーションによって送電側コイルL21と受電側コイルL22に流れる電流の波形を求め、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送波形を確認する。
Furthermore, as shown in FIG. 26, the power transmission device according to the fifth embodiment includes a
一次側回路21と二次側回路22の等価結合係数を0、送電側コイルL21と受電側コイルL22のインダクタンスをいずれも0.1μH、送電側コンデンサC21と受電側コンデンサC22の容量をいずれも400pF、第1の相互結合コンデンサC23と第2の相互結合コンデンサC24の容量をいずれも500pFとする。直流電源5は第1の実施形態の場合と同様、定電圧源である。送電側コイルL21と受電側コイルL22に流れる電流の波形を図27(a)に示す。又、送電側コンデンサC21と受電側コンデンサC22のそれぞれの端子間電圧V21、V22の波形を図27(b)に示す。0nsで送電側コイルL21と受電側コイルL22に流れる電流がそれぞれ30Aと0Aであり、60nsで送電側コイルL21と受電側コイルL22に流れる電流がそれぞれ30Aと0Aになっており、一次側回路2と二次側回路3の間の特性調和伝送が生じている。
The equivalent coupling coefficient of the
以上に述べたように、本発明の第5の実施形態に係る電力伝送装置によれば、静電的な結合であっても、第1~第4の実施形態に係る電力伝送装置における磁気的結合の場合と同様に制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源5を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要である。又、静電的な結合であっても、第1~第4の実施形態に係る電力伝送装置と同様に回路構成は単純化され壊れにくく回路設計が容易になる上に制御回路側における電力損失も最小化される。この結果、本発明の第5の実施形態に係る電力伝送装置によれば電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路(0次回路)の損失を含めた総合的な電力伝送効率を100%に近い値まで高め、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばしたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。
As described above, according to the power transmission device according to the fifth embodiment of the present invention, even in the case of electrostatic coupling, as in the case of magnetic coupling in the power transmission devices according to the first to fourth embodiments, an inexpensive
(その他の実施形態)
上記のように、本発明は第1~第5の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、本発明の第5の実施形態に係る電力伝送装置においては静電的な結合方式として一次側駆動スイッチSW1を1個のみ含む回路構成を説明したが。単なる例示に過ぎない。本発明の第2の実施形態に係る電力伝送装置において説明したように、静電的な結合方式の回路構成の場合であっても、一次側駆動スイッチSW1及び送電側スイッチSW2を含む構成とすることが可能である。
(Other embodiments)
As described above, the present invention has been described by the first to fifth embodiments, but the statements and drawings forming part of this disclosure should not be understood to limit the present invention. Various alternative embodiments, implementations and operational techniques will become apparent to those skilled in the art from this disclosure. For example, in the power transmission device according to the fifth embodiment of the present invention, the circuit configuration including only one primary side drive switch SW1 has been described as the electrostatic coupling method. It is only an example. As described in the power transmission device according to the second embodiment of the present invention, even in the case of the circuit configuration of the electrostatic coupling method, the configuration including the primary side drive switch SW1 and the power transmission side switch SW2 is possible.
同様に、本発明の第3の実施形態に係る電力伝送装置で説明したように静電的な結合方式の回路構成の場合であっても、一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2及び受電側スイッチSW3を含む構成とすることが可能である。更に、一次側駆動スイッチSW1、送電側スイッチSW2、受電側スイッチSW3及び負荷制御スイッチSW4を含んで、本発明の第4の実施形態に係る電力伝送装置と同様な構成にしても構わない。 Similarly, even in the case of the circuit configuration of the electrostatic coupling method as described in the power transmission device according to the third embodiment of the present invention, it is possible to adopt a configuration including the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, and the power reception side switch SW3. Further, the configuration may be the same as that of the power transmission device according to the fourth embodiment of the present invention, including the primary side drive switch SW1, the power transmission side switch SW2, the power reception side switch SW3, and the load control switch SW4.
即ち、本発明に係る電力伝送装置は、図1(a)、10(a)、13(a)、16(24及び26で示したようなそれぞれの実施形態の技術思想を互いに組み合わせて構成することもできる。又、本発明の第1の実施形態に係る電力伝送装置において図6(a)~図8(b)を用いて説明した磁気的結合度制御機構を、第2~第4の実施形態に係る電力伝送装置に適用しても構わない。以上のとおり本発明は、本明細書及び図面に記載していない様々な実施形態等を含むとともに、本発明の技術的範囲は、上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。 1(a), 10(a), 13(a), 16 (24 and 26) can be combined with each other to configure the power transmission device according to the present invention. In addition, the magnetic coupling degree control mechanism described with reference to FIGS. The invention includes various embodiments not described in the specification and drawings, and the technical scope of the invention is defined only by the matters specifying the invention according to the scope of claims that are valid from the above description.
1…給電側回路、2、2C…一次側回路、3、3C…二次側回路、5…直流電源、6…負荷素子、32…スペーサ、33…車止め、41…測距ユニット、411…発光部、412…受光部、42,47…論理演算制御部、421…距離演算部、422,472…結合係数計算部、43…結合係数調整駆動装置、45…データ記憶装置、46…伝送効率測定ユニット、461…電流計、462…電圧計、471…伝送効率演算部、71…基板、72…ソース領域、73…ドレイン領域、81…ゲート酸化膜、82…ソース電極、83…ドレイン電極、84…ゲート電極
1 power
Claims (8)
前記送電側コイルに対向し、前記送電側コイルから前記磁気エネルギーを受け取る受電側コイル、前記受電側コイルに接続され前記受電側コイルに蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサを有し、前記立ち上がり・立ち下がり過渡応答とは互いに対称性を有さない振動波形を呈する二次側回路と、
を備え、前記立ち上がり・立ち下がり過渡応答の時定数と前記二次側回路の回路特性に内在する時定数が調和するように設定され、前記一次側回路から前記二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することを特徴とする電力伝送装置。 a primary side circuit that has a power transmission side capacitor, a power transmission side coil that is connected to the power transmission side capacitor and that accumulates electrostatic energy sent from the power transmission side capacitor as magnetic energy and circulates the magnetic energy to the power transmission side capacitor, and that exhibits a rise and fall transient response in which a knobby sawtooth wave is dulled by the accumulation and the circulation;
a secondary side circuit having a power receiving side coil facing the power transmitting side coil and receiving the magnetic energy from the power transmitting side coil, a power receiving side capacitor connected to the power receiving side coil and storing the magnetic energy accumulated in the power receiving side coil as electrostatic energy, and exhibiting an oscillating waveform having no symmetry with the rising and falling transient responses;
, wherein the time constant of the rising/falling transient response and the time constant inherent in the circuit characteristics of the secondary side circuit are set so as to harmonize, and electric energy is transmitted from the primary side circuit to the secondary side circuit without contact.
前記送電側コンデンサに蓄積された静電エネルギーが前記送電側コイルに送られ、前記送電側コイルの磁気エネルギーとして蓄積され、該蓄積された磁気エネルギーが前記送電側コンデンサに環流されるステップと、
前記送電側コイルに蓄積された前記磁気エネルギーの一部を、前記受電側コイルが受け取り、該受け取った前記磁気エネルギーの一部を蓄積するステップと、
前記受電側コイルに蓄積された前記磁気エネルギーが前記受電側コンデンサに送られて静電エネルギーとして蓄積され、該蓄積された前記静電エネルギーの一部が前記受電側コイルに環流されるステップと、
を含むことを特徴とする電力伝送方法。 A power transmission method for contactlessly transmitting electrical energy from a primary side circuit including a power transmission side capacitor and a power transmission side coil connected in parallel to the power transmission side capacitor to a secondary side circuit including a power receiving side coil and a power receiving side capacitor connected in parallel to the power reception side coil,
a step of sending the electrostatic energy accumulated in the power transmission side capacitor to the power transmission side coil, storing it as magnetic energy in the power transmission side coil, and allowing the accumulated magnetic energy to flow back to the power transmission side capacitor;
a step of receiving a portion of the magnetic energy accumulated in the power transmitting coil by the power receiving coil and accumulating the received portion of the magnetic energy;
a step in which the magnetic energy accumulated in the power receiving side coil is sent to the power receiving side capacitor to be accumulated as electrostatic energy, and a part of the accumulated electrostatic energy is circulated to the power receiving side coil;
A power transmission method, comprising:
前記合わせて蓄積された静電エネルギーの少なくとも一部が、前記受電側コンデンサに蓄積される静電エネルギーとなり、
前記送電側コンデンサに蓄積される静電エネルギー、前記送電側コイルに蓄積される磁気エネルギー、前記受電側コイルに蓄積される磁気エネルギーがゼロもしくは極小となる瞬間を有することを特徴とする請求項5又は6に記載の電力伝送方法。 further comprising a step of receiving, by the power transmission side capacitor, the electrical energy step-inputted to the power transmission side capacitor, and accumulating the received electrical energy together with the electrostatic energy already stored in the power transmission side capacitor;
At least part of the electrostatic energy accumulated together becomes electrostatic energy accumulated in the power receiving side capacitor,
The power transmission method according to claim 5 or 6, wherein there is a moment when the electrostatic energy accumulated in the power transmission side capacitor, the magnetic energy accumulated in the power transmission side coil, and the magnetic energy accumulated in the power reception side coil become zero or minimal.
前記受電側コンデンサの並列回路として接続された負荷に電力を供給するステップを更に含むことを特徴とする請求項7に記載の電力伝送方法。 In the vicinity of the time when at least part of the electrostatic energy accumulated in the power transmission side capacitor becomes the electrostatic energy of the power reception side capacitor,
8. The power transmission method according to claim 7, further comprising supplying power to a load connected as a parallel circuit of said power receiving side capacitor.
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