JP7270835B2 - radar equipment - Google Patents
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Description
本開示はレーダ装置に関する。本開示は特に高い距離分解能を持つレーダ装置に関する。 The present disclosure relates to radar equipment. The present disclosure particularly relates to radar equipment with high range resolution.
チャープ信号を送信し、目標(目標物体)での反射波を受信することで得られる受信信号をビート信号に変換し、そのフーリエ変換からピークを検出することにより、目標を高い距離分解能で検出するFMCW(Frequency-Modulated Continuous Wave)レーダが知られている。FMCWレーダではチャープ信号の帯域幅を広くすれば距離分解能を高くできるが、帯域幅が広いほど、チャープ信号の生成がより困難になり、アンテナ、増幅器等の広帯域化も困難になる。そこで、複数の隣接する周波数帯域を利用し、高距離分解能化を図ることが検討されている。 By transmitting a chirp signal and receiving the reflected wave from the target (target object), the received signal is converted into a beat signal, and the peak is detected from the Fourier transform to detect the target with high range resolution. FMCW (Frequency-Modulated Continuous Wave) radar is known. In FMCW radar, if the bandwidth of the chirp signal is widened, the range resolution can be increased. Therefore, it is being studied to use a plurality of adjacent frequency bands to achieve high range resolution.
例えば非特許文献1に2つの周波数帯域の計測データのフュージョン方法が開示されている。非特許文献1の技術では、帯域幅がそれぞれ40GHz及び60GHzの周波数帯域100GHz及び150GHzの送受信機で同時に反射波を計測し、計測データのフーリエ変換にゼロパディングして逆フーリエ変換することにより周波数ステップを揃え、2つの周波数帯域間に周波数ギャップがある場合には抜けている周波数点を線形補間する。
For example, Non-Patent
非特許文献1の技術で移動している目標を検出すると、2つの周波数帯域のデータ間で位相の連続性を確保できず、フーリエ変換のピークに歪み、分裂等が発生し、高い分解能で距離を測定することができない場合がある。
When a moving target is detected by the technique of
本開示は、複数の隣接する周波数帯域を利用し、目標が移動していてもフーリエ変換のピークに歪み、分裂等を発生させずに高い分解能で距離を測定することができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present disclosure utilizes multiple adjacent frequency bands to obtain a radar apparatus capable of measuring distance with high resolution without distortion, splitting, etc. in the Fourier transform peak even when the target is moving. With the goal.
本開示に係るレーダ装置は、
帯域幅が互いに等しく、互いに隣接する第1乃至第Mの(Mは2以上の整数)送信周波数帯域の、周波数の変化が互いに連続する第1乃至第Mのチャープ信号を同期してチャープ周期毎に繰り返し生成する信号生成装置と、
前記信号生成装置で繰り返し生成される第1乃至第Mのチャープ信号に対応する第1乃至第Mの送信波を送信する信号送信装置と、
前記信号送信装置で送信された第1乃至第Mの送信波が目標で反射することで発生する反射波を、それぞれ前記第1乃至第Mの送信周波数帯域に対応する第1乃至第Mの受信周波数帯域で受信して第1乃至第Mの受信信号を生成する信号受信装置と、
前記信号生成装置で生成される前記第1乃至第Mのチャープ信号と、前記信号受信装置で生成される前記第1乃至第Mの受信信号とから、前記目標までの距離に応じた周波数成分を持つ第1乃至第Mのビート信号を生成する信号変換装置と、
前記信号変換装置で生成される前記第1乃至第Mのビート信号を前記チャープ周期相互の境界で互いに連結して、前記チャープ周期毎に一つの合成信号を生成する信号合成部と、
前記信号合成部で順次生成される複数の合成信号から目標までの距離と目標の速度とを算出する目標検出部と
を備える。The radar device according to the present disclosure is
Synchronizing the first to Mth chirp signals of the mutually adjacent first to Mth (M is an integer of 2 or more) transmission frequency bands having the same bandwidth and having continuous frequency changes every chirp cycle a signal generator that repeatedly generates to
a signal transmission device for transmitting first to Mth transmission waves corresponding to first to Mth chirp signals repeatedly generated by the signal generation device;
first to Mth reception waves corresponding to the first to Mth transmission frequency bands, respectively a signal receiving device that receives signals in a frequency band and generates first to Mth received signals;
frequency components according to the distance to the target from the first to Mth chirp signals generated by the signal generation device and the first to Mth reception signals generated by the signal reception device; a signal conversion device for generating first to Mth beat signals having
a signal synthesizing unit that couples the first to Mth beat signals generated by the signal conversion device with each other at boundaries between the chirp periods to generate one synthesized signal for each chirp period;
a target detection unit that calculates a distance to a target and a speed of the target from a plurality of synthesized signals sequentially generated by the signal synthesis unit;
本開示のレーダ装置によれば、目標が移動していてもフーリエ変換のピークに歪み、分裂等を発生させずに高い分解能で距離を測定することができる。 According to the radar device of the present disclosure, even if the target is moving, it is possible to measure the distance with high resolution without generating distortion, splitting, etc. in the Fourier transform peak.
図1は、実施の形態のレーダ装置RDの概要を示す。
図示のレーダ装置RDは、互いに帯域幅が等しく、互いに隣接する第1乃至第Мの(Мは2以上の整数)周波数帯域のチャープ信号を互いに同期して繰り返し生成し、送信し、目標TGでの反射による反射波を受信して受信信号を生成し、送信したチャープ信号(送信信号)と受信信号との周波数差によるビート信号に基づいて目標TGまでの距離及び目標TGの速度を算出する。
以下では、上記のМが3であり、チャープ信号がアップチャープ信号である場合について説明する。FIG. 1 shows an outline of a radar device RD according to an embodiment.
The illustrated radar device RD repeatedly generates chirp signals in first to M-th (M is an integer equal to or greater than 2) frequency bands which are equal in bandwidth and adjacent to each other in synchronization with each other, and transmits them to the target TG. A received signal is generated by receiving a reflected wave due to the reflection of , and the distance to the target TG and the speed of the target TG are calculated based on the beat signal due to the frequency difference between the transmitted chirp signal (transmission signal) and the received signal.
In the following, a case will be described in which the above M is 3 and the chirp signal is an up-chirp signal.
図1に示されるレーダ装置RDは、制御装置100、基準信号発生器102、信号生成装置110、信号送信装置120、信号受信装置130、信号変換装置140、及び信号処理装置150を有する。
信号送信装置120は、第1乃至第3の送信部121~123を有する。信号受信装置130は、第1乃至第3の受信部131~133を有する。信号変換装置140は、第1乃至第3の変換部141~143を有する。
第1の送信部121と、第1の受信部131と、第1の変換部141とは互いに対応して設けられたものである。第2の送信部122と、第2の受信部132と、第2の変換部142とは互いに対応して設けられたものである。第3の送信部123と、第3の受信部133と、第3の変換部143とは互いに対応して設けられたものである。Radar device RD shown in FIG.
The
The first transmitting
図2は、図1のレーダ装置RDの具体的な構成例を示す。
図2に示されるレーダ装置RDは、制御装置100、基準信号発生器102(図2では省略)、及び信号処理装置150のほか、DDS3、高周波信号発生器4、ミキサ11~13、増幅器21~23、送受切替器31~33、アンテナ41~43、増幅器51~53、ミキサ61~63、増幅器71~73、及びA/D変換器81~83を備えている。
DDSは、Direct Digital Synthesizer(デジタル直接合成発振器)の略である。FIG. 2 shows a specific configuration example of the radar device RD of FIG.
Radar device RD shown in FIG. 23, transmission/reception switches 31-33, antennas 41-43, amplifiers 51-53, mixers 61-63, amplifiers 71-73, and A/D converters 81-83.
DDS stands for Direct Digital Synthesizer.
DDS3と、高周波信号発生器4と、ミキサ11~13とで信号生成装置110が構成されている。
A
増幅器21と、送受切替器31と、アンテナ41とで第1の送信部121が構成されている。増幅器22と、送受切替器32と、アンテナ42とで第2の送信部122が構成されている。増幅器23と、送受切替器33と、アンテナ43とで第3の送信部123が構成されている。
アンテナ41と、送受切替器31と、増幅器51とで第1の受信部131が構成されている。アンテナ42と、送受切替器32と、増幅器52とで第2の受信部132が構成されている。アンテナ43と、送受切替器33と、増幅器53とで第3の受信部133が構成されている。
The
ミキサ61と、増幅器71と、A/D変換器81とで第1の変換部141が構成されている。ミキサ62と、増幅器72と、A/D変換器82とで第2の変換部142が構成されている。ミキサ63と、増幅器73と、A/D変換器83とで第3の変換部143が構成されている。
なお、制御装置100は、信号生成装置110のDDS3を制御するものであるので、信号生成装置110の一部を成すと見ることもできる。
同様に、制御装置100は、信号変換装置140のA/D変換器81~83を制御するものであるので、信号変換装置140の一部を成すと見ることもできる。Since the
Similarly, since the
信号処理装置150は、図3に示すように、信号合成部151と目標検出部152とを有する。
The
制御装置100、DDS3、高周波信号発生器4、A/D変換器81~83、及び信号処理装置150は、共通の基準信号発生器102(図1)に接続され、同期して動作する。
ミキサ11~13、61~63の各々は信号の混合後に所望の信号以外の信号をフィルタリングにより除去する機能を持っているものとする。The
It is assumed that each of the mixers 11-13 and 61-63 has a function of filtering out signals other than the desired signal after mixing the signals.
信号生成装置110は、第1乃至第3のチャープ信号S1~S3を繰り返し、互いに同期して生成する。
チャープ信号S1~S3の例が図4(a)に示されている。
図示のようにチャープ信号S1~S3の各々はアップチャープ信号であり、変調幅、即ち帯域幅が互いに等しい。この変調幅をBで表す。チャープ信号S1~S3のチャープ開始時の周波数(開始周波数)をそれぞれf1~f3で表す。
f1からf1+Bまでの帯域を第1の周波数帯域と言い、符号FC1で表す。f2からf2+Bまでの帯域を第2の周波数帯域と言い、符号FC2で表す。f3からf3+Bまでの帯域を第3の周波数帯域と言い、符号FC3で表す。The
Examples of chirp signals S 1 -S 3 are shown in FIG. 4(a).
As shown, each of the chirp signals S 1 -S 3 is an up-chirp signal and has the same modulation width, ie, bandwidth. B denotes this modulation width. The frequencies (start frequencies) of the chirp signals S 1 to S 3 at the start of chirp are represented by f 1 to f 3 , respectively.
The band from f 1 to f 1 +B is called the first frequency band and denoted by the symbol FC 1 . The band from f 2 to f 2 +B is called the second frequency band and denoted by the symbol FC 2 . A band from f 3 to f 3 +B is called a third frequency band and denoted by the symbol FC 3 .
チャープ信号S1~S3の周期(チャープ周期)の長さは互いに等しく、一つの周期が終わると直ちに次の周期が始まる。図4(a)には周期の番号kとしてi、i+1、i+2、…が付されている。The chirp signals S 1 to S 3 have the same cycle length (chirp cycle), and when one cycle ends, the next cycle starts immediately. In FIG. 4A, i, i+1, i+2, . . . are assigned as the period number k.
ある周期に、ある周波数帯域FCm(mはここでは1又は2)で発せられるチャープ信号Smと、次の周期に上記の周波数帯域FCmに、より高い周波数の側で隣接する周波数帯域FCm+1で発せられるチャープ信号Sm+1とは周波数の変化が連続する。即ち、第mのチャープ信号Smのチャープ終了時の周波数fm+Bと、第m+1のチャープ信号Sm+1のチャープ開始時の周波数fm+1とが等しい。即ち、
fm+1=fm+B
の関係がある。A chirp signal S m emitted in a certain frequency band FC m (where m is 1 or 2 here) in one period and a frequency band FC adjacent to said frequency band FC m on the higher frequency side in the next period. The frequency change is continuous with the chirp signal S m+1 emitted at m+1 . That is, the frequency fm +B at the end of chirp of the m-th chirp signal Sm is equal to the frequency fm+1 at the start of chirp of the m+1-th chirp signal Sm+1 . Namely
fm +1 = fm +B
There is a relationship
また、第mのチャープ信号Smのチャープ終了時の位相と、第m+1のチャープ信号Sm+1のチャープ開始時の位相とが等しい。Also, the phase of the m-th chirp signal Sm at the end of chirp is equal to the phase of the m+1-th chirp signal Sm+1 at the start of chirp.
さらに第1乃至第3の周波数帯域FC1~FC3の各々の中心周波数hm(mはここでは1、2又は3)とチャープ周期の長さTとの積が整数であり、第1乃至第Mのチャープ信号S1~S3のチャープ開始時の位相(初期位相)φ1,k~φ3,kは、互いに等しく、かつすべてのチャープ周期間で互いに同一である。
中心周波数hmとチャープ開始時の周波数fmとの間には、下記の式(1)の関係がある。Furthermore, the product of the center frequency h m (where m is 1, 2 or 3 here) of each of the first to third frequency bands FC 1 to FC 3 and the chirp period length T is an integer, The phases (initial phases) φ 1,k to φ 3,k at the start of chirp of the M-th chirp signals S 1 to S 3 are equal to each other and are identical to each other in all chirp periods.
Between the center frequency hm and the frequency fm at the start of the chirp, there is a relationship represented by the following equation (1).
制御装置100は、変調幅Bと、周期の長さTと、チャープ信号S1~S3の開始周波数f1~f3と、チャープ信号S1~S3の周期の最初の位相φ1,k~φ3,kとがそれぞれ上記の条件を満たす値となるように制御を行なう。 The
以下では、チャープ信号S1~S3の変調幅Bは、予め定められているものとする。その場合、制御装置100は、周期の長さTと、チャープ信号S1の開始周波数f1と、チャープ信号S1~S3の周期の最初の位相φ1,k~φ3,kとを指定する。It is assumed below that the modulation width B of the chirp signals S 1 to S 3 is predetermined. In that case, the
DDS3は、予め定められた変調幅Bと、制御装置100により指定された周期の長さT、開始周波数f1、及び位相φ1,kとに基づきチャープ信号S0を生成する。
生成されるチャープ信号S0は、開始周波数がf1-Bで終了周波数がf1であり、周期の長さがTである。
The generated chirp signal S 0 has a starting frequency of f 1 −B, an ending frequency of f 1 , and a period length of T.
高周波信号発生器4は、予め定められた周波数Bの高周波信号HFを発生する。
A high-
DDS3から出力されたチャープ信号S0は、ミキサ11に入力される。
ミキサ11~13は、チャープ信号S0と、高周波信号発生器4が発生した高周波信号HFとに基づき、チャープ信号S1~S3を生成する。Chirp signal S 0 output from
The
DDS3と高周波信号発生器4とは、各周期の最初の位相がそれぞれ指定された値φ1,k~φ3,kであるチャープ信号S1~S3をミキサ11~13に生成させるような、チャープ信号S0及び高周波信号HFを出力する。具体的には、チャープ信号S1~S3の各周期の最初の位相がそれぞれ指定された値φ1,k~φ3,kとなるように、チャープ信号S0の位相と、高周波信号HFの位相とが、制御される。The
ミキサ11には、DDS3からチャープ信号S0が供給され、高周波信号発生器4から高周波信号HFが供給される。
ミキサ11ではその内部で、開始周波数がf1で終了周波数がf1+Bのチャープ信号S1と、開始周波数がf1-2Bで終了周波数がf1-Bのチャープ信号S1’とが生成され、そのうちチャープ信号S1’はフィルタリングにより除去され、チャープ信号S1が出力される。このチャープ信号S1は、増幅器21及びミキサ12に供給される。The
The
ミキサ12には、ミキサ11からチャープ信号S1が供給され、高周波信号発生器4から高周波信号HFが供給される。
ミキサ12ではその内部で、開始周波数がf1+Bで終了周波数がf1+2Bのチャープ信号S2と、開始周波数がf1-Bで終了周波数がf1のチャープ信号S2’とが生成され、そのうちチャープ信号S2’はフィルタリングにより除去され、チャープ信号S2が出力される。このチャープ信号S2は、増幅器22及びミキサ13に供給される。The
The
ミキサ13には、ミキサ12からチャープ信号S2が供給され、高周波信号発生器4から高周波信号HFが供給される。
ミキサ13ではその内部で、開始周波数がf1+2Bで終了周波数がf1+3Bのチャープ信号S3と、開始周波数がf1で終了周波数がf1+Bのチャープ信号S3’とが生成され、そのうちチャープ信号S3’はフィルタリングにより除去され、チャープ信号S3が出力される。このチャープ信号S3は、増幅器23に供給される。The
The
以上より、チャープ信号S2の開始周波数f2はチャープ信号S1の終了周波数f1+Bに等しく、チャープ信号S3の開始周波数f3はチャープ信号S2の終了周波数f2+Bに等しい。
従って、チャープ信号S1~S3は、互いに周波数の変化が連続していると言える。
また、チャープ信号S1~S3は各周期のチャープ開始時の位相φ1,k~φ3,kが互いに等しく、異なる周期間で同じである。Thus, the starting frequency f2 of chirp signal S2 is equal to the ending frequency f1 +B of chirp signal S1 , and the starting frequency f3 of chirp signal S3 is equal to the ending frequency f2 +B of chirp signal S2.
Therefore, it can be said that the chirp signals S 1 to S 3 have continuous frequency changes.
The chirp signals S 1 to S 3 have the same phases φ 1,k to φ 3,k at the start of chirp in each period, and are the same in different periods.
信号送信装置120は、信号生成装置110で生成されたチャープ信号S1~S3を送信波として送信する。The
チャープ信号S1~S3はそれぞれ増幅器21~23により増幅され、送受切替器31~33を通してアンテナ41~43に供給され、アンテナ41~43から、チャープ信号S1~S3に対応する送信波が送信される。
送信されるチャープ信号を送信信号とも言う。Chirp signals S 1 to S 3 are amplified by
A transmitted chirp signal is also called a transmitted signal.
信号受信装置130は、信号送信装置120により送信された送信波が目標TGで反射することで発生する反射波を受信して受信信号を生成する。送信信号に対応する送信波が目標TGで反射することで発生する反射波を受信することで生成される受信信号を、上記の送信信号に対応する受信信号と言う。
The
信号受信装置130の受信部131~133はそれぞれ周波数帯域FC1~FC3に対応して設けられたものである。同様に、信号変換装置140の変換部141~143はそれぞれ周波数帯域FC1~FC3に対応して設けられたものである。The
各周波数帯域でアンテナ41~43から送信された送信波が目標TGで反射することで発生する反射波は、アンテナ41~43で受信され、その結果生成された受信信号R1~R3は送受切替器31~33を通り増幅器51~53で増幅される。
増幅された受信信号R1~R3は、信号受信装置130の出力として、信号変換装置140に供給される。The reflected waves generated by the reflection of the transmission waves transmitted from the
The amplified received signals R 1 to R 3 are provided to signal
信号変換装置140は、信号受信装置130から出力された受信信号R1~R3と、信号生成装置110から出力された送信信号S1~S3とからビート信号Q1~Q3を生成する。The
具体的には、信号受信装置130から出力された受信信号R1~R3はミキサ61~63へ入力され、対応する送信信号S1~S3と混合される。
ミキサ61が、受信信号R1と送信信号S1とを混合し、所望の信号以外の信号をフィルタリングにより除去することにより、図4(b)に示されるビート信号Q1を生成する。Specifically, received signals R 1 to R 3 output from
A
ミキサ62が、受信信号R2と送信信号S2とを混合し、所望の信号以外の信号をフィルタリングにより除去することにより、図4(c)に示されるビート信号Q2を生成する。
ミキサ63が、受信信号R3と送信信号S3とを混合し、所望の信号以外の信号をフィルタリングにより除去することにより、図4(d)に示されるビート信号Q3を生成する。
図では、ビート信号Q1~Q3の各々の始端及び終端を矢印で示している。A
A
In the figure, arrows indicate the start and end of each of the beat signals Q 1 to Q 3 .
ビート信号Q1の周波数は、送信信号S1と受信信号R1の周波数との差に等しい。ビート信号Q2の周波数は、送信信号S2と受信信号R2の周波数との差に等しい。ビート信号Q3の周波数は、送信信号S3と受信信号R3の周波数との差に等しい。
図4(a)には、上記の周波数の差に、対応するビート信号Q1~Q3と同じ符号が付してある。The frequency of the beat signal Q1 is equal to the difference between the frequencies of the transmitted signal S1 and the received signal R1 . The frequency of the beat signal Q2 is equal to the difference between the frequencies of the transmitted signal S2 and the received signal R2 . The frequency of the beat signal Q3 is equal to the difference between the frequencies of the transmitted signal S3 and the received signal R3 .
In FIG. 4(a), the above frequency differences are given the same symbols as the corresponding beat signals Q 1 to Q 3 .
なお、ミキサ61~63には所望の信号以外の信号を除去する機能があるが、第1乃至第3の受信部131~133が、受信信号のうち、それぞれ対応する変換部141~143内のミキサで所望のビート信号Q1~Q3を生成するのに必要な周波数成分以外の周波数成分をフィルタリングにより除去する機能を有することが望ましい。Note that the
ミキサ61~63で生成されたビート信号Q1~Q3は増幅器71~73で増幅され、A/D変換器81~83でデジタル信号に変換される。このデジタル信号も、アナログのビート信号Q1~Q3と同じ符号で表す。Beat signals Q 1 -Q 3 generated by mixers 61-63 are amplified by amplifiers 71-73 and converted into digital signals by A/D converters 81-83. This digital signal is also represented by the same code as the analog beat signals Q 1 to Q 3 .
ビート信号Q1~Q3はそれぞれ周波数帯域FC1~FC3の送信信号S1~S3から生成されるものであるので、それぞれ、周波数帯域FC1~FC3に対応するビート信号、或いは周波数帯域FC1~FC3のビート信号と言われるBeat signals Q 1 to Q 3 are generated from transmission signals S 1 to S 3 in frequency bands FC 1 to FC 3 , respectively . It is said to be a beat signal in the bands FC 1 to FC 3
信号処理装置150の信号合成部151は、ビート信号Q1~Q3を図4(e)、(f)、(g)に示すように連結して、周期毎に合成信号CSを生成する。The
各合成信号CSは、ある周期(例えば、周期i)の第1の周波数帯域FC1の送信信号S1を用いて生成されたビート信号Q1と、次の周期(例えば、周期i+1)の第2の周波数帯域FC2の送信信号S2を用いて生成されたビート信号Q2と、さらに次の周期(例えば、周期i+2)の第3の周波数帯域FC3の送信信号S3を用いて生成されたビート信号Q3とを連結することで得られる。Each synthesized signal CS includes a beat signal Q1 generated using a transmission signal S1 of a first frequency band FC1 in a certain cycle (eg, cycle i) and a beat signal Q1 in the next cycle (eg, cycle i+1). generated using the beat signal Q2 generated using the transmission signal S2 of the second frequency band FC2 and the transmission signal S3 of the third frequency band FC3 of the next cycle (eg, cycle i+2) . obtained by concatenating with the beat signal Q3 .
連結に当たっては、ビート信号Q1の終端(周期終了時点の部分)と、ビート信号Q2の始端(周期開始時点の部分)とを繋ぎ、ビート信号Q2の終端と、ビート信号Q3の始端とを繋ぐ。
このような連結は、一つの周期と次の周期との境界点でビート信号を切替える処理であるとも言え、またそれぞれ周波数帯域のビート信号を、対応する周波数帯域の周波数の昇順に連結する処理であるともと言える。In connection, the end of the beat signal Q1 (the portion at the end of the cycle) and the beginning of the beat signal Q2 (the portion at the start of the cycle) are connected, and the end of the beat signal Q2 and the beginning of the beat signal Q3 are connected. connect with
Such concatenation can be said to be a process of switching the beat signal at the boundary point between one cycle and the next cycle, or a process of concatenating the beat signals of each frequency band in ascending order of the frequency of the corresponding frequency band. It can be said that there is.
目標検出部152は、信号合成部151で生成された各合成信号をフーリエ変換し、更に複数の合成信号のフーリエ変換を並べ、その並べた方向にフーリエ変換し、ピークを検出することにより目標TGまでの距離と目標TGの速度とを算出する。
The
以下、上記のレーダ装置RDにおいてビート信号の連結を適切に行うための条件について説明する。 Conditions for appropriately connecting beat signals in the above radar device RD will be described below.
図5(a)は、図4(a)の一部を拡大し、送信信号、受信信号及び周波数差に対して周波数帯域及び周期を表す符号を付したものである。即ち、周波数帯域FCmの周期k(k番目の周期)の送信信号は符号S(m,k)で示され、周波数帯域FCmの周期kの受信信号はR(m,k)で示され、周波数帯域FCmの周期kのビート信号はQ(m,k)で示されている。FIG. 5(a) is an enlarged view of part of FIG. 4(a), with symbols indicating frequency bands and periods for the transmission signal, the reception signal, and the frequency difference. That is, the transmitted signal of period k (k-th period) of frequency band FC m is indicated by symbol S(m, k), and the received signal of period k of frequency band FC m is indicated by R(m, k). , a beat signal of period k in frequency band FC m is denoted by Q(m,k).
周波数帯域FCmの周期kの送信信号の瞬時値s(m,k)は下記の式(2)で表される。The instantaneous value s (m, k) of the transmission signal of frequency band FC m with period k is expressed by the following equation (2).
式(2)で、
tは時刻、
αは送信信号の振幅、
fmは第mの周波数帯域FCmのチャープ開始周波数、
Tはチャープ周期の長さ、
Bは送信信号の変調幅、すなわち各周波数帯域の帯域幅、
Φm,kは第mの周波数帯域FCmのチャープ周期kの初期位相を表す。In formula (2),
t is time,
α is the amplitude of the transmitted signal,
f m is the chirp start frequency of the m-th frequency band FC m ;
T is the length of the chirp period,
B is the modulation width of the transmission signal, that is, the bandwidth of each frequency band;
Φ m,k represents the initial phase of chirp period k in the m-th frequency band FC m .
目標TGがレーダ装置RDの視線方向に速度vで等速運動をしているものとすると、目標TGでの反射波を受信することで得られる受信信号の瞬時値r(m,k)は下記の式(3)で表される。Assuming that the target TG is in uniform motion at a speed v in the line-of-sight direction of the radar device RD, the instantaneous value r (m, k) of the received signal obtained by receiving the reflected wave at the target TG is given below. (3).
式(3)で、βは受信信号の振幅である。
また、δは下記の式(4)で与えられる。In equation (3), β is the amplitude of the received signal.
Also, δ is given by the following equation (4).
式(4)で、cは光速である。
また、vは目標TGの速度であり、レーダ装置RDから離れる方向を正の方向とする。In equation (4), c is the speed of light.
Also, v is the speed of the target TG, and the direction away from the radar device RD is the positive direction.
式(3)で、τ0は時刻t=0での受信信号の遅延時間であり、下記の式(5)で表される。In equation (3), τ0 is the delay time of the received signal at time t=0, and is expressed by equation (5) below.
式(5)で、x0は時刻t=0での目標TGの位置、即ちレーダ装置RDからの距離を表す。In equation (5), x0 represents the position of the target TG at time t=0, that is, the distance from the radar device RD.
本実施の形態での複数の周波数帯域のビート信号の処理方法を説明する前に、一般的には複数の周波数帯域で同時に受信された受信信号を用いて生成されたビート信号間には位相の連続性が確保できないことを説明する。 Before explaining the method of processing beat signals in a plurality of frequency bands according to the present embodiment, there is generally a phase difference between beat signals generated using received signals simultaneously received in a plurality of frequency bands. Explain that continuity cannot be ensured.
第mr(mrは1からMのいずれか)の周波数帯域FCmrの周期krの受信信号R(mr,kr)と、第ms(msは1からMのいずれか)の周波数帯域FCmsの周期ksの送信信号S(ms,ks)との位相差、すなわちビート信号Q(mr,kr,ms,ks)の位相の瞬時値を下記の式(6)で表す。Received signal R( mr , kr) of period kr of mr- th frequency band FC mr ( mr is any one of 1 to M ) and ms- th ( ms is any one of 1 to M) The phase difference between the frequency band FC ms and the transmission signal S ( ms , ks ) with the period ks, that is, the instantaneous value of the phase of the beat signal Q ( mr , kr , ms , ks ) is given by the following: It represents with Formula (6).
式(6)で、mr=ms=mで、kr=ks=kの場合の値、即ち、第mの周波数帯域の周期kの送信信号S(m,k)及び受信信号R(m,k)から生成されたビート信号Q(m,k)の位相の瞬時値は下記の式(7)で表される。In equation (6), the values when m r =m s =m and k r = ks =k, that is, the transmission signal S(m,k) and the reception signal R of period k in the m-th frequency band The instantaneous value of the phase of the beat signal Q(m, k) generated from (m, k) is expressed by the following equation (7).
比較例として、図5(a)及び(b)に示すように、第mの周波数帯域の周期kの送信信号S(m,k)及び受信信号R(m,k)から生成されたビート信号Q(m,k)の終端と、第m+1の周波数帯域の周期kの送信信号S(m+1,k)及び受信信号R(m+1,k)から生成されたビート信号Q(m+1,k)の始端とを繋ぐことを考える。
ビート信号Q(m,k)の終端は、周期kの終了時点にあり、ビート信号Q(m+1,k)の始端は、周期kの開始時点にある。
連結部分での二つのビート信号の位相差は下記の式(8)で表される。As a comparative example, as shown in FIGS. 5A and 5B, a beat signal generated from a transmission signal S(m, k) and a reception signal R(m, k) of the m-th frequency band with period k The end of Q(m, k) and the beginning of the beat signal Q(m+1, k) generated from the transmission signal S(m+1, k) and the reception signal R(m+1, k) of period k in the m+1-th frequency band. Think about connecting with
The end of beat signal Q(m,k) is at the end of period k, and the beginning of beat signal Q(m+1,k) is at the start of period k.
The phase difference between the two beat signals at the connecting portion is expressed by Equation (8) below.
目標TGが静止している場合はδ=1となるため、式(8)で表される位相差は0となりビート信号間の位相の連続性を確保できる。
目標TGが移動している場合は式(8)は遅延時間τ0を含んでいるため、式(8)で表される位相差は0となるとは限らない。すなわちビート信号間の位相の連続性を確保できない。When the target TG is stationary, δ=1, so the phase difference expressed by Equation (8) is 0, and phase continuity between beat signals can be ensured.
When the target TG is moving, the phase difference represented by Equation (8) is not necessarily 0 because Equation (8) includes the delay time τ0 . That is, phase continuity between beat signals cannot be ensured.
一方、本実施の形態では以下のように連結を行なう。即ち、図5(a)及び(c)に示すように、第mの周波数帯域の周期kの送信信号S(m,k)及び受信信号R(m,k)から生成されビート信号Q(m,k)の終端と、第mの周波数帯域の周期k+1の送信信号S(m+1,k+1)及び受信信号R(m+1,k+1)から生成されたビート信号Q(m+1,k+1)の始端とを繋ぐ。 On the other hand, in this embodiment, connection is performed as follows. That is, as shown in FIGS. 5A and 5C, a beat signal Q(m , k) and the beginning of the beat signal Q(m+1, k+1) generated from the transmission signal S(m+1, k+1) and the reception signal R(m+1, k+1) with period k+1 of the m-th frequency band. .
ビート信号Q(m,k)の終端は、周期kの終了時点にあり、ビート信号Q(m+1,k+1)の始端は、周期k+1の開始時点にある。
連結部分での2つのビート信号間の位相差は下記の式(9)で表されるように0となる。The end of beat signal Q(m,k) is at the end of period k and the beginning of beat signal Q(m+1,k+1) is at the start of period k+1.
The phase difference between the two beat signals at the connecting portion is 0 as expressed by the following equation (9).
このように、2つのビート信号間の位相差が0となるので、目標TGが移動していても、ビート信号間の位相の連続性を確保できる。その結果、合成信号に対するフーリエ変換のピークに歪み、分裂等を発生させずに高い距離分解能を実現できる。 In this way, since the phase difference between the two beat signals is 0, phase continuity between the beat signals can be ensured even if the target TG is moving. As a result, high range resolution can be achieved without causing distortion, splitting, etc. in the Fourier transform peak of the combined signal.
続いて、受信信号の中で次のチャープ周期に遅延して届く部分について、図6(a)を参照して説明する。遅延して届く受信信号とは、遅延して届く反射波に対応する受信信号を意味する。
図6(a)は、図5(a)と同様の図であるが、受信信号のうち、次のチャープ周期に遅延して届く部分を区別して示す。
「受信信号のうち、次のチャープ周期に遅延して届く部分」とは、ある周期に送信された送信信号に対応する受信信号のうち、上記の周期の次の周期に受信される部分を意味する。Next, the portion of the received signal that arrives after being delayed in the next chirp period will be described with reference to FIG. 6(a). A received signal that arrives with a delay means a received signal that corresponds to a reflected wave that arrives with a delay.
FIG. 6(a) is similar to FIG. 5(a), but shows the part of the received signal that arrives with a delay in the next chirp period.
"The portion of the received signal that arrives after being delayed in the next chirp period" means the portion of the received signal that corresponds to the transmitted signal that was transmitted in a certain period and that is received in the period following the above period. do.
例えば、図6(a)に示されるように、遅延時間がTdであり、周期kに送信された送信信号S(m,k)に対応する受信信号R(m,k)の一部R(m,k)dが次の周期k+1に受信される。周波数帯域FCm+1の周期k+1の受信信号R(m+1,k+1)には、周期kに送信された送信信号S(m,k)に対応する受信信号R(m,k)の一部R(m,k)dが含まれると言うこともできる。For example, as shown in FIG. 6(a), a part R( m,k)d is received in the next period k+1. A part R (m , k)d is included.
この受信信号部分R(m,k)dは、周波数帯域FCm+1のための受信部で受信処理され、周波数帯域FCm+1のための変換部において、周波数帯域FCm+1の次の周期k+1の送信信号S(m+1,k+1)と混合されて当該周期k+1のビート信号Q(m+1,k+1)の始端部分が生成される。上記の「周波数帯域FCm+1のための受信部」とは、m=1であれば、受信部132を指し、m=2であれば受信部133を指し、「周波数帯域FCm+1のための変換部」とは、m=1であれば、変換部142を指し、m=2であれば変換部143を指す。
図6(b)にはそのような始端部分が符号Q(m,k)dで示され、始端部分以外の部分が符号Q(m+1,k+1)uで示される。This received signal part R(m,k)d is received and processed by the receiving unit for frequency band FC m+1 , and in the transforming unit for
In FIG. 6(b), such a starting end portion is indicated by the code Q(m, k)d, and the portion other than the starting end portion is indicated by the code Q(m+1, k+1)u.
最大測距距離が長いレーダの場合は遅延時間Tdの最大値が長くなり、遅延部分(図6(a)で期間Tdの部分)でのビート信号間の位相の連続性も重要となる。 In the case of a radar with a long maximum ranging distance, the maximum value of the delay time Td is long, and phase continuity between beat signals in the delay portion (period Td portion in FIG. 6A) is also important.
第mの周波数帯域の周期kの送信信号S(m,k)及び受信信号R(m,k)から生成されたビート信号Q(m,k)uの周期終了時点の位相Δθ(m,k,m,k)(kT)と、送信信号S(m,k)に対応する受信信号R(m,k)であって、周期k+1中に受信された受信信号R(m,k)dと、第m+1の周波数帯域の周期k+1の送信信号S(m+1,k+1)とから生成されたビート信号Q(m,k)dの周期開始時点の位相Δθ(m,k,m+1,k+1)(kT)との差は下記の式(10)で表される。Phase Δθ (m, k) at the end of the cycle of the beat signal Q(m, k)u generated from the transmission signal S(m, k) and the reception signal R(m, k) of the m-th frequency band in cycle k , m,k) (kT) and the received signal R(m,k) corresponding to the transmitted signal S(m,k), received during period k+1, R(m,k)d , the phase Δθ (m, k, m+1, k+1) (kT ) is expressed by the following equation (10).
式(10)中のfm+B/2は、周波数帯域FCmの中心周波数hmに等しい。
上記の2つのビート信号間の位相の連続性を確保するには、式(10)で与えられる位相差が2πの整数倍である必要がある。f m +B/2 in equation (10) is equal to the center frequency h m of the frequency band FC m .
To ensure phase continuity between the two beat signals, the phase difference given by equation (10) must be an integral multiple of 2π.
式(10)で与えられる位相差が2πの整数倍であるためには、中心周波数hm(=fm+B/2)とチャープ周期の長さTとの積が整数であり、送信信号Smの周期kのチャープ開始時の位相φm,kと、送信信号Sm+1の周期k+1のチャープ開始時の位相φm+1,k+1とが互いに等しければ良い。For the phase difference given by equation (10) to be an integer multiple of 2π, the product of the center frequency h m (=f m +B/2) and the chirp period length T is an integer and the transmitted signal S The phase φ m ,k at the start of chirp of period k of m and the phase φ m+1,k+1 of the transmission signal S m+1 at the start of chirp of period k+1 should be equal to each other.
上記のビート信号間の位相の連続性を持続的に確保するには、全ての周波数帯域間で、かつ全ての周期間で、式(10)で与えられる位相差が2πの整数倍である必要がある。
そこで、制御装置100は、上記のように、位相φ1,k~φ3,kをすべての周期で同一とし、変調幅Bと、周期の長さTと、送信信号S1~S3の開始周波数f1~f3と、送信信号S1~S3の各周期の最初の位相φ1,k~φ3,kとを指定することで、式(10)の値、即ちビート信号の周期開始時の位相差が2πの整数倍となるように、制御を行なう。In order to continuously ensure phase continuity between the above beat signals, the phase difference given by equation (10) must be an integral multiple of 2π across all frequency bands and in all periods. There is
Therefore, as described above, the
そのように制御を行なうことで、上記の2つのビート信号間の位相の連続性を持続的に確保でき、受信信号の遅延時間が長くなる遠距離の移動目標に対しても、フーリエ変換のピークに歪み、分裂等を発生させずに高い距離分解能を実現できる。 By performing such control, the continuity of the phase between the two beat signals can be continuously ensured, and the peak of the Fourier transform can be obtained even for a distant moving target with a long delay time of the received signal. High range resolution can be realized without causing distortion, splitting, etc.
また、図6(a)及び(b)を参照して説明したように、第mの周波数帯域FCmの受信信号のうちで次のチャープ周期に遅延して届く部分を、隣接する第m+1の周波数帯域FCm+1で受信してビート信号に変換する必要があるので、信号変換装置140のうち、周波数帯域FCm+1に対応する変換部は、図6(a)に示すように、周波数帯域FCm+1のみならず、周波数帯域FCm+1の下端からさらに周波数幅Bdだけ低い周波数までの周波数範囲FEm+1の信号を処理可能であるように構成する必要がある。上記の「周波数帯域FCm+1に対応する変換部」は、周波数帯域FCm+1の送信信号Sm+1を受けてビート信号Qm+1を生成する変換部であり、mが1であれば変換部142を指し、mが2であれば変換部143を指す。Also, as described with reference to FIGS. 6(a) and 6(b), the portion of the received signal of the m-th frequency band FC m that arrives after being delayed in the next chirp period is transferred to the adjacent (m+1)-th chirp period. Since it is necessary to receive in the frequency band FC m+1 and convert it into a beat signal, the conversion unit corresponding to the frequency band FC m+1 in the
さらに、信号受信装置130のうち、周波数帯域FCm+1に対応する受信部は、周波数範囲FEm+1を受信周波数帯域とし、該周波数範囲FEm+1の信号に対する受信処理が可能であるように構成しておく必要がある。上記の「周波数帯域FCm+1に対応する受信部」は、周波数帯域FCm+1に対応する変換部に対応する受信部であり、mが1であれば受信部132を指し、mが2であれば受信部133を指す。
なお、周波数帯域FC1に対応する受信部131は、周波数帯域FC1自体を受信周波数帯域とすれば足りる。
ある周波数範囲、或いはある周波数帯域を「受信周波数帯域とする」とは、当該周波数範囲或いは周波数帯域内の信号に対して受信処理が可能であることを意味する。
受信周波数帯域との区別のため、周波数帯域FC1~FC3を送信周波数帯域と言うことがある。Furthermore, the receiving unit corresponding to the frequency band FC m+1 in the
In addition, it is sufficient for the receiving
A certain frequency range or a certain frequency band "as a reception frequency band" means that signals within the frequency range or frequency band can be subjected to reception processing.
To distinguish from the reception frequency band, the frequency bands FC 1 to FC 3 are sometimes referred to as the transmission frequency band.
上記の周波数幅Bdは、最大ビート周波数Qmax以上となるように予め定められている。
最大ビート周波数Qmaxは、下記の式(11)で与えられる。The frequency width Bd is predetermined to be equal to or higher than the maximum beat frequency Qmax.
The maximum beat frequency Qmax is given by Equation (11) below.
更に、A/D変換器81~83におけるビート信号のサンプリング周波数fSとチャープ周期の長さTとの積が整数となるようにしても良い。言い換えれば、A/D変換器81~83はそのような条件を満たすサンプリング周波数fSでサンプリングを行なうように構成されていても良い。そうすれば、連続する周期間において、静止し、もしくは一定速度で移動している目標での反射波から得られる各周波数帯域の受信信号の周期開始時点の位相差が一定となる。Furthermore, the product of the sampling frequency fS of the beat signal in the A/
以下では、上記のようにして生成された、複数の合成信号CSに基づいて、目標検出部152が目標TGまでの距離と目標TGの速度とを算出する方法について説明する。
A method of calculating the distance to the target TG and the speed of the target TG by the
まず、合成信号CSの各々に対し1回目のフーリエ変換を行って距離に対するパワースペクトルを生成する。一つの合成信号に対するフーリエ変換の結果の一例が図7に示されている。
図7で横軸は、距離に対応する周波数であり、パワーがピークとなる周波数fpから距離が特定できる。
図7に示されるのと同様の結果(フーリエ変換の結果)は、合成信号毎に得られる。First, a first Fourier transform is performed on each of the synthesized signals CS to generate a power spectrum with respect to distance. An example of Fourier transform results for one composite signal is shown in FIG.
The horizontal axis in FIG. 7 represents the frequency corresponding to the distance, and the distance can be specified from the frequency fp at which the power peaks.
A result (Fourier transform result) similar to that shown in FIG. 7 is obtained for each composite signal.
一定の期間内に生成された複数の合成信号に対するフーリエ変換の結果DS(i)、DS(i+1)、DS(i+3)、…を、時間軸上に並べる。具体的には、各フーリエ変換の結果を、対応する合成信号の先頭に位置するビート信号の始端に相当する時点に配置する。そのような配置の結果を図8(a)に示す。
目標TGが移動している場合には、図8(a)に示されるフーリエ変換の結果におけるピークの位相が、図8(b)に示すように変化する。Fourier transform results DS(i), DS(i+1), DS(i+3), . Specifically, the result of each Fourier transform is arranged at the point corresponding to the beginning of the beat signal located at the beginning of the corresponding synthesized signal. The result of such an arrangement is shown in FIG. 8(a).
When the target TG is moving, the phase of the peak in the Fourier transform result shown in FIG. 8(a) changes as shown in FIG. 8(b).
次に、図8(a)に示される周波数スペクトルDS(i)、DS(i+1)、…の周波数ビン(BIN)毎に、フーリエ変換を行なう。 Next, Fourier transform is performed for each frequency bin (BIN) of the frequency spectrums DS(i), DS(i+1), . . . shown in FIG. 8(a).
2回目のフーリエ変換の結果の一例が図9に示されている。
図示のように、2回目のフーリエ変換の結果においては、ドップラー周波数に対する周波数ビンにピークが出現する。このドップラー周波数から目標TGの速度を特定することができる。An example of the result of the second Fourier transform is shown in FIG.
As shown, in the result of the second Fourier transform, a peak appears in the frequency bin for the Doppler frequency. The speed of the target TG can be identified from this Doppler frequency.
図1に示されるレーダ装置RDで反射波を受信した後の処理の手順を図10に示す。
ステップST1では、ビート信号を生成する。ステップST1の処理は、信号変換装置140で行われる。
ステップST2では、ビート信号を連結することで合成信号を生成する。ステップST2の処理は、信号合成部151で行われる。FIG. 10 shows the procedure of processing after the radar device RD shown in FIG. 1 receives a reflected wave.
At step ST1, a beat signal is generated. The processing of step ST1 is performed by the
In step ST2, a synthesized signal is generated by concatenating the beat signals. The process of step ST2 is performed by the
ステップST3では、各合成信号をフーリエ変換する。
ステップST4では、上記フーリエ変換に結果を並べ、並べた方向にフーリエ変換を行なう。
ステップST5では、ピークを検出して、距離及び速度を求める。
ステップST3~ST5の処理は、目標検出部152で行われる。In step ST3, each combined signal is Fourier transformed.
In step ST4, the results of the Fourier transform are arranged, and the Fourier transform is performed in the arranged direction.
At step ST5, the peak is detected and the distance and speed are obtained.
The processing of steps ST3 to ST5 is performed by the
上記の実施の形態には、種々の変形を加えることができる。
例えば、上記の実施の形態では、周波数帯域の数Mが3であるが、Mは2であっても良く4以上であっても良い。要するにMは2以上であれば良い。
また、上記の構成では、チャープ信号がアップチャープ信号であるが、チャープ信号はダウンチャープ信号であっても良い。Various modifications can be added to the above embodiment.
For example, in the above embodiment, the number M of frequency bands is 3, but M may be 2 or 4 or more. In short, M should be 2 or more.
Also, in the above configuration, the chirp signal is an up chirp signal, but the chirp signal may be a down chirp signal.
また、上記の信号送信装置は、複数の送信部を有し、各送信部が増幅器、送受切替器、及びアンテナで構成されている。一組の増幅器、送受切替器、及びアンテナで複数の周波数帯域全体に対応できれば、そのような一組の増幅器、送受切替器、及びアンテナで信号送信装置を構成しても良い。 Further, the above signal transmission device has a plurality of transmission units, and each transmission unit is composed of an amplifier, a transmission/reception switch, and an antenna. If a set of amplifiers, duplexers, and antennas can cover all of a plurality of frequency bands, such a set of amplifiers, duplexers, and antennas may constitute a signal transmission device.
また、上記の信号受信装置は、複数の受信部を有し、各受信部がアンテナ、送受切替器及び増幅器で構成されている。一組のアンテナ、送受切替器、及び増幅器で複数の周波数帯域全体に対応できれば、そのような一組のアンテナ、送受切替器、及び増幅器で信号受信装置を構成しても良い。 Also, the above signal receiving apparatus has a plurality of receiving sections, each of which is composed of an antenna, a transmission/reception switch, and an amplifier. If a set of antennas, a duplexer, and an amplifier can cover all of a plurality of frequency bands, the signal receiver may be configured with such a set of antennas, a duplexer, and an amplifier.
また、上記の実施の形態では、チャープ信号の変調幅Bが固定されている。変調幅Bを制御装置100により指定可能としても良い。その場合、DDS3として、指定された変調幅Bのチャープ信号を発生することが可能のものを用いれば良い。
Also, in the above embodiment, the modulation width B of the chirp signal is fixed. The modulation width B may be designated by the
要するには、レーダ装置は、
帯域幅が互いに等しく、互いに隣接する第1乃至第Mの(Mは2以上の整数)送信周波数帯域の、周波数の変化が互いに連続する第1乃至第Mのチャープ信号を同期してチャープ周期毎に繰り返し生成する信号生成装置(110)と、
上記信号生成装置(110)で繰り返し生成される第1乃至第Mのチャープ信号に対応する第1乃至第Mの送信波を送信する信号送信装置(120)と、
上記信号送信装置(120)で送信された第1乃至第Mの送信波が目標で反射することで発生する反射波を、それぞれ上記第1乃至第Mの送信周波数帯域に対応する第1乃至第Mの受信周波数帯域で受信して第1乃至第Mの受信信号を生成する信号受信装置(130)と、
上記信号生成装置(110)で生成される上記第1乃至第Mのチャープ信号と、上記信号受信装置(130)で生成される上記第1乃至第Mの受信信号とから、上記目標までの距離に応じた周波数成分を持つ第1乃至第Mのビート信号を生成する信号変換装置(140)と、
上記信号変換装置(140)で生成される上記第1乃至第Mのビート信号を上記チャープ周期相互の境界で互いに連結して、上記チャープ周期毎に一つの合成信号を生成する信号合成部(151)と、
上記信号合成部(151)で順次生成される複数の合成信号から目標までの距離と目標の速度とを算出する目標検出部(152)と
を備えれば良い。In short, radar equipment
Synchronizing the first to Mth chirp signals of the mutually adjacent first to Mth (M is an integer of 2 or more) transmission frequency bands having the same bandwidth and having continuous frequency changes every chirp cycle a signal generator (110) that repeatedly generates to
a signal transmission device (120) for transmitting first to Mth transmission waves corresponding to first to Mth chirp signals repeatedly generated by the signal generation device (110);
Reflected waves generated by reflection of the first to Mth transmission waves transmitted by the signal transmission device (120) at the target are first to first corresponding to the first to Mth transmission frequency bands, respectively. a signal receiving device (130) that receives signals in M reception frequency bands and generates first to M reception signals;
Distance to the target from the first to Mth chirp signals generated by the signal generation device (110) and the first to Mth reception signals generated by the signal reception device (130) a signal conversion device (140) for generating first to Mth beat signals having frequency components corresponding to
A signal synthesizing unit (151) for coupling the first to Mth beat signals generated by the signal conversion device (140) with each other at the boundaries between the chirp periods to generate one synthesized signal for each chirp period. )and,
A target detection unit (152) for calculating the distance to the target and the speed of the target from a plurality of synthesized signals sequentially generated by the signal synthesizing unit (151).
第mのチャープ信号のチャープ終了時の周波数と、第m+1のチャープ信号のチャープ開始時の周波数とが等しいのが好適である。 Preferably, the frequency of the mth chirp signal at the end of chirp is equal to the frequency of the m+1th chirp signal at the start of chirp.
第mのチャープ信号のチャープ終了時の位相と、第m+1のチャープ信号のチャープ開始時の位相とが連続しているのが好適である。 Preferably, the phase of the m-th chirp signal at the end of chirp and the phase of the m+1-th chirp signal at the start of chirp are continuous.
上記信号合成部(151)は、上記第1乃至第Mのチャープ信号のうちの第m(mはここでは1からM-1のいずれか)のチャープ信号から生成されるビート信号の終端と、第m+1のチャープ信号から生成されるビート信号とを繋ぐことで上記ビート信号の連結を行なうものであるのが好適である。 The signal synthesizing unit (151) includes a termination of a beat signal generated from an m-th chirp signal (where m is any one from 1 to M−1) among the first to M-th chirp signals, It is preferable that the beat signal is connected by connecting a beat signal generated from the (m+1)th chirp signal.
チャープ信号がアップチャープ信号である場合、第1から第Mの周波数帯域FC1~FCMのビート信号は対応する周波数帯域の周波数の昇順に連結されるのが好適である。
チャープ信号がダウンチャープ信号である場合、第1から第Mの周波数帯域FC1~FCMのビート信号は対応する周波数帯域の周波数の降順に連結されるのが好適である。If the chirp signal is an up-chirp signal, the beat signals in the first to Mth frequency bands FC 1 to FC M are preferably concatenated in ascending order of frequency in the corresponding frequency bands.
If the chirp signal is a down-chirp signal, the beat signals in the first to Mth frequency bands FC 1 to FC M are preferably concatenated in descending order of frequency in the corresponding frequency bands.
第1乃至第Mの周波数帯域の各々の中心周波数(hm=fm+B/2)とチャープ周期の長さ(T)との積が整数であり、第1乃至第Mのチャープ信号のチャープ開始時の位相(φm,k)は、互いに等しく、かつ相前後するチャープ周期(k)間で互いに同一であるのが好適である。The product of the center frequency (h m =f m +B/2) of each of the first to M-th frequency bands and the chirp period length (T) is an integer, and the chirp of the first to M-th chirp signals Preferably, the starting phases (φ m,k ) are equal to each other and identical to each other between successive chirp periods (k).
上記第1乃至第Mの受信周波数帯域のうちの第n(nは2からMのいずれか)の受信周波数帯域は、対応する送信周波数帯域に対し、最大測距距離に対応するビート周波数だけ拡張された周波数範囲を有するのが好適である。 The n-th (n is any of 2 to M) reception frequency band among the first to M-th reception frequency bands extends the corresponding transmission frequency band by the beat frequency corresponding to the maximum ranging distance. It is preferable to have the frequency range
チャープ信号が、アップチャープ信号であれば、上記の拡張は、対応する送信周波数帯域の下限から、最大測距距離に対応するビート周波数だけ低い周波数までの拡張であり、チャープ信号が、ダウンチャープ信号であれば、上記の拡張は、対応する送信周波数帯域の上限から、最大測距距離に対応するビート周波数だけ高い周波数までの拡張である。 If the chirp signal is the up-chirp signal, the above extension is from the lower limit of the corresponding transmission frequency band to a frequency lower by the beat frequency corresponding to the maximum ranging distance, and the chirp signal is the down-chirp signal , the above extension is from the upper limit of the corresponding transmission frequency band to a frequency higher by the beat frequency corresponding to the maximum ranging distance.
上記信号変換装置(140)は、それぞれ上記第1乃至第Mのビート信号をA/D変換する第1乃至第MのA/D変換部を有し、上記第1乃至第MのA/D変換部における、上記第1乃至第Mのビート信号のサンプリング周波数(fS)と上記チャープ周期の長さ(T)との積が整数となるように上記第1乃至第MのA/D変換部が構成され、それにより、連続する周期間で、静止し、もしくは一定速度で移動している目標での反射波から得られる各周波数帯域の受信信号の周期開始時点の位相差が一定となるようにするのが好適である。The signal conversion device (140) has first to Mth A/D conversion units for A/D converting the first to Mth beat signals, respectively, and the first to Mth A/D In the conversion unit, the first to Mth A/D conversion is performed so that the product of the sampling frequency (f S ) of the first to Mth beat signals and the length (T) of the chirp period is an integer. A part is configured, whereby the phase difference at the cycle start time of the received signal in each frequency band obtained from the reflected wave from the target that is stationary or moving at a constant speed is constant in continuous cycles. It is preferable to
上記のレーダ装置のアンテナ以外の部分の一部又は全部は処理回路で構成し得る。
例えば、レーダ装置の各部分の機能をそれぞれ別個の処理回路で実現しても良いし、複数の部分の機能を纏めて1つの処理回路で実現しても良い。
処理回路はハードウェアで構成されていても良く、ソフトウェアで、即ちプログラムされたコンピュータで構成されていても良い。
レーダ装置の各部分の機能のうち、一部をハードウェアで実現し、他の一部をソフトウェアで実現するようにしても良い。A part or all of the parts other than the antenna of the above radar device may be configured by the processing circuit.
For example, the function of each part of the radar apparatus may be realized by a separate processing circuit, or the functions of a plurality of parts may be collectively realized by one processing circuit.
The processing circuitry may be implemented in hardware or in software, ie a programmed computer.
Some of the functions of each part of the radar apparatus may be realized by hardware, and other parts may be realized by software.
図11は、レーダ装置のアンテナ以外の部分の一部又は全ての機能を実現するコンピュータ90のハードウェア構成を示す。
図示の例ではコンピュータ90は、プロセッサ91及びメモリ92を有する。
メモリ92には、レーダ装置のアンテナ以外の部分の、各部の機能を実現するためのプログラムが記憶されている。FIG. 11 shows the hardware configuration of a computer 90 that realizes a part or all of the functions of the parts other than the antenna of the radar device.
In the illustrated example, computer 90 has
The
プロセッサ91は、例えば、CPU(Central Processing Unit)、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ又はDSP(Digital Signal Processor)等を用いたものである。
The
メモリ92は、例えばRAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)若しくはEEPROM(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)等の半導体メモリ、磁気ディスク、光ディスク、又は光磁気ディスク等を用いたものである。
The
プロセッサ91及びメモリ92は、互いに一体化されたLSI(Large Scale Integration)で実現されていても良い。
The
プロセッサ91は、メモリ92に記憶されているプログラムを実行することにより、レーダ装置の機能を実現する。
プログラムは、ネットワークを通じて提供されてもよく、また、記録媒体、例えば非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。即ち、プログラムは、例えば、プログラムプロダクトとして提供されてもよい。The
The program may be provided through a network, or may be provided by being recorded on a recording medium, for example, a non-temporary recording medium. That is, the program may be provided as a program product, for example.
図11のコンピュータは単一のプロセッサを含むが、2以上のプロセッサを含んでいても良い。 Although the computer of FIG. 11 includes a single processor, it may include two or more processors.
以上のように、実施の形態のレーダ装置によれば、移動目標に対してもビート信号間の位相の連続性を確保し、フーリエ変換のピークに歪み、分裂等を発生させずに高い距離分解能を実現できる。 As described above, according to the radar apparatus of the embodiment, even for a moving target, phase continuity between beat signals can be ensured, and high range resolution can be achieved without causing distortion, splitting, etc. in the Fourier transform peak. can be realized.
3 DDS(デジタル直接合成発振器)、 4 高周波信号発生器、 11~13 ミキサ、 21~23 増幅器、 31~33 送受切替器、 41~43 アンテナ、 51~53 増幅器、 61~63 ミキサ、 71~73 増幅器、 81~83 A/D変換器、 100 制御装置、 102 基準信号発生器、 110 信号生成装置、 120 信号送信装置、 121~123 送信部、 130 信号受信装置、 131~133 受信部、 140 信号変換装置、 141~143 変換部、 150 信号処理装置、 151 信号合成部、 152 目標検出部。
3 DDS (Direct Digital Synthesis Oscillator) 4 High Frequency Signal Generator 11-13 Mixer 21-23 Amplifier 31-33 Transmit/Receive Switch 41-43 Antenna 51-53 Amplifier 61-63 Mixer 71-73 Amplifier 81-83 A/
Claims (9)
前記信号生成装置で繰り返し生成される第1乃至第Mのチャープ信号に対応する第1乃至第Mの送信波を送信する信号送信装置と、
前記信号送信装置で送信された第1乃至第Mの送信波が目標で反射することで発生する反射波を、それぞれ前記第1乃至第Mの送信周波数帯域に対応する第1乃至第Mの受信周波数帯域で受信して第1乃至第Mの受信信号を生成する信号受信装置と、
前記信号生成装置で生成される前記第1乃至第Mのチャープ信号と、前記信号受信装置で生成される前記第1乃至第Mの受信信号とから、前記目標までの距離に応じた周波数成分を持つ第1乃至第Mのビート信号を生成する信号変換装置と、
前記信号変換装置で生成される前記第1乃至第Mのビート信号を前記チャープ周期相互の境界で互いに連結して、前記チャープ周期毎に一つの合成信号を生成する信号合成部と、
前記信号合成部で順次生成される複数の合成信号から目標までの距離と目標の速度とを算出する目標検出部と
を備えるレーダ装置。 Synchronizing the first to Mth chirp signals of the mutually adjacent first to Mth (M is an integer of 2 or more) transmission frequency bands having the same bandwidth and having continuous frequency changes every chirp cycle a signal generator that repeatedly generates to
a signal transmission device for transmitting first to Mth transmission waves corresponding to first to Mth chirp signals repeatedly generated by the signal generation device;
first to Mth reception waves corresponding to the first to Mth transmission frequency bands, respectively a signal receiving device that receives signals in a frequency band and generates first to Mth received signals;
frequency components according to the distance to the target from the first to Mth chirp signals generated by the signal generation device and the first to Mth reception signals generated by the signal reception device; a signal conversion device for generating first to Mth beat signals having
a signal synthesizing unit that couples the first to Mth beat signals generated by the signal conversion device with each other at boundaries between the chirp periods to generate one synthesized signal for each chirp period;
A radar apparatus comprising: a target detection unit that calculates a distance to a target and a speed of the target from a plurality of synthesized signals sequentially generated by the signal synthesis unit.
前記第1乃至第Mのチャープ信号のチャープ開始時の位相は、互いに等しく、かつ相前後するチャープ周期間で互いに同一である
請求項1から6のいずれか1項に記載のレーダ装置。 the product of the center frequency of each of the first to M-th frequency bands and the length of the chirp period is an integer;
7. The radar apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein phases of the first to Mth chirp signals at the start of chirp are equal to each other and are the same in successive chirp periods.
それぞれ前記第1乃至第Mのビート信号をA/D変換する第1乃至第MのA/D変換部を有し、
前記第1乃至第MのA/D変換部における、前記第1乃至第Mのビート信号のサンプリング周波数と前記チャープ周期の長さとの積が整数となるように前記第1乃至第MのA/D変換部が構成されている
請求項1から8のいずれか1項に記載のレーダ装置。 The signal conversion device is
having first to Mth A/D converters for A/D converting the first to Mth beat signals, respectively;
In the first to Mth A/D converters, the first to Mth A/D converters are arranged such that the product of the sampling frequency of the first to Mth beat signals and the length of the chirp period is an integer. The radar device according to any one of claims 1 to 8, further comprising a D conversion section.
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Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007032234A1 (en) | 2005-09-14 | 2007-03-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radar device |
JP2008256562A (en) | 2007-04-05 | 2008-10-23 | Mitsubishi Electric Corp | Radar system |
WO2015136823A1 (en) | 2014-03-11 | 2015-09-17 | 日本電気株式会社 | Target extraction system, target extraction method, and information processing device and control method and control program for same |
JP2017003553A (en) | 2014-09-19 | 2017-01-05 | ザ・ボーイング・カンパニーThe Boeing Company | Phase calibration of stepwise chirp signal for synthetic aperture radar |
US20180045819A1 (en) | 2016-08-11 | 2018-02-15 | Thales | Multi-resolution fmcw radar detection method and radar implementing such a method |
WO2018180584A1 (en) | 2017-03-30 | 2018-10-04 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Radar device |
JP2018179914A (en) | 2017-04-20 | 2018-11-15 | 株式会社デンソーテン | Radar device and target detection method |
JP2020020677A (en) | 2018-08-01 | 2020-02-06 | 日本無線株式会社 | Fmcw radar target detector and fmcw radar target detection program |
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Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007032234A1 (en) | 2005-09-14 | 2007-03-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radar device |
JP2008256562A (en) | 2007-04-05 | 2008-10-23 | Mitsubishi Electric Corp | Radar system |
WO2015136823A1 (en) | 2014-03-11 | 2015-09-17 | 日本電気株式会社 | Target extraction system, target extraction method, and information processing device and control method and control program for same |
JP2017003553A (en) | 2014-09-19 | 2017-01-05 | ザ・ボーイング・カンパニーThe Boeing Company | Phase calibration of stepwise chirp signal for synthetic aperture radar |
US20180045819A1 (en) | 2016-08-11 | 2018-02-15 | Thales | Multi-resolution fmcw radar detection method and radar implementing such a method |
WO2018180584A1 (en) | 2017-03-30 | 2018-10-04 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Radar device |
JP2018179914A (en) | 2017-04-20 | 2018-11-15 | 株式会社デンソーテン | Radar device and target detection method |
JP2020020677A (en) | 2018-08-01 | 2020-02-06 | 日本無線株式会社 | Fmcw radar target detector and fmcw radar target detection program |
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