JP2018179914A - Radar device and target detection method - Google Patents
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Abstract
Description
開示の実施形態は、レーダ装置および物標検出方法に関する。 Embodiments disclosed herein relate to a radar device and a target detection method.
従来、車両などに搭載され、三角波で周波数変調された送信波と、かかる送信波が物標に当たって到来する反射波との周波数差から物標の距離や相対速度を導出する、いわゆるFM−CW(Frequency Modulated Continuous Wave)方式のレーダ装置が知られている(たとえば、特許文献1参照)。 Conventionally, a so-called FM-CW (mounted on a vehicle etc.) derives the distance and relative velocity of a target from the frequency difference between a transmission wave frequency-modulated by a triangular wave and a reflected wave that the transmission wave hits the target. A radar apparatus of the Frequency Modulated Continuous Wave method is known (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、上述した従来技術には、物標の検出性能を向上させるうえで更なる改善の余地がある。 However, the above-mentioned prior art has room for further improvement in improving the detection performance of the target.
具体的には、FM−CW方式では、送信信号および受信信号の周波数差を示すビート信号の「UP区間」および「DN区間」のそれぞれについてピーク周波数を抽出し、ピーク周波数のそれぞれに対応する反射波の到来角度とそのパワー値を算出する。そして、その算出結果に基づいて、「UP区間」および「DN区間」それぞれのピーク周波数を組み合わせるペアリングを実行する必要がある。 Specifically, in the FM-CW method, peak frequencies are extracted for each of the "UP section" and "DN section" of the beat signal indicating the frequency difference between the transmit signal and the receive signal, and reflections corresponding to the respective peak frequencies Calculate the wave arrival angle and its power value. And based on the calculation result, it is necessary to execute pairing which combines the peak frequency of each of "UP section" and "DN section".
しかし、ペアリングは間違った組み合わせを行ってしまう可能性があり、物標の検出性能を低下させるおそれがある。また、FM−CW方式では、検出可能な距離範囲および速度範囲をともに拡大することが難しかったり、近距離の検出性能に乏しいといった問題がある。 However, pairing may cause an incorrect combination, which may reduce the detection performance of the target. Further, in the FM-CW method, it is difficult to expand both the detectable distance range and the speed range, and there is a problem that the detection performance of the short distance is poor.
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、物標の検出性能を向上させることができるレーダ装置および物標検出方法を提供することを目的とする。 One aspect of the embodiment is made in view of the above, and it is an object of the present invention to provide a radar apparatus and a target detection method capable of improving the detection performance of a target.
実施形態の一態様に係るレーダ装置は、送信部と、受信部と、送受信制御部とを備える。前記送信部は、周波数が連続的に増加または減少するチャープ波を送信する。前記受信部は、物標による前記チャープ波の反射波を受信する。前記送受信制御部は、前記送信部および前記受信部を制御する。また、前記送受信制御部は、前記チャープ波の変調周波数が該チャープ波ごとに変更されるように前記送信部に変調させる。 A radar device according to an aspect of the embodiment includes a transmission unit, a reception unit, and a transmission / reception control unit. The transmitter transmits a chirp wave whose frequency increases or decreases continuously. The receiving unit receives a reflected wave of the chirp wave by a target. The transmission / reception control unit controls the transmission unit and the reception unit. Further, the transmission / reception control unit causes the transmission unit to modulate the modulation frequency of the chirp wave so as to be changed for each of the chirp waves.
実施形態の一態様によれば、物標の検出性能を向上させることができる。 According to one aspect of the embodiment, the detection performance of the target can be improved.
以下、添付図面を参照して、本願の開示するレーダ装置および物標検出方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of a radar device and a target detection method disclosed in the present application will be described in detail with reference to the attached drawings. Note that the present invention is not limited by the embodiments described below.
また、以下では、本実施形態に係る物標検出方法の概要について図1を用いて説明した後に、本実施形態に係る物標検出方法を適用したレーダ装置1について、図2〜図6Bを用いて説明することとする。また、本実施形態に係るレーダ装置1は、FCM(Fast Chirp Modulation)方式が採用された車載レーダ装置であるものとする。
Moreover, in the following, after the outline of the target detection method according to the present embodiment is described with reference to FIG. 1, the
まず、本実施形態に係る物標検出方法の概要について図1を用いて説明する。図1は、本実施形態に係る物標検出方法の概要説明図である。なお、図1の上段には、比較例となるFM−CW方式のレーダ装置の概要および問題点を示している。 First, an outline of a target detection method according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a schematic explanatory view of a target detection method according to the present embodiment. The upper part of FIG. 1 shows an outline and problems of the FM-CW radar apparatus as a comparative example.
図1の上段に示すように、比較例となるFM−CW方式のレーダ装置では、送信信号fs(t)は、いわゆる三角波で周波数変調されて、送信アンテナから送信波として送出される。そして、送出された送信波は、物標において反射されて反射波として到来し、受信アンテナにおいて受信信号fr(t)として受信される。 As shown in the upper part of FIG. 1, in the FM-CW radar apparatus as the comparative example, the transmission signal fs (t) is frequency-modulated by a so-called triangular wave, and is transmitted as a transmission wave from the transmission antenna. Then, the transmitted wave transmitted is reflected at the target and arrives as a reflected wave, and is received as a received signal fr (t) at the receiving antenna.
このとき、図1の上段に示すように、受信信号fr(t)は、レーダ装置と物標との距離に応じて、送信信号fs(t)に対して時間差τだけ遅延している。この時間差τと、レーダ装置および物標の相対速度に基づくドップラー効果とにより、ビート信号は、周波数が上昇する「UP区間」の周波数fupと、周波数が下降する「DN区間」の周波数fdnとが繰り返される信号として得られる。 At this time, as shown in the upper part of FIG. 1, the reception signal fr (t) is delayed by a time difference τ with respect to the transmission signal fs (t) according to the distance between the radar device and the target. The beat signal has the frequency fup of the "UP section" where the frequency rises and the frequency fdn of the "DN section" where the frequency falls due to the time difference τ and the Doppler effect based on the relative velocity of the radar device and the target It is obtained as a repeated signal.
かかるビート信号は、高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)などを用いて周波数解析され、「UP区間」側および「DN区間」側のそれぞれにおいてピークとなるピーク周波数が抽出される。 The beat signal is frequency-analyzed using fast Fourier transform (FFT) or the like to extract peak frequencies that become peaks on the “UP section” side and the “DN section” side.
そして、「UP区間」側および「DN区間」側のそれぞれで抽出されたピーク周波数は、たとえばESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)などの公知の到来方向推定手法を用いて方位演算される。 Then, the peak frequencies extracted on each of the “UP interval” side and the “DN interval” side are subjected to azimuth calculation using a known direction of arrival estimation method such as, for example, ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques). .
方位演算結果においてはピーク周波数に対応する到来角度およびパワー値が示され、「UP区間」側および「DN区間」側とで到来角度およびパワー値の近い各ピークを組み合わせるペアリングが行われることとなる。 In the azimuth calculation result, the arrival angle and the power value corresponding to the peak frequency are shown, and pairing is performed to combine each peak with a similar arrival angle and power value on the “UP section” side and the “DN section” side. Become.
しかしながら、FM−CW方式は、かかる「ペアリングが必要」な点で物標の検出性能を低下させてしまうおそれがある。組み合わせを行う以上、算出された到来角度およびパワー値の示す値によっては、誤った組み合わせ(ミスペアリング)がなされる可能性があるためである。ミスペアリングは、物標の誤検出につながる。 However, the FM-CW method may reduce the detection performance of the target at such a point that "pairing is necessary". This is because an incorrect combination (misparing) may be made depending on the calculated arrival angle and the value indicated by the power value as long as the combination is performed. Mispairing leads to false detection of the target.
また、FM−CW方式は、検出可能な「距離範囲および速度範囲の拡大が困難」と言われている。たとえば、FM−CW方式では、最大検出距離を優先した場合、これにともなって検出可能な速度範囲が狭くなる傾向にある。 Further, the FM-CW method is said to be "difficult to expand distance range and speed range". For example, in the FM-CW method, when priority is given to the maximum detection distance, the detectable speed range tends to be narrowed accordingly.
また、FM−CW方式は、送信(TX)および受信(RX)のスイッチングの間隔が比較的長いため、「近距離の検出性能に乏しい」面がある。 In addition, the FM-CW system has a "short-distance detection performance poor" aspect because the transmission (TX) and reception (RX) switching intervals are relatively long.
そこで、こうしたFM−CW方式での問題点を解消するため、本実施形態に係る物標検出方法では、図1の下段に示すように、「FCM方式を採用」することとした。 Therefore, in order to solve the problems in the FM-CW method, in the target detection method according to the present embodiment, as shown in the lower part of FIG.
FCM方式は、周波数が連続的に増加または減少するチャープ波を生成する送信信号と物標によるチャープ波の反射波を受信して得られる受信信号とから生成されたチャープ波ごとのビート信号に対して2回のFFT(以下、「2次元FFT処理」と記載する場合がある)を行って物標との距離および相対速度を検出する方式である。なお、以下では、「チャープ波」を単に「チャープ」と言う場合がある。 The FCM method is for beat signals for each chirp wave generated from a transmission signal that generates a chirp wave whose frequency continuously increases or decreases and a reception signal obtained by receiving a reflection wave of a chirp wave from a target. This is a method of detecting the distance to the target and the relative velocity by performing two FFTs (hereinafter sometimes referred to as “two-dimensional FFT processing”). In the following, “chirp wave” may be simply referred to as “chirp”.
FCM方式では前述のペアリングは不要となるので、ミスペアリングに基づく物標の誤検出を防止することができる。 In the FCM method, the above-mentioned pairing becomes unnecessary, so that it is possible to prevent false detection of a target based on mispairing.
また、図1の下段に示すように、本実施形態に係る物標検出方法では、「変調周波数をチャープ波ごとで変更」することとした。たとえば、変調周波数を段階的に大きくすることで、距離分解能を高めることができる。これにより、物標の検出性能を向上させることができる。 Further, as shown in the lower part of FIG. 1, in the target detection method according to the present embodiment, “the modulation frequency is changed for each chirp wave”. For example, the distance resolution can be increased by gradually increasing the modulation frequency. Thereby, the detection performance of a target can be improved.
また、同じく図1の下段に示すように、本実施形態に係る物標検出方法では、「チャープ時間およびチャープ総時間を調整」することとした。これにより、最大検出速度を拡大したり、速度分解能を向上させたりすることができる。すなわち、物標の検出性能を向上させることができる。 Also, as shown in the lower part of FIG. 1, in the target detection method according to the present embodiment, “adjustment of chirp time and total chirp time” is performed. Thereby, the maximum detection speed can be expanded and the speed resolution can be improved. That is, the detection performance of the target can be improved.
また、同じく図1の下段に示すように、本実施形態に係る物標検出方法では、「チャープ内での送受信タイミングの切り替え」を行うこととした。これにより、近距離の検出性能を向上させることができる。すなわち、物標の検出性能を向上させることができる。 In addition, as shown in the lower part of FIG. 1, in the target detection method according to the present embodiment, “switching of transmission / reception timing in chirp” is performed. Thereby, the short distance detection performance can be improved. That is, the detection performance of the target can be improved.
なお、本実施形態に係る物標検出方法におけるFCM方式の概要や、生成される波形の一例については、図3A以降を用いた説明で後述する。 The outline of the FCM method in the target detection method according to the present embodiment and an example of the generated waveform will be described later with reference to FIG. 3A and later.
以下、上述した物標検出方法を適用したレーダ装置1について、さらに具体的に説明する。
Hereinafter, the
図2は、本実施形態に係るレーダ装置1のブロック図である。なお、図2では、本実施形態の特徴を説明するために必要な構成要素のみを機能ブロックで表しており、一般的な構成要素についての記載を省略している。
FIG. 2 is a block diagram of the
換言すれば、図2に図示される各構成要素は機能概念的なものであり、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。例えば、各機能ブロックの分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することが可能である。 In other words, each component illustrated in FIG. 2 is functionally conceptual and does not necessarily have to be physically configured as illustrated. For example, the specific form of the distribution and integration of each functional block is not limited to that shown in the drawings, and all or a part thereof may be functionally or physically distributed in any unit depending on various loads, usage conditions, etc. It is possible to integrate and configure.
図2に示すように、レーダ装置1は、送信部10と、受信部20と、処理部30とを備え、自車両の挙動を制御する車両制御装置2と接続される。
As shown in FIG. 2, the
かかる車両制御装置2は、レーダ装置1による物標の検出結果に基づいて、PCS(Pre-crash Safety System)やAEB(Advanced Emergency Braking System)などの車両制御を行う。なお、レーダ装置1は、車載レーダ装置以外の各種用途(たとえば、飛行機や船舶の監視など)に用いられてもよい。
The
つづいて送信部10および受信部20について説明するが、まずはFCM方式における基本的な挙動について説明する。送信部10は、信号生成部11と、発振器12と、送信アンテナ13と、スイッチ14とを備える。
Subsequently, the transmitting
信号生成部11はノコギリ波状に電圧が変化する変調信号を生成し、発振器12に供給する。発振器12は、信号生成部11で生成された変調信号に基づいて、時間の経過に従って周波数が増加するチャープ信号である送信信号をパルス繰返し間隔PRI(Pulse Repetition Interval)(以下、「チャープ期間PRI」と記載する)ごとに生成して、スイッチ14へ供給する。スイッチ14は、後述する送受信制御部31の制御を受けて動作し、オン状態となった場合に送信信号を送信アンテナ13へ出力する。なお、図2に示すように、発振器12によって生成された送信信号は、後述するミキサ22に対しても分配される。
The signal generation unit 11 generates a modulation signal whose voltage changes in a sawtooth waveform, and supplies the modulation signal to the
送信アンテナ13は、発振器12からの送信信号を送信波へ変換し、かかる送信波を自車両の外部へ出力する。送信アンテナ13が出力する送信波は、チャープ期間PRIごとに、時間の経過に従って周波数が増加または減少するチャープ波である。送信アンテナ13から自車両の外部、たとえば前方へ送信された送信波は、他の車両などの物標で反射されて反射波となる。
The
受信部20は、アレーアンテナを形成する複数の受信アンテナ21と、複数のミキサ22と、複数のA/D変換部23と、スイッチ24とを備える。ミキサ22およびA/D変換部23は、受信アンテナ21ごとに設けられる。
The receiving
各受信アンテナ21は、物標からの反射波を受信波として受信し、かかる受信波を受信信号へ変換して、スイッチ24へ供給する。スイッチ24は、送受信制御部31の制御を受けて動作し、オン状態となった場合に受信信号をミキサ22へ出力する。なお、図2に示す受信アンテナ21の数は4つであるが、3つ以下または5つ以上であってもよい。
Each receiving
受信アンテナ21から出力された受信信号は、図示略の増幅器(たとえば、ローノイズアンプ)で増幅された後にスイッチ24を介してミキサ22へ入力される。ミキサ22は、送信部10から分配された送信信号と、受信アンテナ21から入力される受信信号との一部をミキシングし不要な信号成分を除去してビート信号を生成し、A/D変換部23へ出力する。
The received signal output from the receiving
ビート信号は、送信波と反射波との差分波であって、送信信号の周波数(以下、「送信周波数」と記載する)と受信信号の周波数(以下、「受信周波数」と記載する)との差となるビート周波数を有する。ミキサ22で生成されたビート信号は、A/D変換部23でデジタル信号に変換された後に、処理部30へ出力される。
The beat signal is a differential wave between the transmission wave and the reflection wave, and is composed of the frequency of the transmission signal (hereinafter referred to as "transmission frequency") and the frequency of the reception signal (hereinafter referred to as "reception frequency"). It has a beat frequency that is a difference. The beat signal generated by the
処理部30は、送受信制御部31と、信号処理部32と、記憶部33とを備える。信号処理部32は、周波数解析部32aと、ピーク抽出部32bと、角度推定部32cと、距離・相対速度演算部32dと、追従処理部32eとを備える。
The
記憶部33は、履歴データ33aを記憶する。履歴データ33aは、信号処理部32が周期的に実行する物標の検出に係る一連の信号処理における処理データの履歴である。
The
処理部30は、たとえば、CPU(Central Processing Unit)、記憶部33に対応するROM(Read Only Memory)やRAM(Random Access Memory)、レジスタ、その他の入出力ポート等を含むマイクロコンピュータであり、レーダ装置1全体を制御する。
The
かかるマイクロコンピュータのCPUがROMに記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、送受信制御部31、信号処理部32として機能する。なお、送受信制御部31、信号処理部32は全部をASIC(Application Specific Integrated Circuit)やFPGA(Field Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成することもできる。
The CPU of the microcomputer reads and executes the program stored in the ROM to function as the transmission / reception control unit 31 and the
送受信制御部31は、送信部10の信号生成部11を制御し、信号生成部11からノコギリ状に電圧が変化する変調信号を発振器12へ出力させる。これにより、時間の経過に従って周波数が変化する送信信号が発振器12から送信アンテナ13へ出力される。また、送受信制御部31は、信号生成部11を制御することによって、チャープ波ごとで段階的に変調周波数を変更させたり、チャープ時間Tdやチャープ総時間Tr(いずれも後述)を調整したりすることができる。この点については、図4以降を用いた説明で後述する。
The transmission / reception control unit 31 controls the signal generation unit 11 of the
また、送受信制御部31は、あわせて受信部20を制御する。また、送受信制御部31は、スイッチ14およびスイッチ24のスイッチングを制御することにより、送信部10の送信タイミングおよび受信部20の受信タイミングを制御する。たとえば、送受信制御部31は、1つのチャープ波の送信周期内で、送信タイミングと受信部20の受信タイミングとを複数回切り替えることができる。この点については、図5Aを用いた説明で後述する。
The transmission / reception control unit 31 also controls the
信号処理部32は、一連の信号処理をレーダ装置1のスキャンごとに周期的に実行する。周波数解析部32aは、各A/D変換部23から入力されるビート信号に基づいて2次元FFT処理を行い、結果をピーク抽出部32bへ出力する。ピーク抽出部32bは、周波数解析部32aによる2次元FFT処理の結果からピークを抽出し、抽出結果を角度推定部32cへ出力する。
The
ここで、説明を分かりやすくするために、信号処理部32の前段処理から信号処理部32におけるピーク抽出処理までの基本的な処理の流れを図3Aおよび図3Bを用いて説明しておく。
Here, in order to make the description easy to understand, the flow of basic processing from the pre-stage processing of the
図3Aおよび図3Bは、信号処理部32の前段処理から信号処理部32におけるピーク抽出処理までの処理説明図(その1)および(その2)である。なお、図3Aは、2つの太い下向きの白色矢印で3つの領域に区切られているが、これら領域を上から順に、上段、中段、下段と記載する。また、図3Aの上段には、基本的なチャープ波の波形を示した。
FIGS. 3A and 3B are process explanatory diagrams (1) and (2) from the pre-stage processing of the
まず、送信部10による送信処理、および、受信部20による受信処理により、ビート信号が生成される点については既に述べた。これにより、図3Aの上段に示すように、送信周波数fSTと受信周波数fSRとの差となるビート周波数fSB(=fST−fSR)を有するビート信号が、チャープ波ごとに生成される。なお、ここでは、1回目のチャープ波によって得られるビート信号を「B1」とし、2回目のチャープ波によって得られるビート信号を「B2」とし、p回目のチャープ波によって得られるビート信号を「Bp」としている。
First, it has already been described that the beat signal is generated by the transmission process by the
また、図3Aの上段に示す例では、送信周波数fSTは、チャープ波ごとに、基準周波数f0から時間に伴って傾きθ(=(f1−f0)/Td)で増加し、最大周波数f1に達すると基準周波数f0に短時間で戻るノコギリ波状である。また、チャープ波の変調幅Δfは、Δf=f1―f0で表すことができる。 Further, in the example shown in the upper part of FIG. 3A, the transmission frequency f ST increases from the reference frequency f0 with time with a gradient θ (= (f1−f0) / Td) for each chirp wave and reaches the maximum frequency f1. When it reaches it, it has a sawtooth shape that returns to the reference frequency f0 in a short time. Further, the modulation width Δf of the chirp wave can be expressed by Δf = f1−f0.
なお、図示していないが、送信周波数fSTは、チャープ波ごとに、基準周波数f0から最大周波数f1へ短時間で到達し、かかる最大周波数f1から時間に伴って傾きθ(=(f1−f0)/Td)で減少し、基準周波数f0に達するノコギリ波状であってもよい。
Although not shown, the transmission frequency f ST arrives from the
このように生成され、入力される各ビート信号に対し、周波数解析部32aは、まず「1回目のFFT処理」を行う。上述したように、送信信号に基づく送信波は、送信アンテナ13から送信され、かかる送信波が物標で反射して反射波となり、かかる反射波が受信波として受信アンテナ21で受信されて受信信号として出力される。送信波が送信アンテナ13から送信されてから受信信号が出力されるまでの期間は、物標とレーダ装置1との間の距離に比例して増減し、ビート信号の周波数であるビート周波数fSBは、物標とレーダ装置1との間の距離に比例する。
The
そのため、ビート信号に対して1回目のFFT処理を行って生成したビート信号の周波数スペクトルには、物標との距離に対応する周波数ビン(以下、「距離ビン」と記載する場合がある)にピークが出現する。したがって、かかるピークが存在する距離ビンを特定することで、物標との距離を検出することができる。 Therefore, in the frequency spectrum of the beat signal generated by performing the first FFT processing on the beat signal, the frequency bin corresponding to the distance to the target (hereinafter sometimes referred to as "distance bin") is A peak appears. Therefore, the distance to the target can be detected by specifying the distance bin in which such a peak exists.
ところで、物標とレーダ装置1との間の相対速度がゼロである場合、受信信号にドップラー成分は生じず、各チャープ波に対応する受信信号間で位相は同じであるため、各ビート信号の位相も同じである。一方、物標とレーダ装置1との間の相対速度がゼロでない場合、受信信号にドップラー成分が生じ、各チャープ波に対応する受信信号間で位相が異なるため、時間的に連続するビート信号間にドップラー周波数に応じた位相の変化が現われる。
By the way, when the relative velocity between the target and the
図3Aの中段には、時間的に連続するビート信号(B1〜B8)の1回目のFFT処理結果とビート信号間のピークの位相変化の一例を示している。かかる例では、同一の距離ビンfr10にピークがあり、かかるピークの位相が変化していることを示している。 The middle stage of FIG. 3A shows an example of the result of the first FFT processing of the beat signals (B1 to B8) continuous in time and the phase change of the peak between the beat signals. In this example, there is a peak in the same distance bin fr10, which indicates that the phase of the peak is changed.
このように、物標とレーダ装置1との間の相対速度がゼロでない場合、ビート信号間において同じ物標のピークにドップラー周波数に応じた位相の変化が現われる。そこで、各ビート信号の1回目のFFT処理により得られる周波数スペクトルを時系列に並べて、図3Aの下段に示すように「2回目のFFT処理」を行うことで、ドップラー周波数に対する周波数ビンにピークが出現する周波数スペクトルを得ることができる。かかるピークが出現した周波数ビン、すなわち速度ビンを検出することで、物標との相対速度を検出することができる。
Thus, when the relative velocity between the target and the
2次元FFT処理の結果例を図3Bに示す。FCM方式では、かかる2次元FFT処理の結果において、所定の閾値以上のパワー値を示すピークが存在する距離ビンおよび速度ビンの組み合わせが、ピークが存在する距離ビンおよび速度ビンの組み合わせとして特定される。そして、かかるピークが存在するとして特定された距離ビンおよび速度ビンの組み合わせに基づいて、物標との距離および相対速度が導出されることとなる。 An example of the result of the two-dimensional FFT processing is shown in FIG. 3B. In the FCM method, in the result of such two-dimensional FFT processing, a combination of distance bins and velocity bins in which a peak having a power value equal to or higher than a predetermined threshold is present is identified as a combination of distance bins and velocity bins in which a peak is present. . Then, the distance to the target and the relative velocity are derived based on the combination of the distance bin and the velocity bin identified as having such a peak.
ピーク抽出部32bは、このような2次元FFT処理の結果を周波数解析部32aから取得し、かかる2次元FFT処理の結果に基づいて、ピークが存在する距離ビンおよび速度ビンを特定する。
The peak extraction unit 32b acquires the result of such two-dimensional FFT processing from the
図2の説明に戻り、つづいて角度推定部32cについて説明する。角度推定部32cは、所定の方位演算処理により、ピーク抽出部32bで抽出されたピークそれぞれに対応する反射波の到来角度、すなわち物標の存在する角度を推定する。
Returning to the description of FIG. 2, the
所定の方位演算処理には、ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)、DBF(Digital Beam Forming)、または、MUSIC(Multiple Signal Classification)などの公知の到来方向推定手法を用いて行うことができる。また、角度推定部32cは、推定した物標それぞれの角度を距離・相対速度演算部32dへ出力する。
The predetermined direction calculation processing can be performed using a known direction-of-arrival estimation method such as ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques), DBF (Digital Beam Forming), or MUSIC (Multiple Signal Classification). . Further, the
距離・相対速度演算部32dは、ピーク抽出部32bによってピークが存在するとして特定された距離ビンおよび速度ビンの組み合わせに基づいて、物標との距離および相対速度を導出する。
The distance / relative
また、距離・相対速度演算部32dは、導出した物標との距離および相対速度、角度推定部32cにより推定された物標の角度など、最新のスキャンにおける瞬時値を、追従処理部32eへ出力する。
Further, the distance / relative
追従処理部32eは、距離・相対速度演算部32dからの瞬時値に対し、ベイズ確率論方式などを用いて時系列フィルタリングを施し、フィルタ値としての物標データを生成する。各スキャンごとのかかる物標データにより、物標を追従(トラッキング)することが可能となる。追従処理部32eは、生成した物標データを車両制御装置2へ出力する。
The follow-
次に、これまで説明したFCM方式におけるチャープ波の基本波形をベースとし、本実施形態に係るレーダ装置1が、物標の検出性能を向上させるにあたってかかる基本波形を変更する変調方式を採る場合について説明する。
Next, based on the basic waveform of the chirp wave in the FCM method described above, the
図4は、本実施形態に係る第1の変調方式の説明図である。図4に示すように、第1の変調方式では、レーダ装置1は、変調幅Δfは保ちつつ、時間軸に沿って、チャープ波CP1,CP2,…CPnが高周波側へシフトしていくように変調波形を生成する。1つのチャープ波の送信周期に対応するチャープ時間Tdは一定である。
FIG. 4 is an explanatory diagram of a first modulation scheme according to the present embodiment. As shown in FIG. 4, in the first modulation method, the
別の言い方をすれば、レーダ装置1は、変調幅Δfは保ちつつ、時間軸に沿って、変調幅Δfのシフト量Δfrがチャープ波CP1,CP2,…CPnごとで段階的に増えていくように変調波形を生成する。このシフト量Δfrを段階的に増加させることで、距離分解能が高くなる。なお、図4に示す例では、変調幅Δfが一定であり、一定の変調幅Δf+シフト量Δfr=変調周波数となる。
In other words, while maintaining the modulation width Δf, the
図中のスイッチング信号が示すように、送信(TX)および受信(RX)のタイミングは、チャープ波ごとで切り替えられる。かかる制御は、上述のように送受信制御部31がスイッチ14およびスイッチ24のスイッチングを制御することによって行われる。
As the switching signal in the figure shows, the timing of transmission (TX) and reception (RX) is switched for each chirp wave. Such control is performed by the transmission / reception control unit 31 controlling the switching of the
すなわち、送受信制御部31は、変調周波数(ここでは、シフト量Δfr)をチャープ波CP1,CP2,…CPnごとで段階的に変更するように変調方式を制御する。これにより、距離分解能を向上させることができる。また、送受信タイミングの切り替えは、チャープ波ごとで行われる、すなわちチャープ時間Tdの間はスイッチ14がオン状態に、スイッチ24がオフ状態に保たれ、かかるオン/オフ状態が切り替わらないようにスイッチングが制御されるので、スイッチング回数が少なくて済み、ハードウェアにかかる負担を軽減することができる。
That is, the transmission / reception control unit 31 controls the modulation scheme such that the modulation frequency (here, the shift amount Δfr) is changed stepwise for each of the chirp waves CP1, CP2,. Thereby, distance resolution can be improved. Also, the switching of transmission / reception timing is performed for each chirp wave, that is, the
また、スイッチングにより送信タイミングと受信タイミングとが異なるタイミングとなるため、送信波の一部がレドームに反射して受信されることが原因となって生じる近距離クラッタを抑制することができる。 In addition, since the transmission timing and the reception timing are different due to switching, it is possible to suppress short-range clutter caused by a part of the transmission wave being reflected and received by the radome.
次に、第2の変調方式について説明する。図5Aは、本実施形態に係る第2の変調方式の説明図である。また、図5Bおよび図5Cは、図5Aの補足説明図(その1)および(その2)である。 Next, the second modulation method will be described. FIG. 5A is an explanatory diagram of a second modulation scheme according to the present embodiment. 5B and 5C are supplementary explanatory views (part 1) and (part 2) of FIG. 5A.
第2の変調方式では、基本的には第1の変調方式の場合と同様に、変調幅Δfは保ちつつ、時間軸に沿って、変調幅Δfのシフト量Δfrが段階的に増えていくチャープ波CP1,CP2,…CPnを想定する。 In the second modulation method, basically, as in the first modulation method, a chirp in which the shift amount Δfr of the modulation width Δf increases stepwise along the time axis while maintaining the modulation width Δf. Suppose waves CP1, CP2,... CPn.
ただし、第2の変調方式では、レーダ装置1はさらに、1つのチャープ波の送信周期(すなわち、チャープ時間Td)内で、送信(TX)および受信(RX)のタイミングが複数回切り替わるように変調波形を生成する点が第1の変調方式とは異なる。
However, in the second modulation scheme, the
したがって、第2の変調方式では、図5Aに示すように、チャープ波CP1,CP2,…CPn内に3つの送信周波数fST1〜fST3が存在し、これらにそれぞれ応じた3つの受信周波数fSR1〜fSR3、反射周波数fRF1〜fRF3が観測されることとなる。なお、送信(TX)の送信タイミングに対応する送信周波数fST1〜fST3それぞれの変調時間は同一である。 Therefore, in the second modulation method, as shown in FIG. 5A, three transmission frequencies f ST1 to f ST3 exist in the chirp waves CP1, CP2,... CPn, and three reception frequencies f SR1 corresponding to these. .About.f SR3 and reflection frequencies f RF1 to f RF3 are observed. The modulation time of each of the transmission frequencies f ST1 to f ST3 corresponding to the transmission timing of transmission (TX) is the same.
より具体的に図5Bを用いて説明する。図5Bには、図5Aのチャープ波CP1を拡大して示している。なお、図を分かりやすくするために、受信周波数fSR1〜fSR3、反射周波数fRF1〜fRF3については省略している。また、図5Bではチャープ波CP1を例に挙げるが、チャープ波CP2,…CPnについても同様である。 A more specific description will be given using FIG. 5B. FIG. 5B is an enlarged view of the chirp wave CP1 of FIG. 5A. The reception frequencies f SR1 to f SR3 and the reflection frequencies f RF1 to f RF3 are omitted for easy understanding of the drawing. Further, although the chirp wave CP1 is taken as an example in FIG. 5B, the same applies to the chirp waves CP2,.
既に述べたが、第2の変調方式では、図5Bに示すように、チャープ波CP1内に3つの送信周波数fST1〜fST3が存在することとなる。これらは、1つのチャープ波CP1内でスイッチングにより生成された、時間的に等間隔(変調時間が同一)の言わば「サブチャープ波」である。 As described above, in the second modulation scheme, as shown in FIG. 5B, three transmission frequencies f ST1 to f ST3 exist in the chirp wave CP1. These are so-called "sub-chirp waves", so-called "sub-chirp waves", generated by switching in one chirp wave CP1 and equally spaced in time (the modulation time is the same).
図5Bに示すように、これら送信周波数fST1,fST2,fST3を順に、サブチャープ波CP1−1,CP1−2,CP1−3とする。なお、上述した2次元FFT処理は、かかるサブチャープ波CP1−1,CP1−2,CP1−3ごとに行われる。 As shown in FIG. 5B, these transmission frequencies f ST1 , f ST2 and f ST3 are sequentially referred to as sub-chirp waves CP1-1, CP1-2 and CP1-3. The two-dimensional FFT process described above is performed for each of the sub-chirp waves CP1-1, CP1-2, and CP1-3.
サブチャープ波CP1−1〜CP1−3では、変調幅Δfはそれぞれ異なる。図5Bに示すように、たとえば、サブチャープ波CP1−1,CP1−2,CP1−3の変調幅を順にΔf1,Δf2,Δf3とした場合、これらの対比関係は、Δf1<Δf2<Δf3であり、Δf3=Δfとなる。 The modulation widths Δf are different in the sub-chirp waves CP1-1 to CP1-3. As shown in FIG. 5B, for example, assuming that the modulation widths of the sub-chirp waves CP1-1, CP1-2, CP1-3 are Δf 1 , Δf 2 , Δf 3 in order, the comparison relationship between them is Δf 1 <Δf 2 It is <Δf 3 and Δf 3 = Δf.
ここで、図5Cに示すように、変調幅Δfが異なる場合、変調幅Δfが大きくなるほどビート信号から導かれる距離分解能は高くなる。図5Cに示す例の場合、距離分解能の対比関係は(1)<(2)<(3)となる。そして、変調幅Δfが小さくなるほどビート信号から導出される最大検出距離は大きくなる。図5Cに示す例の場合、最大検出距離の対比関係は(1)>(2)>(3)となる。このように変調幅Δfが異なる複数のチャープ波(サブチャープ波を含む)を利用することで、たとえば距離分解能が最も低く最大検出距離が最も大きい(1)のチャープ波により、所定距離以上の位置から接近する車両を検出できる。また、距離分解能と最大検出距離が中程度の(2)のチャープ波により、所定距離近傍のバイクを検出できる。さらに、距離分解能が最も高く最大検出距離が最も小さい(3)のチャープ波により、所定距離以下で車両の近傍の歩行者を検出できる。このように、近距離から遠距離までの位置に存在する各種物標を高い精度で検出できる。 Here, as shown in FIG. 5C, when the modulation width Δf is different, the distance resolution derived from the beat signal becomes higher as the modulation width Δf becomes larger. In the case of the example shown in FIG. 5C, the contrast of the distance resolution is (1) <(2) <(3). The smaller the modulation width Δf, the larger the maximum detection distance derived from the beat signal. In the case of the example shown in FIG. 5C, the comparison relationship of the maximum detection distance is (1)> (2)> (3). By using a plurality of chirp waves (including sub-chirp waves) having different modulation widths Δf in this way, for example, from a position of a predetermined distance or more by the chirp wave having the lowest distance resolution and the largest maximum detection distance. It can detect approaching vehicles. In addition, it is possible to detect a motorcycle near a predetermined distance by the chirp wave of (2) in which the distance resolution and the maximum detection distance are medium. Furthermore, the pedestrian in the vicinity of the vehicle can be detected at a predetermined distance or less by the chirp wave (3) having the highest distance resolution and the smallest maximum detection distance. In this manner, various targets present at positions from near distance to long distance can be detected with high accuracy.
図5Bの説明に戻る。また、サブチャープ波CP1−1〜CP1−3では、シフト量Δfrもそれぞれ異なる。したがって、チャープ波CP1では、サブチャープ波CP1−1の変調周波数(変調幅Δf1+シフト量Δfr)が最も小さく、サブチャープ波CP1−3の変調周波数(変調幅Δf3+シフト量Δfr)が最も大きくなる。図5Aの説明に戻り、チャープ波CPnまで含めば、チャープ波CPnのサブチャープ波CPn−3の変調周波数(変調幅Δf3+シフト量Δfr)が最も大きくなる。このように、第2の変調方式では、レーダ装置1は、時間軸に沿って、チャープ波CP1,CP2,…CPnのサブチャープ波ごとで段階的に変調周波数が大きくなるように変調波形を生成する。
It returns to the explanation of FIG. 5B. Further, in the sub-chirp waves CP1-1 to CP1-3, the shift amount Δfr is also different. Therefore, in the chirp wave CP1, the modulation frequency (modulation width Δf 1 + shift amount Δfr) of the sub-chirp wave CP1-1 is the smallest, and the modulation frequency (modulation width Δf 3 + shift amount Δfr) of the sub-chirp wave CP1-3 is the largest. Become. Returning to the explanation of FIG. 5A, the modulation frequency (modulation width Δf 3 + shift amount Δfr) of the sub-chirp wave CPn-3 of the chirp wave CPn is the largest when the chirp wave CPn is included. As described above, in the second modulation method, the
また、第2の変調方式では、時間方向のパラメータであるチャープ時間Td、チャープ総時間Tr、周波数方向のパラメータである変調幅Δf、シフト量Δfrをそれぞれ調整することによって、車両状況などに応じて物標の検出性能を向上させることが可能である。 Further, in the second modulation method, the chirp time Td which is a parameter in the time direction, the total chirp time Tr, and the modulation width Δf which is a parameter in the frequency direction and the shift amount Δfr are adjusted to meet the vehicle condition and the like. It is possible to improve the detection performance of the target.
具体的には、cを光速度、fcを中心周波数とした場合、最大検出速度Vmaxは、式(1)Vmax=c/(4×Td×fc)によって求めることができる。したがって、チャープ時間Tdを小さくなるように調整することによって、最大検出速度Vmaxを拡大することが可能である。 Specifically, when c is the light velocity, and fc is the center frequency, the maximum detection velocity Vmax can be obtained by the equation (1) Vmax = c / (4 × Td × fc). Therefore, it is possible to expand the maximum detection speed Vmax by adjusting the chirp time Td to be smaller.
また、速度分解能Δvは、式(2)Δv=c/(2×Tr×fc)によって求めることができる。したがって、チャープ総時間Trを大きくなるように調整することによって、速度分解能Δvを向上させることが可能である。 Further, the velocity resolution Δv can be obtained by the equation (2) Δv = c / (2 × Tr × fc). Therefore, by adjusting the total chirp time Tr to be large, it is possible to improve the velocity resolution Δv.
また、最大検出距離Rmaxは、式(3)Rmax=c×Tr/(4×Td×Δfr)によって求めることができる。また、距離分解能ΔRは、式(4)ΔR=c/(2×Δfr)によって求めることができる。したがって、(チャープ総時間Tr/チャープ時間Td)およびシフト量Δfrを調整することによって、最大検出距離Rmaxを拡大したり、距離分解能ΔRを向上させたりすることができる。 Further, the maximum detection distance Rmax can be obtained by the equation (3) Rmax = c × Tr / (4 × Td × Δfr). Further, the distance resolution ΔR can be obtained by the equation (4) ΔR = c / (2 × Δfr). Therefore, by adjusting (chirp total time Tr / chirp time Td) and the shift amount Δfr, the maximum detection distance Rmax can be expanded or the distance resolution ΔR can be improved.
車両状況に応じ、たとえば最大検出速度Vmaxが拡大され、かつ、距離分解能ΔRが向上されるように上記パラメータを調整することによって、たとえば自車両そばの死角位置を高速の移動物が通ることを精度よく検出することが可能となる。 By adjusting the above parameters so that, for example, the maximum detected velocity Vmax is increased and the distance resolution ΔR is improved according to the vehicle condition, for example, it is possible to move a high speed moving object through the blind spot position by the own vehicle. It becomes possible to detect well.
ここで、車両状況は、自車両に搭載された各種センサなどに基づいて取得し、取得した取得状況を解析して、その解析結果に応じ、送受信制御部31が自動的に上記パラメータを調整のうえ、第1の変調方式や第2の変調方式で変調波形を生成させてもよい。 Here, the vehicle status is acquired based on various sensors and the like mounted on the host vehicle, the acquired acquisition status is analyzed, and the transmission / reception control unit 31 automatically adjusts the parameters according to the analysis result. Moreover, the modulation waveform may be generated by the first modulation method or the second modulation method.
次に、本実施形態に係るレーダ装置1が実行する処理手順について、図6Aおよび図6Bを用いて説明する。図6Aおよび図6Bは、本実施形態に係るレーダ装置1が実行する処理手順を示すフローチャート(その1)および(その2)である。なお、ここでは、レーダ装置1のスキャン周期ごとに繰り返し実行される、スキャン1回分に対応する処理手順を示している。
Next, the processing procedure executed by the
図6Aに示すように、まず、送受信制御部31が、送信部10および受信部20を制御して、FCM送受信処理を実行する(ステップS101)。ここで、FCM送受信処理について説明する。
As shown in FIG. 6A, first, the transmission / reception control unit 31 controls the
図6Bに示すように、FCM送受信処理では、送信部10が、送受信制御部31の制御に基づいて変調周波数をチャープ波ごとで変更するように波形変調する(ステップS201)。
As shown in FIG. 6B, in the FCM transmission / reception process, the
そして、送信部10が、送受信制御部31の制御に基づき、必要に応じて速度性能(最大検出速度、速度分解能)および距離性能(最大検出距離、距離分解能)に係るパラメータを調整する(ステップS202)。
Then, based on the control of the transmission / reception control unit 31, the
また、送受信制御部31が、必要に応じてチャープ波内での送受信の切り替えを設定する(ステップS203)。 Further, the transmission / reception control unit 31 sets switching of transmission / reception in the chirp wave as needed (step S203).
そして、送信部10が電波を送信し(ステップS204)、受信部20が反射波を受信して(ステップS205)、処理を終了する。
Then, the transmitting
図6Aの説明に戻る。つづいて、周波数解析部32aが、FCM送受信処理の処理結果に基づいて周波数解析処理を実行する(ステップS102)。そして、ピーク抽出部32bが、周波数解析処理の処理結果に基づいてピーク抽出処理を実行する(ステップS103)。
It returns to the explanation of FIG. 6A. Subsequently, the
そして、角度推定部32cが、ピーク抽出処理の処理結果に基づいて角度推定処理を実行する(ステップS104)。そして、距離・相対速度演算部32dが、角度推定処理の処理結果に基づいて距離・相対速度演算処理を実行する(ステップS105)。
Then, the
そして、追従処理部32eが、距離・相対速度演算処理の処理結果に基づいて追従処理を実行し(ステップS106)、スキャン1回分に対応する処理が終了する。
Then, the follow-
上述してきたように、本実施形態に係るレーダ装置1は、送信部10と、受信部20と、送受信制御部31とを備える。送信部10は、周波数が連続的に増加または減少するチャープ波を送信する。受信部20は、物標によるチャープ波の反射波を受信する。送受信制御部31は、送信部10および受信部20を制御する。また、送受信制御部31は、チャープ波の変調周波数がかかるチャープ波ごとに変更されるように送信部10に変調させる。
As described above, the
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、物標の検出性能を向上させることができる。
Therefore, according to the
また、送受信制御部31は、変調幅を保ちつつチャープ波CP1,CP2,…CPnが高周波側へシフトしていくように送信部10に変調させる。
Further, the transmission / reception control unit 31 causes the
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、距離分解能を向上させることができる。
Therefore, according to the
また、送受信制御部31は、送信部10による1つのチャープ波の送信周期内で、送信タイミングと受信部20の受信タイミングとを切り替えない。
Further, the transmission / reception control unit 31 does not switch between the transmission timing and the reception timing of the
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、送受信タイミングの切り替えは、チャープ波ごとで行われるので、スイッチング回数が少なくて済み、ハードウェアにかかる負担を軽減することができる。また、送信タイミングと受信タイミングとが異なるタイミングとなるため、送信波の一部がレドームに反射して受信されることが原因となって生じる近距離クラッタを抑制することができる。
Therefore, according to the
また、送受信制御部31は、送信部10による1つのチャープ波の送信周期内で、送信タイミングと受信部20の受信タイミングとを複数回切り替える。
Further, the transmission / reception control unit 31 switches the transmission timing and the reception timing of the reception unit 20 a plurality of times within the transmission period of one chirp wave by the
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、変調幅Δfが異なる複数のサブチャープ波を利用することで、近距離から遠距離までの位置に存在する各種物標を高い精度で検出することができる。
Therefore, according to the
また、送受信制御部31は、チャープ波のチャープ時間Td(「変調時間」の一例に相当)が同一となるように送信部10の送信タイミングを制御する。
Further, the transmission / reception control unit 31 controls the transmission timing of the
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、距離分解能を向上させるのに資することができる。
Therefore, the
また、送受信制御部31は、チャープ波のチャープ時間Tdが小さくなるように調整することによって、検出最大速度を拡大する。 In addition, the transmission / reception control unit 31 adjusts the chirp time Td of the chirp wave to be smaller, thereby expanding the detection maximum speed.
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、チャープ時間Tdを調整することによって検出最大速度を拡大することができる。すなわち、物標の検出性能を向上させることができる。
Therefore, according to the
また、送受信制御部31は、複数のチャープ波の1スキャン周期に相当するチャープ総時間Trが大きくなるように調整することによって、速度分解能を向上させる。 In addition, the transmission / reception control unit 31 improves the speed resolution by adjusting the total chirp time Tr corresponding to one scan period of a plurality of chirp waves to be large.
したがって、本実施形態に係るレーダ装置1によれば、チャープ総時間Trを調整することによって速度分解能を向上させることができる。すなわち、物標の検出性能を向上させることができる。
Therefore, according to the
なお、上述した実施形態では、たとえば図4や図5Aに示したように、チャープ波CP1〜CPnが時間軸に沿って高周波側へシフトしていく例を挙げたが、無限に高周波側へシフトするのではなく、上限の周波数に達した場合は元の周波数に戻る。図5Aで言えば、たとえば1スキャン周期に相当するチャープ総時間Trごとに、チャープ波CP1からチャープ波CPnへ向けてのシフトが繰り返されることとなる。 In the embodiment described above, as shown in FIG. 4 and FIG. 5A, for example, the chirp waves CP1 to CPn shift to the high frequency side along the time axis, but the shift to the high frequency side infinitely If it reaches the upper limit frequency, it returns to the original frequency. In FIG. 5A, for example, the shift from the chirp wave CP1 to the chirp wave CPn is repeated every chirp total time Tr corresponding to one scan period.
また、上述した実施形態の第2の変調方式では、1つのチャープ波から3つのサブチャープ波が生成される例を挙げたが、2つであってもよいし、4つ以上であってもよい。 Also, in the second modulation scheme of the above-described embodiment, an example in which three sub-chirp waves are generated from one chirp wave has been described, but two or four or more may be generated. .
また、上述した実施形態では、レーダ装置1は自車両に設けられることとしたが、無論、車両以外の移動体、たとえば船舶や航空機等に設けられてもよい。
In the above-described embodiment, the
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 Further effects and modifications can be easily derived by those skilled in the art. Thus, the broader aspects of the invention are not limited to the specific details and representative embodiments represented and described above. Accordingly, various modifications may be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept as defined by the appended claims and their equivalents.
1 レーダ装置
10 送信部
20 受信部
31 送受信制御部
Rmax 最大検出距離
Td チャープ時間
Tr チャープ総時間
Vmax 最大検出速度
ΔR 距離分解能
Δf 変調幅
Δfr シフト量
Δv 速度分解能
Claims (8)
物標による前記チャープ波の反射波を受信する受信部と、
前記送信部および前記受信部を制御する送受信制御部と
を備え、
前記送受信制御部は、
前記チャープ波の変調周波数が該チャープ波ごとに変更されるように前記送信部に変調させること
を特徴とするレーダ装置。 A transmitter for transmitting a chirp wave whose frequency continuously increases or decreases;
A receiving unit for receiving the reflected wave of the chirp wave by a target;
A transmission / reception control unit that controls the transmission unit and the reception unit;
The transmission / reception control unit
A radar apparatus characterized in that the transmission section modulates the modulation frequency of the chirp wave so as to be changed for each chirp wave.
変調幅は保ちつつ時間軸に沿って前記チャープ波が高周波側へシフトしていくように前記送信部に変調させること
を特徴とする請求項1に記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The radar apparatus according to claim 1, wherein the transmitter modulates the chirp wave so that the chirp wave shifts toward the high frequency side along the time axis while maintaining the modulation width.
前記送信部による1つの前記チャープ波の送信周期内で、送信タイミングと前記受信部の受信タイミングとを切り替えないこと
を特徴とする請求項1または2に記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The radar apparatus according to claim 1 or 2, wherein the transmission timing and the reception timing of the reception unit are not switched within the transmission period of one chirp wave by the transmission unit.
前記送信部による1つの前記チャープ波の送信周期内で、送信タイミングと前記受信部の受信タイミングとを複数回切り替えること
を特徴とする請求項1または2に記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The radar apparatus according to claim 1, wherein the transmission timing and the reception timing of the reception unit are switched a plurality of times within a transmission period of one chirp wave by the transmission unit.
前記チャープ波の変調時間が同一となるように前記送信部の送信タイミングを制御すること
を特徴とする請求項1〜4のいずれか一つに記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The transmission timing of the said transmission part is controlled so that the modulation time of the said chirp wave becomes the same. The radar apparatus as described in any one of Claims 1-4 characterized by the above-mentioned.
前記チャープ波の変調時間が小さくなるように調整することによって、検出最大速度を拡大すること
を特徴とする請求項1〜5のいずれか一つに記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The radar apparatus according to any one of claims 1 to 5, wherein the detection maximum velocity is expanded by adjusting the modulation time of the chirp wave to be smaller.
複数の前記チャープ波の1スキャン周期に相当するチャープ総時間が大きくなるように調整することによって、速度分解能を向上させること
を特徴とする請求項1〜6のいずれか一つに記載のレーダ装置。 The transmission / reception control unit
The radar apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein speed resolution is improved by adjusting the total chirp time corresponding to one scan period of the plurality of chirp waves to be large. .
前記送信部および前記受信部を制御する制御工程
を含み、
前記制御工程は、
前記チャープ波の変調周波数が該チャープ波ごとに変更されるように前記送信部に変調させること
を特徴とする物標検出方法。 A target detection method using a radar device comprising: a transmitter configured to transmit a chirp wave whose frequency is continuously increased or decreased; and a receiver configured to receive a reflected wave of the chirp wave by the target.
A control step of controlling the transmitting unit and the receiving unit;
The control step
A target detection method, comprising: modulating the transmission section so that the modulation frequency of the chirp wave is changed for each of the chirp waves.
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