JP2004333269A

JP2004333269A - Radar apparatus

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Publication number: JP2004333269A
Application number: JP2003128967A
Authority: JP
Inventors: Masa Mitsumoto; 雅三本; Atsushi Okamura; 敦岡村; Koichi Kai; 幸一甲斐
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-05-07
Filing date: 2003-05-07
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2023-05-07
Also published as: JP4103675B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the number of components of a radar of FMICW type. <P>SOLUTION: This radar apparatus includes a signal generating means for intermittently sending a continuous wave having an up phase and a down phase as a transmission signal and a local signal, a beat signal generating means receiving the transmission signal reflected by an external target as a reception signal for generating a real part of a beat signal as a complex signal from the local signal and the reception signal in a predetermined period and generating an imaginary part of the beat signal from the local signal and the reception signal after the predetermined period is elapsed, and a signal processing means for obtaining the relative distance and the relative speed of the external target based on the beat signal. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、車両等の移動体に搭載され、移動体周辺の対象物を外部目標として検出し、その相対距離と相対速度を計測するレーダ装置に係るものであり、特に信号処理を効率的に行うことによって、レーダ装置の構成部品点数を低減する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
車両等に搭載されるレーダ装置は、対象とする外部目標の距離が数ｍ〜数百ｍ程度であり、また、アンテナを送受信兼用として１つにした装置であれば、サイズが小型になるので望ましい。このような要求を満たすレーダとして、周波数変調中断方式（またはＦＭＩＣＷ方式：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄＩｎｔｅｒｒｕｐｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）によるレーダがあげられる（以下、ＦＭＩＣＷ方式と呼ぶ）。
【０００３】
ＦＭＩＣＷ方式による従来のレーダは、周波数変調をかけた連続波を間欠的に用いるものである。この方式によるレーダ装置では、アップフェーズ（変調周波数上昇期間：時間の経過につれて周波数が高くなる変調区間をいう）とダウンフェーズ（変調周波数下降期間：時間の経過につれて周波数が低くなる変調区間をいう）からなる周波数変調信号波を外部目標に照射する。次に、外部目標が反射した送信波を受信信号として受信する一方で、この受信信号ともとの送信波をドップラー周波数分だけシフトしたローカル信号との周波数差を求めることで、ビート信号を生成する。そして、このビート信号を処理することによって、外部目標の相対距離と相対速度を算出するものである（例えば特許文献１）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−２３７４７１「レーダ方式およびその方式を用いたレーダ装置」第３頁−第５頁
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、ＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置のビート信号は、次式のように複素数として表現される。
【数１】

【０００６】
ところで、従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置では、式（１）および式（２）によって表される複素数の実部と虚部を同時にサンプリングしている。このことから、実部用の信号処理と虚部用の信号処理を行うために、それぞれミキサやＡ／Ｄ変換器、メモリやレンジゲートなどの部品を１系統ずつ設ける必要があった。その結果、構成部品の点数が増えてしまい、車両搭載用途に適合させるためにレーダ装置を小型化することが困難であるという問題があった。
【０００７】
この発明は、上記の課題を解決するためになされたものである。すなわち、単一の信号処理系統を所定の時間帯においてビート信号の実部データを取得するために用い、その他の時間帯においてはビート信号の虚部データを所得するために用いる。これにより、部品点数を削減したＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明によるレーダ装置は、アップフェーズとダウンフェーズからなる連続波を、外部目標に照射する送信信号と、ローカル信号とに間欠的に切り換える信号発生手段と、
前記外部目標が反射した前記送信信号を受信信号として受信し、該受信信号と前記ローカル信号から第１の期間においてはビート信号の実部を生成し、第２の期間においては前記ビート信号の虚部を生成するビート信号生成手段と、
前記ビート信号に基づいて、前記外部目標の相対距離と相対速度とを求める信号処理手段とを備えたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の基本構成を示すブロック図である。図において、レーダ装置１は、制御部２、変調波形発生部３、電圧制御発振器４、スイッチ５、スイッチ６、アンテナ７からなる信号発生手段と、スイッチ９、移相回路１０、スイッチ１１、ミキサ１２からなるビート信号発生手段と、Ａ／Ｄ変換器１３、メモリ１４、周波数抽出部１５、距離・速度導出部１６、表示部１７からなる信号処理手段とを備えている。
【００１０】
制御部２は、各種の制御信号を発生するようになっており、変調波形発生部３は、制御部２からの制御信号に基づいてアップフェーズとダウンフェーズの変調波形を発生する部位である。電圧制御発振器４は、変調波形部３からの出力信号に応答して、アップフェーズのＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号を発生する素子または回路である（なお、以下の説明において電圧制御発振器４をＶＣＯ４と称する）。
【００１１】
スイッチ５とスイッチ６は、それぞれ可動端子と、信号送信用接点であるｔ端子、さらに信号受信用接点であるｒ端子とを有しており、スイッチ５とスイッチ６のｔ端子同士が接続される一方で、スイッチ５の可動端子はＶＣＯ４に、スイッチ６の可動端子はアンテナ７に、そしてスイッチ５のｒ端子はスイッチ９に、スイッチ６のｒ端子はミキサ１２の一方の入力端子に接続されている。スイッチ５および６の可動端子は、制御部２の制御によってｔ端子とｒ端子とに接続されるようになっている。またアンテナ７は電波を放射して外部目標８を捕捉するものである。なお、外部目標８は、レーダ装置１の外部に存在する観測対象であって、レーダ装置１に対して未知の相対距離Ｒの位置を、未知の相対速度Ｖで移動しているものとする。
【００１２】
スイッチ９とスイッチ１１は、それぞれ可動端子と、Ｉ端子、Ｑ端子を有するもので、スイッチ９の可動端子はスイッチ５のｒ端子に接続され、スイッチ１１の可動端子はミキサ１２の他方の入力端子に接続されている。またスイッチ９および１１のＩ端子同士が直結される一方で、スイッチ９のＱ端子は、スイッチ９から出力された信号の位相をπ／２ラジアンだけシフトする移相回路１０を介してスイッチ１１のＱ端子に接続され、シフト後の信号がスイッチ１１のＱ端子に入力されるものである。スイッチ９および１１の可動端子は、制御部２の制御によって、まず時間０（ゼロ）においては、それぞれのＩ端子に接続され、以後新たな時間τの経過ごとにＩ端子とＱ端子との間を切り換えるようになっている。
【００１３】
ミキサ１２は、混合器またはミクサとも呼ばれる回路または素子であって、スイッチ６のｒ端子からの出力信号とスイッチ１１の可動端子からの出力信号を混合するようになっている。その出力端子はＡ／Ｄ変換器１３に接続されており、混合（ミキシング）された信号がデジタルデータにサンプリングされて、メモリ１４に記憶されるようになっている。
【００１４】
Ａ／Ｄ変換器１３は、入力されるアナログ信号を所定の時間毎にサンプリング（デジタル信号に変換）する素子または回路であって、Ａ／Ｄ変換器１３が出力するデータをサンプルデータと呼ぶ。またメモリ１４は、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）であって、Ａ／Ｄ変換器１３が出力するサンプルデータを記憶する素子または回路である。
【００１５】
周波数抽出部１５は、メモリ１４に記憶されているビート信号のサンプルデータからアップフェーズとダウンフェーズとのそれぞれのビート周波数を求める部位である。また、距離・速度導出部１６は、周波数抽出部１５によって求められたビート周波数に基づいて、外部目標８の相対距離および相対速度を算出する部位であって、コンピュータプログラムによって構成されていてもよい。さらに表示部１７は、算出された外部目標８の相対距離および相対速度を利用者に提供するために表示する部位であり、具体的にはＣＲＴディスプレイ装置などで構成される。
【００１６】
前述のとおり、従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置では、ビート信号発生手段に相当する部位および信号処理手段に相当する部位が、ビート信号の実数部処理用と虚数部処理用に２系統設けられていた。これに対して、レーダ装置１では、スイッチ９とスイッチ１１とを組み合わせてビート信号の実数部処理と虚数部処理とを切り換えるようにした。このような構成を採用することによって、１系統のみのビート信号発生手段と信号処理手段で、ビート信号の実数部処理と虚数部処理を行うようにしている点で、従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置と異なるものである。
【００１７】
図２〜図５は、この発明のレーダ装置で用いるＦＭＩＣＷ方式における各信号の時間に対する周波数を示したものである。図２はアップフェーズとダウンフェーズのＶＣＯ信号の状態をそれぞれ示した図であって、アップフェーズ時の２０ｃ、ダウンフェーズ時の２０ｄは、ＶＣＯ４から発生されるＶＣＯ信号を表している。図３はアップフェーズとダウンフェーズの送信信号の状態をそれぞれ示した図であって、アップフェーズ時の２１ｃ、ダウンフェーズ時の２１ｄは、スイッチ５および６がｔ端子に接続されている時間内にＶＣＯ４からアンテナ７を介して空中に放射される送信信号を表している。また図３のＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）は間欠的に放射される各送信信号を示す符号である。
【００１８】
また図４はアップフェーズとダウンフェーズの受信信号とローカル信号の状態を示した図であって、アップフェーズ時の２２ｃとダウンフェーズ時の２２ｄは、スイッチ５および６がｒ端子に接続されている時間内にＶＣＯ４からスイッチ９に入力されるローカル信号を表している。またアップフェーズ時の２３ｃとダウンフェーズ時の２３ｄは、同時間内のローカル信号より所定時間遅れてアンテナ７により受信され、スイッチ６からミキサ１２に出力される受信信号を表している。また図４のＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）は、図３において示した同一の符号による送信信号に対応する受信信号であることを示す符号である。
【００１９】
図５はアップフェーズとダウンフェーズのビート周波数の状態を示した図であって、アップフェーズ時の２４ｃとダウンフェーズ時の２４ｄは、ローカル信号２２ｃと受信信号２３ｃ、あるいはローカル信号２２ｄと受信信号２３ｄがミキサ１２によってミキシングされ出力されるビート信号を表している。また図５におけるＲＲ（１）、ＲＲ（２）、ＲＲ（３）は、図４の受信信号ＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）の各時間におけるＡ／Ｄ変換器１３によるサンプルデータである。
【００２０】
次に、実施の形態１によるレーダ装置の動作を図を用いて説明する。ＦＭＩＣＷ方式では、その名の通り周波数変調をかけた連続波を間欠的に用いる。レーダ装置１内にある制御部２の制御により、変調波形発生部３で生成されたアップフェーズとダウンフェーズからなる変調波形はＶＣＯ４に出力される。ＶＣＯ４は、この変調波形に対応したＶＣＯ信号２０ｃ及び２０ｄを、スイッチ５に出力する。
【００２１】
また制御部２は、スイッチ５および６の可動端子の切り換えを制御する。いま、スイッチ５および６が、ｔ端子およびｒ端子に接続される全時間をＴ＝（Ｎ＋１）×τとすると、図６に示すように、時間０〜２×τの間において、制御部２はスイッチ５と６の可動端子をそれぞれのｔ端子に接続させる。また、時間２×τ〜Ｔの間には、ｒ端子に接続させる。以後、制御部２は単位時間Ｔごとにこのような制御を繰り返す。ただし、スイッチ５および６が、必ずしも、常にｔ端子およびｒ端子のいずれかに接続されていなければならないわけではない。
【００２２】
レーダ装置１は、ＦＭＩＣＷ方式に基づいて、アップフェーズとダウンフェーズでそれぞれの信号処理を行う。まずアップフェーズにおいて、ＶＣＯ４はＶＣＯ信号２０ｃをスイッチ５および６に出力する。スイッチ５および６は、制御部２によって時刻０〜２×τの間においてｔ端子に接続されている。したがってＶＣＯ信号２０ｃは、スイッチ５および６のｔ端子を経由して、アンテナ７に出力される。アンテナ７は、このＶＣＯ信号２０ｃを送信信号２１ｃとして空中に放射する。
【００２３】
空中へ放射された送信信号２１ｃは、相対距離Ｒに存在し、相対速度Ｖで移動している外部目標８に照射され、その一部が反射して、アンテナ７に到着する。外部目標８による反射波は、もとの送信信号２１ｃに対して外部目標８の相対速度Ｖに応じたドップラー周波数Ｆｖだけシフトされ、送信信号２１ｃの放射からＫτ＝２Ｒ／ｃ（ｃは電波の速度）だけ遅れた時刻にアンテナ７で受信される。このアンテナ７によって受信された受信信号が、図４の受信信号２３ｃである。この受信信号２３ｃは、アンテナ７からスイッチ６に出力される。
【００２４】
スイッチ６は、制御部１によって時刻２×τ〜Ｔの期間においてｒ端子に接続されている。したがって時刻２×τ〜Ｔの期間に到着した受信信号２３ｃはスイッチ６を経由してミキサ１２へ出力される。
【００２５】
一方、時刻２×τ〜Ｔの期間において、スイッチ５も制御部２によってｒ端子に接続されている。したがって時刻２×τ〜Ｔの期間に発生したＶＣＯ信号２０ｃは、ＶＣＯ４からスイッチ５を経由してローカル信号２２ｃとしてスイッチ９に出力される。
【００２６】
スイッチ９は、制御部２によりスイッチ１１と同期して時間τごと、すなわち、スイッチ５と６がｔ端子に接続されている時間の半分の長さの時間ごとに、接続端子を切換えられる。このようにして、まず時刻２×τ〜３×τ（第１の期間）において、スイッチ９とスイッチ１１がＩ端子に接続されるので、ローカル信号２２ｃがそのままミキサ１２へ出力される。ミキサ１２はローカル信号２２ｃと受信信号２３ｃをミキシングして、ビート信号２４ｃの実部に相当する信号を出力する。
【００２７】
次に、続く時刻３×τ〜４×τ（第２の期間）において、スイッチ９とスイッチ１１はＱ端子に接続されている。このため、ローカル信号２２ｃはスイッチ９から移相回路１０に出力される。続いて移相回路１０は、ローカル信号２２ｃの位相をπ／２ラジアンだけシフトさせて、ミキサ１２に出力する。ミキサ１２はローカル信号２２ｃと受信信号２３ｃをミキシングし、ビート信号２４ｃの虚部に相当する信号を出力する。
【００２８】
以後Ｔ−４×τ＞＞τの関係にあるときは、時刻２×τ〜４×τにおける場合と同じように、４×τ〜Ｔの時間帯においても、時間τごとにスイッチ９とスイッチ１１とをＩ端子とＱ端子に交互に接続するようにしてもよい。これによって、ミキサ１２はビート信号２４ｃの実部に相当する信号と、虚部に相当する信号とを交互に出力するようになる。そして、ビート信号２４ｃはＡ／Ｄ変換器１３によって、時間τごとのデータとしてサンプリングされる。この場合のビート信号２４ｃの実部に相当するデータＩ_ｕ（ｔ）は、アップフェーズのビート周波数Ｕを用いて、式（５）として表され、また虚部に相当するデータＱ_ｕ（ｔ）は式（６）として表される。
【数２】

【００２９】
一方、Ｔ＝４×τ＋Δτ（ただしΔτ＜２×τとする）の関係にある場合は、４×τ〜Ｔの時間帯において、時間τごとにスイッチ９とスイッチ１１をＩ端子とＱ端子に交互に接続する時間が得られない。しかし、時刻２×τ〜４×τにおいて、スイッチ９とスイッチ１１とをＩ端子とＱ端子に交互に接続することで、単一の信号処理系統によりビート信号の実部データと虚部データとを取得するというこの発明の特徴が失われるわけではない。
【００３０】
次に、式（５）と式（６）における実部に相当するデータＩ_ｕ（ｔ）と虚部に相当するデータＱ_ｕ（ｔ）の特性について説明する。式（５）と式（６）より明らかなように、実部に相当するデータＩ_ｕ（ｔ）と、虚部に相当するデータＱ_ｕ（ｔ）との位相差は２πＵτとなる。実際には、この位相差２πＵτはごく微少な値となって無視できる。
【００３１】
具体的には、たとえば式（３）に基づいて変調時間Ｔや周波数掃引幅Ｂ、送信波長λを設定して、ビート周波数Ｕの値域が±数十ｋＨｚ程度の範囲になるようにし、かつスイッチ９と１１の切り換え時間τを数十ｎｓ程度となるように制御部２を構成すれば、位相差２πＵτは、１０のマイナス３乗（ラジアン）程度のオーダの大きさとなり、ごく微少な値として無視できる。ただしこのような構成は必須ではなく、位相差２πＵτが１０分の１（ラジアン）程度のオーダーであれば、Ｉ_ｕ（ｔ）とＱ_ｕ（ｔ）を実部と虚部に近似しても、十分に実用的な測定精度が得られる。
【００３２】
したがって、ビート信号の実部に相当するデータＩ_ｕ（ｔ）と虚部に相当するデータＱ_ｕ（ｔ）を、式（１）によって表される従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置の実部と虚部に一致するものとみなして構わない。
【００３３】
このことから、ビート信号の実部に相当するデータＩ_ｕ（ｔ）と虚部に相当するデータＱ_ｕ（ｔ）は、それぞれ式（１）の実部と虚部に一致するので、レーダ装置１によって発生するビート信号は、従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置と同様に、複素信号として扱うことができるのである。
【００３４】
また、ミキサ１２が生成するビート信号について、高速フーリエ変換などの手法により周波数パワースペクトルを求め、さらにあらかじめ設定されたしきい値以上のパワーのピークを有する周波数を、外部目標８に対応するビート周波数として抽出することにより、従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置と同様に、正しい正負符号情報も得ることもできる。
【００３５】
そこで以後の説明においては、Ｉ_ｕ（ｔ）を単に実部あるいは実部データと称し、同様にＱ_ｕ（ｔ）を単に虚部または虚部データと称することとする。
【００３６】
次に、ダウンフェーズにおいても、制御部２、変調波形発生部３、ＶＣＯ４、スイッチ５、スイッチ６、アンテナ７、スイッチ９、移相回路１０、スイッチ１１、ミキサ１２が、アップフェーズと同様に動作する。その結果、図２に示すＶＣＯ信号２０ｄ、図３に示す送信信号２１ｄ、図４に示すローカル信号２２ｄと受信信号２３ｄが得られて、図５に示すビート信号２４ｄが発生する。ミキサ１２はビート信号２４ｄの実部に相当する信号と虚部に相当する信号を時間τごとに交互に出力し、これらのデータをＡ／Ｄ変換器１３で時間τごとにサンプリングする。ダウンフェーズのビート周波数Ｄを用いると、ビート信号２４ｄの実部に相当するデータＩ_ｄ（ｔ）は式（７）によって表され、また虚部に相当するデータＱ_ｄ（ｔ）は式（８）によって表される。
【数３】

【００３７】
アップフェーズにおけるＩ_ｕ（ｔ）とＱ_ｕ（ｔ）との位相差２πＵτと同様に、Ｉ_ｄ（ｔ）とＱ_ｄ（ｔ）との位相差２πＤτはごく微少な値となる。したがってＩ_ｄ（ｔ）とＱ_ｄ（ｔ）は、式（２）によって与えられる従来のＦＭＩＣＷ方式によるレーダ装置のビート信号の実部と虚部に一致するものとみなすことができる。
【００３８】
そこで以後の説明においては、アップフェーズにおけるＩ_ｕ（ｔ）及びＱ_ｕ（ｔ）と同様に、Ｉ_ｄ（ｔ）を単に実部あるいは実部データと称し、同様にＱ_ｄ（ｔ）を単に虚部または虚部データと称することとする。
【００３９】
このように、スイッチ５と６がｔ端子に接続されている時間２×τの半分の長さの時間τごとに、スイッチ９とスイッチ１１をＩ端子とＱ端子の間を切り換えるようにすることで、１系統の部品のみで実部データと虚部データを取り出すことができる。
【００４０】
次にＡ／Ｄ変換器変換器１３以降の動作について説明する。アップフェーズのビート信号２４ｃおよびダウンフェーズのビート信号２４ｄは、Ａ／Ｄ変換器１３によってサンプリングされて、アップフェーズの送信信号ＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）とダウンフェーズの送信信号ＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）とのサンプルデータが出力される。ここで前述のとおり、Ｔ＝（Ｎ＋１）τであって、２×τの送信信号送出時間に対して、実部データと虚部データをそれぞれ時間τずつ取得するので、Ａ／Ｄ変換器１３は、図３において示した送信信号ＰＰ（１）、ＰＰ（２）、…、ＰＰ（Ｍ）に対して、それぞれ時間ＲＲ（１）、ＲＲ（２）、…、ＲＲ（Ｎ／２）のサンプルデータを出力する。
【００４１】
Ａ／Ｄ変換器１３がビート信号の実部データごとおよび虚部データごと出力したサンプルデータは、図７に示すデータマトリクス１０１を生成するようにメモリ１４に記録される。データマトリクス１０１は、メモリ上の（Ｎ／２）行Ｍ列の２次元配列領域であって、Ａ／Ｄ変換器１３が出力したサンプルデータを格納する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器１３が送信信号２１ｃあるいは２１ｄであるＰＰ（１）に続くＮ／２個のサンプルデータを出力すると、これらのサンプルデータはデータマトリクス１０１の列方向に｛ＰＰ（１），ＲＲ（１）｝、｛ＰＰ（１），ＲＲ（２）｝、｛ＰＰ（１），ＲＲ（３）｝、…、｛ＰＰ（１），ＲＲ（Ｎ／２）｝として格納する。
【００４２】
同様にして、次に送信する２番目に送信するＰＰ（２）に続くＮ／２個のサンプルデータもについても、列方向に｛ＰＰ（２），ＲＲ（１）｝、｛ＰＰ（２），ＲＲ（２）｝、｛ＰＰ（２），ＲＲ（３）｝、…、｛ＰＰ（２），ＲＲ（Ｎ／２）｝のように格納する。以下、Ｍ番目に送信するＰ（Ｍ）まで同様の処理をを繰り返す。
【００４３】
この結果、（Ｎ／２）行Ｍ列のデータマトリクスはサンプルデータによって満たされ、ＲＲ（Ｋ）（Ｋ＝１〜Ｎ／２）の行には、式（９）で示される範囲の相対距離ＲＫにある外部目標８を表す信号が含まれる。
【数４】

【００４４】
データＰＰ（Ｍ）についてのサンプルが終了すると、制御部２の制御によって、周波数抽出部１５がメモリ１４からデータを読み出して、信号処理を開始する。信号処理は、この周波数抽出部１５の他、距離・速度導出部１６、表示部１７によって行われる。
【００４５】
以下に、レーダ装置１によるサンプルデータの処理について説明する。図８は、レーダ装置１による信号処理を示すフローチャートである。まず図のステップＳＴ１において、制御部２が、自身に備わっているレンジゲート番号用カウンタ（内部変数）ｋの値を１に初期化する。
【００４６】
次にステップＳＴ２において周波数抽出部１５は、アップフェーズの実部ビート信号を記録したメモリ１４上のデータマトリクスから、ｋ番目のレンジにおけるビート信号の実部データとして、行方向の｛ＰＰ（１），ＲＲ（ｋ）｝、｛ＰＰ（２），ＲＲ（ｋ）｝、…、｛ＰＰ（Ｍ），ＲＲ（ｋ）｝のデータ群を読み出す。それと同時に、周波数抽出部１５は、アップフェーズの虚部ビート信号を記録したメモリ１４上のデータマトリクスから、ｋ番目のレンジにおけるビート信号の虚部データとして、行方向の｛ＰＰ（１），ＲＲ（ｋ）｝、｛ＰＰ（２），ＲＲ（ｋ）｝、…、｛ＰＰ（Ｍ），ＲＲ（ｋ）｝のデータ群を読み出す。さらに周波数抽出部１５は、読み出したサンプルデータから、アップフェーズのビート周波数Ｕを求める。
【００４７】
次に、ステップＳＴ３において周波数抽出部１５は、ステップＳＴ２と同様に、メモリ１４上のデータマトリクスから、ｋ番目のレンジにおけるビート信号の実部データと虚部データを読み出す。さらに周波数抽出部１５は、読み出したサンプルデータから、アップフェーズのビート周波数Ｄを求める。
【００４８】
続いてステップＳＴ４において、距離・速度算出部１６は、周波数抽出部１５によって抽出されたアップフェーズにおけるビート周波数Ｕとダウンフェーズにおけるビート周波数Ｄとを対として、総当たりで組合せを生成する。そして、その組み合わせの中から、正しい周波数対を探索して、その正しい周波数対から外部目標８の相対距離Ｒと相対速度Ｖを算出する。例えば、アップフェーズで抽出された周波数がＵ１，Ｕ２，…，Ｕｉ，…，Ｕｐであって、ダウンフェーズで抽出された周波数がＤ１，Ｄ２，…，Ｄｊ，…，Ｄｑである場合に、周波数対Ｃｉｊ（Ｕｉ，Ｄｊ）について式（１０）で求めた外部目標８との相対距離Ｒが、式（１２）に示すＲｋの範囲にあるなら、Ｃｉｊ（Ｕｉ，Ｄｊ）は最適解となる周波数対であると考えられる。これによりアップフェーズにおける最適解であるビート周波数Ｕとダウンフェーズにおける最適解であるビート周波数Ｄを決定できるので、式（１１）により外部目標８の相対速度Ｖを求めることができる。
【数５】

【００４９】
次にステップＳＴ５において、表示部１５は、距離・速度算出部１６が算出した相対距離Ｒと相対速度Ｖを利用者に数値などで表示する。
【００５０】
ステップＳＴ６において、制御部２は、自身に備わっているレンジゲート番号用カウンタ（内部変数）ｋとＮとを比較し、Ｎに等しい場合は処理を終了する（ＳＴ６：ＹＥＳ）。また等しくない場合にはステップＳＴ７に進む（ＳＴ６：ＮＯ）。ステップＳＴ７において、制御部２はｋをインクリメントして、ステップＳＴ２に戻る。
【００５１】
以上から明らかなように、実施の形態１のレーダ装置１によれば、ＦＭＩＣＷ方式によるビート信号の実部と虚部を時間的に切り換えて取得することにより、信号処理を効率化し、１つの信号処理系統で処理するようにしたので、レーダ装置１を構成する部品点数を低減できる。
【００５２】
なお、レーダ装置１では、スイッチ１１をスイッチ９と移相回路１０に接続する構成としたが、移相回路１０を経由するかどうかを決定するにはスイッチ９のみで十分であるので、スイッチ１１は必須の構成要素ではない。
【００５３】
また、スイッチ５のｒ端子にスイッチ９の可動端子を接続する構成を採った。すなわちレーダ装置１では、ローカル信号を移相することによってビート信号を発生させるように構成したが、この他にも、受信信号を移相する構成を採用してもよい。この場合には、スイッチ５のｒ端子をミキサ１２の入力端子に直結し、さらにスイッチ６のｒ端子をスイッチ９の可動端子に接続する。この場合には、移相回路１０の移相量を−π／２ラジアンとする。そして、第１の期間において、ローカル信号と受信信号とをミキサ１２に混合させて、ビート信号の実部を生成するとともに、第２の期間においては、受信信号を移相し、該移相された受信信号とローカル信号とをミキサ１２に混合させて、前記ビート信号の虚部を生成する。
【００５４】
さらに、レーダ装置１では、スイッチ５および６の可動端子切り換え時間間隔をスイッチ９および１１の可動端子切り換え時間間隔の倍の長さとして構成した。しかし、このような構成方法に限定されるものではなく、スイッチ５および６の可動端子切り換え時間間隔をスイッチ９および１１の可動端子切り換え時間間隔の２のべき乗倍の長さであってもよい。（もうちょっと書く）
【００５５】
また、上記において、表示部１５は必須の構成要素ではなく、例えば、外部目標８の相対距離Ｒや相対速度Ｖを表示せずに、距離・速度導出部１６が、相対距離Ｒや相対速度Ｖを入力データとして動作する他の装置に直接出力するようにしてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
この発明によるレーダ装置は、所定の期間においては従来と同じく外部目標からの受信信号とローカル信号からビート信号の実部を生成し、この所定の期間経過後においては、ビート信号の虚部を生成する、というように、ビート信号生成手段の用途を切り換えることとした。これによって、ビート信号の実部と虚部の処理を同一の部品で行えるようになり、部品点数を削減することができるという極めて有利な効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるレーダ装置のＶＣＯ信号の状態を示した図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の送信信号の状態を示した図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の受信信号の状態を示した図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるレーダ装置のビート周波数の状態を示した図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるスイッチ５および６の各時間におけるｔ端子とｒ端子との接続状態を示した図である。
【図７】この発明の実施の形態１によるレーダ装置のデータマトリクスの例を示した図である。
【図８】この発明の実施の形態１によるレーダ装置１による信号処理のフローチャートである。
【符号の説明】
１レーダ装置１
２制御部
３変調波形発生部
４電圧制御発振器
５、６、９、１１スイッチ
７アンテナ
１０移相回路
１２ミキサ
１３Ａ／Ｄ変換器
１４メモリ
１５周波数抽出部
１６距離・速度導出部
１７表示部。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radar device that is mounted on a moving body such as a vehicle, detects an object around the moving body as an external target, and measures a relative distance and a relative speed thereof. The present invention relates to a technique for reducing the number of components of a radar device by performing the method.
[0002]
[Prior art]
A radar device mounted on a vehicle or the like has a target external target at a distance of several meters to several hundreds meters. In addition, if the device has a single antenna for both transmission and reception, the size becomes small. desirable. A radar that satisfies such demands is a radar based on a frequency modulation interrupted system (or FMICW system: Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave) (hereinafter, referred to as an FMICW system).
[0003]
A conventional radar based on the FMICW system intermittently uses a frequency-modulated continuous wave. In a radar apparatus using this method, an up phase (modulation frequency rising period: a modulation period in which the frequency increases with time) and a down phase (modulation frequency falling period: a modulation period in which the frequency decreases with time). A frequency modulated signal wave composed of Next, a beat signal is generated by receiving a transmission wave reflected by the external target as a reception signal, and obtaining a frequency difference between the reception signal and a local signal obtained by shifting the original transmission wave by the Doppler frequency. . Then, by processing the beat signal, the relative distance and the relative speed of the external target are calculated (for example, Patent Document 1).
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-11-237471, "Radar system and radar apparatus using the system", page 3 to page 5
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
Generally, a beat signal of a radar device based on the FMICW method is expressed as a complex number as in the following equation.
(Equation 1)

[0006]
By the way, in the conventional FMICW radar device, the real part and the imaginary part of the complex number represented by the equations (1) and (2) are simultaneously sampled. For this reason, in order to perform the signal processing for the real part and the signal processing for the imaginary part, it is necessary to provide one component each such as a mixer, an A / D converter, a memory, and a range gate. As a result, the number of component parts increases, and there is a problem that it is difficult to reduce the size of the radar device in order to adapt it to a vehicle-mounted application.
[0007]
The present invention has been made to solve the above problems. That is, a single signal processing system is used to acquire real part data of a beat signal in a predetermined time zone, and is used to obtain imaginary part data of a beat signal in other time zones. As a result, a radar device based on the FMICW system with a reduced number of components is provided.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
A radar device according to the present invention includes a signal generation unit that intermittently switches a continuous wave including an up phase and a down phase to a transmission signal that irradiates an external target and a local signal.
The transmission signal reflected by the external target is received as a reception signal, a real part of a beat signal is generated in the first period from the reception signal and the local signal, and an imaginary part of the beat signal is generated in the second period. Beat signal generating means for generating a part;
Signal processing means for obtaining a relative distance and a relative speed of the external target based on the beat signal.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a radar device according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, a radar device 1 includes a control unit 2, a modulation waveform generation unit 3, a voltage controlled oscillator 4, a switch 5, a switch 6, and a signal generation unit including an antenna 7, a switch 9, a phase shift circuit 10, a switch 11, and a mixer. And a signal processing means including an A / D converter 13, a memory 14, a frequency extracting unit 15, a distance / speed deriving unit 16, and a display unit 17.
[0010]
The control unit 2 generates various control signals, and the modulation waveform generation unit 3 is a unit that generates up-phase and down-phase modulation waveforms based on the control signal from the control unit 2. The voltage controlled oscillator 4 is an element or a circuit that generates an up-phase VCO (Voltage Controlled Oscillator) signal in response to an output signal from the modulation waveform unit 3 (note that the voltage controlled oscillator 4 is referred to as VCO 4 in the following description). Name).
[0011]
Each of the switch 5 and the switch 6 has a movable terminal, a t terminal as a signal transmission contact, and an r terminal as a signal reception contact, and the t terminals of the switch 5 and the switch 6 are connected to each other. On the other hand, the movable terminal of the switch 5 is connected to the VCO 4, the movable terminal of the switch 6 is connected to the antenna 7, the r terminal of the switch 5 is connected to the switch 9, and the r terminal of the switch 6 is connected to one input terminal of the mixer 12. I have. The movable terminals of the switches 5 and 6 are connected to the t terminal and the r terminal under the control of the control unit 2. The antenna 7 emits radio waves and captures the external target 8. It is assumed that the external target 8 is an observation target existing outside the radar device 1, and moves at a position of an unknown relative distance R with respect to the radar device 1 at an unknown relative speed V.
[0012]
The switch 9 and the switch 11 have a movable terminal, an I terminal, and a Q terminal, respectively. The movable terminal of the switch 9 is connected to the r terminal of the switch 5, and the movable terminal of the switch 11 is the other input terminal of the mixer 12. It is connected to the. Also, while the I terminals of the switches 9 and 11 are directly connected to each other, the Q terminal of the switch 9 is connected to the switch 11 via a phase shift circuit 10 that shifts the phase of the signal output from the switch 9 by π / 2 radians. The switch 11 is connected to the Q terminal, and the shifted signal is input to the Q terminal of the switch 11. The movable terminals of the switches 9 and 11 are connected to the respective I terminals at time 0 (zero) under the control of the control unit 2, and thereafter, each time a new time τ elapses, the connection between the I terminal and the Q terminal is made. Is switched.
[0013]
The mixer 12 is a circuit or an element called a mixer or a mixer, and mixes an output signal from an r terminal of the switch 6 and an output signal from a movable terminal of the switch 11. The output terminal is connected to the A / D converter 13, and the mixed (mixed) signal is sampled into digital data and stored in the memory 14.
[0014]
The A / D converter 13 is an element or a circuit that samples (converts into a digital signal) an input analog signal at predetermined time intervals, and data output from the A / D converter 13 is referred to as sample data. The memory 14 is a RAM (random access memory) and is an element or a circuit that stores the sample data output from the A / D converter 13.
[0015]
The frequency extracting unit 15 is a unit that obtains each beat frequency of the up phase and the down phase from the sample data of the beat signal stored in the memory 14. Further, the distance / speed deriving unit 16 is a unit that calculates the relative distance and the relative speed of the external target 8 based on the beat frequency obtained by the frequency extracting unit 15, and may be configured by a computer program. . Further, the display unit 17 is a part that displays the calculated relative distance and relative speed of the external target 8 to provide the user with the calculated relative distance and the relative speed, and is specifically configured by a CRT display device or the like.
[0016]
As described above, in the conventional FMICW radar apparatus, two systems corresponding to the beat signal generating unit and the system corresponding to the signal processing unit are provided for the real part processing and the imaginary part processing of the beat signal. . On the other hand, in the radar apparatus 1, the switch 9 and the switch 11 are combined to switch between the real part processing and the imaginary part processing of the beat signal. By adopting such a configuration, the real part processing and the imaginary part processing of the beat signal are performed by only one system of the beat signal generating means and the signal processing means. Is different.
[0017]
2 to 5 show the frequency of each signal with respect to time in the FMICW system used in the radar apparatus of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing the state of the VCO signal in the up phase and the down phase, respectively. In FIG. 2, 20c during the up phase and 20d during the down phase represent VCO signals generated from the VCO 4. FIG. 3 is a diagram showing the states of the transmission signals in the up phase and the down phase, respectively, where 21c during the up phase and 21d during the down phase are set within the time when the switches 5 and 6 are connected to the t terminal. The transmission signal radiated from the VCO 4 to the air via the antenna 7 is shown. In addition, PP (1), PP (2),..., PP (M) in FIG. 3 are codes indicating each transmission signal intermittently radiated.
[0018]
FIG. 4 is a diagram showing the states of the received signal and the local signal in the up phase and the down phase. In the up phase 22c and the down phase 22d, switches 5 and 6 are connected to the r terminal. This represents a local signal input from the VCO 4 to the switch 9 within the time. 23c in the up phase and 23d in the down phase represent received signals received by the antenna 7 with a predetermined time delay from local signals within the same time and output from the switch 6 to the mixer 12. Also, PP (1), PP (2),..., PP (M) in FIG. 4 are symbols indicating that they are received signals corresponding to the transmission signals with the same symbols shown in FIG.
[0019]
FIG. 5 is a diagram showing the states of beat frequencies in the up phase and the down phase. In the up phase 24c and the down phase 24d, the local signal 22c and the reception signal 23c or the local signal 22d and the reception signal 23d Represents a beat signal mixed and output by the mixer 12. RR (1), RR (2), and RR (3) in FIG. 5 are A / D converters at each time of the received signals PP (1), PP (2),..., PP (M) in FIG. 13 is sample data.
[0020]
Next, the operation of the radar device according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. In the FMICW method, as the name implies, a continuous wave subjected to frequency modulation is used intermittently. Under the control of the control unit 2 in the radar device 1, the modulation waveform including the up phase and the down phase generated by the modulation waveform generation unit 3 is output to the VCO 4. The VCO 4 outputs the VCO signals 20c and 20d corresponding to the modulated waveform to the switch 5.
[0021]
The control unit 2 controls switching of the movable terminals of the switches 5 and 6. Now, assuming that the total time during which the switches 5 and 6 are connected to the t terminal and the r terminal is T = (N + 1) × τ, as shown in FIG. Connects the movable terminals of switches 5 and 6 to their respective t terminals. Also, during time 2 × τ to T, the terminal is connected to the r terminal. Thereafter, the control unit 2 repeats such control for each unit time T. However, the switches 5 and 6 do not always have to be connected to either the t terminal or the r terminal.
[0022]
The radar device 1 performs each signal processing in the up phase and the down phase based on the FMICW method. First, in the up phase, the VCO 4 outputs the VCO signal 20c to the switches 5 and 6. The switches 5 and 6 are connected to the t terminal by the control unit 2 between time 0 and 2 × τ. Therefore, the VCO signal 20c is output to the antenna 7 via the t terminals of the switches 5 and 6. The antenna 7 radiates the VCO signal 20c into the air as a transmission signal 21c.
[0023]
The transmission signal 21c radiated into the air is applied to an external target 8 existing at a relative distance R and moving at a relative speed V, and a part thereof is reflected and arrives at the antenna 7. The reflected wave from the external target 8 is shifted by the Doppler frequency Fv corresponding to the relative speed V of the external target 8 with respect to the original transmission signal 21c, and Kτ = 2R / c (c is The signal is received by the antenna 7 at a time delayed by (speed). The received signal received by the antenna 7 is the received signal 23c in FIG. This received signal 23c is output from the antenna 7 to the switch 6.
[0024]
The switch 6 is connected to the r terminal by the control unit 1 during a period of time 2 × τ to T. Therefore, the received signal 23c arriving during the period of time 2 × τ to T is output to the mixer 12 via the switch 6.
[0025]
On the other hand, during the period from time 2 × τ to T, the switch 5 is also connected to the r terminal by the control unit 2. Therefore, the VCO signal 20c generated during the period from time 2 × τ to T is output from the VCO 4 via the switch 5 to the switch 9 as a local signal 22c.
[0026]
The connection terminal of the switch 9 is switched by the control unit 2 every time τ in synchronization with the switch 11, that is, every half the time when the switches 5 and 6 are connected to the t terminal. In this way, first, at time 2 × τ to 3 × τ (first period), the switches 9 and 11 are connected to the I terminal, so that the local signal 22c is output to the mixer 12 as it is. The mixer 12 mixes the local signal 22c and the received signal 23c, and outputs a signal corresponding to the real part of the beat signal 24c.
[0027]
Next, in the subsequent time 3 × τ to 4 × τ (second period), the switches 9 and 11 are connected to the Q terminal. Therefore, the local signal 22c is output from the switch 9 to the phase shift circuit 10. Subsequently, the phase shift circuit 10 shifts the phase of the local signal 22c by π / 2 radians and outputs the shifted signal to the mixer 12. The mixer 12 mixes the local signal 22c and the received signal 23c, and outputs a signal corresponding to the imaginary part of the beat signal 24c.
[0028]
Thereafter, when the relationship of T−4 × τ >> τ is satisfied, the switch 9 and the switch 9 are switched every time τ in the time period of 4 × τ to T, similarly to the case of the time 2 × τ to 4 × τ. 11 may be alternately connected to the I terminal and the Q terminal. As a result, the mixer 12 alternately outputs a signal corresponding to the real part and a signal corresponding to the imaginary part of the beat signal 24c. The beat signal 24c is sampled by the A / D converter 13 as data for each time τ. The data I corresponding to the real part of the beat signal 24c in this case _u (T) is expressed as equation (5) using beat frequency U of the up-phase, and data Q corresponding to the imaginary part _u (T) is expressed as equation (6).
(Equation 2)

[0029]
On the other hand, when T = 4 × τ + Δτ (where Δτ <2 × τ), the switch 9 and the switch 11 are connected to the I terminal and the Q terminal every time τ in the time period of 4 × τ to T. No time to connect alternately. However, at time 2 × τ to 4 × τ, by connecting the switch 9 and the switch 11 alternately to the I terminal and the Q terminal, the real part data and the imaginary part data of the beat signal can be obtained by a single signal processing system. Is not lost.
[0030]
Next, the data I corresponding to the real part in the equations (5) and (6) _u (T) and data Q corresponding to the imaginary part _u The characteristic (t) will be described. As is clear from the equations (5) and (6), the data I corresponding to the real part _u (T) and data Q corresponding to the imaginary part _u The phase difference from (t) is 2πUτ. Actually, this phase difference 2πUτ is a very small value and can be ignored.
[0031]
Specifically, for example, the modulation time T, the frequency sweep width B, and the transmission wavelength λ are set based on the equation (3) so that the value range of the beat frequency U is in a range of about ± several tens kHz, and If the control unit 2 is configured so that the switching time τ between 9 and 11 is about several tens of ns, the phase difference 2πUτ will be on the order of 10 −3 (radian), which is a very small value. I can ignore it. However, such a configuration is not essential. If the phase difference 2πUτ is on the order of 1/10 (radian), I _u (T) and Q _u Even if (t) is approximated to a real part and an imaginary part, sufficiently practical measurement accuracy can be obtained.
[0032]
Therefore, the data I corresponding to the real part of the beat signal _u (T) and data Q corresponding to the imaginary part _u (T) may be regarded as being equal to the real part and the imaginary part of the conventional FMICW radar apparatus represented by the equation (1).
[0033]
From this, the data I corresponding to the real part of the beat signal _u (T) and data Q corresponding to the imaginary part _u Since (t) corresponds to the real part and the imaginary part of the equation (1), the beat signal generated by the radar apparatus 1 can be treated as a complex signal similarly to the conventional FMICW radar apparatus. is there.
[0034]
A frequency power spectrum of the beat signal generated by the mixer 12 is obtained by a method such as a fast Fourier transform, and a frequency having a power peak equal to or higher than a predetermined threshold value is converted to a beat frequency corresponding to the external target 8. As in the case of the conventional FMICW radar device, correct sign information can also be obtained.
[0035]
Therefore, in the following description, I _u (T) is simply called the real part or the real part data. _u (T) is simply referred to as an imaginary part or imaginary part data.
[0036]
Next, also in the down phase, the control unit 2, modulation waveform generation unit 3, VCO 4, switch 5, switch 6, antenna 7, switch 9, phase shift circuit 10, switch 11, and mixer 12 operate in the same manner as in the up phase. I do. As a result, a VCO signal 20d shown in FIG. 2, a transmission signal 21d shown in FIG. 3, a local signal 22d and a reception signal 23d shown in FIG. 4 are obtained, and a beat signal 24d shown in FIG. 5 is generated. The mixer 12 alternately outputs a signal corresponding to the real part and a signal corresponding to the imaginary part of the beat signal 24d every time τ, and samples these data by the A / D converter 13 every time τ. When the beat frequency D of the down phase is used, the data I corresponding to the real part of the beat signal 24d is obtained. _d (T) is represented by equation (7), and data Q corresponding to the imaginary part _d (T) is represented by equation (8).
[Equation 3]

[0037]
I in the up phase _u (T) and Q _u Similarly to the phase difference 2πUτ with (t), I _d (T) and Q _d The phase difference 2πDτ from (t) is a very small value. Therefore I _d (T) and Q _d (T) can be regarded as coincident with the real part and the imaginary part of the beat signal of the conventional FMICW radar apparatus given by equation (2).
[0038]
Therefore, in the following description, I _u (T) and Q _u As in (t), I _d (T) is simply called the real part or the real part data. _d (T) is simply referred to as an imaginary part or imaginary part data.
[0039]
As described above, the switch 9 and the switch 11 are switched between the I terminal and the Q terminal every time τ that is half the time 2 × τ during which the switches 5 and 6 are connected to the t terminal. Thus, real part data and imaginary part data can be extracted with only one system of parts.
[0040]
Next, the operation after the A / D converter 13 will be described. The up-phase beat signal 24c and the down-phase beat signal 24d are sampled by the A / D converter 13, and the up-phase transmission signals PP (1), PP (2),. , PP (M) is output. Here, as described above, T = (N + 1) τ, and the real part data and the imaginary part data are obtained for each time τ for the transmission signal transmission time of 2 × τ, so that the A / D converter 13 Is the time RR (1), RR (2),..., RR (N / 2) for the transmission signals PP (1), PP (2),. Output sample data.
[0041]
The sample data output by the A / D converter 13 for each real part data and each imaginary part data of the beat signal is recorded in the memory 14 so as to generate the data matrix 101 shown in FIG. The data matrix 101 is a two-dimensional array area of (N / 2) rows and M columns on the memory, and stores sample data output from the A / D converter 13. Specifically, when the A / D converter 13 outputs N / 2 sample data following PP (1), which is the

transmission signal

21c or 21d, these sample data are output in the column direction of the data matrix 101 by {PP (1), RR (1)}, {PP (1), RR (2)}, {PP (1), RR (3)}, ..., {PP (1), RR (N / 2)} Store.
[0042]
Similarly, for the N / 2 sample data following PP (2) to be transmitted next and also to be transmitted next, {PP (2), RR (1)}, and {PP (2) in the column direction. , RR (2)}, {PP (2), RR (3)},..., {PP (2), RR (N / 2)}. Hereinafter, the same processing is repeated until P (M) to be transmitted Mth.
[0043]
As a result, the data matrix of (N / 2) rows and M columns is filled with the sample data, and the row of RR (K) (K = 1 to N / 2) has the relative distance in the range shown by the equation (9). A signal representing the external target 8 at RK is included.
(Equation 4)

[0044]
When the sampling of the data PP (M) is completed, under the control of the control unit 2, the frequency extracting unit 15 reads the data from the memory 14 and starts the signal processing. The signal processing is performed by the distance / speed deriving unit 16 and the display unit 17 in addition to the frequency extracting unit 15.
[0045]
Hereinafter, the processing of the sample data by the radar device 1 will be described. FIG. 8 is a flowchart showing signal processing by the radar device 1. First, in step ST1 of the figure, the control unit 2 initializes a value of a range gate number counter (internal variable) k provided therein to one.
[0046]
Next, in step ST2, the frequency extracting unit 15 calculates the real part data of the beat signal in the k-th range from the data matrix in the memory 14 in which the real part beat signal of the up phase is recorded, as the PP in the row direction (PP (1) , RR (k)}, {PP (2), RR (k)},..., {PP (M), RR (k)}. At the same time, from the data matrix on the memory 14 in which the imaginary part beat signal of the up phase is recorded, the frequency extracting unit 15 calculates the imaginary part data of the beat signal in the k-th range as ｛PP (1), RR in the row direction. (K)}, {PP (2), RR (k)},..., {PP (M), RR (k)}. Further, the frequency extracting unit 15 obtains an up-phase beat frequency U from the read sample data.
[0047]
Next, in step ST3, the frequency extracting unit 15 reads the real part data and the imaginary part data of the beat signal in the k-th range from the data matrix in the memory 14, as in step ST2. Further, the frequency extracting unit 15 obtains an up-phase beat frequency D from the read sample data.
[0048]
Subsequently, in step ST4, the distance / velocity calculation unit 16 generates a round robin combination using the beat frequency U in the up phase and the beat frequency D in the down phase extracted by the frequency extraction unit 15 as a pair. Then, a correct frequency pair is searched from the combination, and the relative distance R and the relative speed V of the external target 8 are calculated from the correct frequency pair. For example, if the frequencies extracted in the up phase are U1, U2, ..., Ui, ..., Up and the frequencies extracted in the down phase are D1, D2, ..., Dj, ..., Dq, If the relative distance R between the pair Cij (Ui, Dj) and the external target 8 obtained by equation (10) is within the range of Rk shown in equation (12), Cij (Ui, Dj) is the frequency at which the optimal solution is obtained. It is considered a pair. Thus, the beat frequency U which is the optimum solution in the up phase and the beat frequency D which is the optimum solution in the down phase can be determined. Therefore, the relative speed V of the external target 8 can be obtained by Expression (11).
(Equation 5)

[0049]
Next, in step ST5, the display unit 15 displays the relative distance R and the relative speed V calculated by the distance / speed calculation unit 16 to the user as numerical values or the like.
[0050]
In step ST6, the control section 2 compares the range gate number counter (internal variable) k provided therein with N, and terminates the processing if equal to N (ST6: YES). If they are not equal, the process proceeds to step ST7 (ST6: NO). In step ST7, the control unit 2 increments k, and returns to step ST2.
[0051]
As is apparent from the above, according to the radar apparatus 1 of the first embodiment, the real part and the imaginary part of the beat signal according to the FMICW method are temporally switched and obtained, so that the signal processing is made efficient and one signal is obtained. Since the processing is performed by the processing system, the number of components constituting the radar device 1 can be reduced.
[0052]
In the radar apparatus 1, the switch 11 is connected to the switch 9 and the phase shift circuit 10. However, since the switch 9 alone is sufficient to determine whether to pass through the phase shift circuit 10, the switch 11 Is not a required component.
[0053]
Further, a configuration is adopted in which the movable terminal of the switch 9 is connected to the r terminal of the switch 5. That is, although the radar apparatus 1 is configured to generate the beat signal by shifting the phase of the local signal, a configuration that shifts the phase of the received signal may be employed. In this case, the r terminal of the switch 5 is directly connected to the input terminal of the mixer 12, and the r terminal of the switch 6 is connected to the movable terminal of the switch 9. In this case, the phase shift amount of the phase shift circuit 10 is -π / 2 radians. Then, in the first period, the local signal and the received signal are mixed with the mixer 12 to generate the real part of the beat signal, and in the second period, the received signal is phase-shifted and The mixer 12 mixes the received signal and the local signal with each other to generate an imaginary part of the beat signal.
[0054]
Further, in the radar device 1, the movable terminal switching time interval of the switches 5 and 6 is configured to be twice as long as the movable terminal switching time interval of the switches 9 and 11. However, the present invention is not limited to such a configuration method, and the time interval for switching the movable terminals of the switches 5 and 6 may be twice as long as the time interval for switching the movable terminals of the switches 9 and 11. (I write a little more)
[0055]
In the above description, the display unit 15 is not an essential component. For example, without displaying the relative distance R and the relative speed V of the external target 8, the distance / speed deriving unit 16 outputs the relative distance R and the relative speed V. May be directly output to another device that operates as input data.
[0056]
【The invention's effect】
The radar apparatus according to the present invention generates a real part of a beat signal from a received signal from an external target and a local signal during a predetermined period, and generates an imaginary part of the beat signal after the predetermined period has elapsed. Thus, the purpose of the beat signal generating means is switched. As a result, the processing of the real part and the imaginary part of the beat signal can be performed by the same component, and a very advantageous effect that the number of components can be reduced can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a radar device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a state of a VCO signal of the radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a state of a transmission signal of the radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a state of a received signal of the radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a state of a beat frequency of the radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a connection state between a t terminal and an r terminal at each time of switches 5 and 6 according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an example of a data matrix of the radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart of signal processing by the radar device 1 according to the first embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 radar device 1
2 control unit
3 Modulation waveform generator
4 Voltage controlled oscillator
5, 6, 9, 11 switches
7 Antenna
10 Phase shift circuit
12 mixer
13 A / D converter
14 memory
15 Frequency extractor
16 Distance / speed derivation unit
17 Display unit.

Claims

A signal generating means for intermittently switching between a continuous signal consisting of an up phase and a down phase, a transmission signal for irradiating an external target, and a local signal,
The transmission signal reflected by the external target is received as a reception signal, a real part of a beat signal is generated in the first period from the reception signal and the local signal, and an imaginary part of the beat signal is generated in the second period. Beat signal generating means for generating a part;
A radar apparatus comprising: signal processing means for calculating a relative distance and a relative speed of the external target based on the beat signal.

The beat signal generating means mixes the local signal and the received signal with a mixer during the first period to generate a real part of the beat signal, and further includes, during the second period, the local signal. 2. The radar apparatus according to claim 1, wherein the mixer shifts the phase of the beat signal and mixes the phase-shifted local signal and the received signal with the mixer to generate an imaginary part of the beat signal. 3.

The beat signal generating means,
A phase shift circuit that shifts the phase of the local signal and outputs the shifted local signal to the mixer;
3. A switch for outputting the local signal to the mixer during the first period and outputting the local signal to the phase shift circuit during the second period. The described radar device.

The beat signal generation means mixes the local signal and the reception signal with a mixer in the first period to generate a real part of the beat signal, and in the second period, The radar apparatus according to claim 1, wherein a signal is phase-shifted, and the phase-shifted reception signal and the local signal are mixed in the mixer to generate an imaginary part of the beat signal.

The beat signal generating means,
A phase shift circuit that shifts the phase of the reception signal and outputs the phase-shifted reception signal to the mixer;
5. A switch for outputting the received signal to the mixer during the first period and outputting the received signal to the phase shift circuit during the second period. The described radar device.