JP7267642B2 - 参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法 - Google Patents

Description

本発明は、アクティブ磁気軸受の制御技術に関し、高速圧縮機、風力発電、分子ポンプなどの高速運転機器におけるアクティブ磁気軸受の制御に適し、磁気浮上技術分野に属し、具体的にはアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法である。

磁気軸受は、電磁力を利用してローターの重力および干渉力を克服し、機械的接触のない浮上を実現するローターサポートシステムであり、機械的接触がなく、耐用年数が長く、メンテナンスが容易などの特徴がある。同時に、剛性およびダンピングは調整可能であり、巻線内の電流を制御することにより、電磁力の出力を柔軟に調整し、磁気軸受の剛性およびダンピングの動作調整を実現することができる。現在、分子ポンプ、風力発電、フライホイールエネルギー貯蔵などの高速回転軸使用の応用が増え、従来の機械用軸受は摩擦損失のために機器の寿命を大いに短縮する。そのため、磁気軸受の使用は多くなる。

磁気軸受は、アクティブ、パッシブ、ハイブリッドの３種類がある。アクティブ磁気軸受は、構造が簡単、支持力が調整可能などの長所により広く使用されているが、現在、その安定制御に欠陥があり、一番大きな問題は正確な制御モデル、すなわち電流剛性、変位剛性が得られないことである。現在一般的に用いられる制御方法では、決まった電流剛性係数、変位剛性係数が利用されているが、アクティブ磁気軸受は、動作点にある時のみ、その変位、電流、支持力は近似の線形関係にあり、変位、電流に大きな変化があったとき、モデルは正確ではなくなる。従来の技術では、一般にファジィ論理制御、ニューラルネットワーク制御、高度なアルゴリズムに基づくパラメーター調整・制御などを使用し、モデルに対する調整は非常に少なく、あるいは制御に対する調整はコントローラーパラメーターの調整のみである。従って、アクティブ磁気軸受ローターの変位に伴ってモデルパラメーターを変え、より正確な制御を実現することができる合理的な方法が緊急に必要である。

現在、参照テーブル法は、各分野の制御方法においてある程度利用されている。参照テーブル法は、制御において既知の試験またはシミュレーションデータを利用し、テーブル上のデータまたは補間計算により結果を得る制御方法である。電気分野でも、スイッチトリラクタンスの制御において、センサーにより位置情報を獲得する、電流を制御するために参照テーブルにより鎖交磁束情報を獲得するなど、参照テーブル法は広く利用されている。従って、現在の参照テーブル法を参考にし、アクティブ磁気軸受の制御において参照テーブル法により正確なモデルパラメーターを獲得することは実行可能な方法となる。しかし、現在の参照テーブル法には若干の問題がある。主な問題は、利用可能なパラメーターテーブルを作成するには、多くの実験またはシミュレーション、繰り返しの検証が必要であり、このために多くの実験コスト、時間コストがかかるということである。従って、正確度の高いパラメーターテーブルを如何にして迅速に作成することは検討すべき問題となる。

Ｋｒｉｇｉｎｇモデルは、共分散関数に基づき、確率過程の確率場の空間モデリングおよび予測のための回帰アルゴリズムである。固有定常過程などの特定の確率過程では、Ｋｒｉｇｉｎｇモデルは、統計学的に空間的最良線形不偏予測器と呼ばれる最良線形不偏予測を提供することができる。従って、Ｋｒｉｇｉｎｇモデルは、地理科学、環境科学、大気科学など多くの分野で利用されている。多くの場合、区域化の変数の不安定が発生する。このような場合には、ユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルを利用して処理する必要がある。ユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルでは、少量のデータを利用してアクティブ磁気軸受のパラメーターテーブルを得ることができる。

本発明は、制御プロセスにおけるアクティブ磁気軸受のモデルの不正確という問題の解決を目的とし、ユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルを利用してモデル状態テーブルを作成し、参照テーブル法によりアクティブ磁気軸受の制御を実現し、運転中のアクティブ磁気軸受の変位、電流変化に応じて、電流剛性係数、変位剛性係数をリアルタイムで調整するという参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法を提案する。

本発明における参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法に用いられる技術は以下の手順がある。
手順１：アクティブ磁気軸受の有限要素モデルを立て、有限要素モデルにおいて、一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルに基づき、X、Y軸方向の

に関する２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルを得る。

手順２：２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルに基づき、

の２つのモデル状態テーブルを作成し、それぞれ内蔵モデル状態テーブルに対応する２つのルックアップテーブルモジュールを構築する。

手順３：X、Y軸方向の２つのファジィ適応ＰＩＤコントローラー、２つの増幅器モジュール、２つのルックアップテーブルモジュール、２つの測定モジュールによってアクティブ磁気軸受コントローラーを構成し、X軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、ルックアップテーブルモジュールが直列連結後にアクティブ磁気軸受の入力端に接続し、Y軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、ルックアップテーブルモジュールが直列連結後にアクティブ磁気軸受の入力端に接続し、X、Y軸方向の２つの測定モジュールがそれぞれアクティブ磁気軸受のX、Y軸方向の

をそれぞれ対応の２つのルックアップテーブルモジュールに入力し、X、Y軸方向の基準変位x^*、y^*はそれぞれ対応の

と減算して得られる変位誤差e_x、e_yはそれぞれ対応のファジィ適応ＰＩＤコントローラーを介して初期制御電流I_x０、I_y０を得、初期制御電流I_x０、I_y０はそれぞれ対応の増幅器モジュールを介して

を対応のルックアップテーブルモジュールに入力し、２つのルックアップテーブルモジュールは対応の

をアクティブ磁気軸受に出力する。

さらに、手順１で、Ｎレベルの制御電流とＭレベルの変位偏心を選択し、有限要素シミュレーションを行い、Ｎ*Ｍの有限要素モデルを得、Ｎ*Ｍの有限要素モデルのX、Y軸方向の制御電流、変位偏心および対応の支持力を収集し、各有限要素モデルのX、Y軸方向の制御電流、変位偏心を

として、それぞれ一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデル

に取り込み、フィッティングにより前記の２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデル

はユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルの回帰係数である。

さらに、手順３におけるファジィ適応ＰＩＤコントローラーはファジィ推論システム、比例部分、積分部分および微分部分で構成され、変位誤差e_x、e_yとその

は対応のファジィ推論システムの入力とし、ファジィ推論システムは比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDを出力し、比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDをそれぞれ対応する比例係数KP、積分係数KI、微分係数KDと乗算して補正後の比例部分、積分部分、微分部分を得、変位誤差e_x、e_yはそれぞれ補正後の比例部分、積分部分、微分部分を介して補正後の比例部分、積分部分、微分部分の出力の合計演算を行って初期制御電流I_x０、I_y０を得る。

本発明の有益な効果は次のとおりである。
１、本発明は、ユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデル理論およびアクティブ磁気軸受の浮上制御原理に基づき、異なる変位偏心および制御電流の下でのアクティブ磁気軸受の正確な変化モデルを構築し、ローターの変位を伴うアクティブ磁気軸受に必要な実際の支持力の予測パラメーターテーブルを得、パラメーターテーブルは迅速に作成され、テーブル作成コストを節約でき、実際の状況に応じてアクティブ磁気軸受のより正確なモデルを得、制御の正確性を高めることができる。
２、本発明は、従来のアクティブ磁気軸受の制御に比べ、プロセスにおける固定の変位剛性および電流剛性を省略し、その結果、適用性は動作点付近の疑似線形領域から変位、電流の大きな非線形領域に広がり、制御の精度および範囲が向上する。
３、モデルが可変であるので、通常のコントローラーは、モデルによる調整の需要を満足することができない。本発明で構築されたファジィ適応ＰＩＤ制御モジュールは、ＰＩＤアルゴリズムの上、誤差、誤差変化率を入力とし、現在の制御条件によりＰＩＤレギュレーターのパラメーターを変え、ファジィ規則を利用してファジィ推論を行い、異なる時点の誤差および誤差変化率のＰＩＤパラメーターセルフチューニングに対する要求を満足し、より正確なアクティブ磁気軸受制御を実現することができる。

ファジィ適応ＰＩＤコントローラーのブロック構成図。 一般的に使用されるＰＩＤコントローラーのブロック構成図。 本発明の方法によって構築されたアクティブ磁気軸受コントローラーのブロック構成図。

本発明は、まずアクティブ磁気軸受の有限要素モデルを立て、アクティブ磁気軸受の有限要素モデルの上、ユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルに基づき、アクティブ磁気軸受のX、Y軸方向の

のX、Y軸方向の２つのモデル状態テーブルを作成し、２つのモデル状態テーブルに基づき、それぞれモデル状態テーブルが内蔵されている２つのルックアップテーブルモジュールを構築し、そしてX、Y軸方向の２つのファジィ適応ＰＩＤコントローラーを構築し、最後に２つのファジィ適応ＰＩＤコントローラー、対応のX、Y軸方向の２つの増幅器モジュール、２つのルックアップテーブルモジュールと対応のX、Y軸方向の２つの測定モジュールを組み合わせてアクティブ磁気軸受コントローラーを構成させ、アクティブ磁気軸受に対する正確な制御を実現する。具体的な方法は次のとおりである。

制御されるアクティブ磁気軸受のサイズを測定してサイズパラメーターを得、有限要素ソフトウェアにおいてアクティブ磁気軸受の有限要素モデルを立て、シミュレーションによりアクティブ磁気軸受の性能パラメーターを得る。磁場強度が飽和していない前提の下、Ｎレベルの制御電流、Ｍレベルの変位偏心を選択して有限要素シミュレーションを行い、Ｎ*Ｍの有限要素モデルを得、ＮおよびＭは、制御電流、エアギャップ範囲および必要なモデルの精細度に基づき選択する。そしてＮ*Ｍの有限要素モデルのX、Y軸方向の制御電流、X、Y軸方向の変位偏心および対応のX、Y軸方向の支持力のデータを収集する。各モデルのX、Y軸方向の制御電流、変位偏心は測定の引数で、対応のX、Y軸方向の支持力は従属変数である。次にX軸方向を例に説明する。Y軸方向はX軸方向と同じである。

Ｎ*Ｍの有限要素モデルのX軸方向の制御電流{i_１１、i_１２、…、i_ＮＭ}、変位偏心{x_１１、x_１２、…、 x_ＮＭ}および対応の支持力{F_１１、F_１２、…、 F_ＮＭ}のデータを収集する。各有限要素モデルの制御電流{i_１１、i_１２、…、i_ＮＭ}、変位偏心{x_１１、x_１２、…、 x_ＮＭ}は測定の引数、支持力{F_１１、F_１２、…、 F_ＮＭ}は従属変数であり、引数はX_ij=[i_ij, x_ij]^Tとして表すことができ、従属変数はY_ij=F_ij、として表し、そのうち、i=１,２、…、Ｎ、j=１,２,…,Ｍである。

一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルの表現は次のとおりである。

β_１、β_２、…、β_pは各階の回帰係数であり、f_p(x)はp階の近似モデルである。

有限要素モデルの引数X _ij と従属変数Y _ij をそれぞれ

の代わりとして一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルの公式１に取り込み、フィッティングにより

のX軸方向のユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルを得ることができる。具体的な表現は次のとおりである。

そのうち、

同様に、得られたY軸方向のユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルは次のとおりである。

得られたX、Y軸方向の２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルに基づき、それぞれ

上記のモデル状態テーブル１およびモデル状態テーブル２は次のとおりである。

テーブル１を例に説明するが、第１行はX軸方向の

０から最大偏心x_ｍaxまで、０.０１ｍｍごとにサンプリングを行い、同時に、

を計算し、モデル状態テーブル１を作成することができる。従って、

に対応する。テーブル１におけるF_１１～F_baに示すとおり、x_ｍaxはX軸方向の最大変位であり、i_ｍaxは最大制御電流である。例えば、テーブル１を例に説明すると、実際の変位偏心が０.０１ｍｍ、実際の制御電流が０.１Aであるとき、実際の支持力はF _２２ であり、実際の変位偏心が０.０３ｍｍ、実際の制御電流が０.２Aであるとき、実際の支持力はF_３４である。そのうち、b、aは、実際の変位偏心と実際の制御電流のサンプリング数である。同様に、テーブル２における実際の支持力はF’_１１～F’_baであり、y_ｍaxはY軸方向の最大変位であり、i_yｍaxはY軸方向の最大制御電流である。同様に、テーブル２については、第１行はY軸方向の

を計算し、モデル状態テーブル２を作成することができる。

実際の変位偏心、実際の制御電流がサンプリング点にないデータについては、補間法を用いて対応の実際の支持力を計算する。X軸方向を例に説明するが、現在の実際の変位偏心はx_０、実際の制御電流はi_０と仮定する。このとき、まずテーブル１におけるx_０とi_０の位置を確定する必要がある。{x_０、i_０}変位偏心がx_１と点x_２の間、制御電流がi_１とサンプリング点i_２の間に位置し、そのうち、x_１とx_２はx_１+０.０１ｍｍ= x_２を満足し、i_１とi_２はi_１+０.１A= i_２を満足し、かつx_１、x_２、i_１、i_２の数値はすべてサンプリング点上の変位および電流の数値であると仮定する。このとき、サンプリング点{x_１、i_１}に対応する実際の支持力はF_c、d、{x_１、i_２}に対応する実際の支持力はF_c、d+１、{x_２、i_１}に対応する実際の支持力はF_c+１、d、{x_２、i_２}に対応する実際の支持力はF_{c+１、d+１}である。c、dはテーブル１におけるサンプリング点{x_１、i_１}の行列数である。このとき、{x_０、i_０}での実際の支持力は次のように計算することができる。

例を挙げて説明するが、実際の変位偏心が０.０２５ｍｍ、実際の制御電流が０.２５Aである場合、テーブル１のデータに基づき、その点の支持力の値を次のとおり計算することができる。

同様に、Y軸方向の実際の変位偏心、実際の制御電流がサンプリング点にないデータについては、同じ補間法を用いて対応の実際の支持力を計算する。
モデル状態テーブル１、モデル状態テーブル２をそれぞれX軸方向のルックアップテーブルモジュール、Y軸方向のルックアップテーブルモジュールに内蔵して、２つのルックアップテーブルモジュールを構築する。

図１に示すファジィ適応ＰＩＤコントローラーを構築する。アクティブ磁気軸受は、入力電流および現在の変位の変化によりモデルに一定の誤差が生じ、通常のコントローラーはモデルによる調整の需要を満足できないので、本発明ではファジィ適応ＰＩＤコントローラーを用いて制御を行う。図２は、現在一般的に使用されているＰＩＤコントローラーのブロック構成図であり、主に比例部分、積分部分および微分部分で構成され、比例部分は比例係数KPで直接構成され、積分部分は積分係数KIと積分モジュール∫で直接構成され、微分部分は微分係数KDと微分モジュールd/dtで直接構成され、３つの部分は

により最終出力を得る。図１に示すのは本発明で構築されたX軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーである。このファジィ適応ＰＩＤコントローラーは、ファジィ推論システム、比例部分、積分部分および微分部分で構成され、図２に示す一般的に使用されているＰＩＤコントローラーを改良したものであり、図２におけるＰＩＤコントローラーの比例部分、積分部分、微分部分を保留し、ファジィ推論システムを追加している。X軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーを例に説明するが、X軸方向の変位誤差e_xとその

をファジィ推論システムの入力とし、ファジィ推論システムは変位誤差e_xと

を計算し、比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDを出力する。比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDをそれぞれ対応の比例係数KP、積分係数KI、微分係数KDと乗算して補正後の補正比例係数、補正積分係数、補正微分係数を得る。その表現は次のとおりである。

補正後の比例部分、積分部分、微分部分は、合計演算Σにより最終出力を得る。すなわち変位誤差e_xは、補正後の比例部分、積分部分、微分部分を介して、その出力するX軸方向の初期制御電流I_x０を正確に制御することができる。

システム出力性能に対する調整パラメーターの影響に基づき、補正係数CP、CI、CDの調整原則を次のとおり制定する。e_xが大きい場合、補正係数により

を適度にすることでシステムの応答速度を向上させ、同時に過度のオーバーシュートを防ぐ。e_xが中程度である場合、補正係数により

を適度にすることでオーバーシュートを減らし、同時にシステムを速い応答速度にする。e_xが小さい場合、補正係数により

を適度にすることでシステムの良好な安定性を確保し、同時にシステムの振動を避け、システムの耐干渉性を強化する。

同様に、Y軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーの構築方法は、X軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーの構築方法と同じである。Y軸方向の変位誤差e_yとその

を対応のY軸方向のファジィ推論システムの入力とし、ファジィ推論システムは比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDを出力し、比例補正係数CP、積分補正係数CI、微分補正係数CDをそれぞれ対応の比例係数KP、積分係数KI、微分係数KDと乗算して補正後の比例部分、積分部分、微分部分を得、変位誤差e_yはそれぞれ補正後の比例部分、積分部分、微分部分を介して補正後の比例部分、積分部分、微分部分の出力の合計演算を行ってY軸方向の初期制御電流I_y０を得る。

図３に示すアクティブ磁気軸受コントローラーを構築する。このアクティブ磁気軸受コントローラーは、X軸、Y軸方向の２つのファジィ適応ＰＩＤコントローラー、２つの増幅器モジュール、２つのルックアップテーブルモジュール、２つの測定モジュールで構成され、アクティブ磁気軸受の入力端に接続され、アクティブ磁気軸受に対する制御を実現する。そのうち、X軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、ルックアップテーブルモジュールは直列連結後にアクティブ磁気軸受の入力端に接続し、Y軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、ルックアップテーブルモジュールは直列連結後にアクティブ磁気軸受の入力端に接続し、X、Y軸方向の２つの測定モジュールは変位センサーによりそれぞれアクティブ磁気軸受のX軸、Y軸方向の

はY軸方向のルックアップテーブルモジュールに入力する。X軸方向の基準変位x^*は実際の変位偏心

と減算して変位誤差e_xを得、変位誤差e_xはX軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーを介して初期制御電流I_x０を得、またX軸方向の増幅器モジュールを介して

はX軸方向のルックアップテーブルモジュールに入力し、X軸方向のルックアップテーブルモジュールはモデル状態テーブル１のデータに基づきこのときの

を獲得する。同様に、Y軸方向の基準変位y^*は

と減算して変位誤差e_yを得、変位誤差e_yはY軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラーを介して初期制御電流I_y０を得、またY軸方向の増幅器モジュールを介して

はY軸方向のルックアップテーブルモジュールに入力し、Y軸方向のルックアップテーブルモジュールはモデル状態テーブル２のデータに基づきこのときの

を獲得し、アクティブ磁気軸受に出力する。すなわちX軸、Y軸方向のルックアップテーブルモジュールはそれぞれ対応の

をアクティブ磁気軸受に出力すれば、アクティブ磁気軸受のX、Y軸方向に対する制御を実現できる。

Claims (6)

1. 参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法であって、
   アクティブ磁気軸受の有限要素モデルを立て、有限要素モデルにおいて、一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルに基づき、実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０と、実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙに関するＸ、Ｙ軸方向の実際の支持力ベクトルＦｘ、Ｆｙの２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルを得るという手順１、
   ２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルに基づき、実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０と、実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙに関する実際の支持力ベクトルＦｘ、Ｆｙの２つのモデル状態テーブルを作成し、それぞれ内蔵モデル状態テーブルに対応する２つのルックアップテーブルモジュールを構築するという手順２、
   Ｘ、Ｙ軸方向の２つのファジィ適応ＰＩＤコントローラー、２つの増幅器モジュール、２つのルックアップテーブルモジュール、及び２つの測定モジュールによってアクティブ磁気軸受コントローラーが構成され、Ｘ軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、及びルックアップテーブルモジュールは直列連結された状態でアクティブ磁気軸受の入力端に接続され、Ｙ軸方向のファジィ適応ＰＩＤコントローラー、増幅器モジュール、及びルックアップテーブルモジュールは直列連結された状態でアクティブ磁気軸受の入力端に接続されており、
   Ｘ、Ｙ軸方向の２つの測定モジュールがそれぞれアクティブ磁気軸受のＸ、Ｙ軸方向の実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０を測定し、実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０をそれぞれ対応の２つのルックアップテーブルモジュールに入力し、Ｘ、Ｙ軸方向の基準変位ｘ^＊、ｙ^＊ からそれぞれ対応の実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０を減算して得られる変位誤差ｅ_ｘ、ｅ_ｙは、それぞれ対応のファジィ適応ＰＩＤコントローラーを介して初期制御電流Ｉ_ｘ０、Ｉ_ｙ０、を得、初期制御電流Ｉ_ｘ０、Ｉ_ｙ０はそれぞれ対応の増幅器モジュールを介して実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙを得、実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙを対応のルックアップテーブルモジュールに入力し、２つのルックアップテーブルモジュールは対応の実際の支持力ベクトルＦｘ、Ｆｙをアクティブ磁気軸受に出力するという手順３を備える
   ことを特徴とする前記のアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。
2. 手順１で、Ｎレベルの制御電流とＭレベルの変位偏心を選択し、有限要素シミュレーションを行い、Ｎ＊Ｍの有限要素モデルを得、Ｎ＊Ｍの有限要素モデルのＸ、Ｙ軸方向の制御電流、変位偏心および対応の支持力を収集し、各有限要素モデルのＸ、Ｙ軸方向の制御電流、変位偏心を引数データｘとし、対応の支持力を従属変数データベクトルｙ（ｘ）として、それぞれ一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデル
   

   

   に取り込み、フィッティングにより前記の２つのユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデル
   

   

   を得、Ｆ（β，ｘ）、
   

   

   は回帰モデル、ｚ（ｘ）、
   

   

   は誤差項、βは一般的なユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇモデルは回帰係数、ベクトルβはユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルの回帰係数であることを特徴とする請求項１記載の参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。
3. 実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０は０から０.０１ｍｍごとにサンプリングを行い、
   実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙは０から０.１Ａごとにサンプリングを行い、実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０と実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙのサンプリング値を対応のユニバーサルＫｒｉｇｉｎｇ予測モデルに取り込んで実際の支持力ベクトルＦｘ、Ｆｙを計算し、対応の２つのモデル状態テーブルを作成することを特徴とする請求項２記載の参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。
4. ２つのモデル状態テーブルにおける第１行は実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０、第１列は実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙであり、各実際の変位偏心ベクトルｘ０、ｙ０および実際の制御電流ベクトルｉｘ、ｉｙは１つの実際の支持力ベクトルＦｘ、Ｆｙに対応することを特徴とする請求項３記載の参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。
5. 実際の変位偏心、実際の制御電流がサンプリング点にないデータについては、補間法を用いて対応する実際の支持力を計算することを特徴とする請求項３記載の参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。
6. 手順３におけるファジィ適応ＰＩＤコントローラーはファジィ推論システム、比例部分、積分部分、及び微分部分で構成され、変位誤差ｅ_ｘ、ｅ_ｙとその１階微分
   

   

   は対応のファジィ推論システムの入力とし、ファジィ推論システムは比例補正係数ＣＰ、積分補正係数ＣＩ、微分補正係数ＣＤを出力し、比例補正係数ＣＰ、積分補正係数ＣＩ、微分補正係数ＣＤをそれぞれ対応の比例係数ＫＰ、積分係数ＫＩ、微分係数ＫＤと乗算して補正後の比例部分、積分部分、微分部分を得、変位誤差ｅ_ｘ、ｅ_ｙはそれぞれ補正後の比例部分、積分部分、微分部分を介して補正後の比例部分、積分部分、微分部分の出力の合計演算を行って初期制御電流Ｉ_ｘ０、Ｉ_ｙ０を得ることを特徴とする請求項１記載の参照テーブル法に基づくアクティブ磁気軸受コントローラーの構築方法。

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