JP7239756B1

JP7239756B1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP7239756B1
Application number: JP2022033465A
Authority: JP
Inventors: 京介佐藤
Original assignee: 菊水電子工業株式会社
Priority date: 2022-03-04
Filing date: 2022-03-04
Publication date: 2023-03-14
Anticipated expiration: 2042-03-04
Also published as: JP2023128833A

Abstract

【課題】無負荷／軽負荷の状態の双方向コンバータにおいて、電力損失を増やすことなく、かつ回路規模を増大させることなく安定動作するＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】双方向コンバータとして機能するＤＣ－ＤＣコンバータであって、複数の同期整流型のチョッパ回路と、エラーアンプの出力に基づいて前記チョッパ回路の各々のスイッチング素子にゲートドライブ信号を出力する複数のＰＷＭ回路を含む制御回路とを備え、前記制御回路は、少なくとも１つのチョッパ回路を力行動作とし、残りの少なくとも１つ以上のチョッパ回路が回生動作を行うように、力行動作を行うチョッパ回路にゲートドライブ信号を出力するＰＷＭ回路にのみ、前記エラーアンプの出力に所定のオフセット電圧を加える。【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関し、より詳細には、チョッパ回路を用いた双方向コンバータとして動作するＤＣ－ＤＣコンバータに関する。

近年、車載用バッテリーの高電圧化が進められており、バッテリーの充放電試験に用いられる試験装置においても、より高い出力電圧が求められている。試験装置に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータは、力行／回生動作が可能な双方向コンバータとして動作することが求められている。双方向コンバータの回路形式として、同期整流型のチョッパ回路が知られている。コンバータから高い電圧を出力するためには、入力電圧として出力電圧以上の電圧を加える必要がある。一方、出力に接続された負荷の状態が無負荷／軽負荷の場合、チョッパ回路をＰＷＭ制御しているスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの最小ＯＮ幅等の制約によって、出力が不安定になるといった問題があった。

そこで、チョッパ回路の出力に、ブリーダ回路を接続することが行われている。抵抗器または半導体素子をチョッパ回路の負荷として動作させるブリーダ回路が一般的に知られている。出力に接続されていた負荷が無負荷の場合であっても、ブリーダ回路に供給する電力によって、チョッパ回路を安定して動作させることができ、コンバータの出力を安定させることができる（例えば特許文献１参照）。

特開２０１６－０６３７４４号公報

しかしながら、従来のブリーダ回路は、簡便な回路構成でチョッパ回路を安定して動作させることができる一方、ブリーダの効果を強めれば強めるほど電力損失が増えることになり、放熱の問題等、別の問題が発生してしまうという問題があった。

また、電力損失を抑えてブリーダの効果を高める方法として、回生ブリーダ回路の使用が挙げられるが、回路規模の増大、装置の大型化といった問題を生じてしまう。

本発明の目的は、無負荷／軽負荷の状態の双方向コンバータにおいて、電力損失を増やすことなく、かつ回路規模を増大させることなく力行／回生動作を可能とするＤＣ－ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、双方向コンバータとして機能するＤＣ－ＤＣコンバータであって、複数の同期整流型のチョッパ回路と、エラーアンプの出力に基づいて前記チョッパ回路の各々のスイッチング素子にゲートドライブ信号を出力する複数のＰＷＭ回路を含む制御回路とを備え、前記制御回路は、少なくとも１つのチョッパ回路を力行動作とし、残りの少なくとも１つ以上のチョッパ回路が回生動作を行うように、力行動作を行うチョッパ回路にゲートドライブ信号を出力するＰＷＭ回路にのみ、前記エラーアンプの出力に所定のオフセット電圧を加えることを特徴とする。

本発明によれば、力行動作を行うチョッパ回路に対応するＰＷＭ回路へのエラーアンプの出力にのみ、所定のオフセット電圧を加えることにより、力行動作を行うチョッパ回路と回生動作を行うチョッパ回路との間で、電流を循環させることができる。これにより、電力損失を増やすことなく、かつ回路規模を増大させることなく力行／回生動作が可能となる。加えて、ＤＣ－ＤＣコンバータの定格出力に影響を与えずに、無負荷/軽負荷時の安定動作を実現することができる。

本発明の一実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。第１の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの制御回路の概略構成を示す図である。第１の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの各電流モニタ波形を示す図である。第２の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの制御回路の概略構成を示す図である。第２の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの各電流モニタ波形を示す図である。ＤＣ－ＤＣコンバータの定電圧モードにおける出力波形を示す図である。ＤＣ－ＤＣコンバータの定電流モードにおける出力波形を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータは、双方向コンバータとして機能し、チョッパ回路ごとに力行と回生を分け、チョッパ回路間で電流を循環させ、ブリーダの効果を得ることにより、電力損失を増やすことなく力行／回生動作を可能とし、出力を安定させることができる。

図１に、本発明の第１の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータの概略の構成を示す。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、入力側の直流電圧源１１と出力端子との間であって、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の間に並列に接続された、２つの同期整流型のチョッパ回路１２，１３を含む。チョッパ回路１２，１３は、それぞれにスイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２２，Ｓ３１－Ｓ３２、およびインダクタンスＬ２１，Ｌ３１を備える。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０には、インダクタンスＬ２１，Ｌ３１のインダクタ電流と、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧を検出し、スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２２，Ｓ３１－Ｓ３２を制御する制御回路１４が含まれている。

制御回路１４は、チョッパ回路１２のスイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２２と、チョッパ回路１３のスイッチング素子Ｓ３１－Ｓ３２とを個別に制御し、通常動作時は、スイッチング周期の半分をずらしたインターリーブ制御を行っている。力行（入力側→出力側）、回生（出力側→入力側）のどちらの動作になるかは、入力電圧／出力電圧の比と、ＰＷＭ回路のデューティ比によって決まる。

［第１の実施形態］
図２に、第１の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの制御回路の概略構成を示す。制御回路１４は、インダクタ電流の電流モニタ信号CURR_MON1, CURR_MON2と駆動信号DRIVE1, DRIVE2との差分に応じた差分電圧を、差動増幅器４１，５１からＰＷＭ回路を構成する比較器４３，５３に入力する。ＰＷＭ回路では、入力された差分電圧と、鋸歯状波生成回路４２，５２で生成した鋸歯状波とを比較器４３，５３で比較し、ＰＷＭ変調する。変調されたパルスを、スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２２，Ｓ３１－Ｓ３２のゲートドライブ信号PWM_OUT1, PWM_OUT2として出力する。

駆動信号DRIVE1, DRIVE2は、エラーアンプから供給される。エラーアンプは、定電圧モード、定電流モード等の制御方式において、誤差信号を供給する。図２に示した制御回路は、定電圧モードの場合を例示し、エラーアンプ６１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧値VOLT_MONと基準電圧値VOLT_REFとを比較して誤差信号を出力する。例えば、出力電圧値VOLT_MONが基準電圧値VOLT_REFより低ければ、エラーアンプ６１の誤差信号電圧は上昇し、ＰＷＭ変調におけるデューティ比が大きくなり、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧は上昇する。

第１の実施形態における駆動信号DRIVE1, DRIVE2の生成について詳細に述べる。エラーアンプ６１の出力は、チョッパ回路１３を制御する差動増幅器５１の入力としては、そのままの電圧値を加え、チョッパ回路１２を制御する差動増幅器４１の入力には、オフセット回路６２によりオフセット電圧を加える。従って、チョッパ回路１２の出力電圧は、チョッパ回路１３の出力電圧よりもオフセット電圧に応じた分だけ高くなるので、チョッパ回路１２からチョッパ回路１３に電流が流れる。

オフセット回路６２のオフセット電圧は、ツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧（Ｖｚ）とダイオードＤ２の順方向電圧（Ｖｆ）の差（Ｖｚ－Ｖｆ）であり、本実施形態では固定電圧であるが、可変電圧を加えるようにしてもよい。

図３に、第１の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの各電流モニタ波形を示す。実線がチョッパ回路１２の出力電流を示し、破線はチョッパ回路１３の出力電流を示す。図中のＡの区間は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧が０Ｖとなるように、基準電圧値VOLT_REFを設定し、出力電圧値VOLT_MONが０Ｖの場合を示している。エラーアンプ６１の出力電圧も０Ｖであり、チョッパ回路１２は３Ａの電流を出力、すなわち力行動作し、チョッパ回路１３は３Ａの電流を入力、すなわち回生動作していることが分かる。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力が、ほぼ０Ｖ、０Ａの状態であっても、双方のチョッパ回路は、安定動作できるだけの電流を入出力しているので、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧も安定させることができる。

図３のＢの区間は、力行／回生動作から通常動作に遷移する区間である。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力を所望の電圧となるように、基準電圧値VOLT_REFの設定を上げると、エラーアンプ６１の誤差信号電圧も上昇する。エラーアンプ６１の誤差信号電圧が上昇しても、オフセット電圧より低い場合は、オフセット電圧が優先されるため、チョッパ回路１２の出力電流３Ａの力行動作は変化しない。チョッパ回路１３は、エラーアンプ６１の誤差信号電圧に応じて、駆動信号DRIVE2が上昇して、回生電流が減少する。力行側のチョッパ回路１２の出力は変化せず、回生側のチョッパ回路１３の回生電流が減少するので、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力端子からは電流が出力され、コンバータ全体としては力行動作する。

図３のＣの区間は、通常動作を示している。基準電圧値VOLT_REFの設定をさらに上げると、エラーアンプ６１の誤差信号電圧はオフセット電圧より高くなり、チョッパ回路１２，１３の双方ともに力行動作となる。区間Ｂ－Ｃの境界付近では、チョッパ回路１２，１３ともに４Ａの出力電流であり、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０としては合計８Ａの出力電流となっている。

第１の実施形態においては、２つの同期整流型のチョッパ回路を並列に接続したＤＣ－ＤＣコンバータを例に説明した。２以上のチョッパ回路を並列に接続したＤＣ－ＤＣコンバータに適用する場合、少なくとも１つのチョッパ回路を力行動作とし、残りの少なくとも１つ以上のチョッパ回路が回生動作を行うように設定する。このとき、力行動作を行うチョッパ回路の各々に、所定のオフセット電圧が加わるように、オフセット回路を設計すればよい。無負荷/軽負荷の状態において、力行動作を行うチョッパ回路と回生動作を行うチョッパ回路との間で電流を循環させ、ブリーダの効果を得ることにより、電力損失を増やすことなく、かつ回路規模を増大させることなく力行／回生動作をさせることができる。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０として力行動作する場合を説明した。次に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０として回生動作する場合について説明する。このとき、図２に示した制御回路において、チョッパ回路１２の駆動信号DRIVE1は、オフセット電圧以下にはならないので、チョッパ回路１２，１３の間で回生電流のバランスが崩れてしまう。そこで、第２の実施形態では、以下に説明するようにオフセット回路に付加回路を加える。

図４に、第２の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの制御回路の概略構成を示す。図３に示したオフセット回路６２加えて付加回路６３を付加し、オフセット回路６２のオフセット電圧を切り替える。付加回路６３は、オフセット電圧を加えるＰＷＭ回路に対応するチョッパ回路１２の電流モニタ信号CURR_MON1により、回生電流が一定以上に達したことを検出したとき、オフセット電圧を設定しているツェナーダイオードを短絡する。すなわち、エラーアンプ６１からＰＷＭ回路への出力にオフセット電圧が加わらないように、略０Ｖに切り替える。スイッチＳＷを開放するポイントは、回生電流が十分流れていて不安定動作とならないポイントとし、例えば、定格電流の１０％とする。

図５に、第２の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの各電流モニタ波形を示す。図中の無負荷の領域と力行の領域とは、図３に示した波形と同様である。無負荷の領域では、チョッパ回路１２，１３は力行動作と回生動作とに分かれており、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力端子を通して電流の流れはない。回生の領域では、回生電流が少ない部分では、チョッパ回路１２，１３の出力電流はアンバランスだが、一定以上の回生電流になるとチョッパ回路１２，１３の双方が回生動作を行う。

第２の実施形態によれば、力行／回生動作のどちらの場合においても、無負荷/軽負荷の状態において、２つのチョッパ回路の間で電流を循環させ、安定動作を図ると共に、各チョッパ回路の定格電流が流れる前に、双方のチョッパ回路において電流のバランスを取ることができる。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の定格出力電力を、本実施形態の実施の有無によって変化させることなく、無負荷/軽負荷時の安定動作を実現することができる。

［本実施形態の効果］
第１および第２の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータ１０の安定動作について詳述する。図６に、ＤＣ－ＤＣコンバータの定電圧モードにおける出力波形を示す。図６（ａ）は従来のＤＣ－ＤＣコンバータ、図６（ｂ）は第１の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータのそれぞれを適用した実機の測定結果を示している。いずれも、定電圧モード、入力電圧６００Ｖ、出力電圧１Ｖであり、ＰＷＭ変調におけるデューティ比は０．２％である。出力電圧波形は１目盛０．２Ｖに拡大し、出力電流波形は、１目盛０．５Ａに拡大して、合わせて１画面に表示させた結果である。

従来のＤＣ－ＤＣコンバータでは、無負荷で低電圧を出力していることから、電圧が安定せず、出力電流も大きく乱れている。一方、第１の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータでは、同じ条件であっても、内部のチョッパ回路には安定動作ができるだけの電流が流れており、安定した出力電圧が得られることが分かる。

図７に、ＤＣ－ＤＣコンバータの定電流モードにおける出力波形を示す。図７（ａ）は従来のＤＣ－ＤＣコンバータ、図７（ｂ）は第２の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータのそれぞれを適用した実機の測定結果を示している。いずれも、出力に１００Ωの電子負荷装置を接続し、出力電流が４００ｍＡになるように定電流モードとして動作させている。出力電圧波形は１目盛５０Ｖに拡大し、出力電流波形は１目盛０．２Ａに拡大して、合わせて１画面に表示させた結果である。

従来のＤＣ－ＤＣコンバータでは、無負荷では動作が安定せず、第２の実施形態にかかるＤＣ－ＤＣコンバータでは、安定した出力電流が出力されていることがわかる。

１０ＤＣ－ＤＣコンバータ
１１直流電圧源
１２，１３チョッパ回路
１４制御回路
４１，５１差動増幅器
４２，５２鋸歯状波生成回路
４３，５３比較器
６１エラーアンプ
６２オフセット回路
６３付加回路

Claims

双方向コンバータとして機能するＤＣ－ＤＣコンバータであって、
複数の同期整流型のチョッパ回路と、
エラーアンプの出力に基づいて前記チョッパ回路の各々のスイッチング素子にゲートドライブ信号を出力する複数のＰＷＭ回路を含む制御回路とを備え、
前記制御回路は、少なくとも１つのチョッパ回路を力行動作とし、残りの少なくとも１つ以上のチョッパ回路が回生動作を行うように、力行動作を行うチョッパ回路にゲートドライブ信号を出力するＰＷＭ回路にのみ、前記エラーアンプの出力に所定のオフセット電圧を加えることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
前記制御回路は、前記オフセット電圧が加えられたＰＷＭ回路に対応するチョッパ回路において、回生電流が一定以上に達したことを検出すると、前記オフセット電圧を加えないようにすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。