JP7189075B2 - 電動機駆動制御装置および該方法ならびに電動機駆動制御システム - Google Patents

Description

本発明は、電動機の駆動を制御する電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法に関する。そして、本発明は、前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムに関する。

電動機の駆動制御には、例えばＰＩ制御を用いたフィードバック制御が用いられることが多い。その速度制御では、目標速度に対する応答性は、電動機が用いられた製品の性能に影響するため、その高さが要求される。前記フィードバック制御では、フィードバックゲインを大きく設定することで、応答性を向上できるが、いわゆるオーバーシュートやハンチングが生じてしまう虞がある。

このため、従来の前記フィードバック制御に較べて高い応答性を実現できることから、モデル予測制御（ｍｏｄｅｌ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌ、ＭＰＣ）が電動機の駆動制御に提案されている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。このモデル予測制御では、制御周期ごとに次の一連の処理が繰り返し実行されることで電動機が駆動制御される。前記一連の処理において、まず、電動機のモデルを用いることで複数の候補入力電圧ごとに、電動機における将来の挙動が予測される。次に、各予測結果（電動機の各挙動）が評価され、最も目標に近い予測結果が選択され、この選択された予測結果を与える候補入力電圧で電動機が駆動制御される。このようなモデル予測制御では、予測結果を基に最適化した候補入力電圧を決定できることから、従来の前記フィードバック制御を超える高い応答性が期待できる。

特開２００８－２２８４１９号公報 特開２０１３－６２９４９号公報

ところで、モデル予測制御は、上述のように、制御周期ごとに、前記予測および評価結果によって決定された候補入力電圧で電動機が駆動制御される。このため、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異が大きくなる場合がある。すなわち、前記各入力電圧をインバータ回路で生成する場合、前記インバータ回路の各出力電圧の差異が大きくなる場合がある。さらに、モデル予測制御では、上述から、インバータ回路のスイッチング操作は、１回の制御周期で１回のみとなることから、インバータ回路のスイッチング周期をモデル予測制御の制御周期に対し独立に設定できない。これらを要因として大きな電流脈動が生じてしまう。

この電流脈動は、電動機の損失、出力トルクの脈動、機械的な振動および騒音を引き起こしてしまい、小さいことが望まれる。このため、インバータ回路のスイッチング周期を高めるために、モデル予測制御の制御周期を小さく設定したいが、この場合、単位時間当たりの情報処理量が多い、モデル予測制御の演算を実行する情報処理装置が必要となってしまう。

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、モデル予測制御で電動機を駆動制御する場合に、電流脈動を低減できる電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法ならびに前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムを提供することである。

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。すなわち、本発明の一態様にかかる電動機駆動制御装置は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する装置であって、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、前記予測部で予測された前記電動機の各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備える。好ましくは、電動機駆動制御装置は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する装置であって、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成処理を実施する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化処理を実施する平滑化部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測処理を実施する予測部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、前記予測部で予測された前記電動機の各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択処理を実施する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するＰＷＭインバータ制御処理を実施するインバータ制御部と、前記電圧パターン生成処理、前記予測処理、前記平滑化処理、前記電圧パターン選択処理および前記ＰＷＭインバータ制御処理を、前記電圧パターン生成部、前記予測部、前記平滑化部、前記電圧パターン選択部および前記ＰＷＭインバータ制御部に、所定の制御周期で繰り返し実施させる繰返し制御部とを備える。

このような電動機駆動制御装置は、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを、前記平滑化部で平滑化し、この平滑化した複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。

他の一態様では、上述の電動機駆動制御装置において、前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する判定部をさらに備え、前記平滑化部は、前記判定部の判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成する。

このような電動機駆動制御装置は、前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定した判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成するので、前記電動機を安定的に駆動できる。

他の一態様では、これら上述の電動機駆動制御装置において、前記平滑化部は、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部と、平滑化の度合いを表す所定の平滑度となるように、前記デジタルローパスフィルタ部のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部とを備える。

このような電動機駆動制御装置は、フィルタ係数制御部を備えるので、平滑度を調整できる。

他の一態様では、これら上述の電動機駆動制御装置において、前記電動機の制御目的に関する所定の物理量は、回転速度である。

これによれば、速度制御できる電動機駆動制御装置が提供できる。

他の一態様では、これら上述の電動機駆動制御装置において、前記電動機の制御目的に関する所定の物理量は、駆動電流である。

これによれば、駆動電流制御によるトルク制御できる電動機駆動制御装置が提供できる。

他の一態様では、これら上述の電動機駆動制御装置において、前記電動機へ流れる電流を取得する電流取得部と、前記電動機の回転速度を取得する回転速度取得部とをさらに備え、前記判定部は、前記電流取得部で取得した電流、前記回転速度取得部で取得した回転速度、前記インバータ回路に給電される最大電圧および前記電動機の特性パラメータに基づいて前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する。

このような電動機駆動制御装置は、その取得した電流および回転速度（電動機の駆動状態）、ならびに、予め求められる最大電圧および特性パラメータに基づいて前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定するので、前記電動機の駆動状態からリアルタイムで前記判定を実施できる。

本発明の他の一態様にかかる電動機駆動制御方法は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する方法であって、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成工程と、前記電圧パターン生成工程で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化工程と、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測工程と、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、前記予測工程で予測された前記電動機の各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択工程と、前記電圧パターン選択工程で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御工程とを備える。

このような電動機駆動制御方法は、前記電圧パターン生成工程で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを、前記平滑化工程で平滑化し、この平滑化した複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。

他の一態様では、上述の電動機駆動制御方法において、前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する判定工程をさらに備え、前記平滑化工程は、前記判定工程の判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成する。

このような電動機駆動制御方法は、前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定した判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成するので、前記電動機を安定的に駆動できる。

本発明の他の一態様にかかる電動機駆動制御システムは、電動機と、前記電動機を駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御部とを備え、前記電動機駆動制御部は、これら上述のいずれかの電動機駆動制御装置である。

これによれば、これら上述のいずれかの電動機駆動制御装置を備えた電動機駆動制御システムが提供できる。このような電動機駆動制御システムは、これら上述のいずれかの電動機駆動制御装置を備えるので、モデル予測制御で電動機を駆動制御する場合に、電流脈動を低減できる。

本発明にかかる電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法は、モデル予測制御で電動機を駆動制御する場合に、電流脈動を低減できる。そして、本発明によれば、この電動機駆動制御装置を備えた電動機駆動制御システムが提供できる。

実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。 図１に示す第１実施形態の電動機駆動制御システムにおけるＭＰＣ制御部の構成を示すブロック図である。 前記電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。 前記インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。 前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。 前記電動機駆動制御システムにおける動作を示すフローチャートである。 第１実施形態において、速度制御のシミュレーション結果を示す図である。 図１に示す第２実施形態の電動機駆動制御システムにおけるＭＰＣ制御部の構成を示すブロック図である。 第２実施形態において、速度制御のシミュレーション結果を示す図である。 インバータ回路の出力可能な電圧範囲において、速度偏差および電流偏差の平滑度別に関する、速度制御のシミュレーション結果を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の１または複数の実施形態が説明される。しかしながら、発明の範囲は、開示された実施形態に限定されない。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。本明細書において、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。

実施形態における電動機駆動制御システムは、電動機を、制御しつつ、駆動するシステムであり、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置を備える。本実施形態では、電動機駆動制御システムＳは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機を、制御しつつ、駆動する。以下、このような電動機駆動システムについて、第１および第２実施形態で、より具体的に説明する。

（第１実施形態）
図１は、実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。図１には、第１および第２実施形態における電動機駆動制御システムの各構成が図示されており、第１および第２実施形態における電動機駆動システムＳａ、Ｓｂにおいて共通な各構成は、添え字無しで図示され、第１実施形態における電動機駆動システムＳａの構成は、添え字「ａ」を付加することによって図示され、第２実施形態における電動機駆動システムＳｂの構成は、添え字「ｂ」を付加することによって図示されている。図２は、図１に示す第１実施形態の前記電動機駆動制御システムにおけるＭＰＣ制御部の構成を示すブロック図である。図３は、前記電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。図４は、前記インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。図５は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。

第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａは、例えば、図１に示すように、電動機Ｍと、インバータ回路ＩＶと、ＰＷＭ変調器ＰＷと、２相３相変換部ＣＶ１と、モデル予測制御部ＭＣａと、３相２相変換部ＣＶ２と、回転速度処理部ＲＳＣと、電流測定部ＣＳと、回転角度測定部ＶＳとを備える。

電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶに接続され、インバータ回路ＩＶの交流出力で駆動される電動機である。例えば、電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶから出力されるＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電力で駆動される同期電動機、より具体的には、本実施形態では永久磁石式同期電動機（ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ、ＰＭＳＭ）である。なお、電動機Ｍは、これに限定されるものではなく、例えば、例えば、誘導電動機（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏｒ、ＩＭ）やＳＲモータ(Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ ｍｏｔｏｒ、ＳＲＭ）等の他の種類であっても良い。

ＰＷＭ変調器ＰＷは、変更可能なパスル幅で矩形波を出力する回路であり、インバータ回路ＩＶは、直流電力を交流電力に変換する回路であり、本実施形態では、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶにより、三相交流電力で電動機を駆動する、いわゆる３相ＰＷＭインバータモータドライバが構成される。これらＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶは、２相３相変換部ＣＶ１を介してモデル予測制御部ＭＣａに接続され、モデル予測制御部ＭＣａの制御に従って、直流電源Ｖｄｃからの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する。より具体的には、ＰＷＭ変調器ＰＷは、モデル予測制御部ＭＣａの制御に従った周波数およびパルス幅の矩形波を後述の制御信号（ＩＶ制御信号）としてインバータ回路ＩＶへ出力する回路である。インバータ回路ＩＶは、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続され、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って、直流電源Ｖｄｃの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する回路である。インバータ回路ＩＶは、例えば、図３に示すように、直列に接続された２個のスイッチング素子Ｔｒを１組として、互いに並列に接続された３組Ｔｒ１、Ｔｒ４；Ｔｒ２、Ｔｒ５；Ｔｒ３、Ｔｒ６を備える。より具体的には、インバータ回路ＩＶは、６個の第１ないし第６スイッチングＴｒ１～Ｔｒ６を備える。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の、オンオフするスイッチ機能を持つ電力用半導体素子である。第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３の各一方端子（例えば各コレクタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの一方端子に接続される。第１スイッチング素子Ｔｒ１の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第４スイッチング素子Ｔｒ４の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第５スイッチング素子Ｔｒ５の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第６スイッチング素子Ｔｒ６の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。これら第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６の各他方端子（例えば各エミッタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの他方端子に接続される。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６における、スイッチング素子ＴｒをオンオフするためのＩＶ制御信号が入力される各制御端子（例えばゲート端子）は、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続される。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６それぞれにおいて、その一方端子と他方端子との各間それぞれには、他方端子にアノード端子を接続した各ダイオードＤ１～Ｄ６が接続される。そして、第１スイッチング素子Ｔｒ１と第４スイッチング素子Ｔｒ４とを接続する第１接続点は、例えばＵ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＵ相を接続する入力端子に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２と第５スイッチング素子Ｔｒ５とを接続する第２接続点は、例えばＶ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＶ相を接続する入力端子に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３と第６スイッチング素子Ｔｒ６とを接続する第３接続点は、例えばＷ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＷ相を接続する入力端子に接続される。このような構成では、インバータ回路ＩＶは、いわゆる２レベル３相インバータ回路であり、各組の一方のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３と他方のスイッチング素子Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６とは、互いに逆のスイッチング態様（一方がオンの場合には他方がオフで、一方がオフの場合には他方がオンである態様）となるように、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って制御され、直流電源Ｖｄｃの直流電力を変換してＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相の交流電流を電動機Ｍへ出力する。

電流測定部ＣＳは、３相２相変換部ＣＶ２に接続され、インバータ回路ＩＶから電動機Ｍへ流れる電流、本実施形態では、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流それぞれを測定し、その各測定結果を３相２相変換部ＣＶ２へ出力する装置である。電流測定部ＣＳは、例えば交流電流計を備えて構成される。

回転角度測定部ＶＳは、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに接続され、電動機Ｍにおける磁極位置を角度で測定し、その測定結果（回転角度、電気角（＝機械角／電動機Ｍの極対数））を２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに出力する装置である。回転角度測定部ＶＳは、例えば、ロータリエンコーダ（パルスジェネレータ）や、ホールＩＣ等を備えて構成される。なお、センサレスの場合には、回転角度測定部ＶＳは、電動機Ｍのモデルを用いて電流および電圧から電動機Ｍの回転角度を求めても良い。

２相３相変換部ＣＶ１は、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度）およびモデル予測制御部ＭＣａで後述のように求められた平滑電圧パターンに基づく目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊から、この目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するようにＰＷＭ変調器ＰＷを制御するための制御信号（ＰＷＭ制御信号）を求め、このＰＷＭ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷへ出力するものである。

３相２相変換部ＣＶ２は、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、電流測定部ＣＳから入力された測定結果（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）および回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度）から、いわゆるクラーク（Ｃｌａｒｋｅ）変換およびパーク（Ｐａｒｋ）変換によって、励磁電流（ｄ軸電流）ｉ_ｄおよびトルク分電流（ｑ軸電流）ｉ_ｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモデル予測制御部ＭＣへ出力するものである。

回転速度処理部ＲＳＣは、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度）から、電動機Ｍの回転速度ω_ｍを求め、この求めた回転速度ω_ｍをモデル予測制御部ＭＣａへ出力するものである。例えば、回転角度測定部ＶＳで測定された回転角度θ_ｅを時間微分して電動機Ｍの極対数ｐの逆数を乗じることによって回転速度ω_ｍが求められる。

モデル予測制御部ＭＣａは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機ＭをＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを介して駆動制御するものである。モデル予測制御部ＭＣａは、より具体的には、例えば、図２に示すように、制御部１１と、電圧パターン生成部１２と、平滑化部１３ａと、予測部１４と、電圧パターン選択部１５と、ＰＷＭインバータ制御部１６とを備える。

制御部１１は、電動機駆動制御システムＳａの各部を当該各部の機能に応じて制御し、電動機駆動制御システムＳａ全体の制御を司るものである。

電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成するものである。すなわち、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成処理を実施する。インバータ回路ＩＶは、本実施形態では、上述のように、２レベル３相インバータであるので、第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチング態様に応じて、図４に示すように、２^３＝８通りの電圧を出力できる。なお、電圧ベクトルＶ_０は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオフであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオンであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ_０＝（０、０、０））である。電圧ベクトルＶ_７は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオンであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオフであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ_７＝（０、０、０））である。時系列な電圧パターンは、予測する制御周期数である予測ホライズン、および、制御入力である電圧を可変とする制御周期数である制御ホライズンによって決定される。このため、モデル予測制御部ＭＣａには、予め予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値が、モデル予測制御の仕様等に応じて適宜に予め設定され、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な電圧（上述では８通り）、予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値に応じて互いに異なる複数の時系列な電圧パターンを生成する。図５には、一例として、予測ホライズンＮ_ｐが２であり、制御ホライズンＮ_ｃが１である場合のインバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンが樹形図で図示されている。図５では、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンＮ_ｐが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンＮ_ｃが１であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、現在のＮ番目の制御における電圧から、次の（Ｎ＋１）番目の制御では、８通りの電圧Ｖ_０～Ｖ_８に分岐し、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御では、各電圧Ｖ_０～Ｖ_８から、それぞれ当該電圧Ｖ_０～Ｖ_８に維持された８組の時系列な電圧パターンである。なお、他の一例として、予測ホライズンが２であり、制御ホライズンが２である場合、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンが２であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、（Ｎ＋１）番目の制御および（Ｎ＋２）番目の制御それぞれで８通りの電圧Ｖ_０～Ｖ_８に分岐し、６４組の時系列な電圧パターンである。

平滑化部１３ａは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化（スムージング）するものである。すなわち、平滑化部１３ａは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、平滑化部１３ａは、時系列な電圧パターンをローパスフィルタでフィルタリングすることで前記時系列な電圧パターンを平滑化する。より詳しくは、モデル予測制御部ＭＣａが、予め設定された所定の制御周期ごとに繰り返し電動機Ｍを制御する場合、ｋ番目の制御におけるｄｑ軸（回転座標系）での電圧ベクトルをｖ_ｄｑ（ｋ）とし、その平滑化した電圧ベクトルをｖ_ｄｑｓ（ｋ）とし、パラメータとして、平滑化の度合いを調整する平滑度をＫａとする場合に、平滑化部１３ａは、電圧パターン生成部１２によって生成された時系列な電圧パターンを、次式１で平滑化する。式１では、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルをｖ_ｄｑｓ（ｋ）は、それまでの（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）とｋ番目の制御における電圧ベクトルをｖ_ｄｑ（ｋ）とを、平滑度Ｋａで重み付けした重み付け平均することによって求められる。平滑度Ｋａは、０から１までの範囲内で予め適宜に設定される（０≦Ｋａ≦１）。平滑度Ｋａが１に近づくほど、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ）中に占める、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）の割合が大きくなり、逆に、平滑度Ｋａが０に近づくほど、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ）中に占める、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）の割合が大きくなる。なお、電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）は、［ｖ_ｄ（ｋ）、ｖ_ｑ（ｋ）］^Ｔである（ｖ_ｄｑ（ｋ）＝［ｖ_ｄ（ｋ）、ｖ_ｑ（ｋ）］^Ｔ）。

ここで、ｋ＝１の場合における式１の右辺第１項のｖ_ｄｑｓ（０）には、前回の制御周期の制御で実際にインバータ回路ＩＶから出力された電圧値が用いられる。

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、電圧パターン生成部１２で生成された８通りの、２制御周期先までの［ｖ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｖ_ｄｑ（ｋ＋２）］に対し、平滑化部１３ａによって８通りの、２制御周期先までの［ｖ_ｄｑｓ（ｋ＋１）、ｖ_ｄｑｓ（ｋ＋２）］が求められる。

予測部１４は、平滑化部１３ａで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。すなわち、平滑化部１３ａで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量は、回転速度であり、このため、予測部１４は、平滑化したｄ軸電圧ｖ_ｄｓを用いた次式２によってｄ軸電流ｉ_ｄを求め、平滑化したｑ軸電圧ｖ_ｑｓを用いた次式３によってｑ軸電流ｉ_ｑを求める。そして、予測部１４は、次式４によってトルクＴ_ｅを求め、この求めたトルクＴ_ｅを用いた次式５によって回転速度ω_ｍを求める。

ここで、ｉ_ｄ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｄ軸電流であり、ｉ_ｑ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｑ軸電流であり、Ｌ_ｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_ｑは、ｑ軸インダクタンスである。なお、本実施形態では、電動機Ｍが永久磁石式同期電動機であるので、Ｌ_ｄ＝Ｌ_ｑ＝Ｌとなる。Ｔ_ｓは、制御周期であり、Ｒは、電動機Ｍの巻線抵抗であり、ω_ｍ（ｋ）は、ｋ番目の制御における、測定された回転速度（実績の回転速度）であり、ｐは、電動機Ｍにおける極対数であり、Ψは、電動機Ｍにおける永久磁石の鎖交磁束であり、Ｊは、電動機Ｍにおける回転子の慣性モーメントであり、Ｄは、電動機Ｍにおける回転子の動摩擦抵抗である。なお、現在、ｋ番目の制御の場合、（ｋ＋１）、（ｋ＋２）、（ｋ＋３）、・・・は、予測値であることを表している。

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、平滑化部１３ａで求められた８通りの［ｖ_ｄｑｓ（ｋ＋１）、ｖ_ｄｑｓ（ｋ＋２）］に対し、予測部１４によって、８通りの２制御周期先までの［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］および２制御周期先までの［ω_ｍ（ｋ＋１）、ω_ｍ（ｋ＋２）］が各予測値として求められる。なお、電流ベクトルｉ_ｄｑ（ｋ）は、［ｉ_ｄ（ｋ）、ｉ_ｑ（ｋ）］^Ｔである（ｉ_ｄｑ（ｋ）＝［ｉ_ｄ（ｋ）、ｉ_ｑ（ｋ）］^Ｔ）。

電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３ａで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、予測部１４で予測された電動機Ｍの各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択するものである。すなわち、電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３ａで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、予測部１４で予測された電動機Ｍの各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択処理を実施する。より具体的には、電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３ａで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４で予測された電動機Ｍの電流予測値［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ω_ｍ（ｋ＋１）、ω_ｍ（ｋ＋２）］を、例えば次式６の評価式ｇに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価し、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の電流予測値［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ω_ｍ（ｋ＋１）、ω_ｍ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式６の評価式ｇでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ω_ｍ（ｋ＋１）、ω_ｍ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。なお、モデル予測制御部ＭＣａには、外部から制御目的の目標値の回転速度ω_ｍ ^＊が入力され、設定される。

上記式６の評価式ｇは、速度制御の上で重要となることから、速度偏差を第１項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉ_ｄを０に保持することが重要であることから、電流偏差を第２項とし、これら第１項および第２項を係数ａ、ｂで線形結合することで構成されている。したがって、第１項と第２項とにおける相対的な重要度に応じて係数ａ、ｂが予め適宜に決定される。言い換えれば、係数ａ、ｂで第１項と第２項とにおける相対的な重要度が調整できる。すなわち、電動機Ｍの制御で、速度偏差が電流偏差より相対的に重要である場合には、係数ａは、係数ｂより大きく設定され（ａ＞ｂ）、逆に、電動機Ｍの制御で、電流偏差が速度偏差より相対的に重要である場合には、係数ｂは、係数ａより大きく設定され（ｂ＞ａ）、両者が等しく重要である場合には、係数ａは、係数ｂと同値に設定される（ａ＝ｂ）。

ＰＷＭインバータ制御部１６は、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するものである。すなわち、ＰＷＭインバータ制御部１６は、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するＰＷＭインバータ制御処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、ＰＷＭインバータ制御部１６は、現在、ｋ番目の制御である場合に、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンにおける次回の（ｋ＋１）番目の制御でのｄ軸電圧ｖ_ｄ（ｋ＋１）およびｑ軸電圧ｖ_ｑ（ｋ＋１）それぞれをｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊それぞれとして、この目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するように、２相３相変換部ＣＶ１にＰＷＭ制御信号を生成させてこのＰＷＭ制御信号でＰＷＭ変調器ＰＷにＩＶ制御信号を生成させ、この生成させたＩＶ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷからインバータ回路ＩＶへ出力させる。

そして、制御部１１は、前記電圧パターン生成処理、前記平滑化処理、前記予測処理、前記電圧パターン選択処理および前記インバータ制御処理を、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３ａ、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６に、所定の制御周期で繰り返し実施させる。

このようなモデル予測制御部ＭＣａ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、メモリおよびその周辺回路を備えて構成されるマイクロプロセッサで構成可能であり、モデル予測制御部ＭＣａにおける制御部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３ａ、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２、ならびに、回転速度処理部ＲＳＣは、所定のプログラムの実行により、前記ＣＰＵに機能的に構成される。

次に、本実施形態の動作について説明する。図６は、前記電動機駆動制御システムにおける動作を示すフローチャートである。図６には、第１および第２実施形態における電動機駆動制御システムの各処理が図示されており、第１および第２実施形態における電動機駆動システムＳａ、Ｓｂにおいて共通な各処理は、添え字無しで図示され、第１実施形態における電動機駆動システムＳａの処理は、添え字「ａ」を付加することによって図示され、第２実施形態における電動機駆動システムＳｂの処理は、添え字「ｂ」を付加することによって図示されている。図７は、第１実施形態において、速度制御のシミュレーション結果を示す図である。

このような第１実施形態の電動機駆動制御システムＳａでは、電源が投入されると、必要な各部の初期化を実行し、その稼働を始める。そして、例えば、プログラムの実行によって、前記ＣＰＵには、モデル予測制御部ＭＣａ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣが機能的に構成され、モデル予測制御部ＭＣａには、制御部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３ａ、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６が機能的に構成される。

そして、図６に示す処理Ｓ１１ないし処理Ｓ１７の各処理が、電動機Ｍの駆動が停止されるまで、制御部１１によって所定の制御周期ごとに繰り返し実行される。

図６において、まず、今回（ｋ番目）において、電流測定部ＣＳによって測定された各相の電流値が取得され、回転角度測定部ＶＳによって測定された回転角度の値が取得される（Ｓ１１）。電流測定部ＣＳは、この取得した各相の電流値を、３相２相変換部ＣＶ２へ出力し、回転角度測定部ＶＳは、この取得した回転角度値を、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれへ出力する。

続いて、３相２相変換部ＣＶ２は、処理Ｓ１１で取得された各相の電流値および回転角度値から、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモデル予測制御部ＭＣａへ出力し、回転速度処理部ＲＳＣは、処理Ｓ１１で取得された各相の電流値および回転角度値から、回転速度ω_ｍを求め、この求めた回転速度ω_ｍを、モデル予測制御部ＭＣａへ出力する（Ｓ１２）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、電圧パターン生成部１２によって、予め設定された予測ホライズンの値および制御ホライズンの値に応じて、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する（Ｓ１３、電圧パターン生成処理）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、平滑化部１３ａによって、処理Ｓ１２で電圧パターン生成部１２によって生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する（Ｓ１４ａ、平滑化処理）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、予測部１４によって、処理Ｓ１４ａで平滑化部１３ａによって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する（Ｓ１５、予測処理）。より具体的には、本実施形態では、予測部１４は、次式２によってｄ軸電流ｉ_ｄを求め、次式３によってｑ軸電流ｉ_ｑを求め、次式４によってトルクＴ_ｅを求め、次式５によって回転速度予測値ω_ｍを求める。

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、電圧パターン選択部１５によって、処理Ｓ１４ａで平滑化部１３ａによって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、処理Ｓ１５で予測部１４によって予測された電動機Ｍの各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する（Ｓ１６、電圧パターン選択処理）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、ＰＷＭインバータ制御部１６によって、処理Ｓ１６で電圧パターン選択部１５によって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを制御して電動機Ｍを駆動する（Ｓ１７、ＰＷＭインバータ制御処理）。

このように電動機Ｍが、制御目的の目標値の回転速度ω_ｍ ^＊となるように、モデル予測制御で制御され、駆動される。

シミュレーション（数値実験）によって、本実施形態における電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法の効果が検証された。その一実施例の速度制御のシミュレーション結果がその比較例と共に図７に示されている。図７Ａ、図７Ｂおよび図７Ｃは、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図７Ａは、回転速度を示し、図７Ｂは、ｄ軸電流ｉ_ｄを示し、図７Ｃは、ｑ軸電流ｉ_ｑを示す。図７Ｄ、図７Ｅおよび図７Ｆは、比較例による速度制御のシミュレーション結果を示し、図７Ｄは、回転速度を示し、図７Ｅは、ｄ軸電流ｉ_ｄを示し、図７Ｆは、ｑ軸電流ｉ_ｑを示す。図７Ａないし図７Ｆにおける各横軸は、経過時間であり、図７Ａおよび図７Ｄの各縦軸は、回転速度であり、図７Ｂおよび図７Ｅの各縦軸は、ｄ軸電流ｉ_ｄであり、図７Ｃおよび図７Ｆの各縦軸は、ｑ軸電流ｉ_ｑである。比較例は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の電圧パターンを平滑化せずに、そのまま用いる点を除き、前記実施例と同様である。前記実施例および前記比較例では、モデル予測制御の制御周期は、１００μｓｅｃであり、キャリア周波数は、１０ｋＨｚである。前記実施例の平滑度Ｋａは、０．９とした。図７Ｅおよび図７Ｆから分かるように、前記比較例では、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑそれぞれに電流脈動が生じているが、図７Ｂおよび図７Ｃから分かるように、前記実施例では、これに較べて、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑそれぞれの電流脈動が低減されている。そして、図７Ａおよび図７Ｄから分かるように、目標速度の追従性は、前記実施例と前記比較例とで差が無く、制御の応答性が維持されている。なお、図７Ａおよび図７Ｄにおいて、破線は、目標値（参照値、ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を示し、実線は、測定値（ｍｅａｓｕｒｅｄ）を示す。

以上説明したように、本実施形態における電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、候補入力電圧として生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを平滑化した複数の平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。

本実施形態によれば、速度制御できる電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法が提供できる。

次に、別の実施形態について説明する。
（第２実施形態）
平滑化部１３ａで生成され電圧パターン選択部１５で選択された平滑電圧パターンがインバータ回路ＩＶで出力可能であれば、インバータ回路ＩＶは、平滑電圧パターンで交流電力を電動機Ｍに給電でき、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａは、安定的に電動機Ｍを駆動できる。しかしながら、電圧パターン生成部１２は、予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値に応じて互いに異なる複数の時系列な電圧パターンを生成するので、前記電圧パターンがインバータ回路ＩＶで生成できる電圧範囲を超える場合が生じ得る。すなわち、前記電圧パターンが、ＰＷＭ変調器ＰＷのＩＶ制御信号とインバータ回路ＩＶの出力とが一致しない過変調領域になってしまう虞がある。このような場合では、電動機駆動制御システムＳａは、電動機Ｍを安定的に駆動できなくなってしまう。そこで、第２実施形態では、このような平滑電圧パターンが抑制され、電動機Ｍがより安定的に駆動できる。

図８は、図１に示す第２実施形態の電動機駆動制御システムにおけるＭＰＣ制御部の構成を示すブロック図である。このような第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂは、例えば、図１に示すように、電動機Ｍと、インバータ回路ＩＶと、ＰＷＭ変調器ＰＷと、２相３相変換部ＣＶ１と、モデル予測制御部ＭＣｂと、３相２相変換部ＣＶ２と、回転速度処理部ＲＳＣと、電流測定部ＣＳと、回転角度測定部ＶＳとを備える。すなわち、第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂは、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａに対し、モデル予測制御部ＭＣａに代え、モデル予測制御部ＭＣｂを備える。このため、第２実施形態の電動機駆動制御システムＳｂにおける電動機Ｍ、インバータ回路ＩＶ、ＰＷＭ変調器ＰＷ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２、回転速度処理部ＲＳＣ、電流測定部ＣＳおよび回転角度測定部ＶＳは、それぞれ、第１実施形態の電動機駆動制御システムＳａにおける電動機Ｍ、インバータ回路ＩＶ、ＰＷＭ変調器ＰＷ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２、回転速度処理部ＲＳＣ、電流測定部ＣＳおよび回転角度測定部ＶＳと同様であるので、その説明を省略する。

モデル予測制御部ＭＣｂは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機ＭをＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを介して駆動制御するものである。第２実施形態では、モデル予測制御部ＭＣｂは、より具体的には、例えば、図８に示すように、制御部１１と、電圧パターン生成部１２と、平滑化部１３ｂと、予測部１４と、電圧パターン選択部１５と、ＰＷＭインバータ制御部１６と、判定部１７とを備える。すなわち、第２実施形態におけるモデル予測制御部ＭＣｂは、第１実施形態におけるモデル予測制御部ＭＣａに対し、平滑化部１３ａに代え、平滑化部１３ｂを備え、さらに、判定部１７を備える。このため、第２実施形態のモデル予測制御部ＭＣｂにおける制御部１１、電圧パターン生成部１２、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６は、それぞれ、第１実施形態のモデル予測制御部ＭＣａにおける制御部１１、電圧パターン生成部１２、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６と同様であるので、その説明を省略する。

判定部１７は、前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定するものである。すなわち、判定部１７は、前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定する判定処理を実施する。判定部１７は、平滑化部１３ｂで求めた平滑電圧パターンが電源Ｖｄｃの最大電圧以下であるか否かを判定することによって前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定して良いが、本実施形態では、判定部１７は、電動機Ｍへ流れる電流、電動機Ｍの回転速度、インバータ回路ＩＶに給電される最大電圧（インバータ回路ＩＶに給電する電源Ｖｄｃの最大出力電圧）および電動機Ｍの特性パラメータに基づいて前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定する。より具体的には、判定部１７は、電流測定部ＣＳおよび３相２相変換部ＣＶ２で求めたｑ軸電流ｉ_ｑが次式７で与えられる閾値（ｑ軸電流閾値）ｉ_ｑｌｉｍ以下であるか否かを判定し、前記求めたｑ軸電流ｉ_ｑがｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍ以下である場合には、出力可能と判定し、前記求めたｑ軸電流ｉ_ｑがｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍ以下ではない場合（ｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍを超えている場合）には、出力可能ではない（出力不能である）と判定する。判定部１７は、この判定結果を平滑化部１３ｂへ通知する。

ここで、ω_ｍは、回転角度測定部ＶＳおよび回転速処理部ＲＳＣで求められた実績の回転速度である。電動機Ｍの特性パラメータは、電動機Ｍの仕様を決めるパラメータであり、式７では、巻線抵抗Ｒ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑ、永久磁石の鎖交磁束Ψおよび極対数ｐである。極対数ｐは、上述したように、回転角測定部ＶＳで測定した回転角度θ_ｅから回転速度ω_ｍを回転速度処理部ＲＳＣで求める際に用いられる。

この式７は、次式８の不等式から導出される。この不等式８のうち、左辺は、インバータ回路ＩＶに給電される最大電圧（インバータ回路ＩＶに給電する電源Ｖｄｃの最大出力電圧）によって決まるインバータ回路ＩＶで出力可能なインバータ回路ＩＶの最大出力電圧であり、その右辺は、電動機Ｍが現在出力しているトルクおよび回転速度を維持するために必要となる電圧である。この不等式８が成立している場合では、前記電源Ｖｄｃから供給される電圧は、前記電源Ｖｄｃの最大出力電圧以下であって、インバータ回路ＩＶは、現在の電動機Ｍの駆動を維持できる。一方、電動機の回転速度が上昇し、その結果、右辺の値が大きくなり、やがて、不等式８を満たさない場合（（不等式８の左辺）＜（不等式８の右辺））には、電動機Ｍの駆動に必要な電圧は、インバータ回路ＩＶの最大出力電圧（前記電源Ｖｄｃの最大出力電圧）を超えてしまう。すなわち、ＰＷＭ変調器ＰＷのＩＶ制御信号とインバータ回路ＩＶの出力とが一致しない過変調領域に成ってしまう。そこで、回転角度測定部ＶＳおよび回転速処理部ＲＳＣで求められた実績の回転速度ω_ｍを、不等式８の左辺と不等式８の右辺とを等しいとした等式（（不等式８の左辺）＝（不等式８の右辺））に代入し、前記等式をｑ軸電流ｉ_ｑについて解くことによって、現在の回転速度ω_ｍにおいて、過変調領域に至らないｑ軸電流ｉ_ｑのｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍが求められる。

平滑化部１３ｂは、平滑化部１３ａと同様に、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化（スムージング）するものである。すなわち、平滑化部１３ｂは、前記平滑化処理を実施する。ここで、第２実施形態では、平滑化部１３ｂは、判定部１７の判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成する。より具体的には、判定部１７の判定結果が前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能である場合（すなわち、ｉ_ｑ≦ｉ_ｑｌｉｍの場合、言い換えれば、過変調領域ではない場合）では、平滑化部１３ｂは、上述の式１（Ｋａ＞０）によって電圧パターンを平滑化し、平滑電圧パターンを求める。一方、判定部１７の判定結果が前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能ではない場合（すなわち、ｉ_ｑ＞ｉ_ｑｌｉｍの場合、言い換えれば、過変調領域である場合）では、平滑化部１３ｂは、ｖ_ｄｑｓ（ｋ）＝ｖ_ｄｑ（ｋ）とする。すなわち、前記過変調領域では、平滑化部１３ｂの式１による平滑化機能がオフとされ、制御方式がＰＷＭを用いない方式に切り換えられる。言い換えれば、上述の式１において、Ｋａ＝０とされる。これによってＰＷＭ変調器ＰＷのＩＶ制御信号とインバータ回路ＩＶの出力との不一致が回避され、電動機Ｍがより安定的に駆動できる。

なお、本実施形態では、電流測定部ＣＳおよび３相２相変換部ＣＶ２は、前記電動機へ流れる電流を取得する電流取得部の一例に相当し、回転角度測定部ＶＳおよび回転速処理部ＲＳＣは、前記電動機の回転速度を取得する回転速度取得部の一例に相当する。

次に、本実施形態の動作について説明する。このような第２実施形態の電動機駆動制御システムＳｂでは、電源が投入されると、必要な各部の初期化を実行し、その稼働を始める。そして、例えば、プログラムの実行によって、前記ＣＰＵには、モデル予測制御部ＭＣｂ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣが機能的に構成され、モデル予測制御部ＭＣｂには、制御部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３ｂ、予測部１４、電圧パターン選択部１５、ＰＷＭインバータ制御部１６および判定部１７が機能的に構成される。

そして、図６に示す処理Ｓ１１、処理Ｓ１２ｂ、処理Ｓ１３、処理Ｓ１４ｂ、処理Ｓ１５、処理Ｓ１６および処理Ｓ１７の各処理が、電動機Ｍの駆動が停止されるまで、制御部１１によって所定の制御周期ごとに繰り返し実行される。これら第２実施形態における処理Ｓ１１、処理Ｓ１３、処理Ｓ１５、処理Ｓ１６および処理Ｓ１７は、それぞれ、第１実施形態における処理Ｓ１１、処理Ｓ１３、処理Ｓ１５、処理Ｓ１６および処理Ｓ１７と同様であるので、その説明を省略する。

前記処理Ｓ１２ｂでは、上述の処理Ｓ１２ａと同様に、３相２相変換部ＣＶ２は、処理Ｓ１１で取得された各相の電流値および回転角度値から、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモデル予測制御部ＭＣｂへ出力し、回転速度処理部ＲＳＣは、処理Ｓ１１で取得された各相の電流値および回転角度値から、回転速度ω_ｍを求め、この求めた回転速度ω_ｍを、モデル予測制御部ＭＣｂへ出力する。そして、第２実施形態では、さらに、判定部１７は、前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定する。より具体的には、判定部１７は、まず、回転速度処理部ＲＳＣで求めた回転速度ω_ｍを不等式８の左辺とその右辺とを等しいとした前記等式に代入し、ｑ軸電流ｉ_ｑについて解くことによって、現在の回転速度ω_ｍにおけるｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍを求める。次に、判定部１７は、３相２相変換部ＣＶ２で求めたｑ軸電流ｉ_ｑと前記求めたｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍとを比較する。この比較の結果、前記求めたｑ軸電流ｉ_ｑが前記求めたｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍ以下である場合には、判定部１７は、出力可能（ｉ_ｑ≦ｉ_ｑｌｉｍ、非過変調領域）と判定し、一方、前記比較の結果、前記求めたｑ軸電流ｉ_ｑが前記求めたｑ軸電流閾値ｉ_ｑｌｉｍ以下ではない場合には、判定部１７は、出力可能ではない（ｉ_ｑ＞ｉ_ｑｌｉｍ、過変調領域）と判定する。そして、判定部１７は、この判定結果を平滑化部１３ｂへ通知する。

前記処理Ｓ１４ｂでは、処理Ｓ１４ａと同様に、平滑化部１３ｂは、処理Ｓ１２で電圧パターン生成部１２によって生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、式１によって、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する。ここで、第２実施形態では、処理Ｓ１２ｂにおける判定部１７の判定結果が出力可能である場合（ｉ_ｑ≦ｉ_ｑｌｉｍ、非過変調領域）には、予め設定された所定のＫａ（Ｋａ＞０）で式１が用いられ、処理Ｓ１２ｂにおける判定部１７の判定結果が出力可能ではない場合（ｉ_ｑ＞ｉ_ｑｌｉｍ、過変調領域）には、Ｋａ＝０とされ、平滑化部１３ｂは、ｖ_ｄｑｓ（ｋ）＝ｖ_ｄｑ（ｋ）とする。

このように電動機Ｍが、制御目的の目標値の回転速度ω_ｍ ^＊となるように、モデル予測制御で制御され、駆動される。

シミュレーション（数値実験）によって、本実施形態における電動機駆動制御システムＳｂ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法の効果が検証された。その一実施例の速度制御のシミュレーション結果が図９に示されている。図９Ａ、図９Ｂおよび図９Ｃは、第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図９Ａは、回転速度を示し、図９Ｂは、ｄ軸電流ｉ_ｄを示し、図９Ｃは、ｑ軸電流ｉ_ｑを示す。図９Ａないし図９Ｃにおける各横軸は、経過時間であり、図９Ａの縦軸は、回転速度であり、図９Ｂの縦軸は、ｄ軸電流ｉ_ｄであり、図９Ｃの縦軸は、ｑ軸電流ｉ_ｑである。図７に示す第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａによる速度制御のシミュレーションと同様に、モデル予測制御の制御周期は、１００μｓｅｃであり、キャリア周波数は、１０ｋＨｚである。前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能である場合である線形領域（ｉ_ｑ≦ｉ_ｑｌｉｍ、非過変調領域）では、平滑度Ｋａは、０．９とされ、過変調領域（ｉ_ｑ＞ｉ_ｑｌｉｍ）では、平滑度Ｋａ＝０である。シミュレーションは、負荷トルクを一定とし、目標速度を加速（増加）させていき、線形領域と過変調領域との境界をまたぐように駆動領域を変化させることによって実施された。図９から分かるように、線形領域では、電圧パターンを平滑化していることから、第１実施形態と同様に、電流脈動が抑制できている。さらに、速度が増加され、ＰＷＭを用いた制御方式では、制御が不安定になる過変調領域においても、第２実施形態では、線形領域から過変調領域になると、電圧パターンを平滑化しないことで、速度制御が安定している。

以上説明したように、第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法と同様の作用効果を奏する。そして、第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定した判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成するので、電動機Ｍを安定的に駆動できる。

第２実施形態における電動機駆動制御システムＳｂ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、その取得した電流および回転速度（電動機Ｍの駆動状態）、ならびに、予め求められる最大電圧および特性パラメータに基づいて前記平滑電圧パターンをインバータ回路ＩＶで出力可能か否かを判定するので、電動機Ｍの駆動状態からリアルタイムで前記判定を実施できる。

すなわち、前記特許文献１や特許文献２に開示されたモデル予測制御を比較例とした場合、第１実施形態、第２実施形態および前記比較例における各作用効果を定性的に比較すると、表１の通りである。ここで、「◎」は、その作用効果が好ましいことを表し、「○」は、その作用効果が普通であることを表し、「×」は、その作用効果が好ましくないことを表す。

なお、上述の第１および第２実施形態において、電動機駆動制御システムＳａ、Ｓｂ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、平滑度Ｋａが調整可能に構成されても良い。このような場合では、例えば、図２および図８に破線で示すように、平滑化部１３ａ、１３ｂは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部（ＤＬＰＦ部）１３１と、所定の平滑度Ｋａとなるように、ＤＬＰＦ１３１のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部１３２とを備える。このようなＤＬＰＦ１３１およびフィルタ係数制御部１３２は、例えば、前記ＣＰＵに機能的に構成される。前記所定の平滑度Ｋａは、例えばディップスイッチ、ロータリスイッチおよびキーボード等の数値を入力できる、ＭＰＣ制御部ＭＣに接続された図略の入力手段によって、外部から入力され、フィルタ係数制御部１３２に与えられる。

シミュレーション（数値実験）によって、第１実施形態において、このような電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法における平滑度別の効果が検証された。なお、第２実施形態についても、同様に、シミュレーションできる。

図１０は、インバータ回路の出力可能な電圧範囲において、速度偏差および電流偏差の平滑度別に関する、速度制御のシミュレーション結果を示す図である。図１０Ａ、図１０Ｂおよび図１０Ｃは、平滑度Ｋａが０．３である場合を示し、図１０Ｄ、図１０Ｅおよび図１０Ｆは、平滑度Ｋａが０．６である場合を示し、図１０Ｇ、図１０Ｈおよび図１０Ｉは、平滑度Ｋａが０．９である場合を示す。図１０Ａ、図１０Ｄおよび図１０Ｇは、回転速度を示し、その各横軸は、経過時間であり、その各縦軸は、回転速度である。図１０Ｂ、図１０Ｅおよび図１０Ｈは、ｄ軸電流ｉ_ｄを示し、その各横軸は、経過時間であり、その各縦軸は、ｄ軸電流ｉ_ｄである。図１０Ｃ、図１０Ｆおよび図１０Ｉは、ｑ軸電流ｉ_ｑを示し、その各横軸は、経過時間であり、その各縦軸は、ｑ軸電流ｉ_ｑである。これら平滑度別のシミュレーションでは、モデル予測制御の制御周期は、１００μｓｅｃであり、キャリア周波数は、１０ｋＨｚである。

これら図１０および図１０Ｃと、図１０Ｅおよび図１０Ｆと、図１０Ｈおよび図１０Ｉとから分かるように、平滑度Ｋａを大きく調整するに従って、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑそれぞれの電流脈動が低減されている。また、図１０Ａ、図１０Ｄおよび図１０Ｇから分かるように、平滑度Ｋａを大きく調整するに従って、応答性を確保しつつ電流脈動を改善できる。そして、電流脈動が改善できる結果、出力トルクの脈動も改善（減少）し、速度脈動も改善（減少）できる。このような傾向を考慮することによって、平滑度Ｋａは、例えば、０≦Ｋａ≦１の下で、電動機駆動制御システムＳの仕様で許容されている範囲で適宜に調整されて良い。なお、図１０Ａ、図１０Ｄおよび図１０Ｇにおいて、破線は、目標値（参照値、ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を示し、実線は、測定値（ｍｅａｓｕｒｅｄ）を示す。

また、上述の第１および第２実施形態では、速度制御するために、前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量は、回転速度であったが、これに限定されるものではなく、他であっても良い。例えば、トルク制御するために、前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量は、駆動電流であっても良い。これによれば、駆動電流制御によるトルク制御できる電動機駆動制御システムＳａ、Ｓｂ、電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法が提供できる。

この場合では、予測部１４は、処理Ｓ１５において、平滑化したｄ軸電圧ｖ_ｄｓを用いた前記式２によってｄ軸電流ｉ_ｄを求め、平滑化したｑ軸電圧ｖ_ｑｓを用いた前記式３によってｑ軸電流ｉ_ｑを求める。したがって、この場合では、前記式４および前記式５は、用いられない。そして、電圧パターン選択部１５は、処理Ｓ１６において、平滑化部１３ａ、１３ｂで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４で予測された電動機Ｍの電流予測値［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］を、例えば次式９の評価式ｇに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価し、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の電流予測値［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）、ｉ_ｄｑ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式９の評価式ｇでは、評価値が小さいほど、評価が高い。

上記式９の評価式ｇは、トルク制御の上で重要となることから、ｑ軸電流ｉ_ｑの電流偏差を第１項とし、上述のように、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉ_ｄを０に保持することが重要であることから、ｄ軸電流ｉ_ｄの電流偏差を第２項とし、これら第１項および第２項を係数ａ、ｂで線形結合することで構成されている。したがって、第１項と第２項とにおける相対的な重要度に応じて係数ａ、ｂが予め適宜に決定される。

本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。

Ｓａ、Ｓｂ 電動機駆動制御システム
Ｍ 電動機
ＩＶ インバータ回路
ＰＭ ＰＷＭ変調器
ＭＣａ、ＭＣｂ モデル予測制御部
ＣＳ 電流測定部
ＶＳ 回転角度測定部
ＣＶ１ ２相３相変換部
ＣＶ２ ３相２相変換部
ＲＳＣ 回転速度処理部
１１ 制御部
１２ 電圧パターン生成部
１３ａ、１３ｂ 平滑化部
１４ 予測部
１５ 電圧パターン選択部
１６ ＰＷＭインバータ制御部
１７ 判定部
１３１ デジタルローパスフィルタ部（ＤＬＰＦ部）
１３２ フィルタ係数制御部

Claims (9)

1. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、
   前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
   前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、
   前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
   前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、前記予測部で予測された前記電動機の各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択部と、
   前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備える、
   電動機駆動制御装置。
2. 前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する判定部をさらに備え、
   前記平滑化部は、前記判定部の判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成する、
   請求項１に記載の電動機駆動制御装置。
3. 前記平滑化部は、
   前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部と、
   平滑化の度合いを表す所定の平滑度となるように、前記デジタルローパスフィルタ部のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部とを備える、
   請求項１または請求項２に記載の電動機駆動制御装置。
4. 前記電動機の制御目的に関する所定の物理量は、回転速度である、
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動制御装置。
5. 前記電動機の制御目的に関する所定の物理量は、駆動電流である、
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動制御装置。
6. 前記電動機へ流れる電流を取得する電流取得部と、
   前記電動機の回転速度を取得する回転速度取得部とをさらに備え、
   前記判定部は、前記電流取得部で取得した電流、前記回転速度取得部で取得した回転速度、前記インバータ回路に給電される最大電圧および前記電動機の特性パラメータに基づいて前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する、
   請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電動機駆動制御装置。
7. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、
   前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成工程と、
   前記電圧パターン生成工程で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化工程と、
   前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測工程と、
   前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、前記予測工程で予測された前記電動機の各予測値の中で最も高い評価の予測値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する電圧パターン選択工程と、
   前記電圧パターン選択工程で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御工程とを備える、
   電動機駆動制御方法。
8. 前記平滑電圧パターンを前記インバータ回路で出力可能か否かを判定する判定工程をさらに備え、
   前記平滑化工程は、前記判定工程の判定結果に基づいて前記平滑電圧パターンを生成する、
   請求項７に記載の電動機駆動制御方法。
9. 電動機と、
   前記電動機を駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御部とを備え、
   前記電動機駆動制御部は、請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の電動機駆動制御装置である、
   電動機駆動制御システム。

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