JP7149180B2 - マイクアンプ - Google Patents

Description

本発明は、ＰＤＭ駆動回路の駆動能力を調整できるようしたマイクアンプに関する。

一般的なマイクアンプ１０Ｃは、図７に示すように、チャージポンプ回路１１と、そのチャージポンプ回路１１によってバイアス電圧が供給されるトランスデューサーとしてのＭＥＭＳマイクロホン１２と、そのＭＥＭＳマイクロホン１２で発生した音圧信号を低雑音の電気の音声信号に変換して増幅する低雑音増幅器１３と、その低雑音増幅器１３から出力する音声信号をＰＤＭ（パルス密度変調）信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４と、そのＡ／Ｄ変換器１４から出力するＰＤＭ信号を入力してＰＤＭ駆動信号を生成するＰＤＭ駆動回路１５を備える。１６ＡはＰＤＭ駆動回路１５に動作電流を供給する電流源回路、１７はＡ／Ｄ変換器１４用のクロック信号ＣＬＫが入力するクロック端子、１８はＰＤＭ駆動信号の出力端子である。なお、トランスジューサとしては、ＭＥＭＳマイクロホン以外に、容量形マイクロホンや圧電型マイクロホンを使用することもできる。

ＰＤＭ駆動回路１５は、一般的に電流源回路１６Ａによって固定の動作電流が与えられ、これによって駆動能力が一定に設定されている。このマイクアンプ１０Ｃは、出力端子１８からプリント基板上で例えば数ｃｍのパターン配線で次段のコーディックＩＣやＤＳＰなどの受信器に接続されたり、あるいは、出力端子１８から例えば１ｍ程度の長さのケーブルを介して次段の測定器などの受信器に接続される。このため、マイクアンプ１０Ｃの負荷容量は、接続される受信器の状況によって数ｐＦ～１４０ｐＦ程度まで大きく異なる。

ところが、従来のマイクアンプ１０ＣのＰＤＭ駆動回路１５は、動作電流が固定であるので駆動能力が一定となっている。このため、その動作電流を大きい負荷容量に合わせて大きく設計したときは、瞬間的に流れる貫通電流が多くなるので、結果としてＰＤＭ駆動回路１５の内部の電源電圧が大きく変動してしまう。これによってノイズが増加しＳＮＲ劣化につながる。この様子を図８（ａ）に示した。Ｖｔｈ０は受信器が動作するための閾値電圧である。

逆に、小さい負荷容量に合わせて動作電流を小さく設計したときは、貫通電流は抑制されてＰＤＭ駆動回路１５の内部の電源電圧の変動は少なく、ノイズ特性の悪化が抑制され高いＳＮＲを維持できる。この場合は、出力電圧が受信器の閾値電圧Ｖｔｈ０に達しなくなって受信器を駆動できなくなり、受信器に信号が伝わらずファンクションエラーとなってしまう事態が発生する場合がある。この様子を図８（ｂ）に示した。このような事態が発生することは製品として致命的であり、設計方針としてはノイズ特性を犠牲にしても大きな負荷容量に合わせて設計するしかなかった。

本発明の目的は、受信器の負荷容量に応じてファンクションエラーを起こさない最小の駆動能力を選択でき、ＳＮＲの劣化を最小限に抑えることができるようにしたマイクアンプを提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、マイクロホンの音声信号をＰＤＭ信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力されるＰＤＭ信号を入力しＰＤＭ駆動信号を生成して出力端子から負荷に出力するＰＤＭ駆動回路を有するマイクアンプにおいて、前記ＰＤＭ駆動信号を２値化した出力信号を出力するバッファ回路と、該バッファ回路の出力信号の論理と前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるＰＤＭ信号の論理を比較する判定回路とを備え、前記ＰＤＭ駆動回路は、電源投入時には最小の動作電流に制御され、前記判定回路の判定結果に基づいて動作電流が調整されるに際し、前記ＰＤＭ信号の論理と前記バッファ回路の出力信号の論理が不一致のとき動作電流が１ステップ増大し、前記ＰＤＭ信号の論理と前記バッファ回路の出力信号の論理が一致するとき動作電流が現状維持されることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のマイクアンプにおいて、前記バッファ回路は、ハイサイド閾値を有するハイサイドバッファ回路とロウサイド閾値を有するロウサイドバッファ回路からなり、前記判定回路は、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第１論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の論理と前記ハイサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路の動作電流を制御し、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第２論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の論理と前記ロウサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路の動作電流を制御する、ことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のマイクアンプにおいて、前記バッファ回路は、ハイサイド閾値を有するハイサイドバッファ回路とロウサイド閾値を有するロウサイドバッファ回路からなり、前記判定回路は、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第１論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号と前記ハイサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路のハイサイドの動作電流を制御し、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第２論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号と前記ロウサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路のロウサイドの動作電流を制御する、ことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１乃至３のいずれか１つに記載のマイクアンプにおいて、前記Ａ／Ｄ変換器はクロック信号の一方のエッジで前記ＰＤＭ信号を出力し、前記判定回路は前記クロック信号の他方のエッジで判定を行うことを特徴とする。

本発明によれば、ＰＤＭ駆動回路の駆動能力が負荷容量に応じて自動調整されるので、ファンクションエラーを起こすことなく、電源電圧変動によるＳＮＲの劣化を最小限にすることが可能となる。

本発明の第１実施例のマイクアンプの回路図である。 図１のマイクアンプの動作波形図である。 本発明の第２実施例のマイクアンプの回路図である。 図３のマイクアンプの動作波形図である。 本発明の第３実施例のマイクアンプの回路図である。 図５のマイクアンプの動作波形図である。 従来のマイクアンプの回路図である。 図５のマイクアンプの負荷容量による動作波形図である。

＜第１実施例＞
図１に本発明の第１実施例のマイクアンプ１０の回路図を示す。図１に示すように、チャージポンプ回路１１と、そのチャージポンプ回路１１によってバイアス電圧が供給されるトランスデューサーとしてのＭＥＭＳマイクロホン１２と、そのＭＥＭＳマイクロホン１２で発生した音圧信号を低雑音の電気の音声信号に変換して増幅する低雑音増幅器１３と、その低雑音増幅器１３から出力する音声信号をＰＤＭ信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４と、そのＡ／Ｄ変換器１４から出力するＰＤＭ信号を入力してＰＤＭ駆動信号を生成するＰＤＭ駆動回路１５を備える。さらに、本実施例のマイクアンプ１０では、図７のマイクアンプ１０Ｃに対して、バッファ回路１９、判定回路２０が追加され、電流源回路１６Ａは電流源回路１６に置き換わっている。３０は入力容量Ｃ１を有する受信器である。４０は寄生容量Ｃ２を有するケーブルであり、マイクアンプ１０の出力端子１８と受信器３０を接続している。容量Ｃ１，Ｃ２はマイクアンプ１０の負荷容量となる。なお、トランスジューサとしては、ＭＥＭＳマイクロホン以外に、容量形マイクロホンや圧電型マイクロホンを使用することもできる。

バッファ回路１９は、内部に閾値Ｖｔｈ１９を備え、ＰＤＭ駆動回路１５から出力端子１８に現れるＰＤＭ駆動電圧Ｖ１５のレベルがその閾値Ｖｔｈ１９を超えれば、その出力電圧Ｖ１９を“Ｈ”にし、超えなければ“Ｌ”にする。このバッファ回路１９は次段につながる受信器３０の閾値Ｖｔｈ０をエミュレートする役割を果たし、受信器３０が受け取ることができる信号であるか否かを判定する。

判定回路２０は、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４の論理とバッファ回路１９の出力電圧Ｖ１９の論理を比較する。この比較では、クロック端子１７に入力するクロックＣＬＫの立ち下がりにおいて、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理が「不一致」であれば、駆動能力が足りないとする判定結果を出する。また、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理が「一致」していれば、駆動能力は足りているとする判定結果を出す。

電流源回路１６は、ｎ個の電流源Ｉ１～Ｉｎ（電流値はＩ１～Ｉｎ）と、各電流源Ｉ１～Ｉｎのそれぞれに１個ずつ接続されたｎ個のスイッチＳ１～Ｓｎを備える。例えば、スイッチＳ１がＯＮすれば、電流Ｉ１が選択される。そして、各スイッチＳ１～Ｓｎは、判定回路２０の判定結果が「不一致」になるごとに、ＯＮするスイッチの数が１つずつ増加するよう調整される。「一致」のときはＯＮするスイッチの数は前回から変化しない。

図２にマイクアンプ１０の動作波形を示す。ここでは、Ａ／Ｄ変換器１４から出力するＰＤＭ電圧Ｖ１４がクロックＣＬＫの立上りに同期して“Ｈ”→“Ｌ”→“Ｈ”→“Ｌ”→・・・を繰り返す場合において、負荷容量が小さい場合について説明する。

電源投入時は、電流源回路１６はスイッチＳ１のみがＯＮして、電流源回路１６の電流Ｉ１がＰＤＭ駆動回路１５に供給される。つまり、ＰＤＭ駆動回路１５は最小値の駆動能力から開始する。これは、最小の動作電流で次段の受信器３０を十分駆動できる環境であれば、最も良いＳＮＲを得ることができるからである。

この後は、クロックＣＬＫの立ち下がりのタイミングにおいて、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４の論理とバッファ回路１９の出力電圧Ｖ１９の論理が比較される。

時刻ｔ１では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳ２が追加してＯＮとなって、電流源回路１６の２個の電流Ｉ１，Ｉ２の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５に供給され、その駆動能力が増大する。

時刻ｔ２では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「一致」するので、電流源回路１６はスイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ状態から変化せず、現状が維持される。

時刻ｔ３では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳ３が追加してＯＮとなって、電流源回路１６の３個の電流Ｉ１～Ｉ３の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５に供給され、その駆動能力がさらに増大する。

時刻ｔ４では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「一致」するので、電流源回路１６はスイッチＳ１～Ｓ３のＯＮ状態から変化せず、現状が維持される。

時刻ｔ５では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳ４が追加してＯＮとなって、電流源回路１６の４個の電流Ｉ１～Ｉ４の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５に供給され、その駆動能力がさらに増大する。

時刻ｔ６～ｔ１０では、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理は「一致」するので、電流源回路１６はスイッチＳ１～Ｓ４のＯＮ状態から変化せず、現状が維持されることになる。

以上において、電流Ｉ１～Ｉｎが同じ電流値であれば、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９の論理が「不一致」になるごとに、ＰＤＭ駆動回路１５の駆動能力が２倍、３倍、４倍、・・・・と増大していく。また、電流Ｉ１～Ｉｎに、例えばＩ１＝１μＡ、Ｉ２＝０．５μＡ、Ｉ３＝０．２５μＡ、・・・のような減少する重みつけをすれば、ＰＤＭ駆動回路１５の駆動能力の増大傾向は緩やかになる。逆に増大する重みつけをすれば、ＰＤＭ駆動回路１５の駆動能力の増大傾向は急峻になる。

以上によって本実施例によれば、ＰＤＭ駆動回路１５の駆動能力が負荷容量に応じて必要最小値に自動調整され、電源電圧変動によるＳＮＲの劣化を最小限にすることが可能となる。

＜第２実施例＞
図３に本発明の第２実施例のマイクアンプ１０Ａの回路図を示す。受信器３０とケーブル４０は図示を省略している。図１で説明したマイクアンプ１０では、電流源回路１６によってＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドの動作電流を制御していた。つまり、ロウサイドは電流源を使用せず、または固定電流の電流源を使用する場合を想定していた。

これに対して本実施例のマイクアンプ１０Ａは、ＰＤＭ駆動回路１５のハイサイド電流源回路１６Ｈとロウサイド電流源回路１６Ｌを共通に制御する。これは、ハイサイドで大きな電流が必要なときは、ロウサイドでも同様に大きな電流が必要になるであろうとの理由からである。

ハイサイド電流源回路１６Ｈはｎ個の電流源１Ｈ１～１Ｈｎと、ｎ個のスイッチＳＨ１～ＳＨｎを備えている。また、ロウサイド電流源回路１６Ｌはｎ個の電流源１Ｌ１～１Ｌｎと、ｎ個のスイッチＳＬ１～ＳＬｎを備えている。これらスイッチＳＨ１～ＳＨｎ、ＳＬ１～ＳＬｎは判定回路２０によって共通に制御される。また、図１のマイクアンプ１０に対して、バッファ回路１９を２個のハイサイドバッファ回路１９Ｈとロウサイド１９Ｌに置き換え、セレクタ２１が追加されている。

ハイサイドバッファ回路１９Ｈは、内部にハイサイド閾値Ｖｔｈ１９Ｈを備え、ＰＤＭ駆動回路１５のＰＤＭ駆動電圧Ｖ１５のレベルがその閾値Ｖｔｈ１９Ｈを超えれば、その出力電圧Ｖ１９Ｈを“Ｈ”にし、超えなければ“Ｌ”にする。このハイサイドバッファ回路１９Ｈは次段につながる図示を省略した受信器３０の“Ｈ”側の閾値をエミュレートする役割を果たし、受信器３０が受け取ることができる“Ｈ”側のレベルを超えるか否かを判定する。図１で説明したマイクアンプ１０における閾値Ｖｔｈ１９との関係では、例えば、Ｖｔｈ１９Ｈ＝Ｖｔｈ１９である。

ロウサイドバッファ回路１９Ｌは、内部にロウサイド閾値Ｖｔｈ１９Ｌを備え、ＰＤＭ駆動回路１５のＰＤＭ駆動電圧Ｖ１５のレベルがその閾値Ｖｔｈ１９Ｌを超えれば、その出力電圧Ｖ１９Ｌを“Ｈ”にし、超えなければ“Ｌ”にする。このロウサイドバッファ回路１９Ｌは次段につながる図示を省略した受信器３０の“Ｌ”側の閾値をエミュレートする役割を果たし、受信器３０が受け取ることができる“Ｌ”レベルを下回るか否かを判定する。

セレクタ２１は、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４の論理が“Ｈ”のときはハイサイドバッファ回路１９Ｈの出力電圧Ｖ１９Ｈを選択し、“Ｌ”のときはロウサイドバッファ回路１９Ｌの出力電圧Ｖ１９Ｌを選択する。

判定回路２０は、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４とセレクタ２１の出力電圧Ｖ２１を比較する。この比較では、第１実施例と同様に、クロック端子１７に入力するクロックＣＬＫの立ち下がりにおいて、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ２１の論理が「不一致」であれば、駆動能力が足りないとする判定結果を出し、電圧Ｖ１４の論理とＶ２１の論理が「一致」していれば、駆動能力は足りているとする判定結果を出す。

図４にマイクアンプ１０Ａの動作波形を示す。ここでは、Ａ／Ｄ変換器１４から出力するＰＤＭ信号の電圧Ｖ１４がクロックＣＬＫの立上りに同期して“Ｈ”→“Ｈ”→“Ｌ”→“Ｌ”→“Ｈ”→“Ｈ”→・・・を繰り返す場合において、負荷容量が大きい場合について説明する。

電源投入時は、電流源回路１６ＡはスイッチＳＨ１，ＳＬ１がＯＮして、ハイサイド電流源回路１６Ｈの電流ＩＨ１がＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドに供給され、ロウサイド電流源回路１６Ｌの電流ＩＬ１がＰＤＭ駆動回路１５のロウサイドに供給される。つまり、ＰＤＭ駆動回路１５は最小値の駆動能力から開始する。これは、最小の電流値で次段の受信器３０を十分駆動できる環境であれば、最も良いＳＮＲを得ることができるためである。

この後は、クロックＣＬＫの立ち下がりのタイミングにおいて、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４が“Ｈ”のときは、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４の論理とハイサイドバッファ回路１９Ｈの出力電圧Ｖ１９Ｈの論理が比較される。また、ＰＤＭ電圧Ｖ１４が“Ｌ”のときは、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４の論理とロウサイドバッファ回路１９Ｌの出力電圧Ｖ１９Ｌの論理が比較される。

時刻ｔ１では、電圧Ｖ１４は“Ｈ”であるので、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９Ｈの論理が比較される。このときは「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳＨ２，ＳＬ２が追加してＯＮとなって、ハイサイド電流源回路１６Ｈの２個の電流ＩＨ１，ＩＨ２の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドに供給され、ロウサイド電流源回路１６Ｌの２個の電流ＩＬ１，ＩＬ２の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のロウサイドに供給され、その駆動能力が増大する。

時刻ｔ２でも、電圧Ｖ１４は“Ｈ”であるので、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９Ｈの論理が比較される。このときも「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳＨ，ＳＬ３が追加してＯＮとなって、ハイサイド電流源回路１６Ｈの３個の電流ＩＨ１～ＩＨ３の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドに供給され、ロウサイド電流源回路１６Ｌの３個の電流ＩＬ１～ＩＬ３の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のロウサイドに供給され、その駆動能力が増大する。

時刻ｔ３では、電圧Ｖ１４は“Ｌ”であるので、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９Ｌの論理が比較される。このときは「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳＨ４，ＳＬ４が追加してＯＮとなって、ハイサイド電流源回路１６Ｈの４個の電流ＩＨ１～ＩＨ４の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドに供給され、ロウサイド電流源回路１６Ｌの４個の電流ＩＬ１～ＩＬ４の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５Ｌのロウサイドに供給され、その駆動能力が増大する。

時刻ｔ４でも、電圧Ｖ１４は“Ｌ”であるので、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９Ｌの論理が比較されるが、このときは「一致」しているので、ハイサイド電流源回路１６ＨはスイッチＳＨ１～ＳＨ４のＯＮ状態から変化せず、ロウサイド電流源回路１６ＬはスイッチＳＬ１～ＳＬ４のＯＮ状態から変化せず、現状が維持される。

時刻ｔ５では、電圧Ｖ１４は“Ｈ”であるので、電圧Ｖ１４の論理と電圧Ｖ１９Ｈの論理が比較される。このときは「不一致」であるので、判定回路２０によってスイッチＳＨ５，ＳＬ５が追加してＯＮとなって、ハイサイド電流源回路１６Ｈの５個の電流ＩＨ１～ＩＨ５の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドに供給され、ロウサイド電流源回路１６Ｌの５個の電流ＩＬ１～ＩＬ５の合計電流がＰＤＭ駆動回路１５のロウサイドに供給され、その駆動能力が増大する。

時刻ｔ６～ｔ１０では、図４に示すようになり、ロウサイド電流源回路１６ＨはスイッチＳＨ１～ＳＨ５のＯＮ状態から変化せず、ハイサイド電流源回路１６ＬはスイッチＳＬ１～ＳＬ５のＯＮ状態から変化せず、現状が維持される。

本実施例によれば、ハイサイドバッファ回路１９Ｈとロウサイドバッファ回路１９Ｌを用いて２個の閾値Ｖｔｈ１９Ｈ，Ｖｔｈ１９Ｌを設定しているので、受信器３０への過大入力を防止できるとともに必要な過小入力を補償することができ、受信器３０に適正に調整されたＰＤＭ駆動信号を送出することができ、電源電圧変動によるＳＮＲの劣化を最小限にすることが可能となる。

＜第３実施例＞
図５に本発明の第３実施例のマイクアンプ１０Ｂの回路図を示す。ここでも受信器３０とケーブル４０は図示を省略している。図３で説明したマイクアンプ１０Ａでは、ハイサイド電流源回路１６Ｈ，ロウサイド電流源回路１６ＬによってＰＤＭ駆動回路１５のハイサイドとロウサイドの両方の動作電流を共通に制御していた。

これに対して本実施例のマイクアンプ１０Ｂは、ＰＤＭ駆動回路１５のハイサイド電流源回路１６Ｈとロウサイド電流源回路１６Ｌを個別に制御する。これにより、ＰＤＭ駆動回路１４のハイサイドとロウサイドの動作電流の細かい制御が可能となる。

この場合は、判定回路２０を、ハイサイドバッファ回路１９Ｈの出力電圧Ｖ１９Ｈを入力するハイサイド判定回路２０Ｈと、ロウサイドバッファ回路１９Ｌの出力電圧Ｖ１９Ｌを入力するロウサイド判定回路２０Ｌに分ける。そして、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４が“Ｈ”のときに、ハイサイド判定回路２０Ｈによってハイサイド電流源回路１６Ｈの電流を制御する。また、Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４が“Ｌ”のときに、ロウサイド判定回路２０Ｌによってロウサイド電流源回路１６Ｌの電流を制御する。セレクタ２１は不要になる。

図６にマイクアンプ１０Ｂの動作波形を示した。Ａ／Ｄ変換器１４のＰＤＭ電圧Ｖ１４とＰＤＭ駆動回路１５のＰＤＭ駆動電圧Ｖ１５が、図４の波形図におけるものと同じ場合である。このときは、ハイサイド電流源回路１６Ｈでは、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ５においてハイサイド判定回路２０Ｈで不一致が検出されるので、電流源の数は時刻ｔ１で２個（ＩＨ１，ＩＨ２）、時刻２で３個（Ｉｈ１～ＩＨ３）、時刻ｔ５で４個（Ｉｈ１～ＩＨ４）にそれぞれ増大する。また、ロウサイド電流源回路１６Ｌでは、時刻ｔ３においてロウサイド判定回路２０Ｌで不一致が検出されるので、電流源の数は時刻ｔ３で２個（ＩＬ１，ＩＬ２）に増大する。

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ：マイクアンプ
１１：チャージポンプ
１２：ＭＥＭＳマイクロホン
１３：低雑音増幅器
１４：Ａ／Ｄ変換器
１５：ＰＤＭ駆動回路
１６，１６Ａ：電流源回路、１６Ｈ：ハイサイド電流源回路、１６Ｌ：ロウサイド電流源回路、
１７：クロック端子
１８：出力端子
１９：バッファ回路、１９Ｈ：ハイサイドバッファ回路、１９Ｌ：ロウサイドバッファ回路
２０：判定回路、２０Ｈ：ハイサイド判定回路、２０Ｌ：ロウサイド判定回路
２１：セレクタ
３０：受信器
４０：ケーブル

Claims (4)

1. マイクロホンの音声信号をＰＤＭ信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力されるＰＤＭ信号を入力しＰＤＭ駆動信号を生成して出力端子から負荷に出力するＰＤＭ駆動回路を有するマイクアンプにおいて、
   前記ＰＤＭ駆動信号を２値化した出力信号を出力するバッファ回路と、該バッファ回路の出力信号の論理と前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるＰＤＭ信号の論理を比較する判定回路とを備え、
   前記ＰＤＭ駆動回路は、電源投入時には最小の動作電流に制御され、前記判定回路の判定結果に基づいて動作電流が調整されるに際し、前記ＰＤＭ信号の論理と前記バッファ回路の出力信号の論理が不一致のとき動作電流が１ステップ増大し、前記ＰＤＭ信号の論理と前記バッファ回路の出力信号の論理が一致するとき動作電流が現状維持される、
   ことを特徴とするマイクアンプ。
2. 請求項１に記載のマイクアンプにおいて、
   前記バッファ回路は、ハイサイド閾値を有するハイサイドバッファ回路とロウサイド閾値を有するロウサイドバッファ回路からなり、
   前記判定回路は、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第１論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の論理と前記ハイサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路の動作電流を制御し、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第２論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の論理と前記ロウサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路の動作電流を制御する、
   ことを特徴とするマイクアンプ。
3. 請求項１に記載のマイクアンプにおいて、
   前記バッファ回路は、ハイサイド閾値を有するハイサイドバッファ回路とロウサイド閾値を有するロウサイドバッファ回路からなり、
   前記判定回路は、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第１論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号と前記ハイサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路のハイサイドの動作電流を制御し、前記Ａ／Ｄ変換器から出力する前記ＰＤＭ信号が第２論理のときは前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号と前記ロウサイドバッファ回路の出力信号の論理を比較して前記ＰＤＭ駆動回路のロウサイドの動作電流を制御する、
   ことを特徴とするマイクアンプ。
4. 請求項１乃至３のいずれか１つに記載のマイクアンプにおいて、
   前記Ａ／Ｄ変換器はクロック信号の一方のエッジで前記ＰＤＭ信号を出力し、前記判定回路は前記クロック信号の他方のエッジで判定を行うことを特徴とするマイクアンプ。

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