JP7132070B2

JP7132070B2 - Switch controllers, isolated DC/DC converters, AC/DC converters, power adapters and electrical equipment

Info

Publication number: JP7132070B2
Application number: JP2018190207A
Authority: JP
Inventors: 英夫原
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-10-05
Filing date: 2018-10-05
Publication date: 2022-09-06
Anticipated expiration: 2038-10-05
Also published as: JP2020061821A

Description

本発明は、スイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器に関する。 TECHNICAL FIELD The present invention relates to a switch control device, an isolated DC/DC converter, an AC/DC converter, a power adapter, and an electric device using the switch control device.

スイッチ制御装置は、コイルに直列接続されたスイッチング素子をスイッチング駆動する用途に利用されることがある（下記特許文献１参照）。この場合、センス抵抗を用いてスイッチング素子に流れる電流を検出する構成を採用し、スイッチング素子をターンした後、センス抵抗の発生電圧に基づきスイッチング素子のターンオフタイミングを決定するという電流制御方式が用いられることがある。 The switch control device is sometimes used for switching and driving a switching element connected in series with a coil (see Patent Document 1 below). In this case, a current control method is used in which a sense resistor is used to detect the current flowing through the switching element, and after the switching element is turned on, the turn-off timing of the switching element is determined based on the voltage generated by the sense resistor. Sometimes.

典型的な例として、トランスの一次側巻線（コイル）にスイッチング素子を直列接続して、当該スイッチング素子に対し電流制御方式を適用するといった利用形態がある。 As a typical example, there is a mode of use in which a switching element is connected in series to a primary winding (coil) of a transformer and a current control method is applied to the switching element.

特開２００９－２４００６７号公報JP 2009-240067 A

上記のような電流制御方式を用いる場合において、仮にセンス抵抗が短絡しているとセンス抵抗の発生電圧がスイッチング素子に流れる電流を示さなくなるため、スイッチング素子のターンオフの機会が失われてスイッチング素子の破損等が生じるおそれがある。スイッチング素子を破損等から保護することは重要である。 In the case of using the current control method as described above, if the sense resistor is short-circuited, the voltage generated by the sense resistor does not indicate the current flowing through the switching element. Damage may occur. It is important to protect the switching elements from damage and the like.

本発明は、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a switch control device having a protection function related to a short circuit of a sense resistor, etc., and an insulated DC/DC converter, AC/DC converter, power adapter, and electrical equipment using the switch control device. do.

本発明に係るスイッチ制御装置は、スイッチング素子の制御電極に接続される出力端子と、前記スイッチング素子に直列接続されるべきセンス抵抗の発生電圧をセンス電圧として受ける電圧入力端子と、駆動制御信号を生成する制御回路と、前記駆動制御信号に基づき、前記出力端子を通じて前記スイッチング素子をオン又はオフとするドライブ回路と、備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧に基づき前記スイッチング素子のターンオフタイミングを決定する電流制御を実行可能に構成され、前記電流制御の実行中において、前記スイッチング素子をターンオンさせてから所定時間が経過しても前記センス電圧が所定の判定電圧に達さないとき、前記スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする。 A switch control device according to the present invention comprises an output terminal connected to a control electrode of a switching element, a voltage input terminal receiving as a sense voltage a voltage generated by a sense resistor to be connected in series with the switching element, and a drive control signal. and a drive circuit for turning on or off the switching element through the output terminal based on the drive control signal, wherein the control circuit turns on the switching element and then reaches the sense voltage. During execution of the current control, the sense voltage remains at a predetermined determination voltage even after a predetermined time has elapsed since the switching element was turned on. is turned off when the switching element is turned off.

具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記スイッチング素子及び前記センス抵抗とコイルとの直列回路に対して所定の直流電圧が印加され、前記スイッチング素子のオン区間において、前記スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い前記スイッチング素子に流れる電流が増加するものであって良い。 Specifically, for example, in the switch control device, a predetermined DC voltage is applied to the switching element and the series circuit of the sense resistor and the coil, and the switching element is turned on during the ON section of the switching element. The current flowing through the switching element may increase as the elapsed time increases.

また具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧より低くて良い。 More specifically, for example, in the switch control device, the control circuit turns on the switching element in the current control, and then receives the fact that the sense voltage reaches a predetermined turn-off reference voltage. Turning off the device, the decision voltage may be lower than the turn-off reference voltage.

或いは例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧と同じ電圧値を有していても良い。 Alternatively, for example, in the switch control device, the control circuit turns on the switching element in the current control, and then turns off the switching element when the sense voltage reaches a predetermined turn-off reference voltage. , the determination voltage may have the same voltage value as the turn-off reference voltage.

また例えば、前記スイッチ制御装置は半導体集積回路にて形成されると良い。 Further, for example, the switch control device is preferably formed by a semiconductor integrated circuit.

本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、前記一次側巻線に接続されたスイッチング素子としてのスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタに対して直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御回路と、を備えて、前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一次側制御回路として前記スイッチ制御装置が用いられ、前記スイッチングトランジスタの制御電極は前記スイッチ制御装置の出力端子に接続されて、前記スイッチ制御装置により前記スイッチングトランジスタがスイッチング駆動されることを特徴とする。 An insulated DC/DC converter according to the present invention includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor as a switching element connected to the primary winding, and A sense resistor connected in series and a primary side control circuit for controlling on/off of the switching transistor are provided, and an output voltage is generated on the secondary side of the transformer from the input voltage applied to the primary side winding. In the isolated DC/DC converter, the switch control device is used as the primary side control circuit, the control electrode of the switching transistor is connected to the output terminal of the switch control device, and the switching transistor is switched by the switch control device. It is characterized by being switching driven.

本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を全波整流する整流回路と、全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴とする。 An AC/DC converter according to the present invention includes a rectifier circuit that performs full-wave rectification of an AC voltage, a smoothing capacitor that generates a DC voltage by smoothing the full-wave rectified voltage, and an input voltage as the DC voltage. and the isolated DC/DC converter that generates a DC output voltage.

本発明に係る電源アダプタは、交流電圧を受けるプラグと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えたことを特徴とする。 A power adapter according to the present invention is characterized by comprising a plug that receives an alternating voltage, the AC/DC converter, and a housing that houses the AC/DC converter.

本発明に係る電気機器は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えたことを特徴とする。 An electrical device according to the present invention includes the AC/DC converter, and a load driven based on the output voltage of the AC/DC converter.

本発明によれば、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide a switch control device having a protection function related to a short circuit of a sense resistor, etc., and an insulated DC/DC converter, AC/DC converter, power adapter, and electrical equipment using the switch control device. It becomes possible.

本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。1 is an overall configuration diagram of a DC/DC converter according to a first embodiment of the present invention; FIG. 図１に示される一次側制御ＩＣの外観斜視図である。FIG. 2 is an external perspective view of the primary side control IC shown in FIG. 1; 図１に示される一次側制御ＩＣの概略ブロック図である。2 is a schematic block diagram of a primary side control IC shown in FIG. 1; FIG. 図３に示されるドライブ回路の内部構成図である。4 is an internal configuration diagram of the drive circuit shown in FIG. 3; FIG. 一次側制御ＩＣの起動時周辺のスイッチングトランジスタの状態及び出力電圧の様子を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing states of a switching transistor and an output voltage around the start-up of the primary-side control IC; 本発明の第１実施形態に係る電流制御の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of current control according to the first embodiment of the present invention; 本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における電圧及び電流の波形等を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing waveforms of voltage and current when a sense resistor is short-circuited, etc., according to the first embodiment of the present invention; 本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における保護動作の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of protection operation when a sense resistor is short-circuited according to the first embodiment of the present invention; 本発明の第３実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the configuration of an AC/DC converter according to a third embodiment of the invention; 本発明の第３実施形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the configuration of a power adapter according to a third embodiment of the present invention; 本発明の第３実施形態に係る電気機器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the electric equipment which concerns on 3rd Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ１”によって参照されるスイッチングトランジスタは（図１参照）、スイッチングトランジスタＭ１と表記されることもあるし、トランジスタＭ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。 Hereinafter, examples of embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In each figure referred to, the same parts are denoted by the same reference numerals, and redundant description of the same parts is omitted in principle. In this specification, for simplification of description, by describing symbols or codes that refer to information, signals, physical quantities, or members, etc., the names of information, signals, physical quantities, or members, etc. corresponding to the symbols or codes are It may be omitted or abbreviated. For example, the switching transistor referred to by "M1" below (see FIG. 1) may be referred to as switching transistor M1 or abbreviated as transistor M1, but they are all synonymous. Point.

まず、本実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。周期的にレベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる任意の信号又は電圧について、当該信号又は電圧の１周期分の区間の長さに対する、当該信号又は電圧のレベルがハイレベルとなる区間の長さの割合を、デューティと称する。 First, some terms used in the description of this embodiment will be explained. A level refers to a level of potential, and for any signal or voltage a high level has a higher potential than a low level. For any signal or voltage whose level periodically switches between low level and high level, the length of the section where the level of the signal or voltage is high with respect to the length of the section of one cycle of the signal or voltage The length ratio is called duty.

ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタ（スイッチング素子）について、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。以下、任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。また、任意のトランジスタについて、オフ状態からオン状態への切り替わりをターンオンと表現し、オン状態からオフ状態への切り替わりをターンオフと表現する。 For any transistor (switching element) configured as a FET (field effect transistor), the ON state means that the drain and source of the transistor are in a conducting state, and the OFF state means that the transistor is in a conductive state. This means that the drain and source are in a non-conducting state (cutoff state). Hereinafter, the on state and off state of any transistor may be simply expressed as on and off. For any transistor, switching from an off state to an on state is expressed as turn-on, and switching from an on state to an off state is expressed as turn-off.

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と略記され得る）の全体構成図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に加わる直流の入力電圧Ｖ_ＩＮから、所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに安定化された直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。 <<First Embodiment>>
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is an overall configuration diagram of an insulated synchronous rectification DC/DC converter 1 (hereinafter abbreviated as DC/DC converter 1) according to a first embodiment of the present invention. The DC/DC converter 1 is a flyback type DC/DC converter, and generates a DC output voltage V _OUT stabilized at a desired target voltage V _TG from a DC input voltage V _IN applied to an input terminal P1. do.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、互いに電気的に絶縁された一次側回路と二次側回路とから成り、一次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ１”にて参照され、二次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ２”にて参照される。一次側回路及び二次側回路の夫々において、グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。但し、グランドＧＮＤ１とグランドＧＮＤ２は互いに絶縁されているため、互いに異なる電位を有し得る。 The DC/DC converter 1 comprises a primary side circuit and a secondary side circuit which are electrically insulated from each other. The ground in the primary side circuit is referred to as "GND1", and the ground in the secondary side circuit is "GND2". Referenced by In each of the primary side circuit and the secondary side circuit, ground refers to a conductive portion (predetermined potential point) having a reference potential of 0 V (zero volt) or refers to the reference potential itself. However, since the ground GND1 and the ground GND2 are insulated from each other, they can have different potentials.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１における一対の出力端子Ｐ２及びＰ３の内、出力端子Ｐ３はグランドＧＮＤ２に接続され、出力端子Ｐ３の電位（即ちグランドＧＮＤ２の電位）から見て出力端子Ｐ２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力端子Ｐ２及びＰ３間に接続された任意の負荷（不図示）に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給することができる。 Of the pair of output terminals P2 and P3 in the DC/DC converter 1, the output terminal P3 is connected to the ground GND2, and the output voltage _VOUT is applied to the output terminal P2 when viewed from the potential of the output terminal P3 (that is, the potential of the ground GND2). Join. The DC/DC converter 1 can supply an output voltage V _OUT to any load (not shown) connected between the output terminals P2 and P3.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１及び二次側巻線Ｗ２を有するトランスＴＲを備える。トランスＴＲにおいて、一次側巻線Ｗ１と二次側巻線Ｗ２とは電気的に絶縁されつつ互いに逆極性にて磁気結合されている。 A DC/DC converter 1 includes a transformer TR having a primary winding W1 and a secondary winding W2. In the transformer TR, the primary winding W1 and the secondary winding W2 are electrically insulated and magnetically coupled with opposite polarities.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路には、一次側巻線Ｗ１に加えて、一次側制御回路としての一次側制御ＩＣ１０と、一次側電源回路１１と、入力コンデンサＣ_ＩＮと、スイッチングトランジスタＭ１と、センス抵抗Ｒ_ＣＳと、が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されている。一次側制御ＩＣ１０は半導体集積回路により形成される。一次側巻線Ｗ１の一端は入力端子Ｐ１に接続されて直流の入力電圧Ｖ_ＩＮを受ける。一次側巻線Ｗ１の他端はスイッチングトランジスタＭ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソースはセンス抵抗Ｒ_ＣＳを介してグランドＧＮＤ１に接続される。入力端子Ｐ１とグランドＧＮＤ１との間に入力コンデンサＣ_ＩＮが設けられ、入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが加わる。一次側電源回路１１は、入力電圧Ｖ_ＩＮを直流―直流変換することで所望の電圧値を有する電源電圧ＶＣＣを生成して一次側制御ＩＣ１０に供給する。一次側制御ＩＣ１０は電源電圧ＶＣＣに基づいて駆動する。 In addition to the primary winding W1, the primary side circuit of the DC/DC converter 1 includes a primary side control IC 10 as a primary side control circuit, a primary side power supply circuit 11, an _input capacitor CIN, and a switching transistor M1. , a sense resistor _RCS are provided. The switching transistor M1 is configured as an N-channel MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor). The primary side control IC 10 is formed by a semiconductor integrated circuit. One end of the primary winding W1 is connected to the input terminal P1 to receive the DC input voltage _VIN . The other end of primary winding W1 is connected to the drain of switching transistor M1, and the source of switching transistor M1 is connected to ground _GND1 via sense resistor RCS. An _input capacitor CIN is provided between the input terminal P1 and the ground GND1, and an input voltage V _IN is applied across the input capacitor _CIN . The primary side power supply circuit 11 generates a power supply voltage VCC having a desired voltage value by DC-DC converting the input voltage _VIN , and supplies the power supply voltage VCC to the primary side control IC 10 . The primary side control IC 10 is driven based on the power supply voltage VCC.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の二次側回路には、二次側巻線Ｗ２に加えて、二次側制御回路としての二次側制御ＩＣ２０と、フィードバック回路３０と、同期整流トランジスタＭ２と、ダイオードＤ２と、分圧抵抗Ｒ１～Ｒ４と、出力コンデンサＣ_ＯＵＴと、が設けられる。二次側制御ＩＣ２０は半導体集積回路により形成される。分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により分圧回路ＤＶ_Ａが構成され、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４により分圧回路ＤＶ_Ｂが構成される。同期整流トランジスタＭ２（以下、ＳＲトランジスタＭ２と称され得る）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。ダイオードＤ２はＳＲトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。故に、ＳＲトランジスタＭ２のソースからドレインに向かう方向を順方向としてダイオードＤ２がＳＲトランジスタＭ２に並列接続されることになる。ダイオードＤ２は寄生ダイオードとは別に設けられたダイオードであっても良い。 In addition to the secondary winding W2, the secondary side circuit of the DC/DC converter 1 includes a secondary side control IC 20 as a secondary side control circuit, a feedback circuit 30, a synchronous rectification transistor M2, a diode D2. , voltage dividing resistors R1 to R4, and an output capacitor C _OUT are provided. The secondary side control IC 20 is formed by a semiconductor integrated circuit. The voltage dividing resistors R1 and R2 constitute a voltage dividing circuit DV _A , and the voltage dividing resistors R3 and R4 constitute a voltage dividing circuit DV _B. The synchronous rectification transistor M2 (hereinafter referred to as SR transistor M2) is configured as an N-channel MOSFET. Diode D2 is the parasitic diode of SR transistor M2. Therefore, the diode D2 is connected in parallel with the SR transistor M2 with the direction from the source to the drain of the SR transistor M2 as the forward direction. The diode D2 may be a diode provided separately from the parasitic diode.

二次側巻線Ｗ２の一端は出力端子Ｐ２に接続され、故に二次側巻線Ｗ２の一端には出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。二次側巻線Ｗ２の他端はＳＲトランジスタＭ２のドレインに接続される。二次側巻線Ｗ２の他端での電圧（換言すればＳＲトランジスタＭ２のドレイン電圧）を“Ｖ_ＤＲ”にて表す。二次側巻線Ｗ２の他端及びＳＲトランジスタＭ２のドレイン間の接続ノードは分圧抵抗Ｒ１の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードＮＤ１には、分圧回路ＤＶ_Ａによる電圧Ｖ_ＤＲの分圧Ｖ_Ａが加わる。一方、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２は分圧抵抗Ｒ３の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ３の他端は分圧抵抗Ｒ４を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードＮＤ２には、分圧回路ＤＶ_Ｂによる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂが加わる。 One end of the secondary winding W2 is connected to the output terminal P2, so the output voltage _VOUT is applied to one end of the secondary winding W2. The other end of secondary winding W2 is connected to the drain of SR transistor M2. The voltage at the other end of the secondary winding W2 (in other words, the drain voltage of the SR transistor M2) is represented by "V _DR ". A connection node between the other end of the secondary winding W2 and the drain of the SR transistor M2 is connected to one end of the voltage dividing resistor R1, and the other end of the voltage dividing resistor R1 is connected to the ground GND2 via the voltage dividing resistor R2. be. Therefore, a divided voltage _VA of the voltage _VDR by the voltage dividing circuit _DVA is applied to the connection node ND1 between the voltage dividing resistors R1 and R2. On the other hand, the output terminal P2 to which the output voltage _VOUT is applied is connected to one end of the voltage dividing resistor R3, and the other end of the voltage dividing resistor R3 is connected to the ground GND2 via the voltage dividing resistor R4. Therefore, the _{divided voltage VB of the output voltage VOUT} _by the voltage dividing circuit _DVB is applied to the connection node ND2 between the voltage dividing resistors R3 and R4.

ＳＲトランジスタＭ２のソースはグランドＧＮＤ２に接続される。また、出力端子Ｐ２及びＰ３間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが設けられ、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。出力コンデンサＣ_ＯＵＴとＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷（不図示）との間に、過電流の発生を検知するための抵抗が挿入されても良い。 The source of SR transistor M2 is connected to ground GND2. An output capacitor _{COUT is provided between the output terminals P2 and P3, and an output voltage VOUT} _is applied across the output capacitor _COUT . A resistor may be inserted between the output capacitor C _OUT and the load (not shown) of the DC/DC converter 1 to detect the occurrence of overcurrent.

二次側制御ＩＣ２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを駆動電圧として用い、電圧Ｖ_Ａに基づき、又は、電圧Ｖ_Ａ及びＶ_Ｂに基づき、ＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することによりＳＲトランジスタＭ２のオン、オフを制御する。この際、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないようにＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧が制御される。ＳＲトランジスタＭ２の制御方法として公知の方法を含む任意の方法を利用できる。例えば、ＳＲトランジスタＭ２がオフ状態であることを起点に考えると、二次側制御ＩＣ２０は、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオン判定電圧（例えば－１００ｍＶ）以下となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオンし、その後、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオフ判定電圧（例えば－１０ｍＶ）以上となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオフする。ターンオフ判定電圧はターンオン判定電圧よりも高い。 The secondary- _side control IC 20 uses the output voltage V _OUT as a drive voltage, and turns on the SR transistor M2 by controlling the gate voltage of the SR transistor M2 based on the voltage _VA or based on the voltages _VA and VB. , control off. At this time, the gate voltage of the SR transistor M2 is controlled so that the transistors M1 and M2 are not turned on at the same time. Any method, including known methods, can be used to control the SR transistor M2. For example, considering that the SR transistor M2 is in the OFF state, the secondary-side control IC 20 responds that the voltage _VA becomes equal to or lower than a predetermined negative turn-on determination voltage (eg, -100 mV) and turns the SR transistor M2 on. M2 is turned on, and then the SR transistor M2 is turned off when the voltage _VA becomes equal to or higher than a predetermined negative turn-off determination voltage (eg, -10 mV). The turn-off determination voltage is higher than the turn-on determination voltage.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、一次側回路と二次側回路とに亘ってフォトカプラ３１が設けられている。フォトカプラ３１は、二次側回路に配置された発光素子と、一次側回路に配置された受光素子と、を有する。フォトカプラ３１の発光素子は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴにて、又は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧にてバイアスされており、フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに追従するようにフォトカプラ３１の発光素子を駆動する。例えば、フィードバック回路３０は、図１に示す如くノードＮＤ２に接続され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂに基づき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ及び目標電圧Ｖ_ＴＧ間の誤差に応じた電流をフォトカプラ３１の発光素子に供給する。フィードバック回路３０はシャントレギュレータやエラーアンプ等にて構成される。 In the DC/DC converter 1, a photocoupler 31 is provided across the primary side circuit and the secondary side circuit. The photocoupler 31 has a light emitting element arranged in the secondary side circuit and a light receiving element arranged in the primary side circuit. The light emitting element of the optocoupler 31 is biased at the output voltage V _OUT or at a partial voltage of the output voltage V _OUT and the feedback circuit 30 causes the output voltage V _OUT to track the desired target voltage V _TG . The light emitting element of the photocoupler 31 is driven as follows. For example, the _feedback circuit 30 is connected to the _node _ND2 as _shown in FIG. light emitting element. The feedback circuit 30 is composed of a shunt regulator, an error amplifier, and the like.

一次側制御ＩＣ１０はフォトカプラ３１の受光素子に接続され、フォトカプラ３１の受光素子に流れるフィードバック電流Ｉ_ＦＢに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力される。また、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳも一次側制御ＩＣ１０に入力される。 The primary side control IC 10 is connected to the light receiving element of the photocoupler 31, and a feedback signal _VFB corresponding to the feedback current IFB flowing through the light receiving element of the photocoupler 31 is input to the primary side control _IC10 . A current detection signal _VCS corresponding to the voltage drop across the sense resistor RCS is also input to the primary side control _IC10 .

一次側制御ＩＣ１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにパルス信号を供給することでスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング駆動する。パルス信号は、信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる矩形波状の信号である。トランジスタＭ１のゲートにローレベル、ハイレベルの信号が供給されているとき、トランジスタＭ１は、夫々、オフ状態、オン状態となる。一次側制御ＩＣ１０の構成及び制御方式は特に限定されない。例えば、一次側制御ＩＣ１０は、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じたデューティを有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良いし、ＰＦＭ変調（パルス周波数変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じた周波数を有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良い。また例えば、一次側制御ＩＣ１０は電流モードの変調器であっても良い。この場合例えば、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給されるパルス信号のデューティが電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じて調節される。 The primary side control IC 10 is connected to the gate of the switching transistor M1, and supplies a pulse signal to the gate of the switching transistor M1 to switch-drive the switching transistor M1. A pulse signal is a square-wave signal whose signal level switches between a low level and a high level. When low-level and high-level signals are supplied to the gate of the transistor M1, the transistor M1 is turned off and on, respectively. The configuration and control method of the primary side control IC 10 are not particularly limited. For example, the primary-side control IC 10 may use PWM modulation (pulse width modulation) to supply a pulse signal having a duty corresponding to the feedback signal _VFB to the gate of the switching transistor M1, or PFM modulation (pulse frequency modulation). modulation) may be used to supply a pulse signal having a frequency corresponding to the feedback signal _VFB to the gate of the switching transistor M1. Further, for example, the primary side control IC 10 may be a current mode modulator. In this case, for example, the duty of the pulse signal supplied to the gate of the switching transistor M1 is adjusted according to the current detection signal _VCS .

図２に一次側制御ＩＣ１０の外観の例を示す。一次側制御ＩＣ１０は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（半導体装置）であり、一次側制御ＩＣ１０を構成する各回路が半導体にて集積化されている。一次側制御ＩＣ１０としての電子部品の筐体には、ＩＣ１０の外部に対して露出した外部端子が複数設けられている。尚、図２に示される外部端子の数は例示に過ぎない。二次側制御ＩＣ２０も、図２の一次側制御ＩＣ１０と同様の構造を有する。 FIG. 2 shows an example of the appearance of the primary side control IC 10. As shown in FIG. The primary-side control IC 10 is an electronic component (semiconductor device) formed by enclosing a semiconductor integrated circuit in a housing (package) made of resin. It is integrated in A plurality of external terminals exposed to the outside of the IC 10 are provided in the housing of the electronic component as the primary side control IC 10 . It should be noted that the number of external terminals shown in FIG. 2 is merely an example. The secondary side control IC 20 also has the same structure as the primary side control IC 10 in FIG.

一次側制御ＩＣ１０に設けられる複数の外部端子の一部として、図１には外部端子ＴＭ１～ＴＭ５が示されている。外部端子ＴＭ１は、出力端子であり、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。外部端子ＴＭ２は、電源端子であり、一次側電源回路１１からの電源電圧ＶＣＣの入力を受ける。外部端子ＴＭ３は、グランド端子であり、グランドＧＮＤ１に接続される。外部端子ＴＭ４、ＴＭ５は、夫々、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ、電流検出信号Ｖ_ＣＳの入力を受ける。 External terminals TM1 to TM5 are shown in FIG. 1 as part of the plurality of external terminals provided in the primary side control IC 10 . The external terminal TM1 is an output terminal and is connected to the gate of the switching transistor M1. The external terminal TM2 is a power supply terminal and receives the input of the power supply voltage VCC from the primary side power supply circuit 11 . The external terminal TM3 is a ground terminal and is connected to the ground GND1. The external terminals TM4 and TM5 receive inputs of the feedback signal V _FB and the current detection signal V _CS , respectively.

以下、一次側回路に注目し、一次側回路の一部の構成及び動作について更なる説明を設ける。尚、本実施形態において、以下では、特に基準を設けずに示される電圧はグランドＧＮＤ１の電位から見た電圧であるものとし、特に断りなき限り０Ｖ（ゼロボルト）はグランドＧＮＤ１の電位を指すものとする。 In the following, the focus is on the primary side circuitry and further discussion is provided on the configuration and operation of some of the primary side circuitry. In the present embodiment, hereinafter, voltages indicated without any particular reference are voltages viewed from the potential of the ground GND1, and unless otherwise specified, 0 V (zero volt) indicates the potential of the ground GND1. do.

図３に一次側制御ＩＣ１０の概略的な内部構成を示す。一次側制御ＩＣ１０は、内部電源回路１１０、制御回路１２０及びドライブ回路１３０を備える。 FIG. 3 shows a schematic internal configuration of the primary side control IC 10. As shown in FIG. The primary side control IC 10 includes an internal power supply circuit 110 , a control circuit 120 and a drive circuit 130 .

内部電源回路１１０は電源端子ＴＭ２に入力された電源電圧ＶＣＣを直流－直流変換することにより、１以上の他の直流電圧を生成する。ここでは、内部電源回路１１０により生成される直流電圧に、内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが含まれると考える。内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶは所定の電圧値を有した正の直流電圧である。例えば、電源電圧ＶＣＣは１４Ｖ以上の電圧である一方で、電圧Ｖｒｅｇ及びＶ_ＤＲＶは、夫々、４Ｖ、１２Ｖである。 The internal power supply circuit 110 DC-DC converts the power supply voltage VCC input to the power supply terminal TM2 to generate one or more other DC voltages. Here, it is assumed that the DC voltage generated by the internal power supply circuit 110 includes the internal power supply voltage _Vreg and the driving voltage VDRV. The internal power supply voltage Vreg and the drive voltage _VDRV are positive DC voltages having predetermined voltage values. For example, the power supply voltage VCC is a voltage of 14V or higher, while the voltages Vreg and _VDRV are 4V and 12V, respectively.

制御回路１２０は内部電源電圧Ｖｒｅｇに基づき駆動する。制御回路１２０は、ロジック回路にて構成される、又は、アナログ回路及びロジック回路にて構成される。制御回路１２０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ及び電流検出信号Ｖ_ＣＳの少なくとも一方に基づき、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせるための駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴを生成してドライブ回路１３０に供給する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴは、例えばＰＷＭ変調又はＰＦＭ変調された信号であって良い。 The control circuit 120 is driven based on the internal power supply voltage Vreg. The control circuit 120 is composed of a logic circuit, or composed of an analog circuit and a logic circuit. The control circuit 120 generates a drive control signal _SCNT for switching the switching transistor M1 based on at least one of the feedback signal _VFB and the current detection signal _VCS , and supplies the drive control signal SCNT to the drive circuit . The drive control signal S _CNT may be, for example, a PWM modulated or PFM modulated signal.

ドライブ回路１３０は駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶに基づき駆動する。ドライブ回路１３０は出力端子ＴＭ１に接続され、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従ってスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。換言すれば、ドライブ回路１３０は、制御回路１２０の制御の下で出力端子ＴＭ１の電圧レベルを調整する。出力端子ＴＭ１はＩＣ１０の外部においてスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。出力端子ＴＭ１における電圧を記号“Ｖ_Ｇ”にて表し、以下、出力端子電圧Ｖ_Ｇと称することがある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、出力端子電圧Ｖ_ＧはスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１のチャネルに流れる電流（即ち、スイッチングトランジスタＭ１のドレイン及びソース間に流れる電流）を“Ｉ_Ｍ１”にて参照する。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、電流Ｉ_Ｍ１は一次側巻線Ｗ１に流れる電流に等しい。 The drive circuit 130 drives based on the drive voltage _VDRV . The drive circuit 130 is connected to the output terminal TM1 and controls the gate voltage of the switching transistor M1 according to the drive control signal _SCNT . In other words, the drive circuit 130 adjusts the voltage level of the output terminal TM1 under the control of the control circuit 120. FIG. The output terminal TM1 is connected to the gate of the switching transistor M1 outside the IC10. The voltage at the output terminal TM1 is represented by the symbol “V _G ” and may be hereinafter referred to as the output terminal voltage V _G . In the DC/DC converter 1, the output terminal voltage _VG is equal to the gate voltage of the switching transistor M1. Also, the current flowing through the channel of the switching transistor M1 (that is, the current flowing between the drain and source of the switching transistor M1) is referred to as "I _M1 ". In the DC/DC converter 1 of FIG. 1, the current _IM1 is equal to the current flowing through the primary winding W1.

図４にドライブ回路１３０の内部構成例を示す。図４のドライブ回路１３０は、互いに直列接続されたトランジスタ１３１及び１３２と、プリドライバ１３３と、を備える。トランジスタ１３１はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、トランジスタ１３２はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。但し、トランジスタ１３１をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成する変形も可能である。トランジスタ１３１及び１３２の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、トランジスタ１３１のソースに駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士が共通接続され、トランジスタ１３２のソースはグランドＧＮＤ１に接続される。トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士の接続ノードが出力端子ＴＭ１に接続される。プリドライバ１３３は制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３１及び１３２のオン、オフを制御する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴはハイレベル又はローレベルをとる二値信号である。 FIG. 4 shows an example of the internal configuration of the drive circuit 130. As shown in FIG. The drive circuit 130 of FIG. 4 includes transistors 131 and 132 connected in series with each other and a pre-driver 133 . The transistor 131 is configured as a P-channel MOSFET, and the transistor 132 is configured as an N-channel MOSFET. However, a modification is also possible in which the transistor 131 is configured as an N-channel MOSFET. A driving voltage V _DRV is applied to the series circuit of transistors 131 and 132 . More specifically, the driving voltage _VDRV is applied to the source of the transistor 131, the drains of the transistors 131 and 132 are connected in common, and the source of the transistor 132 is connected to the ground GND1. A connection node between the drains of the transistors 131 and 132 is connected to the output terminal TM1. The pre-driver 133 controls on/off of the transistors 131 and 132 according to the drive control signal _SCNT from the control circuit 120 . The drive control signal _SCNT is a binary signal that takes a high level or a low level.

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにローレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オン状態、オフ状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オン状態、オフ状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはハイレベル（駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオン状態となる。 When the drive control signal _SCNT is at a high level, the pre-driver 133 supplies a low level signal to the gates of the transistors 131 and 132 to turn the transistors 131 and 132 on and off, respectively. . When the transistors 131 and 132 are in the ON state and the OFF state, respectively, the output terminal voltage _VG becomes high level (the level of the driving voltage _VDRV ) through the transient state, and as a result, the switching transistor M1 is in the ON state. becomes.

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにハイレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オフ状態、オン状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オフ状態、オン状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはローレベル（グランドＧＮＤ１のレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオフ状態となる。 When the drive control signal _SCNT is at low level, the pre-driver 133 supplies a high level signal to the gates of the transistors 131 and 132 to turn off and on the transistors 131 and 132, respectively. . When the transistors 131 and 132 are in the off state and the on state, respectively, the output terminal voltage _VG becomes low level (the level of the ground GND1) through the transient state, and as a result the switching transistor M1 is turned off.

尚、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２が同時にオン状態となることを防止するべく、トランジスタ１３１及び１３２を共にオフ状態とするデッドタイムを適宜挿入して良い。 In order to prevent the transistors 131 and 132 from being turned on at the same time, the pre-driver 133 may appropriately insert a dead time for turning off both the transistors 131 and 132 .

制御回路１２０は、信号レベルがハイレベル及びローレベル間で切り替わる駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをドライブ回路１３０に供給することで、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせる（即ちスイッチングトランジスタＭ１をオン状態とオフ状態との間で切り替える）ことができる。 The control circuit 120 supplies the drive circuit 130 with a drive control signal _SCNT whose signal level is switched between a high level and a low level, thereby switching the switching transistor M1 (that is, switching the switching transistor M1 between an on state and an off state). You can switch between

フィードバック回路３０を利用した上述の動作は、フィードバック制御の実行中における動作である。フィードバック制御とは、二次側回路における出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧにて安定化され又は目標電圧Ｖ_ＴＧに近い電圧にまで上昇していてフィードバック回路３０が有効に動作しているときに限り実行可能な制御である。フィードバック制御では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢに基づき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴが生成される。 The above operation using the feedback circuit 30 is an operation during execution of feedback control. Feedback control is when the output voltage V _OUT in the secondary side circuit is stabilized at the target voltage V _TG or rises to a voltage close to the target voltage V _TG and the feedback circuit 30 is operating effectively. As long as the control is feasible. In feedback control, the drive control signal S _CNT is generated based on the feedback signal V _FB corresponding to the output voltage V _OUT .

図５に示す如く、二次側回路の出力電圧Ｖ_ＯＵＴがグランドＧＮＤ２と同じ電位（二次側回路の０Ｖの電位）を有しているときを起点にして、電源電圧ＶＣＣの入力を受けて一次側制御ＩＣ１０がタイミングｔ１にて起動したとする。タイミングｔ１直後では出力電圧Ｖ_ＯＵＴがゼロ又は十分に低いため、フィードバック回路３０が起動しておらず有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力されていない。そこで、一次側制御ＩＣ１０は、自身の起動直後において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない、自走制御とも称される電流制御を実行する。ここでは、タイミングｔ１から、その後のタイミングｔ２までの区間において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない電流制御が実行されているものとする。タイミングｔ２を境にフィードバック回路３０からの有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力され始めて、タイミングｔ２以降ではフィードバック制御が実行される。 As shown in FIG. 5, when the output voltage _VOUT of the secondary side circuit has the same potential as the ground GND2 (the potential of 0 V of the secondary side circuit), the power supply voltage VCC is input. Assume that the primary-side control IC 10 is activated at timing t1. Since the output voltage V _OUT is zero or sufficiently low immediately after the timing t1, the feedback circuit 30 is not activated and the effective feedback signal V _FB is not input to the primary side control IC 10 . Therefore, the primary-side control IC 10 performs current control, also called self-running control, without relying on the feedback signal _VFB immediately after starting itself. Here, it is assumed that current control that does not rely on the feedback signal _VFB is being performed in the interval from timing t1 to timing t2 thereafter. A valid feedback signal _VFB from the feedback circuit 30 begins to be input to the primary side control IC 10 at timing t2, and feedback control is executed after timing t2.

図６を参照し、電流制御（自走制御）について説明する。尚、以下では、説明の便宜上、電流検出信号Ｖ_ＣＳにて示される電圧をセンス電圧と称して、センス電圧も記号“Ｖ_ＣＳ”により参照する。センス電圧Ｖ_ＣＳは、外部端子ＴＭ５に加わる電圧であって、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの発生電圧（即ちセンス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下）に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１がオン状態となる区間をオン区間と称し、スイッチングトランジスタＭ１がオフ状態となる区間をオフ区間と称する。出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベル、ローレベルとなる区間が、夫々、オン区間、オフ区間に相当する。そして、スイッチングトランジスタＭ１がスイッチング駆動されるときの１つのオン区間の長さをオン時間Ｔ_ＯＮと称し且つ１つのオフ区間の長さをオフ時間Ｔ_ＯＦＦと称する。 Current control (self-running control) will be described with reference to FIG. In the following, for convenience of explanation, the voltage indicated by the current detection signal _VCS will be referred to as the sense voltage, and the sense voltage will also be referred to by the symbol " _VCS ". The sense voltage _VCS is the voltage applied to the external terminal TM5 and is equal to the voltage generated across the sense resistor _RCS (that is, the voltage drop across the sense resistor _RCS ). A section in which the switching transistor M1 is turned on is called an on section, and a section in which the switching transistor M1 is turned off is called an off section. Sections in which the output terminal voltage _VG is high level and low level respectively correspond to on sections and off sections. The length of one ON period when the switching transistor M1 is switching-driven is called an ON time TON, and the length of one OFF period is called an _OFF time _TOFF .

電流制御は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、電流Ｉ_Ｍ１に応じたセンス電圧Ｖ_ＣＳに基づきスイッチングトランジスタＭ１のターンオフタイミングを決定する制御である。具体的には、電流制御において、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがローレベルからハイレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御した後、センス電圧Ｖ_ＣＳが所定のターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを監視し、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したことに応答してスイッチングトランジスタＭ１がターンオフするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベルからローレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御する。この後、所定の時間の経過を待ってから、制御回路１２０は、再びスイッチングトランジスタＭ１がターンオンするようにドライブ回路１３０を制御する。以後、同様の動作が繰り返される。上述したように、制御回路１２０は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをハイレベル、ローレベルとすることで、ドライブ回路１３０を通じ、スイッチングトランジスタＭ１をオン状態、オフ状態にすることができる。ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは所定の正の直流電圧値を有する。 The current control is control for determining the turn-off timing of the switching transistor _M1 based on the sense voltage _VCS corresponding to the current IM1 after turning on the switching transistor M1. Specifically, in the current control, the control circuit 120 controls the drive circuit 130 so that the switching transistor M1 is turned on (that is, the output terminal voltage _VG is switched from low level to high level), and then the sense voltage It monitors whether _VCS has reached a predetermined turn- _off reference voltage _VOFF , and causes switching transistor M1 to turn _off (i.e., the output terminal It controls the drive circuit 130 so that the voltage _VG switches from a high level to a low level. Thereafter, after waiting for a predetermined time to pass, control circuit 120 controls drive circuit 130 to turn on switching transistor M1 again. Thereafter, similar operations are repeated. As described above, the control circuit 120 can turn the switching transistor M1 on and off through the drive circuit 130 by setting the drive control signal _SCNT to high level and low level. The turn-off reference voltage V _OFF has a predetermined positive DC voltage value.

電流制御において、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは固定時間であって良い。この場合、オン時間Ｔ_ＯＮに応じてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は変動しうる。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は、互いに隣接する１つのオン時間Ｔ_ＯＮとオフ時間Ｔ_ＯＦＦとの和で表される。 In current control, the off-time _TOFF may be a fixed time. In this case, the switching cycle of the switching transistor M1 can vary depending on the _ON time TON. The switching period of the switching transistor M1 is represented by the sum of one on-time T _ON and one off-time T _OFF adjacent to each other.

或いは、電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期を一定としても良い。電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期が一定とされる場合、周期ごとに、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮに応じてオフ時間Ｔ_ＯＦＦが決定されることになる。尚、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期に相当するので、当該スイッチング周期が一定であることは駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期が一定であることを意味する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期とは、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。同様に、出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期とは、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。 Alternatively, in current control, the switching period of the switching transistor M1 may be constant. In the current control, if the switching period of the switching transistor M1 is constant, the off time T _OFF is determined according to the on time T _ON of the switching transistor M1 for each period. Since the switching cycle of the switching transistor M1 corresponds to the cycle of the drive control signal _SCNT and the cycle of the output terminal voltage VG, the constant switching cycle means that the _{cycle of the drive control signal SCNT} _and the output terminal voltage V It means that the period of _G is constant. The cycle of the drive control signal S _CNT is the interval from when the level of the drive control signal S _CNT is switched from low to high until the next time the level of the drive control signal S _CNT is switched from low to high. refers to the length of Similarly, the cycle of the output terminal voltage _VG means that after the level of the output terminal voltage _VG is switched from the low level to the high level, the level of the output terminal voltage _VG is switched from the low level to the high level next time. Refers to the length of the section up to

一次側巻線Ｗ１とスイッチングトランジスタＭ１とセンス抵抗Ｒ_ＣＳとの直列回路に対し、所定の直流電圧である入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されているため、スイッチングトランジスタＭ１のオン区間では、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンしてからの経過時間の増大に伴いスイッチングトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１が増大する。電流制御では、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、電流Ｉ_Ｍ１がターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに対応する電流値に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせるという動作を繰り返すことになる。 Since the input voltage _VIN , which is a predetermined DC voltage, is applied to the series circuit of the primary winding W1, the switching transistor M1, and the sense resistor _RCS , the switching transistor M1 is turned on during the ON period of the switching transistor M1. As the elapsed time after turning on increases, the current IM1 flowing through the switching transistor _M1 increases. In the current control, the operation of turning on the switching transistor M1 and then turning off the switching transistor _M1 when the current IM1 reaches a current value corresponding to the turn- _off reference voltage VOFF is repeated.

上述の如く、本来、外部端子ＴＭ５には電流Ｉ_Ｍ１に比例するセンス電圧Ｖ_ＣＳが入力されるのであるが、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生すると、図７に示すように外部端子ＴＭ５へ入力されるセンス電圧Ｖ_ＣＳは電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖとなる。センス電圧Ｖ_ＣＳが電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖに維持された状態で上述の電流制御を行うと、過大な電流Ｉ_Ｍ１が流れて電流Ｉ_Ｍ１の流路上の部品（特に例えばスイッチングトランジスタＭ１）が破損又は劣化するおそれがあり、当該部品の周辺にも温度上昇に伴う悪影響が生じ得る。センス抵抗Ｒ_ＣＳの抵抗値が異常に低い場合にも同様のことが生じ得る。 As described above, the external terminal _TM5 is originally supplied with the sense voltage _VCS proportional to the current _IM1 . The sense voltage _VCS input to is 0V regardless of the current _IM1 . If the above-described current control is performed while the sense voltage VCS is maintained at 0 V regardless of the current _IM1 , an excessive current _IM1 flows and the components (particularly, the switching transistor _M1 , for example) on the flow path of the current _IM1 are damaged. There is a risk of damage or deterioration, and adverse effects associated with the temperature rise may also occur around the relevant parts. A similar situation can occur if the resistance value of the sense resistor _RCS is abnormally low.

制御回路１２０は、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡等に関わる保護機能を備える。具体的には、電流制御の実行時において、以下のような動作を行う。即ち、図８に示す如く、電流制御において、制御回路１２０は、ドライブ回路１３０を通じてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、自身に備えられたタイマ（不図示）を用いてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}を計測し、当該経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせる。 The control circuit 120 has a protection function related to a short circuit of the sense resistor _RCS . Specifically, the following operations are performed when current control is executed. That is, as shown in FIG. 8, in current control, the control circuit 120 turns on the switching transistor M1 through the drive circuit 130, and then turns on the switching transistor M1 using a timer (not shown) provided therein. The elapsed time T- _TIMER from the timing is measured, and if the sense voltage _VCS does not reach the predetermined short-circuit determination voltage _VTH even when the elapsed time T- _TIMER reaches the predetermined upper limit time _TTH , a short-circuit abnormality occurs. Then, the drive circuit 130 turns off the switching transistor M1.

制御回路１２０は、短絡異常が発生していると判断した場合、以後、一次側制御ＩＣ１０に対し所定のリセット信号が入力されるまで、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをローレベルに維持することによりスイッチングトランジスタＭ１のオフ状態を維持する。或いは、短絡異常が発生していると判断した後、制御回路１２０は、所定のクールダウン時間の経過を待って上述の電流制御を再開するようにしても良い。また、一次側制御ＩＣ１０への電源電圧ＶＣＣの入力の遮断により、短絡異常が発生したとの判断は破棄されて良い。 When the control circuit 120 determines that a short-circuit has occurred, the control circuit 120 maintains the drive control signal _SCNT at a low level until a predetermined reset signal is input to the primary-side control IC 10, thereby switching the switching transistor. Keep M1 off. Alternatively, after determining that a short circuit has occurred, the control circuit 120 may restart the above-described current control after waiting for a predetermined cool-down time to elapse. Further, the judgment that the short-circuit abnormality has occurred may be discarded by cutting off the input of the power supply voltage VCC to the primary-side control IC 10 .

このような動作により、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生していたとしても、スイッチングトランジスタＭ１の破損等を回避することができる。 With such an operation, even if the sense resistor _RCS is short-circuited, damage to the switching transistor M1 can be avoided.

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨは所定の正の直流電圧値を有する。短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定されても良い。或いは、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致していても良い（即ち、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ及びターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは互いに同じ電圧値を有していても良い）。 The short-circuit determination voltage _VTH has a predetermined positive DC voltage value. The short-circuit determination voltage _VTH may be set to a voltage lower than the turn- _off reference voltage VOFF. Alternatively, the short-circuit determination voltage _VTH may match the turn- _off reference voltage VOFF (that is, the short-circuit determination voltage _VTH and the turn- _off reference voltage VOFF may have the same voltage value).

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合、電圧Ｖ_ＴＨ及びＶ_ＯＦＦとして兼用される単一の所定電圧をセンス電圧Ｖ_ＣＳと比較する単一の比較器を用意するだけで、センス電圧Ｖ_ＣＳが短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ又はターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを判断できる。 When matching the short-circuit determination voltage _VTH with the turn- _off reference voltage _VOFF , only by preparing a single comparator that compares a single predetermined voltage, which is also used as the voltages VTH and _VOFF , with the sense voltage _VCS , It can be determined whether the sense voltage _VCS has reached the short circuit determination voltage _VTH or the turn- _off reference voltage VOFF.

一方、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定すれば、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合よりも上限時間Ｔ_ＴＨを短く設定できるというメリットがある。 On the other hand, if the short-circuit determination voltage _VTH is set to a voltage lower than the turn- _off reference voltage VOFF, there is an advantage that the upper limit time _TTH can be set shorter than when the short-circuit determination voltage _VTH and the turn- _off reference voltage VOFF are matched. be.

例えば、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ及び短絡判定電圧Ｖ_ＴＨが共に１Ｖであり、且つ、適正なセンス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡無く設けられているケースでの電流制御におけるオン時間Ｔ_ＯＮの標準値が１０μ秒であったとしたならば、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ（１Ｖ）に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１のターンオフを行うという動作を担保すべく、上限時間Ｔ_ＴＨは１０μ秒よりも大きな時間、例えば２０μ秒に設定される。この場合、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡時には、２０μ秒分、一次側巻線Ｗ１及びスイッチングトランジスタＭ１に電流Ｉ_Ｍ１が流れ続け、一次側巻線Ｗ１のインダクタンス値によっては電流Ｉ_Ｍ１が非常に大きな電流値に達するおそれがある。
これに対し、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨを、例えば、夫々、１Ｖ、０．３Ｖに設定した場合には、上限時間Ｔ_ＴＨを６μ秒（＝２０μ秒×３／１０）に設定するといったことが可能となる。スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が６μ秒に達した時点でセンス電圧Ｖ_ＣＳが０．３Ｖ（短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ）に達していなければ、センス抵抗Ｒ_ＣＳに短絡が生じていると推定され、その時点でスイッチングトランジスタＭ１をターンオフすれば、電流Ｉ_Ｍ１が小さい状態で電流制御を停止することが可能となる。 For example, when both the turn-off reference voltage V _OFF and the short-circuit determination voltage V _TH are 1 V, and an appropriate sense resistor R _CS is provided without a short circuit, the standard value of the on-time T _ON in current control is 10 μs. , the upper limit time T _TH is longer than 10 μs in order to ensure the operation of turning off the switching transistor M1 in response to the sense voltage V _CS reaching the turn-off reference voltage V _OFF (1 V). A large time is set, for example 20 μs. In this case, when the sense resistor _RCS is shorted, the current _IM1 continues to flow through the primary winding W1 and the switching transistor _M1 for 20 μs. value can be reached.
On the other hand, when the turn-off reference voltage V _OFF and the short-circuit determination voltage V _TH are set to 1 V and 0.3 V, respectively, the upper limit time T _TH is set to 6 μs (=20 μs×3/10). It is possible to set If the sense voltage V _CS has not reached 0.3 V (short-circuit determination voltage V _TH ) when the elapsed time T _TIMER from the timing at which the switching transistor M1 is turned on reaches 6 μs, the sense resistor R _CS is short-circuited. If the switching transistor _M1 is turned off at that time, it is possible to stop the current control while the current IM1 is small.

尚、図５のタイミングｔ２以降のフィードバック制御においても、電流制御が利用されるようにしても良い。この場合、以下のように動作させれば良い。
即ち例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ未満であるときに限りフィードバック信号Ｖ_ＦＢとして特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておく。或いは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧより所定電圧ΔＶだけ低い電圧（Ｖ_ＴＧ－ΔＶ）以下となった後、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧに達するまでの間において、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておいても良い。そして、制御回路１２０は、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されているときに上記電流制御を実行し、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されていないときにはスイッチングトランジスタＭ１をオフ状態に維持する。これにより、スイッチングトランジスタＭ１が間欠的にスイッチング駆動されて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ近辺に保持される。タイミングｔ２以降の電流制御においても、上述したように、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせると良い。 It should be noted that current control may also be used in the feedback control after timing t2 in FIG. In this case, the operation should be performed as follows.
That is, for example, the feedback circuit 30 is configured so that a specific feedback signal _VFB is supplied to the primary side control circuit _IC10 as the feedback signal _VFB only when the output voltage _VOUT is less than the target voltage VTG. Alternatively, after the output voltage V _OUT becomes equal to or lower than the voltage (V _TG −ΔV) which is lower than the target voltage V _TG by a predetermined voltage ΔV, until the output voltage V _OUT reaches the target voltage V _TG , a specific feedback signal The feedback circuit 30 may be configured so that _VFB is supplied to the primary side control circuit IC10. The control circuit 120 performs the current control when the specific feedback signal _VFB is input, and keeps the switching transistor M1 off when the specific feedback signal _VFB is not input. As a result, the switching transistor M1 is intermittently switching-driven, and the output voltage _VOUT is held near the target voltage _VTG . In the current control after the timing t2, as described above, the control circuit 120 keeps the sense voltage _VCS at a predetermined value even if the elapsed time _{T_TIMER} from the timing at which the switching transistor M1 is turned on reaches the predetermined upper limit time _TTH . When the short-circuit determination voltage V _TH is not reached, it is preferable to determine that a short-circuit abnormality has occurred and turn off the switching transistor M1 through the drive circuit 130 .

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態並びに後述の第３及び第４実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２～第４実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２～第４実施形態にも適用される。第２実施形態において、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３及び第４実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１～第４実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。 <<Second Embodiment>>
A second embodiment of the present invention will be described. The second embodiment and third and fourth embodiments to be described later are embodiments based on the first embodiment. The description of the embodiments also applies to the second to fourth embodiments. In the second embodiment, the description of the second embodiment may take precedence over items that contradict between the first and second embodiments (the same applies to third and fourth embodiments described later). As long as there is no contradiction, arbitrary plural embodiments may be combined among the first to fourth embodiments.

第１実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであるとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１に加わる入力電圧Ｖ_ＩＮからトランスＴＲの二次側において（即ち二次側回路において）出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成するものであれば任意である。 In the first embodiment, the DC/DC converter 1 is an insulated synchronous _{rectification} type DC/DC converter. anything that produces an output voltage V _OUT at the side (ie, at the secondary side circuit).

例えば、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１では、いわゆるローサイドアプリケーションが採用されているが、ハイサイドアプリケーションが採用されても良い。ハイサイドアプリケーションが採用されたＤＣ／ＤＣコンバータ１では、ＳＲトランジスタＭ２が出力端子Ｐ２側に設けられ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２とトランスＴＲの二次側巻線Ｗ２との間にＳＲトランジスタＭ２が直列に挿入される。この他、本発明の主旨を損なわない形態で、二次側回路におけるＳＲトランジスタＭ２の配置位置を変更することが可能である。 For example, the DC/DC converter 1 shown in FIG. 1 employs a so-called low-side application, but a high-side application may be employed. In the DC/DC converter 1 for high-side applications, an SR transistor M2 is provided on the output terminal P2 side, and an SR transistor M2 is provided between the output terminal P2 to which the output voltage _VOUT is applied and the secondary winding W2 of the transformer TR. Transistor M2 is inserted in series. In addition, it is possible to change the arrangement position of the SR transistor M2 in the secondary side circuit without impairing the gist of the present invention.

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、整流ダイオードを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ（絶縁ダイオード整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ）であっても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、図１のＳＲトランジスタＭ２及び寄生ダイオードＤ２の代わりに、整流ダイオードを二次側回路に設ける。整流ダイオードは二次側巻線Ｗ２と出力コンデンサＣ_ＯＵＴと間に挿入され、一次側巻線Ｗ１から二次側巻線Ｗ２に伝搬された電力を整流する。 Further, for example, the DC/DC converter 1 may be a DC/DC converter using rectifying diodes (insulated diode rectifying DC/DC converter). In this case, in the DC/DC converter 1, instead of the SR transistor M2 and the parasitic diode D2 of FIG. 1, a rectifier diode is provided in the secondary side circuit. A _rectifying diode is inserted between the secondary winding W2 and the output capacitor COUT to rectify the power propagated from the primary winding W1 to the secondary winding W2.

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を、フォワード方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成しても良く、この場合にも、同期整流方式及び整流ダイオード方式の何れが採用されても良い。 Further, for example, the DC/DC converter 1 may be configured as a forward-type insulated DC/DC converter.

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態では、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの用途を説明する。 <<Third Embodiment>>
A third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment, applications of the isolated DC/DC converter according to the present invention will be described.

図９に示す如く、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＡＣ／ＤＣコンバータ３００を構成して良い。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００は、フィルタ３０１、整流回路３０２、平滑コンデンサ３０３及び絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４を備える。フィルタ３０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００に入力された交流電圧Ｖ_ＡＣのノイズを除去する。交流電圧Ｖ_ＡＣは商用交流電圧であって良い。整流回路３０２は、フィルタ３０１を通じて供給された交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。平滑コンデンサ３０３は全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４は、平滑コンデンサ３０３にて生成された直流電圧を入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、入力電圧Ｖ_ＩＮを電力変換（直流－直流変換）することで出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。第１又は第２実施形態に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４として用いることができる。この場合、図１の入力コンデンサＣ_ＩＮは平滑コンデンサ３０３に相当する。 As shown in FIG. 9, an AC/DC converter 300 using the isolated DC/DC converter according to the present invention may be constructed. AC/DC converter 300 includes filter 301 , rectifier circuit 302 , smoothing capacitor 303 and isolated DC/DC converter 304 . Filter 301 removes noise from _AC voltage VAC input to AC/DC converter 300 . The alternating voltage V _AC may be a commercial alternating voltage. Rectifier circuit 302 is a diode bridge circuit that performs full-wave rectification of _AC voltage VAC supplied through filter 301 . A smoothing capacitor 303 smoothes the full-wave rectified voltage to generate a DC voltage. The insulated DC/DC converter 304 receives the DC voltage generated by the smoothing capacitor 303 as the input voltage V _IN and converts the power of the input voltage V _IN (DC-DC conversion) to generate the output voltage V _OUT . . The DC/DC converter 1 shown in the first or second embodiment can be used as the isolated DC/DC converter 304 . In this case, the input capacitor C _IN in FIG. 1 corresponds to the smoothing capacitor 303 .

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を用いて電源アダプタを構成しても良い。図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電源アダプタ３２０を示す図である。電源アダプタ３２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３２１、筐体３２２及び出力コネクタ３２３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００が収容及び配置される。プラグ３２１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３２１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが、出力コネクタ３２３を通じ、図示されない任意の電気機器に供給される。電気機器としては、ノート型パーソナルコンピュータ、情報端末機、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話機（スマートフォンに分類されるものを含む）、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。 A power adapter may be configured using the AC/DC converter 300 . FIG. 10 shows a power adapter 320 that includes the AC/DC converter 300. As shown in FIG. The power adapter 320 includes an AC/DC converter 300 , a plug 321 , a housing 322 and an output connector 323 , and the AC/DC converter 300 is accommodated and arranged within the housing 322 . The plug 321 receives a commercial AC voltage V _AC from an outlet (not shown), and the AC/DC converter 300 generates a DC output voltage V _OUT from the commercial AC voltage V _AC input through the plug 321 . An output voltage V _OUT is provided through output connector 323 to any electrical equipment not shown. Examples of electrical equipment include notebook personal computers, information terminals, digital cameras, digital video cameras, mobile phones (including smartphones), and mobile audio players.

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器を構成しても良い。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器３４０を示す図である。図１１（ａ）及び（ｂ）に示される電気機器３４０はディスプレイ装置であるが、電気機器３４０の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する機器であれば任意である。電気機器３４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３４１、筐体３４２及び負荷３４３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００及び負荷３４３が収容及び配置される。プラグ３４１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３４１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。生成された出力電圧Ｖ_ＯＵＴは負荷３４３に供給される。負荷３４３は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する任意の負荷であって良く、例えば、マイコンコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。 An electrical device including the AC/DC converter 300 may be configured. 11(a) and (b) are diagrams showing an electric device 340 including the AC/DC converter 300. FIG. The electrical equipment 340 shown in FIGS. 11A and 11B is a display device, but the type of the electrical equipment 340 is not particularly limited, and includes audio equipment, refrigerators, washing machines, vacuum cleaners, etc. It is optional as long as it is a built-in device. The electrical equipment 340 includes an AC/DC converter 300 , a plug 341 , a housing 342 and a load 343 , and the AC/DC converter 300 and the load 343 are accommodated and arranged within the housing 322 . The plug 341 receives a commercial AC voltage V _AC from an outlet (not shown), and the AC/DC converter 300 generates a DC output voltage V _OUT from the commercial AC voltage V _AC input through the plug 341 . The generated output voltage V _OUT is provided to load 343 . The load 343 may be any load driven based on the output voltage V _OUT , such as a microcomputer, DSP (Digital Signal Processor), power supply circuit, lighting equipment, analog circuit or digital circuit.

＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、第１～第３実施形態に対する幾つかの変形技術等を説明する。 <<Fourth Embodiment>>
A fourth embodiment of the present invention will be described. In the fourth embodiment, several modified techniques and the like for the first to third embodiments will be described.

上述したように、一次側制御ＩＣ１０の各回路素子は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いて一次側制御ＩＣ１０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。一次側制御ＩＣ１０内に含まれるものとして上述した任意の幾つかの回路素子は、一次側制御ＩＣ１０外に設けられて一次側制御ＩＣ１０に外付け接続されても良い。逆に、一次側制御ＩＣ１０外に設けられるものとして上述した幾つかの回路素子を、一次側制御ＩＣ１０内に設けるようにしても良い。 As described above, each circuit element of the primary-side control IC 10 is formed in the form of a semiconductor integrated circuit, and the semiconductor device is configured by sealing the semiconductor integrated circuit in a housing (package) made of resin. be. However, a circuit equivalent to the circuit in the primary side control IC 10 may be configured using a plurality of discrete components. Any of the circuit elements described above as being included in the primary side control IC 10 may be provided outside the primary side control IC 10 and externally connected to the primary side control IC 10 . Conversely, some of the circuit elements described above as being provided outside the primary side control IC 10 may be provided within the primary side control IC 10 .

任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。 For any signal or voltage, the relationship between high and low levels may be reversed without departing from the spirit of the discussion above.

ＦＥＴの型をＮチャネル型及びＰチャネル型間で入れ替える変形も可能である。 A variation is also possible in which the FET type is interchanged between N-channel and P-channel types.

図３に示される一次側制御ＩＣ１０は、対象スイッチング素子のオン、オフを制御する任意のスイッチ制御装置として機能する。但し、対象スイッチング素子は対象コイル及びセンス抵抗と直列接続され、対象スイッチング素子と対象コイル及びセンス抵抗との直列回路に対して所定の直流電圧が印加されるものとする。故に、対象スイッチング素子のオン区間では、対象スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い対象スイッチング素子に流れる電流が増大することになる。図１の一次側制御ＩＣ１０にとっての対象スイッチング素子及び対象コイルはスイッチングトランジスタＭ１及び一次側巻線Ｗ１であるが、本発明において、対象スイッチング素子及び対象コイルは、これに限定されず、対象スイッチング素子のスイッチング駆動により対象コイルに流れる電流を制御する用途に、本発明を広く適用可能である。 The primary side control IC 10 shown in FIG. 3 functions as an arbitrary switch control device that controls ON/OFF of the target switching element. However, the target switching element is connected in series with the target coil and the sense resistor, and a predetermined DC voltage is applied to the series circuit of the target switching element, the target coil and the sense resistor. Therefore, in the on period of the target switching element, the current flowing through the target switching element increases as the elapsed time after the target switching element is turned on increases. The target switching element and the target coil for the primary side control IC 10 in FIG. The present invention can be widely applied to applications for controlling the current flowing through the target coil by switching drive.

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。 Each transistor described above may be any type of transistor. For example, the transistors described above as MOSFETs can be replaced with junction FETs, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or bipolar transistors. Any transistor has a first electrode, a second electrode and a control electrode. In a FET, one of the first and second electrodes is the drain and the other is the source, and the control electrode is the gate. In an IGBT, one of the first and second electrodes is the collector and the other is the emitter, and the control electrode is the gate. In a bipolar transistor not belonging to an IGBT, one of the first and second electrodes is the collector and the other is the emitter and the control electrode is the base.

本発明のスイッチ制御装置の制御対象となるスイッチング素子（対象スイッチング素子）として、ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの電圧制御型のトランジスタ（即ち、制御電極における電圧に応じて第１及び第２電極間に流れる電流が制御されるトランジスタ）が主として想定されるが、バイポーラトランジスタを当該スイッチング素子（対象スイッチング素子）として用いるようにしても良い。 As a switching element to be controlled by the switch control device of the present invention (target switching element), voltage-controlled transistors such as FETs including MOSFETs or IGBTs (that is, switching between the first and second electrodes according to the voltage at the control electrode) Although a transistor whose current flowing through the transistor is controlled is mainly assumed, a bipolar transistor may be used as the switching element (target switching element).

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。 The embodiments of the present invention can be appropriately modified in various ways within the scope of the technical idea indicated in the scope of claims. The above embodiments are merely examples of the embodiments of the present invention, and the meanings of the terms of the present invention and each constituent element are not limited to those described in the above embodiments. The specific numerical values given in the above description are merely examples and can of course be changed to various numerical values.

１絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０一次側制御ＩＣ（スイッチ制御装置）
２０二次側制御ＩＣ
ＴＲトランス
Ｗ１一次側巻線
Ｗ２二次側巻線
Ｍ１スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
Ｍ２同期整流トランジスタ
Ｒ_ＣＳセンス抵抗
１１０内部電源回路
１２０制御回路
１３０ドライブ回路
ＴＭ１外部端子（出力端子）
ＴＭ５外部端子（電圧入力端子） 1 insulated synchronous rectification type DC/DC converter 10 primary side control IC (switch control device)
20 Secondary side control IC
TR transformer W1 primary winding W2 secondary winding M1 switching transistor (switching element)
M2 Synchronous rectification transistor R _CS sense resistor 110 Internal power supply circuit 120 Control circuit 130 Drive circuit TM1 External terminal (output terminal)
TM5 external terminal (voltage input terminal)

Claims

a transformer having a primary winding and a secondary winding;
a switching transistor connected to the primary winding;
a sense resistor connected in series with the switching transistor;
a primary side control device for controlling on/off of the switching transistor, the isolated DC/DC converter generating an output voltage on the secondary side of the transformer from an input voltage applied to the primary winding. hand,
a feedback signal generating circuit that generates a feedback signal corresponding to the output voltage and supplies the feedback signal to the primary side control device;
The primary side control device,
an output terminal connected to the control electrode of the switching transistor ;
a voltage input terminal that receives the voltage generated by the sense resistor as a sense voltage;
a control circuit that generates a drive control signal based on the feedback signal and the sense voltage ;
a drive circuit that turns on or off the switching transistor through the output terminal based on the drive control signal;
The input voltage is applied to the series circuit of the primary winding, the switching transistor, and the sense resistor. The current flowing through the switching transistor increases,
After turning on the switching transistor , the control circuit is configured to be capable of executing current control for turning off the switching transistor in response to the sense voltage reaching a predetermined turn-off reference voltage, and executing the current control. wherein the switching transistor is turned off when the sense voltage does not reach a judgment voltage equal to or lower than the turn-off reference voltage even after a predetermined time has elapsed since the switching transistor was turned on ;
The control circuit executes the current control when a specific feedback signal is supplied to the primary side control device as the feedback signal, and the specific feedback signal is not supplied to the primary side control device. sometimes keeping the switching transistor in an off state;
The feedback signal generation circuit supplies the specific feedback signal to the primary side control device when the output voltage is less than a predetermined target voltage, or the output voltage is a voltage lower than the target voltage by a predetermined voltage. After the output voltage reaches the target voltage, the specific feedback signal is supplied to the primary side control device.
, an isolated DC/DC converter.

a rectifier circuit for full-wave rectification of AC voltage;
a smoothing capacitor that generates a DC voltage by smoothing the full-wave rectified voltage;
and the isolated DC/DC converter according to claim 1, which generates a DC output voltage from the input voltage as the DC voltage.
, AC/DC converters.

a plug for receiving alternating voltage;
an AC/DC converter according to claim 2;
and a housing that houses the AC/DC converter.
, power adapter.

an AC/DC converter according to claim 2;
and a load driven based on the output voltage of the AC/DC converter.
, electrical equipment.