JP7104249B2 - 無線充電用受電装置、方法、端末、及びシステム - Google Patents

Description

本願は、パワーエレクトロニクス技術の分野に、特に、無線充電用受電装置、方法、端末、及びシステムに関係がある。

現代社会におけるエネルギ不足及び環境汚染の悪化に伴って、新しいエネルギ車両として、電気車両は、発売されると直ぐに広く注目されてきた。しかし、ほとんどの既存の電気車両は、バッテリ容量の制限により比較的に短い距離しか走行することができない。その上、電気車両の長いバッテリ充電時間及び対応する充電ステーション資源の不足は、電気車両の適用及び普及を妨げる最大のボトルネックになっている。

電気車両のためのバッテリ充電方法には、通常は、接触充電及び無線通信がある。接触充電は、プラグの金属がソケットの金属と接して電気を通すことを意味し、無線充電は、結合された電磁場が電気エネルギを運ぶ媒質として使用されることを意味する。接触充電と比較して、無線充電は多くの利点があり、将来の電気車両の主流の充電様式になる。動作時に、無線充電システムは、その出力電力を調整する必要があり、つまり、チューニングを実行する。無線充電システムの出力電力は、整流器の出力電力によって決定され、整流器の等価インピーダンスは、整流器の出力電力の値を決定する。そのため、無線充電システムの出力電力は、通常は、整流器の等価インピーダンスを調整することによって調整される。整流器の等価インピーダンスは、整流のブリッジアーム電圧を整流器の入力電流で除することによって取得される。結果として、整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流は、整流器の等価インピーダンスを調整するよう制御されることがある。

無線充電システムは、非チューニングからパッシブチューニングを通ってアクティブチューニングまでの発展のプロセスを経る。非チューニングを実行するために、直流変換回路が、出力電力を調整するために使用される。パッシブチューニングを実行するために、インダクタ及びキャパシタなどの受動部品が、出力電力を調整するために使用される。アクティブチューニングを実行するために、スイッチが使用される。説明は、添付の図面を参照して以下で別々に与えられる。

図１は、直流変換回路が送電端にある非チューニング型無線充電システムの概略図である。図２は、直流変換回路が受電装置にある非チューニング型無線充電システムの概略図である。

直流変換回路２０１は、図１では、無線充電システムの送電端に配置され、一方、直流変換回路２０１は、図２では、無線充電システムの受電装置に配置されることが分かる。

図１及び図２から、直流変換回路２０１の１つの段が非チューニング型無線充電システムに加えられる必要があることが分かる。更に、直流変換回路は、送電端及び受電装置の夫々に加えられてもよい。これは、変換回路の段の数が増大することを示す。

従って、パッシブチューニング方法が、変換回路の段の数を減らすために提案されている。この方法では、送電端及び受電装置のインピーダンスは、インダクタ及びキャパシタなどの受動部品を使用することによって調整され、共振周波数は、無線充電システムの共振状態を調整するように、インピーダンスを調整することによって変更され得る。しかし、受動素子の許容誤差及び調整精度の影響により、パッシブチューニングは、比較的に大きいサイズ及び低い精度を有する多数の受動素子を必要とする。

パッシブチューニングでは多数のマシンが存在し且つ精度が低いという技術的課題を解決するために、アクティブチューニングが提案されている。具体的に言えば、整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流は、スイッチのスイッチオン及びスイッチオフを制御することによって調整される。しかし、負荷がジャンプする場合に、アクティブチューニングでは、無線充電システムが不安定に動作する。

本願は、無線充電用受電装置、方法、端末、及びシステムを提供し、整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流は、負荷がジャンプする場合に制御可能であり、それによって、無線充電システムが安定に動作することを確かにする。

本願の実施形態によって提供される無線充電用受電装置では、コントローラが、整流器の入力端で取得された交流の電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行するために使用され、コントローラは、位相ロックを使用することによって、電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得してよい。周期信号及び電流基本成分は、位相ロック閉ループ制御を使用することによって、同じ周波数を有する。位相ロックは慣性を有するので、電流基本成分の周波数が負荷の突然の変化により変化する場合に、周期信号の周波数は突然に変化しない。コントローラは、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成し、同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成する。駆動信号は整流器のブリッジアーム電圧の周波数を決定するので、駆動信号及び電流基本成分が同じ周波数を有する場合に、ブリッジアーム電圧及び電流基本成分も同じ周波数を有する。ブリッジアーム電圧は電流基本成分と同期することが確かにされ、従って、無線充電システムは安定状態で動作することが確かにされ得、システムは、負荷の突然の変化により不安定に動作しない。

整流器は、フルブリッジ整流器又はハーフブリッジ整流器であってよい。フルブリッジ整流器については、ブリッジアーム電圧は、２つのブリッジアーム中点間の電圧である。ハーフブリッジ整流器については、ブリッジアーム電圧は、ブリッジアーム中点と接地との間の電圧である。

可能な実施では、コントローラは、周期信号を取得するよう電流基本成分の位相信号に対して位相ロックを実行する。位相ロックは、１回目の位相ロック及び非１回目の位相ロックを有する。１回目の位相ロックは、最初の周期での位相ロックである。１回目の位相ロックでは、コントローラは、電流基本成分と初期プリセット周期信号との間の位相差を取得し、その位相差に対してローパスフィルタリングを実行して、フィルタ処理された位相差を取得し、そのフィルタ処理された位相差に対して比例積分制御を実行して、位相差に反比例する第１周期値を取得し、その第１周期値に基づき、１回目の位相ロックに対応する周期信号を取得する。周期信号が最初の周期で生成されないので、初期プリセット周期信号が電流基本成分と比較される。

非１回目の位相ロックでは、コントローラは、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号を目下の周期の電流基本成分と比較して、その目下の周期の周期信号を取得する。非１回目の位相ロックと１回目の位相ロックとの間の違いは、前の周期の周期信号が存在しており、従って、前の周期の周期信号が電流基本成分と比較される点である。

コントローラが、比例積分段階で、位相差に反比例するよう第１周期値を制御し得ることは、具体的に：電流基本成分の位相が周期信号の位相よりも進んでいる場合に、位相差は正である、ことである。従って、周期信号及び電流基本成分が同じ位相を有するように、第１周期値は低減されるべきであり、周期信号の周波数は増大されるべきである。電流基本成分の位相が周期信号の位相よりも遅れている場合に、位相差は負である。従って、周期信号及び電流基本成分が同じ位相を有するように、第１周期値は増大されるべきであり、周期信号の周波数は低減されるべきである。

可能な実施では、コントローラが、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成することは、具体的に：位相ロック段階での第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき同期基準信号を取得することであり、第１プリセット比較値は、周期信号と同期基準信号との間の位相差に基づきセットされてよい。コントローラが同期基準信号を生成するプロセスは、コントローラが、計数列を形成するよう各周期で０から第１周期値までカウントし、計数列に基づき三角波を取得し、三角波の振幅を第１プリセット比較値と比較するものであり、第１プリセット比較値よりも大きい振幅を有する三角波の部分は、同期基準信号のハイレベルを形成し、第１プリセット比較値よりも小さい振幅を有する三角波の部分は、同期基準信号のローレベルを形成する。すなわち、同期基準信号を取得するために、第１プリセット比較値に対応する振幅を使用することによって、三角波に対してチョッピングが行われる。この実施形態では、同期基準信号は、第１周期値が同期基準信号の周波数を決定し、第１プリセット比較値が周期信号と同期基準信号との間の位相差を決定するので、第１周期値及び第１プリセット比較値を使用することによって生成される。第１プリセット比較値は、要件に応じてセットされてよい。

可能な実施では、コントローラが同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成するよう更に構成されることは、具体的に：同期基準信号及び第２プリセット比較値に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することであり、第２プリセット比較値は、第１周期値の２分の１である。

可能な実施では、整流器は、フルブリッジ整流器であってよく、フルブリッジ整流器は、２つのブリッジアームを含む。コントローラは、同期基準信号、２つのブリッジアーム間の位相シフト角度、及び第２プリセット比較値に基づき、フロントブリッジアームの第１駆動信号及びリアブリッジアームの第２駆動信号を生成する。位相シフト角度は、第１駆動信号と第２駆動信号との間の位相差であり、第２プリセット比較値は、第１周期値の２分の１である。整流器がフルブリッジである場合に、２つのブリッジアームの駆動信号間には位相シフト角度が存在し得る。従って、対応する駆動信号は、前もってセットされた位相シフト角度に基づき生成され得る。

可能な実施では、コントローラは、位相ロックループ回路を含み、位相ロックループ回路を使用することによって位相ロックを実行してよい。位相ロックループ回路は、位相検出器、プロセッサ、及び電圧制御発振器を含み、位相検出器は、位相差を取得するよう構成され、プロセッサは、位相差に基づき、対応する電圧値を取得するよう構成され、電圧制御発振器は、電圧値を、出力のために、対応する周波数に変換するよう構成される。周波数及び周期は、互いの逆数である。結果として、出力は周期信号である。１回目の位相ロックでは、周期信号は存在しない。そのため、位相検出器は、電流基本成分を初期プリセット周期信号と比較する。非１回目の位相ロックでは、位相検出器は、電流基本成分と前の回の周期信号との間の位相差を取得する。

この実施形態では、位相ロックは、位相ロックループ回路を使用することによって電流基本成分に対して実行される。位相ロックループ回路の集積レベルは比較的に高く、ハードウェアが比較的に高速で位相ロックを実装する。位相ロックループ回路は、閉ループ制御を実装する。電流基本成分は、位相ロックループの基準信号となり、周期信号は、位相ロックループのフィードバック信号となる。フィードバック信号は、位相ロック閉ループ制御を使用することによって基準信号に追随する。周期信号及び位相信号電流基本成分は、同じ周波数及び同じ位相を有する。更に、周期信号も同期基準信号としての役割を果たしてよい。

位相ロックループ回路が位相ロックを実装する実施形態では、コントローラが同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することは、具体的に：電圧値に対してアナログ－デジタル変換を実行してデジタル電圧値を取得し、そのデジタル電圧値に基づき第２周期値を取得し、同期基準信号及び第３プリセット比較値に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することを有し、第３プリセット比較値は、第２周期値の２分の１である。位相ロックループ回路が位相ロックを実装する場合に、駆動信号は、プロセッサによって出力された電圧値に基づき取得される対応する第２周期値に基づき生成される。

以下の説明では、位相ロックが失敗するかどうかは、いずれか２つの信号の周期を比較することによって決定される。更に、位相ロックが失敗することは、いずれか１つの信号の変化率が大きすぎることを決定することによって決定され得る。位相ロックが失敗する場合に、それは、負荷が突然に変化し、整流器の入力電流が整流器のブリッジアーム電流と非同期であることを示す。時間が経つにつれて、無線充電システムは不安定になり、故障することさえある。従って、位相ロックが失敗すると決定される場合に、受電装置は、回復困難なアクシデントを回避するために、動作を停止するよう制御される必要がある。

可能な実施では、受電装置は、送電装置によって送信される送信コイルの電流周期情報を受信するよう構成された無線通信ユニットを更に含んでもよい。コントローラは、送信コイルの電流周期情報、同期基準信号、及び第１周期値のうちのいずれか２つが一貫性のない周期を有する場合に、位相ロックが失敗することを決定し、動作を停止するように受電装置を制御する。更に、コントローラは、代替的に、送信コイルの電流周期情報、同期基準信号、及び第１周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、位相ロックが失敗することを決定し、動作を停止するように受電装置を制御する。

可能な実施では、受電装置は、送電装置によって送信される受信コイルの交番磁界周期情報を受信するよう構成された無線通信ユニットを更に有してもよい。コントローラは、受信コイルの交番磁界周期情報、同期基準信号、及び第２周期値のうちのいずれか２つが一貫性のない周期を有する場合に、位相ロックが失敗することを決定し、動作を停止するように受電装置を制御する。更に、コントローラは、代替的に、受信コイルの交番磁界周期情報、同期基準信号、及び第２周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、位相ロックが失敗することを決定し、動作を停止するように受電装置を制御する。

上述された受電装置は、電気車両に適用されてよい。例えば、受電装置は、電気車両のバッテリパックを無線により充電し得る。

更に、本願の実施形態は、電気を使用する要素と、バッテリと、受電装置とを含み、受電装置が、バッテリを充電するよう構成され、バッテリが、電気を使用する要素へ電力を供給するよう構成される、電気端末を更に提供する。

電気端末が電気車両である場合に、電気を使用する要素はバッテリパックである。

本願の実施形態は、整流器の入力端での交流の電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行して、電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得することであり、電流基本成分の周波数が負荷の突然の変化により変化する場合に、周期信号の周波数は、位相ロックが慣性を有するので、突然に変化しない、ことと、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成し、その同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することであり、駆動信号及び電流基本成分は同じ周波数を有する、こととを含む無線充電制御方法を更に提供する。駆動信号は整流器のブリッジアーム電圧の周波数を決定するので、駆動信号及び電流基本成分が同じ周波数を有する場合に、ブリッジアーム電圧及び電流基本成分も同じ周波数を有する。つまり、ブリッジアーム電圧は電流基本成分と同期することが確かにされ、従って、無線充電システムは安定した状態で動作することが確かにされ得る。

本願の実施形態は、送電装置と、上記の受電装置とを含む無線充電システムを更に提供する。送電装置は、インバータ及び送信コイルを含み、インバータは、直流電源の直流を交流に逆変換するよう構成され、送信コイルは、電磁気エネルギを受電装置へ送るよう構成される。

電気車両の分野での無線充電システムの適用のために、送電装置は地面に配置されてよく、受電装置は電気車両に配置されてよい。送電装置の送信コイルは、電気車両に配置されている受電装置へ電磁気エネルギを送る。受電装置は電磁気エネルギを受け取り、変換を実行した後にバッテリパックを充電する。

上記の技術的解決法から、本願の実施形態には次の利点があることが分かる。

本願の実施形態で提供される無線充電用受電装置では、コントローラは、整流器の入力電流の位相に対して位相ロックを実行し、閉ループ制御様式で入力電流の位相をロックする。無線充電システムが安定した状態で動作する場合に、位相ロック閉ループ制御の入力信号及びフィードバック信号は、主に位相ロック制御の慣性段を使用することによって、同じ位相を有する。負荷がジャンプする場合に、整流器の入力電流の位相又は周期は変化することがある。しかし、位相ロック制御の慣性段のため、負荷の突然の変化によって引き起こされた発振過渡状態の時に、位相ロック閉ループ制御の出力信号は、位相及び周期を安定した状態でのそれらと同じに依然として保つことができ、それによって、過渡状態で安定した性能を確保する。従って、同期基準信号と、整流器の入力電流の基本成分とは、同じ周期、つまり、同じ周波数を有することが確かにされ得る。制御可能なスイッチの駆動信号は、整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流が同じ周波数を有することができるように、同期基準信号を使用することによって生成される。結果として、位相ロック後に、同期基準信号の周期は、負荷の突然の変化により変化せず、駆動信号の周波数はジャンプしない。本願の実施形態に従って、整流器の入力電流は、無線充電システム全体が安定した状態で動作するように、整流器のブリッジアーム電圧と同期する。

直流変換回路が送電端にある非チューニング型無線充電システムの概略図である。 直流変換回路が受電装置にある非チューニング型無線充電システムの概略図である。 本願の実施形態に従う、電気車両用の無線充電システムの概略図である。 本願の実施形態に従う、アクティブチューニングを使用する無線充電システムの概略図である。 本願の実施形態１に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態２に従う、周期信号を取得するための方法のフローチャートである。 本願の実施形態３に従う、同期基準信号を生成するための方法のフローチャートである。 本願の実施形態３に従う信号生成の概略図である。 本願の実施形態４に従う、スイッチの駆動信号を生成するための方法のフローチャートである。 本願の実施形態４に従う、整流器の駆動信号の生成の概略図である。 本願の実施形態５に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態６に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態６に従う、位相ロックループが位相ロック制御のために使用されるアクティブチューニングの信号間の関係の概略図である。 本願の実施形態７に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態８に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態９に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１０に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１１に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１２に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１３に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１４に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１５に従う、アクティブチューニングを使用し且つ整流及び逆変換の夫々のためにハーフブリッジ構造を使用する無線充電システムの略構造図である。 本願の実施形態１５に従う無線充電用受電装置の略構造図である。 本願の実施形態１６に従う無線充電制御方法のフローチャートである。 本願の実施形態１７に従う無線充電システムの略構造図である。

本願の実施形態で提供される技術的解決法を当業者により良く理解させるために、以下は、最初に、電気車両の分野に適用される無線充電システムがどのように動作するかについて説明する。

図３は、本願の実施形態に従う、電気車両用の無線充電システムの概略図である。

無線充電システムは、電気車両１００及び無線充電ステーション１０１を少なくとも含んでもよい。

電気車両１００は、無線充電用受電装置１０００を含んでよく、無線充電ステーション１０１は、無線充電用送電装置１０１０を含んでよい。

現在、無線充電システムによって電気車両を充電するプロセスは、電気車両１００の無線充電用受電装置１０００と、無線充電ステーション１０１の無線充電用送電装置１０１０とが、非接触充電を行うよう一緒に動作することである。

無線充電ステーション１０１は、具体的に、固定無線充電ステーション、固定無線充電駐車スペース、無線充電道路、などであってよい。無線充電用送電装置１０１０は、地面に配備されるか、又は地面の下に埋められてよく。無線充電用送電装置１０１０の上にある電気車両１００を無線により充電し得る。

無線充電用受電装置１０００は、具体的に、電気車両１００の底に組み込まれてよい。電気車両１００が無線充電用送電装置１０１０の無線充電範囲に入るとき、電気車両１００は、無線充電様式で充電され得る。無線充電用受電装置１０００の受電アンテナ及び整流回路は、一体化されていても又は分離されていてもよい。受電アンテナ及び整流回路が分離されている場合に、整流回路の整流器は、通常は、車両内に配置される。

無線充電用送電装置１０１０の送電アンテナ及びインバータ回路は、一体化されていても又は分離されていてもよい。図１は、送電アンテナ及びインバータ回路が一体化されている形態を示す。

更に、非接触充電は、電界結合方式又は磁界結合方式で無線充電用受電装置１０００及び無線充電用送電装置１０１０によって実行される無線電力伝送であってよい。それらの方式は、具体的に、電界誘導方式、磁気誘導方式、磁気共鳴方式、又は無線放射方式であってよい。これは、本願のこの実施形態で特に限定されてない。更に、電気車両１００及び無線充電ステーション１０１は、双方向充電を実行してもよい。つまり、無線充電ステーション１０１が、電源を使用することによって電気車両を充電してよく、あるいは、電気車両１００が、電源へ放電してもよい。

本願の実施形態で提供される技術的解決法は、アクティブチューニングに基づく。技術的解決法を当業者により良く理解させるために、以下は、アクティブチューニングがどのように動作するかについて、添付の図面を参照して詳細に説明する。

無線充電システムの出力電力は、整流器の等価インピーダンスに関連する。整流器の出力電流が一定である場合に、整流器の出力電力は、整流器の等価インピーダンスと整流器の出力電流の二乗との積に等しい。従って、無線充電システムの出力電力は、整流器の等価インピーダンスを調整することによって調整され得る。整流器の等価インピーダンスは、整流器のブリッジアーム電圧を整流器の入力電流で除することによって取得される。従って、整流器の等価インピーダンスを調整することの前提は、ブリッジアーム電圧が整流器の入力電流と同期することである。整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流がゆらぎ状態にあり、ブリッジアーム電圧と入力電流との間の位相がロックされ得ないとき、無線充電システムの出力電力は制御不能状態にある。結果として、アクティブチューニングは実装され得ない。

図４は、本願の実施形態に従う、アクティブチューニングを使用する無線充電システムの概略図である。

制御可能なスイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４）は、アクティブチューニングを使用する無線充電システムの受電装置で使用される。制御不可能なダイオードの代わりに、ＩＧＢＴ又はＭＯＳトランジスタなどの制御可能なスイッチが、受電装置の整流器で使用される。

制御可能なスイッチが整流器で使用されるアクティブチューニングには、受電装置の整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流の同期制御が含まれる。しかし、整流器の入力電流は、負荷が変化すると容易に変化する。特に、負荷が突然に増大又は低減するとき、整流器の入力電流は大幅に変化し、従って、同期信号の周期は変化する。結果として、制御可能なスイッチを駆動する駆動信号の周波数はジャンプし、無線充電システムは、過渡状態で不安定に動作し、あるいは、保護がトリガされるためにシャットダウンすることさえる。

上記の問題を解消するために、本願の実施形態は、整流器の入力電流の位相に対して位相ロックを実行するよう、無線充電用受電装置を提供する。無線充電システムが安定した状態で動作する場合に、位相ロック閉ループ制御の入力信号及びフィードバック信号は、位相ロックの慣性原理を使用することによって同じ位相を有する。従って、負荷が突然に変化するときに、位相ロック後に得られる電流基本成分はジャンプしない。位相ロック後に得られる位相は、電流基本成分の周波数が整流器のブリッジアーム電圧の周波数と同期するように、整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を同期させるために使用される。従って、無線充電用受電装置の適用によれば、整流器の入力電流は、負荷が突然に変化するときに、整流器のブリッジアーム電圧と同期することができ、それによって、無線充電システムが安定した状態で動作することを確かにする。

本願は、アクティブチューニングを使用する無線充電用受電装置を提供する。以下は、添付の図面を参照して説明する。本願の以下の実施形態で提供される無線充電用受電装置は、図３に対応する無線充電用受電装置１０００に適用されてよい。

実施形態１
図５は、本願の実施形態１に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

図５は、無線充電システムを示し、送電端は、図４のものと同じである。詳細はここで説明されない。本願の実施形態で提供される技術的解決法は、受電装置の改善である。以下は、主に、受電装置がどのように動作するかについて説明する。

図５に示されるように、本願のこの実施形態で提供される無線充電用受電装置５００は、受信コイル５０１、整流器５０２、及びコントローラ５０３を含む。受電装置は、負荷５０４及び補償回路５０５を更に含んでもよい。

受信コイル５０１の出力端は、補償回路５０５の入力端へ接続されている。補償回路５０５の出力端は、整流器５０２の入力端へ接続されている。整流器５０２の出力端は、負荷５０４へ接続されている。無線充電システムが電気車両に適用される場合に、負荷はバッテリパックであってよい。

受信コイル５０１は、送信コイルによって送信された電磁気エネルギを受け取り、勾留を出力するよう構成される。

補償回路５０５は、受信コイル５０１によって出力された交流を補償し、受信コイル５０１が送電端の送信コイルによって送信された交流を受け取る場合に生成される付加的な位相シフトを取り除き、補償後に取得された交流を整流器５０２へ出力するよう構成され、それにより、受電装置は安定した交流を取得する。

整流器５０２は、少なくとも２つの制御可能なスイッチを含み、少なくとも２つの制御可能なスイッチを使用することによって、受信コイル５０１からの交流を直流に整流するよう構成される。

整流器５０２は、フルブリッジ整流器又はハーフブリッジ整流器であってよい。

この実施形態では、整流器５０２がフルブリッジ整流器であり、フルブリッジ整流器の４つのスイッチが全て制御可能なスイッチである例が、説明のために使用される。図５に示されるように、整流器は、制御可能なスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４を含む。

コントローラ５０３は、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成し、同期基準信号に基づき整流器５０２の制御可能なスイッチの駆動信号を生成し、駆動信号に基づき、交流を直流に変換するように整流器５０２の制御可能なスイッチを制御するよう更に構成され、このとき、駆動信号及び電流基本成分は、同じ周波数を有する。

直接にサンプリングされる整流器５０２の入力電流は高調波を含むので、整流器５０２の入力電流の基本成分が取り出される必要があり、基本成分は高調波を含まない。コントローラ５０３は、整流器５０２の入力電流と同期するように整流器５０２のブリッジアーム電圧を制御し、これは、コントローラ５０３が、基本成分の周期と同期するように整流器５０２のブリッジアーム電圧の周期を制御することを意味する。整流器５０２のブリッジアーム電圧及び整流器５０２の制御可能なスイッチの駆動信号は、同じ周期を有する。従って、駆動信号は、電流基本成分と同じ周期を有するよう制御され得る。更に、周波数は周期の逆数であるから、駆動信号は、電流基本成分と同じ周波数を有するように制御されてもよい。整流器５０２のブリッジアーム電圧は、２つのブリッジアーム中点間の電圧である。整流器５０２がハーフブリッジ整流器であり、１つしかブリッジアームを有さない場合に、ブリッジアーム電圧は、ブリッジアーム中点と接地との間の電圧である。

整流器５０２の入力電流をサンプリングするハードウェア回路のために、サンプリングされる入力電流の位相は、実際の入力電流よりも遅れる。サンプリングされる入力電流の位相が実際の入力電流の位相よりも遅れる差は、サンプリングを実行するハードウェア回路の具体的な構造及び具体的なパラメータに依存する。

周期信号は、矩形波又は正弦波の形をした周期信号であってよい。これは、本願のこの実施形態で特に限定されない。周期信号と電流基本成分との間の位相差は、各周期で固定され、固定された位相差は０又は他の値であってよい。

同期基準信号及び周期信号は同じ周波数、つまり、同じ周期を有する。更に、同期基準信号と周期信号との間には固定位相差が存在してもよく、固定位相差は０又は他の値であってよい。

整流器５０２の制御可能なスイッチの駆動信号は、同期基準信号に基づき生成され、駆動信号はパルス幅変調（Pulse Width Modulation，ＰＷＭ）信号である。図５に示されている制御可能なスイッチを参照すると、本願のこの実施形態での駆動信号は、具体的に、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を含んでよい。第１ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を駆動するために使用されてよく、第２ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ２及びＳ４を駆動するために使用されてよい。第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は夫々、周期信号と同じ周期を有し、第１ＰＷＭ駆動信号と第２ＰＷＭ駆動信号との間には、調整可能な位相シフト角度θが存在する。位相シフト角度θ、つまり、整流器５０２のフロントブリッジアーム及びリアブリッジアームの間の位相シフト角度は、駆動信号の位相シフト関数を実装するよう調整されてよい。

位相ロック制御のために、周期信号はフィードバック信号となり、電流基本成分は基準信号となる。位相差を求めるために、周期信号の位相と電流基本成分の位相との間で減算が行われる。周期信号が電流基本成分に追随するように、周期信号は位相差に基づき制御される。具体的に言えば、周期信号の位相は、整流器の入力電流の基本成分の位相に追随し、周期信号の周期は、整流器の入力電流の基本成分の周期と同期する。

本願のこの実施形態で提供される無線充電用受電装置で、コントローラは、整流器の入力電流の位相に対して位相ロックを実行し、閉ループ制御様式で入力電流の位相をロックする。無線充電システムが安定した状態で動作する場合に、位相ロック閉ループ制御の入力信号及びフィードバック信号は、主に位相ロック制御の慣性段を使用することによって、同じ位相を有する。負荷がジャンプする場合に、整流器の入力電流の位相又は周期は変化することがある。しかし、位相ロック制御の慣性段のため、負荷の突然の変化によって引き起こされた発振過渡状態の時に、位相ロック閉ループ制御の出力信号は、位相及び周期を安定した状態でのそれらと同じに依然として保つことができ、それによって、過渡状態で安定した性能を確保する。従って、同期基準信号と、整流器の入力電流の基本成分とは、同じ周期、つまり、同じ周波数を有することが確かにされ得る。制御可能なスイッチの駆動信号は、整流器のブリッジアーム電圧及び入力電流が同じ周波数を有することができるように、同期基準信号を使用することによって生成される。結果として、位相ロック後に、同期基準信号の周期は、負荷の突然の変化により変化せず、駆動信号の周波数はジャンプせず、駆動信号及びブリッジアーム電圧は同じ周期を有する。駆動信号及び同期基準信号が同じ周期を有する場合に、整流器の入力電流は整流器のブリッジアーム電圧と同期することが確かにされ得、それにより、無線充電システム全体は安定した状態で動作する。

実施形態２
以下は、具体的に、添付の図面を参照して、周期信号を取得するようコントローラが電流基本成分に対してどのように位相ロックを実行するかについて説明する。

図６は、本願の実施形態２に従う、周期信号を取得するための方法のフローチャートである。

コントローラは、周期信号を取得するために次のステップを実行することによって電流基本成分に対して位相ロックを実行する。

Ｓ６０１．コントローラは、１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得し、位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、フィルタリング後に取得された位相差に対して比例積分制御を実行して第１周期値を取得し、第１周期値に基づき、１回目の位相ロックに対応する周期信号を取得する。このとき、第１周期値は位相差に反比例する。

コントローラによって実行される位相ロック制御は、閉ループフィードバック制御に属し、電流基本成分が閉ループ制御の入力基準信号となり、周期信号が閉ループ制御のフィードバック信号となる。しかし、コントローラが動作するよう電源を入れられる最初の周期で、閉ループ制御は、出力されている周期信号がない。そのため、１回目の位相ロックでは、初期プリセット周期信号が、フィードバック信号として、電流基本成分と比較され、１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相が得られる。１回目の位相ロックは、最初の周期での位相ロックである。

初期プリセット周期信号は、入力電流の周期値に基づきセットされてよく、一般に、初期プリセット周期信号は、初期プリセット周期信号と入力電流の基本成分との間の位相差が前もってセットされた範囲内にあるという条件で、如何なる値にセットされてもよい。例えば、入力電流の基本成分の周波数が８５ｋＨｚである場合に、初期プリセット周期信号は８０ｋＨｚにセットされてよい。負荷が突然に変化するときに、入力電流の基本成分の周波数は８３ｋＨｚに変化する可能性がある。

第１周期値は、カウンタを使用することによって取得されてよい。コントローラ内のカウンタは、０から第１周期値までカウントする。カウンタが第１周期値までカウントするとき、カウンタは０にリセットされ、０からカウントし直す。従って、カウンタのカウント値の変化は、時間とともに三角波形状を成す。

第１周期値は、周期に対応する。具体的に言えば、対応する周期信号は、第１周期値を使用することによって取得され得る。

コントローラが位相ロックを実行するプロセスは、閉ループ制御プロセスであり、Ｓ６０１で、コントローラは、最初の周期で１回目の位相ロックしか実行しない。１回目の位相ロックが完了した後、周期信号は生成される。その後にＳ６０２で、前の周期で生成された周期信号は、その周期信号と電流基本成分との間の位相差を取得するよう電流基本成分と比較され、対応する周期値が位相差に基づき取得され、目下の周期の周期信号が周期値に基づき取得される。

Ｓ６０２．非１回目の位相ロックで、コントローラは、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号を電流基本成分と比較して、目下の周期の周期信号を取得する。

Ｓ６０２とＳ６０１との間の違いは、電流基本成分と比較される対象にしかない。Ｓ６０１では、初期プリセット周期信号が電流基本成分と比較され、一方、Ｓ６０２では、前の周期の周期信号が電流基本成分と比較される。他の説明は同じである。

以下は、説明のための例として非１回目の位相ロックを使用し、第１周期値は位相差に反比例する。

電流基本成分の位相が周期信号の位相よりも進んでいる場合に、位相差は正である。従って、周期信号の位相が電流基本成分の位相により近くなるように、第１周期値は低減されるべきであり、周期信号の周波数は増大されるべきである。

電流基本成分の位相が周期信号の位相よりも遅れている場合に、位相差は負である。従って、周期信号の位相が電流基本成分の位相により近くなるように、第１周期値は増大されるべきであり、周期信号の周波数は低減されるべきである。

本願のこの実施形態では、コントローラは、周期信号を取得するよう電流基本成分に対して位相ロックを実行するために使用される。位相ロック制御は、閉ループ制御プロセスに属する。周期信号はフィードバック信号となり、電流基本成分は基準信号となる。フィードバック信号は、フィードバック信号と基準信号との間の位相差を取得するよう基準信号と比較される。次いで、第１周期値が位相差に基づき取得される。周期信号は、周期信号及び電流基本成分が同じ周波数を有することができ、且つ、位相差が固定され得るように、第１周期値に基づき取得される。位相ロックの慣性機能のため、周期信号は抗干渉能力を有する。従って、負荷の突然の増大若しくは低減のために又はその他の理由のために受電装置の過渡状態での電流で比較的に大きい変化が現れるとき、周期信号の周波数は突然に変動せず、それにより、無線充電システムは安定した状態で動作する。

実施形態３
上記の実施形態は、コントローラが周期信号を取得する具体的なプロセスについて説明している。以下は、具体的に、添付の図面を参照して、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号をコントローラがどのように生成するかについて説明する。この実施形態では、同期基準信号と周期信号との間に固定位相差が存在してよく、固定位相差は０又は他の値であってよい。固定位相差が０であるとき、同期基準信号及び周期信号は同じ周波数及び同じ位相を有する。固定位相差が他の値であるとき、同期基準信号及び周期信号は同じ周波数を有するが、位相が異なる。

図７は、本願の実施形態３に従う、コントローラによって同期基準信号を生成するための方法のフローチャートである。

図８は、本願の実施形態３に従う信号波形を示す。

コントローラが、周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成することは、具体的に：コントローラが、第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき同期基準信号を取得するよう構成され、第１プリセット比較値は、周期信号と同期基準信号との間の位相差を調整するために使用される、ことである。

コントローラが、第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき同期基準信号を取得するよう構成されることは、具体的に、Ｓ７０１及びＳ７０２で説明される。

Ｓ７０１．コントローラ内のカウンタが、計数列を形成するよう各周期で０から第１周期値までカウントし、計数列に基づき三角波を取得する。

Ｓ７０２．コントローラが、三角波の振幅を第１プリセット比較値と比較するよう構成され、第１プリセット比較値よりも大きい振幅を有する三角波の部分は、同期基準信号のハイレベルを形成し、第１プリセット比較値よりも小さい振幅を有する三角波の部分は、同期基準信号のローレベルを形成する。

具体的に、図８に示される波形を参照すると、ＰＷＭ１計数信号の波形は三角波であり、三角波と交差する水平な破線は、第１プリセット比較値を表す。コントローラ内のカウンタが三角波を生成する。各周期でのＰＷＭ１計数信号は、１計数周期に対応し、各計数周期で、カウンタは０から第１周期値までカウントする。カウント値の変化は、時間とともに三角波形状を成す。第１周期値に対応するデータまでカウントすると、カウンタは０にリセットされ、次の計数期間に再びカウントし始める。図８のＰＷＭ１計数信号の波高値が第１周期値である。同期基準信号は第１周期値を運ぶ。

図８中、δは、周期信号とＰＷＭ１計数信号との間の位相差を表すために使用され、位相差は、第１プリセット比較値に関連する。図８に示されるように、第１プリセット比較値は増大し、対応する水平な破線は上方向に動く。この場合に、周期信号とＰＷＭ１計数信号との間の位相差δは、より大きくなる。第１プリセット比較値は低減し、対応する水平な破線は下方向に動く。この場合に、周期信号とＰＷＭ１計数信号との間の位相差δは、より小さくなる。周期信号と同期基準信号との間の位相差は、第１プリセット比較値を調整することによって調整され得ることが分かる。

図８中、同期基準信号は、常に、カウンタが０である時に生成される。あるいは、同期基準信号は、カウンタが他のデータまでカウントする時に生成されてもよい。カウンタのカウント値が第１プリセット比較値に等しい時は、周期信号の立ち上がり時である。従って、周期信号と同期基準信号との間の位相差は、第１プリセット比較値を調整することによって調整され得る。

本願のこの実施形態で、コントローラは、第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき同期基準信号を取得する。第１プリセット比較値は、周期信号と同期基準信号との間の位相差に基づきセットされる。コントローラは、第１周期値に基づきカウントを実行することによってＰＷＭ１計数信号を取得し、そして、カウントを周期的に実行することによって、対応する三角波を取得してよい。コントローラは、同期基準信号を生成するよう三角波を第１プリセット比較値と比較する。更に、周期信号とＰＷＭ１計数信号との間の位相差は、第１プリセット比較値を調整することによって調整されてよく、同期基準信号は、周期値及び位相差を運ぶ。

実施形態４
以下は、具体的に、添付の図面を参照して、同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号をコントローラがどのように生成するかについて説明する。

この実施形態では、整流器がフルブリッジ整流器であり、２つのブリッジアームを含む例が使用され、コントローラが同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することは、具体的に、次を含む。

コントローラは、同期基準信号、フルブリッジ整流器の２つのブリッジアーム間の位相シフト角度、及び第２プリセット比較値に基づき、フルブリッジ整流器のフロントブリッジアーム上の制御可能なスイッチの第１駆動信号と、フルブリッジ整流器のリアブリッジアーム上の制御可能なスイッチの第２駆動信号とを生成する。このとき、第１駆動信号と第２駆動信号との間の位相差は、位相シフト角度であり、第２プリセット比較値は、第１周期値の２分の１である。

図９は、本願の実施形態４に従う、コントローラによってスイッチの駆動信号を生成するための方法のフローチャートである。

コントローラは、次のステップを実行することによって駆動信号を生成する。

Ｓ９０１．コントローラは、同期基準信号及び第２プリセット比較値に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成する。

本願のこの実施形態では、整流器がフルブリッジ整流器であり、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４を含む例が、説明のために使用される。第１ＰＷＭ駆動信号が、スイッチＳ１及びＳ２を駆動するために使用されてよく、第２ＰＷＭ駆動信号が、スイッチＳ２及びＳ４を駆動するために使用されてよい。第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は夫々、周期信号と同じ周期値を有する。

図１０は、本願の実施形態４に従う、整流器の駆動信号を生成する概略図である。

本願のこの実施形態では、第１プリセット比較値が第１周期値の２分の１である、具体的に言えば、周期信号と同期基準信号との間の位相差が半周期である例が、説明のために使用される。更に、他の値が第１プリセット比較値として選択されてもよい。これは、この実施形態で特に限定されない。

同期基準信号は、ＰＷＭ１計数信号に関する情報を運ぶ。理解を容易にするために、以下は、ＰＷＭ１計数信号の波形を参照して説明する。

コントローラのカウンタによってＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号を生成する原理は、ＰＷＭ１計数信号を生成するそれと同じである。詳細はここで説明されない。区別のために、ＰＷＭ１計数信号はＰＷＭ１カウンタに対応し、ＰＷＭ２計数信号はＰＷＭ２カウンタに対応し、ＰＷＭ３計数信号はＰＷＭ３カウンタに対応する。

ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号は夫々、ＰＷＭ１計数信号と同じ周期値を有する。ＰＷＭ１カウンタが前もってセットされた値であるとき、ＰＷＭ２カウンタ及びＰＷＭ３カウンタは同期する。ＰＷＭ２計数信号が０である初期位置及びＰＷＭ３計数信号が０である初期位置は夫々、ＰＷＭ１計数信号が０である初期位置に対して角度αだけ位相がシフトされており、αは、０以上であり且つ周期値よりも小さい。角度αの値は、本願のこの実施形態で特に限定されない。

図１０に示されるように、ＰＷＭ３計数信号は、ＰＷＭ２計数信号に対して半周期だけ位相がシフトされている。ＰＷＭ３計数信号は、ＰＷＭ２計数信号に対して他の角度によっても位相をシフトされてよい、ことが理解され得る。

第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は、ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号を夫々使用することによって、第２プリセット比較値に基づき生成されてよい。第２プリセット比較値及び第１プリセット比較値は、同じでも又は異なってもよい。図１０は、第２プリセット比較値及び第１プリセット比較値が同じである場合に駆動信号を生成する概略図である。

ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号は、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を夫々出力するよう、第２プリセット比較値と比較される。第２プリセット比較値が第１周期値の２分の１である場合に、ＰＷＭ２計数信号は、１周期の半分の間は第２プリセット比較値よりも大きく、従って、第１ＰＷＭ駆動信号のデューティサイクルは５０％であり、ＰＷＭ３計数信号は、１周期の半分の間は第２プリセット比較値よりも大きく、従って、第２ＰＷＭ駆動信号のデューティサイクルは５０％である。第１ＰＷＭ駆動信号と第２ＰＷＭ駆動信号との間の位相差はθであり、θは、整流器のフロントブリッジアーム及びリアブリッジアームの間の位相シフト角度である。

本願のこの実施形態で、コントローラは、同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成し、第２プリセット比較値を調整することによって、生成される第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号のデューティサイクルを変更する。

実施形態５
本願の以下の実施形態は、受電装置がどのように動作するかについて以下で説明する。以下は、具体的に、添付の図面を参照して、整流器の入力電流がどのようにサンプリングされるかと、入力電流を使用することによって電流基本成分がどのように取得されるかとについて説明する。この実施形態では、コントローラ以外の他の周辺回路が、整流器の入力電流に対してサンプリング、フィルタリング、及びゼロ交差検出を実行する。

図１１は、本願の実施形態５に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

受信コイル５０１、整流器５０２、及びコントローラ５０３に加えて、受電装置１１００は、電流センサ１１０１、フィルタ１１０２、及びゼロ交差検出器１１０３を更に含む。

電流センサ１１０１は、整流器５０２の入力電流ｉを検出するよう構成される。

電流センサ１１０１は、具体的に、ホール電流センサ、電流変圧器ＣＴ、又は他のタイプの電流検出回路であってよい。これは、本願のこの実施形態で限定されない。

フィルタ１１０２は、整流器の入力電流の基本成分の位相を表す電流信号を取得するために、電流センサ１１０１によって取得された入力電流にフィルタをかけるよう構成される。

フィルタは、入力電流の高次高調波を除去し、入力電流の基本成分のみを保つ。本願のこの実施形態で、フィルタ１１０２はハードウェアフィルタであってよい。ハードウェアフィルタのデバイスは、出力信号と入力信号との間に位相差を引き起こすので、取得された電流基本成分と整流器の入力電流の実際の基本成分との間には位相差がある。従って、入力電流の基本成分の位相を表す電流信号が取得される。位相差は、ハードウェアフィルタのパラメータ及び構造を使用することによって取得されてよく、コントローラは、その後に、その位相差を補償してよい。

ゼロ交差検出器１１０３は、電流基本成分を取得するために、フィルタによって出力された電流信号に対してゼロ交差検出を実行するよう構成される。

ハードウェアフィルタによって出力された電流信号は、アナログ正弦波信号である。ゼロ交差検出器１１０３は、アナログ正弦波信号に対してゼロ交差検出を実行して、矩形波電流基本成分を取得し、矩形波電流基本成分はデジタル信号である。矩形波電流基本成分は、コントローラ５０３の入力信号となる。

本願のこの実施形態では、電流センサ、フィルタ、及びゼロ交差検出器が、コントローラと整流器との間に加えられている。フィルタは、整流器の入力電流内の高次高調波を除去し、ゼロ交差検出器は、フィルタリング後に取得された入力電流に対してゼロ交差検出を実行して、入力電流の基本成分を表す電流基本成分を取得する。整流器の入力電流を処理することによって取得される電流基本成分を使用することによって矩形波信号を生成することは、より容易であり、電流基本成分と入力電流との間には固定位相差が存在する。位相差は、コントローラによって補償されてよく、補償後に取得された電流基本成分と、入力電流の実際の基本成分とは、同じ位相を有する。

実施形態６
本願のこの実施形態は、他の無線充電用受電装置を更に提供し、位相ロックループ回路は受電装置のコントローラに組み込まれ、位相ロックループ回路は電流基本成分に対して位相ロックを実施する。位相ロックループ回路については、周期信号及び同期基準信号は、同じ周波数及び同じ位相を有する信号である。すなわち、周期信号及び同期基準信号は、同じ信号であってよい。以下は、具体的に、添付の図面を参照して、受電装置がどのように動作するかについて説明する。

図１２は、本願の実施形態６に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

受電装置は、コントローラ１２００、電流センサ１２０６、フィルタ１２０７、及びゼロ交差検出器１２０８を含む。

コントローラ１２００は、具体的に、位相検出器１２０１、プロセッサ１２０２、電圧制御発振器１２０３、第２ＰＷＭ生成ユニット１２０４、及び位相シフト角度計算ユニット１２０５を含み、位相検出器１２０１、プロセッサ１２０２、及び電圧制御発振器１２０３は位相ロックループ回路に属する。

電流センサ１２０６は、整流器の入力電流ｉを検出するよう構成される。

電流センサ１２０６は、具体的に、ホール電流センサ、電流変圧器ＣＴ、又は他のタイプの電流検出回路であってよい。これは、本願のこの実施形態で限定されない。

フィルタ１２０７は、入力電流の基本成分の位相を表す電流信号を取得するために、電流センサによって検出された入力電流にフィルタをかけるよう構成される。

フィルタは、入力電流の高次高調波を除去し、入力電流の基本成分のみを保つ。本願のこの実施形態で、フィルタ１２０７はハードウェアフィルタであってよい。ハードウェアフィルタのデバイスは、出力信号と入力信号との間に位相差を引き起こすので、取得された電流基本成分と整流器の実際の電流基本成分との間には位相差がある。位相差は、ハードウェアフィルタのパラメータ及び構造を使用することによって取得されてよく、コントローラは、その後に、その位相差を補償してよい。

ゼロ交差検出器１２０８は、電流基本成分を取得するために、フィルタによって出力された電流信号に対してゼロ交差検出を実行するよう構成される。

ハードウェアフィルタによって出力された電流信号は、アナログ正弦波信号である。ゼロ交差検出器１２０８は、アナログ正弦波信号に対してゼロ交差検出を実行して、矩形波電流基本成分を取得し、矩形波電流基本成分はデジタル信号である。

位相検出器１２０１は、１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得するよう構成される。

プロセッサ１２０２は、１回目の位相ロックの位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、ローパスフィルタリング後に取得された位相差に基づき１回目の位相ロックの電圧値を取得するよう構成される。

電圧制御発振器１２０３は、１回目の位相ロックの電圧値に基づき１回目の位相ロックの周期信号を取得するよう構成される。

位相検出器１２０１は、非１回目の位相ロックで、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号と、目下の周期の電流基本成分との間の位相差を取得するよう構成され、プロセッサ１２０２は、目下の周期の位相差に基づき目下の周期の電圧値を取得するよう構成され、電圧制御発振器１２０３は、目下の周期の電圧値に基づき目下の周期の周期信号を取得するよう構成される。

ゼロ交差検出器１２０８によって出力された電流基本成分は、位相ロックループ回路の入力信号である、ことが留意されるべきである。つまり、電流基本成分は、位相ロックループ回路によって実行される閉ループ制御の基準信号となる。電圧制御発振器１２０３の出力信号は、閉ループ制御のフィードバック信号となる。フィードバック信号の位相は、閉ループ制御を使用することによって基準信号の位相に追随する。閉ループ制御は、電圧制御発振器１２０３によって出力される周期信号が、位相検出器１２０１へ入力される電流基本成分と同じ周波数及び同じ位相を有する信号であることを可能にすべきである。

第２ＰＷＭ生成ユニット１２０４は、ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号を生成するよう構成され、ＰＷＭ２計数信号は、制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を駆動するための第１ＰＷＭ駆動信号を生成するために使用され、ＰＷＭ３計数信号は、制御可能なスイッチＳ２及びＳ４を駆動するための第２ＰＷＭ駆動信号を生成するために使用される。ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号は、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を生成するよう、第２プリセット比較値に基づき変換されてよい。

ＰＷＭ２計数信号及びＰＷＭ３計数信号は夫々、同期基準信号と同じ周期値を有し、ＰＷＭ３計数信号は、ＰＷＭ２計数信号に対して半周期だけ位相がシフトされている。

位相シフト角度計算ユニット１２０５は、整流器のフロントブリッジアーム及びリアブリッジアームの間の位相シフト角度θを計算し、位相シフト角度θを第２ＰＷＭ生成ユニット１２０４へ送るよう構成される。第２ＰＷＭ生成ユニット１２０４は、位相シフト角度θ及び同期基準信号に基づき、制御可能なスイッチの駆動信号を生成する。

図１３は、図１２に対応する各信号の波形を示す。

図１３に示されるように、フィルタリング後に取得された電流の波形は、正弦波信号に対応している。ゼロ交差検出器は、フィルタリング後に取得された電流の波形に対してゼロ交差検出を実行し、ゼロ交差検出後に取得された信号は、矩形波信号である。矩形波信号は、電流基本成分となる。

電圧制御発振器によって出力される周期信号は、閉ループ制御のフィードバック信号となり、周期信号の位相は、基準信号の位相に追随する。つまり、制御が安定しているとき、電圧制御発振器によって出力される周期信号は、電流基本成分と同じ周波数及び同じ位相を有する信号である。

図１３では、第２プリセット比較値が周期値の２分の１である例が、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を生成するために依然として使用される。この場合に、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は、同じ周波数を有し、夫々が５０％のデューティサイクルを有する。更に、位相シフト角度は９０度である。ブリッジアーム電圧の波形は、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号の波形図を重ね合わせることによって取得される。他の値が、位相シフト角度として選択されてもよい。これは、この実施形態で特に限定されない。

本願のこの実施形態で、位相ロックは、位相ロックループ回路を使用することによって直接に実行される。位相ロックループ回路は、位相検出器、プロセッサ、及び電圧制御発振器を含み、比較的に高い集積レベルを有し、制御するのが容易である。位相ロックループ回路は、閉ループ制御を実装する。電流基本成分は、位相ロックループの基準信号となり、周期信号は、位相ロックループのフィードバック信号となる。フィードバック信号は、位相ロック閉ループ制御を使用することによって基準信号に追随する。つまり、周期信号及び電流基本成分は、同じ周波数及び同じ位相を有する。更に、周期信号は、同期基準信号としての役割も果たしてよい。この実施形態で提供される受電装置は、整流器の入力電流の位相をロックすることができ、同期基準信号は、負荷が突然に変化する、例えば、負荷が突然に増大又は低減するときに変化せず、それにより、整流器のブリッジアーム電圧は、整流器の入力電流と同期し、それによって、無線充電システムの安定した動作を助ける。

実施形態７
位相ロックループ回路の位相検出器は、アナログ信号及びデジタル信号の両方を処理することができる。図１２に対応する実施形態では、位相ロックループ回路によって受け取られる電流基本成分は、矩形波信号、つまり、デジタル信号である。この実施形態では、位相検出器によってアナログ信号を処理する実施が説明される。この実施形態では、図１２と同じである部分は、ここで説明されない。

図１４は、本願の実施形態７に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

受電装置は、コントローラ１４００、電流センサ１４０６、及びフィルタ１４０７を含む。

コントローラ１４００は、具体的に、位相ロックループ回路、ゼロ交差検出器１４０８、第２ＰＷＭ生成ユニット１４０４、及び位相シフト角度計算ユニット１４０５を含む。

位相ロックループ回路は、位相検出器１４０１、プロセッサ１４０２、及び電圧制御発振器１４０３を含む。

位相ロックループ回路はアナログ信号を処理するので、ゼロ交差検出器１４０８は、電圧制御発振器１４０３の後に置かれ、一方、図１２では、ゼロ交差検出器はフィルタの前に置かれている。

ゼロ交差検出器１４０８は、ゼロ交差検出後に取得される周期信号を取得するために、周期信号に対してゼロ交差検出を実行するよう構成される。周期信号は、同期信号として、第２ＰＷＭ生成ユニット１４０４へ入力される。

この実施形態で、位相ロックループ回路によって出力される周期信号は、アナログ正弦波信号である。従って、ゼロ交差検出器１４０８は、位相ロックループ回路の出力端に置かれ、正弦波信号に対してゼロ交差検出を実行して、対応する矩形波信号を取得するよう構成される。ここで、矩形波信号は、デジタル信号である。

本願のこの実施形態で使用される位相ロックループ回路は、アナログ信号の形で電流基本成分を処理してよく、位相ロックループ回路の入力信号及び出力信号は両方とも、アナログ信号である。ゼロ交差検出処理が実行されていないアナログ電流信号が位相検出器１４０１へ入力され、電圧制御発振器１４０３によって出力される周期信号は、アナログ正弦波信号である。アナログ正弦波信号は、フィードバック信号として、位相検出器１４０１の入力端へ入力される。後続の回路がデジタル信号しか処理することができないので、電圧制御発振器によって出力された周期信号に対してゼロ交差検出を実行して周期信号をデジタル信号に変換することが、必要とされる。デジタル信号は、同期信号となり、同期信号は、基準信号として、第２ＰＷＭ生成ユニット１４０４へ入力される。この実施形態で提供される受電装置は、整流器の入力電流の位相をロックすることができ、同期基準信号は、負荷が突然に変化する、例えば、負荷が突然に増大又は低減するときに変化せず、それにより、整流器のブリッジアーム電圧は整流器の入力電流と同期し、それによって、無線充電システムの安定した動作を助ける。

実施形態８
実施形態５、実施形態６、及び実施形態７のいずれにおいても、フィルタリング及びゼロ交差検出は、コントローラ以外の他のハードウェアを使用することによって整流器の入力電流に対して実行される。更に、コントローラが、整流器の入力電流に対してフィルタリング及びゼロ交差検出を実行してもよい。この実施形態は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図１５は、本願の実施形態８に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態で提供される受電装置１５００は、具体的に、受信コイル５０１、整流器５０２、コントローラ５０３、及び電流センサ１１０１を含む。

電流センサ１１０１は、上記の実施形態での電流センサと同じである。詳細はここで説明されない。

コントローラ５０３は、整流器５０２の入力電流にフィルタをかけて電流基本成分を取得し、電流基本成分に対してゼロ交差検出を実行して電流基本成分を取得するよう更に構成される。

電流基本成分は、コントローラ５０３の入力端へ直接に入力される。

本願のこの実施形態で、コントローラは、ハードウェア形式でのゼロ交差検出器及びフィルタを使用せずに電流基本成分に対してフィルタリング及びゼロ交差検出を実行し、それによって、ハードウェア費用及びハードウェアサイズを低減する。

更に、実際の動作における安全性のために、上記の実施形態での受電装置は、無線通信ユニット（図示せず）を更に含んでもよい。

無線通信ユニットは、送電端によって送られる交番磁界周期情報を受信するよう構成される。

コントローラは、周期情報、同期基準信号、及び第１周期値のうちの少なくとも２つが同じ周期を有するかどうかを決定するよう更に構成される。周期情報、同期基準信号、及び第１周期値のうちの少なくとも２つが一貫性のない周期を有する場合に、コントローラは、位相ロックが失敗したと決定する。

他の実施形態では、受電装置は、無線通信ユニット（図示せず）を更に含んでもよい。

無線通信ユニットは、送電端によって送られる交番磁界周期情報を受信するよう構成される。コントローラは、周期情報、同期基準信号、及び第１周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超えるかどうかを決定するよう更に構成される。周期情報、同期基準信号、第１周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、コントローラは、位相ロックが失敗したと決定する。

更に、位相ロックループ回路の実施形態において、受電装置は、無線通信ユニットを更に含んでもよい。

無線通信ユニットは、送電端によって送られる交番磁界周期情報を受信するよう構成される。

コントローラは、周期情報、周期基準信号、及び第２周期値のうちの少なくとも２つが同じ周期を有するかどうかを決定するよう更に構成される。周期情報、同期基準信号、及び第２周期値のうちの少なくとも２つが一貫性のない周期を有する場合に、コントローラは、位相ロックが失敗したと決定する。

位相ロックループの他の実施形態では、受電装置は、無線通信ユニットを更に含んでもよい。

無線通信ユニットは、送電端によって送られる交番磁界周期情報を受信するよう構成される。

コントローラは、周期情報、同期基準信号、及び第２周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超えるかどうかを決定するよう更に構成される。周期情報、同期基準信号、及び第２周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、コントローラは、位相ロックが失敗したと決定する。

位相ロックが失敗したと決定される場合に、無線充電システム全体は、全体のシステムが制御不能な動作モードに入るときに引き起こされるシステム故障又はシステム障害を回避するために、シャットダウンするよう制御されてよい。

整流器は、次の場合のうちのいずれか１つであってよい：２つのブリッジアーム上のスイッチが夫々スイッチである、一方のスイッチアーム上のスイッチが夫々スイッチである、２つのブリッジアームの上半分のブリッジアーム上のスイッチが夫々スイッチである、２つのブリッジアームの下半分のブリッジアーム上のスイッチが夫々スイッチである。上記の実施形態での整流器は夫々、整流器がフルブリッジ整流器であり、４つの制御可能なスイッチを含む例を使用することによって、説明されている。以下は、添付の図面を参照して、他の実施について記載する。

実施形態９
本願のこの実施形態で、整流器の一方のブリッジアーム上のスイッチは制御不可能なダイオードであり、他方のブリッジアーム上のスイッチは制御可能なスイッチである。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図１６は、本願の実施形態９に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態５との間の違いは、整流器の左ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ１及びＳ３が制御不可能なダイオードＤ１及びＤ２で置換されている点にしかない。整流器の右ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ２及びＳ４が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の左ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

この実施形態で提供される受電装置が動作する方法は、上記の実施形態でのそれと類似する。詳細はここで説明されない。

実施形態１０
本願のこの実施形態で、整流器の一方のブリッジアーム上のスイッチは制御不可能なダイオードであり、他方のブリッジアーム上のスイッチは制御可能なスイッチであり、コントローラはデジタル位相ロックループ回路を含む。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図１７は、本願の実施形態１０に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態６との間の違いは、整流器の右ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ２及びＳ４が制御不可能なダイオードＤ２及びＤ４で置換されている点にしかない。整流器の左ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ１及びＳ３が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の右ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ２及びＳ４を置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

実施形態１１
本願のこの実施形態で、整流器の一方のブリッジアーム上のスイッチは制御不可能なダイオードであり、他方のブリッジアーム上のスイッチは制御可能なスイッチであり、コントローラはアナログ位相ロックループ回路を含む。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図１８は、本願の実施形態１１に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態７との間の違いは、整流器の左ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ１及びＳ３が制御不可能なダイオードＤ１及びＤ２で置換されている点にしかない。整流器の右ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ２及びＳ４が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の左ブリッジアーム上の制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

実施形態１２
本願のこの実施形態で、整流器の２つの下側トランジスタ又は２つの上側トランジスタは制御不可能なダイオードであり、残り２つのスイッチは制御可能なスイッチである。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図１９は、本願の実施形態１２に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態５との間の違いは、整流器の２つの下側トランジスタＳ３及びＳ４が制御不可能なダイオードＤ３及びＤ４で置換されている点にしかない。整流器の上側トランジスタＳ１及びＳ２が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の２つの下側トランジスタを置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

実施形態１３
本願のこの実施形態で、整流器の２つの下側トランジスタ又は２つの上側トランジスタは制御不可能なダイオードであり、残り２つのスイッチは制御可能なスイッチであり、コントローラはデジタル位相ロックループ回路を含む。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図２０は、本願の実施形態１３に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態６との間の違いは、整流器の２つの上側トランジスタＳ１及びＳ２が制御不可能なダイオードＤ１及びＤ２で置換されている点にしかない。整流器の下側トランジスタＳ３及びＳ４が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の２つの上側トランジスタを置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

実施形態１４
本願のこの実施形態で、整流器の２つの下側トランジスタ又は２つの上側トランジスタは制御不可能なダイオードであり、残り２つのスイッチは制御可能なスイッチであり、コントローラはアナログ位相ロックループ回路を含む。以下は、添付の図面を参照して詳細な説明を提供する。

図２１は、本願の実施形態１４に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

本願のこの実施形態と実施形態７との間の違いは、整流器の２つの上側トランジスタＳ１及びＳ２が制御不可能なダイオードＤ１及びＤ２で置換されている点にしかない。整流器の下側トランジスタＳ３及びＳ４が制御不可能なダイオードで置換される場合に、効果は、整流器の２つの上側トランジスタを置換する効果と同じである、ことが留意されるべきである。

実施形態１５
本願の上記の実施形態で提供される無線充電用受電装置で、整流器は夫々、フルブリッジ構造をとる。本願のこの実施形態は、無線充電用受電装置を更に提供し、その無線充電用受電装置の整流器は、ハーフブリッジ構造をとる。以下は、添付の図面を参照して説明する。

図２２は、本願の実施形態１５に従う、アクティブチューニングを使用し、整流器がハーフブリッジ構造をとる無線充電システムの略構造図である。

図２３は、本願の実施形態１５に従う無線充電用受電装置の略構造図である。

実施形態５から実施形態７で使用される３つの制御方式は全て、実施形態１５でのハーフブリッジ構造に適用可能である。違いは、２つのブリッジアームの駆動信号の代わりに、ただ１つのブリッジアームの駆動信号しか第２ＰＷＭ生成ユニットにおいて同期される必要がないことである。

本願のこの実施形態で、コントローラが同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することは、コントローラが、同期基準信号、ハーフブリッジ整流器のブリッジアームの位相シフト角度、及び第２プリセット比較値に基づきハーフブリッジ整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成することである。

実施形態１６
上記の実施形態で提供される無線充電用受電装置に基づき、本願のこの実施形態は、無線充電用受電装置を更に提供する。以下は、添付の図面を参照して説明する。

図２４は、本願の実施形態１６に従う無線充電制御方法のフローチャートである。

この実施形態で提供される方法は、無線充電用受電装置に適用される。

本願のこの実施形態で説明される方法は、次のステップを含む。

Ｓ１６０１．送信コイルによって送信された電磁気エネルギを受け取り、交流を出力し、交流の電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行して、電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得する。

具体的に、周期信号を取得するよう電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行することは、具体的に、
１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得することと、
位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、フィルタリング後に取得された位相差に対して比例積分制御を実行して第１周期値を取得し、第１周期値に基づき、１回目の位相ロックに対応する周期信号を取得することであり、第１周期値は、位相差に反比例する、ことと、
非１回目の位相ロックで、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号を、目下の周期の電流基本成分と比較して、目下の周期の周期信号を取得することと
を含む。

コントローラ内の位相ロックループ回路が位相ロックを実行するために使用される場合に、周期信号を取得するために電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行することは、具体的に、
位相検出器が、１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得するよう構成され、
プロセッサが、１回目の位相ロックの位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、ローパスフィルタリング後に取得された位相差に基づき１回目の位相ロックの電圧値を取得するよう構成され、
電圧制御発振器が、１回目の位相ロックの電圧値に基づき１回目の位相ロックの周期信号を取得するよう構成され、
位相検出器が、非１回目の位相ロックで、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号と、目下の周期の電流基本成分との間の位相差を取得するよう構成され、プロセッサが、目下の周期の位相差に基づき目下の周期の電圧値を取得するよう構成され、電圧制御発振器が、目下の周期の電圧値に基づき目下の周期の周期信号を取得するよう構成される
ことを含む。

Ｓ１６０２．周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成する。

コントローラは、第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき同期基準信号を取得するよう構成され、第１プリセット比較値は、周期信号と同期基準信号との間の位相差を調整するために使用される。

Ｓ１６０３．同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成し、駆動信号に基づき、交流を直流に変換するように整流器の制御可能なスイッチを制御する。

整流器の入力電流は、高調波を含み、整流器のブリッジアーム電圧が整流器の入力電流と同期するよう制御されることは、整流器のブリッジアーム電圧の周期が電流基本成分の周期と同期するよう制御されることを意味する。従って、参照対象は電流基本成分の位相であり、周期信号は、位相に対して位相ロックを実行することによって取得される。

入力電流をサンプリングするハードウェア回路は位相遅れを引き起こすので、電流基本成分は、実際の入力電流と位相差がある信号である。この位相差は、サンプリングを実行するハードウェア回路の構造及びパラメータに依存する。

周期信号は、矩形波又は正弦波であってよい。これは、本願のこの実施形態で特に限定されない。

同期基準信号及び周期信号は、同じ周波数、つまり、同じ周期を有する。更に、同期基準信号及び周期信号は、同じ位相を有してよく、あるいは、同期基準信号と周期信号との間には固定位相差が存在してもよい。

整流器の制御可能なスイッチの駆動信号は、同期基準信号に基づき生成され、駆動信号はパルス幅変調（Pulse Width Modulation，ＰＷＭ）信号である。図５に示されている制御可能なスイッチを参照すると、本願のこの実施形態での駆動信号は、具体的に、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を含んでよく、第１ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を駆動するために使用されてよく、第２ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ２及びＳ４を駆動するために使用されてよい。第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は夫々、周期信号と同じ周期を有し、第１ＰＷＭ駆動信号と第２ＰＷＭ駆動信号との間には、調整可能な位相シフト角度θが存在する。位相シフト角度θ、つまり、整流器のフロントブリッジアーム及びリアブリッジアームの間の位相シフト角度は、駆動信号の位相シフト関数を実装するよう調整されてよい。

位相ロック制御のために、周期信号はフィードバック信号となり、電流基本成分は基準信号となる。周期信号の位相と電流基本成分の位相との間で減算が行われる。周期信号が電流基本成分に追随するように、周期信号は位相差に基づき制御される。具体的に言えば、周期信号の位相は、電流基本成分の位相に追随し、周期信号の周期は、電流基本成分の周期と同期する。

本願のこの実施形態で提供される受電装置で、コントローラは、整流器の入力電流の位相に対して位相ロックを実行し、閉ループ制御様式で入力電流の位相をロックする。無線充電システムが安定した状態で動作する場合に、位相ロック閉ループ制御の入力信号及びフィードバック信号は、主に位相ロック制御の慣性段を使用することによって、同じ位相を有する。負荷がジャンプする場合に、整流器の入力電流の位相又は周期は変化することがある。しかし、位相ロック制御の慣性段のため、発振時に、位相ロック閉ループ制御の出力信号は、位相及び周期を安定した状態でのそれらと同じに依然として保つことができ、それによって、過渡状態で安定した性能を確保する。従って、同期基準信号と、入力電流の基本成分とは、同じ周期、つまり、同じ周波数を有することが確かにされ得る。制御可能なスイッチの駆動信号は、ブリッジアーム電圧及び入力電流が同じ周波数を有することができるように、同期基準信号を使用することによって生成される。結果として、位相ロック後に、同期基準信号の周期は、負荷の突然の変化により変化せず、駆動信号の周波数はジャンプしない。本願のこの実施形態で、整流器の入力電流は整流器のブリッジアーム電圧と同期する、つまり、入力電流及びブリッジアーム電圧は同じ周波数を有する、ことが確かにされ得、それにより、無線充電システム全体は安定した状態で動作する。

実施形態１７
本願の上記の実施形態で提供される無線充電用受電装置に基づき、本願のこの実施形態は、無線充電システムを更に提供する。以下は、添付の図面を参照して説明する。

図２５は、本願の実施形態１７に従う無線充電システムの略構造図である。

本願のこの実施形態で提供される無線充電システムは、送電装置２５００と、上記の実施形態で説明された受電装置５００とを含む。受電装置５００は、受信コイル５０１、整流器５０２、及びコントローラ５０３を含む。

送電装置２５００は、インバータ２５０３及び送信コイル２５０１を含む。

インバータ２５０３は、直流電源からの直流を交流に逆変換するよう構成される。インバータ２５０３及び整流器５０２は同じ構造をとってよい。例えば、インバータ２５０３及び整流器５０２は夫々、フルブリッジであり、２つのブリッジアームを含み、２つのブリッジアーム上のスイッチは夫々スイッチである。

送信コイル２５０１は、電磁気エネルギを受電装置へ送るよう構成される。

整流器５０２の入力電流をサンプリングするハードウェア回路のため、サンプリングされる入力電流の位相は、実際の入力電流の位相よりも遅れる。サンプリングされる入力電流の位相が実際の入力電流の位相よりも遅れる差は、サンプリングを実行するハードウェア回路の具体的な構造及び具体的なパラメータに依存する。

周期信号は、矩形波形状又は正弦波形状での周期信号であってよい。これは、本願のこの実施形態で特に限定されない。周期信号と電流基本成分との間には固定位相差が存在し、固定位相差は０又は他の値であってよい。

同期基準信号及び周期信号は、同じ周波数、つまり、同じ周期を有する。更に、同期基準信号と周期信号との間には固定位相差が存在してもよく、固定位相差は０又は他の値であってよい。

整流器５０２の制御可能なスイッチの駆動信号は、同期基準信号に基づき生成され、駆動信号はパルス幅変調（Pulse Width Modulation，ＰＷＭ）信号である。図５に示されている制御可能なスイッチを参照すると、本願のこの実施形態での駆動信号は、具体的に、第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号を含んでよい。第１ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ１及びＳ３を駆動するために使用されてよく、第２ＰＷＭ駆動信号は、制御可能なスイッチＳ２及びＳ４を駆動するために使用されてよい。第１ＰＷＭ駆動信号及び第２ＰＷＭ駆動信号は夫々、周期信号と同じ周期を有し、第１ＰＷＭ駆動信号と第２ＰＷＭ駆動信号との間には、調整可能な位相シフト角度θが存在する。位相シフト角度θ、つまり、整流器のフロントブリッジアーム及びリアブリッジアームの間の位相シフト角度は、駆動信号の位相シフト関数を実装するよう調整されてよい。

位相ロック制御のために、周期信号はフィードバック信号となり、電流基本成分は基準信号となる。周期信号の位相と電流基本成分の位相との間で減算が行われる。周期信号が電流基本成分に追随するように、周期信号は位相差に基づき制御される。具体的に言えば、周期信号の位相は、電流基本成分の位相に追随し、周期信号の周期は、電流基本成分の周期と同期する。

本願のこの実施形態で提供される無線充電用受電装置で、コントローラは、整流器の入力電流の位相に対して位相ロックを実行し、閉ループ制御様式で入力電流の位相をロックする。無線充電システムが安定した状態で動作する場合に、位相ロック閉ループ制御の入力信号及びフィードバック信号は、主に位相ロック制御の慣性段を使用することによって、同じ位相を有する。負荷がジャンプする場合に、整流器の入力電流の位相又は周期は変化することがある。しかし、位相ロック制御の慣性段のため、負荷の突然の変化によって引き起こされた発振過渡状態の時に、位相ロック閉ループ制御の出力信号は、位相及び周期を安定した状態でのそれらと同じに依然として保つことができ、それによって、過渡状態で安定した性能を確保する。従って、同期基準信号及び電流基本成分は、同じ周期、つまり、同じ周波数を有することが確かにされ得る。制御可能なスイッチの駆動信号は、電流基本成分及び整流器のブリッジアーム電圧が同じ周波数を有することができるように、同期基準信号を使用することによって生成される。結果として、位相ロック後に、同期基準信号の周期は、負荷の突然の変化により変化せず、駆動信号の周波数はジャンプしない。本願のこの実施形態で、整流器の入力電流は整流器のブリッジアーム電圧と同期することが確かにされ得、それにより、無線充電システム全体は安定した状態で動作する。

本願で、「少なくとも１つ」は１つ以上を意味し、「複数の～」は２つ以上を意味する、ことが理解されるべきである。「及び／又は」との用語は、関連した対象どうしの関連付け関係を説明するために使用され、３つの関係が存在する可能性があることを示す。例えば、「Ａ及び／又はＢ」は、次の３つの場合：Ａのみが存在する、Ｂのみが存在する、及びＡとＢの両方が存在する、を示し得る。ここで、Ａ及びＢは、単数又は複数であってよい。「／」との文字は、一般に、関連した対象どうしの“論理和”関係を示す。「次のうちの少なくとも１つ」又はその同様の表現は、次のうちの１つ以上の任意の組み合わせを含む、次のいずれかの組み合わせを示し、例えば、ａ、ｂ、又はｃのうちの少なくとも１つは、ａ、ｂ、ｃ、“ａとｂ”、“ａとｃ”、“ｂとｃ”、又は「ａとｂとｃ」を示し得る。ここで、ａ、ｂ、及びｃは、単数又は複数であってよい。

上記の実施形態は、単に、本願の技術的解決法について記載することを意図しており、本願を限定する意図はない。本願は添付の図面を参照して詳細に説明されているが、当業者であれば、上記の実施形態で説明されている技術的解決法に対して変更を行うことや、あるいは、それらのいくつかの技術的特徴に対して等価置換を行うことが、本願の実施形態の技術的解決法の精神及び範囲から逸脱せずに依然として可能である、と理解するはずである。

Claims (20)

1. 無線充電用受電装置であって、
   受信コイルと、整流器と、コントローラとを有し、
   前記受信コイルは、送信コイルによって送信された電磁気エネルギを受け、交流を出力するよう構成され、
   前記整流器は、少なくとも２つの制御可能なスイッチを有し、該少なくとも２つの制御可能なスイッチを使用することによって、前記受信コイルからの前記交流を直流へ整流するよう構成され、
   前記コントローラは、前記整流器によって受け取られた前記交流の電流基本成分の位相に対して位相ロックを実行して、前記電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得するよう構成され、
   前記コントローラは、前記周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成し、該同期基準信号に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの駆動信号を生成し、該駆動信号に基づき、前記交流を前記直流に変換するように前記整流器の前記制御可能なスイッチを制御するよう更に構成され、前記駆動信号及び前記電流基本成分は、前記同じ周波数を有する、
   受電装置。
2. 前記コントローラが周期信号を取得するよう電流基本成分に対して位相ロックを実行することは、具体的に、
   前記コントローラが、１回目の位相ロックの電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得し、
   前記コントローラが、前記位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、該フィルタリング後に取得された位相差に対して比例積分制御を実行して第１周期値を取得し、該第１周期値に基づき、前記１回目の位相ロックに対応する周期信号を取得し、前記第１周期値は、前記位相差に反比例し、
   非１回目の位相ロックで、前記コントローラが、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号を、目下の周期の電流基本成分と比較して、前記目下の周期の周期信号を取得する
   ことである、
   請求項１に記載の受電装置。
3. 前記コントローラが、前記周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成するよう更に構成されることは、具体的に、
   前記コントローラが、前記第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき前記同期基準信号を取得するよう構成され、前記第１プリセット比較値は、前記周期信号と前記同期基準信号との間の位相差を調整するために使用される
   ことである、
   請求項２に記載の受電装置。
4. 前記コントローラが前記第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき前記同期基準信号を取得するよう構成されることは、具体的に、
   前記コントローラのカウンタが、計数列を形成するよう各周期で０から前記第１周期値までカウントし、前記計数列に基づき三角波を取得し、前記コントローラが、前記三角波の振幅を前記第１プリセット比較値と比較し、前記第１プリセット比較値よりも大きい振幅を有する前記三角波の部分が、前記同期基準信号のハイレベルを形成し、前記第１プリセット比較値よりも小さい振幅を有する前記三角波の部分が、前記同期基準信号のローレベルを形成する
   ことである、
   請求項３に記載の受電装置。
5. 前記コントローラが前記同期基準信号に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの駆動信号を生成するよう更に構成されることは、具体的に、
   前記コントローラが、前記同期基準信号及び第２プリセット比較値に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの前記駆動信号を生成し、前記第２プリセット比較値は、前記第１周期値の２分の１である
   ことを有する、
   請求項２に記載の受電装置。
6. 前記整流器は、フルブリッジ整流器であり、２つのブリッジアームを有し、
   前記コントローラが前記同期基準信号に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの駆動信号を生成することは、具体的に、
   前記コントローラが、前記同期基準信号、前記フルブリッジ整流器の前記２つのブリッジアーム間の位相シフト角度、及び第２プリセット比較値に基づき、前記フルブリッジ整流器のフロントブリッジアーム上の制御可能なスイッチの第１駆動信号と、前記フルブリッジ整流器のリアブリッジアーム上の制御可能なスイッチの第２駆動信号とを生成し、前記第１駆動信号と前記第２駆動信号との間の位相差は、前記位相シフト角度であり、前記第２プリセット比較値は、前記第１周期値の２分の１である
   ことを有する、
   請求項２に記載の受電装置。
7. 無線通信ユニットを更に有し、
   前記無線通信ユニットは、送電装置によって送信される前記送信コイルの電流周期情報を受信するよう構成され、
   前記コントローラは、前記送信コイルの前記電流周期情報、前記同期基準信号、及び前記第１周期値のうちのいずれか２つが一貫性のない周期を有する場合に、動作を停止するように当該受電装置を制御するよう更に構成される、
   請求項２乃至６のうちいずれか一項に記載の受電装置。
8. 無線通信ユニットを更に有し、
   前記無線通信ユニットは、送電装置によって送信される前記送信コイルの電流周期情報を受信するよう構成され、
   前記コントローラは、前記送信コイルの前記電流周期情報、前記同期基準信号、及び前記第１周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、動作を停止するように当該受電装置を制御するよう更に構成される、
   請求項２乃至６のうちいずれか一項に記載の受電装置。
9. 前記コントローラは、位相検出器と、プロセッサと、電圧制御発振器とを有し、
   前記位相検出器は、１回目の位相ロックの前記電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得するよう構成され、
   前記プロセッサは、前記１回目の位相ロックの前記位相差に対してローパスフィルタリングを実行し、該ローパスフィルタリング後に取得された位相差に基づき前記１回目の位相ロックの電圧値を取得するよう構成され、
   前記電圧制御発振器は、前記１回目の位相ロックの前記電圧値に基づき前記１回目の位相ロックの周期信号を取得するよう構成され、
   前記位相検出器は、非１回目の位相ロックで、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号と目下の周期の電流基本成分との間の位相差を取得するよう構成され、前記プロセッサは、前記目下の周期の前記位相差に基づき前記目下の周期の電圧値を取得するよう構成され、前記電圧制御発振器は、前記目下の周期の前記電圧値に基づき前記目下の周期の周期信号を取得するよう構成される、
   請求項１に記載の受電装置。
10. 前記同期基準信号及び前記周期信号は、同じ位相を有する、
    請求項９に記載の受電装置。
11. 前記コントローラが前記同期基準信号に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの駆動信号を生成するよう更に構成されることは、具体的に、
    前記コントローラが、前記電圧値に対してアナログ－デジタル変換を実行してデジタル電圧値を取得し、
    前記デジタル電圧値に基づき第２周期値を取得し、
    前記同期基準信号及び第３プリセット比較値に基づき前記整流器の前記制御可能なスイッチの前記駆動信号を生成するよう構成され、前記第３プリセット比較値は、前記第２周期値の２分の１である
    ことを有する、
    請求項９又は１０に記載の受電装置。
12. 無線通信ユニットを更に有し、
    前記無線通信ユニットは、送電装置によって送信される前記受信コイルの交番磁界周期情報を受信するよう構成され、
    前記コントローラは、前記受信コイルの前記交番磁界周期情報、前記同期基準信号、及び前記第２周期値のうちのいずれか２つが一貫性のない周期を有する場合に、動作を停止するように当該受電装置を制御するよう更に構成される、
    請求項１１に記載の受電装置。
13. 無線通信ユニットを更に有し、
    前記無線通信ユニットは、送電装置によって送信される前記受信コイルの交番磁界周期情報を受信するよう構成され、
    前記コントローラは、前記受信コイルの前記交番磁界周期情報、前記同期基準信号、及び前記第２周期値のうちの少なくとも１つの変化率が前もってセットされた率を超える場合に、動作を停止するように当該受電装置を制御するよう更に構成される、
    請求項１１に記載の受電装置。
14. 前記周期信号と前記電流基本成分との間の位相差は、各周期で固定される、
    請求項１乃至１３のうちいずれか一項に記載の受電装置。
15. 補償回路を更に有し、
    前記補償回路は、前記受信コイルと前記整流器とを接続し、
    前記補償回路は、前記受信コイルによって出力された前記交流を補償し、補償後に取得された交流を前記整流器へ出力するよう構成される、
    請求項１に記載の受電装置。
16. 電気を使用する要素と、バッテリと、請求項１乃至１５のうちいずれか一項に記載の受電装置とを有し、
    前記受電装置は、前記バッテリを充電するよう構成され、
    前記バッテリは、電気を使用する前記要素へ電力を供給するよう構成される、
    電気端末。
17. 無線充電用受電装置に適用される無線充電制御方法であって、
    送信コイルによって送信された電磁気エネルギを受け、交流を出力することと、
    前記交流の電流基本成分に対して位相ロックを実行して、前記電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得することと、
    前記周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成することと、
    前記同期基準信号に基づき整流器の制御可能なスイッチの駆動信号を生成し、該駆動信号に基づき、前記整流器によって、前記交流を直流に変換することであり、前記駆動信号及び前記電流基本成分は前記同じ周波数を有する、ことと
    を有する制御方法。
18. 電流基本成分に対して位相ロックを実行して、前記電流基本成分と同じ周波数を有する周期信号を取得することは、具体的に、
    １回目の位相ロックの前記電流基本成分及び初期プリセット周期信号の間の位相差を取得することと、
    前記位相差に対してローパスフィルタリングを実行して該フィルタリング後の第１周期値を取得し、該第１周期値に基づき前記１回目の位相ロックの周期信号を取得することであり、前記第１周期値は前記位相差に反比例する、ことと、
    非１回目の位相ロックで、位相ロック後に取得される前の周期の周期信号を、目下の周期の電流基本成分と比較して、前記目下の周期の周期信号を取得することと
    を有する、
    請求項１７に記載の制御方法。
19. 前記周期信号と同じ周波数を有する同期基準信号を生成することは、具体的に、
    前記第１周期値及び第１プリセット比較値に基づき前記同期基準信号を取得することを有し、
    前記第１プリセット比較値は、設定のために前記周期信号と前記同期基準信号との間の位相差を調整するために使用される、
    請求項１８に記載の制御方法。
20. 送電装置と、請求項１乃至１５のうちいずれか一項に記載の受電装置とを有し、
    前記送電装置は、送信コイルを有し、
    前記送信コイルは、電磁気エネルギを前記受電装置へ送るよう構成される、
    無線充電システム。

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