JP7074368B2

JP7074368B2 - フラックスゲート磁界センサ

Info

Publication number: JP7074368B2
Application number: JP2020056329A
Authority: JP
Inventors: 直史村田; 彩子松岡
Original assignee: Japan Aerospace Exploration Agency JAXA
Current assignee: Japan Aerospace Exploration Agency JAXA
Priority date: 2020-03-26
Filing date: 2020-03-26
Publication date: 2022-05-24
Anticipated expiration: 2040-03-26
Also published as: JP2021156700A

Description

本発明は、フラックスゲート磁界センサに関し、より詳しくは、雑音と出力オフセットをより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサに関する。

磁界センサの一種である基本波型直交フラックスゲートセンサは、磁性コアの励磁磁場と測定対象の磁場が互いに直交関係にある小型のフラックスゲートセンサである。これは、励磁磁場を発生させる励磁電流として交流電流に直流バイアス電流を重畳させることで、低雑音化、高感度化、基本波信号での磁界検出等を実現したものである。基本波型直交フラックスゲートでは、磁性コアの磁気異方性等により出力に大きなオフセットが発生しうるため、これを抑制するバイアススイッチング方式と呼ばれる方法が提案されている（特許文献１）。そのバイアススイッチング方式では、上述の直流バイアス電流の（及び場合によっては直流バイアス電流及びそれに重畳されている交流電流）の正負の極性（以下、励磁電流の極性という）を所定の周期で交番に切り替えたうえで、各励磁電流の極性下で検出された信号を減算処理（直流バイアス電流の極性のみを切り替えた場合）もしくは加算・平均化処理（交流電流の位相も切り替えた場合）することで、オフセットおよびそのドリフトを両極性で相殺して安定化を図っている。なお、本明細書では、スイッチングとは励磁電流の正負を切り替える瞬間の切り替え動作のことを意味し、バイアススイッチングとは、連続的に励磁電流のスイッチングを行なう動作を意味し、バイアススイッチング方式とは、バイアススイッチングを使用して直流電流の両極性の出力のオフセットなどを平均化する方式のことを意味するものとする。また、スイッチング周期とは、例えば、正極性から負極性へのスイッチングから、次の正極性から負極性へのスイッチングまでのように、同じ方向への極性の切替えが次に行なわれるまでの期間のことである。スイッチング周期は、スイッチングをスイッチング信号の制御で行なう場合のスイッチング信号の周期と等しいものである。また、あるスイッチングの次のスイッチングは、極性の切替えの方向が逆であり、スイッチング周期の半周期の期間が経過したときに行なわれることとなる。

バイアススイッチング方式において励磁電流の極性が切り替わる際には，磁性コア内の磁化が急激に反転する際に発生する磁気雑音や、電流が急激に変化することによる誘導ノイズなどが混在した過渡雑音（過渡信号）が発生する。この雑音には励磁極性間での対称性や繰り返し性が保証されないため、バイアススイッチングによる両極性の出力の平均化によっても相殺されずに出力に漏出し、基本波型直交フラックスゲートセンサの雑音特性や出力オフセットの安定性を悪化させることとなる。特に磁性コアに起因する磁気雑音は励磁電流の大きさにより変化するものである。そのため、例えば、励磁電流を減少させて低消費電力化を行おうとした場合に、顕著に雑音を増加させることとなる。また磁気雑音は励磁電流の極性を反転させるタイミングの違いによっても変化し、回路の温度・経時変化によって励磁電流の切り替えタイミングがわずかにずれた場合に、センサ雑音特性の悪化を引き起こす。またそれは、センサの出力オフセットを大きく変動させる要因となる。このようにバイアススイッチングに伴う過渡雑音は、センサ性能を幅広い条件で、安定したものとする際に、大きな制約となる。

このような問題に対して、スイッチングした瞬間に検出回路を完全に切断してオープン状態とすることによって過渡信号を遮断する方法が提案されている（特許文献２）。また、サンプル＆ホールド回路を使用して、スイッチングする直前の動作時の検出信号をホールドして出力させることで、過渡信号を遮断する方法も提案されている(非特許文献１)。

特許第４２０９１１４号特開２０１８－０９６６９０号公報

N. Murata. et al.. Fundamental Mode Orthogonal Fluxgate Magnetometer Applicable for Measurements of DC and Low-Frequency Magnetic Fields. IEEE Sensors Journal. vol. 18 (7), 2018

従来技術によるバイアススイッチングによる雑音性能への悪影響に対処する方法は、バイアススイッチングに伴う過渡信号の遮断のために検出回路を切断し、オープン状態もしくは直前の信号をホールドした状態とすることで、センサノイズ性能の向上を図ったものである。しかし、これらの方法では回路動作の安定性を保証することが困難であり、安定したセンサ性能を提供することが、依然として課題である。回路をオープン状態とする方法に関しては、例えば検出回路が一時的に遮断されてオープン状態になると、条件によってはフィードパックループが不安定化して出力が乱れることにより、センサの動作不良が発生する場合がある。またサンプル＆ホールド回路により、バイアスが切り替わる直前の動作時の検出信号をホールドする方法の場合、回路の動作タイミングやホールド元の信号がサンプル毎に同一条件でなければ、ホールドした信号のレベルがホールド動作ごとに変動する。そのため、ホールドした信号のレベル変動が出力に混入してセンサの出力オフセットのドリフトを発生させることがある。このように、この方式では、センサ出力はホールド元の信号状態の影響を受けるものであり、またホールドするタイミングのわずかなずれがジッタとなって、雑音増加やオフセット変動を招くものとなっている。基本波型直交フラックスゲートセンサを長期にわたって安定的に動作させ、センサ雑音を低減させるだけでなく出力オフセットも安定させるためには、よりロバストな方法でバイアススイッチングに伴う過渡信号を処理する必要がある。しかし、そのような手法は存在していなかった。

さらに、バイアススイッチング方式のセンサにおいて過渡部分を除去することによって本来の信号成分を出力させたとしても、正側の励磁電流と負側の励磁電流のもとで得られる誘起信号に含まれるわずかな不均衡が出力オフセットとして残留することを避けることはできない。なお、センサ出力に演算増幅器と適当な電圧源を追加することによって、この出力オフセットを補正することも可能ではあるが、演算増幅器の追加を行なう必要があり、回路構成が複雑になることとなる。

上記の課題は以下のような特徴をもつ本願発明によって解決される。すなわち、本発明は、正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流が流される、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアに巻回されたピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅器で増幅し、増幅されたピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力し、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号をピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化し、安定化された検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成することを特徴とする。

本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、検波器の直後から出力回路の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって行なうことができる。本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって行なうことができる。本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、検波器の直後から出力回路の直前までの間でいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を所定の電圧の電圧源に接続することによって行なうことができる。その場合において、所定の電圧源の電圧は、センサ出力に残留する出力オフセットが最小になるように定めることができる。

本発明は、安定化期間が、スイッチングから開始され、前記スイッチングの次のスイッチングまでの期間の２分の１の期間に終了するように構成できる。本発明は、増幅されたピックアップ信号を交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波するように構成できる。本発明は、交流電流が、直流バイアス電流のスイッチングと同じタイミングで極性が周期的に反転させられるように構成してもよい。また本発明は、出力回路が、磁界検出信号を積分したフィードバック信号をピックアップコイルに磁界検出信号を打ち消す極性で入力し、フィードバック信号からセンサ出力を生成するようなクローズドループ構成としても構成できる。

本発明は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号をピックアップ信号に由来しない信号に置換して安定化することにより、過渡雑音を効果的に除去し、雑音をより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサを提供することができるという効果を有する。本発明は、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を接地電位とすることで、簡単な回路構成により、雑音をより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサを提供することができるという効果が得られる。本発明は、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を所定の電圧とすることで、任意の電圧をセンサ出力に重畳することができるという効果が得られる。そして、その所定の電圧を出力オフセットをキャンセルする電圧とすると、出力オフセットをほぼ０にすることができるという効果が得られる。

従来のバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサの概略回路図である。従来の回路切断により雑音を低下させたバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサの概略回路図である。本発明の第１の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサの概略回路図である。本発明の第２の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサの概略回路図である。フラックスゲート磁界センサの概略構造を示す図である。正極性におけるフラックスゲート磁界センサの磁性コアの磁化の説明図である。負極性におけるフラックスゲート磁界センサの磁性コアの磁化の説明図である。過渡信号を除去した場合の検波信号の波形図である。過渡信号を除去しない場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。過渡信号を除去した場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。バイアススイッチングの位相を変化させた場合の励磁電流の波形図である。図１２の（Ａ）は過渡信号を除去する前のセンサ雑音量の実測値のグラフであり、図１２の（Ｂ）は過渡信号を除去する前の出力オフセットの実測値のグラフである。過渡信号を除去しない場合と除去した場合のセンサ雑音量の実測値のグラフである。過渡信号を除去した場合の出力オフセットの実測値のグラフである。検波信号を定電圧源に接続した場合の検波信号の波形図である。定電圧源の電圧を変化させたときの出力オフセットの実測値のグラフである。

（従来のバイアススイッチング方式フラックスゲート磁界センサの構造）
これから図面を参照して、本願発明の説明を行う。まず、本願発明の前提となる、特許文献１に示されるような、従来のバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサの基本原理について説明する。図１は、従来のフラックスゲート磁界センサ１００の概略回路図である。この回路では、典型的な検波方法として同期検波を用いている。また検出した磁界を打ち消すような電流をピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。

フラックスゲート磁界センサ１００は、直流重畳交流励磁部１０１、励磁極性スイッチング部１０２、センサ部１０３、ボルテージフォロア１０４、増幅器１０５、同期検波器１０６、ローパスフィルタ１０７、積分器１０８、フィードバック抵抗１０９、出力端子１１０から構成される。交流源は周波数ｆＨｚの交流電流を発生させるが、それと所定の位相関係で同期検波をさせるための参照信号（図示せず）も出力することが通常である。

直流重畳交流励磁部１０１は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部１０１は、後段の励磁極性スイッチング部１０２とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。

励磁極性スイッチング部１０２は、センサ部１０３に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部１０３の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部１０２は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がｆ_bsＨｚのクロックを有しており、それによって発生させられるスイッチング信号で極性を切り替える半導体スイッチ素子が駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数ｆ_bsＨｚのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図１に示すように励磁極性スイッチング部１０２が直流重畳交流励磁部１０１からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して（同じタイミングで）交流電流の位相も周期的に反転させられることになり、これにより、励磁電流（直流バイアス電流）の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。

なお、励磁電流とは、直流バイアス電流を交流電流に重畳させたものである。直流バイアス電流成分について言及するときは、文脈に応じて、直流バイアス電流、励磁電流の直流成分、直流励磁電流などの他の表現を用いることがあり、また、交流電流成分について言及するときは、文脈に応じて、交流励磁電流、励磁電流の交流成分などの他の表現を用いることがある。

センサ部１０３は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その磁性コアに巻回されたピックアップコイルを有する。

ボルテージフォロア１０４は、センサ部１０３からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。増幅器１０５は、ボルテージフォロア１０４からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。図１においては、ボルテージフォロア１０４からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器１０５に送られる。なお、ボルテージフォロア１０４、増幅器１０５、およびそれらの間のキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、必ずしも必須ではない。

同期検波器１０６は、増幅器１０５から出力された、センサ部１０３からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う構成要素である。同期検波器１０６は、センサ部１０３のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励磁電流における交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号を生成する。同期検波器１０６は、センサ部１０３からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部１０１の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。

ここで、同期検波は、検波される信号に、信号が正弦波で搬送される場合は、その正弦波を乗算することで行うことができる。励磁電流の交流成分により外部磁界を変調しているため、励磁電流の交流成分である正弦波をピックアップ信号に乗算することによって同期検波を行うことができるが、通常は、アナログスイッチなどで同期検波回路が簡単に構成できる、正弦波ではなく方形波が乗算に使用される。すなわち、方形波は振幅が１，－１であるため、それとの乗算結果は、方形波の振幅が１の時にピックアップ信号を同じ極性で通過させ、方形波の振幅が－１の時にピックアップ信号を極性を反転させて通過させることにより、同期検波を行うことができる。ここでは、参照信号の符号によってゲートコントロール（通過させるピックアップ信号の極性を反転させるか否かの制御）を行わせるために、参照信号として励磁電流の交流成分に周波数及び位相が同期した方形波を使用している。

同期検波器１０６には、励磁電流の交流成分と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される例えば、参照信号の半周期（例えば、参照信号を方形波として振幅が１の時）はピックアップ信号を同じ極性で通過させ、参照信号の残りの半周期（例えば、参照信号を方形波として振幅が－１の時）はピックアップ信号の極性を反転させることによって、直流重畳交流励磁部１０１が発生する交流成分に同期させた検波を行う。

ローパスフィルタ１０７は、同期検波器１０６からの出力である検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から、検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算（平均化により実現）することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号が求められる。

積分器１０８は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ１０７から出力される磁界検出信号を積分する回路の構成要素である。積分器１０８の出力は、後述するフィードバック抵抗１０９を経て、センサ部１０３のピックアップコイルを通じて、センサ部１０３の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器１０８の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器１０８は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。

フィードバック抵抗１０９は、積分器１０８から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部１０３のピックアップコイルに入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還により、センサ部１０３のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗１０９で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。

出力端子１１０は、フィードバック抵抗１０９を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。

（従来のフラックスゲート磁界センサの動作）
次に、本願発明の前提となる、従来のフラックスゲート磁界センサ１００の動作について説明する。図５は、フラックスゲート磁界センサの概略構造を示す図である。図５の（ａ）には、センサ部１０３の模式図が示されている。アモルファス磁性ワイヤが上下方向に伸びており、それにピックアップコイルが巻回されている。アモルファス磁性ワイヤの円周方向をｘ方向、長手方向をｚ方向とする。検出される外部磁界は、ｚ方向でアモルファス磁性ワイヤに流入する。励磁電流が図で下から上に流れると、その励磁電流による磁界はｘ方向であり、検出される外部磁界の方向と直交する。図５の（ｂ）には、直流重畳交流励磁部１０１から出力される、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた波形が示されている。励磁極性のスイッチングはまだ行われていないため、片バイアスの状態である。アモルファス磁性ワイヤ内には一軸性の異方性Ｋ_uがあり、励磁磁界、異方性、外部磁界のエネルギーが最小化する位置で磁化Ｊ_sが振動することとなる。この振動のｚ軸射影がピックアップコイルに電圧を誘導し、それをピックアップ信号として取り出すことができる。この電圧には外部磁界の影響が変調されており、同期検波により出力を取り出すことができる。外部磁界がない時も異方性の影響でオフセット成分が発生するが、直流バイアス電流の極性を反転させることによって励磁極性の極性を反転すれば、一軸性の対称性により、オフセット成分の大きさを保ったまま、オフセットの極性も反転することとなる。この性質を利用し、周期的に励磁極性を反転して出力を加算（平均化）することで、センサ出力に現れる出力オフセットを抑制することが可能である。図５の（ｃ）には、そのような反転をさせるための、励磁極性スイッチング部１０２から出力される、周期的に極性が切り替えられた、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流の波形が示されている。

次に、センサ部１０３においてピックアップコイルからピックアップされる信号の波形（ピックアップ信号の波形）や磁化のベクトル図を示して、波形の説明を行う。以下において、単に「正極性」と言えば直流バイアス電流が正極性の場合を、単に「負極性」と言えば直流バイアス電流が負極性の場合をいう。図６は、正極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。図６の（ａ）には、ピックアップ信号の波形が示されている。励磁電流による磁化のｚ軸射影をＪ_s・ｓｉｎ（θ（ｔ））としたとき、それの時間微分がピックアップコイルに誘導される。誘導されたピックアップ信号の波形は、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Ｋ_uによって生じるオフセット成分を含んでいる。図６の（ｂ）には、外部磁界Ｈ_ex、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Ｋ_u、励磁磁界Ｈ（ｔ）に対するアモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊ_sの方向を示す図が示されている。外部磁界Ｈ_exは、クローズドループ制御のため、ゼロと見なすことができる。ｘ軸には、励磁磁界Ｈ（ｔ）＝Ｈ_ac・ｓｉｎ（２πｆｔ）＋Ｈ_dc（Ｈ_acは交流励磁磁界、Ｈ_dcは直流バイアス磁界）が印加されており、また、ｚ軸成分も有する異方性Ｋ_uが存在している。これらの外部磁界Ｈ_ex、異方性Ｋ_u、励磁磁界Ｈ（ｔ）により、アモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊ_sが生じる。磁化Ｊ_sの円周方向からの角度を角度θ₀とすると、励磁磁界Ｈ（ｔ）が交流成分によって振動することにより、角度θ₀はそれと同じ周波数で振動する。図６の（ｃ）には、励磁磁界Ｈ（ｔ）が示されている。励磁磁界Ｈ（ｔ）が正のピークのときに、それに影響されて角度θ₀は小さくなり、励磁磁界Ｈ（ｔ）が負のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ₀は大きくなる。すなわち、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（１）で正のピークの時に磁化Ｊ_sは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（２）で負のピークのときに磁化Ｊ_sは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向から最も離れる。そして、磁化のｚ軸成分であるＪ_s・ｓｉｎ（θ₀）の成分がピックアップコイルと鎖交する磁束を発生させて、ピックアップコイルにピックアップ信号を発生させる。

次に、直流バイアス電流の極性を反転させた場合の説明をする。図７は、負極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。この例は、直流バイアス電流の極性を反転させると共に、それが重畳される交流電流の位相も反転させている。図７は、図６と同様に、図７の（ａ）にピックアップ信号の波形、図７の（ｂ）にアモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊ_sの方向、図７の（ｃ）に励磁磁界Ｈ（ｔ）が示されている。図７の（ｃ）においては、図６の（ｃ）とは反対に、励磁磁界Ｈ（ｔ）が正のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ₀は大きくなり、励磁磁界Ｈ（ｔ）が負のピークのときに、それに影響されて角度θ₀は小さくなる。すなわち、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（１）で負のピークの時に磁化Ｊ_sは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（２）で正のピークのときに励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向から最も離れる。

このように、直流バイアス磁界Ｈ_dcの方向が反転すると、角度θ₀も反転し、ピックアップコイルと鎖交する磁束も反転する。このとき、異方性Ｋ_uにアンバランスが存在しない理想的な状態を想定すると、異方性Ｋ_uによって生じるオフセット成分は、励磁電流が正極性の場合とは逆極性で現れるが、正極性と同じ量だけ存在することとなる。そのため、励磁電流の極性の切り替えを行うと、最終的に回路上でこれらのオフセット成分を平均化することによって、センサ出力に現れる出力オフセットを０とすることができる。なお、「出力オフセット」とは、バイアスが正極性の場合のオフセットとバイアスが負極性の場合のオフセットとの和（平均化）をとった後に出力に残留しているオフセットのことを意味するものとする。また、異方性Ｋ_uが温度によって変化し、これに起因するオフセットが変化したとしても、理想的な状態では、その変化は常に対称的に現れるため、その平均は変化せず、出力に現れる出力オフセット成分は０のままである。しかし、実際には、異方性Ｋ_uにはアンバランスが存在しているため、出力オフセットは０にならないことが通常である。

感度やオフセット成分の大きさと極性に関しては、磁化Ｊ_sの時間変化によってピックアップ信号がピックアップコイルに誘起され、このピックアップ信号に外部磁界Ｈ_exやオフセット成分の情報が含まれている。従って、上述のように、励磁電流による励磁磁界Ｈ（ｔ）、異方性Ｋ_u、外部磁界Ｈ_exのそれぞれのファクターに応じて、どのように磁化Ｊ_sが動くのかということによって、外部磁界に対する感度の大きさと極性及び異方性Ｋ_uに起因するオフセット成分の大きさと極性が決定される。

（従来の検出回路を一時的に切断することによる雑音の抑制方法）
次に、従来の雑音を低下させる方法を用いたバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサについて説明する。図２には、特許文献２に示されている、バイアスを切り替えた瞬間に検出回路を完全に切断してオープン状態とすることによって過渡信号を遮断する方法を採用したフラックスゲート磁界センサ２００の概略回路図が示されている。図２は、特許文献２の図４の下側の図に対応しており、それの符号を付け替えたものである。

フラックスゲート磁界センサ２００は、基本的なバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサ１００と同様に、直流重畳交流励磁部２０１、励磁極性スイッチング部２０２、センサ部２０３、バッファ回路（ボルテージフォロア）２０４、増幅器２０５、同期検波器２０６、ローパスフィルタ２０７、エラーアンプ（積分器）２０８、帰還抵抗（フィードバック抵抗）２０９、出力端子２１０から構成される。それに加えて、フラックスゲート磁界センサ２００は、直流重畳交流励磁部２０１が２つの位相シフタを切り替える構成を有しており、また、周期的切断手段２１１、電圧調整部２１２という追加的な構成を有している。特許文献２においては、直流重畳交流励磁部２０１が２つの位相シフタを切り替える構成を「第３のスイッチ１１ｃ（請求項２の第３切替手段）」と、周期的切断手段２１１を「第４のスイッチ２０（請求項４の第４切替手段）」と、電圧調整部２１２を「第２のスイッチ２３ｃ（請求項１の第２切替手段）」と表現している。

直流重畳交流励磁部２０１が２つの位相シフタを切り替える構成（特許文献２の第３のスイッチ１１ｃ）は、双方のバイアス励磁区間で得られる信号に対してフィードバック条件を最適化することを可能とする構成であり、それにより、容易に誘起電圧の変化に追従する補償をおこなうことができるとされている。また、電圧調整部２１２（特許文献２の第２のスイッチ２３ｃ）は、励磁極性スイッチング部２０２の切り替え極性に対応して、正極性の場合に出力信号に加算される電流を調整する正極用電源と負極性の場合に出力信号に加算される電流を調整する負極用電源との接続を切り替える構成であり、それぞれの極性を独立した別処理として行うことが可能となり、正極性と負極性との間の遷移で生じるフィードバックループの不安定化をなくすことができるとされている。

周期的切断手段２１１（特許文献２の第４のスイッチ２０）は、雑音を低下させるための構成であり、励磁極性スイッチング部２０２のスイッチング周期より早い周期で回路を切断する構成である。周期的切断手段２１１は、バイアスを切り替えた瞬間に回路の信号を一時的に遮断するためのものであり、スイッチングの２倍の周波数で動作させることで、バイアス切り替えの瞬間から、バイアスが同じ極性を保持しているスイッチング周期の半周期の２分の１の期間が経過するまで検出回路を切断して信号を遮断し、半周期の残りの２分の１の期間では検出回路を接続して信号をフィードバック回路にもどす一種のサンプル回路である。周期的切断手段２１１は、極性の切り替え時に発生するノイズを、極性の切り替えが発生した瞬間に検出回路を所定期間切断することで除去することが可能になるという効果を奏するものとされている。しかし、特許文献２において、周期的切断手段２１１に対応する第４切替手段は請求項４に記載されているが、それは、第２切替手段を特徴とする請求項１や第３切替手段を特徴とする請求項２の従属請求項である。このように、周期的切断手段２１１（特許文献２の第４のスイッチ２０）は、直流重畳交流励磁部２０１が２つの位相シフタを切り替える構成（特許文献２の第３のスイッチ１１ｃ）や電圧調整部２１２（特許文献２の第２のスイッチ２３ｃ）を前提とするものであるため、それのみで十分な効果を奏するものではないものと認められる。実際に、検出回路を一時的に切断して回路をオープン状態にすると、条件によってはフィードパックループが不安定化して出力が乱れてセンサの動作不良を招くことがあると考えられる。

（本発明の雑音の低減方法の基本的構成）
本発明は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、回路を切断すると共に、回路の下流側の切断箇所で、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって、雑音を低下させてセンサ出力の安定化を図るものである。検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換する方法としては、検波器の直後からローパスフィルタや積分器などの出力回路の直前の間で検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することによって検波器の出力を直接的に安定化するか、ピックアップコイルの直後から検波器に入るまでのピックアップ信号を、ピックアップ信号に由来しない信号で置換することによって検波器の出力を安定化するか、のいずれかの手法が考えられる。検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することは、適切な置換箇所に制御信号で制御されるスイッチを設けることによって行なわれる。そのスイッチは、単極双投型の接続を提供する半導体スイッチ素子であり、検波器の出力が流れる方向であるスイッチの下流の回路を、スイッチの上流の回路に接続するか、ピックアップ信号に由来しない信号の信号源に接続するかを切り替える。従って、スイッチがその下流の回路をピックアップ信号に由来しない信号の信号源に接続しているときは、スイッチの上流の回路はそこで切断されることとなり、ピックアップ信号に基づくセンサの回路はスイッチのところで切断されることとなる。ピックアップ信号に由来しない信号の信号源としては、接地や、所定の電圧の電圧源を使用することができる。なお、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することは、ピックアップ信号に由来しない信号の信号源を回路の置換箇所に接続すると共に、その置換箇所の直前で回路を切断することも行なうものとする。すなわち、回路の切断箇所の直後にピックアップ信号に由来しない信号の信号源が接続されることになる。これにより、その置換箇所（切断箇所）の下流にはピックアップ信号に由来しない信号が流れることになる。

検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号を使用して直接的に安定化する手法としては、まず、検波器の出力を接地することが考えられる。検波器の出力の接地への置換は、検波器の直後から、後段のローパスフィルタ（フィードバック系（クローズドループ）でローパスフィルタを省略する場合は積分器）などを含む出力回路の直前の間で行なわれる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力はゼロ（接地電位）となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力はゼロという、センサ出力に影響を与えない出力となる。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。

また、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号を使用して直接的に安定化する手法として、検波器の出力を所定の電圧の電圧源に接続することも考えられる。検波器の出力の所定の電圧の電圧源への接続は、検波器の直後から、後段のローパスフィルタ（フィードバック系（クローズドループ）でローパスフィルタを省略する場合は積分器）などを含む出力回路の直前の間で行なわれる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力は所定の電圧となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力は所定の電圧という、センサ出力の直流レベルのみに影響を与える出力となる。この所定の電圧は、バイアススイッチングによっても除去できなかった出力オフセットをキャンセルするような電圧とすると好適である。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。

次に、検波器に入るまでのピックアップ信号をそれに由来しない信号を使用して安定化する手法としては、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間の任意の箇所で、ピックアップ信号を接地することが考えられる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力は、レベルがゼロのピックアップ信号に基づくほぼゼロの値となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力はほぼゼロの値という、センサ出力に影響を与えない出力とされる。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。

なお、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間の任意の箇所においては、ピックアップ信号を（接地ではなく）所定の電圧の電圧源に接続することによっても安定化することが可能であるが、ピックアップ信号を所定の電圧で置換して直流成分を印加したとしても、検波器によって、センサ出力からそのような直流成分の影響が排除されるため、センサ出力は、ピックアップ信号を接地した場合と同じである。すなわち、この場合は、出力オフセットをキャンセルすることができない。

このように、検波器の出力からバイアススイッチングによる過渡信号の影響を除去して安定化するためには、安定化期間の間に、検波器の直後などの、ピックアップコイルの直後から出力回路の直前までのいずれかの箇所で回路を切断してその切断箇所の直後を接地すること、安定化期間の間に検波器の直後などの、検波器の直後から出力回路の直前までのいずれかの箇所で回路を切断してその切断箇所の直後を所定の電圧の電圧源に接続すること、の少なくとも２つの手法がある。以下、第１の実施形態として、安定化期間の間に回路のそれらのいずれかの箇所を接地する形態を説明し、そして、第２の実施形態として、安定化期間の間に検波器の出力を所定の電圧の電圧源に接続する形態を説明する。

（第１の実施形態のフラックスゲート磁界センサの構造）
第１の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ３００の構造について説明する。フラックスゲート磁界センサ３００は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、ピックアップコイルの直後から出力回路の直前までの回路のいずれかの箇所で回路を切断して、その切断箇所の直後を接地することで検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換するものである

図３は、フラックスゲート磁界センサ３００の概略回路図である。この回路では、典型的な検波方法として同期検波を用いている。また検出した磁界を打ち消すような電流をフィードバックによりピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。なお、代替的に、検出される磁界を打ち消すためにピックアップコイルを兼用させずに専用のコイルを別途設けたクローズドループ構成や、フィードバックを行わないオープンループの構成を採用することも可能である。

フラックスゲート磁界センサ３００は、従来の基本的なフラックスゲート磁界センサ１００と同様の構成を含んでおり、直流重畳交流励磁部３０１、励磁極性スイッチング部３０２、センサ部３０３、ボルテージフォロア３０４、増幅器３０５、同期検波器３０６、ローパスフィルタ３０７、積分器３０８、フィードバック抵抗３０９、出力端子３１０を含んでいる。フラックスゲート磁界センサ３００は、さらに接地型周期的安定化回路３１１を有している。

直流重畳交流励磁部３０１は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部３０１は、典型的には、公知の電源回路である。また例示した方法以外にも交流源と直流源を直列に接続する構成や、オペアンプ等による加算器を用いて交流源と直流源を加算する構成とすることもできる。直流重畳交流励磁部３０１は、交流電流をセンサ部３０３に流すことで外部の磁界を変調させ、直流バイアス電流を重畳させることにより、後段の励磁極性スイッチング部３０２とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。この場合、直流バイアス電流が重畳される交流電流は、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性が切り替えられることになる。

バイアススイッチングにおいては、直流バイアス電流の極性を周期的にスイッチングする必要がある。ここで、直流バイアス電流が重畳される交流電流を、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性を切り替える構成と、切り替えない構成の両方が可能である。上述の例は、交流電流と直流バイアス電流の両方の極性を切り替えるものであり、この場合、同期検波後において加算処理（平均化処理）を行えば、検出される磁界に対応しない信号を除去してセンサ出力を得ることができる。

代替的に、交流電流の極性を直流バイアス電流の極性と共に切り替えない構成とするため、直流重畳交流励磁部３０１は、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成とすることもできる。この場合、後述の励磁極性スイッチング部３０２は不要となる。また、磁界検出信号を得るためには、同期検波後において、直流バイアス電流のそれぞれの極性における検波号の差を取る必要がある。そのためには、例えば、一方の直流バイアス電流の極性における検波信号の極性を反転させた後に加算処理（平均化処理）を行うとよい。

励磁極性スイッチング部３０２は、センサ部３０３に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部３０３の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部３０２は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がｆ_bsＨｚのクロックを有しており、それによって発生させられるスイッチング信号で極性を切り替えるスイッチが駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数ｆ_bsＨｚのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図３に示すように励磁極性スイッチング部３０２が直流重畳交流励磁部３０１からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられることになり、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。クロックの周波数は、直流重畳交流励磁部３０１が発生する交流電流の周波数より小さいものとされる。またクロックには、典型的には直流重畳交流励磁部３０１が発生する交流励磁電流に対して周波数が整数分の一で分周され、必要に応じて任意に移相されたタイミング信号が使用される。例えば、直流重畳交流励磁部３０１からの励磁電流の交流成分の周波数を８０ｋＨｚとしたときに、励磁極性スイッチング部３０２のスイッチング周波数ｆ_bsを５ｋＨｚ程度として、正弦波１６個程度で直流バイアス電流の極性のスイッチングを繰り返す構成とすることができる。

バイアススイッチング方式においては、直流バイアス電流成分の極性を周期的に切り替えることが重要であり、その際に、交流成分の位相を同時に反転させる構成と反転させない構成の両方が可能である。励磁極性スイッチング部３０２を使用すると、直流バイアス電流が重畳された交流電流である励磁電流全体の極性を切り替えるため、直流バイアス電流成分の極性の切り替えに同期して交流電流成分の位相も反転させられることになる。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。

なお、代替的に、直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合は、励磁極性スイッチング部３０２は不要である。この場合は、直流重畳交流励磁部３０１が、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成となる。直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。

センサ部３０３は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その細長い磁性体に巻回されたピックアップコイルを有する。センサ部３０３は、典型的には、Ｕ字型に曲げたアモルファス磁性ワイヤにピックアップコイルを巻いた構造である。アモルファス磁性ワイヤは、磁気異方性が生じにくい無磁わい組成のものである。なお、アモルファス磁性ワイヤの形状は、Ｕ字型には限られず、先端を導線等でショートさせたＩＩ型などとすることができる。アモルファス磁性ワイヤに生じた、外部の磁界による磁化の影響を含む、アモルファス磁性ワイヤに流される励磁電流によって発生する変化する磁束をピックアップコイルで検出した検出電圧（ピックアップ信号）によって、外部の磁界の大きさを測定する。アモルファス磁性ワイヤは、単線のＩ型の形状でも動作するが、磁性体が２本であって高い感度が得られるＵ型やＩＩ型より、感度は低くなる。また、感度を高めるためにＵ型、ＩＩ型、Ｉ型等の形状をそれぞれ複数本組み合わせて使用することもできる。センサ部３０３は、アモルファス磁性ワイヤに励磁電流を直接流す直交フラックスゲートの構成を有するものであるが、直流を重畳した交流を励磁電流とすることでコア内の磁化を一方向とし、磁化反転に伴う磁性体の磁気ノイズを低減することで低雑音が図られるものである。

ボルテージフォロア３０４は、センサ部３０３からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。ピックアップコイルに誘起される電圧からは十分な電流を取り出すことができないため、後段のインピーダンスによっては電圧降下が生じてして感度が下がる可能性がある。ボルテージフォロア３０４は、そのような感度低下を防止するものである。ボルテージフォロア３０４は、典型的には、オペアンプで構成された増幅率が１の増幅回路である。増幅器３０５は、ボルテージフォロア３０４からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。

なお、図３においては、ボルテージフォロア３０４からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器３０５に送られる。これにより、ピックアップ電圧に含まれる（フィードバック信号による電圧などの）不要な直流成分が除去される。なお、ボルテージフォロア３０４、およびキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、本発明においては必ずしも必須ではない。

同期検波器３０６は、増幅器３０５から出力された、センサ部３０３からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う構成要素である。同期検波器３０６は、センサ部３０３のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励起電流における交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号を生成する。同期検波器３０６から出力された検波信号は、後段の接地型周期的安定化回路３１１に伝達される。同期検波器３０６は、センサ部３０３からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部３０１の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。同期検波器３０６には、直流重畳交流励磁部３０１の交流電流と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される。典型的には、参照信号を直流重畳交流励磁部３０１における励磁電流の交流成分と同期した方形波のゲートコントロール信号とした場合、これによって内部のスイッチを駆動して、ゲートコントロール信号が負（ＬＯＷ）の時のタイミングでピックアップ信号の極性を反転させて折り返す。これによって、参照信号に同期した成分からなる意味のある出力を得ることができる。同期検波器３０６は、典型的には、アナログスイッチなどの素子で構成されている。なお、ピックアップ信号からセンサ出力を定める検波信号を得るためには、同期検波によらなくとも、尖頭値検波などの他の手段を使用することもできる。

ローパスフィルタ３０７は、同期検波器３０６の直後に配置された接地型周期的安定化回路３１１からの出力である安定化された検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算（平均化により実現）することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。具体的には、ローパスフィルタ３０７により、検波信号から、脈流である磁界の大きさを表わす信号の波形を平滑化して直流にし、極性が切り替えられる直流バイアス電流に起因するオフセットを加算により除去する。なお、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合は、ローパスフィルタ３０７を省略することも可能である。

なお、代替的に直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合、すなわち励磁極性スイッチング部３０２を使用することなく、直流重畳交流励磁部３０１が極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する場合は、直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因したオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。そのため、磁界検出信号を得るためには、直流バイアス電流の各極性毎の検波信号の差を求める必要がある。具体的には、直流バイアス電流の一方の極性における検波信号を反転（－１倍）させた後に、直流バイアス電流の他方の極性における検波信号と共に加算処理（平均化処理）を実行するとよい。これによって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。

積分器３０８は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ３０７から出力されたステップ波形を積分する回路の構成要素である。なお、ローパスフィルタ３０７を省略した場合は、積分器３０８は、同期検波器３０６の出力を積分することになる。積分器３０８の出力は、後述するフィードバック抵抗３０９を経て、センサ部３０３のピックアップコイルを通じて、センサ部３０３の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器３０８の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器３０８は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。

フィードバック抵抗３０９は、積分器３０８から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部３０３に入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還のために、磁界検出信号を積分したフィードバック信号は、ピックアップコイルに磁界検出信号を打ち消す極性で入力させる。負帰還により、センサ部３０３のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗３０９で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。

上述の例は、クローズドループ構成であるため、磁気コアに流入した検出される外部磁界を打ち消す磁界を発生させるフィードバック信号をピックアップコイルに入力し、そのフィードバック信号の大きさをセンサ出力とするものである。従って、ローパスフィルタ３０７、積分器３０８、フィードバック抵抗３０９によって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路が構成される。

なお、オープンループ構成の場合は、ローパスフィルタ３０７の出力が測定対象の外部磁界を表わすものであるため、積分器３０８、フィードバック抵抗３０９は不要である。そして、ローパスフィルタ３０７の出力からセンサ出力を得ることができる。

出力端子３１０は、フィードバック抵抗３０９を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。これにより、測定対象の外部磁界を打ち消す磁界を発生させる電流の大きさを、測定対象の外部磁界を表わす測定量として出力する。

接地型周期的安定化回路３１１は、スイッチングと同時に開始され、当該スイッチングの次のスイッチングより前（スイッチング周期の半周期の期間より前）に終了する所定の期間である安定化期間の間、同期検波器３０６の出力の検波信号を接地電位で置換することによって安定化する構成である。安定化された検波信号は、後段のローパスフィルタ３０７（ローパスフィルタ３０７を使用しない構成の場合は積分器３０８）に出力される。接地型周期的安定化回路３１１は、図３の例では、同期検波器３０６の後段に接続されている。接地型周期的安定化回路３１１は、典型的には制御信号によって動作する半導体スイッチ素子を含み、その半導体スイッチ素子は制御信号による制御を受けて同期検波器３０６の直後で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって、同期検波器３０６の出力を接地電位の信号で置換する。

安定化期間は、スイッチングによる直流バイアス電流の極性の切り替えと同時に開始され、次のスイッチングによる直流バイアス電流の極性の逆極性への切り替えより前に（直流バイアス電流がいずれかの極性を保持しているスイッチング周期の半周期の期間の経過より前に）終了する所定の期間とすることができる。安定化期間を、バイアススイッチングに伴いピックアップ信号に過渡信号が混入する期間を含むものとすることによって、その間の検波器の出力を接地することとなり、出力への過渡信号の影響を排除することができる。安定化期間をあまり短くすると過渡信号を完全には除去できないことがあり、また、安定化期間をあまり長くすると本来のピックアップ信号の通過する量が小さくなるため、Ｓ／Ｎ比が悪化する場合もあるので、そのようにならないような適切な期間とすると好適である。このように、安定化期間は、直流バイアス電流が同じ極性を保持している、あるバイアススイッチングから次のバイアススイッチングまでのスイッチング周期の半周期より小さい適当な期間とすることができるが、例えば、あるスイッチングから開始され、前記スイッチングの前記次のスイッチングまでの期間（スイッチング周期の半周期）の２分の１の期間に終了するようにすることができる。この場合、安定化期間は、スイッチング周期の２分の１の周期で反復されることとなる。具体的には、直流バイアス電流がいずれかの極性にスイッチングされると同時に安定化期間が開始され、そのスイッチングの次のスイッチング（直流バイアス電流が同じ極性を保持しているスイッチング周期の半周期）までの期間の２分の１の期間が経過すると同時に安定化期間が終了することとなる。安定化期間をそのようなタイミングに制御するための制御信号は、バイアススイッチングのためのスイッチング信号と同期しており、スイッチング信号のそれぞれの極性切替えのタイミング、及びそれぞれの極性切替えのタイミングの中間点で極性切替えが行なわれるような、周波数がスイッチング信号の２倍である方形波とすることができる。この場合、制御信号の発振回路の出力を２分周することによってスイッチング信号を発生させることができ、全体的な回路を簡略化することができる。

接地の箇所は、図３に示した接地型周期的安定化回路３１１のように、同期検波器３０６の直後（すぐ下流）とすると好適であるが、同期検波器３０６の直前（すぐ上流）、すなわち増幅器３０５の直後としてピックアップ信号を接地するようにしても、ほぼ同じ動作が行なわれる。さらには、センサ部３０３（ピックアップコイル）の直後からローパスフィルタ３０７（ローパスフィルタ３０７を省略した場合は積分器３０８）の直前までの任意の箇所を接地することによって、ピックアップ信号あるいは検波信号を接地電位で置換するようにすることもできる。すなわち、接地型周期的安定化回路３１１は、センサ部３０３の直後からローパスフィルタ３０７（ローパスフィルタ３０７を省略した場合は積分器３０８）の直前までの任意の箇所に配置することができる。

（第１の実施形態のフラックスゲート磁界センサの動作）
これから、フラックスゲート磁界センサ３００が、安定化期間において同期検波器３０６の出力を接地する動作について、時間の経過に伴う検波信号の波形を示しながら説明する。図８は、検波信号の波形図である。図８においては、第１の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ３００において接地型周期的安定化回路３１１をスイッチング信号の周期の２分の１の周期（２倍の周波数）で動作させて同期検波器３０６の出力（検波信号）を接地して過渡信号を除去した場合の同期検波器３０６の出力の波形を黒色で示している。このとき、接地型周期的安定化回路３１１を制御する制御信号は、励磁極性スイッチング部３０２のスイッチング信号のゼロ点に制御信号のゼロ点が来るような位相関係の状態で、周波数をスイッチング信号の２倍とした信号となる。図８においては、比較のために、検波信号を接地せずに過渡信号を除去しない場合の同期検波器３０６の出力の波形をグレーで示している。ここでは、励磁電流中の交流電流の８周期毎に、直流バイアス電流の極性をバイアススイッチングにより切り替えているため、交流電流に対応するピックアップ信号の８周期毎に出力波形が正側と負側とで切り替わっている。そして、交流電流に対応するピックアップ信号の４周期毎に接地型周期的安定化回路３１１による同期検波器３０６の出力（検波信号）の接地と非接地とを切り替えている。接地では検波信号がほぼ０にされ、非接地では検波信号はそのまま出力へと通過する。図においてグレーで示した非接地のまま場合の検波信号の波形においては、スイッチングの瞬間に大きい振幅の過渡信号の波形が現われ、それから交流電流に対応するピックアップ信号の３周期ほどは検波信号に過渡信号の影響が残っており、レベルがやや高くなっている。一方、黒色で示した周期的に検波信号の接地を行なっている場合の検波信号の波形においては、スイッチングの瞬間から次のスイッチングまでの期間の２分の１の期間まで検波信号を接地することによって、過渡信号及びその影響を受けた３周期ほどの交流電流に対応するピックアップ信号に対応する信号が出力から除去されていることが確認できる。そして、その後から次のスイッチングまでの残りの２分の１の期間は、検波信号を非接地とすることにより、過渡信号の影響を受けていない４周期の交流電流に対応するピックアップ信号に対応する信号が出力されている。

なお、このような構成により過渡信号の影響は排除されているが、検波信号の半分の波形のレベルがゼロとなっているため、最終的なセンサ出力は、検波信号を周期的に接地しない場合と比較すると、２分の１の電圧となる。このように、元の信号のレベルが低下することは雑音特性にやや不利に作用するが、過渡信号の除去による雑音の低減の効果の方がはるかに高いため、全体として雑音は大きく低減される。さらに、励磁電流を小さくしても雑音特性を良好に保つことができるため、消費電力を小さくすることができる。

過渡信号を除去することによる雑音の低減の効果を説明する。図９は、３種類の励磁電流における、過渡信号を除去しない場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。グラフから、励磁電流を減少させた場合、雑音が大幅に増加することが観察される。これは励磁電流中の交流電流の振幅が小さくなったことにより、センサ感度が低下すること、また励磁電流の反転に伴う磁化の反転が発生する際の磁化の飽和状態の違いがもたらす雑音成分の違いに起因するものである。図１０は、３種類の励磁電流における、過渡信号を除去した場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。この場合、雑音源となる過渡信号が除去されるため、励磁電流に依存せず、常に雑音特性を良好かつ等価に保つことが可能となる。また、雑音性能を変えずに励磁電流を小さくできることで、センサの消費電力を約５分の１に低減することが可能となる。これは、電力リソースの限られたアプリケーションでは非常に大きいメリットである。

次に、励磁電流のバイアススイッチングのタイミング(位相)を変化させることによって過渡信号の大きさ（すなわち雑音の大きさ）を変化させる評価実験用の構成を使用することによって、フラックスゲート磁界センサ３００の雑音を除去する性能や出力オフセットのロバスト性が向上することを確認した。図１１は、バイアススイッチングのタイミング（位相）を変化させた場合の励磁電流の波形図である。図１１の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に、それぞれ、バイアススイッチングの位相を０度、９６度、１６０度、２５６度とした場合の出力電流の波形が示されている。このようにバイアススイッチングのタイミングを変化させると、それによって励磁電流の交流電流がスイッチングされるタイミングが変化する。そして、それによって、過渡信号を除去する前のセンサ雑音が変化する。

図１２の（Ａ）には、過渡信号を除去する前のセンサのバイアススイッチングを行うタイミング（位相）を変化させた場合のセンサ雑音量の実測値のグラフを示している。グラフの横軸は、バイアススイッチング位相であり、図１１の（Ａ）の状態から、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、そして再び（Ａ）の状態へと適当な角度ステップで切り替え位相を変化させている。そして、その各バイアススイッチング位相でのセンサ雑音を測定し，１Ｈｚにおける雑音密度を縦軸にプロットしたものをグラフに示している。グラフより、１０～７５ｐＴ／Ｈｚ^1/2程度の範囲の雑音が発生しているが、バイアススイッチングの位相が２５６度の場合の雑音は７５ｐＴ／Ｈｚ^1/2程度であり、非常に大きいことが理解される。

図１２の（Ｂ）には、過渡信号を除去する前のセンサの出力オフセットの実測値のグラフを示している。図１２の（Ｂ）は、図１２の（Ａ）に示す位相のステップよりさらに細かいステップでバイアススイッチングの位相を時間とともに段階的に変化させ、それぞれの状態で１０秒程度出力を記録したものである。横軸は時間であるが、時間とともに一定のステップでバイアススイッチングの位相を変化させているため、横軸にはバイアススイッチングの位相も対応している。この測定は外部磁場が無視できる環境で行っているため、このセンサ出力は、出力オフセットに相当するものとなる。グラフより、－８．５～３ｎＴ程度の範囲の出力オフセットがあることが確認できる。このように、図１２の（Ｂ）には、励磁電流のバイアススイッチングの位相を変化させることによって、出力オフセットが１０ｎＴ以上も変動することが示されている。なお、バイアスイッチングの位相が２５０度付近の出力オフセットのグラフの線の幅が広くなっているが、これは雑音が大きいため、出力オフセットの細かい変動が多く、幅が太く見えているものである。センサの回路部の温度・経時ドリフトによりバイアススイッチングの位相がずれると、雑音の増加や出力オフセットの大きな変化を発生させることになる。また、それは、回路動作条件の調整上の制約となり得る。

図１２に示した過渡信号を除去する前のセンサの出力には大きな雑音が含まれているが、そのセンサに対し、接地型周期的安定化回路３１１による検波信号の周期的な接地を行なって過渡信号を除去することによって、雑音や出力オフセットなどの性能を安定化させることができる。図１３は、バイアススイッチングの位相を変化させた場合のセンサ雑音量の、過渡信号を除去しない場合と除去した場合の実測値のグラフである。接地型周期的安定化回路３１１による検波信号の周期的な接地により過渡信号の影響が排除され、バイアススイッチングの切り替えの位相によらずに雑音が極めて小さく、またその変動も極めて小さいことが確認できる。

図１４には、過渡信号を除去した場合の出力オフセットの実測値のグラフを示している。横軸は時間であるが、時間とともに一定のステップでバイアススイッチングの位相を変化させているため、横軸にはバイアススイッチングの位相も対応している。ただし、位相調整のステップは、図１３の横軸とはスケールが完全には一致していない。グラフより、バイアススイッチングの位相を変化させても、出力オフセットの変動は２ｎＴ以内であり、極めて安定していることが理解できる。また、グラフの線の幅が広い箇所がなく、雑音が極めて小さいことも理解できる。このように、センサの回路の温度・経時ドリフトに対するロバスト性が大きく向上している。またセンサに最適な動作条件を見つける調整を行う際の自由度も大きくすることができる。

このように、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号の過渡雑音部分をピックアップ信号に由来しない信号に置換して安定化するという構成により、バイアススイッチングに伴う過渡雑音を、ピックアップ信号に由来しない別の安定した信号源の信号で置換することができる。この場合、過渡雑音を除去する際にフィードバックループが切断されたままになることがなく、過渡雑音の部分は常に一定の電圧で置換されることになる。またサンプル＆ホールドスイッチを使用した場合に存在する信号のホールドに起因するジッタなどがセンサ出力に存在することがない。このように、本発明では、非常にロバストに、バイアススイッチングに起因する過渡雑音を除去することが可能である。

さらに、安定化期間の間、検波信号の過渡雑音部分を置換するピックアップ信号を接地電位とすることができる。この場合、安定化された検波信号は、バイアススイッチング方式のプロセスに従って平均化（加減算処理）されてセンサ出力となる。ここで、接地電位は回路の基準電位であるため、出力オフセットを考慮しない場合、その平均化の結果は０となって、過渡雑音はセンサ出力に影響を与えないこととなる。したがって本来の信号成分のみの平均化結果がセンサ出力に現れることになり、雑音をより低減したバイアススイッチング方式によるセンサを提供することが可能となる。

（第２の実施形態のフラックスゲート磁界センサの構造）
次に、第２の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ４００の構造について説明する。図４は、フラックスゲート磁界センサ４００の概略回路図である。フラックスゲート磁界センサ４００は、第１の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ３００と同様の構成を含んでおり、直流重畳交流励磁部４０１、励磁極性スイッチング部４０２、センサ部４０３、ボルテージフォロア４０４、増幅器４０５、同期検波器４０６、ローパスフィルタ４０７、積分器４０８、フィードバック抵抗４０９、出力端子４１０を含んでいる。フラックスゲート磁界センサ４００は、フラックスゲート磁界センサ３００における接地型周期的安定化回路３１１に代えて、定電圧型周期的安定化回路４１１を有している。

定電圧型周期的安定化回路４１１は、バイアススイッチングと同時に開始され、前記バイアススイッチングの次のバイアススイッチングまで（スイッチング周期の半周期の期間まで）に終了する所定の期間である安定化期間の間、同期検波器４０６の出力の検波信号を所定の電圧の電圧源で置換することによって安定化する構成である。定電圧型周期的安定化回路４１１は、それの出力を、周期的に（接地ではなく）定電圧源に接続する点で接地型周期的安定化回路３１１とは異なるが、その他の点は接地型周期的安定化回路３１１と同様の構成である。定電圧型周期的安定化回路４１１は、同期検波器４０６の後段に接続されている。定電圧型周期的安定化回路４１１は、典型的には制御信号によって動作する半導体スイッチ素子を含み、その半導体スイッチ素子は制御信号による制御を受けて同期検波器４０６の直後で回路を切断し、切断箇所の直後を定電圧源に接続することによって、同期検波器４０６の出力を所定の電圧の信号で置換する。定電圧源としては、電源を抵抗で分圧した構成や、専用のＩＣを使用した定電圧回路などを使用することができる。

定電圧型周期的安定化回路４１１の安定化期間も、接地型周期的安定化回路３１１と同様に定めることができる。すなわち、安定化期間は、スイッチングによる直流バイアス電流の極性の切り替えと同時に開始され、次のスイッチングによる直流バイアス電流の極性の逆極性への切り替えより前に（直流バイアス電流がいずれかの極性を保持しているスイッチング周期の半周期の期間の経過より前に）終了する所定の期間とすることができる。安定化期間を、バイアススイッチングに伴いピックアップ信号に過渡信号が混入する期間を含むものとすることによって、その間の検波器の出力は定電圧源からの所定の電圧となり、出力への過渡信号の影響を排除することができる。定電圧源への接続の箇所は、図４に示した定電圧型周期的安定化回路４１１のように、同期検波器４０６の直後とすると好適であるが、同期検波器４０６の直後からローパスフィルタ４０７（ローパスフィルタ４０７を省略した場合は積分器４０８）の直前まで間の任意の箇所とすることできる。定電圧型周期的安定化回路４１１は、接地型周期的安定化回路３１１のように、センサ部から検波器までの間の任意の箇所に配置し、そこでピックアップ信号を周期的に定電圧源に接続するようにすることも可能ではある。この場合、過渡信号を除去することにより雑音特性は改善するが、後述する、出力オフセットの除去を行なうことはできない。

（第２の実施形態のフラックスゲート磁界センサの動作）
これから、フラックスゲート磁界センサ４００が、安定化期間において同期検波器３０６の出力を定電圧源に接続する動作について、時間の経過に伴う検波信号の波形を示しながら説明する。図１５は、検波信号を周期的に定電圧源に接続した場合の波形である。図１５においては、第２の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ４００において定電圧型周期的安定化回路４１１をスイッチング信号の周期の２分の１の周期で動作させて同期検波器４０６の出力（検波信号）を定電圧源で置換して過渡信号を除去した場合の同期検波器４０６の出力の波形を黒色で示している。図１５においては、比較のために、検波信号を定電圧源の信号で周期的に置換せずに過渡信号を除去しない場合の同期検波器４０６の出力の波形をグレーで示している。図１５においては、まず、接続する定電圧源として電圧がゼロの場合（すなわち、接地した場合と同様）の波形が示されており、さらに、定電圧源の電圧を調整電圧１５０１とした場合の波形の変化が、矢印で示した破線で示されている。検波信号を調整電圧１５０１の定電圧源の信号で周期的に置換した場合、安定化期間の間、検波信号のレベルは調整電圧１５０１でクランプされる。これによって、まず、第１の実施形態と同様に、過渡信号がセンサ出力から除去されることになる。ここで、好適には、調整電圧１５０１は、出力オフセットが最小になるように定められる。そのためには、調整電圧１５０１を、出力オフセットがほぼゼロとなるようにセンサ出力を測定しながら調整するとよい。これにより、センサ出力から出力オフセットをほぼ除去することができる。

なお、調整電圧１５０１の設定は以下のような手順で行なうことができる。図１６は、定電圧源の電圧を変化させたときの出力オフセットの実測値のグラフである。図１６には、定電圧型周期的安定化回路４１１のスイッチに接続した定電圧源の電圧を０．５ｍＶステップで０～２ｍＶの範囲で変化させたときのセンサ出力が示されている。横軸は測定開始からの時間である。グラフの０～２０秒では電圧源の電圧は０ｍＶであるため、これは検波出力を接地した場合と等価であり、このときの出力オフセット（約８ｎＴ）が、このセンサにおける、磁性体や回路の非対称性により必然的に発生する出力オフセットである。グラフの０～２５０秒の範囲では、定電圧源の電圧を０から２ｍＶに増加させ、次に２ｍＶから－２ｍＶまで減少させ、次に０ｍＶに戻している。このように、調整電圧１５０１を与える定電圧源の電圧に比例してセンサの出力オフセットを調整することができる。グラフの３２０秒後においては、定電圧源の電圧を微調整することによって、センサの出力オフセットをほぼ０にしている。このように、周期的に検波信号に接続する定電圧源の電圧を適切に調節することにより、過渡信号の除去のみならず、出力オフセットをほぼ０にまで減少させることが可能となる。

上述のように、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され、そのスイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を、所定の電圧とすることができる。この場合、過渡雑音部分を置換する当該所定の電圧は、直流バイアス電流の極性によらずに同じ信号となるため、平均化（加減算処理）によって相殺されることがなく、そのままセンサ出力に現われることになる。過渡雑音を置換した信号が接地電位の場合は、その接地電位で置換した信号の部分を平均化したセンサ出力は、オフセットを考慮しない場合は０である。そして、過渡雑音を所定の調整電圧で置換することで、この調整所定の電圧を本来の信号成分の出力に加えて出力に重畳させることが可能となる。ここで、接地電位で置換した信号の部分を平均化したセンサ出力は、オフセットを考慮した場合は０ではなくなる。そして、オフセットを考慮した場合、当該所定の調整電圧を調整することで、正負各極性の励磁電流で得られる各誘起信号の不均衡によって生じる出力オフセットを補正する電圧を重畳させることが可能となる。その所定の調整電圧を出力オフセットをキャンセルするような電圧に調整すると、出力オフセットをほぼ０にすることができる。

本発明は、フラックスゲート磁界センサの雑音特性と出力オフセット安定性を向上させ、消費電力の抑制にも寄与するため、宇宙航空用途をはじめとした、高い信頼性とリソースの削減が求められる状況で使用される磁界センサに好適に適用することができる。

１００：フラックスゲート磁界センサ
１０１：直流重畳交流励磁部
１０２：励磁極性スイッチング部
１０３：センサ部
１０４：ボルテージフォロア
１０５：増幅器
１０６：同期検波器
１０７：ローパスフィルタ
１０８：積分器
１０９：フィードバック抵抗
１１０：出力端子
２００：フラックスゲート磁界センサ
２０１：直流重畳交流励磁部
２０２：励磁極性スイッチング部
２０３：センサ部
２０５：増幅器
２０６：同期検波器
２０７：ローパスフィルタ
２１０：出力端子
２１１：周期的切断手段
２１２：電圧調整部
３００：フラックスゲート磁界センサ
３０１：直流重畳交流励磁部
３０２：励磁極性スイッチング部
３０３：センサ部
３０４：ボルテージフォロア
３０５：増幅器
３０６：同期検波器
３０７：ローパスフィルタ
３０８：積分器
３０９：フィードバック抵抗
３１０：出力端子
３１１：接地型周期的安定化回路
４００：フラックスゲート磁界センサ
４０１：直流重畳交流励磁部
４０２：励磁極性スイッチング部
４０３：センサ部
４０４：ボルテージフォロア
４０５：増幅器
４０６：同期検波器
４０７：ローパスフィルタ
４０８：積分器
４０９：フィードバック抵抗
４１０：出力端子
４１１：定電圧型周期的安定化回路
１５０１：調整電圧
Ｈ：励磁磁界
Ｈ_dc ：直流バイアス磁界
Ｈ_ex ：外部磁界
Ｊ_s ：磁化
Ｋ_u ：異方性
ｆ：周波数
ｆ_bs ：スイッチング周波数
θ₀ ：角度

Claims

検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅する増幅器と、
増幅された前記ピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力する検波器と、
前記直流バイアス電流の前記極性のそれぞれの前記スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、前記検波信号を前記ピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化する周期的安定化回路と、
安定化された前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含み、
前記周期的安定化回路は、前記安定化期間の間、前記検波器の直後から前記出力回路の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって、雑音、及び出力オフセット変化を減少させる、フラックスゲート磁界センサ。
検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅する増幅器と、
増幅された前記ピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力する検波器と、
前記直流バイアス電流の前記極性のそれぞれの前記スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、前記検波信号を前記ピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化する周期的安定化回路と、
安定化された前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含み、
前記周期的安定化回路は、前記安定化期間の間、前記ピックアップコイルの直後から前記検波器の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地するものである、フラックスゲート磁界センサ。
検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅する増幅器と、
増幅された前記ピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力する検波器と、
前記直流バイアス電流の前記極性のそれぞれの前記スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、前記検波信号を前記ピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化する周期的安定化回路と、
安定化された前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含み、
前記周期的安定化回路は、前記安定化期間の間、前記検波器の直後から前記出力回路の直前までの間でいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を、出力オフセットが最小になるような所定の電圧の電圧源に接続するものである、フラックスゲート磁界センサ。
前記所定の電圧源の前記電圧は、前記センサ出力に残留する出力オフセットが最小になるように定められる、請求項３に記載のフラックスゲート磁界センサ。
前記安定化期間は、前記スイッチングから開始され、前記スイッチングの前記次のスイッチングまでの期間の２分の１の期間が経過すると同時に終了する、請求項１から４のいずれか１項に記載のフラックスゲート磁界センサ。
前記検波器は、増幅された前記ピックアップ信号を前記直流重畳交流励磁部からの交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波するものである、請求項１から５のいずれか１項に記載のフラックスゲート磁界センサ。
前記交流電流は、前記直流バイアス電流の前記スイッチングと同じタイミングで交流源の出力の極性をスイッチングすることによって極性が周期的に反転させられる、請求項１から６のいずれか１項に記載のフラックスゲート磁界センサ。
前記出力回路は、前記磁界検出信号を積分したフィードバック信号を前記ピックアップコイルに前記磁界検出信号を打ち消す極性で入力し、前記フィードバック信号から前記センサ出力を生成する、請求項１から７のいずれか１項に記載のフラックスゲート磁界センサ。