JP7033973B2 - Motor control device and motor control method - Google Patents

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Description

本発明は、ＰＭモータの制御において、特に弱め磁束制御を安定的に行う事が可能なモータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and a motor control method capable of stably performing weakening magnetic flux control in the control of a PM motor.

多くの家電や機械設備の動力源として電動モータが使用されている。このうち、回転子側に永久磁石を設け、固定子側に電機子巻線を設け、この電機子巻線の磁界を制御することで回転子を回転させるＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータ（永久磁石モータ）は、界磁損失が存在しないため低損失、高効率であり、近年の省エネルギー化の流れから大型の機械機器にも多く採用されている。そして、このＰＭモータの制御方法としては、中・低速回転の動作領域ではモータ効率の高い正弦波パターンを用いた正弦波制御（ＰＷＭ制御）によって動作制御を行い、高速回転・高トルクの動作領域では出力電圧が高く高出力が可能な矩形波パターンを用いた矩形波制御にて動作制御を行うことが一般的である。 Electric motors are used as a power source for many home appliances and mechanical equipment. Of these, a permanent magnet is provided on the rotor side, an armature winding is provided on the stator side, and a PM (Permanent Magnet) motor (permanent magnet motor) that rotates the rotor by controlling the magnetic field of the armature winding. ) Has low loss and high efficiency because there is no field loss, and is widely used in large machinery and equipment due to the recent trend of energy saving. As a control method for this PM motor, operation control is performed by sine wave control (PWM control) using a sine wave pattern with high motor efficiency in the operation region of medium / low speed rotation, and the operation region of high speed rotation / high torque is performed. In general, operation control is performed by a square wave control using a square wave pattern capable of high output voltage and high output.

しかしながら、永久磁石は磁束が一定のため回転数が上昇するにつれ逆起電力が増大し、ある回転数に達するとこの逆起電力がモータの印加電圧と等しくなり、これ以上電流を流せなくなる。このため、この現象が生じる正弦波制御の高速回転領域では電機子巻線に電流を流下して永久磁石とは逆向きの磁束を発生させ、上記逆起電力を低減する弱め磁束制御を行うのが一般的である。このような弱め磁束制御の例として下記［特許文献１］では、モータのトルクを演算によって求めてトルク制御を行い、このときの電圧位相を操作することで弱め磁束制御を行う技術が開示されている。 However, since the magnetic flux of a permanent magnet is constant, the counter electromotive force increases as the rotation speed increases, and when a certain rotation speed is reached, the counter electromotive force becomes equal to the applied voltage of the motor, and no more current can flow. Therefore, in the high-speed rotation region of sine wave control where this phenomenon occurs, a current flows down the armature winding to generate a magnetic flux in the direction opposite to that of the permanent magnet, and weak magnetic flux control is performed to reduce the counter electromotive force. Is common. As an example of such weakening magnetic flux control, the following [Patent Document 1] discloses a technique for performing torque control by obtaining the torque of a motor by calculation and controlling the weakening magnetic flux by manipulating the voltage phase at this time. There is.

特開平１１－２９９２９７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 11-299297

この［特許文献１］に記載の発明では、トルク指令値とトルク推定値との偏差を低減するための補正値の生成にローパスフィルタを用いている。これにより、補正値の急激な変化を抑制することができる。しかしながら、ローパスフィルタを用いた場合、応答性に遅れが生じる場合があり、更なる改善が望まれる。 In the invention described in [Patent Document 1], a low-pass filter is used to generate a correction value for reducing the deviation between the torque command value and the torque estimation value. This makes it possible to suppress a sudden change in the correction value. However, when a low-pass filter is used, there may be a delay in responsiveness, and further improvement is desired.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、電源電圧や回転速度に急激な変動が生じた場合でも安定的に弱め磁束制御が可能なモータ制御装置及びモータ制御方法の提供を目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a motor control device and a motor control method capable of stably weakening magnetic flux control even when a sudden fluctuation occurs in a power supply voltage or a rotation speed. ..

（１）ＰＭモータ１０を正弦波ＰＷＭで制御する正弦波制御部４０を少なくとも備えたモータ制御装置において、
前記正弦波制御部４０は、
前記ＰＭモータ１０のトルク値Ｔを算出するトルク計算部４０４と、
外部からのトルク指令値Ｔ＊と前記トルク値Ｔとに基づいて電流指令値Ｉａ＊を設定する電流指令値設定部４０２と、
前記電流指令値Ｉａ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を生成する電流指令値生成部４０６と、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令値生成部４１６と、を有し、
前記電流指令値生成部４０６は、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の元となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成するｓｉｎ部４６４Ａと、
前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の元となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成するｃｏｓ部４６４Ｂと、
前記電流指令値Ｉａ＊にて最大のトルクを出力する電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）を設定し前記ｓｉｎ部４６４Ａ及びｃｏｓ部４６４Ｂに出力する位相角設定部４６２と、
前記ＰＭモータ１０のモータ電圧値Ｖａと、前記ＰＭモータ１０が安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、に基づいて電圧差分ΔＶを算出する電圧差分計算部４０８と、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させる追加ｄ軸電流指令値ΔＩｄを前記電圧差分ΔＶに基づいて算出する追加ｄ軸電流値生成部４６６と、
前記電圧差分ΔＶに基づいて前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正部４６８と、を有することを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）所定のオフセット値ａを電圧差分ΔＶに合算してｑ軸電流指令値補正部４６８に出力することを特徴とする上記（１）記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）ｑ軸電流指令値補正部４６８ａが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｃｏｓ部４６４Ｂは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする上記（１）または（２）に記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（４）ｑ軸電流指令値補正部４６８ａが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｓｉｎ部４６４Ａ及びｃｏｓ部４６４Ｂは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする上記（１）または（２）に記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（５）電圧差分計算部４０８ｃが、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する目標電圧値算出部４８４と、モータ電圧値Ｖａを算出するモータ電圧値算出部４８２ｂと、を備え、
前記目標電圧値算出部４８４が算出した目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記モータ電圧値算出部４８２ｂが算出したモータ電圧値Ｖａに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（６）電圧差分計算部４０８ａが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、電圧指令値生成部４１６が生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（７）正弦波制御部４０が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてモータ電圧値Ｖａを生成する極座標変換部４１８をさらに有し、
電圧差分計算部４０８ｂが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記極座標変換部４１８が生成したモータ電圧値Ｖａとに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（８）電流指令値生成部４０６からのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａと、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａ及びｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記（１）乃至（７）のいずれかに記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（９）ｑ軸電流指令値補正部４６８ｂが、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させる追加ｑ軸電流指令値ΔＩｑを電圧差分ΔＶに基づいて設定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算することを特徴とする上記（１）または（２）に記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（１０）電流指令値生成部４０６からのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａと、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａ及びｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記（９）記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（１１）ＰＭモータ１０を正弦波ＰＷＭで制御する正弦波制御部４０を少なくとも備えたモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記正弦波制御部４０は、
前記ＰＭモータ１０のトルク値Ｔを算出するトルク計算ステップと、
外部からのトルク指令値Ｔ＊と前記トルク値Ｔとに基づいて電流指令値Ｉａ＊を設定する電流指令値設定ステップと、
前記電流指令値Ｉａ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を生成するｄｑ電流指令値生成ステップと、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令値生成ステップと、を少なくとも実行し、
前記ｄｑ電流指令値生成ステップは、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の元となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成するｄ軸電流指令値生成ステップと、
前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の元となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成するｑ軸電流指令値生成ステップと、
前記ｄ軸電流指令値生成ステップとｑ軸電流指令値生成ステップとで用いられ、前記電流指令値Ｉａ＊にて最大のトルクを出力する電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）を設定する位相角設定ステップと、
前記ＰＭモータ１０のモータ電圧値Ｖａと、前記ＰＭモータ１０が安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、に基づいて電圧差分ΔＶを算出する電圧差分計算ステップと、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させる追加ｄ軸電流指令値ΔＩｄを前記電圧差分ΔＶに基づいて算出する追加ｄ軸電流値生成ステップと、
前記電圧差分ΔＶに基づいて前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１２）所定のオフセット値ａを電圧差分ΔＶに合算してｑ軸電流指令値補正ステップを行うことを特徴とする上記（１１）記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１３）ｑ軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｑ軸電流指令値生成ステップは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする上記（１１）または（１２）に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１４）ｑ軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｄ軸電流指令値生成ステップ、ｑ軸電流指令値生成ステップは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする上記（１１）または（１２）に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１５）電圧差分計算ステップが、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する目標電圧値算出ステップと、モータ電圧値Ｖａを算出するモータ電圧値算出ステップと、を備え、
前記目標電圧値算出ステップで算出した目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記モータ電圧値算出ステップで算出したモータ電圧値Ｖａに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１１）乃至（１４）のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１６）電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、電圧指令値生成ステップで生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１１）乃至（１４）のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１７）正弦波制御部４０が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてモータ電圧値Ｖａを生成する極座標変換部４１８をさらに有し、
電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記極座標変換部４１８が生成したモータ電圧値Ｖａとに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする上記（１１）乃至（１４）のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１８）ｄｑ電流指令値生成ステップで生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａと、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａ及びｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記（１１）乃至（１７）のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１９）ｑ軸電流指令値補正ステップが、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させる追加ｑ軸電流指令値ΔＩｑを電圧差分ΔＶに基づいて設定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算することを特徴とする上記（１１）または（１２）に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（２０）ｄｑ電流指令値生成ステップで生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａと、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａ及びｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記（１９）記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。 (1) In a motor control device including at least a sine wave control unit 40 that controls the PM motor 10 by sine wave PWM.
The sine wave control unit 40
The torque calculation unit 404 for calculating the torque value T of the PM motor 10 and
The current command value setting unit 402 that sets the current command value Ia * based on the torque command value T * from the outside and the torque value T, and
The current command value generator 406 that generates the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
It has a voltage command value generation unit 416 that generates a d-axis voltage command value Vd and a q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** .
The current command value generation unit 406 is
The sin unit 464A that generates the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and
The cos unit 464B that generates the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and
The current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque is set by the current command value Ia * , and the phase angle setting unit 462 that outputs the current phase angle θi (base) to the sin unit 464A and the cos unit 464B.
A voltage difference calculation unit that calculates a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor 10 and the target voltage value Va (ref) , which is the maximum voltage value at which the PM motor 10 can operate stably. 408 and
An additional d-axis current value generator 466 that calculates an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and
By providing the motor control device 100 characterized by having a q-axis current command value correction unit 468 that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, the above-mentioned problem. To solve.
(2) The above-mentioned problem by providing the motor control device 100 according to (1) above, wherein a predetermined offset value a is added to the voltage difference ΔV and output to the q-axis current command value correction unit 468. To solve.
(3) The q-axis current command value correction unit 468a sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the cos unit 464B is the sum of the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The above problem is solved by providing the motor control device 100 according to the above (1) or (2), which generates the q-axis current command value Iq * based on the corrected phase angle θi.
(4) The q-axis current command value correction unit 468a sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the sin unit 464A and the cos unit 464B have the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle. The motor control device 100 according to (1) or (2) above, wherein the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are generated based on the correction phase angle θi summed up with Δθi. By providing the above problem.
(5) The voltage difference calculation unit 408c includes a target voltage value calculation unit 484 for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation unit 482b for calculating the motor voltage value Va.
The above (1) is characterized in that the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated by the target voltage value calculation unit 484 and the motor voltage value Va calculated by the motor voltage value calculation unit 482b. ) To (4), the above problem is solved by providing the motor control device 100.
(6) The voltage difference calculation unit 408a determines the voltage difference based on the preset target voltage value Va (ref) and the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq generated by the voltage command value generation unit 416. The above problem is solved by providing the motor control device 100 according to any one of (1) to (4) above, which comprises calculating ΔV.
(7) The sine wave control unit 40 further includes a polar coordinate conversion unit 418 that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
The voltage difference calculation unit 408b calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit 418 (1). ) To (4), the above problem is solved by providing the motor control device 100.
(8) Further has a d-axis low-pass filter 490A and a q-axis low-pass filter 490B, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generation unit 406, respectively. ,
The d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When this is done, the rate of increase is delayed, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it is transmitted quickly. The above-mentioned problem is solved by providing the motor control device 100 according to any one of (1) to (7) above, wherein the decrease rate is delayed from the increase rate of the q-axis current command value Iq ** . Solve.
(9) The q-axis current command value correction unit 468b sets an additional q-axis current command value ΔIq that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, and the q-axis current command value Iq *. The above problem is solved by providing the motor control device 100 according to the above (1) or (2), which is characterized by adding to the above.
(10) Further has a d-axis low-pass filter 490A and a q-axis low-pass filter 490B, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generation unit 406, respectively. ,
The d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When this is done, the rate of increase is delayed, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it is transmitted quickly. The above problem is solved by providing the motor control device 100 according to (9) above, wherein the decrease rate is delayed from the increase rate of the q-axis current command value Iq ** .
(11) A motor control method for a motor control device including at least a sine wave control unit 40 that controls a PM motor 10 by sine wave PWM.
The sine wave control unit 40
A torque calculation step for calculating the torque value T of the PM motor 10 and
A current command value setting step for setting a current command value Ia * based on an external torque command value T * and the torque value T, and a current command value setting step.
The dq current command value generation step for generating the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
At least the voltage command value generation step of generating the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** is executed.
The dq current command value generation step is
The d-axis current command value generation step for generating the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and the d-axis current command value generation step.
The q-axis current command value generation step for generating the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and the step of generating the q-axis current command value.
A phase angle setting step used in the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step to set the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque at the current command value Ia * . ,
A voltage difference calculation step for calculating a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor 10 and the target voltage value Va (ref) which is the maximum voltage value at which the PM motor 10 can operate stably. When,
An additional d-axis current value generation step of calculating an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generation step.
The above problem is solved by providing a motor control method characterized by having a q-axis current command value correction step for reducing the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV. do.
(12) The above problem is solved by providing the motor control method according to (11) above, which comprises adding a predetermined offset value a to a voltage difference ΔV and performing a q-axis current command value correction step. ..
(13) The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the q-axis current command value generation step has the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The above problem is solved by providing the motor control method according to (11) or (12) above, which generates the q-axis current command value Iq * based on the corrected phase angle θi summed up with and. do.
(14) The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step are the current phase angle θi (base) . ) And the additional current phase angle Δθi to generate the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * based on the corrected phase angle θi (11) or (12). The above problem is solved by providing the motor control method according to the above.
(15) The voltage difference calculation step includes a target voltage value calculation step for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation step for calculating the motor voltage value Va.
The voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated in the target voltage value calculation step and the motor voltage value Va calculated in the motor voltage value calculation step. The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (14).
(16) The voltage difference calculation step calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) , the d-axis voltage command value Vd generated in the voltage command value generation step, and the q-axis voltage command value Vq. The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (11) to (14) above, which comprises calculating.
(17) The sine wave control unit 40 further includes a polar coordinate conversion unit 418 that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
The voltage difference calculation step is characterized in that the voltage difference ΔV is calculated based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit 418 (11). The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (14) to (14).
(18) The d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, are further added. Have and
The d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When this is done, the rate of increase is delayed, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it is transmitted quickly. The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (11) to (17) above, wherein the decrease rate is delayed from the increase rate of the q-axis current command value Iq ** . do.
(19) The q-axis current command value correction step sets an additional q-axis current command value ΔIq that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, and sets the q-axis current command value Iq * . The above problem is solved by providing the motor control method according to the above (11) or (12), which comprises adding.
(20) Further, a d-axis low-pass filter 490A and a q-axis low-pass filter 490B, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, respectively. Have and
The d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When this is done, the rate of increase is delayed, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it is transmitted quickly. The above problem is solved by providing the motor control method according to (19) above, wherein the decrease rate is delayed from the increase rate of the q-axis current command value Iq ** .

本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えた場合に、その電圧差分ΔＶに応じた追加ｄ軸電流値ΔＩｄを出力しｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させ、モータ電圧値Ｖａを低減する。これにより、ＰＭモータ１０を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Ｖａで動作させることができる。また、本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、上記の構成に加え、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正部を有している。これにより、モータ電圧値Ｖａをさらに低減することができる。これにより、モータ電流を制御するためのマージンをさらに確保することができ、急激な電源電圧Ｖｄｃの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。 The motor control device and the motor control method according to the present invention output an additional d-axis current value ΔId corresponding to the voltage difference ΔV when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , and the d-axis current. The command value Id * is increased in the negative direction to reduce the motor voltage value Va. As a result, the PM motor 10 can be operated at a motor voltage value Va that can be stably controlled and has a maximum torque. Further, the motor control device and the motor control method according to the present invention have a q-axis current command value correction unit that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq ** in addition to the above configuration. Thereby, the motor voltage value Va can be further reduced. As a result, a margin for controlling the motor current can be further secured, and stable weakening magnetic flux control can be continuously performed even with a sudden drop in the power supply voltage Vdc and fluctuations in the electric angular velocity ω.

本発明に係るモータ制御装置の全体的なブロック図である。It is an overall block diagram of the motor control device which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置の特徴部分のブロック図である。It is a block diagram of the characteristic part of the motor control device which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置の電圧差分計算部の他の例を示す図である。It is a figure which shows another example of the voltage difference calculation part of the motor control apparatus which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置の電圧差分計算部の他の例を示す図である。It is a figure which shows another example of the voltage difference calculation part of the motor control apparatus which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置の電流指令値生成部の他の例を示す図である。It is a figure which shows another example of the current command value generation part of the motor control apparatus which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置の電流指令値生成部の他の例を示す図である。It is a figure which shows another example of the current command value generation part of the motor control apparatus which concerns on this invention.

本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の実施の形態について図面に基づいて説明する。ここで、図１は本発明に係るモータ制御装置１００の全体的なブロック図である。本発明に係るモータ制御装置１００は、ＰＭモータ（永久磁石モータ）１０の動作を制御するものであり、ＰＭモータ１０を正弦波ＰＷＭで制御する正弦波制御部４０を少なくとも備えている。また、本発明を適用するモータ制御装置１００は、その他の基本的な構成としてＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値Ｔ＊に基づいて矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する周知の矩形波制御部５０と、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０と矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、正弦波制御部４０もしくは矩形波制御部５０から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値ＶｑをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較してインバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有している。尚、ｄｑ／３相変換部３２と駆動信号生成部３６とが制御信号生成部３０を構成する。 An embodiment of the motor control device 100 and the motor control method according to the present invention will be described with reference to the drawings. Here, FIG. 1 is an overall block diagram of the motor control device 100 according to the present invention. The motor control device 100 according to the present invention controls the operation of the PM motor (permanent magnet motor) 10, and includes at least a sine wave control unit 40 that controls the PM motor 10 by sine wave PWM. Further, in the motor control device 100 to which the present invention is applied, as another basic configuration, an inverter 20 for causing the PM motor 10 to flow three-phase AC drive currents Iu, Iv, Iw, and the drive currents Iu, Iv, ( Drive current detection units 12u, 12v to acquire the value of Iw), angle detection unit 14 to acquire the electric angle θ of the PM motor 10, and drive currents Iu, Iv, (Iw) acquired by the drive current detection units 12u, 12v. ) Is converted into a d-axis feedback current value Id and a q-axis feedback current value Iq . Switching between the well-known rectangular wave control unit 50 that generates the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq in the wave control mode, and the sinusoidal wave control unit 40 and the rectangular wave control unit 50 that control the PM motor 10. The d-axis voltage command value Vd and q-axis voltage command value Vq output from the unit 24 and the sinusoidal wave control unit 40 or the rectangular wave control unit 50 are the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase voltage command values Vu and Vv. , The dq / 3-phase converter 32 that converts to Vw, the three-phase voltage command values Vu, Vv, Vw are compared with the triangular wave of a predetermined period, and the drive signals Su, Sv, Sw for switching the inverter 20 are generated. It has a drive signal generation unit 36. The dq / 3 phase conversion unit 32 and the drive signal generation unit 36 form the control signal generation unit 30.

モータ制御装置１００を構成するインバータ２０は駆動信号生成部３６から出力されるＨｉ－Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってスイッチング動作して、バッテリ等の周知の直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく３相の交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた３相の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。 The inverter 20 constituting the motor control device 100 is switched by the Hi-Low drive signals Su, Sv, and Sw output from the drive signal generation unit 36 to generate DC power from a well-known DC power supply unit 18 such as a battery. It is converted into a three-phase AC voltage based on the drive signals Su, Sv, and Sw and output. As a result, three-phase drive currents Iu, Iv, and Iw, whose phases are shifted by 1/3 cycle (2 / 3π (rad)), flow down to the armature winding of the PM motor 10.

また、ＰＭモータ１０は、前述のように回転子側に永久磁石を設けるとともに、固定子側に３相の電機子巻線を設け、この３相の電機子巻線に前述の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ流下させることで各電機子巻線の磁極及び磁束を連続的に変化させ、回転子を回転させるものである。尚、ＰＭモータ１０としては永久磁石を回転子に埋め込んだＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを用いることが好ましい。 Further, the PM motor 10 is provided with a permanent magnet on the rotor side and a three-phase armature winding on the stator side as described above, and the above-mentioned drive current Iu is provided on the three-phase armature winding. By flowing Iv and Iw respectively, the magnetic poles and magnetic flux of each armature winding are continuously changed to rotate the rotor. As the PM motor 10, it is preferable to use an IPM (Interior Permanent Magnet) motor in which a permanent magnet is embedded in a rotor.

また、ＰＭモータ１０には周知の冷却機構１０１を設けることが好ましい。ここで、冷却機構１０１は、例えばＰＭモータ１０の周囲に設けられ冷却水を流下することでＰＭモータ１０を冷却するウォータージャケット１０２と、このウォータージャケット１０２に流下する冷却水を循環させるポンプ手段１０４と、冷却水を所定の熱交換によって冷却するラジエータ等の熱交換手段１０６と、冷却水の水温を取得する周知の温度取得手段１０８と、を有している。尚、冷却機構１０１の冷却水はＰＭモータ１０を冷却するとともに、インバータ２０内のパワー素子（スイッチング素子）等の冷却に用いることが好ましい。また、温度取得手段１０８は冷却水の水温Ｔｅｍｐにより、間接的にＰＭモータ１０の永久磁石の温度（推定温度）を取得するものであり、インバータ２０を冷却した後の水温を取得することが好ましい。この構成によれば、温度取得手段１０８をインバータ２０の近傍に設置することが可能となり、温度取得手段１０８の信号配線を短くすることができる。これにより、信号配線の取り回しが容易となる他、断線に対する信頼性を向上することができる。また、インバータ２０冷却後の冷却水の水温Ｔｅｍｐから永久磁石の推定温度を取得することにより、短期的に温度が増減するＰＭモータ１０の電機子巻線の温度変化の影響を低減することができる。また、温度取得手段１０８で取得された水温Ｔｅｍｐは誘起電圧定数補正部１１０に入力し、誘起電圧定数補正部１１０は入力した水温ＴｅｍｐからＰＭモータ１０の永久磁石の推定温度を間接的に取得し、この永久磁石の推定温度によってＰＭモータ１０の誘起電圧定数φａを補正し出力する。このとき、誘起電圧定数補正部１１０は、トルク計算用と電圧計算用とで推定温度の異なる誘起電圧定数φａ（Ｔ）、φａ（Ｖａ）を出力することが好ましい。 Further, it is preferable that the PM motor 10 is provided with a well-known cooling mechanism 101. Here, the cooling mechanism 101 is provided, for example, around the PM motor 10, a water jacket 102 that cools the PM motor 10 by flowing cooling water, and a pump means 104 that circulates the cooling water flowing down to the water jacket 102. It also has a heat exchange means 106 such as a radiator that cools the cooling water by a predetermined heat exchange, and a well-known temperature acquisition means 108 that acquires the water temperature of the cooling water. It is preferable that the cooling water of the cooling mechanism 101 cools the PM motor 10 and also cools the power element (switching element) in the inverter 20. Further, the temperature acquisition means 108 indirectly acquires the temperature (estimated temperature) of the permanent magnet of the PM motor 10 by the water temperature Temp of the cooling water, and it is preferable to acquire the water temperature after cooling the inverter 20. .. According to this configuration, the temperature acquisition means 108 can be installed in the vicinity of the inverter 20, and the signal wiring of the temperature acquisition means 108 can be shortened. As a result, the signal wiring can be easily routed, and the reliability against disconnection can be improved. Further, by acquiring the estimated temperature of the permanent magnet from the water temperature Temp of the cooling water after cooling the inverter 20, it is possible to reduce the influence of the temperature change of the armature winding of the PM motor 10 whose temperature increases or decreases in a short period of time. .. Further, the water temperature Temp acquired by the temperature acquisition means 108 is input to the induced voltage constant correction unit 110, and the induced voltage constant correction unit 110 indirectly acquires the estimated temperature of the permanent magnet of the PM motor 10 from the input water temperature Temp. The induced voltage constant φa of the PM motor 10 is corrected and output according to the estimated temperature of the permanent magnet. At this time, it is preferable that the induced voltage constant correction unit 110 outputs the induced voltage constants φa (T) and φa (Va) having different estimated temperatures for torque calculation and voltage calculation.

また、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖはインバータ２０のスイッチング動作により流下する駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを非接触で取得可能な周知の電流センサを用いることができる。尚、本例では駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうちの２つの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖを取得し、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換する例を示している。 Further, the drive current detection units 12u and 12v can use a well-known current sensor capable of non-contactly acquiring the drive currents Iu, Iv and Iw flowing down by the switching operation of the inverter 20. In this example, two drive currents Iu and Iv out of the drive currents Iu, Iv and Iw are acquired and converted into d-axis and q-axis feedback current values Id and Iq.

また、角度検出部１４としては、回転子の角度を取得可能な周知の角度センサを用いることができる。中でもレゾルバ回転角センサを用いて、ＰＭモータ１０の電気角θを取得することが特に好ましい。尚、上記の電気角θと駆動電流Ｉｕ、Ｉｖの取得は、三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎にモータ制御装置１００の各部にて使用することが好ましい。そして、角度検出部１４が取得した電気角θは角速度演算部１６にも出力され、この角速度演算部１６は入力した電気角θから電気角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出し、モータ制御装置１００の各部に出力する。 Further, as the angle detection unit 14, a well-known angle sensor capable of acquiring the angle of the rotor can be used. Above all, it is particularly preferable to acquire the electric angle θ of the PM motor 10 by using the resolver rotation angle sensor. It is preferable that the above-mentioned electric angle θ and the drive currents Iu and Iv are acquired at the timings of both the peak and the valley of the triangular wave, and used in each part of the motor control device 100 every half cycle of the triangular wave. Then, the electric angle θ acquired by the angle detection unit 14 is also output to the angular velocity calculation unit 16, and the angular velocity calculation unit 16 calculates the electric angular velocity ω (rad / s) from the input electric angle θ, and the motor control device 100 Output to each part of.

また、３相／ｄｑ変換部２２は、角度検出部１４が取得したＰＭモータ１０の電気角θ（ｒａｄ）に基づいて駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値に対する３相２相変換及び回転座標変換を行い、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸電流値（磁束分電流値）Ｉｄとｑ軸電流値（トルク分電流値）Ｉｑとに変換する。そして、これらをｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとして切替部２４に出力する。 Further, the three-phase / dq conversion unit 22 has the drive currents Iu, Iv, (Iw) acquired by the drive current detection units 12u, 12v based on the electric angle θ (rad) of the PM motor 10 acquired by the angle detection unit 14. The drive currents Iu, Iv, and (Iw) are converted into the d-axis current value (magnetic flux current value) Id and the q-axis current value (torque current value) Iq by performing 3-phase 2-phase conversion and rotational coordinate conversion with respect to the value of. Convert. Then, these are output to the switching unit 24 as the d-axis feedback current value Id and the q-axis feedback current value Iq.

切替部２４はＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成方法を切り替える切り替え回路であり、ＰＭモータ１０が所定の中・低速回転で動作する場合には正弦波制御部４０による正弦波制御モードによってＰＭモータ１０を動作させる。また、ＰＭモータ１０が所定の高回転速度、高トルクで動作する場合にはＰＭモータ１０の制御を矩形波制御部５０に切り替えて矩形波制御モードによって動作させる。 The switching unit 24 is a switching circuit that switches the method of generating the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq according to the operating condition (torque, rotation speed) of the PM motor 10. When operating at a low speed, the PM motor 10 is operated by the sine wave control mode by the sine wave control unit 40. When the PM motor 10 operates at a predetermined high rotation speed and high torque, the control of the PM motor 10 is switched to the rectangular wave control unit 50 and operated in the rectangular wave control mode.

また、矩形波制御部５０は、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値ＩｑからＰＭモータ１０のトルクＴを算出して、このトルクＴと外部から指示されるトルク指令値Ｔ＊とに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを周知の手法によって生成し、切替部２４を介して制御信号生成部３０に出力する。この際、矩形波制御モードにおける電圧指令値｜Ｖａ｜及び後述するキャリア設定情報Ｓｃを制御信号生成部３０に出力するようにしても良い。 Further, the square wave control unit 50 calculates the torque T of the PM motor 10 from the d-axis feedback current value Id and the q-axis feedback current value Iq, and sets the torque T and the torque command value T * instructed from the outside. Based on this, the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are generated by a well-known method, and are output to the control signal generation unit 30 via the switching unit 24. At this time, the voltage command value | Va | in the rectangular wave control mode and the carrier setting information Sc described later may be output to the control signal generation unit 30.

次に、正弦波制御部４０は、電流指令値設定部４０２と、トルク計算部４０４と、電流指令値生成部４０６と、電圧差分計算部４０８と、電圧指令値生成部４１６と、を基本構成として有している。また、正弦波制御部４０は、極座標変換部４１８と、同期制御部４１９と、を有している。 Next, the sine wave control unit 40 basically includes a current command value setting unit 402, a torque calculation unit 404, a current command value generation unit 406, a voltage difference calculation unit 408, and a voltage command value generation unit 416. Has as. Further, the sine wave control unit 40 has a polar coordinate conversion unit 418 and a synchronization control unit 419.

正弦波制御部４０を構成する電圧指令値生成部４１６は、電流指令値生成部４０６から入力するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊と３相／ｄｑ変換部２２から入力するｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて、周知の演算処理を行いｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成し切替部２４を介して制御信号生成部３０に出力する（電圧指令値生成ステップ）。 The voltage command value generation unit 416 constituting the sinusoidal control unit 40 includes d-axis current command value Id ** , q-axis current command value Iq ** and 3-phase / dq conversion unit 22 input from the current command value generation unit 406. Based on the d-axis feedback current value Id and the q-axis feedback current value Iq input from, well-known arithmetic processing is performed to generate the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq, which are controlled via the switching unit 24. Output to the signal generation unit 30 (voltage command value generation step).

また、極座標変換部４１８は電圧指令値生成部４１６で生成されるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ（周知の電流積分制御と非干渉制御の出力値により生成され電流比例制御による値が加算される前のものが好ましい）に対し極座標変換を施して、電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを取得する。そして、極座標変換部４１８は電圧位相θｖを同期制御部４１９に出力する。また、制御信号生成部３０が線形補正部３８を有する場合には、電圧指令値｜Ｖａ｜を線形補正部３８に出力し、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ及び電圧指令値｜Ｖａ｜と、インバータ出力電圧の基本波成分との非線形性を補正するようにしても良い。 Further, the polar coordinate conversion unit 418 has d-axis, q-axis voltage command values Vd, Vq (generated by well-known current integration control and non-interference control output values, and values by current proportional control are generated by the voltage command value generation unit 416. The voltage phase θv and the voltage command value | Va | are obtained by performing polar coordinate conversion on (preferably the one before addition). Then, the polar coordinate conversion unit 418 outputs the voltage phase θv to the synchronization control unit 419. When the control signal generation unit 30 has the linear correction unit 38, the voltage command value | Va | is output to the linear correction unit 38, and the d-axis and q-axis voltage command values Vd, Vq and the voltage command value | Va are output. You may try to correct the non-linearity between | and the fundamental wave component of the inverter output voltage.

また、同期制御部４１９は、極座標変換部４１８で得られた電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから三角波のキャリア設定情報Ｓｃを生成し駆動信号生成部３６の三角波生成部３４に出力する。尚、キャリア設定情報Ｓｃは三角波生成部３４で生成される三角波の周波数を適切な状態に維持するために用いられる。 Further, the synchronous control unit 419 generates the triangular wave carrier setting information Sc from the voltage phase θv, the electric angular velocity ω, and the electric angle θ obtained by the polar coordinate conversion unit 418, and outputs the triangular wave carrier setting information Sc to the triangular wave generation unit 34 of the drive signal generation unit 36. do. The carrier setting information Sc is used to maintain the frequency of the triangular wave generated by the triangular wave generation unit 34 in an appropriate state.

そして、制御信号生成部３０を構成するｄｑ／３相変換部３２には上記のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと、角度検出部１４からの電気角θと角速度演算部１６からの電気角速度ωが入力し、この電気角θと電気角速度ωとに基づいてインバータ２０がスイッチング動作を行う新たなタイミングの予測電気角θ’を算出し、この予測電気角θ’に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、駆動信号生成部３６に出力する。 Then, the dq / 3 phase conversion unit 32 constituting the control signal generation unit 30 has the above d-axis, q-axis voltage command values Vd, Vq, the electric angle θ from the angle detection unit 14, and the angular velocity calculation unit 16. The electric angle velocity ω is input, and the predicted electric angle θ'of the new timing at which the inverter 20 performs the switching operation is calculated based on the electric angle θ and the electric angle velocity ω, and the d-axis is calculated based on this predicted electric angle θ'. , Q-axis voltage command values Vd and Vq are converted into three-phase voltage command values Vu, Vv and Vw and output to the drive signal generation unit 36.

また、駆動信号生成部３６は三角波生成部３４を有しており、この三角波生成部３４には前述のキャリア設定情報Ｓｃが入力して、このキャリア設定情報Ｓｃに基づいた周期の三角波を生成する。そして、駆動信号生成部３６はこの三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとをそれぞれ三角波比較する。これにより、Ｈｉ－Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。 Further, the drive signal generation unit 36 has a triangle wave generation unit 34, and the above-mentioned carrier setting information Sc is input to the triangle wave generation unit 34 to generate a triangular wave having a period based on the carrier setting information Sc. .. Then, the drive signal generation unit 36 compares the triangular wave with the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw, respectively. As a result, Hi-Low drive signals Su, Sv, and Sw are generated.

そして、インバータ２０は駆動信号生成部３６から出力される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより内部のスイッチング素子がオン・オフし、直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。これにより、ＰＭモータ１０がトルク指令値Ｔ＊に応じたトルクで回転動作する。 Then, in the inverter 20, the internal switching element is turned on / off by the drive signals Su, Sv, Sw output from the drive signal generation unit 36, and the DC power from the DC power supply unit 18 is based on the drive signals Su, Sv, Sw. Converts to AC voltage and outputs. As a result, AC drive currents Iu, Iv, and Iw, whose phases are shifted by 1/3 cycle (2 / 3π (rad)), flow down to the armature winding of the PM motor 10, respectively. As a result, the PM motor 10 rotates with a torque corresponding to the torque command value T * .

次に、正弦波制御部４０を構成する電流指令値設定部４０２、トルク計算部４０４、電流指令値生成部４０６（４０６ａ～４０６ｃ）、電圧差分計算部４０８（４０８ａ～４０８ｃ）の構成を図２～図６に示す部分拡大図を用いて説明する。ここで、図２～図６は図１中のブロックＡの部分拡大図である。 Next, the configuration of the current command value setting unit 402, the torque calculation unit 404, the current command value generation unit 406 (406a to 406c), and the voltage difference calculation unit 408 (408a to 408c) constituting the sine wave control unit 40 is shown in FIG. This description will be given with reference to the partially enlarged view shown in FIG. Here, FIGS. 2 to 6 are partially enlarged views of the block A in FIG. 1.

先ず、トルク計算部４０４には電流指令値生成部４０６で生成されたｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊が入力する。そして、トルク計算部４０４は入力したｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊をベクトル合成し、その絶対値である電流指令絶対値｜Ｉａ＊＊｜と、その位相角である電流指令位相角θｉ’とを算出する。そして、予め設定されているインダクタンスマップ４４２を参照し、算出された電流指令絶対値Ｉａ＊＊と電流指令位相角θｉ’とに対応する（Ｌｄ－Ｌｑ）の値を取得する。尚、（Ｌｄ－Ｌｑ）はＰＭモータ１０のｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差分である。また、トルク計算部４０４は予め設定されているトルク補正マップ４４４を参照し、算出された電流指令絶対値Ｉａ＊＊と電流指令位相角θｉ’とに対応するトルク補正値ＡＴを取得する。さらに、トルク計算部４０４には誘起電圧定数補正部１１０からの誘起電圧定数φａ（Ｔ）が入力する。そして、トルク計算部４０４は、これらｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊、誘起電圧定数φａ（Ｔ）、Ｌｄ－Ｌｑ、トルク補正値ＡＴとからＰＭモータ１０のトルクＴを例えば下記（Ａ）式に基づいて算出する。
Ｔ＝Ｐ（ＡＴφａ（Ｔ）Ｉｑ＊＊＋（Ｌｄ－Ｌｑ）Ｉｄ＊＊Ｉｑ＊＊）[Ｎ・ｍ]・・(A)
尚、ＰはＰＭモータの永久磁石の極対数である。そして、トルク計算部４０４は算出したトルクＴを電流指令値設定部４０２に出力する（トルク計算ステップ）。 First, the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** generated by the current command value generation unit 406 are input to the torque calculation unit 404. Then, the torque calculation unit 404 synthesizes the input d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** in a vector, and the current command absolute value | Ia ** |, which is the absolute value thereof, and its phase angle. The current command phase angle θi'is calculated. Then, with reference to the preset inductance map 442, the value of (Ld-Lq) corresponding to the calculated current command absolute value Ia ** and the current command phase angle θi'is acquired. Note that (Ld-Lq) is the difference between the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of the PM motor 10. Further, the torque calculation unit 404 refers to the preset torque correction map 444, and acquires the torque correction value AT corresponding to the calculated current command absolute value Ia ** and the current command phase angle θi'. Further, the induced voltage constant φa (T) from the induced voltage constant correction unit 110 is input to the torque calculation unit 404. Then, the torque calculation unit 404 uses these d-axis, q-axis current command values Id ** , Iq ** , induced voltage constants φa (T) , Ld-Lq, and torque correction value AT to torque T of the PM motor 10. Is calculated, for example, based on the following equation (A).
T = P ( AT φa (T) IQ ** + (Ld-Lq) Id ** Iq ** ) [N ・ m] ・ ・ (A)
Note that P is the number of pole pairs of the permanent magnets of the PM motor. Then, the torque calculation unit 404 outputs the calculated torque T to the current command value setting unit 402 (torque calculation step).

尚、トルク計算部４０４は電流指令値生成部４０６で生成されたｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊に基づいてトルクＴを算出するため、追加ｄ軸電流値生成部４６６、ｑ軸電流指令値補正部４６８がｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を増減した場合でも、ＰＭモータ１０のトルクをトルク指令値Ｔ＊に一致させることができる。 Since the torque calculation unit 404 calculates the torque T based on the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** generated by the current command value generation unit 406, the additional d-axis current value generation unit 466 is used. Even when the q-axis current command value correction unit 468 increases or decreases the d-axis, q-axis current command values Id * , and Iq * , the torque of the PM motor 10 can be matched with the torque command value T * .

また、電流指令値設定部４０２はトルクリミッタ部４２０、電流指令値演算部４２４、電流リミッタ部４２２、トルクリミットマップ４２０ａ、電流リミットマップ４２２ａを有しており、外部からのトルク指令値Ｔ＊は先ずトルクリミッタ部４２０に入力する。また、トルクリミットマップ４２０ａ、電流リミットマップ４２２ａには直流電源部１８の電源電圧Ｖｄｃ及びＰＭモータ１０の電気角速度ωが入力し、トルクリミットマップ４２０ａは入力した電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωにおける動作時に安定的に制御が可能な上限のトルクリミット値を予め設定されたデータマップから選択し、トルクリミッタ部４２０に出力する。そして、トルクリミッタ部４２０は入力したトルク指令値Ｔ＊がトルクリミット値を超えている場合、トルク指令値Ｔ＊をこのトルクリミット値に制限する。そして、このトルク指令値Ｔ＊はトルク計算部４０４から入力したトルクＴが減算され、その差分ΔＴが電流指令値演算部４２４に入力する。 Further, the current command value setting unit 402 has a torque limiter unit 420, a current command value calculation unit 424, a current limiter unit 422, a torque limit map 420a, and a current limit map 422a, and the torque command value T * from the outside is First, the input is input to the torque limiter unit 420. Further, the power supply voltage Vdc of the DC power supply unit 18 and the electric angular speed ω of the PM motor 10 are input to the torque limit map 420a and the current limit map 422a, and the torque limit map 420a is input to the input power supply voltage Vdc and the electric angular speed ω during operation. The upper limit torque limit value that can be stably controlled is selected from a preset data map and output to the torque limiter unit 420. Then, when the input torque command value T * exceeds the torque limit value, the torque limiter unit 420 limits the torque command value T * to this torque limit value. Then, the torque T input from the torque calculation unit 404 is subtracted from the torque command value T * , and the difference ΔT is input to the current command value calculation unit 424.

また、電流リミットマップ４２２ａは入力した電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωにおける動作時に安定的に制御が可能な上限の電流リミット値を予め設定されたデータマップから選択し、電流指令値演算部４２４及び電流リミッタ部４２２に出力する。 Further, the current limit map 422a selects the upper limit current limit value that can be stably controlled during operation at the input power supply voltage Vdc and the electric angular velocity ω from the preset data map, and selects the current command value calculation unit 424 and the current. Output to the limiter unit 422.

そして、電流指令値演算部４２４は入力した差分ΔＴに対して周知の積分制御、比例制御等を行い電流指令値Ｉａ＊を生成する。尚、この際の積分制御には前述の電流リミット値による制限が行われる。算出された電流指令値Ｉａ＊は電流リミッタ部４２２に出力され、電流リミッタ部４２２は入力した電流指令値Ｉａ＊が電流リミット値を超えている場合、この電流リミット値に制限して電流指令値生成部４０６に出力する（電流指令値設定ステップ）。 Then, the current command value calculation unit 424 performs well-known integral control, proportional control, and the like on the input difference ΔT to generate the current command value Ia * . The integral control at this time is limited by the above-mentioned current limit value. The calculated current command value Ia * is output to the current limiter unit 422, and when the input current command value Ia * exceeds the current limit value, the current limiter unit 422 limits the current command value to this current limit value. Output to the generator 406 (current command value setting step).

次に、本発明の特徴的な構成である電流指令値生成部４０６及び電圧差分計算部４０８の構成を説明する。先ず、図２を用いて第１の形態の電圧差分計算部４０８ａを説明する。図２に示す第１の形態の電圧差分計算部４０８ａは目標電圧値設定部４８０を有しており、この目標電圧値設定部４８０には予め実測等で取得された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）が電圧利用率Ｋ毎に設定されている。尚、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）とは電圧利用率ＫでＰＭモータ１０を動作させる際に安定的に動作可能な最大の電圧値である。 Next, the configurations of the current command value generation unit 406 and the voltage difference calculation unit 408, which are characteristic configurations of the present invention, will be described. First, the voltage difference calculation unit 408a of the first embodiment will be described with reference to FIG. The voltage difference calculation unit 408a of the first embodiment shown in FIG. 2 has a target voltage value setting unit 480, and the target voltage value setting unit 480 has a target voltage value Va (ref) acquired in advance by actual measurement or the like. Is set for each voltage utilization rate K. The target voltage value Va (ref) is the maximum voltage value that can be stably operated when the PM motor 10 is operated at the voltage utilization rate K.

また、電圧差分計算部４０８ａは第１の形態のモータ電圧値算出部４８２ａを有しており、この第１の形態のモータ電圧値算出部４８２ａには電圧指令値生成部４１６で生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力する。そして、モータ電圧値算出部４８２ａは下記式に基づいてモータ電圧値Ｖａを算出する。
Ｖａ＝（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）１／２
また、目標電圧値設定部４８０は電圧利用率Ｋと対応する目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を選択する。尚、電圧利用率Ｋは後述の電圧利用率データマップ４８４ｂ等から直流電源部１８の電源電圧Ｖｄｃと対応した電圧利用率Ｋを選択して設定しても良い。 Further, the voltage difference calculation unit 408a has a motor voltage value calculation unit 482a of the first embodiment, and the motor voltage value calculation unit 482a of the first embodiment is generated by the voltage command value generation unit 416 d. The shaft voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are input. Then, the motor voltage value calculation unit 482a calculates the motor voltage value Va based on the following equation.
Va = (Vd 2 + Vq 2 ) 1/2
Further, the target voltage value setting unit 480 selects the target voltage value Va (ref) corresponding to the voltage utilization rate K. The voltage utilization rate K may be set by selecting the voltage utilization rate K corresponding to the power supply voltage Vdc of the DC power supply unit 18 from the voltage utilization rate data map 484b or the like described later.

そして、第１の形態の電圧差分計算部４０８ａは、モータ電圧値算出部４８２ａが算出したモータ電圧値Ｖａから目標電圧値設定部４８０が選択した目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を減算することで電圧差分ΔＶを生成し、電流指令値生成部４０６に出力する。 Then, the voltage difference calculation unit 408a of the first embodiment subtracts the target voltage value Va (ref) selected by the target voltage value setting unit 480 from the motor voltage value Va calculated by the motor voltage value calculation unit 482a to obtain a voltage. The difference ΔV is generated and output to the current command value generation unit 406.

尚、電圧差分計算部４０８は図３の第２の形態の電圧差分計算部４０８ｂに示すように極座標変換部４１８等で算出された電圧指令値｜Ｖａ｜を直接取得してモータ電圧値Ｖａとし、電圧差分ΔＶを生成するようにしても良い。 As shown in the voltage difference calculation unit 408b of the second form of FIG. 3, the voltage difference calculation unit 408 directly acquires the voltage command value | Va | calculated by the polar coordinate conversion unit 418 or the like and sets it as the motor voltage value Va. , The voltage difference ΔV may be generated.

また、電圧差分計算部は図４の第３の形態の電圧差分計算部４０８ｃに示すように目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）とモータ電圧値Ｖａとを計算で求めるようにしても良い。ここで、第３の形態の電圧差分計算部４０８ｃは、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する目標電圧値算出部４８４と、モータ電圧値Ｖａを算出する第２の形態のモータ電圧値算出部４８２ｂとを有している。そして、目標電圧値算出部４８４には電源電圧Ｖｄｃとｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊が入力する。そして、下記式に基づいて電流指令絶対値Ｉａ＊＊を算出する。
Ｉａ＊＊＝（Ｉｄ＊＊２＋Ｉｑ＊＊２）１／２
そして、算出した電流指令絶対値Ｉａ＊＊と対応する電圧降下値Ｖ（ｄｒｏｐ）を電圧降下データマップ４８４ａより取得する。尚、電圧降下値Ｖ（ｄｒｏｐ）は流下電流に応じて変化するインバータ２０のスイッチング素子に関する電圧降下の値であり、電圧降下データマップ４８４ａはスイッチング素子の特性データシート等に基づいて作成される。 Further, the voltage difference calculation unit may calculate the target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va as shown in the voltage difference calculation unit 408c of the third embodiment of FIG. Here, the voltage difference calculation unit 408c of the third embodiment has a target voltage value calculation unit 484 for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation unit 484 for calculating the motor voltage value Va. It has 482b. Then, the power supply voltage Vdc, the d-axis, the q-axis current command values Id ** , and Iq ** are input to the target voltage value calculation unit 484. Then, the current command absolute value Ia ** is calculated based on the following equation.
Ia ** = (Id ** 2 + Iq ** 2 ) 1/2
Then, the calculated current command absolute value Ia ** and the corresponding voltage drop value V (drop) are acquired from the voltage drop data map 484a. The voltage drop value V (drop) is a voltage drop value related to the switching element of the inverter 20 that changes according to the flow current, and the voltage drop data map 484a is created based on the characteristic data sheet of the switching element or the like.

また、目標電圧値算出部４８４は入力した電源電圧Ｖｄｃに対応した電圧利用率Ｋを電圧利用率データマップ４８４ｂから取得して、下記式に基づいて目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する（目標電圧値算出ステップ）。
Ｖａ（ｒｅｆ）＝Ｋ・（Ｖｄｃ－Ｖ（ｄｒｏｐ）） Further, the target voltage value calculation unit 484 acquires the voltage utilization rate K corresponding to the input power supply voltage Vdc from the voltage utilization rate data map 484b, and calculates the target voltage value Va (ref) based on the following equation (target). Voltage value calculation step).
Va (ref) = K. (Vdc-V (drop) )

また、第２の形態のモータ電圧値算出部４８２ｂは、モータ電圧値Ｖａを算出する演算部４８９と、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑが記録されたインダクタンスマップ４８８と、ｑ軸インダクタンス補正係数が記録されたｑ軸インダクタンス補正係数マップ４８６と、を有している。そして、ｑ軸インダクタンス補正係数マップ４８６には、温度取得手段１０８で取得された冷却水の水温Ｔｅｍｐと、極座標変換部４１８で算出された電圧指令値｜Ｖａ｜と、ＰＭモータ１０の巻線温度Ｔｃと、が入力し、これら水温Ｔｅｍｐ、電圧指令値｜Ｖａ｜、巻線温度Ｔｃと対応するｑ軸インダクタンス補正係数ＣＬｑを予め設定されているデータマップから選択し演算部４８９に出力する。尚、巻線温度Ｔｃは例えばＰＭモータ１０の電機子巻線にサーミスタ等の温度センサを設けることで取得することができる。 Further, the motor voltage value calculation unit 482b of the second embodiment includes a calculation unit 489 for calculating the motor voltage value Va, an inductance map 488 in which the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are recorded, and a q-axis inductance correction coefficient. Has a q-axis inductance correction coefficient map 486 in which is recorded. Then, in the q-axis inductance correction coefficient map 486, the water temperature Temp of the cooling water acquired by the temperature acquisition means 108, the voltage command value | Va | calculated by the polar coordinate conversion unit 418, and the winding temperature of the PM motor 10 are displayed. Tc and are input, and the q-axis inductance correction coefficient C Lq corresponding to the water temperature Temp, the voltage command value | Va |, and the winding temperature Tc is selected from the preset data map and output to the calculation unit 489. The winding temperature Tc can be obtained, for example, by providing a temperature sensor such as a thermistor on the armature winding of the PM motor 10.

また、演算部４８９には、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊が入力し、演算部４８９は入力したｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊に基づいて電流指令絶対値Ｉａ＊＊と電流指令位相角θｉ’とを算出する。そして、インダクタンスマップ４８８を参照し、算出された電流指令絶対値Ｉａ＊＊、電流指令位相角θｉ’と対応するｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑの値を取得する。またこのとき、演算部４８９は電圧補正マップを参照し、電流指令絶対値Ｉａ＊＊、電流指令位相角θｉ’と対応する電圧補正値を取得し、モータ電圧値Ｖａの補正を行うようにしても良い。 Further, the d-axis and q-axis current command values Id ** and Iq ** are input to the calculation unit 489, and the calculation unit 489 is based on the input d-axis and q-axis current command values Id ** and Iq ** . The current command absolute value Ia ** and the current command phase angle θi'are calculated. Then, with reference to the inductance map 488, the calculated current command absolute value Ia ** , the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq corresponding to the current command phase angle θi'are acquired. At this time, the calculation unit 489 refers to the voltage correction map, acquires the voltage correction value corresponding to the current command absolute value Ia ** and the current command phase angle θi', and corrects the motor voltage value Va. Is also good.

また、演算部４８９には、誘起電圧定数補正部１１０からＰＭモータ１０の磁石の推定温度と対応した誘起電圧定数φａ（Ｖａ）と、ＰＭモータ１０の電気角速度ωとが入力し、演算部４８９はこれらの数値と予め設定されているＰＭモータ１０の電機子巻線抵抗Ｒａとから下記式に基づいてモータ電圧値Ｖａを算出する（モータ電圧値算出ステップ）。尚、電機子巻線抵抗Ｒａは巻線温度Ｔｃに基づいて温度補正を行うようにしても良い。
Ｖｄ’＝ＲａＩｄ＊＊－ω（ＣＬｑＬｑ）Ｉｑ＊＊
Ｖｑ’＝ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ（Ｖａ）＋ωＬｄＩｄ＊＊
Ｖａ＝｛（Ｖｄ’）２＋（Ｖｑ’）２｝１／２ Further, the induced voltage constant φa (Va) corresponding to the estimated temperature of the magnet of the PM motor 10 and the electric angular velocity ω of the PM motor 10 are input to the calculation unit 489 from the induced voltage constant correction unit 110, and the calculation unit 489 is input. Calculates the motor voltage value Va from these values and the preset armature winding resistance Ra of the PM motor 10 based on the following equation (motor voltage value calculation step). The armature winding resistance Ra may be temperature-corrected based on the winding temperature Tc.
Vd'= RaId ** -ω (CLq Lq ) Iq **
Vq'= RaIq ** + ωφa (Va) + ωLdId **
Va = {(Vd') 2 + (Vq') 2 } 1/2

そして、第３の形態の電圧差分計算部４０８ｃは、この演算部４８９（第２のモータ電圧値算出部４８２ｂ）によって算出されたモータ電圧値Ｖａから目標電圧値算出部４８４で算出されたＶａ（ｒｅｆ）を減算することで電圧差分ΔＶを算出する（以上、電圧差分計算ステップ）。 Then, the voltage difference calculation unit 408c of the third form is Va (Va ( Va) calculated by the target voltage value calculation unit 484 from the motor voltage value Va calculated by the calculation unit 489 (second motor voltage value calculation unit 482b). The voltage difference ΔV is calculated by subtracting ref) (the above is the voltage difference calculation step).

尚、第３の形態の電圧差分計算部４０８ｃでは電圧差分ΔＶの応答が速いため、図４に示すように電流指令値生成部４０６の出力側にｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａ及びｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂを設け、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊をこのローパスフィルタ４９０Ａ、４９０Ｂを介して電圧指令値生成部４１６に出力することが好ましい。この際、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂの時定数を最適化して、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際にはそのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を大きな遅延が生じないよう迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を、システムに要求されるトルクＴの応答性が満足できる範囲内で遅らせて出力することが好ましい。また、ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａの時定数を最適化して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際にはそのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊を大きな遅延が生じないよう迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせて出力することが好ましい。即ち、ｄ軸ローパスフィルタ４９０Ａのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の増加時の時定数をτｄ（ｕｐ）、減少時の時定数をτｄ（ｄｏｗｎ）とし、ｑ軸ローパスフィルタ４９０Ｂのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加時の時定数をτｑ（ｕｐ）、減少時の時定数をτｑ（ｄｏｗｎ）としたときに、
τｄ（ｕｐ）＜τｑ（ｕｐ）＜τｄ（ｄｏｗｎ）
τｑ（ｄｏｗｎ）＜τｑ（ｕｐ）
とすることが好ましい。尚、これらのことは後述の電流指令値生成部４０６ｂ、４０６ｃにおいても同様である。 Since the voltage difference ΔV response is fast in the voltage difference calculation unit 408c of the third embodiment, the d-axis low-pass filter 490A and the q-axis low-pass filter 490B are installed on the output side of the current command value generation unit 406 as shown in FIG. It is preferable to provide and output the d-axis, q-axis current command values Id ** and Iq ** to the voltage command value generation unit 416 via the low-pass filters 490A and 490B. At this time, the time constant of the q-axis low-pass filter 490B is optimized, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, the q-axis current command value Iq ** is swiftly delayed so as not to cause a large delay. When the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases, it is preferable to delay the increase speed within a range in which the responsiveness of the torque T required for the system can be satisfied. .. In addition, the time constant of the d-axis low-pass filter 490A is optimized so that when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, the d-axis current command value Id ** is quickly delayed so as not to cause a large delay. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases while being transmitted, it is preferable to output the decrease rate later than the increase rate of the q-axis current command value Iq ** . That is, the time constant when the d-axis current command value Id ** of the d-axis low-pass filter 490A is increased is τd (up), the time constant when it is decreased is τd (down), and the q-axis current command of the q-axis low-pass filter 490B is set. When the time constant when the value Iq ** increases is τq (up) and the time constant when the value Iq decreases is τq (down),
τd (up) <τq (up) <τd (down)
τq (down) <τq (up)
Is preferable. The same applies to the current command value generation units 406b and 406c, which will be described later.

尚、後述するようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊が減少する場合とは、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えた場合であり、制御が不安定となる可能性がある。よって、このような場合には、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊の変化を迅速に電圧指令値生成部４１６へ出力し、モータ電圧値Ｖａの低減措置を迅速に行う。これにより、モータ電圧値Ｖａが過大な状態を速やかに解消することができる。また反対に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊が増加する場合とは、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）に満たない場合であり、この場合にはＰＭモータ１０は安定的に制御されている。よって、この場合にはモータ電圧値Ｖａが再度目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えないようｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊の変化をゆっくりと行い、モータ電圧値Ｖａを緩やかに増加させる。 As will be described later, when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases and the q-axis current command value Iq ** decreases, the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) . This is the case, and control may become unstable. Therefore, in such a case, changes in the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** are quickly output to the voltage command value generation unit 416, and measures for reducing the motor voltage value Va are promptly taken. .. As a result, the state in which the motor voltage value Va is excessive can be quickly resolved. On the contrary, when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases and the q-axis current command value Iq ** increases, the motor voltage value Va is less than the target voltage value Va (ref) . In this case, the PM motor 10 is stably controlled. Therefore, in this case, the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** are slowly changed so that the motor voltage value Va does not exceed the target voltage value Va (ref) again, and the motor voltage value Va is set. Increase slowly.

次に、電流指令値生成部４０６（４０６ａ～４０６ｃ）の構成及びｄｑ電流指令値生成ステップに関して説明する。尚、正弦波制御部４０による制御時に直流電源部１８の電源電圧Ｖｄｃが急激に低下したり、ＰＭモータ１０の回転速度（電気角速度ω）が急激に上昇したりした場合、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超過して電圧不足が発生し安定的な制御が行えなくなる可能性が有る。本発明を構成する電流指令値生成部４０６は、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えた場合に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊を負の方向に増加させてｑ軸電圧指令値Ｖｑを減少させるとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値を減少させてｄ軸電圧指令値Ｖｄを減少させ、これによりモータ電圧値Ｖａを低減して目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）に抑えることを目的とするものである。 Next, the configuration of the current command value generation unit 406 (406a to 406c) and the dq current command value generation step will be described. When the power supply voltage Vdc of the DC power supply unit 18 suddenly drops or the rotation speed (electric angular velocity ω) of the PM motor 10 suddenly rises during control by the sine wave control unit 40, the motor voltage value Va increases. If the target voltage value Va (ref) is exceeded, a voltage shortage may occur and stable control may not be possible. When the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , the current command value generation unit 406 constituting the present invention increases the d-axis current command value Id ** in the negative direction to the q-axis voltage. While reducing the command value Vq, the absolute value of the q-axis current command value Iq ** is reduced to reduce the d-axis voltage command value Vd, thereby reducing the motor voltage value Va and the target voltage value Va (ref). The purpose is to suppress the voltage.

先ず、本発明を構成する電流指令値生成部４０６は、電流－位相角マップを備えた位相角設定部４６２と、ｓｉｎ部４６４Ａと、ｃｏｓ部４６４Ｂと、電流リミッタ部４７２と、誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０と、追加ｄ軸電流値生成部４６６と、ｑ軸電流指令値補正部４６８（４６８ａ、４６８ｂ）と、オフセット部４６９と、を有している。そして、電圧差分計算部４０８から入力した電圧差分ΔＶは２分岐され、一方は追加ｄ軸電流値生成部４６６に入力する。また、他方にはオフセット部４６９から所定のオフセット値ａ（固定値）が減算された後、ｑ軸電流指令値補正部４６８に入力する。 First, the current command value generation unit 406 constituting the present invention includes a phase angle setting unit 462 having a current-phase angle map, a sin unit 464A, a cos unit 464B, a current limiter unit 472, and an induced voltage d. It has an axis current value generation unit 470, an additional d-axis current value generation unit 466, a q-axis current command value correction unit 468 (468a, 468b), and an offset unit 469. Then, the voltage difference ΔV input from the voltage difference calculation unit 408 is branched into two, and one is input to the additional d-axis current value generation unit 466. On the other hand, after a predetermined offset value a (fixed value) is subtracted from the offset unit 469, the input is input to the q-axis current command value correction unit 468.

そして、電流指令値生成部４０６の位相角設定部４６２は、電流指令値設定部４０２から入力した電流指令値Ｉａ＊に基づいて電流－位相角マップを参照し、この電流指令値Ｉａ＊と対応する電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）を取得する（位相角設定ステップ）。尚、この電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）は電流指令値Ｉａ＊にて最大のトルクを出力する電流位相角であり、電流指令値Ｉａ＊ごとに予め設定されている。そして、図２～図４に示す第１の形態の電流指令値生成部４０６ａでは、電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）はｓｉｎ部４６４Ａに入力し、ｃｏｓ部４６４Ｂには電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）に後述の追加位相角Δθｉが加算された補正位相角θｉが入力する。 Then, the phase angle setting unit 462 of the current command value generation unit 406 refers to the current-phase angle map based on the current command value Ia * input from the current command value setting unit 402, and corresponds to this current command value Ia * . Acquires the current phase angle θi (base) to be performed (phase angle setting step). The current phase angle θi (base) is a current phase angle that outputs the maximum torque at the current command value Ia * , and is preset for each current command value Ia * . Then, in the current command value generation unit 406a of the first embodiment shown in FIGS. 2 to 4, the current phase angle θi (base) is input to the sin unit 464A, and the current phase angle θi ( base) is input to the cos unit 464B. The corrected phase angle θi to which the additional phase angle Δθi described later is added is input.

また、入力した電流指令値Ｉａ＊は２分岐して一方はｓｉｎ部４６４Ａに、他方はｃｏｓ部４６４Ｂに入力する。そして、第１の形態の電流指令値生成部４０６ａではｓｉｎ部４６４Ａは下記式に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する（ｄ軸電流指令値生成ステップ）。
Ｉｄ＊＝Ｉａ＊・ｓｉｎ（θｉ（ｂａｓｅ））
また、ｃｏｓ部４６４Ｂは下記式に基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する（ｑ軸電流指令値生成ステップ）。
Ｉｑ＊＝Ｉａ＊・ｃｏｓ（θｉ）
尚、電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）、補正位相角θｉはｑ軸とのなす角であり、後述の位相角リミッタにより０°～上限位相角（９０°～８５°程度）に制限される。また、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は常に負の値をとり、またｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は電流指令値Ｉａ＊と同符号の値をとるよう制御される。 Further, the input current command value Ia * is branched into two and one is input to the sin unit 464A and the other is input to the cos unit 464B. Then, in the current command value generation unit 406a of the first embodiment, the sin unit 464A calculates the d-axis current command value Id * based on the following equation (d-axis current command value generation step).
Id * = Ia *・ sin (θi (base) )
Further, the cos unit 464B calculates the q-axis current command value Iq * based on the following equation (q-axis current command value generation step).
IQ * = Ia *・ cos (θi)
The current phase angle θi (base) and the correction phase angle θi are angles formed by the q-axis, and are limited to 0 ° to the upper limit phase angle (about 90 ° to 85 °) by the phase angle limiter described later. Further, the d-axis current command value Id * is always controlled to take a negative value, and the q-axis current command value Iq * is controlled to take a value having the same sign as the current command value Ia * .

また、電流指令値生成部４０６の誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０には直流電源部１８の電源電圧Ｖｄｃ及びＰＭモータ１０の電気角速度ωが入力する。尚、誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０は電源電圧Ｖｄｃ及び電気角速度ω毎に設定された弱め磁束制御用の誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’のデータマップ（図示せず）を有しており、誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０は入力した電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωに応じた誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’をこのデータマップから選択してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に加算する。尚、誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’は負の値をとる。よって、誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’の加算によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は負の方向に増加し、その絶対値は増大する。尚、誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０は前述のようにデータマップの読み出しにより誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’を設定する。よって、積分制御が必要な追加ｄ軸電流値ΔＩｄよりも応答性が速く、急激な電源電圧Ｖｄｃの低下や電気角速度ωの変動に即応して誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’を出力することができる。これにより、モータ電圧値Ｖａの超過状態をある程度低減することができる。 Further, the power supply voltage Vdc of the DC power supply unit 18 and the electric angular velocity ω of the PM motor 10 are input to the d-axis current value generation unit 470 for the induced voltage of the current command value generation unit 406. The d-axis current value generator 470 for induced voltage has a data map (not shown) of d-axis current value ΔId'for induced voltage for weakening magnetic flux control set for each power supply voltage Vdc and electric angular velocity ω. The d-axis current value generator 470 for the induced voltage selects the input power supply voltage Vdc and the d-axis current value ΔId'for the induced voltage according to the electric angular velocity ω from this data map, and the d-axis current command value Id *. Add to. The d-axis current value ΔId'for the induced voltage takes a negative value. Therefore, by adding the d-axis current value ΔId'for the induced voltage, the d-axis current command value Id * increases in the negative direction, and its absolute value increases. The d-axis current value generation unit 470 for the induced voltage sets the d-axis current value ΔId'for the induced voltage by reading the data map as described above. Therefore, the response is faster than the additional d-axis current value ΔId that requires integral control, and the d-axis current value ΔId'for the induced voltage is output in response to a sudden drop in the power supply voltage Vdc and fluctuations in the electric angular velocity ω. Can be done. As a result, the excess state of the motor voltage value Va can be reduced to some extent.

また、電流指令値生成部４０６を構成する追加ｄ軸電流値生成部４６６には、電圧差分計算部４０８から電圧差分ΔＶが入力する。そして、この電圧差分ΔＶが正の値の場合、即ちモータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えている場合、入力した電圧差分ΔＶに対し周知の積分制御、比例制御等を行い追加ｄ軸電流値ΔＩｄを生成する。尚、この際の積分制御及び生成された追加ｄ軸電流値ΔＩｄに対しては後述する所定の電流リミット値による制限が行われる。そして、生成された追加ｄ軸電流値ΔＩｄはｓｉｎ部４６４Ａから出力したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に加算される。尚、この追加ｄ軸電流値ΔＩｄも負の値をとる。よって、追加ｄ軸電流値ΔＩｄの加算によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は負の方向に増加し、その絶対値は増大する。また、追加ｄ軸電流値ΔＩｄが出力されている状態で電圧差分ΔＶが負となった場合、追加ｄ軸電流値生成部４６６は積分制御のみで追加ｄ軸電流値ΔＩｄを生成する。これにより、追加ｄ軸電流値ΔＩｄは負の電圧差分ΔＶの値が反映されてその絶対値は徐々に減少し、最終的に“０”となる。尚、比例制御を行わないことで追加ｄ軸電流値ΔＩｄには急激な変動成分が加算されず、追加ｄ軸電流値ΔＩｄの急激な減少によるモータ電圧値Ｖａの再超過を防止することができる。また、追加ｄ軸電流値ΔＩｄが出力されていない状態で負の電圧差分ΔＶが入力した場合、追加ｄ軸電流値生成部４６６は動作せず、追加ｄ軸電流値ΔＩｄは生成されない（追加ｄ軸電流値生成ステップ）。 Further, the voltage difference ΔV is input from the voltage difference calculation unit 408 to the additional d-axis current value generation unit 466 that constitutes the current command value generation unit 406. When this voltage difference ΔV is a positive value, that is, when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , well-known integration control, proportional control, etc. are performed for the input voltage difference ΔV and added. Generates the d-axis current value ΔId. The integral control and the generated additional d-axis current value ΔId at this time are limited by a predetermined current limit value described later. Then, the generated additional d-axis current value ΔId is added to the d-axis current command value Id * output from the sin unit 464A. The additional d-axis current value ΔId also takes a negative value. Therefore, by adding the additional d-axis current value ΔId, the d-axis current command value Id * increases in the negative direction, and its absolute value increases. Further, when the voltage difference ΔV becomes negative while the additional d-axis current value ΔId is output, the additional d-axis current value generation unit 466 generates the additional d-axis current value ΔId only by integral control. As a result, the additional d-axis current value ΔId reflects the value of the negative voltage difference ΔV, and its absolute value gradually decreases and finally becomes “0”. By not performing proportional control, a sudden fluctuation component is not added to the additional d-axis current value ΔId, and it is possible to prevent the motor voltage value Va from re-exceeding due to a sudden decrease in the additional d-axis current value ΔId. .. If a negative voltage difference ΔV is input while the additional d-axis current value ΔId is not output, the additional d-axis current value generator 466 does not operate and the additional d-axis current value ΔId is not generated (additional d). Shaft current value generation step).

そして、追加ｄ軸電流値ΔＩｄと誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’とが加算されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊’は電流リミッタ部４７２に出力され、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊’が電流リミッタ部４７２の電流リミット値以下であれば、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊’はそのままｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊として電圧指令値生成部４１６へと出力される。また、電流リミット値を超えていれば電流リミット値に制限され電圧指令値生成部４１６へ出力される。尚、電流リミッタ部４７２のリミット値はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊’及び後述のｑ軸電流指令値Ｉｑ＊ごとに個別に設定しても良いし、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊’、Ｉｑ＊の合成ベクトルの角度を維持したまま、その合成ベクトルの大きさで設定しても良い。また、その双方で行っても良い。 Then, the d-axis current command value Id *', which is the sum of the additional d-axis current value ΔId and the induced voltage d-axis current value ΔId', is output to the current limiter unit 472, and the d-axis current command value Id * ' is the current. If it is equal to or less than the current limit value of the limiter unit 472, the d-axis current command value Id * 'is directly output to the voltage command value generation unit 416 as the d-axis current command value Id ** . If the current limit value is exceeded, the current limit value is limited and the voltage command value is output to the voltage command value generation unit 416. The limit value of the current limiter unit 472 may be set individually for each of the d-axis current command value Id * 'and the q-axis current command value Iq * described later, or the d-axis and q-axis current command value Id * '. , Iq * may be set by the magnitude of the composite vector while maintaining the angle of the composite vector. In addition, both may be performed.

ここで、モータ電圧値Ｖａと電流指令値生成部４０６の関係を第３の形態の電流指令値生成部４０６ｃの構成に沿って、下記（１）、（２）、（３）式を用いて説明する。先ず、モータ電圧値Ｖａは下記（１）式で求められ、
Ｖａ＝（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）１／２ ・・・（１）
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは下記（２）（３）式で求められる（係数、補正値等の記載は省略する）。
Ｖｄ＝ＲａＩｄ＊＊－ωＬｑＩｑ＊＊ ・・・（２）
Ｖｑ＝ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ＋ωＬｄＩｄ＊＊ ・・・（３）
そして、電源電圧Ｖｄｃが減少したり電気角速度ωが上昇するなどして弱め磁束制御領域となった場合、先ず誘起電圧用ｄ軸電流値生成部４７０が電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωと対応した誘起電圧用ｄ軸電流値ΔＩｄ’をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に加算する。これにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊は負の方向に増加し、上記（３）式のωＬｄＩｄ＊＊も負の方向に増大する。これにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは減少し、モータ電圧値Ｖａは減少する。 Here, the relationship between the motor voltage value Va and the current command value generation unit 406 is described by using the following equations (1), (2), and (3) according to the configuration of the current command value generation unit 406c of the third embodiment. explain. First, the motor voltage value Va is obtained by the following equation (1).
Va = (Vd 2 + Vq 2 ) 1/2 ... (1)
The d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are obtained by the following equations (2) and (3) (the description of the coefficient, correction value, etc. is omitted).
Vd = RaId ** -ωLqIq ** ... (2)
Vq = RaIq ** + ωφa + ωLdId ** ... (3)
Then, when the weakened magnetic flux control region is reached due to a decrease in the power supply voltage Vdc or an increase in the electric angular velocity ω, the d-axis current value generation unit 470 for the induced voltage first induces the induced voltage corresponding to the power supply voltage Vdc and the electric angular velocity ω. Add the voltage d-axis current value ΔId'to the d-axis current command value Id * . As a result, the d-axis current command value Id ** increases in the negative direction, and the ωLdId ** in the above equation (3) also increases in the negative direction. As a result, the q-axis voltage command value Vq decreases, and the motor voltage value Va decreases.

またこのとき、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えている場合、電圧差分ΔＶが正となり追加ｄ軸電流値生成部４６６が動作して追加ｄ軸電流値ΔＩｄが出力されｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に加算される。これによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊は負の方向にさらに増加し、その結果、上記（３）式のωＬｄＩｄ＊＊も負の方向にさらに増大してｑ軸電圧指令値Ｖｑは減少する。これにより、モータ電圧値Ｖａが減少する。そして、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と等しくなると電圧差分ΔＶは“０”となり追加ｄ軸電流値生成部４６６の動作は停止する。これにより、ＰＭモータ１０を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Ｖａ（目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ））で動作させることができる。尚、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の変化により（２）式のＲａＩｄ＊＊の項も変動するが、この項は電気角速度ωが関与しないのでその変動量は他の項に比べて小さく、モータ電圧値Ｖａへの影響は小さい。 At this time, when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , the voltage difference ΔV becomes positive, the additional d-axis current value generation unit 466 operates, and the additional d-axis current value ΔId is output d. It is added to the shaft current command value Id * . As a result, the d-axis current command value Id ** further increases in the negative direction, and as a result, the ωLdId ** in the above equation (3) also increases further in the negative direction, and the q-axis voltage command value Vq decreases. As a result, the motor voltage value Va decreases. Then, when the motor voltage value Va becomes equal to the target voltage value Va (ref) , the voltage difference ΔV becomes “0” and the operation of the additional d-axis current value generation unit 466 is stopped. As a result, the PM motor 10 can be operated at a motor voltage value Va (target voltage value Va (ref) ) that can be stably controlled and has a maximum torque. The RaId ** term in Eq. (2) also fluctuates due to changes in the d-axis current command value Id ** , but since this term does not involve the electrical angular velocity ω, the amount of fluctuation is smaller than the other terms. The effect on the motor voltage value Va is small.

ここで、例えばｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊及び電気角速度ωが正の場合には、上記（３）式の（ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ）は正の値をとり、（ωＬｄＩｄ＊＊）は負の値をとる。そして、追加ｄ軸電流値ΔＩｄが負の方向に増大し、上記（３）式の（ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ）と（ωＬｄＩｄ＊＊）とが釣り合った場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊では、これ以上モータ電圧値Ｖａを減少することができない。従って、追加ｄ軸電流値生成部４６６と並行して、以下に示すｑ軸電流指令値補正部４６８ａ、４６８ｂによるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の減少措置が講じられる。 Here, for example, when the q-axis current command value Iq ** and the electric angular velocity ω are positive, (RaIq ** + ωφa) in the above equation (3) takes a positive value, and (ωLdId ** ) is negative. Take a value. Then, when the additional d-axis current value ΔId increases in the negative direction and the (RaIq ** + ωφa) and (ωLdId ** ) of the above equation (3) are balanced, the d-axis current command value Id ** The motor voltage value Va cannot be reduced any more. Therefore, in parallel with the additional d-axis current value generation unit 466, the following q-axis current command value correction units 468a and 468b take measures to reduce the q-axis current command value Iq ** .

尚、前述のように、（ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ）と（ωＬｄＩｄ＊＊）とが釣り合うと、これ以上モータ電圧値Ｖａを減少することができない。よって、追加ｄ軸電流値ΔＩｄは追加ｄ軸電流値生成部４６６内の電流リミッタにより、上記の（ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ）と（ωＬｄ（Ｉｄ＊＋ΔＩｄ’＋ΔＩｄ））とが釣り合う以上の追加ｄ軸電流値ΔＩｄが流下しないよう制限することが好ましい。また、追加ｄ軸電流値生成部４６６内の電流リミッタは、（Ｉｄ＊＋ΔＩｄ’＋ΔＩｄ）が電源電圧Ｖｄｃと電気角速度ωごとに最大のトルクを出力する電流値となるように追加ｄ軸電流値ΔＩｄの電流値を制限するようにしても良い。 As described above, when (RaIq ** + ωφa) and (ωLdId ** ) are balanced, the motor voltage value Va cannot be further reduced. Therefore, the additional d-axis current value ΔId is such that the above (RaIq ** + ωφa) and (ωLd (Id * + ΔId'+ ΔId)) are balanced by the current limiter in the additional d-axis current value generation unit 466. It is preferable to limit the current value ΔId so that it does not flow down. Further, the current limiter in the additional d-axis current value generator 466 is an additional d-axis current value so that (Id * + ΔId'+ ΔId) is a current value that outputs the maximum torque for each power supply voltage Vdc and electric angular velocity ω. The current value of ΔId may be limited.

次に、第１の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ａを説明する。先ず、第１の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ａには、オフセット部４６９によってオフセット値ａが減算された電圧差分ΔＶ（以後、これを偏差と記述する。）が入力する。ここで、追加ｄ軸電流値生成部４６６とｑ軸電流指令値補正部４６８（４６８ａ、４６８ｂ）とが同時に動作してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とに対する補正動作が同時に開始するとモータ電圧値Ｖａが過剰に低下したり振動的に上下動するなど、制御が不安定となる可能性が有る。このため、本発明に係るモータ制御装置１００では、ｑ軸電流指令値補正部４６８の入力にオフセット値ａを付加して動作を開始する電圧差分ΔＶの値を異なるものとし、追加ｄ軸電流値生成部４６６とｑ軸電流指令値補正部４６８とが同時に動作を開始しないよう制御する。これにより、モータ電圧値Ｖａの低減動作は追加ｄ軸電流値生成部４６６が先に主体的に行い、ｑ軸電流指令値補正部４６８はモータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）からさらにオフセット分、上昇したときに動作を開始する。 Next, the q-axis current command value correction unit 468a of the first embodiment will be described. First, a voltage difference ΔV (hereinafter, this is referred to as a deviation) obtained by subtracting the offset value a by the offset unit 469 is input to the q-axis current command value correction unit 468a of the first embodiment. Here, the additional d-axis current value generation unit 466 and the q-axis current command value correction unit 468 (468a, 468b) operate at the same time to correct the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. If they start at the same time, the motor voltage value Va may drop excessively or vibrate up and down, and the control may become unstable. Therefore, in the motor control device 100 according to the present invention, the value of the voltage difference ΔV that starts the operation by adding the offset value a to the input of the q-axis current command value correction unit 468 is set to be different, and the additional d-axis current value. The generation unit 466 and the q-axis current command value correction unit 468 are controlled so as not to start operation at the same time. As a result, the additional d-axis current value generation unit 466 takes the initiative in reducing the motor voltage value Va, and the q-axis current command value correction unit 468 further increases the motor voltage value Va from the target voltage value Va (ref). The operation starts when the voltage rises by the offset.

そして、第１の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ａは偏差が正の値の場合、即ちモータ電圧値Ｖａが（Ｖａ（ｒｅｆ）＋ａ）を超えている場合、入力した偏差に対し周知の積分制御、比例制御等を行って追加位相角Δθｉを生成する。尚、この際の積分制御及び生成された追加位相角Δθｉに対しては所定の位相角リミッタによる制限が行われる。この位相角リミッタにおける位相角リミット値は、下記式で示すように位相角設定部４６２で出力される電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）によって変化する値とすることが好ましい。
位相角リミット値＝上限位相角－電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）
そして、上記の上限位相角を９０°～８５°程度とすることで、電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）に追加位相角Δθｉを加算した補正位相角θｉを常に上限位相角（９０°）以下とすることができる。また、上限位相角を９０°よりも小さく設定することで、電気角θに誤差が生じた場合でも、補正位相角θｉを９０°以下とすることができる。 Then, the q-axis current command value correction unit 468a of the first embodiment is well known for the input deviation when the deviation is a positive value, that is, when the motor voltage value Va exceeds (Va (ref) + a). An additional phase angle Δθi is generated by performing integral control, proportional control, and the like. The integral control and the generated additional phase angle Δθi at this time are limited by a predetermined phase angle limiter. The phase angle limit value in this phase angle limiter is preferably a value that changes depending on the current phase angle θi (base) output by the phase angle setting unit 462 as shown by the following equation.
Phase angle limit value = upper limit phase angle-current phase angle θi (base)
Then, by setting the upper limit phase angle to about 90 ° to 85 °, the correction phase angle θi obtained by adding the additional phase angle Δθi to the current phase angle θi (base) is always set to the upper limit phase angle (90 °) or less. be able to. Further, by setting the upper limit phase angle to be smaller than 90 °, the correction phase angle θi can be set to 90 ° or less even when an error occurs in the electric angle θ.

このようにして第１の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ａで生成された追加位相角Δθｉは位相角設定部４６２から出力された電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）に加算され補正位相角θｉとなってｃｏｓ部４６４Ｂに入力する。そして、ｃｏｓ部４６４Ｂは補正位相角θｉに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、電流リミッタ部４７２に出力する。電流リミッタ部４７２ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊がの電流リミット値以下であれば、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をそのままｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊として電圧指令値生成部４１６へ出力する。また、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が電流リミット値を超えていれば電流リミット値に制限して電圧指令値生成部４１６へ出力する。 In this way, the additional phase angle Δθi generated by the q-axis current command value correction unit 468a of the first embodiment is added to the current phase angle θi (base) output from the phase angle setting unit 462 to obtain the correction phase angle θi. Then, it is input to the cos unit 464B. Then, the cos unit 464B calculates the q-axis current command value Iq * based on the correction phase angle θi, and outputs the q-axis current command value Iq * to the current limiter unit 472. If the q-axis current command value Iq * is equal to or less than the current limit value of the current limiter unit 472, the q-axis current command value Iq * is directly output to the voltage command value generation unit 416 as the q-axis current command value Iq ** . If the q-axis current command value Iq * exceeds the current limit value, the current limit value is limited and output to the voltage command value generation unit 416.

ここで、追加位相角Δθｉは正であり、補正位相角θｉは位相角リミッタにより９０°以下に制限されるから、よって補正位相角θｉは ９０°＞θｉ＞θｉ（ｂａｓｅ）となる。従って、ｃｏｓ部４６４Ｂが出力する Ｉｑ＊＝Ｉａ＊・ｃｏｓ（θｉ） は
Ｉｑ＊＝Ｉａ＊・ｃｏｓ（θｉ（ｂａｓｅ）） よりも小さくなる。
これにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（Ｉｑ＊＊）は減少し、上記（２）式の（ωＬｑＩｑ＊＊）の項の絶対値が小さくなる。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄが減少し、モータ電圧値Ｖａを低減することができる。 Here, the additional phase angle Δθi is positive, and the correction phase angle θi is limited to 90 ° or less by the phase angle limiter, so that the correction phase angle θi is 90 °>θi> θi (base) . Therefore, the IQ * = Ia * · cos (θi) output by the cos unit 464B is smaller than the IQ * = Ia * · cos (θi (base) ).
As a result, the q-axis current command value Iq * (Iq ** ) decreases, and the absolute value of the item (ωLqIq ** ) in the above equation (2) becomes smaller. As a result, the d-axis voltage command value Vd is reduced, and the motor voltage value Va can be reduced.

また、上記のように正の追加位相角Δθｉが出力されている状態で偏差が負となった場合、ｑ軸電流指令値補正部４６８ａは積分制御のみで追加位相角Δθｉを生成する。これにより、追加位相角Δθｉは負の偏差の値が反映されて徐々に低下し、最終的に“０”となる。尚、比例制御を行わないことで追加位相角Δθｉには急激な変動成分が加算されず、偏差の急激な減少によるモータ電圧値Ｖａの再超過を防止することができる。また、追加位相角Δθｉが“０”となった状態ではｑ軸電流指令値補正部４６８ａは動作しない。従って、追加位相角Δθｉが出力されていない状態で負の偏差が入力してもｑ軸電流指令値補正部４６８ａは動作しない。これは、後述の第２の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ｂにおいても同様である。 Further, when the deviation becomes negative in the state where the positive additional phase angle Δθi is output as described above, the q-axis current command value correction unit 468a generates the additional phase angle Δθi only by the integral control. As a result, the additional phase angle Δθi gradually decreases to reflect the negative deviation value, and finally becomes “0”. By not performing proportional control, a sudden fluctuation component is not added to the additional phase angle Δθi, and it is possible to prevent the motor voltage value Va from re-exceeding due to a sharp decrease in the deviation. Further, when the additional phase angle Δθi becomes “0”, the q-axis current command value correction unit 468a does not operate. Therefore, even if a negative deviation is input while the additional phase angle Δθi is not output, the q-axis current command value correction unit 468a does not operate. This also applies to the q-axis current command value correction unit 468b of the second embodiment described later.

次に、第２の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ｂを用いた電流指令値生成部４０６ｂの構成に関して図５を用いて説明する。先ず、第２の形態の電流指令値生成部４０６ｂは、ｃｏｓ部４６４Ｂに位相角設定部４６２からの電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）が入力し、ｓｉｎ部４６４Ａと同様に電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）に基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が算出される。 Next, the configuration of the current command value generation unit 406b using the q-axis current command value correction unit 468b of the second embodiment will be described with reference to FIG. First, in the current command value generation unit 406b of the second embodiment, the current phase angle θi (base) from the phase angle setting unit 462 is input to the cos unit 464B, and the current phase angle θi ( base) is the same as that of the sin unit 464A. The q-axis current command value Iq * is calculated based on.

また、第２の形態のｑ軸電流指令値補正部４６８ｂでは、入力した偏差に対し追加ｄ軸電流値生成部４６６と同様の周知の積分制御、比例制御、リミッタ制限等を行い偏差に準じた追加ｑ軸電流値ΔＩｑを生成する。そして、この追加ｑ軸電流値ΔＩｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から減算する。これによりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊は減少し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄが減少する。これにより、モータ電圧値Ｖａが低減する（以上、ｑ軸電流指令値補正ステップ）。 Further, in the q-axis current command value correction unit 468b of the second embodiment, the well-known integral control, proportional control, limiter limitation, etc. similar to those of the additional d-axis current value generation unit 466 are performed on the input deviation in accordance with the deviation. Generate an additional q-axis current value ΔIq. Then, this additional q-axis current value ΔIq is subtracted from the q-axis current command value Iq * . As a result, the q-axis current command value Iq ** decreases, and the d-axis voltage command value Vd decreases. As a result, the motor voltage value Va is reduced (the above is the q-axis current command value correction step).

このように、本発明に係るモータ制御装置１００では、追加ｄ軸電流値ΔＩｄによるモータ電圧値Ｖａの低減に加え、ｑ軸電流指令値補正部４６８（４６８ａ、４６８ｂ）がｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を減少させるため、更なるモータ電圧値Ｖａの低減が可能となる。これにより、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超過した状態を速やかに解消することができ、急激な電源電圧Ｖｄｃの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。 As described above, in the motor control device 100 according to the present invention, in addition to the reduction of the motor voltage value Va by the additional d-axis current value ΔId, the q-axis current command value correction unit 468 (468a, 468b) has the q-axis current command value Iq. In order to reduce * , it is possible to further reduce the motor voltage value Va. As a result, the state in which the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) can be quickly resolved, and the state is continuously stable even with a sudden drop in the power supply voltage Vdc and fluctuations in the electric angular velocity ω. Weak magnetic flux control can be performed.

尚、ｑ軸電流指令値補正部４６８の積分制御は、積分値が増大する方向（偏差が正の値の場合）での積分ゲインを大きく設定し、積分値が減少する方向（偏差が負の値の場合）での積分ゲインを小さく設定することが好ましい。この構成によれば、モータ電圧値Ｖａが（Ｖａ（ｒｅｆ）＋ａ）を超えてモータ電圧の不足が想定される際に、大きな積分ゲインによって積分値（追加位相角Δθｉもしくは追加ｑ軸電流値ΔＩｑ）を迅速に増大させることができる。これにより、モータ電圧値Ｖａを速やかに低減しモータ電圧の不足を事前もしくは迅速に解消することができる。また、積分値が減少する方向では小さな積分ゲインで積分値（追加位相角Δθｉもしくは追加ｑ軸電流値ΔＩｑ）を緩やかに減少させ、モータ電圧値Ｖａの急上昇を防止して目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を再度超過することを防ぐことができる。 In the integral control of the q-axis current command value correction unit 468, the integral gain is set large in the direction in which the integral value increases (when the deviation is a positive value), and the integral value decreases in the direction in which the integral value decreases (deviation is negative). In the case of a value), it is preferable to set the integrated gain small. According to this configuration, when the motor voltage value Va exceeds (Va (ref) + a) and the motor voltage is assumed to be insufficient, the integrated value (additional phase angle Δθi or additional q-axis current value ΔIq) is increased by a large integrated gain. ) Can be increased quickly. As a result, the motor voltage value Va can be quickly reduced, and the shortage of the motor voltage can be quickly resolved in advance or quickly. Further, in the direction in which the integrated value decreases, the integrated value (additional phase angle Δθi or additional q-axis current value ΔIq) is gradually reduced with a small integrated gain to prevent the motor voltage value Va from rising sharply and the target voltage value Va (ref) . ) Can be prevented from being exceeded again.

さらに、ｑ軸電流指令値補正部４６８では偏差の値が予め設定した所定の閾値を上回った場合、通常の積分制御における積分値に予め設定された割増位相角Δθｉ’もしくは割増ｑ軸電流値ΔＩｑ’を加算して追加位相角Δθｉ、追加ｑ軸電流値ΔＩｑを生成してもよい。この構成によれば、モータ電圧値Ｖａが（Ｖａ（ｒｅｆ）＋ａ）を著しく超過して閾値を超えるような大きな電圧差分ΔＶが入力した場合に、積分値を速やかに上昇させる割増位相角Δθｉ’、割増ｑ軸電流値ΔＩｑ’を加算した追加位相角Δθｉ、追加ｑ軸電流値ΔＩｑを出力することができるため、モータ電圧値Ｖａを迅速かつ緊急措置的に低減することが可能となる。 Further, in the q-axis current command value correction unit 468, when the deviation value exceeds a predetermined threshold value set in advance, the premium phase angle Δθi' or the premium q-axis current value ΔIq preset in the integral value in the normal integral control is performed. 'Is added to generate an additional phase angle Δθi and an additional q-axis current value ΔIq. According to this configuration, when a large voltage difference ΔV such that the motor voltage value Va significantly exceeds (Va (ref) + a) and exceeds the threshold value is input, the extra phase angle Δθi'that rapidly increases the integrated value. Since the additional phase angle Δθi obtained by adding the extra q-axis current value ΔIq'and the additional q-axis current value ΔIq can be output, the motor voltage value Va can be quickly and urgently reduced.

また、電流指令値生成部４０６、４０６ａは図６に示す第３の形態の電流指令値生成部４０６ｃとしても良い。この図６に示す第３の形態の電流指令値生成部４０６ｃは、ｓｉｎ部４６４Ａ、ｃｏｓ部４６４Ｂの双方に補正位相角θｉが入力する。よって、第２の形態の電流指令値生成部４０６ａのｓｉｎ部４６４Ａは補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。尚、補正位相角θｉに基づくｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）に基づくｄ軸電流指令値Ｉｄ＊よりも絶対値が大きくなる。 Further, the current command value generation units 406 and 406a may be the current command value generation units 406c of the third embodiment shown in FIG. In the current command value generation unit 406c of the third embodiment shown in FIG. 6, the correction phase angle θi is input to both the sin unit 464A and the cos unit 464B. Therefore, the sin unit 464A of the current command value generation unit 406a of the second embodiment calculates the d-axis current command value Id * based on the correction phase angle θi. The d-axis current command value Id * based on the corrected phase angle θi has an absolute value larger than the d-axis current command value Id * based on the current phase angle θi (base) .

ここで、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊が減少すると、上記（Ａ）式に示すトルクＴが減少する。しかしながら、第３の形態の電流指令値生成部４０６ｂでは、補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出するから、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（Ｉｄ＊＊）の絶対値は増加し、前述の（ＲａＩｑ＊＊＋ωφａ）と（ωＬｄＩｄ＊＊）とが釣り合う状態に達していなければ、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の減少によるトルクＴの減少を抑制することができる。また、減少したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の値に基づいてトルク計算部４０４がトルクＴを算出し、このトルクＴの値に応じて電流指令値設定部４０２が電流指令値Ｉａ＊の値を増加させることで、トルクＴの減少分を補償する動作が行われる。 Here, when the q-axis current command value Iq ** decreases, the torque T shown in the above equation (A) decreases. However, since the current command value generation unit 406b of the third embodiment calculates the d-axis current command value Id * based on the corrected phase angle θi, the absolute value of the d-axis current command value Id * (Id ** ) is If the increase does not reach a state in which the above-mentioned (RaIq ** + ωφa) and (ωLdId ** ) are in equilibrium, the decrease in torque T due to the decrease in the q-axis current command value Iq ** can be suppressed. Further, the torque calculation unit 404 calculates the torque T based on the reduced q-axis current command value Iq ** , and the current command value setting unit 402 calculates the current command value Ia * according to the torque T value. By increasing the torque T, an operation of compensating for the decrease in the torque T is performed.

以上のように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超えた場合に、その電圧差分ΔＶに応じた追加ｄ軸電流値ΔＩｄを出力しｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させ、モータ電圧値Ｖａを低減する。これにより、ＰＭモータ１０を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Ｖａ（目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ））で動作させることができる。また、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、上記の構成に加え、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正部４６８を有している。これにより、モータ電圧値Ｖａをさらに低減することができる。これにより、モータ電圧値Ｖａが目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を超過した状態を速やかに解消することができ、急激な電源電圧Ｖｄｃの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。 As described above, in the motor control device 100 and the motor control method according to the present invention, when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , the additional d-axis current value ΔId corresponding to the voltage difference ΔV Is output to increase the d-axis current command value Id * in the negative direction and reduce the motor voltage value Va. As a result, the PM motor 10 can be operated at a motor voltage value Va (target voltage value Va (ref) ) that can be stably controlled and has a maximum torque. Further, the motor control device 100 and the motor control method according to the present invention have, in addition to the above configuration, a q-axis current command value correction unit 468 that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq ** . Thereby, the motor voltage value Va can be further reduced. As a result, the state in which the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) can be quickly resolved, and the state is continuously stable even with a sudden drop in the power supply voltage Vdc and fluctuations in the electric angular velocity ω. Weak magnetic flux control can be performed.

また、温度取得手段１０８によりＰＭモータ１０の永久磁石の温度を推定する構成では、磁石の推定温度によるモータパラメータの変動を補正することができるため、誤差の少ないより精度の高い動作制御を行うことができる。 Further, in the configuration in which the temperature of the permanent magnet of the PM motor 10 is estimated by the temperature acquisition means 108, the fluctuation of the motor parameter due to the estimated temperature of the magnet can be corrected, so that more accurate operation control with less error is performed. Can be done.

尚、本例で示したモータ制御装置１００及びモータ制御方法は一例であり各部の構成、動作、各ステップの構成等は本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。 The motor control device 100 and the motor control method shown in this example are examples, and the configuration, operation, configuration of each step, etc. of each part can be changed and implemented without departing from the gist of the present invention. ..

１０ ＰＭモータ
４０ 正弦波制御部
４１８ 極座標変換部
４０２ 電流指令値設定部
４０４ トルク計算部
４０６ 電流指令値生成部
４０８、４０８ａ～４０８ｃ 電圧差分計算部
４１６ 電圧指令値生成部
４６２ 位相角設定部
４６４Ａ ｓｉｎ部
４６４Ｂ ｃｏｓ部
４６６ 追加ｄ軸電流値生成部
４６８、４６８ａ、４６８ｂ ｑ軸電流指令値補正部
４８２ｂ モータ電圧値算出部
４８４ 目標電圧値算出部
４９０Ａ ｄ軸ローパスフィルタ
４９０Ｂ ｑ軸ローパスフィルタ
１００ モータ制御装置
Ｔ トルク値
Ｔ＊ トルク指令値
Ｉａ＊ 電流指令値
Ｉｄ＊、Ｉｄ＊＊ ｄ軸電流指令値
Ｉｑ＊、Ｉｑ＊＊ ｑ軸電流指令値
ΔＩｄ 追加ｄ軸電流指令値
ΔＩｑ 追加ｑ軸電流指令値
Ｖａ モータ電圧値
Ｖａ（ｒｅｆ） 目標電圧値
ΔＶ 電圧差分
Ｖｄ ｄ軸電圧指令値
Ｖｑ ｑ軸電圧指令値
θｉ（ｂａｓｅ） 電流位相角
θｉ 補正位相角
Δθｉ 追加電流位相角
ａ オフセット値 10 PM motor
40 Sine wave control unit
418 Polar coordinate conversion unit
402 Current command value setting unit
404 Torque calculator
406 Current command value generator
408, 408a-408c Voltage difference calculation unit
416 Voltage command value generator
462 Phase angle setting unit
464A sin part
464B cos part
466 Additional d-axis current value generator
468, 468a, 468b q-axis current command value correction unit
482b Motor voltage value calculation unit
484 Target voltage value calculation unit
490A d-axis low pass filter
490B q-axis low-pass filter
100 motor controller
T torque value
T * Torque command value
Ia * Current command value
Id * , Id ** d-axis current command value
IQ * , IQ ** q-axis current command value
ΔId additional d-axis current command value
ΔIq additional q-axis current command value
Va motor voltage value
Va (ref) target voltage value
ΔV voltage difference
Vd d-axis voltage command value
Vq q-axis voltage command value
θi (base) current phase angle
θi correction phase angle
Δθi Additional current phase angle
a Offset value

Claims (20)

ＰＭモータを正弦波ＰＷＭで制御する正弦波制御部を少なくとも備えたモータ制御装置において、
前記正弦波制御部は、
前記ＰＭモータのトルク値Ｔを算出するトルク計算部と、
外部からのトルク指令値Ｔ＊と前記トルク値Ｔとに基づいて電流指令値Ｉａ＊を設定する電流指令値設定部と、
前記電流指令値Ｉａ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を生成する電流指令値生成部と、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令値生成部と、を有し、
前記電流指令値生成部は、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の元となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成するｓｉｎ部と、
前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の元となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成するｃｏｓ部と、
前記電流指令値Ｉａ＊にて最大のトルクを出力する電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）を設定し前記ｓｉｎ部及びｃｏｓ部に出力する位相角設定部と、
前記ＰＭモータのモータ電圧値Ｖａと、前記ＰＭモータが安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、に基づいて電圧差分ΔＶを算出する電圧差分計算部と、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させる追加ｄ軸電流指令値ΔＩｄを前記電圧差分ΔＶに基づいて算出する追加ｄ軸電流値生成部と、
前記電圧差分ΔＶに基づいて前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正部と、を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device having at least a sine wave control unit that controls a PM motor by sine wave PWM.
The sine wave control unit
A torque calculation unit that calculates the torque value T of the PM motor,
A current command value setting unit that sets the current command value Ia * based on the torque command value T * from the outside and the torque value T, and
A current command value generator that generates d-axis current command value Id ** and q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
It has a voltage command value generator that generates a d-axis voltage command value Vd and a q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** .
The current command value generation unit is
A sin unit that generates the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and
The cos part that generates the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and
A phase angle setting unit that sets the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque with the current command value Ia * and outputs the current phase angle θi (base) to the sin unit and the cos unit.
A voltage difference calculation unit that calculates a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor and the target voltage value Va (ref) , which is the maximum voltage value at which the PM motor can operate stably.
An additional d-axis current value generator that calculates an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generator.
A motor control device comprising a q-axis current command value correction unit that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV. 所定のオフセット値を電圧差分ΔＶに合算してｑ軸電流指令値補正部に出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein a predetermined offset value is added to the voltage difference ΔV and output to the q-axis current command value correction unit. ｑ軸電流指令値補正部が、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｃｏｓ部は電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。 The q-axis current command value correction unit sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the cos unit is the correction phase angle θi obtained by adding the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the q-axis current command value Iq * is generated based on the above. ｑ軸電流指令値補正部が、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｓｉｎ部及びｃｏｓ部は電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。 The q-axis current command value correction unit sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the sin unit and the cos unit correct the sum of the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are generated based on the phase angle θi. 電圧差分計算部が、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する目標電圧値算出部と、モータ電圧値Ｖａを算出するモータ電圧値算出部と、を備え、
前記目標電圧値算出部が算出した目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記モータ電圧値算出部が算出したモータ電圧値Ｖａに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のモータ制御装置。 The voltage difference calculation unit includes a target voltage value calculation unit for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation unit for calculating the motor voltage value Va.
Claim 1 to claim 1, wherein the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated by the target voltage value calculation unit and the motor voltage value Va calculated by the motor voltage value calculation unit. Item 4. The motor control device according to any one of Items 4. 電圧差分計算部が、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、電圧指令値生成部が生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のモータ制御装置。 The voltage difference calculation unit calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) , the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq generated by the voltage command value generation unit. The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the motor control device is characterized. 正弦波制御部が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてモータ電圧値Ｖａを生成する極座標変換部をさらに有し、
電圧差分計算部が、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記極座標変換部が生成したモータ電圧値Ｖａとに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のモータ制御装置。 The sine wave control unit further has a polar coordinate conversion unit that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
Claim 1 to claim 1, wherein the voltage difference calculation unit calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit. Item 4. The motor control device according to any one of Items 4. 電流指令値生成部からのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタと、ｑ軸ローパスフィルタと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ及びｑ軸ローパスフィルタは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のモータ制御装置。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generator, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control device according to any one of claims 1 to 7, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** . ｑ軸電流指令値補正部が、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させる追加ｑ軸電流指令値ΔＩｑを電圧差分ΔＶに基づいて設定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。 The q-axis current command value correction unit sets an additional q-axis current command value ΔIq that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, and adds it to the q-axis current command value Iq * . The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the motor control device according to claim 2. 電流指令値生成部からのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタと、ｑ軸ローパスフィルタと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ及びｑ軸ローパスフィルタは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項９記載のモータ制御装置。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generator, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control device according to claim 9, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** . ＰＭモータを正弦波ＰＷＭで制御する正弦波制御部を少なくとも備えたモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記正弦波制御部は、
前記ＰＭモータのトルク値Ｔを算出するトルク計算ステップと、
外部からのトルク指令値Ｔ＊と前記トルク値Ｔとに基づいて電流指令値Ｉａ＊を設定する電流指令値設定ステップと、
前記電流指令値Ｉａ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を生成するｄｑ電流指令値生成ステップと、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令値生成ステップと、を少なくとも実行し、
前記ｄｑ電流指令値生成ステップは、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の元となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成するｄ軸電流指令値生成ステップと、
前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の元となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成するｑ軸電流指令値生成ステップと、
前記ｄ軸電流指令値生成ステップとｑ軸電流指令値生成ステップとで用いられ、前記電流指令値Ｉａ＊にて最大のトルクを出力する電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）を設定する位相角設定ステップと、
前記ＰＭモータのモータ電圧値Ｖａと、前記ＰＭモータが安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、に基づいて電圧差分ΔＶを算出する電圧差分計算ステップと、
前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負の方向に増加させる追加ｄ軸電流指令値ΔＩｄを前記電圧差分ΔＶに基づいて算出する追加ｄ軸電流値生成ステップと、
前記電圧差分ΔＶに基づいて前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させるｑ軸電流指令値補正ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。 It is a motor control method of a motor control device including at least a sine wave control unit that controls a PM motor by sine wave PWM.
The sine wave control unit
The torque calculation step for calculating the torque value T of the PM motor and
A current command value setting step for setting a current command value Ia * based on an external torque command value T * and the torque value T, and a current command value setting step.
The dq current command value generation step for generating the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
At least the voltage command value generation step of generating the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** is executed.
The dq current command value generation step is
The d-axis current command value generation step for generating the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and the d-axis current command value generation step.
The q-axis current command value generation step for generating the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and the step of generating the q-axis current command value.
A phase angle setting step used in the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step to set the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque at the current command value Ia * . ,
A voltage difference calculation step for calculating a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor and the target voltage value Va (ref) which is the maximum voltage value at which the PM motor can operate stably.
An additional d-axis current value generation step of calculating an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generation step.
A motor control method comprising: a q-axis current command value correction step for reducing the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV. 所定のオフセット値を電圧差分ΔＶに合算してｑ軸電流指令値補正ステップを行うことを特徴とする請求項１１記載のモータ制御方法。 The motor control method according to claim 11, wherein a predetermined offset value is added to a voltage difference ΔV to perform a q-axis current command value correction step. ｑ軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｑ軸電流指令値生成ステップは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載のモータ制御方法。 The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the q-axis current command value generation step is the sum of the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The motor control method according to claim 11 or 12, wherein the q-axis current command value Iq * is generated based on the corrected phase angle θi. ｑ軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔＶに基づいて追加電流位相角Δθｉを設定するとともに、ｄ軸電流指令値生成ステップ、ｑ軸電流指令値生成ステップは電流位相角θｉ（ｂａｓｅ）と前記追加電流位相角Δθｉとが合算した補正位相角θｉに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載のモータ制御方法。 The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step are the current phase angle θi (base) and the above. The motor according to claim 11 or 12, wherein the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are generated based on the corrected phase angle θi added to the additional current phase angle Δθi. Control method. 電圧差分計算ステップが、目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）を算出する目標電圧値算出ステップと、モータ電圧値Ｖａを算出するモータ電圧値算出ステップと、を備え、
前記目標電圧値算出ステップで算出した目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記モータ電圧値算出ステップで算出したモータ電圧値Ｖａに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１１乃至請求項１４のいずれかに記載のモータ制御方法。 The voltage difference calculation step includes a target voltage value calculation step for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation step for calculating the motor voltage value Va.
Claim 11 to claim 11, wherein the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated in the target voltage value calculation step and the motor voltage value Va calculated in the motor voltage value calculation step. Item 4. The motor control method according to any one of Item 14. 電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、電圧指令値生成ステップで生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１１乃至請求項１４のいずれかに記載のモータ制御方法。 The voltage difference calculation step calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) , the d-axis voltage command value Vd, and the q-axis voltage command value Vq generated in the voltage command value generation step. The motor control method according to any one of claims 11 to 14, wherein the motor control method is characterized. 正弦波制御部が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてモータ電圧値Ｖａを生成する極座標変換部をさらに有し、
電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Ｖａ（ｒｅｆ）と、前記極座標変換部が生成したモータ電圧値Ｖａとに基づいて電圧差分ΔＶを算出することを特徴とする請求項１１乃至請求項１４のいずれかに記載のモータ制御方法。 The sine wave control unit further has a polar coordinate conversion unit that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
Claim 11 to claim 11, wherein the voltage difference calculation step calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit. Item 4. The motor control method according to any one of Item 14. ｄｑ電流指令値生成ステップで生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタと、ｑ軸ローパスフィルタと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ及びｑ軸ローパスフィルタは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項１１乃至請求項１７のいずれかに記載のモータ制御方法。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control method according to any one of claims 11 to 17, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** . ｑ軸電流指令値補正ステップが、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値を減少させる追加ｑ軸電流指令値ΔＩｑを電圧差分ΔＶに基づいて設定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算することを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載のモータ制御方法。 The q-axis current command value correction step sets an additional q-axis current command value ΔIq that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, and adds it to the q-axis current command value Iq * . 11. The motor control method according to claim 11 or 12. ｄｑ電流指令値生成ステップで生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊がそれぞれ入力するｄ軸ローパスフィルタと、ｑ軸ローパスフィルタと、をさらに有し、
前記ｄ軸ローパスフィルタ及びｑ軸ローパスフィルタは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊の絶対値が減少する際にはその減少速度をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項１９記載のモータ制御方法。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control method according to claim 19, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** .
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