JP5163053B2 - Electric motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング素子および還流素子を備えるインバータに用いられる電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric motor used in an inverter including a switching element and a reflux element.
従来、インバータにおけるスイッチング損失を低減させるためにインバータのある相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調方式のインバータ制御装置がある（特許文献１参照）。当該インバータ制御装置では、２相変調を実施しても、各相の電圧指令値が電源電圧を超えないように制御している。すなわち、電流指令値ベクトルと電圧指令値ベクトルから位相差を演算し、当該位相差に基づいて、２相変調を実施する期間を決定している。
しかしながら、従来のインバータ制御装置では、上記２相変調を実施して、スイッチング損失を低減させることができるが、例えば、車両ロック時、スイッチング素子の定常損失が増大し、全体として損失が増大する場合がある。このため、スイッチング素子の温度が上昇するといった問題があった。 However, in the conventional inverter control device, it is possible to reduce the switching loss by performing the above two-phase modulation. For example, when the vehicle is locked, the steady loss of the switching element increases and the loss increases as a whole. There is. For this reason, there existed a problem that the temperature of a switching element rose.
本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の温度を低減することができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of these problems, and an object of the present invention is to provide an electric motor control device that can reduce the temperature of a switching element.
上記目的達成のため、本発明に係る電動機の制御装置では、電動機の角周波数、トルク指令値および上記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段を備える。第１および第２のスイッチング素子と第１および第２の還流素子を３相分備えるインバータを制御するＰＷＭ信号を、中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて生成するＰＷＭ信号生成手段を備える。中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備える。中性点電圧により、一の相の第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、上記一の相の電流が第１のスイッチング素子を通過する時間と上記電流が第２の還流素子を通過する時間とを交互に切替えることを特徴としている。 In order to achieve the above object, in the motor control device according to the present invention, the neutral point voltage is the same for all the three-phase voltage command values obtained based on the angular frequency of the motor, the torque command value, and the three-phase current flowing through the motor. The neutral point voltage addition means is added. PWM that generates a PWM signal for controlling an inverter including three phases of first and second switching elements and first and second return elements based on a three-phase voltage command value after adding a neutral point voltage Signal generating means is provided. Neutral point voltage calculation means for calculating the neutral point voltage is provided. The time during which the current of the one phase passes through the first switching element and the current is second refluxed so that the temperature of the first switching element of the one phase becomes a predetermined value or less due to the neutral point voltage. It is characterized by alternately switching the time for passing through the element.
本発明により、スイッチング素子の定常損失が減少し、スイッチング素子に発生する全損失を低減できるようになるので、スイッチング素子の温度を低減することができる。 According to the present invention, the steady loss of the switching element is reduced, and the total loss generated in the switching element can be reduced, so that the temperature of the switching element can be reduced.
本発明に係る電動機の制御装置を含む装置の一例として、直流電源の直流電力をＰＷＭ変調することにより３相電力をモーターに供給するインバータを備える車両用のインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１乃至第４の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図２１を参照して説明する。 As an example of an apparatus including a motor control apparatus according to the present invention, a vehicle inverter system including an inverter that supplies three-phase power to a motor by PWM-modulating DC power of a DC power supply will be described. Hereinafter, inverter systems according to first to fourth embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 21.
（第１の実施形態）
（インバータシステムの構成）
以下、図１および図２を参照して、インバータシステムの構成と動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図、図２は、図1に示すインバータシステムの構成を示すブロック図である。本インバータシステムは、図１および図２に示すように、インバータ１、電流センサ２、電動機であるモーター３、レゾルバ４、温度センサ５、冷却水６および制御装置であるモーターコントローラ１０を主に備える。
(First embodiment)
(Inverter system configuration)
Hereinafter, the configuration and operation of the inverter system will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an inverter system according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the inverter system shown in FIG. As shown in FIGS. 1 and 2, this inverter system mainly includes an
ここで、インバータ１は、第１のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と直列接続された第２のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子Ｔｕ−とを備える。更に、第１の還流素子であるＵ相還流素子Ｄｕ＋がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続され、第２の還流素子であるＵ相還流素子Ｄｕ−がＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続されている。そして、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−およびＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−を含む分岐回路を３相分備えている。すなわち、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−、Ｖ相還流素子Ｄｖ＋、Ｄｖ−、Ｗ相還流素子Ｄｗ＋、Ｄｗ−を備える。更に、直流電源Ｂも備える。
Here, the
なお、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。また、還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−、Ｄｖ＋、Ｄｖ−、Ｄｗ＋、Ｄｗ−はダイオードにより構成されている。そして、インバータ１は、モーターコントローラ１０のＵ相ＰＷＭ信号ｔｕ、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖ、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗに基づいて、直流電源Ｂから供給された直流電力を３相電力に変換してモーター３に出力する。モーター３は、インバータ１から供給された３相電力に応じたトルクを発生する。
Note that the switching elements Tu +, Tu−, Tv +, Tv−, Tw +, and Tw− are configured by a semiconductor element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). The reflux elements Du +, Du−, Dv +, Dv−, Dw +, and Dw− are constituted by diodes. The
電流センサ２は、モーター３に流れる３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］を検出する。なお、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］には、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係があり、３相のうち２相を検出すれば他の１相は演算によって求められる。これから、電流センサ２は、後述する一の相の電流であるＵ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］を検出する。また、冷却水６は、インバータ１およびモーター３を冷却する。温度センサ５は、インバータ１の各スイッチング素子の温度（以下、スイッチング素子温度とする。）ＴＳＷ［℃］および各還流素子の温度（以下、還流素子温度とする。）ＴＤ［℃］を検出する。
The
モーターコントローラ１０は、演算装置（ＣＰＵ）を内蔵し、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３、電流ＭＡＰ部１０４、電流制御部１０５を備える。更に、ｄｑ−３相変換部１０６、中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部１０７、ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部１０８、中性点電圧演算手段である中性点電圧演算部１１０を備える。ここで、θ演算部１０２は、レゾルバ４からの検出信号から、モーター電気角度θ［ｒａｄ］を演算する。微分部１０１は、下記（数１）式に示すように、θ演算部１０２で演算されたモーター電気角度θ［ｒａｄ］を微分して、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］を演算する。
The motor controller 10 includes a calculation device (CPU), and includes a
３相−ｄｑ変換部１０３は、下記（数２）式に示すように、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］をｄ軸電流ｉｄ［Ａ］およびｑ軸電流ｉｑ［Ａ］に２相変換する。
The three-phase-
ｄｑ−３相変換部１０６は、下記（数５）式に示す演算を行う。すなわち、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ＊［Ｖ］を３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］に変換する。
The dq-3
中性点電圧演算部１１０は、後述するように、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］または還流素子温度ＴＤ［℃］に基づいて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算し、中性点電圧加算部１０７に出力する。ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］と三角波状のキャリア信号（図５および図６参照）の大小関係を比較する。その大小関係に応じてＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成する。そして、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕに基づいて、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。同様に、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖに基づいて、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。更に、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗに基づいて、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。上記のように求められたＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗによって、インバータ１が制御され、モーター３がトルク指令値Ｔ＊［Ｎ・ｍ］で指示された所望のトルクで駆動される。このようにして、モーター３に対して電流フィードバックによるベクトル制御が行なわれる。
As will be described later, the neutral point
（スイッチング損失が最小または最大となる２相変調時の電流経路）
次に、２相変調について、図３を参照して説明する。第１の実施形態に係るインバータシステムでは、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施している。（数６）式に示したように、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］の全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。各相に同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しているため、各相の差分となる相間電圧は中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じになる。したがって、モーター３の相電流も中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しても変化が無く、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じとなる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］を変化させることができる。すなわち、ＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを変化させることができる。そこで、第１の実施形態では、中性点電圧演算部１１０で中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させて、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定している。
(Current path during two-phase modulation with minimum or maximum switching loss)
Next, two-phase modulation will be described with reference to FIG. In the inverter system according to the first embodiment, two-phase modulation is performed in which the duty ratio of one of the three phases of the
更に、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比を０％または１００％に固定する位相を最適化することで、インバータ１におけるスイッチング損失が最小となる２相変調を実施することができる。図３は、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調における電圧電流波形を示す図である。なお、図３の波形は、力率１の場合の波形である。図３（ａ）はスイッチング損失が最小になる場合、図３（ｂ）はスイッチング損失が最大になる場合である。図３（ａ）に示すように、電流の絶対値が大きい相のデューティ比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最小となる２相変調を実現している。また、図３（ｂ）に示すように、電流の絶対値が小さい相のデューティ比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最大となる２相変調を実現している。なお、図３（ａ）および（ｂ）において、電圧が平坦になっている時間、デューティ比が０％または１００％となっており、スイッチング素子はＯＮ・ＯＦＦ動作しない。
Furthermore, by optimizing the phase in which the duty ratio of one of the three phases of the
次に、一の相の電流経路について、図４を参照して説明する、以下、一の相がＵ相の場合について説明する。図４は、図１に示すインバータ１のＵ相における正電流時の電流経路を示す図である。上記のように、インバータ１は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ＋およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ−を含む回路を備える。そして、当該回路には、インバータ１の電源、すなわち、直流電源Ｂの電圧である強電電圧Ｖｄｃが印加されている。ここで、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−に逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−の作用で、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−のＯＮ・ＯＦＦ動作に関係なく、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］は一定と考えられる。図４に示すように、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］が正（以下、Ｕ相正電流とする。）の場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＮになると、Ｕ相正電流はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＦＦになると、Ｕ相正電流はＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。
Next, the current path of one phase will be described with reference to FIG. 4. Hereinafter, the case where one phase is the U phase will be described. FIG. 4 is a diagram showing a current path at the time of positive current in the U phase of
次に、スイッチング損失が最小となる２相変調時とスイッチング損失が最大となる２相変調時におけるＵ相の電流経路について、図５および図６を参照して説明する。図５は、Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最小となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形と電流経路を示す図である。図６は、Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最大となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形と電流経路を示す図である。簡単のために、図５および図６に示すように中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］が一定の場合を考える。 Next, the U-phase current path during the two-phase modulation in which the switching loss is minimized and the two-phase modulation in which the switching loss is maximized will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a diagram illustrating waveforms and current paths of PWM signals tu, tv, and tw during two-phase modulation that minimizes the U-phase switching loss in the U-phase positive current. FIG. 6 is a diagram illustrating waveforms and current paths of PWM signals tu, tv, and tw during two-phase modulation in which the U-phase switching loss at the U-phase positive current is maximized. For simplicity, the case where the three-phase voltage command values vu ′ * [V], vv ′ * [V], and vw ′ * [V] after the neutral point voltage addition are constant as shown in FIGS. Think.
まず、スイッチング損失が最小となる２相変調時のＵ相の電流経路について説明する。図５（ａ）は２相変調を実施する前のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形とＵ相電流経路を示している。上記のように、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］と三角波状のキャリア信号の大小関係を比較し、ＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成している。具体的には、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕをＯＮにする。Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＮになると、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＮになるので、図４に示したように、Ｕ相正電流はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に定常損失（図７参照）が発生する。これから、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が発生することになる。
First, the U-phase current path during two-phase modulation that minimizes the switching loss will be described. FIG. 5A shows the waveforms of the PWM signals tu, tv, tw and the U-phase current path before the two-phase modulation is performed. As described above, the
一方、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕをＯＦＦにする。Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになると、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＦＦになるので、図４に示したように、Ｕ相正電流はＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。Ｕ相還流素子Ｄｕ−に定常損失が発生する。これから、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が発生することになる。また、中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖをＯＮにする。一方、中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖをＯＦＦにする。同様に、中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗをＯＮにする。一方、中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗをＯＦＦにする。
On the other hand, the
図５（ｂ）は、スイッチング損失が最小となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形とＵ相電流経路を示している。上記のように、中性点電圧加算部１０７は３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］に同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算して、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施している。図５（ｂ）では、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として、正の電圧を加算し、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］を演算している。この場合、図５（ｂ）に示したように、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きくならず、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕはＯＦＦにならない。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＦＦにならない。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しないので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失は発生しない。
FIG. 5B shows the waveforms of the PWM signals tu, tv, tw and the U-phase current path during two-phase modulation that minimizes the switching loss. As described above, the neutral point
一方、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕはＯＮのままであるので、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間はなくなり、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間が増加する。このため、図５（ａ）と比較して、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が減少し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が増加する。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として正の電圧を加算することで、相間電圧を一定に保ちながら、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えることができる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋に移動させることができる。なお、上記の場合、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］に正の電圧を加算しているので、図５（ａ）と比較して、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖおよびＷ相ＰＷＭ信号ｔｗがＯＮになる時間が増加する。よって、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋およびＷ相スイッチング素子Ｔｗ＋がＯＮになる時間が増加する。 On the other hand, since the U-phase PWM signal tu remains ON, there is no time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du−, and the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + increases. . For this reason, compared with FIG. 5A, the steady-state loss of the U-phase reflux element Du− decreases, and the steady-state loss of the U-phase switching element Tu + increases. That is, by adding a positive voltage as the neutral point voltage Vc [V], the U-phase positive current is equal to the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− while keeping the interphase voltage constant. It is possible to switch to the time for passing through the phase switching element Tu +. From this, the steady loss of the U-phase reflux element Du− can be moved to the U-phase switching element Tu +. In the above case, since a positive voltage is added to the three-phase voltage command values vu * [V], vv * [V], and vw * [V], V is compared with FIG. The time during which the phase PWM signal tv and the W phase PWM signal tw are turned on increases. Therefore, the time during which V-phase switching element Tv + and W-phase switching element Tw + are turned on increases.
次に、スイッチング損失が最大となる２相変調時のＵ相の電流経路について説明する。図６（ａ）は２相変調を実施していない場合のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形を、図６（ｂ）はスイッチング損失が最大となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形を示している。ここで、図６（ａ）は、図５（ａ）と同じである。図６（ｂ）に示すように、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として、負の電圧を加算している。この場合、図６（ｂ）に示したように、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗはＯＮにならず、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しないので、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋のスイッチング損失は発生しない。
Next, a U-phase current path during two-phase modulation that maximizes the switching loss will be described. FIG. 6A shows the waveforms of the PWM signals tu, tv, tw when the two-phase modulation is not performed, and FIG. 6B shows the PWM signals tu, tv, tw, The waveform of tw is shown. Here, FIG. 6A is the same as FIG. As shown in FIG. 6B, the neutral
一方、図６（ａ）と比較して、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになる時間が増加し、ＯＮになる時間が減少している。そのため、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間が増加し、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間が減少する。このため、図６（ａ）と比較して、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が増加するものの、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させることができる。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として負の電圧を加算することで、相間電圧を一定に保ちながら、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間をＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えることができる。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動させることができる。 On the other hand, as compared with FIG. 6A, the time for the U-phase PWM signal tu to turn off increases and the time for the U-phase PWM signal tu to turn on decreases. Therefore, the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− increases, and the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + decreases. For this reason, compared with FIG. 6A, the steady loss of the U-phase switching element Tu + can be reduced, although the steady loss of the U-phase reflux element Du− increases. That is, by adding a negative voltage as the neutral point voltage Vc [V], the time during which the U-phase positive current passes through the U-phase switching element Tu + is maintained while the interphase voltage is kept constant. It is possible to switch to the time for passing through the reflux element Du−. From this, it is possible to move the steady loss of the U-phase switching element Tu + to the U-phase reflux element Du−.
次に、ロック時のＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の損失について、図７および図８を参照して説明する。図７は図５に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図、図８は図６に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図である。なお、図７および図８では、力行時の損失を示している。図３（ａ）または図５（ｂ）に示したスイッチング損失が最小となる２相変調を実施することで、高回転数駆動時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。しかし、図７に示すように、ロック時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が増加し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失も増加する。これは、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＮにならない状態が継続し、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過し続けるためである。一方、ロック時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しない。これから、図７に示したように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失は発生しない。上記の場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の発熱が増加する。 Next, the loss of the U-phase switching element Tu + when locked will be described with reference to FIGS. 7 is a diagram showing a breakdown of switching element loss at the time of locking in the two-phase modulation shown in FIG. 5, and FIG. 8 is a diagram showing a breakdown of switching element loss at the time of locking in the two-phase modulation shown in FIG. 7 and 8 show the loss during powering. By performing the two-phase modulation that minimizes the switching loss shown in FIG. 3 (a) or FIG. 5 (b), it is possible to reduce the total loss that occurs in the U-phase switching element Tu + during high-speed driving. However, as shown in FIG. 7, at the time of locking, the steady loss of the U-phase switching element Tu + increases, and the total loss generated in the U-phase switching element Tu + also increases. This is because the state in which the U-phase PWM signal tu is not turned on continues and the U-phase positive current continues to pass through the U-phase switching element Tu +. On the other hand, when locked, the U-phase switching element Tu + does not operate ON / OFF. From this, as shown in FIG. 7, the switching loss of the U-phase switching element Tu + does not occur. In the above case, heat generation of the U-phase switching element Tu + increases.
そこで、第１の実施形態では、後述するように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度またはＵ相還流素子Ｄｕ−の温度に基づいて、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調とを交互に切替える。具体的には、図５および図６に示したように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。スイッチング損失が最大となる２相変調に切替えた場合、図６（ｂ）に示したように、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになり、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が増加する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＮ・ＯＦＦ動作するので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失が発生するものの、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が減少する。よって、図８に示すように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。 Therefore, in the first embodiment, as will be described later, based on the temperature of the U-phase switching element Tu + or the temperature of the U-phase return element Du−, the two-phase modulation that minimizes the switching loss and the switching loss are maximized. Alternates between two-phase modulation. Specifically, as shown in FIGS. 5 and 6, the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + and the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− are alternated. The neutral point voltage Vc [V] for switching to is added. When switching to the two-phase modulation that maximizes the switching loss, as shown in FIG. 6B, the U-phase PWM signal tu is turned OFF, and the U-phase positive current passes through the U-phase return element Du−. Accordingly, the steady loss of the U-phase reflux element Du− increases. On the other hand, since the U-phase switching element Tu + is turned ON / OFF, the U-phase switching element Tu + generates a switching loss, but the U-phase switching element Tu + has a steady loss reduced. Therefore, as shown in FIG. 8, the total loss generated in the U-phase switching element Tu + can be reduced. That is, the temperature of the U-phase switching element Tu + can be reduced.
（中性点電圧演算部１１０による演算）
次に、第１の実施形態に係る中性点電圧演算部１１０による演算について説明する。図１に示したように、温度センサ５は、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］および還流素子温度ＴＤ［℃］を検出する。温度センサ５は、図９に示す回路から構成されている。図９は、図１に示す温度センサ５の回路を示す図である。図９に示すように、温度センサ５には、ダイオードが用いられている。ダイオードに一定の順方向電流を流した場合に、−２．０〜−２．５［ｍＶ／℃］（電流や個々の特性により異なる。）の温度特性を持つことを用いている。したがって、図９のように定電流源からダイオードに一定電流を流しておいて、順方向電圧Ｖｆ［Ｖ］を測定する。このようにして、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］および還流素子温度ＴＤ［℃］の検出を行う。
(Calculation by neutral point voltage calculation unit 110)
Next, calculation by the neutral point
中性点電圧演算部１１０は、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と還流素子温度ＴＤ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調を交互に切替える。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。なお、第１の実施形態では、上記所定値を最大定格温度（図１０および図１１参照）としている。具体的には、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を所定値以下とする。なお、第１の実施形態では、上記上限値を最大定格温度未満で近傍の値としている。
The neutral point
次に、スイッチング素子と還流素子の温度特性について説明する。図１０は、図１に示す各素子の連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図である。図１１は、図１に示す各素子の最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図である。一般に、スイッチング素子および還流素子には、最大定格温度が規定されている。また、スイッチング素子の温度特性と還流素子の温度特性は異なっている。更に、インバータの設計において、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させない状態で、ある時間でスイッチング素子の最大定格温度と還流素子の最大定格温度を一致させるように、スイッチング素子と還流素子を選択する。このとき、図１０に示すように、連続定格電流（無限時間）通電時における最大定格温度を一致させる場合と、図１１に示すように最大定格電流（短時間）通電時における最大定格温度を一致させる場合とがある。 Next, temperature characteristics of the switching element and the reflux element will be described. FIG. 10 is a diagram showing the relationship between current and temperature when the maximum rated temperatures of the elements shown in FIG. FIG. 11 is a diagram showing the relationship between current and temperature when the maximum rated temperatures of the elements shown in FIG. Generally, the maximum rated temperature is defined for the switching element and the reflux element. Further, the temperature characteristics of the switching element and the temperature characteristics of the reflux element are different. Furthermore, in the design of the inverter, the switching element and the return element are selected so that the maximum rated temperature of the switching element and the maximum rated temperature of the return element coincide with each other without changing the neutral point voltage Vc [V]. To do. At this time, as shown in FIG. 10, the maximum rated temperature at the time of energizing the continuous rated current (infinite time) matches the maximum rated temperature at the time of energizing the maximum rated current (short time) as shown in FIG. There is a case to let you.
図１０に示したように、連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、最大定格電流通電時、還流素子の温度が先に最大定格温度に到達する。このとき、スイッチング素子の温度は、最大定格温度に到達せず、最大定格電流における素子温度差が存在する。このため、スイッチング素子が最大定格温度に到達していないにもかかわらず、これ以上、インバータは電流を出力できないという問題がある。すなわち、インバータの性能を使いきれていないことになる。一方、図１１に示したように、最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、連続定格電流通電時、スイッチング素子の温度が先に最大定格温度に到達する。このとき、還流素子の温度は、最大定格温度に到達せず、最大定格電流における素子温度差が存在する。同様に、還流素子が最大定格温度に到達していないにもかかわらず、これ以上、インバータは電流を出力できないという問題がある。すなわち、インバータの性能を使いきれていないことになる。 As shown in FIG. 10, when the maximum rated temperature at the time of continuous rated current energization is matched, the temperature of the reflux element first reaches the maximum rated temperature at the time of energizing the maximum rated current. At this time, the temperature of the switching element does not reach the maximum rated temperature, and there is an element temperature difference at the maximum rated current. For this reason, there is a problem that the inverter cannot output any more current even though the switching element has not reached the maximum rated temperature. That is, the performance of the inverter is not fully used. On the other hand, as shown in FIG. 11, when the maximum rated temperature at the time of maximum rated current energization is matched, the temperature of the switching element first reaches the maximum rated temperature at the time of continuous rated current energization. At this time, the temperature of the reflux element does not reach the maximum rated temperature, and there is an element temperature difference at the maximum rated current. Similarly, there is a problem that the inverter cannot output any more current even though the return element has not reached the maximum rated temperature. That is, the performance of the inverter is not fully used.
そこで、第１の実施形態では、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値である最大定格温度以下になるように、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調を切替える。具体的には、上限値である最大定格温度未満で近傍の値をＵ相還流素子Ｄｕ−の温度が超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替える。一方、上限値である最大定格温度未満で近傍の値をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替える。なお、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−のスイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間である。また、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間は、上記スイッチング損失が最大となる２相変調を実施する時間である。 Therefore, in the first embodiment, for example, two-phase modulation that minimizes the switching loss and two-phase that maximizes the switching loss so that the temperature of the U-phase switching element Tu + is equal to or lower than the maximum rated temperature that is a predetermined value. Change the modulation. Specifically, when the temperature of the U-phase return element Du− exceeds a value near the maximum rated temperature, which is the upper limit value, and exceeds the temperature of the U-phase return element Du−, the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− The time is switched so that the current passes through the U-phase switching element Tu +. On the other hand, when the temperature of the U-phase switching element Tu + exceeds a value close to the maximum rated temperature that is the upper limit value, the U-phase positive current is returned from the time when the U-phase positive current passes through the U-phase switching element Tu +. The time is switched to pass through the element Du−. The time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + is the time for performing two-phase modulation that minimizes the switching loss of the U-phase switching element Tu + and the U-phase return element Du−. The time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− is the time for performing the two-phase modulation that maximizes the switching loss.
これにより、図１０に示したように、連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、例えば、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過したとしても、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋にＵ相正電流を通過させることができる。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋にＵ相正電流を通過させている間、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を冷却することもできる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過するまで、インバータ１はＵ相正電流を出力できる。よって、インバータ１の最大定格電流の通電時間を増加することができる。または、インバータ１の最大定格電流の大きさを大きくすることもできる。また、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間であることから、スイッチング損失を低減できる。なお、スイッチング素子の個体差により生じる温度特性の差および還流素子の固体差により生じる温度特性の差も吸収することができる。
As a result, as shown in FIG. 10, when the maximum rated temperature at the time of continuous rated current application is matched, for example, even if the temperature of the U-phase reflux element Du− exceeds the upper limit value, the U-phase switching element Tu + Can pass a U-phase positive current. The U-phase return element Du− can be cooled while the U-phase positive current is passed through the U-phase switching element Tu +. From this, the
一方、図１１に示したように、最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過したとしても、Ｕ相還流素子Ｄｕ−にＵ相正電流を通過させることができる。Ｕ相還流素子Ｄｕ−にＵ相正電流を通過させている間、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋を冷却することもできる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過するまで、インバータ１はＵ相正電流を出力できる。よって、インバータ１の最大定格電流の通電時間を増加することができる。または、インバータ１の最大定格電流の大きさを大きくすることもできる。また、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間であることから、スイッチング損失を低減できる。なお、スイッチング素子の個体差により生じる温度特性の差および還流素子の固体差により生じる温度特性の差も吸収することができる。
On the other hand, as shown in FIG. 11, when the maximum rated temperature at the time of maximum rated current energization is matched, for example, even if the temperature of the U-phase switching element Tu + exceeds the upper limit value, the U-phase reflux element Du− A U-phase positive current can be passed. The U-phase switching element Tu + can be cooled while the U-phase positive current is passed through the U-phase reflux element Du−. From this, the
以上より、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−とＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−とを含む回路を３相分備えるインバータ１と接続されたモーター３を制御する。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と直列接続され、Ｕ相還流素子Ｄｕ＋はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続され、Ｕ相還流素子Ｄｕ−はＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続される。また、モーターコントローラ１０はモーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］を求める。更に、３相電圧指令値ｖｕ＊［Ｖ］、ｖｖ＊［Ｖ］、ｖｗ＊［Ｖ］全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する中性点電圧加算部１０７を備える。また、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’＊［Ｖ］、ｖｖ’＊［Ｖ］、ｖｗ’＊［Ｖ］に基づいて、インバータ１を制御するＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成するＰＷＭ生成部１０８を備える。
As described above, the motor controller 10 according to the first embodiment includes the
更に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部１１０を備える。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が最大定格温度以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。これにより、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過することにより発生するＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を、Ｕ相還流素子Ｄｕ−に移動させることができる。よって、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させることができ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。
Furthermore, the neutral point
また、中性点電圧演算部１１０はＵ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合に、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合に、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過するので、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を冷却でき、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減できる。同様に、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過するので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋を冷却でき、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減できる。
The neutral point
また、中性点電圧演算部１１０は、一の相であるＵ相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施するために中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させつつ、２相変調を実施することができる。更に、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−のスイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間である。また、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間は、上記スイッチング損失が最大となる２相変調を実施する時間である。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させつつ、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施して、スイッチング損失を低減することができる。
The neutral point
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１２乃至図１４を参照して説明する。また、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１２は、第２の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、第２の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第２の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ２０に含まれる中性点電圧演算部２１０が異なることだけである。中性点電圧演算部２１０は、第１の実施形態と同様に、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］および還流素子温度ＴＤ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。
(Second Embodiment)
Next, an inverter system according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 12 to 14 focusing on differences from the inverter system according to the first embodiment. Moreover, about the inverter system which concerns on 2nd Embodiment, the same number is attached | subjected to the structure similar to the inverter system which concerns on 1st Embodiment, and description is abbreviate | omitted. FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an inverter system according to the second embodiment. As shown in FIG. 12, the inverter system according to the second embodiment is almost the same as the inverter system according to the first embodiment. The inverter system according to the second embodiment is different from the first embodiment only in that a neutral point
第２の実施形態に係る中性点電圧演算部２１０は、第１の実施形態と異なり、図１３および図１４に示すＰＩ制御を行う。図１３は、図１２に示す中性点電圧演算部２１０におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図、図１４は、図１２に示す中性点電圧演算部２１０における還流素子の温度制御ロジックを示す図である。ここで、中性点電圧演算部２１０は、温度センサ５で検出された各スイッチング素子の温度であるスイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差を求める。また、温度センサ５で検出された各還流素子の温度である還流素子温度ＴＤ［℃］と所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄ［℃］との差（以下、還流素子の温度余裕とする。）を求める。
Unlike the first embodiment, the neutral point
そして、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差（以下、スイッチング素子の温度余裕とする。）が、還流素子の温度余裕より小さいか判別する。小さい場合、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１３に示した温度制御ロジックを用いて、当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１３に示した温度制御ロジックでは、スイッチング素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。 Then, it is determined whether the difference between the switching element temperature T SW [° C.] and the maximum rated temperature T MAX — SW [° C.] (hereinafter referred to as a temperature margin of the switching element) is smaller than the temperature margin of the reflux element. In the case of being small, for example, the neutral point voltage Vc [V] for increasing the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− from the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + is calculated. To do. The neutral point voltage Vc [V] is calculated using the temperature control logic shown in FIG. In the temperature control logic shown in FIG. 13, PI control is performed using the temperature margin of the switching element, the proportional gain kp, and the integral gain ki.
また、スイッチング素子の温度余裕より、還流素子の温度余裕が小さいか判別する。小さい場合、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１４に示した温度制御ロジックを用いて、当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１４に示した温度制御ロジックでは、還流素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。このようにして演算された中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を用いて、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を交互に切替える。よって、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、スイッチング素子の温度余裕と還流素子の温度余裕を比較して、温度余裕が大きい素子に電流を通過させることができる。よって、例えば、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減しつつ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度も低減することができる。 Further, it is determined whether the temperature margin of the reflux element is smaller than the temperature margin of the switching element. In the case of being small, for example, the neutral point voltage Vc [V] for increasing the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + from the time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du− To do. The neutral point voltage Vc [V] is calculated using the temperature control logic shown in FIG. In the temperature control logic shown in FIG. 14, PI control is performed using the temperature margin of the reflux element, the proportional gain kp, and the integral gain ki. Using the neutral point voltage Vc [V] calculated in this way, for example, the time during which the U-phase positive current passes through the U-phase switching element Tu + and the U-phase positive current passes through the U-phase return element Du−. The time to perform is switched alternately. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, by comparing the temperature margin of the switching element and the temperature margin of the reflux element, it is possible to pass a current through an element having a large temperature margin. Therefore, for example, it is possible to reduce the temperature of the U-phase switching element Tu + while reducing the temperature of the U-phase reflux element Du−.
以上より、第２の実施形態に係るモーターコントローラ２０は、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部２１０を備える。中性点電圧演算部２１０は、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差、すなわち、スイッチング素子の温度余裕を求める。また、還流素子温度ＴＤ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄ［℃］との差、すなわち、還流素子の温度余裕を求める。更に、中性点電圧演算部２１０は、スイッチング素子の温度余裕が還流素子の温度余裕より小さい場合、スイッチング素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を増加させる。一方、スイッチング素子の温度余裕より還流素子の温度余裕が小さい場合、還流素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間を増加させる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減しつつ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度も低減することができる。
As described above, the motor controller 20 according to the second embodiment includes the neutral point
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１５乃至図１８を参照して説明する。また、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１５は、第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図である。図１５に示すように、第３の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第３の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ３０に含まれる中性点電圧演算部３１０が異なることだけである。中性点電圧演算部３１０は、第１の実施形態と同様に、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］および還流素子温度ＴＤ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。
(Third embodiment)
Next, an inverter system according to a third embodiment will be described with reference to FIGS. 15 to 18 focusing on differences from the inverter system according to the first embodiment. Moreover, about the inverter system which concerns on 3rd Embodiment, the same number is attached | subjected to the structure similar to the inverter system which concerns on 1st Embodiment, and description is abbreviate | omitted. FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of an inverter system according to the third embodiment. As shown in FIG. 15, the inverter system according to the third embodiment is almost the same as the inverter system according to the first embodiment. The inverter system according to the third embodiment is different from the first embodiment only in that a neutral point
第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０は、第１の実施形態と異なり、図１６および図１７に示すＰＩ制御を行う。図１６は、図１５に示す中性点電圧演算部３１０におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図、図１７は、図１５に示す中性点電圧演算部３１０における還流素子の温度制御ロジックを示す図である。中性点電圧演算部３１０は、温度センサ５で検出された各スイッチング素子の温度であるスイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差を求める。また、温度センサ５で検出された各還流素子の温度である還流素子温度ＴＤ［℃］と所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄ［℃］との差（以下、還流素子の温度余裕とする。）を求める。
Unlike the first embodiment, the neutral
そして、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差（以下、スイッチング素子の温度余裕とする。）が、還流素子の温度余裕より小さいか判別する。小さい場合、一の相の電流が第１のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合であるスイッチング素子通電割合ＤＳＷを、図１６に示す温度制御ロジックを用いて演算する。第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０では、スイッチング素子の温度余裕からスイッチング素子通電割合ＤＳＷを演算している。図１６に示した温度制御ロジックでは、スイッチング素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。更に、スイッチング素子通電割合ＤＳＷが規定値を超過した場合、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間を増加させる。また、上記規定値は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められている。
Then, it is determined whether the difference between the switching element temperature T SW [° C.] and the maximum rated temperature T MAX — SW [° C.] (hereinafter referred to as a temperature margin of the switching element) is smaller than the temperature margin of the reflux element. If it is smaller, the switching element energization ratio DSW , which is the ratio of the total time during which one-phase current passes through the first switching element to one cycle, is calculated using the temperature control logic shown in FIG. In the neutral point
また、スイッチング素子の温度余裕より、還流素子の温度余裕が小さいか判別する。小さい場合、一の相の電流が第２の還流素子を通過する総時間の１周期に対する割合である還流素子通電割合ＤＤを、図１７に示す温度制御ロジックを用いて演算する。第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０では、還流素子の温度余裕から、還流素子通電割合ＤＤを演算している。図１７に示した温度制御ロジックでは、還流素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。更に、還流素子通電割合ＤＤが規定値を超過した場合、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間を増加させる。また、上記規定値は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められている。
Further, it is determined whether the temperature margin of the reflux element is smaller than the temperature margin of the switching element. Smaller, the current of one phase of the wheel elements energization ratio D D is a ratio one period of the total time through the second wheel elements is calculated by using the temperature control logic shown in FIG. 17. In the neutral point
このようにして演算された中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を用いて、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を交互に切替える。よって、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、スイッチング素子の温度余裕と還流素子の温度余裕を比較して、温度余裕が小さい素子の通電割合を演算している。そして、当該通電割合が予め決められた規定値を超過した場合、電流が温度余裕が大きい素子を通過する総時間を増加させることができる。よって、例えば、１周期におけるＵ相還流素子Ｄｕ−の平均温度を低減しつつ、１周期におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の平均温度も低減することができる。 Using the neutral point voltage Vc [V] calculated in this way, for example, the time during which the U-phase positive current passes through the U-phase switching element Tu + and the U-phase positive current passes through the U-phase return element Du−. The time to perform is switched alternately. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, the energization ratio of the element having a small temperature margin is calculated by comparing the temperature margin of the switching element and the temperature margin of the reflux element. And when the said electricity supply ratio exceeds the predetermined value determined beforehand, the total time for an electric current to pass through an element with a large temperature margin can be increased. Therefore, for example, the average temperature of the U-phase switching element Tu + in one cycle can be reduced while reducing the average temperature of the U-phase reflux device Du− in one cycle.
次に、スイッチング素子通電割合ＤＳＷおよび還流素子通電割合ＤＤを演算する際に用いる１周期について、図１８を参照して説明する。図１８は、スイッチング素子通電総時間と還流素子通電総時間の一例を示す図である。図１８に示すように、上記１周期は、スイッチング素子通電総時間と還流素子通電総時間の合計に等しい。そして、図１８において、スイッチング素子通電総時間は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間である。また、還流素子通電総時間は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間である。すなわち、１周期は、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間とＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間の合計である。ただし、上記１周期は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−の温度時定数より短い時間とする。 Next, one cycle used when calculating the switching element conduction ratio D SW and wheel elements energization ratio D D, it will be described with reference to FIG. 18. FIG. 18 is a diagram showing an example of the total switching element energization time and the total circulation element energization time. As shown in FIG. 18, the one period is equal to the sum of the switching element energization time and the reflux element energization time. In FIG. 18, the switching element energization total time is, for example, the total time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu +. Further, the total circulation element energization time is, for example, the total time for the U-phase positive current to pass through the U-phase reflux element Du−. That is, one cycle is the total of the total time for the U-phase positive current to pass through the U-phase switching element Tu + and the total time for the U-phase positive current to pass through the U-phase return element Du−. However, the one period is shorter than the temperature time constant of the U-phase switching element Tu + and the U-phase reflux element Du−.
以上より、第３の実施形態に係るモーターコントローラ３０は、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部３１０を備える。中性点電圧演算部３１０は、スイッチング素子温度ＴＳＷ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷ［℃］との差、すなわち、スイッチング素子の温度余裕を求める。また、還流素子温度ＴＤ［℃］と最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄ［℃］との差、すなわち、還流素子の温度余裕を求める。更に、中性点電圧演算部３１０は、スイッチング素子の温度余裕が還流素子の温度余裕より小さい場合、スイッチング素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いてスイッチング素子通電割合ＤＳＷを演算する。
As described above, the motor controller 30 according to the third embodiment includes the neutral point
スイッチング素子通電割合ＤＳＷがモーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められた規定値を超過した場合、スイッチング素子通電総時間より還流素子通電総時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、スイッチング素子の温度余裕より還流素子の温度余裕が小さい場合、還流素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて還流素子通電割合ＤＤを演算する。還流素子通電割合ＤＤが、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められた規定値を超過した場合、還流素子通電総時間よりスイッチング素子通電総時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これから、例えば、１周期におけるＵ相還流素子Ｄｕ−の平均温度を低減しつつ、１周期におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の平均温度も低減することができる。 If the switching element conduction ratio D SW exceeds a prescribed value determined in advance in accordance with the motor angular frequency ω [rad / s], the neutral point voltage for increasing the wheel elements energization total time from the switching element current total time Vc [V] is calculated. On the other hand, when the temperature margin of the reflux element is smaller than the temperature margin of the switching element, the reflux element energization ratio DD is calculated from the temperature margin of the reflux element using PI control. Wheel elements energization ratio D D is, if exceeded a predetermined specified value in accordance with the motor angular frequency ω [rad / s], the neutral point for increasing the switching element current total time from wheel elements energized total time The voltage Vc [V] is calculated. Thus, for example, the average temperature of the U-phase switching element Tu + in one cycle can be reduced while reducing the average temperature of the U-phase reflux device Du− in one cycle.
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１９乃至図２１を参照して説明する。また、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１９は、本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図である。図１９に示すように、第４の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第４の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ４０が異なることと、温度センサ５の代わりに、温度センサ５と同様の回路からなる水温センサ７を備えることだけである。水温センサ７は、インバータ１の冷却水６の冷却水温度ｗｔ［℃］（図２０参照）を検出する。
(Fourth embodiment)
Next, an inverter system according to a fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 19 to 21 with a focus on differences from the inverter system according to the first embodiment. Moreover, about the inverter system which concerns on 4th Embodiment, the same number is attached | subjected to the structure similar to the inverter system which concerns on 1st Embodiment, and description is abbreviate | omitted. FIG. 19 is a schematic configuration diagram of an inverter system according to the fourth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 19, the inverter system according to the fourth embodiment is almost the same as the inverter system according to the first embodiment. The difference between the inverter system according to the fourth embodiment and the first embodiment is that the motor controller 40 is different and that a
図２０は、図1９に示すインバータシステムの構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０は、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０とほとんど同じである。第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０が第１の実施形態と異なる点は、中性点電圧演算部４１０が異なることと、温度推定部４２０を備えることだけである。中性点電圧演算部４１０は、第１の実施形態と同様に、温度推定部４２０で推定されたスイッチング素子と還流素子の推定温度に基づいて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。
FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of the inverter system shown in FIG. The motor controller 40 according to the fourth embodiment is almost the same as the motor controller 10 according to the first embodiment. The motor controller 40 according to the fourth embodiment is different from the first embodiment only in that the neutral point
図２１は、図２０に示す温度推定部４２０における温度推定ロジックを示す図である。図２１に示すように、温度推定部４２０は、スイッチング損失演算ロジックｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ）、定常損失演算ロジックｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ）および損失から温度上昇への伝達特性Ｇ（ｓ）を主に備える。スイッチング損失演算ロジックｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ）は、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］、電流ｉ［Ａ］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］および接合温度Ｔｊ［℃］から推定スイッチング損失Ｐｓｗを演算する。定常損失演算ロジックｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ）は、電流ｉ［Ａ］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、デューティ比であるデューティＤおよび接合温度Ｔｊ［℃］から推定定常損失Ｐｃを演算する。ここで、電流ｉ［Ａ］は、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］のうちの一の相の電流である。第１の実施形態と同様に、例えば、Ｕ相正電流とすれば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋またはＵ相還流素子Ｄｕ−の推定温度を推定できる。
FIG. 21 is a diagram showing temperature estimation logic in the
また、損失から温度上昇への伝達特性Ｇ（ｓ）は、推定スイッチング損失Ｐｓｗと推定定常損失Ｐｃの和から接合温度差分ΔＴｊ［℃］を演算する。更に、接合温度差分ΔＴｊ［℃］に冷却水温度ｗｔ［℃］を加算して、接合温度Ｔｊ［℃］を演算する。接合温度Ｔｊ［℃］が、スイッチング素子または還流素子の推定温度となる。このようにして、スイッチング素子または還流素子の推定温度を推定する。そして、中性点電圧演算部４１０は、第１の実施形態と同様に、上記推定温度に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、各スイッチング素子および各還流素子毎に温度センサ５を必要としないため、コストアッブすることなく、また、インバータ１のハードウェアの変更なしに、上記の効果を得ることができる。なお、温度推定部４２０による温度推定ロジックは、より簡易的なモデルを用いることも可能で、例えば、電流ｉ［Ａ］の代わりにトルクを用いても良い。また、予め各駆動状態における温度を、実験により計測し記録したマップにより行うことも可能である。例えば、トルク・回転数による温度推定も考えられる。
Further, for the transfer characteristic G (s) from loss to temperature rise, the junction temperature difference ΔTj [° C.] is calculated from the sum of the estimated switching loss Psw and the estimated steady loss Pc. Further, the junction temperature Tj [° C.] is calculated by adding the cooling water temperature wt [° C.] to the junction temperature difference ΔTj [° C.]. The junction temperature Tj [° C.] is the estimated temperature of the switching element or the reflux element. In this way, the estimated temperature of the switching element or the reflux element is estimated. And the neutral point
以上より、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度およびＵ相還流素子Ｄｕ−の温度は、キャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］、冷却水温度ｗｔ［℃］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］およびデューティＤに基づいて推定される。これから、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、各スイッチング素子および各還流素子毎に温度センサ５を必要としないため、コストアッブすることなく、また、インバータ１のハードウェアの変更なしに、上記の効果を得ることができる。
From the above, for example, the temperature of the U-phase switching element Tu + and the temperature of the U-phase return element Du− are the carrier frequency fc [Hz], the U-phase current iu [A], the coolant temperature wt [° C.], and the high voltage Vdc [ V] and the duty D are estimated. From this, the same effects as those of the first embodiment can be obtained. Further, since the temperature sensor 5 is not required for each switching element and each return element, the above-described effect can be obtained without increasing the cost and without changing the hardware of the
なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第４の実施形態に係るモーターコントローラ１０乃至４０では、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく含まなくても良い。微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を備える他の装置と伝送できれば良い。
The embodiment described above is an example of the implementation of the present invention, and the scope of the present invention is not limited thereto, and other various embodiments are within the scope described in the claims. It is applicable to. For example, in the motor controllers 10 to 40 according to the first to fourth embodiments, the
また、第１および第４の実施形態に係るモーターコントローラ１０乃至４０では、電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく、含まなくても良い。電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を備える他の装置と伝送できれば良い。
In addition, the motor controllers 10 to 40 according to the first and fourth embodiments include the
また、第１乃至第４の実施形態では、ロック時におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減しているが、特にこれに限定されるものでない。低回転数駆動時でもＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の全損失が増加するので、同様に、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。 In the first to fourth embodiments, the steady loss of the U-phase switching element Tu + at the time of locking is moved to the U-phase reflux element Du−, and the temperature of the U-phase switching element Tu + is reduced. It is not limited to. Since the total loss of the U-phase switching element Tu + increases even when driving at a low speed, the steady-state loss of the U-phase switching element Tu + is similarly moved to the U-phase reflux element Du−, and the temperature of the U-phase switching element Tu + is reduced. can do.
また、第１乃至第４の実施形態では、第１のスイッチング素子としてＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を、第２の還流素子としてＵ相還流素子Ｄｕ−を用いているが、特にこれに限定されるものでなく、他の素子でも良い。例えば、第１のスイッチング素子としてＵ相スイッチング素子Ｔｕ−を、第２の還流素子としてＵ相還流素子Ｄｕ＋を用いても良い。この場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−がＯＮになると、負のＵ相電流ｉｕ［Ａ］（以下、Ｕ相負電流とする。）はＵ相スイッチング素子Ｔｕ−を通過する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−がＯＦＦになると、Ｕ相負電流はＵ相還流素子Ｄｕ＋を通過する。 In the first to fourth embodiments, the U-phase switching element Tu + is used as the first switching element, and the U-phase reflux element Du− is used as the second return element. However, the present invention is particularly limited to this. Instead, other elements may be used. For example, a U-phase switching element Tu− may be used as the first switching element, and a U-phase reflux element Du + may be used as the second reflux element. In this case, when the U-phase switching element Tu− is turned on, a negative U-phase current iu [A] (hereinafter referred to as a U-phase negative current) passes through the U-phase switching element Tu−. On the other hand, when the U-phase switching element Tu− is turned off, the U-phase negative current passes through the U-phase return element Du +.
また、第１乃至第４の実施形態では、一の相としてＵ相を用いているが、特にこれに限定されるものでなく、他の相、例えば、Ｖ相またはＷ相でも良い。 In the first to fourth embodiments, the U phase is used as one phase, but the present invention is not particularly limited to this, and another phase, for example, a V phase or a W phase may be used.
また、第１乃至第４の実施形態では、一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施しているが、特にこれに限定されるものでなく、２相変調を実施しなくても良い。すなわち、一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定しなくても良い。 In the first to fourth embodiments, the two-phase modulation is performed with the duty ratio of one phase fixed to 0% or 100% at a certain phase, but the present invention is not limited to this. Two-phase modulation may not be performed. That is, the duty ratio of one phase may not be fixed to 0% or 100% at a certain phase.
また、第１乃至第４の実施形態では、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調とを交互に切替えているが、特にこれに限定されるものでない。他の位相で０％または１００％に固定する２相変調におけるある２状態を交互に切替えても、程度の差はあるが同様の効果を取得できる。 In the first to fourth embodiments, the two-phase modulation that minimizes the switching loss and the two-phase modulation that maximizes the switching loss are alternately switched. However, the present invention is not limited to this. Even if the two states in the two-phase modulation which is fixed at 0% or 100% at other phases are alternately switched, the same effect can be obtained although there is a difference in degree.
また、第１乃至第４の実施形態では、力行時について説明しているが、特にこれに限定されるものでなく、回生時も同様の効果を取得できる。 In the first to fourth embodiments, the power running is described. However, the present invention is not particularly limited to this, and the same effect can be obtained during regeneration.
また、第１乃至第３の実施形態では、インバータ１およびモーター３を水冷としているが、特にこれに限定されるものでなく、水冷でなくても良い。
In the first to third embodiments, the
また、第１の実施形態では、所定値を最大定格温度としているが、特にこれに限定されるものでなく、他の値でも良い。同様に、第１の実施形態では、上限値を最大定格温度未満で近傍の値としているが、特にこれに限定されるものでなく、他の値でも良い。更に、第１の実施形態では、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋が超過したか判別される上限値と、Ｕ相還流素子Ｄｕ−が超過したか判別される上限値を同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、異なっていても良い。 In the first embodiment, the predetermined value is the maximum rated temperature. However, the predetermined value is not particularly limited to this, and other values may be used. Similarly, in the first embodiment, the upper limit value is set to a value close to the maximum rated temperature, but is not particularly limited to this, and may be another value. Furthermore, in the first embodiment, the upper limit value for determining whether or not the U-phase switching element Tu + has been exceeded is the same as the upper limit value for determining whether or not the U-phase reflux element Du− has been exceeded. It may be different.
また、第２および第３の実施形態では、所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷと所定値である最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄを異ならせているが、特にこれに限定されるものでなく、同じでも良い。 Further, in the second and third embodiments, the maximum rated temperature T MAX_SW that is a predetermined value is different from the maximum rated temperature T MAX_D that is a predetermined value. good.
また、第２および第３の実施形態では、全スイッチング素子の最大定格温度ＴＭＡＸ＿ＳＷを同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、スイッチング素子ごとに異なっていても良い。同様に、全還流素子の最大定格温度ＴＭＡＸ＿Ｄを同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、還流素子ごとに異なっていても良い。 In the second and third embodiments, the maximum rated temperature T MAX_SW of all the switching elements is the same, but is not particularly limited to this, and may be different for each switching element. Similarly, the maximum rated temperature T MAX_D of all the return elements is the same, but is not particularly limited to this, and may be different for each return element.
また、第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０では、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０と同様の構成に温度演算部４２０を追加しているが、特にこれに限定されるものでない。第２および第３の実施形態のモーターコントローラ２０、３０と同様の構成に追加しても良い。
Further, in the motor controller 40 according to the fourth embodiment, the
１ インバータ、２ 電流センサ、３ 電動機であるモーター、４ レゾルバ、
５ 温度センサ、６ 冷却水、７ 水温センサ、
１０、２０、３０、４０ 制御装置であるモーターコントローラ、
１０１ 微分部、１０２ θ演算部、１０３ ３相−ｄｑ変換部、
１０４ 電流ＭＡＰ部、１０５ 電流制御部、１０６ ｄｑ−３相変換部、
１０７ 中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部、
１０８ ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部、
１１０、２１０、３１０、４１０ 中性点電圧演算手段である中性点電圧演算部、４２０ 温度推定部、
Ｔ＊ トルク指令値、ｉｄ＊ ｄ軸電流指令値、ｉｑ＊ ｑ軸電流指令値、
ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令値、ｖｑ＊ ｑ軸電圧指令値、ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令値、ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令値、
ｖｕ’* 中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ’＊ 中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値、
ｖｗ’＊ 中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値、ｔｕ Ｕ相ＰＷＭ信号、
ｔｖ Ｖ相ＰＷＭ信号、ｔｗ Ｗ相ＰＷＭ信号、
ｉｕ 一の相の電流であるＵ相電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｄ ｄ軸電流、
ｉｑ ｑ軸電流、ｉ 電流、θ モーター電気角度、
ω モーター角周波数、Ｖｃ 中性点電圧、Ｂ 直流電源、
Ｔｕ＋ 第１のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子、
Ｔｕ− 第２のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子、
Ｔｖ＋、Ｔｖ− Ｖ相スイッチング素子、
Ｔｗ＋、Ｔｗ− Ｗ相スイッチング素子、
Ｄｕ＋ 第１の還流素子であるＵ相還流素子、
Ｄｕ− 第２の還流素子であるＵ相還流素子、Ｄｖ＋、Ｄｖ− Ｖ相還流素子、
Ｄｗ＋、Ｄｗ− Ｗ相還流素子、Ｄ デューティ比であるデューティ、
ＤＳＷ 一の相の電流が第1のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合であるスイッチング素子通電割合、
ＤＤ 一の相の電流が第２の還流素子を通過する総時間の1周期に対する割合である還流素子通電割合、
ｆｃ キャリア信号の周波数であるキャリア周波数、
Ｇ（ｓ） 損失から温度上昇への伝達特性、
ｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ） スイッチング損失演算ロジック、
ｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ） 定常損失演算ロジック、
Ｐｓｗ 推定スイッチング損失、Ｐｃ 推定定常損失、
ＴＳＷ スイッチング素子温度、ＴＤ 還流素子温度、
ＴＭＡＸ＿ＳＷ 所定値である最大定格温度、
ＴＭＡＸ＿Ｄ 所定値である最大定格温度、Ｔｊ 接合温度、
Ｖｆ 順方向電圧、Ｖｄｃ インバータの電源電圧である強電電圧、
ｗｔ 冷却水温度、ΔＴｊ 接合温度差分、
ｓ ラプラス演算子、ｋｐ 比例ゲイン、ｋｉ 積分ゲイン
1 Inverter, 2 Current sensor, 3 Motor motor, 4 Resolver,
5 Temperature sensor, 6 Cooling water, 7 Water temperature sensor,
10, 20, 30, 40 A motor controller which is a control device,
101 differentiation unit, 102 θ calculation unit, 103 three-phase-dq conversion unit,
104 current MAP unit, 105 current control unit, 106 dq-3 phase conversion unit,
107 Neutral point voltage adding means as neutral point voltage adding means,
108 PWM generator as PWM signal generating means,
110, 210, 310, 410 Neutral point voltage calculation unit which is a neutral point voltage calculation means, 420 temperature estimation unit,
T * torque command value, id * d-axis current command value, iq * q-axis current command value,
vd * d-axis voltage command value, vq * q-axis voltage command value, vu * U-phase voltage command value,
vv * V-phase voltage command value, vw * W-phase voltage command value,
vu ′ * N-phase voltage command value after neutral point voltage addition,
vv ' * V-phase voltage command value after neutral point voltage addition,
vw ' * W-phase voltage command value after adding neutral point voltage, tu U-phase PWM signal,
tv V phase PWM signal, tw W phase PWM signal,
iu U phase current which is current of one phase, iv V phase current, id d-axis current,
iq q-axis current, i current, θ motor electrical angle,
ω motor angular frequency, Vc neutral point voltage, B DC power supply,
Tu + U-phase switching element which is the first switching element,
Tu- U-phase switching element which is the second switching element,
Tv +, Tv- V-phase switching element,
Tw +, Tw- W phase switching element,
Du + U-phase reflux element which is the first reflux element,
Du− U-phase reflux element that is the second reflux element, Dv +, Dv− V-phase reflux element,
Dw +, Dw− W-phase reflux element, D duty ratio,
Switching element energization ratio, which is a ratio of one period of the total time for which the current of one phase of DSW passes through the first switching element to one cycle;
DD The ratio of the reflux element energization, which is the ratio of the total time during which the current of one phase of D passes through the second reflux element to one cycle,
fc carrier frequency which is the frequency of the carrier signal,
G (s) Transfer characteristics from loss to temperature rise,
f (fc, i, Vdc, Tj) switching loss calculation logic,
f (i, D, Tj) stationary loss calculation logic,
Psw estimated switching loss, Pc estimated steady loss,
T SW switching element temperature, T D wheel elements temperature,
T MAX_SW Maximum rated temperature that is a predetermined value,
T MAX_D Maximum rated temperature which is a predetermined value, Tj junction temperature,
Vf forward voltage, Vdc high voltage that is the power supply voltage of the inverter,
wt cooling water temperature, ΔTj junction temperature difference,
s Laplace operator, kp proportional gain, ki integral gain
Claims (6)
前記電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
一の相の前記第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、前記一の相の電流が前記第１のスイッチング素子を通過する時間と、前記電流が前記第２の還流素子を通過する時間と、を交互に切替えるための前記中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備え、
前記中性点電圧演算手段は、前記第１のスイッチング素子の前記温度が上限値を超過した場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間から前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間に切替えるための前記中性点電圧を演算し、
前記第２の還流素子の温度が上限値を超過した場合、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間から前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間に切替えるための前記中性点電圧を演算することを特徴とする電動機の制御装置。 A second switching element connected in series with the first switching element; a first reflux element connected in antiparallel with the first switching element; and a second connected in antiparallel with the second switching element. A control device for an electric motor connected to an inverter including a circuit including the reflux element and the first switching element for three phases,
Neutral point voltage adding means for adding the same neutral point voltage to all of the three-phase voltage command values determined based on the angular frequency of the motor, the torque command value and the three-phase current flowing in the motor;
PWM signal generating means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on a three-phase voltage command value after adding the neutral point voltage;
The time for the current of the one phase to pass through the first switching element so that the temperature of the first switching element of one phase is equal to or lower than a predetermined value, and the current passes through the second return element. And a neutral point voltage calculating means for calculating the neutral point voltage for alternately switching the passing time,
When the temperature of the first switching element exceeds an upper limit value, the neutral point voltage calculation means is configured to output the current from the time when the current passes through the first switching element. Calculating the neutral point voltage for switching to the time passing through
If the temperature of the second reflux element exceeds an upper limit, the time for switching the current from passing through the second reflux element to the time during which the current passes through the first switching element; An electric motor control device that calculates a neutral point voltage .
前記電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
一の相の前記第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との差が前記第２の還流素子の温度と所定値との差より小さい場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間より前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間を増加させるための前記中性点電圧を、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差から、ＰＩ制御を用いて演算する中性点電圧演算手段とを
備えることを特徴とする電動機の制御装置。 A second switching element connected in series with the first switching element; a first reflux element connected in antiparallel with the first switching element; and a second connected in antiparallel with the second switching element. A control device for an electric motor connected to an inverter including a circuit including the reflux element and the first switching element for three phases,
Neutral point voltage adding means for adding the same neutral point voltage to all of the three-phase voltage command values determined based on the angular frequency of the motor, the torque command value and the three-phase current flowing in the motor;
PWM signal generating means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on a three-phase voltage command value after adding the neutral point voltage;
The difference between the temperature of the first switching element and the predetermined value is such that the temperature of the second return element and the predetermined value are such that the temperature of the first switching element of one phase is less than or equal to a predetermined value. The neutral point voltage for increasing the time for the current to pass through the second return element over the time for the current to pass through the first switching element. And a neutral point voltage calculation means for calculating from the difference between the temperature of the switching element and the predetermined value using PI control.
前記電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
一の相の前記第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、前記一の相の電流が前記第１のスイッチング素子を通過する時間と、前記電流が前記第２の還流素子を通過する時間と、を交互に切替えるための前記中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備え、
前記中性点電圧演算手段は、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との差が前記第２の還流素子の温度と所定値との差より小さい場合、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差から、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合を、ＰＩ制御を用いて演算し、
当該割合が、前記電動機の前記角周波数に応じて予め決められた規定値を超過した場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記総時間より前記電流が前記第２の還流素子を通過する総時間を増加させるための前記中性点電圧を演算し、
前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差より前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差が小さい場合、前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差から、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記総時間の１周期に対する割合を、ＰＩ制御を用いて演算し、
当該割合が、前記電動機の前記角周波数に応じて予め決められた規定値を超過した場合、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記総時間より前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記総時間を増加させるための前記中性点電圧を演算することを特徴とする電動機の制御装置。 A second switching element connected in series with the first switching element; a first reflux element connected in antiparallel with the first switching element; and a second connected in antiparallel with the second switching element. A control device for an electric motor connected to an inverter including a circuit including the reflux element and the first switching element for three phases,
Neutral point voltage adding means for adding the same neutral point voltage to all of the three-phase voltage command values determined based on the angular frequency of the motor, the torque command value and the three-phase current flowing in the motor;
PWM signal generating means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on a three-phase voltage command value after adding the neutral point voltage;
The time for the current of the one phase to pass through the first switching element so that the temperature of the first switching element of one phase is equal to or lower than a predetermined value, and the current passes through the second return element. And a neutral point voltage calculating means for calculating the neutral point voltage for alternately switching the passing time,
When the difference between the temperature of the first switching element and the predetermined value is smaller than the difference between the temperature of the second return element and a predetermined value, the neutral point voltage calculation means From the difference between the temperature and the predetermined value, the ratio of the total time during which the current passes through the first switching element to one cycle is calculated using PI control,
When the ratio exceeds a predetermined value determined in advance according to the angular frequency of the electric motor, the current passes through the second return element from the total time during which the current passes through the first switching element. Calculating the neutral point voltage to increase the total transit time;
When the difference between the temperature of the second return element and the predetermined value is smaller than the difference between the temperature of the first switching element and the predetermined value, the temperature of the second return element and the temperature From the difference from a predetermined value, the ratio of the total time during which the current passes through the second return element to one cycle is calculated using PI control,
When the ratio exceeds a predetermined value determined in advance according to the angular frequency of the electric motor, the current passes through the first switching element from the total time that the current passes through the second return element. A control device for an electric motor , wherein the neutral point voltage for increasing the total time of passing is calculated .
前記電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
一の相の前記第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、前記一の相の電流が前記第１のスイッチング素子を通過する時間と、前記電流が前記第２の還流素子を通過する時間と、を交互に切替えるための前記中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備え、
前記中性点電圧演算手段は、前記一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施するために前記中性点電圧を演算し、
前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間は、前記第１のスイッチング素子および前記第２の還流素子のスイッチング損失が最小となる前記２相変調を実施する時間であり、
前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間は、前記スイッチング損失が最大となる前記２相変調を実施する時間であることを特徴とする電動機の制御装置。 A second switching element connected in series with the first switching element; a first reflux element connected in antiparallel with the first switching element; and a second connected in antiparallel with the second switching element. A control device for an electric motor connected to an inverter including a circuit including the reflux element and the first switching element for three phases,
Neutral point voltage adding means for adding the same neutral point voltage to all of the three-phase voltage command values determined based on the angular frequency of the motor, the torque command value and the three-phase current flowing in the motor;
PWM signal generating means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on a three-phase voltage command value after adding the neutral point voltage;
The time for the current of the one phase to pass through the first switching element so that the temperature of the first switching element of one phase is equal to or lower than a predetermined value, and the current passes through the second return element. And a neutral point voltage calculating means for calculating the neutral point voltage for alternately switching the passing time,
The neutral point voltage calculation means calculates the neutral point voltage in order to perform two-phase modulation by fixing the duty ratio of the one phase to 0% or 100% at a certain phase,
The time for the current to pass through the first switching element is a time for performing the two-phase modulation in which the switching loss of the first switching element and the second return element is minimized,
The motor control device according to claim 1, wherein the time during which the current passes through the second return element is a time for performing the two-phase modulation in which the switching loss is maximized.
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