JP7033408B2 - Ｏｆｄｍ送信機およびｏｆｄｍ送受信システム - Google Patents

Description

本発明は無線通信機に関し、パイロットキャリアを配置するＯＦＤＭ送信機およびＯＦＤＭ受信機を有するＯＦＤＭ送受信システムに適用可能である。

地上デジタル放送や放送番組素材無線伝送装置（ＦＰＵ：Field Pick-up Unit）ではデジタル無線伝送方式として直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が採用されている。ＯＦＤＭ方式で送信された信号を受信機で復調するためには、伝送路の振幅や位相特性を推定する必要があり、その推定結果に基づき復調（等化）処理を行う。この伝送路特性の推定のために、送信側では振幅、位相が既知のパイロットキャリアを周波数（キャリア）方向、時間（シンボル）方向に所定の間隔で挿入し、受信側では受信したパイロットキャリアを周波数方向、時間方向に内挿補間することでパイロットキャリアが配置されていないデータキャリア部分の伝送路特性を推定することが可能となる。

上記のパイロットキャリアは伝搬路の特性に応じて配置させることが望ましく、長遅延のマルチパスが存在するような伝送路では周波数方向のパイロット間隔を密に配置し、時間的な変動が激しい伝送路では時間方向のパイロット間隔を密に配置することにより、高精度な伝送路推定が可能となる。

１．２／２．３ＧＨｚ帯で運用する規格であるARIB STD-B57（非特許文献１参照）ではＳＰ（Scattered Pilot）と称するパイロット配置が用いられ、図１に示すように、時間方向、周波数方向にパイロットキャリアを分散配置させている。図１において、横軸方向が周波数、縦軸方向が時間となっており、横１列が１シンボルとなっている。ＳＰモードを用いた際の伝送路推定において、４シンボル間の時間変動が小さいと仮定すると、４シンボル間隔のパイロット信号を時間方向に内挿補間することで周波数方向のパイロット間隔を等価的に２本とすることができ、長遅延マルチパスに対応可能となる。この伝送路推定方式を用いた等化方式を、以下では４シンボル等化と称することにする。

また、７/１０ＧＨｚ帯で運用する規格であるARIB STD-B33（非特許文献２参照）では、キャリア周波数が高く、移動伝送を行った際の時間変動が激しくなるため、ＣＰ（Continual Pilot）と称するパイロット配置が用いられ、図２に示すように、時間方向の間隔を密にした配置が採用されている。図２も、図１と同様に、横軸方向が周波数、縦軸方向が時間となっており、横１列が１シンボルとなっている。受信機では、１シンボル単位に伝送路推定を行うことで、高速な時変動に追従することが可能となる。この伝送路推定方式を用いた等化方式を、以下では１シンボル等化と称することにする。

また、ARIB STD-B33を用いた運用においてヘリコプターに搭載したＦＰＵの送信アンテナからＦＰＵ受信基地局へ映像を無線伝送する。この場合、ヘリコプターは移動、旋回を行うため、二つの送信アンテナをヘリコプターの機体の離れた位置に搭載し、機体の向きとＦＰＵ受信基地局の方向の関係により、どちらかの適切な送信アンテナを選択して切り替えて、伝送が途切れないようにしている。

それぞれの送信アンテナからＦＰＵ受信基地局の間の伝搬路長は、一般的には異なるため、二つの送信アンテナを切り替えた瞬間には、位相が大きく変動する。

このアンテナ切替えタイミングは、ＯＦＤＭシンボル内で位相変動しないように、ＯＦＤＭシンボルの先頭のガードインターバルで切り替えるように制御している。

このようにアンテナ切替えを用いたシステムでは時間的に隣接するシンボルで位相が大きく変動するため、受信側の復調方法は１シンボル等化にすることが望ましい。

1.2GHz/2.3GHz帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形OFDM方式デジタル無線伝送システム標準規格 ARIB STD-B57 2.0版 テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形OFDM方式デジタル無線伝送システム標準規格 ARIB STD-B33 1.2版

前述したように、高速な時変動伝送路やアンテナ切替え運用のように急激な位相変動が生じる伝送路環境では、ＣＰモードの１シンボル等化を用いて運用しているが、ＣＰモードではパイロット間隔が８本であり、長遅延のマルチパスが混入した伝送路の特性を高精度に推定することは困難である。

一方、ＳＰモードでは一般的に４シンボル等化を用いることで等価的なパイロット間隔が２本となり、長遅延マルチパスにも対応することが可能ではあるが、上述のように時間的に伝送路特性が急激に変動するような環境では４シンボル等化を行うと伝送路推定精度が劣化してしまうため、ＣＰモードのように１シンボル等化を行う必要がある。

図３に示す１シンボル等化の処理概要として、周波数方向にパイロットキャリアを内挿補間する際に、複数タップ（一般的には数十から数百タップ）のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いる手法が良く用いられている。ここで、図中の丸頭の点線で示した帯域端またはその近傍キャリアの伝送路推定を行う際、タップ数の半分程度には有効な受信パイロットキャリアを得ることができているが（実線矢印）。しかし、残りの半分のタップには帯域外の伝送路特性が必要であるが、これは帯域外の伝送路特性のため不明であり、帯域端またはその近傍に配置されているパイロットキャリアから外挿補間して推定することが多い（点線矢印）。

外挿補間の手法としては、帯域の端に配置されているパイロットキャリアを帯域外にコピーする０次ホールド外挿や、帯域端またはその近傍の２つのパイロットキャリアの複素平面上での傾きを算出し、帯域端またはその近傍のパイロットキャリアに対してその傾きを延長する線形１次外挿などが用いられている。

これら外挿方式の推定精度は最も帯域の端に位置するパイロットキャリアが帯域の端に近い程、その推定精度は向上する。しかしながら、ＳＰモードの１シンボル等化では、最も帯域の端に配置されているパイロットキャリアはＣＰモードと比較して内側に配置されているため、外挿推定精度が劣化し、その結果、帯域端またはその近傍の伝送路推定精度も劣化してしまうという課題がある。

特に、１０２４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や４０９６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの超多値変調を用いる場合、高精度な伝送路推定が必要となり、帯域端またはその近傍の推定精度の劣化により、著しい等化性能の劣化が生じてしまう。

本発明の課題は、帯域端またはその近傍の伝送路推定精度劣化を軽減可能なＯＦＤＭ送信機およびＯＦＤＭ送受信システムを提供することにある。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本開示のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、ＯＦＤＭ送信機は、パイロットキャリアとデータキャリアとを、時間方向および周波数方向に、配置して第１ＯＦＤＭ信号を生成する第１ＯＦＤＭ信号生成回路と、前記第１ＯＦＤＭ信号を送出する第１送信手段と、を含む。前記パイロットキャリアは、帯域の下端と前記帯域の上端とに配置されると共に、前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端との間に分散して配置される。

上記ＯＦＤＭ送信機によれば、パイロットキャリアを帯域の両端（下端および上端）に配置させることで、パイロットキャリアを時間方向、周波数方向に分散配置するＳＰモードでの１シンボル等化時に生じる帯域端またはその近傍の伝送路推定精度劣化を軽減することが可能となる。

ＳＰのキャリア配置を説明するための図である。 ＣＰのキャリア配置を説明するための図である。 １シンボル等化の処理概要を説明するための図である。 実施例１に係るＯＦＤＭ送受信システムを示すブロック図である。 実施例１に係るパイロットキャリア配置を説明するための図である。 パイロットグループ数Ｂが偶数の場合のパイロットキャリア配置を示す図である。 パイロットグループ数Ｂが奇数の場合のパイロットキャリア配置を示す図である。 放送番組素材無線伝送装置に適したパラメータを説明するための図である。 伝送路推定部の構成を説明するための図である。 パイロット信号の定義を説明するための図である。 パイロット配置に対する伝送路推定処理を説明するための図である。 ２系統の送信アンテナを設けた場合のＯＦＤＭ送受信システム１ａの構成例を説明するためのブロック図である。 実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を符号で直交化した構成例を示す図である。 実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を周波数で直交化した構成例を示す図である。 実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を周波数で直交化した他の構成例を示す図である。

以下、実施例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。なお、図面は説明をより明確にするため、実際の態様に比べ、模式的に表される場合があるが、あくまで一例であって、本発明の解釈を限定するものではない。

図４は、実施例１に係るＯＦＤＭ送受信システムを示すブロック図である。図５は、実施例１に係るパイロットキャリア配置を説明するための図である。図６Ａ、図６Ｂは、図５に示されるパイロットキャリア配置の一般化を説明するための図であり、図６Ａは実施例１に係るパイロットグループ数Ｂ（パイロットグループの定義に関しては後述する）が偶数の場合のパイロットキャリア配置を示す図であり、図６Ｂは実施例１に係るパイロットグループ数Ｂが奇数の場合のパイロットキャリア配置を示す図である。図７は、放送番組素材無線伝送装置に適したパラメータを説明するための図である。図８は、伝送路推定部２３の構成を説明するための図である。図９は、パイロット信号の定義を説明するための図である。図１０は、パイロット配置に対する伝送路推定処理を説明するための図である。

以下、本発明の実施例１について、図４―図１０を用いて、詳細に説明する。

ＯＦＤＭ送受信システム１は、ＯＦＤＭ送信機２と、ＯＦＤＭ受信機３と、を有する。ＯＦＤＭ送信機２は、伝送符号生成部１１と、第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１と、第１送信アンテナ１８と、を含む。第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１は、マッピング部１２と、パイロット信号生成部１３と、キャリア配置部１４と、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１５と、ガードインターバル付加部１６と、周波数変換部１７と、を含む。第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１により生成された第１ＯＦＤＭ信号は、第１送信アンテナ１８から電波として送出される。

送信機２において、伝送符号生成部１１にて、入力された情報ビットに対して誤り訂正符号化等の処理を行い、伝送符号系列を生成する。生成された伝送符号系列はマッピング部１２に入力され、伝送符号系列を１０２４ＱＡＭや４０９６ＱＡＭ等の複素平面にマッピングし、データキャリアを生成する。また、パイロット信号生成部１３では、振幅、位相を既知とした複素信号をパイロットキャリアとして生成する。一般的に、パイロット信号はＢＰＳＫ変調を用いることが多く、伝送路推定精度を向上させるために、その振幅もデータキャリアよりも大きくすることが多いが、必ずしもその限りではない。

キャリア配置部１４では、データキャリアとパイロットキャリアを所定の規則に基づいて配置する。本発明はパイロットキャリアの配置方法にかかり、図５に示すように、全てのシンボルに対して、帯域の両端（帯域の上端と帯域の下端）にパイロットキャリアを配置し、帯域中央（帯域の上端と帯域の下端との間）はＳＰモードにおけるパイロットキャリア配置のように、時間方向および周波数方向に、パイロットキャリアを分散配置している。図５において、横軸方向が周波数、縦軸方向が時間となっており、横１列が１シンボルとなっている。

図５に示されるキャリア配置の一般化について、図６Ａ、図６Ｂを用いて説明する。図６Ａは、パイロットグループ数Ｂが偶数の場合のパイロットキャリア配置を示し、図６Ｂはパイロットグループ数Ｂが奇数の場合のパイロットキャリア配置を示している。図６Ａ、図６Ｂにおいて、横軸方向が周波数、縦軸方向が時間となっており、横１列が１シンボルとなっている。

図６Ａおよび図６Ｂにおいて、周波数方向のパイロット間隔をＦ（Ｆは正の整数）とし、この周波数パイロット間隔Ｆで構成されるキャリアグループをパイロットグループと称することにする。パイロットグループは、図６Ａ、図６Ｂにおいて、黒四角の太線で囲まれた領域（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）として記載されている。帯域全体に設けるパイロットグループ数をＢ（Ｂは正の整数）とすると、全パイロットグループＢの総キャリア数はＢ×Ｆキャリアとなる。

また、帯域の上端と帯域の下端にパイロットキャリアをそれぞれ配置する。図６Ａ、図６Ｂにおいて、帯域の上端はＡ２で示され、帯域の下端はＡ１で示される。

更に、左右対称性を考慮し、帯域の下端（Ａ１）のパイロットキャリアの隣に、データキャリアを（Ｆ／Ｔ－１）本配置する。ここで、Ｔは時間方向のパイロットの間隔を示している（Ｔは正の整数）。図６Ａ、図６Ｂにおいて、帯域の下端（Ａ１）のパイロットキャリアの隣に設けられたデータキャリアはＤとして示される。

また、帯域の中心キャリアにパイロットキャリアやデータキャリアを配置せず、ヌルキャリアを配置する。図６Ａ、図６Ｂにおいて、中心キャリアはＣとして示される。

このパイロットキャリア配置とすることで、以下の効果が挙げられる。
（１）帯域両端（Ａ１、Ａ２）にパイロットキャリアを配置することにより、外挿特性を向上することができる。
（２）中心キャリア（Ｃ）にパイロットキャリアが割り当たらないため、中心キャリアをヌルキャリアとすることができる。
（３）左右対称のキャリア数となる。

上記（１）の効果については、後述の伝送路推定部２３にて説明し、ここでは（２）（３）の効果について説明する。

近年、中心周波数が直流（ＤＣ）である変調信号を直接ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換するダイレクトコンバージョンが実現している。このダイレクトコンバージョンでは変調信号に対して、ＲＦ周波数のローカル信号で直接ミキシングすることにより、周波数変換を行い、従来のスーパーヘテロダイン方式と比較して回路規模を大幅に削減することができる。しかしながら、ダイレクトコンバージョンではローカル信号が帯域内に漏洩してしまうため、そのキャリアは大きく劣化してしまう。

本発明のキャリア配置を用いることで、中心キャリアがパイロットキャリアに割り当たることがなくなるため、中心キャリアをヌルキャリアとして未使用とすることで、ローカル信号が漏えいしても問題となることはない。

また、（非特許文献１）ARIB STD-B57規格の周波数帯域幅、及び伝送パラメータに類似し、放送番組素材無線伝送装置（ＦＰＵ）に適した伝送パラメータについて、図７を用いて説明する。

図７には、ＦＦＴポイントと、帯域幅と、周波数方向のパイロット間隔Ｆ、パイロットグループ数Ｂ、総キャリア数との関係が示されている。帯域幅は、フル帯域と、ハーフ帯域とを含む。総キャリア数は、以下に示される式Ａで求められるものとする。なお、図７では、時間方向のパイロット間隔Ｔは、Ｔ＝４の場合である。
ＢＦ＋２＋（Ｆ／Ｔ－１）・・・式Ａ
ＦＦＴポイントが１０２４で、帯域幅がフル帯域の時、Ｆ＝８、Ｂ＝１０７が好適であり、この時、総キャリア数は８５９になる。ＦＦＴポイントが１０２４で、帯域幅がハーフ帯域の時、Ｆ＝８、Ｂ＝５３が好適であり、この時、総キャリア数は４２７になる。

ＦＦＴポイントが２０４８で、帯域幅がフル帯域の時、Ｆ＝８、Ｂ＝２１５が好適であり、この時、総キャリア数は１７２３になる。ＦＦＴポイントが２０４８で、帯域幅がハーフ帯域の時、Ｆ＝８、Ｂ＝１０５が好適であり、この時、総キャリア数は８４３である。

ＦＦＴポイントが４０９６で、帯域幅がフル帯域の時、Ｆ＝１６、Ｂ＝２１５が好適であり、この時、総キャリア数は３４４５になる。ＦＦＴポイントが４０９６で、帯域幅がハーフ帯域の時、Ｆ＝１６、Ｂ＝１０５が好適であり、この時、総キャリア数は１６８５である。

ＦＦＴポイントが８１９２で、帯域幅がフル帯域の時、Ｆ＝３２、Ｂ＝２１５が好適であり、この時、総キャリア数は６８８９になる。ＦＦＴポイントが８１９２で、帯域幅がハーフ帯域の時、Ｆ＝３２、Ｂ＝１０５が好適であり、この時、総キャリア数は３３６９である。

図７で示されるように伝送パラメータを設定する事により、ヘリコプターに搭載された放送番組素材無線伝送装置（ＦＰＵ）の送信アンテナからＦＰＵ受信基地局の受信アンテナへ映像のデジタル無線伝送を良好に行うことが可能となる。

データキャリアとパイロットキャリアを配置した結果はＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１５に入力され、周波数領域の信号から時間領域に変換される。その後、ガードインターバル付加部１６ではＯＦＤＭの特徴であるガードインターバルとして、シンボル後半の信号をシンボルの前半に巡回付加する。

以上の処理により生成されたＯＦＤＭ信号（第１ＯＦＤＭ信号）は、周波数変換部１７にてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の周波数に変換され、送信アンテナ（第１送信アンテナ）１８から電波として送出される。

受信機３において、受信アンテナ１９で受信した信号を周波数逆変換部２０にてＲＦ周波数から低周波数への変換を経由して、デジタル信号に変換する。

得られた受信デジタル信号はシンボル間干渉が生じないように適切な時間位置にＦＦＴ時間窓を設け、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２１に入力する。ＦＦＴ部２１では時間領域の信号を周波数領域に変換する。

ＦＦＴ部２１からの信号はパイロットキャリア抽出部２２と等化部２４に入力する。パイロットキャリア抽出部２２ではキャリア配置部１４で配置したパイロット位置に基づいて、パイロット信号のみを抽出する。

パイロット信号は伝送路推定部２３に入力され、伝送路推定部２３ではパイロット信号から伝送路の特性を推定する。伝送路推定部２３は、図８に示すように、時間内挿部２３１、周波数外挿部２３２、周波数内挿部２３３から構成される。

時間内挿部２３１では、同一のキャリア位置に時間方向に分散配置されているパイロットキャリアを用いて、配置されていないシンボル（時間）の伝送路特性を内挿補間処理により推定する。

内挿補間処理としては、パイロットで挟まれた期間を線形１次内挿する方式や、最も時間的に近いパイロット信号を０次ホールドする方式などがある。しかし、前述したように高速移動環境やアンテナ切替え時には伝送路特性が急激に変動するため、これらの時間方向の内挿補間処理により逆に推定精度が劣化してしまうことがある。

そのため、伝送路特性が急激に変動する伝送路状況においては時間方向の内挿補間を実施しない（１シンボル等化）、もしくは時間方向の内挿補間フィルタの通過帯域幅を広帯域になるように時間方向の内挿補間処理を切り替える必要がある。

本発明はこのような伝送路においても高精度な伝送路推定を実現することを目的としているため、以下の説明においては時間方向の内挿補間を実施しない（１シンボル等化）場合について説明を行うが、伝送路変動が緩やかであり、時間内挿を実施しても推定精度が劣化しない場合には、時間内挿補間処理を実施しても差し支えない。

時間内挿部２３１からの信号は、周波数外挿部２３２に入力される。周波数外挿部２３２では、帯域端に配置されているパイロット信号から帯域外の伝送路特性を推定する。

図９に示すように帯域の両端にパイロット信号を配置し、帯域下端のパイロット信号をＰ（０）、帯域上端のパイロット信号をＰ（Ｎ）とする。また、帯域下端から一つ内側に配置されたパイロットキャリアをＰ（Ｋ_０）、帯域上端から一つ内側に配置されたパイロットキャリアをＰ（Ｋ_Ｎ）とする。

これらパイロットキャリアを用いた周波数外挿処理の一例として、式１、式２に示すように、２つのパイロットキャリアから複素平面での傾きΔ_Ｋ０、Δ_ＫＮを算出し、低い周波数の帯域外のｍ番目（ｍ＜０）及び高い周波数の帯域外のｎ番目（ｎ＞Ｎ）キャリアの外挿予測は式３、式４に示すように、線形一次外挿を用いることができる。
Δ_Ｋ０＝（（Ｐ（０）－Ｐ（Ｋ_０））／Ｋ_０ ・・・・式１
Δ_ＫＮ＝（（Ｐ（Ｎ）－Ｐ（Ｋ_Ｎ））／Ｋ_Ｎ ・・・・式２
Ｐ_ｅｓｔ（ｍ）＝Ｐ（０）+Δ_Ｋ０・ｍ ・・・・式３
Ｐ_ｅｓｔ（ｎ）＝Ｐ（Ｎ）+Δ_ＫＮ・ｎ ・・・・式４
また、式５、式６に示すように、０次ホールド外挿を適用することも可能である。
Ｐ_ｅｓｔ（ｍ）＝Ｐ（０） ・・・・式５
Ｐ_ｅｓｔ（ｎ）＝Ｐ（Ｎ） ・・・・式６
式３―式６に示した外挿方式以外にも更に高い次数を用いた外挿補間方式であっても良い。

このように前述の本発明の効果（１）は、帯域端（０番目キャリア、及びＮ番目キャリア）にパイロットキャリアを配置することにより、帯域外の外挿推定精度を向上させることが可能となり、その結果として、周波数内挿補間精度を向上させることができる。

周波数外挿部２３２では、上記で説明した外挿補間処理を行い、その結果を周波数内挿部２３３に入力する。周波数内挿部２３３では等化対象とする反射波の遅延時間に適した通過帯域幅のフィルタにより内挿補間処理を実施する。一般的な内挿補間処理は、外挿処理後のパイロット間隔が等間隔である方が処理の簡略化のため望ましいが、不等間隔であっても差し支えない。

この周波数外挿部２３２、周波数内挿部２３３の処理の一例について、図１０に示すパイロット配置に対する伝送路推定処理を説明する。

受信したパイロットキャリアは帯域下端からＰ（０）、Ｐ（６）、Ｐ（１４）、Ｐ（２２）、・・となる。線形一次外挿補間処理を用いる場合、式７に示す複素傾きΔ_Ｋ０が得られる。
Δ_Ｋ０＝（Ｐ（０）－Ｐ（６））／６ ・・・・式７
前述したように、帯域端にパイロット信号Ｐ（０）を配置させることにより、複素傾きΔ_Ｋ０に基づく外挿推定精度を向上させることが可能となる。

次に、等間隔パイロット信号を対象とした内挿補間処理を行うため、複素傾きΔ_Ｋ０を用いた負周波数方向の外挿補間処理を式８、式９、式１０に示す。
Ｐ_ｅｓｔ（－２）＝Ｐ（０）－２Δ_Ｋ０ ・・・・式８
Ｐ_ｅｓｔ（－１０）＝Ｐ（０）－１０Δ_Ｋ０ ・・・・式９
Ｐ_ｅｓｔ（－１８）＝Ｐ（０）－１８Δ_Ｋ０ ・・・・式１０
このように等間隔の外挿補間結果と受信パイロット信号・・・Ｐ_ｅｓｔ（－１８）、Ｐ_ｅｓｔ（－１０）、Ｐ_ｅｓｔ（－２）、Ｐ（６）、Ｐ（１４）、Ｐ（２２）、・・・から周波数方向に内挿補間を行う。この周波数内挿補間処理は図３で説明した動作と同様である。

以上説明した時間内挿部２３１、周波数外挿部２３２、周波数内挿部２３３により伝送路特性が推定される。

伝送路推定部２３からの推定伝送路特性は等化部２２に入力され、等化部２２ではＦＦＴ部２０からの信号と推定伝送路特性に基づいて復調（等化）処理を行う。

等化処理の例として、ＦＦＴ部２０からの信号を推定伝送路特性で複素除算するｚｅｒｏ-ｆｏｒｃｉｎｇアルゴリズムや、推定伝送路特性から受信信号点レプリカを生成し、受信点とレプリカのユークリッド距離に基づいて送信信号とその尤度を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｏｃｏｄｉｎｇ）アルゴリズムなどが挙げられる。本発明は、パイロット配置に基づく伝送路推定精度の向上を目的としているため、復調アルゴリズムを限定するものではない。

復調結果は復号部２５入力され、伝送符号生成部１１に対応する誤り訂正復号等の処理を行い、情報ビットを再生することにより無線伝送を実現する。

以上説明したように、本発明は帯域端にパイロット信号を配置することにより、ＳＰモードで運用時の１シンボル等化であっても、帯域端またはその近傍の伝送路推定精度を向上させ、その結果として伝送路誤りを軽減させることが可能なＯＦＤＭ送受信システムまたは無線伝送システムを提供することが可能である。

次に、本発明の実施例２について説明する。実施例２は複数の送受信アンテナを用いて伝送を行うＭｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ（以下ＭＩＭＯ）伝送や複数の送信アンテナと1つの受信アンテナを用いて伝送を行うＭｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ（以下ＭＩＳＯ）伝送に適用されるパイロット配置に関する。

ＭＩＭＯあるいはＭＩＳＯにおいて各送信アンテナから各受信アンテナまでの伝送路特性を推定する必要がある。そのため、パイロット信号は各送信アンテナ間で直交させる必要がある。

実施例２では帯域端に配置したパイロットキャリアの直交性について言及する。

図１１は、実施例２に係る複数の送受信アンテナを用いて伝送を行うＯＦＤＭ送受信システムのブロック図である。図１１は、２系統の送信アンテナ（１８、１８ａ）を設けた場合のＯＦＤＭ送受信システム１ａの構成例を示している。ＯＦＤＭ送受信システム１ａの構成は、図４に示すＯＦＤＭ送受信システム１に対して、第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２及び第２送信アンテナ１８ａが追加されている。第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２により生成された第２ＯＦＤＭ信号は、第２送信アンテナ１８ａから電波として送出される。

ＯＦＤＭ送受信システム１ａは、送信機２ａと、受信機３と、を有する。送信機２ａは、伝送符号生成部１１と、伝送符号生成部１１の出力を受ける第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１と第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２と、を有する。第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１の構成は、図４と同様であり、その説明は省略する。第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２の構成は、第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１の構成と同様であり、マッピング部１２ａ、パイロット信号生成部１３ａ、キャリア配置部１４ａ、ＩＦＦＴ部１５ａ、ガードインターバル付加部１６ａ、周波数変換部１７ａ、を含む。第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２に含まれる各部（１２ａ―１７ａ）の機能自体は、第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１に含まれる各部（１２―１７）の機能と同等である。

ただし、図１２－図１４で示されるように、送信アンテナ１８および送信アンテナ１８ａから出力される電波の生成において、データキャリアおよびパイロットキャリアの配置が異なっている。すなわち、第１ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ１に含まれるマッピング部１２、パイロット信号生成部１３、キャリア配置部１４によるデータキャリアおよびパイロットキャリアの配置（１系キャリア配置）と、第２ＯＦＤＭ信号生成回路ＯＣ２に含まれるマッピング部１２ａ、パイロット信号生成部１３ａ、キャリア配置部１４ａによるデータキャリアおよびパイロットキャリアの配置（２系キャリア配置）とは、異なる。他の構成は、図４と同じである。

次に、図１２－図１４を用いて、ＭＩＭＯ伝送やＭＩＳＯ伝送に好適に用いられるパイロットキャリア信号の配置を説明する。

図１２は、実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を符号で直交化した構成となっている。これは送信アンテナ１系（ＯＣ１、１８またはＯＣ２、１８ａ）では２シンボル間のパイロットシンボルに対して＋１、＋１を乗じ、送信アンテナ２系（ＯＣ２、１８ａまたはＯＣ１、１８、）では２シンボル間のパイロットシンボルに対して＋１、－１を乗じることで直交化させる。

受信機２では、連続する２シンボル間で伝送路特性に大きな変動がないと仮定すると、２つのパイロット信号に対して＋０．５、＋０．５を乗じた後に合成することで、送信アンテナ１系（ＯＣ１、１８）と受信アンテナ１９間の伝送路特性を推定することができる。これは送信アンテナ２系（ＯＣ２、１８ａ）のパイロットの符号が＋、－となっているため、同符号で加算することにより、送信アンテナ２系（ＯＣ２、１８ａ）からの信号成分がキャンセルされて、送信アンテナ１系（ＯＣ１、１８）からの信号のみ抽出することができるためである。

同様に、送信アンテナ２系（ＯＣ２、１８ａ）と受信アンテナ１９間の伝送路特性推定するためには、2つのパイロット信号に対して＋０．５、－０．５を乗じた後に合成することで、送信アンテナ１系（ＯＣ１、１８）からの信号をキャンセルさせることで、送信アンテナ2系（ＯＣ２、１８ａ）と受信アンテナ１９間の伝送路特性を推定することができる。

図１３は、実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を周波数で直交化した構成例を示す図である。図１４は、実施例２に係る２系統の送信アンテナを設けた場合のパイロット信号を周波数で直交化した他の構成例を示す図である。これは、一方の送信アンテナ（１８または１８ａ）からパイロット信号を送出する場合、もう一方の送信アンテナ（１８ａまたは１８）は信号振幅を０としたヌル信号とすることで、それぞれのアンテナ（１８、１８ａ）間で干渉することがなく、直交化することができる。

実施例２の目的は、実施例１と同様に、帯域端にパイロット信号を配置することにより、帯域端またはその近傍の伝送路推定精度を向上させることであり、ＭＩＭＯ、ＭＩＳＯへ適用においても、パイロットを直交化することでその目的を実現することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態および実施例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。

また、本発明では、ＯＦＤＭ信号を電波により無線送受信するシステムについて説明したが、例えばトライアックスカメラシステム等の有線伝送におけるＯＦＤＭ信号の送受信システムにも適用できる。

本明細書には、少なくとも次の構成が含まれる。

第１の構成は、請求項１において、
前記帯域の中心は、ヌルキャリアとされる、ＯＦＤＭ送信機。

第２の構成は、請求項１において、
前記時間方向の前記第１パイロットキャリアの間隔をＴ（Ｔは正の整数）とし、
前記周波数方向の前記第１パイロットキャリアの間隔をＦ（Ｆは正の整数）とし、
前記帯域の前記下端の隣において、（Ｆ／Ｔ－１）本のデータキャリアが配置される、ＯＦＤＭ送信機。

第３の構成は、請求項３において、
前記第１パイロットキャリアは、正符号とされ、
前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端とに配置される前記第２パイロットキャリアは、前記正符号または負符号とされ、
前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端との間に分散して配置される前記第２パイロットキャリアは、前記正符号とされる、ＯＦＤＭ送受信システム。

第４の構成は、請求項３において、
前記第１パイロットキャリアが配置された領域は、前記第２ＯＦＤＭ信号において、ヌルキャリアが配置され、
前記第２パイロットキャリアが配置された領域は、前記第１ＯＦＤＭ信号において、ヌルキャリアが配置される、ＯＦＤＭ送受信システム。

第５の構成は、前記第３の構成または前記第４の構成において、
前記第１ＯＦＤＭ信号および前記第２ＯＦＤＭ信号において、
前記帯域の中心は、ヌルキャリアとされる、ＯＦＤＭ送受信システム。

第５の構成は、請求項５において、
前記ＯＦＤＭ送信機は、
第２パイロットキャリアと第２データキャリアとを、時間方向および周波数方向に、配置して第２ＯＦＤＭ信号を生成する第２ＯＦＤＭ信号生成回路と、
前記第２ＯＦＤＭ信号を送出する第２送信手段と、を含み、
前記第２パイロットキャリアは、前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端とに配置されると共に、前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端との間に分散して配置される、ＯＦＤＭ送受信システム。

１、１ａ：ＯＦＤＭ送受信システム
２、２ａ：ＯＦＤＭ送信機
３：ＯＦＤＭ受信機
ＯＣ１：第１ＯＦＤＭ信号生成回路
ＯＣ２：第２ＯＦＤＭ信号生成回路
Ａ１：帯域の下端
Ａ２：帯域の上端
Ｃ：帯域中心
ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５：パイロットグループ

Claims (4)

1. 第1パイロットキャリアと第１データキャリアとを、時間方向および周波数方向に、配置して第１ＯＦＤＭ信号を生成する第１ＯＦＤＭ信号生成回路と、
   前記第１ＯＦＤＭ信号を送出する第１送信手段と、を含み、
   前記第１パイロットキャリアは、帯域の下端と前記帯域の上端とに配置されると共に、
   前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端との間に分散して配置され、
   前記時間方向の前記第１パイロットキャリアの間隔をＴ（Ｔは正の整数）とし、
   前記周波数方向の前記第１パイロットキャリアの間隔をＦ（Ｆは正の整数）とし、
   前記周波数方向の前記第１パイロットキャリアの間隔Ｆで構成されるキャリアグループをパイロットグループとし、
   帯域全体に設ける前記パイロットグループの数をＢ（Ｂは正の整数）とし、次式
   ＢＦ＋２＋（Ｆ／Ｔ－１）を満たし、
   前記式において、
   ＢＦは、全パイロットグループＢの総キャリア数はＢ×Ｆキャリアであり、
   ＋２は、ＢＦの帯域の上端と下端に配置されたパイロットキャリアであり、
   （Ｆ／Ｔ－１）は、パイロットを周波数方向に等間隔に配置し、帯域全体を対称とするために前記帯域の下端若しくは上端のパイロットキャリアの隣に配置されたキャリアであり、
   帯域の中心キャリアにヌルキャリアを配置することで、時間方向にパイロットキャリアを内挿補間した後に、周波数方向にＦ／Ｔ間隔で等価的なパイロットとみなされる、
   ＯＦＤＭ送信機。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ送信機と、
   前記第１送信手段から送出された前記第１ＯＦＤＭ信号を受ける受信手段を有する受信機と、を含む、
   ＯＦＤＭ送受信システム。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭ送信機と、
   受信手段を有する受信機と、を含み、
   前記ＯＦＤＭ送信機は、
   第２パイロットキャリアと第２データキャリアとを、時間方向および周波数方向に、配置して第２ＯＦＤＭ信号を生成する第２ＯＦＤＭ信号生成回路と、
   前記第２ＯＦＤＭ信号を送出する第２送信手段と、を含み、
   前記第２パイロットキャリアは、帯域の下端と前記帯域の上端とに配置されると共に、前記帯域の前記下端と前記帯域の前記上端との間に分散して配置される、
   ＯＦＤＭ送受信システム。
4. 請求項１に記載のＯＦＤＭ送信機と、
   受信手段を有する受信機と、を含む、
   ＯＦＤＭ送受信システム。

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