JP6996539B2 - Power converter - Google Patents

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Description

本開示は、電力変換装置に関する。 The present disclosure relates to a power converter.

従来、電力変換装置の一例として、特許文献１に開示されたインバータ回路を備えた電力変換装置がある。 Conventionally, as an example of a power conversion device, there is a power conversion device including an inverter circuit disclosed in Patent Document 1.

電力変換装置は、インバータ回路、ゲート駆動回路、ゲート駆動信号選択回路などを備えている。インバータ回路は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続し、且つ、これらＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴにダイオードを逆並列に接続した素子対を有し、これらの素子対が上下一対のアーム素子として直列に接続されて構成されている。ゲート駆動回路は、インバータ回路が出力する交流電力を制御する電圧指令及びキャリア信号である三角波に基づき、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの導通を制御するゲート駆動信号を生成する。ゲート駆動信号選択回路は、キャリア信号のキャリア周波数及びインバータ回路の損失予測情報に基づいて、第１及び第２のゲート駆動信号のいずれか一方のみを出力するか、第１のゲート駆動信号及び第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択する。 The power conversion device includes an inverter circuit, a gate drive circuit, a gate drive signal selection circuit, and the like. The inverter circuit has an element pair in which an IGBT and a MOSFET are connected in parallel and a diode is connected in antiparallel to these IGBT and MOSFET, and these element pairs are connected in series as a pair of upper and lower arm elements. ing. The gate drive circuit generates a gate drive signal that controls continuity of the IGBT and MOSFET based on a voltage command that controls AC power output by the inverter circuit and a triangular wave that is a carrier signal. The gate drive signal selection circuit outputs only one of the first and second gate drive signals based on the carrier frequency of the carrier signal and the loss prediction information of the inverter circuit, or the first gate drive signal and the first gate drive signal. Select whether to output both of the gate drive signals of 2.

そして、ゲート駆動信号選択回路は、キャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、出力電流が閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数がＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように第１のゲート駆動信号または第２のゲート駆動信号を制御する。 Then, in the gate drive signal selection circuit, when the carrier frequency exceeds the preset threshold value and the output current is less than the threshold value, the first gate drive signal or the gate drive signal selection circuit is used so that the switching frequency of the MOSFET is larger than the switching frequency of the IGBT. The second gate drive signal is controlled.

特許第５７５５１９７号公報Japanese Patent No. 5755197

しかしながら、上記電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴで分流する電流が流れる出力電流域であっても、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数がＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように第１のゲート駆動信号または第２のゲート駆動信号を制御することがありうる。このため、電力変換装置では、駆動損失を低減することができない可能性がある。 However, in the power conversion device, the first gate drive signal or the second gate is used so that the switching frequency of the MOSFET is larger than the switching frequency of the IGBT even in the output current region in which the current divided by the MOSFET and the IGBT flows. It is possible to control the drive signal. Therefore, the power conversion device may not be able to reduce the drive loss.

本開示は、上記問題点に鑑みなされたものであり、駆動損失を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above problems, and an object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of reducing drive loss.

上記目的を達成するために本開示は、
第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備え、
駆動部は、第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の第２スイッチング素子のオン電圧の値以下の電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくし、
第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の第２スイッチング素子のオン電圧の値より大きな電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数と同じにし、
第１スイッチング素子の素子温度を取得し、素子温度が温度閾値以上になった場合、電圧領域であっても、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両方を駆動することを特徴とする。 To achieve the above objectives, this disclosure is:
Switching including a first switching element (11, 111, 112) and a second switching element (12, 12a, 121, 122) having a saturation voltage different from that of the first switching element and connected in parallel with the first switching element. Part (10, 10a-10e) and
A drive unit (20, 20a to 20c, 30, 30a, 30b) for individually driving the first switching element and the second switching element is provided.
In the voltage region where the on-voltage of the first switching element is equal to or less than the on-voltage value of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the drive unit first sets the number of times of switching of the second switching element. Less than the number of switching of the switching element,
In the voltage region where the on-voltage of the first switching element is larger than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the number of switchings of the second switching element is set to the switching of the first switching element. Make it the same as the number of times
When the element temperature of the first switching element is acquired and the element temperature becomes equal to or higher than the temperature threshold, control is performed to reduce the number of switchings of the second switching element to be smaller than the number of switchings of the first switching element even in the voltage region. It is characterized in that both the first switching element and the second switching element are driven by prohibition.

このように、本開示は、第１スイッチング素子のオン電圧が第２スイッチング素子のオン電圧の切片以下の電圧領域では、第２スイッチング素子のスイッチング回数を第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする。このため、本開示は、第２スイッチング素子のスイッチング回数を少なくする分、第２スイッチング素子のスイッチング回数を少なくしない場合よりも駆動損失を低減することができる。 As described above, in the present disclosure, in the voltage region where the on-voltage of the first switching element is equal to or less than the on-voltage section of the second switching element, the switching frequency of the second switching element is smaller than the switching frequency of the first switching element. .. Therefore, in the present disclosure, the drive loss can be reduced by reducing the switching frequency of the second switching element as compared with the case where the switching frequency of the second switching element is not reduced.

なお、特許請求の範囲、及びこの項に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本開示の技術的範囲を限定するものではない。 The scope of claims and the reference numerals in parentheses described in this section indicate the correspondence with the specific means described in the embodiment described later as one embodiment, and the technical scope of the present disclosure. Is not limited to.

第１実施形態におけるインバータ回路の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the inverter circuit in 1st Embodiment. 第１実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 1st Embodiment. 第１実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 1st Embodiment. 第１実施形態におけるマイコンの概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic structure of the microcomputer in 1st Embodiment. 第１実施形態におけるマイコンの処理動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the processing operation of the microcomputer in 1st Embodiment. 第１実施形態におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴの切り替え動作例を示す図面である。It is a figure which shows the switching operation example of MOSFET and RC-IGBT in 1st Embodiment. 変形例１におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴを電流閾値で切り替える場合の波形図である。It is a waveform diagram in the case of switching between MOSFET and RC-IGBT in the modification 1 by the current threshold value. 変形例２におけるアームの概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the arm in the modification 2. 変形例３におけるインバータ回路の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the inverter circuit in the modification 3. 変形例４におけるアームの概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the arm in the modification 4. 第２実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 2nd Embodiment. 第２実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 2nd Embodiment. 第３実施形態における電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 3rd Embodiment. 第３実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 3rd Embodiment. 第３実施形態におけるＭＯＳＦＥＴとＲＣ－ＩＧＢＴを電流閾値で切り替える場合の波形図である。It is a waveform diagram in the case of switching between MOSFET and RC-IGBT in the third embodiment by the current threshold value. 第４実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus in 4th Embodiment. 第５実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the arm in 5th Embodiment. 第６実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the arm in 6th Embodiment. 第６実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。It is a figure which shows the example of the switching operation of the switching times of the IGBT in the 6th Embodiment. 第７実施形態におけるアームの概略構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the schematic structure of the arm in 7th Embodiment. 第７実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。It is a figure which shows the example of the switching operation of the switching times of the IGBT in 7th Embodiment. 第８実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。It is a figure which shows the prohibition and permission of the switching of the switching number in 8th Embodiment. 第９実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。It is a figure which shows the prohibition and permission of the switching of the switching number in 9th Embodiment. 第１０実施形態における相電流の関係とスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。It is a figure which shows the relationship of a phase current and the prohibition and permission of switching of the number of times of switching in 10th Embodiment. 第１０実施形態におけるスイッチング回数の切り替えの禁止と許可を示す図面である。It is a figure which shows the prohibition and permission of the switching of the switching number in a tenth embodiment. 第１１実施形態におけるアームの概略構成を示す図面である。It is a drawing which shows the schematic structure of the arm in eleventh embodiment. 第１２実施形態におけるアームの概略構成を示す図面である。It is a drawing which shows the schematic structure of the arm in 12th Embodiment. 第１３実施形態におけるＩＧＢＴのスイッチング回数の切り替え動作例を示す図面である。It is a figure which shows the example of the switching operation of the switching times of the IGBT in the thirteenth embodiment.

以下において、図面を参照しながら、本開示を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した他の形態を参照し適用することができる。 Hereinafter, a plurality of embodiments for carrying out the present disclosure will be described with reference to the drawings. In each form, the same reference numerals may be given to the parts corresponding to the matters described in the preceding forms, and duplicate explanations may be omitted. In each form, when only a part of the configuration is described, the other parts of the configuration can be applied with reference to the other forms described above.

本開示の電力変換装置は、インバータ回路、コンバータ回路などに適用することができる。詳述すると、電力変換装置は、３相インバータや、昇降圧コンバータなどに適用することができる。また、電力変換装置は、インバータ回路やコンバータ回路などを備えた構成を採用できるとも言 The power conversion device of the present disclosure can be applied to an inverter circuit, a converter circuit, and the like. More specifically, the power converter can be applied to a three-phase inverter, a buck-boost converter, or the like. It is also said that the power converter can adopt a configuration equipped with an inverter circuit, a converter circuit, and the like.

（第１実施形態）
図１～図６を用いて、第１実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、一例として、負荷としてのモータジェネレータ１００に接続され、モータジェネレータ１００を駆動制御するインバータ回路２を備えた電力変換装置を採用する。なお、図面によっては、モータジェネレータ１００を負荷とも記載している。 (First Embodiment)
The power conversion device of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 6. In the present embodiment, as an example, a power conversion device provided with an inverter circuit 2 connected to a motor generator 100 as a load and driving and controlling the motor generator 100 is adopted. In some drawings, the motor generator 100 is also described as a load.

まず、図１、図２、図３、図４を用いて、電力変換装置の構成に関して説明。電力変換装置は、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、電流検出部に相当する電流センサ４０を備えている。 First, the configuration of the power conversion device will be described with reference to FIGS. 1, 2, 3, and 4. The power conversion device includes an inverter circuit 2 including an arm 10 corresponding to a switching unit, a driver IC 20 corresponding to a driving unit, and a microcomputer 30. Further, the power conversion device includes a current sensor 40 corresponding to a current detection unit.

図１に示すように、本実施形態では、インバータ回路２の一例として、三相インバータを採用している。インバータ回路２は、直列に接続された２つのアーム１０を含む上下アーム回路１を３つ備えている。インバータ回路２は、入力側に平滑コンデンサ５０が接続されており、出力側にモータジェネレータ１００が接続されている。なお、図１では、モータジェネレータをＭＧと記載している。３つの上下アーム回路１は、例えば、平滑コンデンサ５０側からＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする。また、各上下アーム回路１の高電位側のアーム１０は、上アームとも言える。一方、低電位側のアーム１０は、下アームとも言える。 As shown in FIG. 1, in this embodiment, a three-phase inverter is adopted as an example of the inverter circuit 2. The inverter circuit 2 includes three upper and lower arm circuits 1 including two arms 10 connected in series. In the inverter circuit 2, a smoothing capacitor 50 is connected to the input side, and a motor generator 100 is connected to the output side. In FIG. 1, the motor generator is described as MG. The three upper and lower arm circuits 1 are, for example, U-phase, V-phase, and W-phase from the smoothing capacitor 50 side. Further, the arm 10 on the high potential side of each upper and lower arm circuit 1 can be said to be an upper arm. On the other hand, the arm 10 on the low potential side can be said to be a lower arm.

図１、図２、図３に示すように、各アーム１０は、第１スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１１と第２スイッチング素子としてのＲＣ－ＩＧＢＴ１２とが並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、飽和電圧が異なる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、図６に示すように特性が異なる。以下においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とをまとめてスイッチング素子１１、１２と記載することもある。 As shown in FIGS. 1, 2, and 3, each arm 10 has a MOSFET 11 as a first switching element and an RC-IGBT 12 as a second switching element connected in parallel. The saturation voltage is different between the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. Therefore, the characteristics of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are different as shown in FIG. In the following, the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 may be collectively referred to as switching elements 11 and 12.

また、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、ＤＣ特性が異なるとも言える。詳述すると、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは、オン抵抗が異なる。 Further, it can be said that the DC characteristics of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are different. More specifically, the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 have different on-resistance.

なお、インバータ回路２における複数のＭＯＳＦＥＴ１１は、第１スイッチング素子群とも言える。同様に、インバータ回路２における複数のＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、第２スイッチング素子群とも言える。 The plurality of MOSFETs 11 in the inverter circuit 2 can be said to be the first switching element group. Similarly, the plurality of RC-IGBT12s in the inverter circuit 2 can be said to be a second switching element group.

ＭＯＳＦＥＴ１１は、ＳｉＣを主成分として構成されている。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、Ｓｉを主成分として構成されている。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、ＩＧＢＴ１２ａと、ＩＧＢＴ１２ａと逆並列に接続されるＦＷＤ１２ｂとが同一素子として構成されている。なお、本開示は、第１スイッチング素子として、ＳｉＣとは異なるワイドバンドギャップ半導体を主成分として構成されていてもよい。また、本開示では、第２スイッチング素子として、Ｓｉとは異なる半導体を主成分として構成されていてもよく、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２とは異なるＩＧＢＴを採用することもできる。このように、各スイッチング素子１１、１２は、半導体スイッチング素子である。 The MOSFET 11 is composed mainly of SiC. RC-IGBT12 is composed mainly of Si. In the RC-IGBT12, the IGBT 12a and the FWD 12b connected in antiparallel to the IGBT 12a are configured as the same element. In the present disclosure, the first switching element may be configured with a wide bandgap semiconductor different from SiC as a main component. Further, in the present disclosure, as the second switching element, a semiconductor different from Si may be used as a main component, and an IGBT different from RC-IGBT12 may be adopted. As described above, each of the switching elements 11 and 12 is a semiconductor switching element.

アーム１０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレインとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のコレクタとが接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１のソースとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のエミッタとが接続されて、並列に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートは、ともに、ドライバＩＣ２０に接続されている。 In the arm 10, the drain of the MOSFET 11 and the collector of the RC-IGBT12 are connected, and the source of the MOSFET 11 and the emitter of the RC-IGBT12 are connected and connected in parallel. Further, both the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT12 are connected to the driver IC 20.

なお、ＩＧＢＴは、Insulated Gate Bipolar Transistorの略称である。ＲＣ－ＩＧＢＴは、Reverse Conducting IGBTの略称である。ＭＯＳＦＥＴは、metal-oxide-semiconductor field-effect transistorの略称である。ＦＷＤは、Free Wheeling Diodeの略称である。 The IGBT is an abbreviation for Insulated Gate Bipolar Transistor. RC-IGBT is an abbreviation for Reverse Conducting IGBT. MOSFET is an abbreviation for metal-oxide-semiconductor field-effect transistor. FWD is an abbreviation for Free Wheeling Diode.

図２、図３では、一つのアーム１０と、ドライバＩＣ２０との接続態様を示している。ドライバＩＣ２０は、ドライバ回路に相当する。ドライバＩＣ２０は、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートと異なるゲート配線を介して接続されている。つまり、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されたゲート配線と、このゲート配線とは異なるＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されたゲート配線とが接続されている。このように、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートのそれぞれと、個別にゲート配線を介して接続されている。なお、各ゲート配線は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されたゲート配線を第１ゲート配線、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されたゲート配線を第２ゲート配線とも言える。 2 and 3 show a connection mode between one arm 10 and the driver IC 20. The driver IC 20 corresponds to a driver circuit. As shown in FIG. 3, the driver IC 20 is connected via a gate wiring different from the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT12. That is, in the driver IC 20, the gate wiring connected to the gate of the MOSFET 11 and the gate wiring connected to the gate of the RC-IGBT12 different from the gate wiring are connected. In this way, the driver IC 20 is individually connected to each of the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT12 via the gate wiring. As for each gate wiring, the gate wiring connected to the gate of the MOSFET 11 can be referred to as the first gate wiring, and the gate wiring connected to the gate of the RC-IGBT12 can be referred to as the second gate wiring.

ドライバＩＣ２０は、マイコン３０からの第１駆動信号と、第１駆動信号とは異なる第２駆動信号が入力される。そして、ドライバＩＣ２０は、マイコン３０からの第１駆動信号及び第２駆動信号に基づいて各スイッチング素子１１、１２に第１ゲート駆動信号及び第２ゲート駆動信号を出力する。つまり、ドライバＩＣ２０は、第１駆動信号に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに第１ゲート駆動信号を出力するとともに、第２駆動信号に基づいてＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに第２ゲート駆動信号を出力する。この第１ゲート駆動信号及び第２ゲート駆動信号は、駆動信号に相当する。 The driver IC 20 is input with a first drive signal from the microcomputer 30 and a second drive signal different from the first drive signal. Then, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal to the switching elements 11 and 12 based on the first drive signal and the second drive signal from the microcomputer 30. That is, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal to the gate of the MOSFET 11 based on the first drive signal, and outputs the second gate drive signal to the gate of the RC-IGBT12 based on the second drive signal. The first gate drive signal and the second gate drive signal correspond to drive signals.

また、本実施形態のドライバＩＣ２０は、各アーム１０におけるＭＯＳＦＥＴ１１のゲートとＲＣ－ＩＧＢＴ１２のゲートに接続されている。このため、ドライバＩＣ２０は、第１スイッチング素子群の各ゲートに第１ゲート駆動信号を出力するとともに、第２スイッチング素子群の各ゲートに第２ゲート駆動信号を出力することになる。 Further, the driver IC 20 of this embodiment is connected to the gate of the MOSFET 11 and the gate of the RC-IGBT12 in each arm 10. Therefore, the driver IC 20 outputs the first gate drive signal to each gate of the first switching element group and outputs the second gate drive signal to each gate of the second switching element group.

マイコン３０は、制御部に相当する。マイコン３０は、例えば、ＣＰＵなどの演算処理装置、プログラムやデータなどを記憶するＲＯＭやＲＡＭなどの記憶媒体としての記憶装置などを備えている。マイコン３０は、図３に示すように、ドライバＩＣ２０及び電流センサ４０と接続されている。記憶装置には、後程説明するフィードバック信号、第１閾値、第２閾値、第３閾値、キャリア周波数の設定値などが記憶されている。また、図４に示すように、マイコン３０は、機能ブロックとして、出力電流判定部３１、キャリア周波数判定部３２、駆動信号出力部３３などを備えている。 The microcomputer 30 corresponds to a control unit. The microcomputer 30 includes, for example, an arithmetic processing unit such as a CPU, and a storage device as a storage medium such as a ROM or RAM for storing programs and data. As shown in FIG. 3, the microcomputer 30 is connected to the driver IC 20 and the current sensor 40. The storage device stores a feedback signal, a first threshold value, a second threshold value, a third threshold value, a set value of the carrier frequency, and the like, which will be described later. Further, as shown in FIG. 4, the microcomputer 30 includes an output current determination unit 31, a carrier frequency determination unit 32, a drive signal output unit 33, and the like as functional blocks.

なお、後程説明するが、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させる第１駆動状態と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる第２駆動状態とがある。つまり、電力変換装置は、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替え（選択）可能に構成されていると言える。 As will be described later, the power conversion device has a first drive state in which only the MOSFET 11 is driven and a second drive state in which both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. That is, it can be said that the power conversion device is configured to be able to switch (select) between the first drive state and the second drive state.

さらに、図６に示すように、本実施形態では、一例として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動してＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値である場合に、第１駆動状態と第２駆動状態とを選択する遷移期間を設けている。この遷移期間は、キャリア周波数（スイッチング周波数）によって、第１駆動状態と第２駆動状態のうち、駆動損失が小さくなる駆動状態を選択する期間である。この駆動損失は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動損失であり、導通損失（Ｖｏｎによる損失）と、スイッチング損失に分けられる。また、遷移期間は、キャリア周波数によって幅が変わる。 Further, as shown in FIG. 6, in the present embodiment, as an example, when both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven and the current is the output current value in which the current flows through both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12, the first drive is performed. A transition period for selecting a state and a second drive state is provided. This transition period is a period for selecting a drive state in which the drive loss is small from the first drive state and the second drive state according to the carrier frequency (switching frequency). This drive loss is the drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, and is divided into a conduction loss (loss due to Von) and a switching loss. In addition, the width of the transition period changes depending on the carrier frequency.

この遷移期間は、キャリア周波数によって幅が変化する。遷移期間を設けるのは、本実施形態のようにマイコン３０でＭＯＳＦＥＴ１１、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を切り替える（図３、１２）場合に限られる。 The width of this transition period changes depending on the carrier frequency. The transition period is provided only when the microcomputer 30 switches the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 as in the present embodiment (FIGS. 3 and 12).

ところで、第１閾値、第２閾値、第３閾値は、電流閾値である。第１閾値は、アーム１０の出力電流値と比較される値であり、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動した際に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流値に相当する。例えば、第１閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流値の最大値などを採用できる。 By the way, the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value are current threshold values. The first threshold value is a value to be compared with the output current value of the arm 10, and corresponds to an output current value in which a current flows only in the MOSFET 11 when both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. For example, as the first threshold value, the maximum value of the output current value in which the current flows only in the MOSFET 11 can be adopted.

第２閾値は、キャリア周波数が第１キャリア周波数の場合に採用される閾値である。一方、第３閾値は、キャリア周波数が第２キャリア周波数の場合に採用される閾値である。第２閾値と第３閾値は、アーム１０の出力電流値と比較される値であり、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動した際に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値に相当する。例えば、第２閾値と第３閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動損失が可能な範囲で小さくなるように、シミュレーションなどによって設定される。また、第２閾値と第３閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方に電流が流れる出力電流値の最小値であっても採用できる。なお、第２閾値と第３閾値は、第１閾値よりも大きい値である。 The second threshold value is a threshold value adopted when the carrier frequency is the first carrier frequency. On the other hand, the third threshold value is a threshold value adopted when the carrier frequency is the second carrier frequency. The second threshold value and the third threshold value are values to be compared with the output current value of the arm 10, and are the output current values at which current flows through both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 when both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. Corresponds to. For example, the second threshold value and the third threshold value are set by simulation or the like so that the drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is as small as possible. Further, the second threshold value and the third threshold value can be adopted even if they are the minimum values of the output current values in which the current flows through both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. The second threshold value and the third threshold value are larger values than the first threshold value.

マイコン３０は、電流センサ４０からフィードバック信号を取得し、取得したフィードバック信号を記憶装置に記憶する。また、マイコン３０は、演算処理装置が、記憶装置に記憶されたプログラムを実行するとともに、記憶装置に記憶されたフィードバック信号（出力電流）などを用いて演算処理を実行する。 The microcomputer 30 acquires a feedback signal from the current sensor 40 and stores the acquired feedback signal in the storage device. Further, in the microcomputer 30, the arithmetic processing unit executes the program stored in the storage device, and also executes the arithmetic processing using the feedback signal (output current) stored in the storage device.

マイコン３０は、フィードバック信号及びキャリア周波数に基づいて第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。つまり、マイコン３０は、第１駆動信号及び第２駆動信号をドライバＩＣ２０に対して出力する。また、マイコン３０は、第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を個別に出力することができるように構成されている。 The microcomputer 30 outputs a first drive signal and a second drive signal (PWM signal) based on the feedback signal and the carrier frequency. That is, the microcomputer 30 outputs the first drive signal and the second drive signal to the driver IC 20. Further, the microcomputer 30 is configured to be able to output the first drive signal and the second drive signal (PWM signal) individually.

第１駆動信号は、第１ＰＷＭ信号に相当し、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動するための信号であり、ＭＯＳＦＥＴ１１の駆動を指示する信号とも言える。第２駆動信号は、第２ＰＷＭ信号に相当し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動するための信号であり、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号とも言える。このように、第２駆動信号は、第１駆動信号と異なる駆動信号である。マイコン３０は、フィードバック信号及びキャリア周波数に基づいて、第１駆動信号の出力と停止、及び第２駆動信号の出力と停止とを制御する。マイコン３０の処理動作に関しては、後程詳しく説明する。 The first drive signal corresponds to the first PWM signal, is a signal for driving the MOSFET 11, and can be said to be a signal instructing the drive of the MOSFET 11. The second drive signal corresponds to the second PWM signal, is a signal for driving the RC-IGBT12, and can be said to be a signal instructing the drive of the RC-IGBT12. As described above, the second drive signal is a drive signal different from the first drive signal. The microcomputer 30 controls the output and stop of the first drive signal and the output and stop of the second drive signal based on the feedback signal and the carrier frequency. The processing operation of the microcomputer 30 will be described in detail later.

このように、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とを個別に駆動する駆動部として、ドライバＩＣ２０とマイコン３０とを備えている。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２とを独立して駆動制御できる構成をなしている。 As described above, the power conversion device includes the driver IC 20 and the microcomputer 30 as a drive unit for individually driving the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. That is, the power conversion device has a configuration in which the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 can be independently driven and controlled.

電流センサ４０は、アーム１０の出力電流を検出する。言い換えると、電流センサ４０は、アーム１０の出力電流に対応する電気信号をマイコン３０に出力する。この電気信号は、フィードバック信号と言える。フィードバック信号は、出力電流に相当する信号である。また、フィードバック信号は、センサ信号と言い換えることもできる。 The current sensor 40 detects the output current of the arm 10. In other words, the current sensor 40 outputs an electric signal corresponding to the output current of the arm 10 to the microcomputer 30. This electric signal can be said to be a feedback signal. The feedback signal is a signal corresponding to the output current. Further, the feedback signal can be paraphrased as a sensor signal.

なお、本実施形態では、一例として、各相を流れる相電流を検出する電流センサ４０を採用している。しかしながら、本開示は、これに限定されず、ＭＯＳＦＥＴ１１の出力電流とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流とを個別に検出する素子電流センサでも採用できる。 In this embodiment, as an example, a current sensor 40 that detects the phase current flowing through each phase is adopted. However, the present disclosure is not limited to this, and can be adopted by an element current sensor that individually detects the output current of the MOSFET 11 and the output current of the RC-IGBT12.

ここで、図５、図６を用いて、電力変換装置の動作に関して説明する。マイコン３０は、所定周期で図５のフローチャートに示す処理を実行する。この所定周期は、例えば、マイコン３０が処理を実行する演算周期などを採用することができる。 Here, the operation of the power conversion device will be described with reference to FIGS. 5 and 6. The microcomputer 30 executes the process shown in the flowchart of FIG. 5 at a predetermined cycle. For this predetermined cycle, for example, an arithmetic cycle in which the microcomputer 30 executes processing can be adopted.

ステップＳ１０では、ドライバＩＣ２０に対して駆動信号を出力する。つまり、駆動信号出力部３３は、第１駆動信号と第２駆動信号をドライバＩＣ２０に出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させる。 In step S10, a drive signal is output to the driver IC 20. That is, the drive signal output unit 33 outputs the first drive signal and the second drive signal to the driver IC 20. As a result, the driver IC 20 drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.

ステップＳ２０では、出力電流が第１閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第１閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はステップＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はステップＳ４０へ進む。 In step S20, it is determined whether or not the output current is smaller than the first threshold value. The output current determination unit 31 determines whether or not the output current is smaller than the first threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40, and if it is determined to be smaller, proceeds to step S30 and determines that the output current is smaller. If not, the process proceeds to step S40.

ステップＳ３０では、ＲＣ－ＩＧＢＴの駆動を禁止する。駆動信号出力部３３は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうち、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるために、第２駆動信号を出力することなく、第１駆動信号を出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、図６に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させることなく、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させる。このように、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させる。 In step S30, driving of the RC-IGBT is prohibited. The drive signal output unit 33 outputs the first drive signal without outputting the second drive signal in order to drive only the MOSFET 11 among the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. As a result, the driver IC 20 drives the MOSFET 11 without driving the RC-IGBT 12, as shown in FIG. As described above, the microcomputer 30 drives only the MOSFET 11 in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 among the MOSFET 11 and the RC-IGBT12.

ステップＳ４０では、キャリア周波数が第１キャリア周波数か否かを判定する。つまり、キャリア周波数判定部３２は、キャリア周波数が第１キャリア周波数であるか第２キャリア周波数であるかを判定する。マイコン３０は、現在の設定値を確認して、キャリア周波数が第１キャリア周波数であるか否かを判定する。言い換えると、マイコン３０は、キャリア周波数に基づいて、第１駆動状態と第２駆動状態とを選択するための閾値として第２閾値と第３閾値のどちらを採用するかを判定する。 In step S40, it is determined whether or not the carrier frequency is the first carrier frequency. That is, the carrier frequency determination unit 32 determines whether the carrier frequency is the first carrier frequency or the second carrier frequency. The microcomputer 30 confirms the current set value and determines whether or not the carrier frequency is the first carrier frequency. In other words, the microcomputer 30 determines whether to adopt the second threshold value or the third threshold value as the threshold value for selecting the first drive state and the second drive state based on the carrier frequency.

キャリア周波数判定部３２は、キャリア周波数が第１キャリア周波数と判定した場合はステップＳ５０へ進む。また、キャリア周波数判定部３２は、第１キャリア周波数と判定しなかった場合、すなわち、第２キャリア周波数と判定した場合はステップＳ７０へ進む。 When the carrier frequency determination unit 32 determines that the carrier frequency is the first carrier frequency, the carrier frequency determination unit 32 proceeds to step S50. Further, if the carrier frequency determination unit 32 does not determine the first carrier frequency, that is, if it determines the second carrier frequency, the process proceeds to step S70.

ステップＳ５０では、出力電流が第２閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第２閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はステップＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はステップＳ６０へ進む。 In step S50, it is determined whether or not the output current is smaller than the second threshold value. The output current determination unit 31 determines whether or not the output current is smaller than the second threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40, and if it is determined to be smaller, proceeds to step S30 and determines that the output current is smaller. If not, the process proceeds to step S60.

ステップＳ６０では、ＲＣ－ＩＧＢＴを駆動する。駆動信号出力部３３は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させるために、第１駆動信号に加えて第２駆動信号を出力する。これによって、ドライバＩＣ２０は、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる。このように、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。なお、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流して電流が流れる。 In step S60, the RC-IGBT is driven. The drive signal output unit 33 outputs a second drive signal in addition to the first drive signal in order to drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. As a result, the driver IC 20 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as shown in FIG. As described above, the microcomputer 30 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 in the case of at least a part of the output current region in which the current divided by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows. When the power conversion device drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, the power converter divides the current between the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 and a current flows.

ステップＳ７０では、出力電流が第３閾値よりも小さいか否かを判定する。出力電流判定部３１は、電流センサ４０から出力されたフィードバック信号に基づいて、出力電流が第３閾値よりも小さいか否かを判定し、小さいと判定した場合はステップＳ３０へ進み、小さいと判定しなかった場合はステップＳ６０へ進む。 In step S70, it is determined whether or not the output current is smaller than the third threshold value. The output current determination unit 31 determines whether or not the output current is smaller than the third threshold value based on the feedback signal output from the current sensor 40, and if it is determined to be smaller, proceeds to step S30 and determines that the output current is smaller. If not, the process proceeds to step S60.

マイコン３０は、このようにしてインバータ回路２を駆動制御する。電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１に並列接続されたスイッチング素子としてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を使用している。この場合であっても、還流時には、ＭＯＳＦＥＴ１１の同期整流を利用する。しかしながら、電力変換装置は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２で還流する場合はＲＣ－ＩＧＢＴ１２をオンさせない方が好ましい。これは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、還流時にゲートをオンすると、駆動損失が悪化する可能性があるためである。なお、同期整流とは、還流時であってもＭＯＳＦＥＴ１１をオンさせてＭＯＳＦＥＴ１１で還流することである。 The microcomputer 30 drives and controls the inverter circuit 2 in this way. The power conversion device uses RC-IGBT12 as a switching element connected in parallel to the MOSFET 11. Even in this case, the synchronous rectification of the MOSFET 11 is used at the time of reflux. However, it is preferable that the power conversion device does not turn on the RC-IGBT12 when refluxing with the RC-IGBT12. This is because the RC-IGBT12 may worsen the drive loss when the gate is turned on at the time of reflux. Note that synchronous rectification means that the MOSFET 11 is turned on and refluxed by the MOSFET 11 even at the time of reflux.

なお、電力変換装置は、マイコン３０が処理を実行する所定周期毎に、第１駆動状態と第２駆動状態とのいずれを選択するかの判定を行う。よって、電力変換装置は、ある周期で第１駆動状態と第２駆動状態のいずれかを選択した場合、次の周期まで駆動状態を切り替えることはない。 The power conversion device determines whether to select the first drive state or the second drive state at each predetermined cycle in which the microcomputer 30 executes the process. Therefore, when the power conversion device selects either the first drive state or the second drive state in a certain cycle, the power conversion device does not switch the drive state until the next cycle.

以上のように、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動するので、合計駆動損失を低減することができる。つまり、本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の一方のみを駆動する場合よりも、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失を低減することができる。 As described above, the power conversion device drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 in at least a part of the output current range in which the current diverted by the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 flows, so that the total drive loss can be reduced. Can be done. That is, the present disclosure can reduce the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 as compared with the case of driving only one of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.

また、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。このため、電力変換装置は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動しない分、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動するよりも駆動損失を低減することができる。 Further, the power conversion device drives only the MOSFET 11 in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. Therefore, since the power conversion device does not drive the RC-IGBT12, the drive loss can be reduced as compared with driving both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12.

また、電力変換装置は、マイコン３０で第１駆動信号と第２駆動信号を生成するため、新たに駆動ＩＣを追加する必要がない。さらに、電力変換装置は、マイコン３０のクロック速度で動作する。このため、電力変換装置は、例えばμｓオーダの第１駆動信号と第２駆動信号とを生成することができる。電力変換装置は、キャリア周波数のパターンごとに電流閾値をもってＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を制御することで、合計駆動損失が最小となるように御することができる。 Further, since the power conversion device generates the first drive signal and the second drive signal by the microcomputer 30, it is not necessary to newly add a drive IC. Further, the power conversion device operates at the clock speed of the microcomputer 30. Therefore, the power conversion device can generate, for example, a first drive signal and a second drive signal on the order of μs. The power conversion device can control the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 with a current threshold value for each carrier frequency pattern so that the total drive loss is minimized.

なお、本実施形態では、スイッチング素子１１、１２をスイッチングするキャリア周波数パターンを二つ有する電力変換装置を採用する。スイッチング素子１１、１２は、第１キャリア周波数と第２キャリア周波数のいずれかでスイッチングする。しかしながら、本開示は、これに限定されない。 In this embodiment, a power conversion device having two carrier frequency patterns for switching the switching elements 11 and 12 is adopted. The switching elements 11 and 12 switch at either the first carrier frequency or the second carrier frequency. However, the present disclosure is not limited to this.

また、本実施形態では、キャリア周波数判定部３２を備えたマイコン３０を採用している。しかしながら、本開示は、キャリア周波数判定部３２を備えていないマイコン３０であっても採用できる。よって、本開示は、キャリア周波数に基づくことなく、フィードバック信号に基づいて第１駆動信号及び第２駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力してもよい。 Further, in the present embodiment, the microcomputer 30 provided with the carrier frequency determination unit 32 is adopted. However, the present disclosure can be adopted even in the microcomputer 30 which does not have the carrier frequency determination unit 32. Therefore, in the present disclosure, the first drive signal and the second drive signal (PWM signal) may be output based on the feedback signal without being based on the carrier frequency.

つまり、本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。そして、本開示は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。本開示は、このように第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えるものであれば上記効果を奏することができる。 That is, in the present disclosure, in the case of the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 among the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, only the MOSFET 11 is driven. In the present disclosure, both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven in the case of at least a part of the output current region in which the current divided by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows. The present disclosure can achieve the above effect as long as it switches between the first drive state and the second drive state in this way.

また、電力変換装置は、電圧を昇圧するコンバータ回路、電圧を降圧するコンバータ回路、電圧を昇降圧するコンバータ回路などにも適用することができる。この場合、電力変換装置は、上記と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、コンバータの駆動損失を低減することができる。 Further, the power conversion device can also be applied to a converter circuit for stepping up a voltage, a converter circuit for stepping down a voltage, a converter circuit for stepping up and down a voltage, and the like. In this case, the power conversion device can achieve the same effect as described above. That is, the power converter can reduce the drive loss of the converter.

以上、本開示の好ましい実施形態について説明した。しかしながら、本開示は、上記実施形態に何ら制限されることはなく、本開示の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の変形が可能である。以下に、本開示のその他の形態として、変形例１～４、第２～第１３施形態に関して説明する。上記実施形態及び変形例１～４、第２～第１３実施形態は、それぞれ単独で実施することも可能であるが、適宜組み合わせて実施することも可能である。本開示は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能で The preferred embodiments of the present disclosure have been described above. However, the present disclosure is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present disclosure. Hereinafter, as other embodiments of the present disclosure, modifications 1 to 4 and second to thirteenth embodiments will be described. The above-described embodiment and the modified examples 1 to 4 and the second to thirteenth embodiments can be carried out individually, but can also be carried out in combination as appropriate. The present disclosure is not limited to the combinations shown in the embodiments, but can be carried out by various combinations.

（変形例１）
変形例１は、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を決定する点が上記実施形態と異なる。第２電流閾値は、第１電流閾値よりも大きい値である。また、両電流閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２と駆動損失に基づいて設定されている。第１電流閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２が同じＶｏｎとなるときの電流値とする。また、第２電流閾値は、スイッチング損も考慮してトータルの駆動損失が最小となる電流値とする。なお、スイッチング損失は、キャリア周波数によって変化するため、遷移期間を設けている。 (Modification 1)
The first modification is different from the above embodiment in that the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is determined according to the comparison result between the feedback signal and the first current threshold value and the second current threshold value in the transition period. The second current threshold is a value larger than the first current threshold. Further, both current threshold values are set based on the MOSFET 11, the RC-IGBT 12, and the drive loss. The first current threshold value is the current value when the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 have the same Von. Further, the second current threshold value is a current value that minimizes the total drive loss in consideration of switching loss. Since the switching loss changes depending on the carrier frequency, a transition period is provided.

マイコン３０は、遷移期間においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失が低減するように、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるのか、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のみを駆動させるか、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる。 During the transition period, the microcomputer 30 drives only the MOSFET 11 or only the RC-IGBT 12 or drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 so that the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is reduced. ..

変形例１であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。また、電力変換装置は、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１が低電流側でしか駆動しないため、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対してスイッチング速度を上げることがで Even in the first modification, the same effect as that of the above embodiment can be obtained. Further, as shown in FIG. 7, in the power conversion device, since the MOSFET 11 is driven only on the low current side, the switching speed can be increased with respect to the RC-IGBT12.

（変形例２）
変形例２は、アーム１０ａの構成が上記実施形態と異なる。図８に示すように、アーム１０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＩＧＢＴ１２ａとが並列接続されている。ＩＧＢＴ１２ａは、第２スイッチング素子に相当する。ＩＧＢＴ１２ａは、Ｓｉを主成分として構成されている。アーム１０ａは、上記実施形態と同様にインバータ回路やコンバータ回路に適用することができる。変形例２であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することがで (Modification 2)
In the second modification, the configuration of the arm 10a is different from that of the above embodiment. As shown in FIG. 8, in the arm 10a, the MOSFET 11 and the IGBT 12a are connected in parallel. The IGBT 12a corresponds to the second switching element. The IGBT 12a is composed of Si as a main component. The arm 10a can be applied to an inverter circuit or a converter circuit as in the above embodiment. Even in the second modification, the same effect as that of the above embodiment can be obtained.

（変形例３）
図９に示すように、アーム１０ａをインバータ回路２ａに適用した例を採用する。変形例３は、インバータ回路２ａの構成が上記実施形態と異なる。インバータ回路２ａは、アーム１０のかわりに、変形例１のアーム１０ａを備えている点がインバータ回路２と異なる。よって、上下アーム回路１ａは、直列に接続された２つのアーム１０ａを含んでいる。このように、アーム１０ａを備えたインバータ回路は、還流時にＭＯＳＦＥＴ１１の内蔵ダイオードや同期整流を利用する。この変形例３であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することがで (Modification 3)
As shown in FIG. 9, an example in which the arm 10a is applied to the inverter circuit 2a is adopted. In the third modification, the configuration of the inverter circuit 2a is different from that of the above embodiment. The inverter circuit 2a is different from the inverter circuit 2 in that the arm 10a of the modification 1 is provided instead of the arm 10. Therefore, the upper and lower arm circuits 1a include two arms 10a connected in series. As described above, the inverter circuit provided with the arm 10a utilizes the built-in diode of the MOSFET 11 and the synchronous rectification at the time of reflux. Even in this modification 3, the same effect as that of the above embodiment can be obtained.

（変形例４）
変形例４は、アーム１０ｂの構成が上記第２実施形態と異なる。図１０に示すように、アーム１０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＩＧＢＴ１２ａとＦＷＤ１２ｂとが並列接続されている。ＩＧＢＴ１２ａとＦＷＤ１２ｂとは、別素子である。アーム１０ｂは、上記実施形態と同様にインバータ回路やコンバータ回路に適用することができる。変形例４であっても、上記実施形態と同様の効果を奏すること１がで (Modification example 4)
In the modified example 4, the configuration of the arm 10b is different from that of the second embodiment. As shown in FIG. 10, in the arm 10b, the MOSFET 11 and the IGBT 12a and the FWD 12b are connected in parallel. The IGBT 12a and the FWD 12b are separate elements. The arm 10b can be applied to an inverter circuit or a converter circuit as in the above embodiment. Even in the modified example 4, it is possible to obtain the same effect as that of the above embodiment.

（第２実施形態）
図１１、図１２を用いて、第２実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、マイコン３０ａが出力する信号とドライバＩＣ２０ａの動作が上記実施形態と異なる。その他の点に関しては、上記実施形態と同様であるため、上記実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。 (Second Embodiment)
The power conversion device of the second embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12. In this embodiment, the signal output by the microcomputer 30a and the operation of the driver IC 20a are different from those in the above embodiment. Since the other points are the same as those of the above embodiment, the above embodiment can be applied. Further, in the present embodiment, the above-mentioned modification can also be applied.

図１１、図１２に示すように、電力変換装置は、駆動部として、マイコン３０ａとドライバＩＣ２０ａとを備えている。マイコン３０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する駆動信号（ＰＷＭ信号）と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうち駆動させる素子を切り替える切替信号とを出力する。マイコン３０ａは、例えば、駆動信号として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を区別することなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号を出力。つまり、マイコン３０ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれに対応した第１駆動信号と第２駆動信号とを出力するのではなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２に共通の駆動信号を出力する。 As shown in FIGS. 11 and 12, the power conversion device includes a microcomputer 30a and a driver IC 20a as a drive unit. The microcomputer 30a outputs a drive signal (PWM signal) instructing the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, and a switching signal for switching the element to be driven among the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. For example, the microcomputer 30a outputs a signal instructing the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 as a drive signal without distinguishing between the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. That is, the microcomputer 30a does not output the first drive signal and the second drive signal corresponding to the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, but outputs the drive signal common to the MOSFET 11 and the RC-IGBT12.

また、マイコン３０ａは、切替信号として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す信号、または、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す信号を出力する。なお、マイコン３０ａは、切替信号として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１を停止させてＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させることを示す信号を出力してもよい。 Further, as a switching signal, the microcomputer 30a outputs, for example, a signal indicating that the MOSFET 11 is driven to stop the RC-IGBT 12, or a signal indicating that both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven. The microcomputer 30a may output, for example, a signal indicating that the MOSFET 11 is stopped to drive the RC-IGBT12 as a switching signal.

マイコン３０ａは、フィードバック信号に基づいて、駆動信号と切替信号とを出力する。言い換えると、マイコン３０ａは、フィードバック信号に基づいて、駆動信号を出力するとともに、フィードバック信号に応じた駆動状態となるように切替信号を出力する。 The microcomputer 30a outputs a drive signal and a switching signal based on the feedback signal. In other words, the microcomputer 30a outputs a drive signal based on the feedback signal, and also outputs a switching signal so that the drive state corresponds to the feedback signal.

このように、マイコン３０ａは、第１駆動信号と第２駆動信号とを出力して、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えるのではなく、切替信号を出力して、第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替える。つまり、マイコン３０ａは、図５のフローチャートと同様の処理を実行するものであるが、ステップＳ３０に進む場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す切替信号を出力する。また、マイコン３０ａは、ステップＳ６０に進む場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す切替信号を出力する。 In this way, the microcomputer 30a does not output the first drive signal and the second drive signal to switch between the first drive state and the second drive state, but outputs the switching signal to the first drive state. And the second drive state. That is, the microcomputer 30a executes the same processing as the flowchart of FIG. 5, but outputs a switching signal indicating that the MOSFET 11 is driven and the RC-IGBT12 is stopped when proceeding to step S30. Further, the microcomputer 30a outputs a switching signal indicating that both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven when proceeding to the step S60.

ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と切替信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に第１ゲート駆動信号を出力するとともに、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に第２ゲート駆動信号を出力する。つまり、ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と、ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動させＲＣ－ＩＧＢＴ１２を停止させることを示す切替信号とが入力されると、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力する。また、ドライバＩＣ２０ａは、駆動信号と、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させることを示す切替信号とが入力されると、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号とを出力する。 The driver IC 20a outputs the first gate drive signal to the MOSFET 11 and outputs the second gate drive signal to the RC-IGBT12 based on the drive signal and the switching signal. That is, when the drive signal and the switching signal indicating that the MOSFET 11 is driven and the RC-IGBT12 is stopped are input, the driver IC 20a outputs the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal. do. Further, when the drive signal and the switching signal indicating that both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are driven are input, the driver IC 20a outputs the first gate drive signal and the second gate drive signal.

よって、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。 Therefore, the power conversion device of this embodiment can operate in the same manner as that of the first embodiment. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can have the same effect as the power conversion device of the first embodiment.

なお、マイコン３０ａは、第１実施形態のように、遷移期間において、フィードバック信号に加えてキャリア周波数に基づいて、切替信号を出力してもよい。また、マイコン３０ａは、変形例１のように、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、切替信号を出力しても The microcomputer 30a may output a switching signal based on the carrier frequency in addition to the feedback signal during the transition period as in the first embodiment. Further, even if the microcomputer 30a outputs a switching signal according to the comparison result between the feedback signal and the first current threshold value and the second current threshold value in the transition period as in the first modification.

（第３実施形態）
図１３、図１４、図１５を用いて、第３実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、マイコン３０ｂが出力する信号とドライバＩＣ２０ｂの動作が上記実施形態と異なる。その他の点に関しては、上記第１実施形態と同様であるため、上記第１実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。 (Third Embodiment)
A power conversion device according to a third embodiment will be described with reference to FIGS. 13, 14, and 15. In this embodiment, the signal output by the microcomputer 30b and the operation of the driver IC 20b are different from those in the above embodiment. Since the other points are the same as those of the first embodiment, the first embodiment can be applied. Further, in the present embodiment, the above-mentioned modification can also be applied.

図１３、図１４に示すように、電力変換装置は、駆動部として、マイコン３０ｂとドライバＩＣ２０ｂとを備えている。マイコン３０ｂは、マイコン３０ａと同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する駆動信号を出力する。マイコン３０ｂは、例えば、駆動信号として、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を区別することなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を指示する信号を出力。つまり、マイコン３０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれに対応した第１駆動信号と第２駆動信号とを出力するのではなく、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２に共通の駆動信号を出力する。 As shown in FIGS. 13 and 14, the power conversion device includes a microcomputer 30b and a driver IC 20b as a drive unit. Similar to the microcomputer 30a, the microcomputer 30b outputs a drive signal instructing the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. For example, the microcomputer 30b outputs a signal instructing the drive of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 as a drive signal without distinguishing between the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. That is, the microcomputer 30b does not output the first drive signal and the second drive signal corresponding to the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, but outputs the drive signal common to the MOSFET 11 and the RC-IGBT12.

図１４に示すように、ドライバＩＣ２０ｂは、電流センサ４０からのフィードバック信号が入力される。ドライバＩＣ２０ｂは、駆動信号が入力された場合、フィードバック信号に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のそれぞれにゲート駆動信号を出力する。 As shown in FIG. 14, a feedback signal from the current sensor 40 is input to the driver IC 20b. When the drive signal is input, the driver IC 20b outputs a gate drive signal to each of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 based on the feedback signal.

詳述すると、ドライバＩＣ２０ｂは、アーム１０のＭＯＳＦＥＴ１１の出力電流に対応する電気信号である第１フィードバック信号と、アーム１０のＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流に対応する電気信号である第２フィードバック信号とが入力される。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、第１フィードバック信号と第２フィードバック信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に対する第１ゲート駆動信号の出力と停止、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対する第２ゲート駆動信号の出力と停止を行う。 More specifically, the driver IC 20b has a first feedback signal which is an electric signal corresponding to the output current of the MOSFET 11 of the arm 10 and a second feedback signal which is an electric signal corresponding to the output current of the RC-IGBT12 of the arm 10. Entered. Then, the driver IC 20b outputs and stops the first gate drive signal to the MOSFET 11 and outputs and stops the second gate drive signal to the RC-IGBT12 based on the first feedback signal and the second feedback signal.

つまり、ドライバＩＣ２０ｂは、第１フィードバック信号が、第１閾値となるまでは、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。ドライバＩＣ２０ｂは、第１閾値を超えた場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。ドライバＩＣ２０ｂは、第２フィードバック信号により電流が流れていないことを示す閾値に達した場合、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。 That is, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and drives only the MOSFET 11 until the first feedback signal reaches the first threshold value. When the first threshold value is exceeded, the driver IC 20b drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. When the driver IC 20b reaches a threshold value indicating that no current is flowing due to the second feedback signal, the driver IC 20b outputs a first gate drive signal to drive only the MOSFET 11.

このように、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動できる。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号を出力して、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動できる。 As described above, in the case of the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal and outputs only the MOSFET 11. Can be driven. Then, the driver IC 20b outputs both the first gate drive signal and the second gate drive signal in the case of at least a part of the output current range in which the current divided by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows, and both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are output. Can be driven.

よって、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。 Therefore, the power conversion device of this embodiment can operate in the same manner as that of the first embodiment. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can have the same effect as the power conversion device of the first embodiment.

また、本実施形態の電力変換装置は、ドライバＩＣ２０ｂ（ハード）で第１駆動状態と第２駆動状態との切り替えを行うことができる。このため、マイコン３０ｂは、スイッチング素子毎に駆動信号を出力したり、切替信号を出力したりする必要がない。また、本実施形態の電力変換装置は、駆動切替えをマイコンで実施する必要がないので、ソフトを修正する必要がなく、切り替え制御を実施していないインバータで採用しているマイコン及びソフトと共用できる。さらに、本実施形態の電力変換装置は、マイコン３０が処理を実行する所定周期に関係なく第１駆動状態と第２駆動状態とを切り替えることができる。よって、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置よりも、第１駆動状態と第２駆動状態とを細かく切り替えることができる。 Further, the power conversion device of the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state by the driver IC 20b (hardware). Therefore, the microcomputer 30b does not need to output a drive signal or output a switching signal for each switching element. Further, since the power conversion device of the present embodiment does not need to perform drive switching with a microcomputer, it is not necessary to modify the software and can be shared with the microcomputer and software used in the inverter that does not perform switching control. .. Further, the power conversion device of the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state regardless of the predetermined cycle in which the microcomputer 30 executes the process. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can switch between the first drive state and the second drive state more finely than the power conversion device of the first embodiment.

また、本実施形態の電力変換装置では、変形例１と同様に、遷移期間において、フィードバック信号と、第１電流閾値及び第２電流閾値との比較結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を決定してもよい。 Further, in the power conversion device of the present embodiment, similarly to the first modification, the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 are driven according to the comparison result between the feedback signal and the first current threshold value and the second current threshold value in the transition period. May be determined.

ドライバＩＣ２０ｂは、遷移期間においては、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の合計駆動損失が低減するように、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させるか、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２両方を駆動させる。例えば、ドライバＩＣ２０ｂは、フィードバック信号が第１電流閾値と第２電流閾値の間である場合はＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動させ、フィードバック信号が第１電流閾値と第２電流閾値の間でない場合はＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２両方を駆動させる。 During the transition period, the driver IC 20b drives only the MOSFET 11 or drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 so that the total drive loss of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 is reduced. For example, the driver IC 20b drives only the MOSFET 11 when the feedback signal is between the first current threshold and the second current threshold, and when the feedback signal is not between the first current threshold and the second current threshold, the MOSFET 11 and RC. -Drive both IGBTs 12.

このようにすることで、変形例１と同様の効果を奏することがで By doing so, it is possible to achieve the same effect as in Modification 1.

（第４実施形態）
図１６を用いて、第４実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、相電流を検出する電流センサ４０からフィードバック信号が出力されている点が第３実施形態と異なる。その他の点に関しては、第３実施形態と同様であるため、上記第３実施形態を適用することができる。また、本実施形態では、上記変形例を適用することもできる。 (Fourth Embodiment)
A power conversion device according to a fourth embodiment will be described with reference to FIG. The present embodiment is different from the third embodiment in that a feedback signal is output from the current sensor 40 that detects the phase current. Since the other points are the same as those of the third embodiment, the third embodiment can be applied. Further, in the present embodiment, the above-mentioned modification can also be applied.

ドライバＩＣ２０ｃは、フィードバック信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１に対する第１ゲート駆動信号の出力と停止、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２に対する第２ゲート駆動信号の出力と停止を行う。 The driver IC 20c outputs and stops the first gate drive signal to the MOSFET 11 and outputs and stops the second gate drive signal to the RC-IGBT12 based on the feedback signal.

つまり、ドライバＩＣ２０ｂは、フィードバック信号が、第１閾値となるまでは、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動する。一方、ドライバＩＣ２０ｂは、第１閾値を超えた場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。 That is, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal and drives only the MOSFET 11 until the feedback signal reaches the first threshold value. On the other hand, when the first threshold value is exceeded, the driver IC 20b drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12.

このように、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のうちＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域の場合、第２ゲート駆動信号を出力することなく、第１ゲート駆動信号を出力してＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動できる。そして、ドライバＩＣ２０ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号を出力して、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動できる。 As described above, in the case of the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, the driver IC 20b outputs the first gate drive signal without outputting the second gate drive signal and outputs only the MOSFET 11. Can be driven. Then, the driver IC 20b outputs both the first gate drive signal and the second gate drive signal in the case of at least a part of the output current range in which the current divided by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows, and both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are output. Can be driven.

よって、本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態と同様に動作することができる。このため、本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することがで Therefore, the power conversion device of this embodiment can operate in the same manner as that of the third embodiment. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can have the same effect as the power conversion device of the third embodiment.

（第５実施形態）
図１７を用いて、第５実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態は、アーム１０ｃの構成が第１実施形態の変形例２と異なる。 (Fifth Embodiment)
The power conversion device of the fifth embodiment will be described with reference to FIG. In this embodiment, the configuration of the arm 10c is different from the modification 2 of the first embodiment.

第５実施形態では、図１１に示すように、第１スイッチング素子として第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２、第２スイッチング素子として第１ＩＧＢＴ１２１と第２ＩＧＢＴ１２２とを備えている例を採用している。第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１と同様である。第１ＩＧＢＴ１２１と第２ＩＧＢＴ１２２は、ＩＧＢＴ１２ａと同様である。 In the fifth embodiment, as shown in FIG. 11, an example is adopted in which the first MOSFET 111 and the second MOSFET 112 are provided as the first switching element, and the first IGBT 121 and the second IGBT 122 are provided as the second switching element. The first MOSFET 111 and the second MOSFET 112 are the same as the MOSFET 11. The first IGBT 121 and the second IGBT 122 are the same as the IGBT 12a.

アーム１０ｃは、高電位側に共通配線６０が接続されている。この共通配線６０は、第１分岐配線６１と第２分岐配線６２とに分岐している。第１分岐配線６１は、共通配線６０からＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２側に分岐して、第１ＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２に接続されている。第２分岐配線６２は、共通配線６０からＩＧＢＴ１２１、１２２側に分岐して、第１ＩＧＢＴ１２１、１２２に接続されている。 A common wiring 60 is connected to the arm 10c on the high potential side. The common wiring 60 is branched into a first branch wiring 61 and a second branch wiring 62. The first branch wiring 61 branches from the common wiring 60 to the MOSFETs 111 and 112 and is connected to the first MOSFETs 111 and 112. The second branch wiring 62 branches from the common wiring 60 to the IGBT 121, 122 side and is connected to the first IGBT 121, 122.

第１インダクタンスＬ１は、共通配線６０の配線インダクタンスである。第２インダクタンスＬ２は、第１分岐配線６１の配線インダクタンスである。第３インダクタンスＬ３は、第２分岐配線６２の配線インダクタンスである。 The first inductance L1 is the wiring inductance of the common wiring 60. The second inductance L2 is the wiring inductance of the first branch wiring 61. The third inductance L3 is the wiring inductance of the second branch wiring 62.

なお、本実施形態では、共通配線６０と第１分岐配線６１とをＭＯＳＦＥＴの主回路と称し、共通配線６０と第２分岐配線６２とをＩＧＢＴの主回路と称する。よって、ＭＯＳＦＥＴの主回路インダクタンスは、Ｌ１＋Ｌ２となる。一方、ＩＧＢＴの主回路インダクタンスは、Ｌ１＋Ｌ３となる。 In this embodiment, the common wiring 60 and the first branch wiring 61 are referred to as the main circuit of the MOSFET, and the common wiring 60 and the second branch wiring 62 are referred to as the main circuit of the IGBT. Therefore, the main circuit inductance of the MOSFET is L1 + L2. On the other hand, the main circuit inductance of the IGBT is L1 + L3.

電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ２がＬ１＋Ｌ３よりも小さいと、低電流時の駆動損失を小さくすることができるので好ましい。つまり、上記のように、電力変換装置は、第１スイッチング素子のみに電流が流れる低電流時は第１スイッチング素子のみを駆動させる。このため、電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ２をＬ１＋Ｌ３よりも小さいくすることで、第１ＭＯＳＦＥＴ１１１と第２ＭＯＳＦＥＴ１１２のみを駆動する際の駆動損失を小さくすることができる。また、例えばハイブリッド車に搭載された動力源としてのモータジェネレータ１００を駆動するインバータ回路に適用した場合、電力変換装置は、街乗りの運転状態や、燃費に効いてくる運転状態の時に、駆動損失を小さくすることができる。 It is preferable that L1 + L2 is smaller than L1 + L3 in the power conversion device because the drive loss at low current can be reduced. That is, as described above, the power conversion device drives only the first switching element at the time of low current when the current flows only in the first switching element. Therefore, the power conversion device can reduce the drive loss when driving only the first MOSFET 111 and the second MOSFET 112 by making L1 + L2 smaller than L1 + L3. Further, for example, when applied to an inverter circuit for driving a motor generator 100 as a power source mounted on a hybrid vehicle, the power conversion device has a drive loss in a city riding state or a driving state that is effective for fuel efficiency. Can be made smaller.

また、電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ３がＬ１＋Ｌ２よりも小さいと、大電流時の駆動損失を小さくすることができるので好ましい。つまり、上記のように、電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両方に電流が流れる大電流時は第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を駆動させる。このため、電力変換装置は、Ｌ１＋Ｌ３をＬ１＋Ｌ２よりも小さくすることで、ＭＯＳＦＥＴ１１１、１１２とＩＧＢＴ１２１、１２２を駆動する際の、ＩＧＢＴ１２１、１２２の駆動損失を小さくすることができる。これによって、電力変換装置は、ＩＧＢＴ１２１、１２２の素子サイズを小さくすることもできる。つまり、電力変換装置は、ＩＧＢＴ１２１、１２２の素子サイズを小さくすることもできる。 Further, in the power conversion device, when L1 + L3 is smaller than L1 + L2, the drive loss at the time of a large current can be reduced, which is preferable. That is, as described above, the power conversion device drives the first switching element and the second switching element when the current flows through both the first switching element and the second switching element. Therefore, the power conversion device can reduce the drive loss of the IGBTs 121 and 122 when driving the MOSFETs 111 and 112 and the IGBTs 121 and 122 by making L1 + L3 smaller than L1 + L2. As a result, the power conversion device can also reduce the element size of the IGBTs 121 and 122. That is, the power conversion device can also reduce the element size of the IGBTs 121 and 122.

なお、本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様に動作する。よって、本実施形態の電力変換装置は、第３実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することがで The power conversion device of this embodiment operates in the same manner as that of the first embodiment. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can have the same effect as the power conversion device of the third embodiment.

（第６実施形態）
図１８、図１９を用いて、第６実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第１実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では、第１実施形態と同様の箇所関しては、第１実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、主に、スイッチング回数を少なくする場合の制御内容が第１実施形態と異なる。 (Sixth Embodiment)
A power conversion device according to a sixth embodiment will be described with reference to FIGS. 18 and 19. In this embodiment, the differences from the first embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the first embodiment can be applied to the same parts as those of the first embodiment. This embodiment mainly differs from the first embodiment in the control content when the number of switchings is reduced.

なお、本実施形態では、一例として、第１スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用し、第２スイッチング素子としてＲＣ－ＩＧＢＴを採用する。ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、特許請求の範囲におけるＩＧＢＴに相当する。しかしながら、本開示は、これに限定されない。また、図１９は、図６と同様のＭＯＳＦＥＴ１１及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２の特性を示している。後ほど説明する図２１，図２７に関しても同様である。 In this embodiment, as an example, a MOSFET is adopted as the first switching element, and an RC-IGBT is adopted as the second switching element. RC-IGBT12 corresponds to the IGBT in the claims. However, the present disclosure is not limited to this. Further, FIG. 19 shows the characteristics of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 similar to those in FIG. The same applies to FIGS. 21 and 27, which will be described later.

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、図１８に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２もしくはＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧Ｖｏｎを検出する電圧センサを備えている。言い換えると、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２もしくはＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧Ｖｏｎを取得可能に構成されている。このため、本実施形態のマイコン３０は、第１実施形態のマイコン３０における出力電流判定部３１のかわりに、オン電圧判定部を備えているとみなすことができる。なお、電圧センサは、周知のものを採用することができる。 Similar to the first embodiment, the power conversion device of the present embodiment includes an inverter circuit 2 including an arm 10 corresponding to a switching unit, a driver IC 20 corresponding to a drive unit, and a microcomputer 30. Further, as shown in FIG. 18, the power conversion device includes a voltage sensor that detects the on-voltage Von of the RC-IGBT12 or the MOSFET 11. In other words, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the on-voltage Von of the RC-IGBT12 or the MOSFET11. Therefore, it can be considered that the microcomputer 30 of the present embodiment includes an on-voltage determination unit instead of the output current determination unit 31 of the microcomputer 30 of the first embodiment. As the voltage sensor, a well-known one can be adopted.

電力変換装置は、一例として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。駆動損失は、ゲート入力電荷量Ｑｇが大きいほど大きくなる。このため、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きい。 As an example, the RC-IGBT12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET11. The drive loss increases as the gate input charge amount Qg increases. Therefore, the RC-IGBT12 has a larger drive loss than the MOSFET11.

電力変換装置は、第３駆動状態と第４駆動状態とがある。第３駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数の方が少ない状態である。第４駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数とＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数が同じ状態である。このように、第３駆動状態と第４駆動状態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動させる駆動状態である。よって、マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態と第４駆動状態とで切り替える。なお、第３駆動状態のようにＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動制御することを第３駆動制御とも言える。同様に、第４駆動状態のようにＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動制御することを第４駆動制御とも言える。 The power conversion device has a third drive state and a fourth drive state. The third drive state is a state in which the number of switching times of the RC-IGBT 12 is smaller than the number of switching times of the MOSFET 11. In the fourth drive state, the number of switchings of the MOSFET 11 and the number of switchings of the RC-IGBT12 are the same. As described above, the third drive state and the fourth drive state are drive states that drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. Therefore, the microcomputer 30 switches the drive state between the third drive state and the fourth drive state. It can be said that the drive control of the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 as in the third drive state is also referred to as the third drive control. Similarly, driving and controlling the MOSFET 11 and the RC-IGBT12 as in the fourth drive state can be said to be the fourth drive control.

マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎを取得すると、オン電圧Ｖｏｎと電圧閾値とを比較する。電圧閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定するための閾値である。マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定する。言い換えると、電圧閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域であるか否かを判定するための閾値である。よって、マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域であると判定する。つまり、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧がＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片以下の電圧領域は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と言い換えることができる。なお、ＲＣ－ＩＢＧＴ１２のオン電圧の切片は、図１９における閾値と記載している箇所である。 When the microcomputer 30 acquires the on-voltage Von, the microcomputer 30 compares the on-voltage Von with the voltage threshold value. The voltage threshold value is a threshold value for determining whether or not the current is in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. When the on-voltage Von does not reach the voltage threshold value, that is, when the on-voltage Von is less than the voltage threshold value, the microcomputer 30 determines that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11. In other words, the voltage threshold is a threshold for determining whether or not the on-voltage of the MOSFET 11 is in the voltage region below the section of the on-voltage of the RC-IBGT12. Therefore, the microcomputer 30 determines that the on-voltage of the MOSFET 11 is in the voltage region below the intercept of the on-voltage of the RC-IBGT 12 when the on-voltage Von does not reach the voltage threshold value, that is, when the on-voltage Von is less than the voltage threshold value. judge. That is, the voltage region in which the on-voltage of the MOSFET 11 is equal to or less than the intercept of the on-voltage of the RC-IBGT12 can be rephrased as the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. The intercept of the on-voltage of RC-IBGT12 is the part described as the threshold value in FIG.

そして、図１９に示すように、マイコン３０は、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。具体的には、マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする。特に、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に限って、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくしてもよい。なお、図１９の閾値は、電圧閾値である。 Then, as shown in FIG. 19, when the on-voltage Von is less than the voltage threshold value, the microcomputer 30 determines that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11, and reduces the number of switching times of the RC-IGBT12. Specifically, the microcomputer 30 sets the drive state as the third drive state, and reduces the number of switching times of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of switching times of the MOSFET 11. In particular, the microcomputer 30 may reduce the number of switching times of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of switching times of the MOSFET 11 only when it is determined that the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11 is determined. The threshold value in FIG. 19 is a voltage threshold value.

さらに、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動させる際に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなかった場合は、駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動してもよい。電力変換装置は、第１実施形態と同様、合計駆動損失を低減することができる。 Further, when the microcomputer 30 drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT12, if it does not determine that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11, the driving state is set to the fourth drive state. That is, the microcomputer 30 may drive both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 in the case of at least a part of the output current region in which the current divided by the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 flows. The power conversion device can reduce the total drive loss as in the first embodiment.

また、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなった場合よりも、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすとも言える。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定しなった場合のＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数よりも、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合のＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。 Further, it can be said that the microcomputer 30 reduces the number of switching times of the RC-IGBT12 when it is determined that the output current region where the current flows only in the MOSFET 11 is not determined as the output current region where the current flows only in the MOSFET 11. That is, the microcomputer 30 switches the RC-IGBT12 when it is determined that the current is flowing only in the MOSFET 11 rather than the number of times the RC-IGBT12 is switched when it is determined that the current is flowing only in the MOSFET 11. Reduce the number of times.

電力変換装置は、このようにＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を少なくする分、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を少なくしない場合よりも駆動損失を低減することができる。また、電力変換装置は、オン電圧をダイレクトにモニタして、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすか否かを判定しているため、駆動状態を高精度に第３駆動状態とすることができる。さらに、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きいＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。さらに、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に限って、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくすることで、効率的に駆動損失を低減することができる。言い換えると、ＭＯＳＦＥＴ１１の負荷が増えることを抑制しつつ、駆動損失を低減することができる。 The power conversion device can reduce the drive loss by reducing the number of switching times of the RC-IGBT12 as compared with the case where the number of switching times of the RC-IGBT12 is not reduced. Further, since the power conversion device directly monitors the on-voltage and determines whether or not to reduce the switching frequency of the RC-IGBT12, the drive state can be set to the third drive state with high accuracy. Further, since the power conversion device reduces the number of switchings of the RC-IGBT12, which has a larger drive loss than the MOSFET 11, the drive loss can be reduced with great effect. Further, the microcomputer 30 can efficiently reduce the drive loss by reducing the number of switching times of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of switching times of the MOSFET 11 only when it is determined that the current is in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11. Can be done. In other words, the drive loss can be reduced while suppressing the increase in the load of the MOSFET 11.

また、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみを駆動することで、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らしてもよい。つまり、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定した場合に、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の駆動を停止することで、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする。電力変換装置は、これによって駆動損失をより一層低減することができる。 Further, the microcomputer 30 may reduce the number of switching times of the RC-IGBT12 by driving only the MOSFET 11. That is, when the microcomputer 30 determines that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11, the microcomputer 30 stops driving the RC-IGBT 12 so that the number of switching times of the RC-IGBT 12 is smaller than the number of switching times of the MOSFET 11. The power conversion device can further reduce the drive loss.

（第７実施形態）
図２０、図２１を用いて、第７実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第１実施形態や第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では、第１実施形態や第６実施形態と同様の箇所に関しては、第１実施形態や第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定する方法が第６実施形態と異なる。 (7th Embodiment)
A power conversion device according to a seventh embodiment will be described with reference to FIGS. 20 and 21. In this embodiment, the differences from the first embodiment and the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the first embodiment and the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the first embodiment and the sixth embodiment. The present embodiment differs from the sixth embodiment in the method of determining whether or not the current is in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11.

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態や第６実施形態と同様、スイッチング部に相当するアーム１０を含むインバータ回路２と、駆動部に相当するドライバＩＣ２０及びマイコン３０とを備えている。また、電力変換装置は、図２０に示すように、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流を検出する電流センサを備えている。言い換えると、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流を取得可能に構成されている。このため、本実施形態のマイコン３０は、第１実施形態のマイコン３０と同様、出力電流判定部３１を備えている。 Similar to the first embodiment and the sixth embodiment, the power conversion device of the present embodiment includes an inverter circuit 2 including an arm 10 corresponding to a switching unit, a driver IC 20 corresponding to a driving unit, and a microcomputer 30. .. Further, as shown in FIG. 20, the power conversion device includes a current sensor that detects the output current of the RC-IGBT12. In other words, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the output current of the RC-IGBT12. Therefore, the microcomputer 30 of the present embodiment includes an output current determination unit 31 like the microcomputer 30 of the first embodiment.

マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の出力電流の検出値を取得し、出力電流からＲＣ－ＩＧＢＴ１２のオン電圧Ｖｏｎを推定する。マイコン３０は、出力電流とオン電圧Ｖｏｎの関係式や、出力電流とオン電圧Ｖｏｎのマップなどを用いて、オン電圧Ｖｏｎを推定することができる。なお、マイコン３０が推定したオン電圧Ｖｏｎの値は、推定値と言える。 The microcomputer 30 acquires the detected value of the output current of the RC-IGBT12, and estimates the on-voltage Von of the RC-IGBT12 from the output current. The microcomputer 30 can estimate the on-voltage Von by using the relational expression between the output current and the on-voltage Von, the map of the output current and the on-voltage Von, and the like. The value of the on-voltage Von estimated by the microcomputer 30 can be said to be an estimated value.

ところで、出力電流とオン電圧Ｖｏｎの関係は、温度特定を持っている。このため、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を考慮して推定値を求めてもよい。この場合、マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を取得可能に構成とする。マイコン３０は、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２に設けられた温度センサやＲＣ－ＩＧＢＴ１２の周辺に設けられた温度センサから素子温度を取得することができる。 By the way, the relationship between the output current and the on-voltage Von has temperature specification. Therefore, the microcomputer 30 may obtain an estimated value in consideration of the element temperature of the RC-IGBT12. In this case, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the element temperature of the RC-IGBT12. The microcomputer 30 can acquire the element temperature from the temperature sensor provided in the RC-IGBT12 and the temperature sensor provided around the RC-IGBT12.

そして、マイコン３０は、素子温度を取得し、素子温度に応じて推定値を切り替える。言い換えると、マイコン３０は、上記関係式やマップに加えて、素子温度に応じて推定値を推定する。素子温度を考慮した推定値は、出力電流とオン電圧Ｖｏｎと素子温度の関係式や、出力電流とオン電圧Ｖｏｎと素子温度のマップなどを用いて求めることができる。これによって、電力変換装置は、素子温度を考慮しない場合よりも高精度に推定値を求めることができる。 Then, the microcomputer 30 acquires the element temperature and switches the estimated value according to the element temperature. In other words, the microcomputer 30 estimates the estimated value according to the element temperature in addition to the above relational expression and the map. The estimated value considering the element temperature can be obtained by using the relational expression between the output current and the on-voltage Von and the element temperature, the map of the output current and the on-voltage Von and the element temperature, and the like. As a result, the power conversion device can obtain the estimated value with higher accuracy than when the element temperature is not taken into consideration.

なお、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２などを冷却水（冷媒）によって冷却する冷却器に有した構成や、冷却器に取り付けられた構成考えられる。冷却器は、例えば、特開２０１８－１０１６６６号公報に記載されたものなどを採用することができる。この場合、マイコン３０は、冷却水の水温を取得する。そして、マイコン３０は、水温からＲＣ－ＩＧＢＴ１２の素子温度を推測することで、素子温度を取得してもよい。 The power conversion device may have a configuration in which the chiller cools the MOSFET 11 or RC-IGBT 12 with cooling water (refrigerant), or a configuration attached to the chiller. As the cooler, for example, those described in JP-A-2018-101666 can be adopted. In this case, the microcomputer 30 acquires the water temperature of the cooling water. Then, the microcomputer 30 may acquire the element temperature by estimating the element temperature of the RC-IGBT12 from the water temperature.

また、マイコン３０は、推定値を推定すると、推定値と電圧閾値とを比較する。ここでの電圧閾値は、第６実施形態の電圧閾値と同様である。マイコン３０は、推定値が電圧閾値に達しない場合、すなわち、オン電圧Ｖｏｎが電圧閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定する。そして、マイコン３０は、第６実施形態と同様、推定値が電圧閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域と判定し、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らす。本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。 Further, when the estimated value is estimated, the microcomputer 30 compares the estimated value with the voltage threshold value. The voltage threshold value here is the same as the voltage threshold value of the sixth embodiment. When the estimated value does not reach the voltage threshold value, that is, when the on-voltage Von is less than the voltage threshold value, the microcomputer 30 determines that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11. Then, as in the sixth embodiment, when the estimated value is less than the voltage threshold value, the microcomputer 30 determines that the output current region is such that the current flows only in the MOSFET 11, and reduces the number of switching times of the RC-IGBT12. The power conversion device of the present embodiment can exhibit the same effect as the power conversion device of the sixth embodiment.

さらに、本実施形態の電力変換装置は、図２１に示すように、電圧閾値に相当する電流閾値を用いて、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であるか否かを判定してもよい。この場合、マイコン３０は、出力電流からオン電圧Ｖｏｎを推定する必要がない。 Further, as shown in FIG. 21, the power conversion device of the present embodiment may use a current threshold value corresponding to the voltage threshold value to determine whether or not the current is in the output current region in which the current flows only in the MOSFET 11. In this case, the microcomputer 30 does not need to estimate the on-voltage Von from the output current.

（第８実施形態）
図２２を用いて、第８実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態の場合にのみ第３駆動状態とする点が第６実施形態と異なる。 (8th Embodiment)
The power conversion device of the eighth embodiment will be described with reference to FIG. 22. In this embodiment, the differences from the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the sixth embodiment. This embodiment differs from the sixth embodiment in that the third drive state is set only in the permitted state.

マイコン３０は、駆動状態を第３駆動状態とすることを許可する許可状態か禁止する禁止状態かを判定する機能を有している。マイコン３０は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度に基づいて、許可状態か禁止状態かを判定する。この場合、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度を取得可能に構成されている。素子温度は、ＭＯＳＦＥＴ１１に設けられた温度センサやＭＯＳＦＥＴ１１の周辺に設けられた温度センサから素子温度を取得することができる。さらに、マイコン３０は、第７実施形態のように、冷却水の水温から素子温度を推定してもよい。 The microcomputer 30 has a function of determining whether the driving state is a permitted state or a prohibited state in which the driving state is set to the third driving state. The microcomputer 30 determines, for example, whether it is a permitted state or a prohibited state based on the element temperature of the MOSFET 11. In this case, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the element temperature of the MOSFET 11. The element temperature can be acquired from a temperature sensor provided on the MOSFET 11 or a temperature sensor provided around the MOSFET 11. Further, the microcomputer 30 may estimate the element temperature from the water temperature of the cooling water as in the seventh embodiment.

マイコン３０は、素子温度を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、素子温度と温度閾値とを比較する。なお、温度閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１の動作上限温度などに基づいて設定される。つまり、温度閾値は、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達しないような値とする。また、温度閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、素子温度が温度閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。 When the microcomputer 30 acquires the element temperature, the microcomputer 30 compares the element temperature with the temperature threshold value in order to determine whether to enable or prohibit the element temperature. The temperature threshold is set based on the operating upper limit temperature of the MOSFET 11 and the like. That is, the temperature threshold value is set so that the element temperature of the MOSFET 11 does not reach the operation upper limit temperature. Further, as the temperature threshold value, a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature can be adopted when the current driving state of the arm 10 is continued. Therefore, when the element temperature reaches the temperature threshold value, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.

そして、図２２に示すように、マイコン３０は、素子温度が温度閾値に達した場合に禁止状態とし、素子温度が温度閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、禁止状態と判定すると、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数をＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止する。そして、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を駆動する。詳述すると、マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を同じスイッチング回数とする。 Then, as shown in FIG. 22, the microcomputer 30 is in a prohibited state when the element temperature reaches the temperature threshold value, and is in a permitted state when the element temperature does not reach the temperature threshold value. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state even in the output current range in which the current flows only in the MOSFET 11. That is, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, it prohibits the control of reducing the number of switching times of the RC-IGBT 12 to be smaller than the number of switching times of the MOSFET 11 even in the output current region where the current flows only in the MOSFET 11. Then, the microcomputer 30 drives both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. More specifically, the microcomputer 30 has the same number of switching times for both the MOSFET 11 and the RC-IGBT12.

これによって、本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が厳しい場合は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２の両方を同じスイッチング回数とすることができる。よって、本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱を抑制することができる。また、本実施形態の電力変換装置は、
なお、本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。 As a result, in the power conversion device of the present embodiment, when the heat generation of the MOSFET 11 is severe, both the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 can be switched at the same number of times. Therefore, the power conversion device of the present embodiment can suppress the heat generation of the MOSFET 11. Further, the power conversion device of this embodiment is
The power conversion device of the present embodiment can exert the same effect as the power conversion device of the sixth embodiment. This embodiment can be applied not only to the sixth embodiment but also to other embodiments such as the seventh embodiment.

（第９実施形態）
図２３を用いて、第９実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第８実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第８実施形態と同様の箇所に関しては、第８実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報が第８実施形態と異なる。 (9th Embodiment)
A power conversion device according to a ninth embodiment will be described with reference to FIG. 23. In this embodiment, the differences from the eighth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the eighth embodiment can be applied to the same parts as those of the eighth embodiment. In the present embodiment, the information used for determining whether the state is permitted or prohibited is different from that in the eighth embodiment.

マイコン３０は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報としてトルク指令を用いる。マイコン３０は、電力変換装置の外部に設けられたＥＣＵなどからトルク指令を受信可能に構成されている。そして、マイコン３０は、トルク指令に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動するものである。 The microcomputer 30 uses a torque command as information used for determining whether to enable or prohibit. The microcomputer 30 is configured to be able to receive a torque command from an ECU or the like provided outside the power conversion device. Then, the microcomputer 30 drives the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 based on the torque command.

マイコン３０は、トルク指令を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、トルク指令が示すトルクがトルクとトルク閾値とを比較する。トルク閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、トルクがトルク閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。 When the microcomputer 30 acquires the torque command, the microcomputer 30 compares the torque indicated by the torque command with the torque threshold value in order to determine whether to enable or prohibit the torque command. As the torque threshold value, a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature can be adopted when the current driving state of the arm 10 is continued. Therefore, when the torque reaches the torque threshold value, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.

そして、図２３に示すように、マイコン３０は、トルクがトルク閾値に達した場合に禁止状態とし、トルクがトルク閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。これによって、本実施形態の電力変換装置は、第８実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。 Then, as shown in FIG. 23, the microcomputer 30 is in a prohibited state when the torque reaches the torque threshold value, and is in a permitted state when the torque does not reach the torque threshold value. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state even in the output current range in which the current flows only in the MOSFET 11. Thereby, the power conversion device of the present embodiment can exert the same effect as the power conversion device of the eighth embodiment.

また、電力変換装置は、出力電流が大きくなってからＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を増やすと（第４駆動状態とすると）、ＭＯＳＦＥＴ１１の予熱や制御遅延によりＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が増大してしまう可能性がある。しかしながら、本実施形態の電力変換装置は、トルク指令に応じて禁止状態とするため、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱が増大してしまうことを抑制できる。なお、本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。 Further, if the power conversion device increases the number of switching times of the RC-IGBT12 after the output current becomes large (in the fourth drive state), the heat generation of the MOSFET 11 may increase due to the preheating of the MOSFET 11 and the control delay. be. However, since the power conversion device of the present embodiment is prohibited according to the torque command, it is possible to suppress the increase in heat generation of the MOSFET 11. It should be noted that this embodiment can be applied not only to the sixth embodiment but also to other embodiments such as the seventh embodiment.

（第１０実施形態）
図２４、図２５を用いて、第１０実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第８実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第８実施形態と同様の箇所に関しては、第８実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報が第８実施形態と異なる。 (10th Embodiment)
A power conversion device according to a tenth embodiment will be described with reference to FIGS. 24 and 25. In this embodiment, the differences from the eighth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the eighth embodiment can be applied to the same parts as those of the eighth embodiment. In the present embodiment, the information used for determining whether the state is permitted or prohibited is different from that in the eighth embodiment.

マイコン３０は、許可状態とするか禁止状態とするかを判定に用いる情報としてモータの回転数を用いる。マイコン３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を駆動することでモータを回転駆動させるものである。また、マイコン３０は、モータの回転数検出する回転数センサから、モータの回転数を取得可能に構成されている。 The microcomputer 30 uses the rotation speed of the motor as information used for determining whether to enable or prohibit. The microcomputer 30 drives the motor to rotate by driving the MOSFET 11 and the RC-IGBT12. Further, the microcomputer 30 is configured to be able to acquire the rotation speed of the motor from the rotation speed sensor that detects the rotation speed of the motor.

マイコン３０は、回転数を取得すると、許可状態とするか禁止状態とするかを判定するために、回転数と回転数閾値とを比較する。回転数閾値は、現在のアーム１０の駆動状態を継続させると、ＭＯＳＦＥＴ１１の素子温度が動作上限温度に達すると推定される値を採用できる。よって、回転数が回転数閾値に達した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１の発熱状態が厳しいとみなすことができる。 When the microcomputer 30 acquires the rotation speed, the microcomputer 30 compares the rotation speed with the rotation speed threshold value in order to determine whether to enable or prohibit the rotation speed. As the rotation speed threshold value, a value estimated that the element temperature of the MOSFET 11 reaches the operation upper limit temperature can be adopted when the current driving state of the arm 10 is continued. Therefore, when the rotation speed reaches the rotation speed threshold value, it can be considered that the heat generation state of the MOSFET 11 is severe.

そして、図２４の右図に示すように、マイコン３０は、回転数が回転数閾値に達した場合に禁止状態とし、回転数が回転数閾値に達していない場合に許可状態とする。よって、マイコン３０は、禁止状態と判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のみに電流が流れる出力電流域であっても駆動状態を第４駆動状態とする。つまり、マイコン３０は、回転数が低い領域では駆動状態を第４駆動状態とする。これによって、本実施形態の電力変換装置は、第８実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。なお、本実施形態は、第６実施形態だけでなく、第７実施形態など他の実施形態にも適用することができる。 Then, as shown in the right figure of FIG. 24, the microcomputer 30 is in a prohibited state when the rotation speed reaches the rotation speed threshold value, and is in a permitted state when the rotation speed does not reach the rotation speed threshold value. Therefore, when the microcomputer 30 determines that it is in the prohibited state, the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state even in the output current range in which the current flows only in the MOSFET 11. That is, the microcomputer 30 sets the drive state to the fourth drive state in the region where the rotation speed is low. Thereby, the power conversion device of the present embodiment can exert the same effect as the power conversion device of the eighth embodiment. It should be noted that this embodiment can be applied not only to the sixth embodiment but also to other embodiments such as the seventh embodiment.

さらに、モータの低回転時（ロック時）には、図２４の左図に示すように、電流が一相に集中し、ＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２に発熱が特に厳しくなる。そのため、マイコン３０は、低回転時には、禁止状態とし、閾値以下でもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らさないようにする。また、モータの高回転時は、スリップ等、瞬間的にＭＯＳＦＥＴ１１やＲＣ－ＩＧＢＴ１２に電流が流れて温度が上昇するモードがある。そのため、マイコン３０は、図２５に示すように、高回転時には禁止状態とし、閾値以下でもＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らさないようにしてもよい。 Further, when the motor is rotating at a low speed (when locked), as shown in the left figure of FIG. 24, the current is concentrated in one phase, and heat generation becomes particularly severe in the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12. Therefore, the microcomputer 30 is in a prohibited state at low rotation speeds so that the number of switching times of the RC-IGBT12 is not reduced even if it is below the threshold value. Further, when the motor rotates at a high speed, there is a mode in which a current momentarily flows through the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 and the temperature rises, such as slipping. Therefore, as shown in FIG. 25, the microcomputer 30 may be in a prohibited state at high rotation speeds so that the number of switching times of the RC-IGBT12 is not reduced even if it is below the threshold value.

（第１１実施形態）
図２６を用いて、第１１実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２との体格が第６実施形態と異なる。 (11th Embodiment)
The power conversion device of the eleventh embodiment will be described with reference to FIG. 26. In this embodiment, the differences from the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the sixth embodiment. In this embodiment, the physiques of the MOSFET 11 and the RC-IGBT 12 are different from those in the sixth embodiment.

図２６に示すように、本実施形態の電力変換装置は、アーム１０ｄを備えている。アーム１０ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２を備えている。また、アーム１０ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１１用の主端子１３ａと信号端子１３ｃ、及びＲＣ－ＩＧＢＴ１２用の主端子１３ｂと信号端子１３ｄを備えている。さらに、アーム１０ｄは、これらを一体的に封止する封止部１４を備えている。封止部１４は、主端子１３ａ，１３ｖの一部と信号端子１３ｃ，１３ｄの一部が露出した状態で封止している。 As shown in FIG. 26, the power conversion device of this embodiment includes an arm 10d. The arm 10d includes a MOSFET 11 and an RC-IGBT12. Further, the arm 10d includes a main terminal 13a and a signal terminal 13c for the MOSFET 11, and a main terminal 13b and a signal terminal 13d for the RC-IGBT12. Further, the arm 10d is provided with a sealing portion 14 that integrally seals them. The sealing portion 14 is sealed with a part of the main terminals 13a and 13v and a part of the signal terminals 13c and 13d exposed.

アーム１０ｄは、第６実施形態と同様、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。また、アーム１０ｄは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもチップサイズが大きい。例えば、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、厚みがＭＯＳＦＥＴ１１と同じ、厚み方向に直行する平面の面積がＭＯＳＦＥＴ１１よりも広いものなどを採用できる。また、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２は、厚みがＭＯＳＦＥＴ１１よりも厚く、厚み方向に直行する平面の面積がＭＯＳＦＥＴ１１よりも広いものであっても採用できる。しかしながら、アーム１０ｄは、チップサイズがＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも大きければ採用できる。 As the arm 10d, as in the sixth embodiment, the RC-IGBT12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET11. Further, as for the arm 10d, the RC-IGBT12 has a larger chip size than the MOSFET11. For example, as the RC-IGBT12, one having the same thickness as the MOSFET 11 and having a plane area orthogonal to the thickness direction wider than that of the MOSFET 11 can be adopted. Further, the RC-IGBT12 can be adopted even if the thickness is thicker than that of the MOSFET 11 and the area of the plane perpendicular to the thickness direction is wider than that of the MOSFET 11. However, the arm 10d can be adopted if the chip size of the RC-IGBT12 is larger than that of the MOSFET11.

本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きいＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。 The power conversion device of the present embodiment can exhibit the same effect as the power conversion device of the sixth embodiment. That is, since the power conversion device reduces the number of switchings of the RC-IGBT12, which has a larger drive loss than the MOSFET 11, the drive loss can be reduced with great effect.

（第１２実施形態）
図２７を用いて、第１２実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６，第１１実施形態と同様の箇所に関しては、第６，第１１実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ１１とＲＣ－ＩＧＢＴ１２との個数が第６，第１１実施形態と異なる。 (12th Embodiment)
The power conversion device of the twelfth embodiment will be described with reference to FIG. 27. In this embodiment, the differences from the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the sixth and eleventh embodiments can be applied to the same parts as those of the sixth and eleventh embodiments. In this embodiment, the number of MOSFETs 11 and RC-IGBT12 is different from that of the sixth and eleventh embodiments.

アーム１０ｅは、第６実施形態と同様、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりもゲート入力電荷量Ｑｇが大きいものが採用されている。また、アーム１０ｅは、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも素子数が多い。本実施形態では、一例として、ＲＣ－ＩＧＢＴ１２が二個、ＭＯＳＦＥＴ１１が一個のアーム１０ｅを採用している。しかしながら、本開示は、これに限定されず、素子数がＲＣ－ＩＧＢＴ１２の方がＭＯＳＦＥＴ１１よりも多ければ採用できる。 As the arm 10e, as in the sixth embodiment, the RC-IGBT12 has a larger gate input charge amount Qg than the MOSFET11. Further, in the arm 10e, the RC-IGBT12 has a larger number of elements than the MOSFET11. In this embodiment, as an example, an arm 10e having two RC-IGBT12s and one MOSFET 11 is adopted. However, the present disclosure is not limited to this, and can be adopted if the number of elements of RC-IGBT12 is larger than that of MOSFET11.

本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。つまり、電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも駆動損失が大きく、ＭＯＳＦＥＴ１１よりも個数が多いＲＣ－ＩＧＢＴ１２のスイッチング回数を減らすため、駆動損失を低減できる効果が大きい。 The power conversion device of the present embodiment can exhibit the same effect as the power conversion device of the sixth embodiment. That is, the power conversion device has a larger drive loss than the MOSFET 11, and reduces the number of switching times of the RC-IGBT12 having a larger number than the MOSFET 11, so that the drive loss can be greatly reduced.

（第１３実施形態）
図２８を用いて、第１３実施形態の電力変換装置に関して説明する。本実施形態では、第６実施形態との相違点を中心に説明する。よって、本実施形態では第６実施形態と同様の箇所に関しては、第６実施形態の記載内容を適用することができる。本実施形態は、ゲート駆動電圧が第６実施形態と異なる。 (13th Embodiment)
The power conversion device of the thirteenth embodiment will be described with reference to FIG. 28. In this embodiment, the differences from the sixth embodiment will be mainly described. Therefore, in the present embodiment, the description contents of the sixth embodiment can be applied to the same parts as those of the sixth embodiment. In this embodiment, the gate drive voltage is different from that in the sixth embodiment.

本実施形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１の方がＲＣ－ＩＧＢＴ１２よりもゲート駆動電圧が大きい。電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート駆動電圧が大きいほど、ＭＯＳＦＥＴ１１のオン電圧を低くすることができる。このため、電力変換装置は、駆動状態を第３駆動状態から第４駆動状態へと切り替えるための閾値を大電流側へシフトできる。よって、電力変換装置は、駆動損失を低減できる電流域を拡大することができる。なお、本実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置と同様の効果を奏することができる。 In the power conversion device of this embodiment, the MOSFET 11 has a larger gate drive voltage than the RC-IGBT12. In the power conversion device, the larger the gate drive voltage of the MOSFET 11, the lower the on-voltage of the MOSFET 11. Therefore, the power conversion device can shift the threshold value for switching the drive state from the third drive state to the fourth drive state to the large current side. Therefore, the power conversion device can expand the current range in which the drive loss can be reduced. The power conversion device of the present embodiment can exert the same effect as the power conversion device of the sixth embodiment.

１、１ａ…上下アーム回路、２、２ａ…インバータ回路、１０、１０ａ～１０ｅ…アーム、１１…ＭＯＳＦＥＴ、１１１…第１ＭＯＳＦＥＴ、１１２…第２ＭＯＳＦＥＴ、１２…ＲＣ－ＩＧＢＴ、１２ａ…ＩＧＢＴ、１２ｂ…ＦＷＤ、１２１…第１ＩＧＢＴ、１２２…第２ＩＧＢＴ、２０、２０ａ～２０ｃ…ドライバＩＣ、３０、３０ａ、３０ｂ…マイコン、３１…出力電流判定部、３２…キャリア周波数判定部、３３…駆動信号出力部、４０…電流センサ、５０…平滑コンデンサ、６０…共通配線、６１…第１分岐配線、６２…第２分岐配線、１００…モータジェネレータ 1, 1a ... Upper and lower arm circuit, 2, 2a ... Inverter circuit, 10, 10a to 10e ... Arm, 11 ... MOSFET, 111 ... First MOSFET, 112 ... Second MOSFET, 12 ... RC-IGBT, 12a ... IGBT, 12b ... FWD , 121 ... 1st IGBT, 122 ... 2nd IGBT, 20, 20a-20c ... Driver IC, 30, 30a, 30b ... Microcomputer, 31 ... Output current determination unit, 32 ... Carrier frequency determination unit, 33 ... Drive signal output unit, 40 ... current sensor, 50 ... smoothing capacitor, 60 ... common wiring, 61 ... first branch wiring, 62 ... second branch wiring, 100 ... motor generator

Claims (13)

第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、前記第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり前記第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備え、
前記駆動部は、前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値以下の電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくし、
前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値より大きな電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数と同じにし、
前記第１スイッチング素子の素子温度を取得し、前記素子温度が温度閾値以上になった場合、前記電圧領域であっても、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する電力変換装置。 A first switching element (11, 111, 112) and a second switching element (12, 12a, 121, 122) having a saturation voltage different from that of the first switching element and connected in parallel with the first switching element. Switching unit (10, 10a to 10e) including
A drive unit (20, 20a to 20c, 30, 30a, 30b) for individually driving the first switching element and the second switching element is provided.
In the voltage region where the on-voltage of the first switching element is equal to or less than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the drive unit of the second switching element. The number of switchings is made smaller than the number of switchings of the first switching element.
In a voltage region where the on-voltage of the first switching element is larger than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the number of times of switching of the second switching element is set to the first. Make it the same as the number of switchings of one switching element.
When the element temperature of the first switching element is acquired and the element temperature becomes equal to or higher than the temperature threshold, the number of switchings of the second switching element is calculated from the number of switchings of the first switching element even in the voltage region. A power conversion device that drives both the first switching element and the second switching element by prohibiting control to reduce the amount of power. 第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、前記第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり前記第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備え、
前記駆動部は、前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値以下の電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくし、
前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値より大きな電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数と同じにし、
トルク指令に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を駆動するものであり、前記トルク指令が示すトルクがトルク閾値以上になった場合、前記電圧領域であっても、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する電力変換装置。 A first switching element (11, 111, 112) and a second switching element (12, 12a, 121, 122) having a saturation voltage different from that of the first switching element and connected in parallel with the first switching element. Switching unit (10, 10a to 10e) including
A drive unit (20, 20a to 20c, 30, 30a, 30b) for individually driving the first switching element and the second switching element is provided.
In the voltage region where the on-voltage of the first switching element is equal to or less than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the drive unit of the second switching element. The number of switchings is made smaller than the number of switchings of the first switching element.
In a voltage region where the on-voltage of the first switching element is larger than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the number of times of switching of the second switching element is set to the first. Make it the same as the number of switchings of one switching element.
The first switching element and the second switching element are driven based on the torque command, and when the torque indicated by the torque command exceeds the torque threshold value, the second switching is performed even in the voltage region. A power conversion device that drives both the first switching element and the second switching element by prohibiting control of reducing the number of switching of the element to be less than the number of switching of the first switching element. 第１スイッチング素子（１１、１１１、１１２）と、前記第１スイッチング素子と飽和電圧が異なり前記第１スイッチング素子と並列に接続された第２スイッチング素子（１２、１２ａ、１２１、１２２）と、を含むスイッチング部（１０、１０ａ～１０ｅ）と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを個別に駆動する駆動部（２０、２０ａ～２０ｃ、３０、３０ａ、３０ｂ）と、を備え、
前記駆動部は、前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値以下の電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくし、
前記第１スイッチング素子のオン電圧が前記第２スイッチング素子を流れる電流が０となる場合の前記第２スイッチング素子のオン電圧の値より大きな電圧領域では、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数と同じにし、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を駆動することでモータを回転駆動させるものであり、前記モータの回転数が回転数閾値以下になった場合、前記電圧領域であっても、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする制御を禁止して、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する電力変換装置。 A first switching element (11, 111, 112) and a second switching element (12, 12a, 121, 122) having a saturation voltage different from that of the first switching element and connected in parallel with the first switching element. Switching unit (10, 10a to 10e) including
A drive unit (20, 20a to 20c, 30, 30a, 30b) for individually driving the first switching element and the second switching element is provided.
In the voltage region where the on-voltage of the first switching element is equal to or less than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the drive unit of the second switching element. The number of switchings is made smaller than the number of switchings of the first switching element.
In a voltage region where the on-voltage of the first switching element is larger than the value of the on-voltage of the second switching element when the current flowing through the second switching element becomes 0, the number of times of switching of the second switching element is set to the first. Make it the same as the number of switchings of one switching element.
The motor is rotationally driven by driving the first switching element and the second switching element, and when the rotation speed of the motor becomes equal to or less than the rotation speed threshold value, the first switching element is used even in the voltage region. 2. A power conversion device that drives both the first switching element and the second switching element by prohibiting control of reducing the number of switchings of the switching element to be less than the number of switchings of the first switching element. 前記駆動部は、前記電圧領域では、前記第１スイッチング素子のみを駆動することで、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Any of claims 1 to 3, wherein the driving unit drives only the first switching element in the voltage region to reduce the number of switchings of the second switching element to be smaller than the number of switchings of the first switching element. The power conversion device according to item 1 . 前記駆動部は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子で分流する電流が流れる出力電流域の少なくとも一部の場合、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の両方を駆動する請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 A claim that the drive unit drives both the first switching element and the second switching element in the case of at least a part of the output current region in which the current divided by the first switching element and the second switching element flows. The power conversion device according to any one of 1 to 4 . 前記駆動部は、前記第２スイッチング素子のオン電圧の検出値を取得し、前記オン電圧が電圧閾値に達しない場合に前記電圧領域とみなして、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The drive unit acquires the detected value of the on-voltage of the second switching element, considers it as the voltage region when the on-voltage does not reach the voltage threshold, and determines the number of switching times of the second switching element by the first. The power conversion device according to any one of claims 1 to 5 , wherein the number of switchings of the switching element is less than the number of times of switching. 前記駆動部は、前記第２スイッチング素子の出力電流の検出値を取得し、前記出力電流から前記第２スイッチング素子のオン電圧を推定し、推定値が電圧閾値に達しない場合に前記電圧領域とみなして、前記第２スイッチング素子のスイッチング回数を前記第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくする請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The drive unit acquires the detected value of the output current of the second switching element, estimates the on-voltage of the second switching element from the output current, and when the estimated value does not reach the voltage threshold, the voltage region The power conversion device according to any one of claims 1 to 5 , which is regarded as the number of times of switching of the second switching element is smaller than the number of times of switching of the first switching element. 前記駆動部は、前記第２スイッチング素子の素子温度を取得し、前記素子温度に応じて前記推定値を切り替える請求項７に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 7 , wherein the driving unit acquires the element temperature of the second switching element and switches the estimated value according to the element temperature. 前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりもゲート入力電荷量が大きい請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 8 , wherein the second switching element has a larger gate input charge amount than the first switching element. 前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりもチップサイズが大きい請求項１～９のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 9 , wherein the second switching element has a larger chip size than the first switching element. 前記スイッチング部は、前記第２スイッチング素子の方が前記第１スイッチング素子よりも素子数が多い請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 10 , wherein the switching unit has a larger number of elements in the second switching element than in the first switching element. 前記第１スイッチング素子の方が前記第２スイッチング素子よりもゲート駆動電圧が大きい請求項９～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 9 to 11 , wherein the first switching element has a larger gate drive voltage than the second switching element. 前記第１スイッチング素子は、ＳｉＣを主成分とするＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、Ｓｉを主成分とするＩＧＢＴである請求項１～１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 12 , wherein the first switching element is a MOSFET having SiC as a main component, and the second switching element is an IGBT having Si as a main component.
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