JP6810624B2 - 差動測定回路および力補償を備える秤 - Google Patents

差動測定回路および力補償を備える秤 Download PDF

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Description

[0001]本発明は、電磁力補償を備える秤のための差動測定回路、および、電磁力補償を備える秤に関する。
[0002]差動測定回路を有するコントローラ装置を備える、電磁力補償を備える秤は、公知の従来技術に属し、例えばＤＥ１０１５３６０３Ａ１［１］に開示されている。そこに記載され、以下で図１に例示される秤は、コイルが配置された空隙を有するカップ形状の永久磁石システム１０９を備えている。コイルは、可動の測定レバー１０６に接続され、補償電流Ｉｃｏｍｐの流れを伝導し、その大きさは、測定レバー１０６に作用している力によって決まる。測定レバー１０６の位置は、光電子式測定装置１１１によって測定され、この光電子式測定装置１１１は、コントローラ装置１０’に接続される。コントローラ装置１０’は、荷重が変化した後測定レバー１０６が常に一定位置に保持されるように、あるいは、同じ位置に戻るように、入力される測定信号に応答して補償電流Ｉｃｏｍｐを調整する。
[0003]永久磁石システム１０９は、コンソール１０４内に配置され、コンソール１０４は、撓みピボット１０３ａを介して平行ガイド部材１０３によってハンガ１０１に接続されている。ハンガ１０１は、測定されるべき荷重を受け入れるように働く片持ち延長部１０１ａを備えている。荷重によって発生される力の垂直成分は、ハンガ１０１からカップリング１０５を介して測定レバー１０６に伝達される。測定レバー１０６は、コンソール１０４の一部１０４ｂのところで撓み支点１０７によって吊されている。
[0004]測定レバー１０６の位置を測定するために、光電子式測定装置１１１は、２つのフォトダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。それらは、発光ダイオードＤ３に対向して、コンソール１０４に取り付けられた角ブラケット１０４ａの内側に配置される。フォトダイオードＤ１，Ｄ２と発光ダイオードＤ３との間のスペースを、測定レバー１０６の端部１０６ｂが横切っている。端部１０６ｂは、光バリアまたはスロット状開口ベーンとして構成され、開口スロット１０６ａを備えている。その結果、発光ダイオードＤ３によって放出される放射が、光バリアの位置に応じて開口スロットを通ってフォトダイオードＤ１，Ｄ２に進むことができる。フォトダイオードＤ１，Ｄ２は、コントローラ装置１０’に対する入力として、対応する光電流Ｉ１およびＩ２を発生させる。測定レバー１０６がその初期位置または通常位置から偏向されたとき、第１または第２のフォトダイオードＤ１，Ｄ２のどちらかが、より多くの放射を受け取り、その結果として、コントローラ装置１０’は、大きさが異なる光電流Ｉ１およびＩ２を受け取る。
[0005]コントローラ装置１０’は、差動測定回路１’を備えている。差動測定回路１’は、２つの電流Ｉ１およびＩ２に基づき、差動電圧ｕΔを発生させる。差動電圧ｕΔは、光電流Ｉ１とＩ２とが等しい場合、ゼロになる。差動電圧ｕΔは、ドライバ回路２に導かれる。ドライバ回路２は、回線経路の下流に続いており、対応する補償電流Ｉｃｏｍｐを基準抵抗器３によってコイル１１０に流れさせ、それによって、対抗力が発生される。この対抗力は、荷重に対応しており、測定レバー１０６を初期位置に戻す。補償電流Ｉｃｏｍｐによって基準抵抗器３の両端間で発生される電圧は、変換器モジュールＡ／Ｄによって受け取られて、対応するデジタル値に変換される。このデジタル値は、表示ユニットＤＳＰ上に表示される、
[0006]２つのフォトダイオードから来る２つの信号から差動信号を生成するために使用することができる差動測定回路のさらなる実施例は、例えばＵＳ３，７２７，７０８［２］およびＤＥ２３１１６７６［３］に開示されている。
[0007]参照文献［３］に記載されている、電圧信号を生成する非接触型変位変換器は、２つの個別のダイオードからなる差動フォトダイオードを備えている。この差動フォトダイオードは、可動の光バリアベーンのスロット、例えば測定レバー１０６の端部１０６ｂのスロット１０６ａを通過する光放射を受け取るように構成される。この回路構成では、フォトダイオードによって発生される光電流は、それぞれ、電圧を生成する第１および第２の演算増幅器に導かれる。これらの電圧は、光電流に比例し、第３の演算増幅器の入力端子に印加される。第３の演算増幅器は、次いで、最初の２つの演算増幅器の出力電圧の間の差に比例し、かつ開口スロットの変位距離に比例する差動信号をその出力端子で供給する。
[0008]差動信号を発生させるために、文献［２］、［３］に記載されている差動回路は、いくつかの抵抗器および演算増幅器を必要とするが、それらの温度挙動および作動挙動は、結果として得られる差動信号に対して有害な作用を及ぼす恐れがあり、それによって、測定誤差が電磁力補償を備える秤において生じ得る。演算増幅器は、しばしば、不要なオフセット電圧を有し、抵抗器のように、周囲温度が頻繁に不安定になった場合、支障をきたす変動を被り得る。
[0009]図２ａおよび図２ｂに例示され、フォトダイオードＤ１，Ｄ２によって発生される光電流Ｉ１およびＩ２を受け取るように構成された差動測定回路１’は、文献［２］および［３］に開示されている回路構成の欠点を回避するための方法として、文献［１］に提案されている。差動測定回路１’は、出力信号ｕΔを発生させる。この出力信号ｕΔは、光電流Ｉ１，Ｉ２の差に比例し、周囲温度の変動にほとんど無関係である。これを達成するために、２つのフォトダイオードＤ１，Ｄ２と、第１の演算増幅器ＯＡΔの反転入力と、に接続されるスイッチＳＷが、コントローラユニットＣＴＲＬによって２つの状態Ｚｔ１，Ｚｔ２の間で周期的に切り替えられる。その結果、所定の期間の第１のフェーズｔ１中の第１の状態Ｚｔ１では、第１の演算増幅器ＯＡΔの反転入力が、第１のノードＫΔを介して第１の光電流Ｉ１に接続され、長さが等しい第２のフェーズｔ２中の第２の状態Ｚｔ２では、第１の演算増幅器ＯＡΔの反転入力が、第１のノードＫΔを介して第２の光電流Ｉ２に接続される。出力信号ｕΔが発生される第１の演算増幅器ＯＡΔの出力端子は、演算増幅器ＯＡΔが時間遅延型比例コントローラとして働くように、コンデンサＣΔと平行に走る抵抗器ＲΔによって戻されて反転入力に接続される。
[0010]第２のノードＫΣに接続される第２の演算増幅器ＯＡΣの反転入力は、基準抵抗器Ｒ０によって基準電圧源Ｕ０から基準電流Ｉ０を受け取る。その結果、さらなる演算増幅器ＯＡΣの出力において、総和電圧ｕΣが、期間の第１のフェーズ中に流れる光電流Ｉ１，Ｉ２と、期間の第１および第２のフェーズ中に流れる基準電流Ｉ０と、の差に依存して確立される。総和電圧ｕΣは、基準電流Ｉ０および光電流Ｉ１，Ｉ２のそれぞれの大きさによって決まる。第２の演算増幅器ＯＡΣは、その出力がコンデンサＣΣによって反転入力に接続され、積分器として働く。発光ダイオードＤ３の作動電圧を総和電圧ｕΣに応じて調整することによって、光電流Ｉ１，Ｉ２は、一定に保たれる。
[0011]文献［１］による回路構成（比較的簡単な設計である）では、光電流Ｉ１，Ｉ２は、差動回路１’に順次、印加される。その結果、対応する遅延時間を有して差が確立され、それぞれの時間フェーズ中に接続されなかった光電流Ｉ１またはＩ２の情報は失われる。さらなる遅延が、時間遅延型比例コントローラとして作動する第１の演算増幅器ＯＡΔによって引き起こされる。さらに、フォトダイオードＤ１，Ｄ２のカソードでの電圧は、定まらず、スイッチＳＷの反転時に変化する可能性がある。第１の光電流Ｉ１が第２の演算増幅器ＯＡΣの反転入力において仮想質量によって流れ、一方、第２の光電流Ｉ２が第２のフォトダイオードＤ２のアノードにおいて実際の質量によって流れる回路の対称性は保証されない。
[0012]上述した種類の電磁力補償を備える秤は、高いレベルの技術成熟度に達している。応用される技術は、簡単かつ効率的である。その結果、本技術でのいかなる進歩も、かなりの努力でだけで実現することができる。
独国特許出願公開１０１５３６０３号 米国特許第３，７２７，７０８号 独国特許第２３１１６７６号
[0013]したがって、本発明は、電磁力補償を備える秤のための改善された差動測定回路、および、電磁力補償を備える改善された秤を提供するという目的を有する。
[0014]この目的は、具体的には、一方では簡単な設計構成を有し、他方では正確な出力信号を迅速に高い信頼性で供給する差動測定回路を提供することである。
[0015]差動測定回路は、スイッチングのステータスとは無関係に、すべての起こり得る条件下で安定した作動挙動を維持すべきである。個別の構成要素は、スイッチングプロセスによって影響されない定義された作動パラメータを用いて働くべきである。本発明のゴールは、外乱への耐性を有する簡単な対称的回路構成である。
[0016]フォトダイオードが使用される場合、回路は、フォトダイオードが理想的な作動範囲内で常に働くことを可能にするように設計されるべきである。攪乱を生じさせる恐れがある、光電流のスイッチングは、好ましくは避けるべきである。
[0017]測定信号の評価において情報を失うことは、避けるべきである。
[0018]さらに、回路は、さらなる処理に都合よく適している出力信号を供給するべきである。
[0019]本発明による電磁力補償を備える秤は、特に、様々な応用分野で生じる攪乱に対抗する上で改善する観点から、また、測定結果を改善する観点から、様々な応用分野に適応することが可能であるようにすべきである。
[0020]これらの課題は、電磁力補償を備える秤のための差動測定回路によって、また、請求項１および請求項１２に記載の特徴を有する電磁力補償を備える秤によって解決される。本発明の有利な実施形態は、さらなる請求項で述べられている。
[0021]電磁力補償を備える秤で使用するように構成され、フォトダイオードによって発生される２つの光電流を入力として受け取ることができるとともにこれらの光電流の差に比例する出力信号を発生することができる差動測定回路は、スイッチを備えている。このスイッチは、２つの光電流が接続されるノードを通る電流の流れを制御するために、所定の期間の２つのフェーズ内において２つの状態の間で切り替えることができる。
[0022]本発明によれば、スイッチは、電圧源または電流源によって供給される基準電流を、時間フェーズ内で、連続的にノードに到着する２つの光電流の一方に交互に重畳することができるように、制御されてもよい。ノードは、積分器の入力に位置しており、その積分器信号は、周期的に繰り返すランプ信号と比較器で比較されてもよい。ランプ信号は、前述の期間と一致し、一方、比較器の出力において、比較器信号は、矩形波の形状で発生されてもよい。矩形波のデューティサイクル比は、積分器信号とランプ信号との交点によって定義され、矩形波は、スイッチの制御入力に印加されてもよい。
[0023]それゆえ、本発明によれば、光電流は、オンとオフとに交互に切り替えられない。その代りに、両方の光電流が連続的に使用される。したがって、光が２つのフォトダイオードに入ることを可能にする光バリアの位置を示す利用可能な情報は、中断無しに使用され得る。
[0024]スイッチングの作用の結果として、基準電流が、２つの光電流に交互に重畳される。所定の期間の第１のフェーズの間、基準電流は、第１の光電流に重畳され、所定の期間の第２のフェーズの間、基準電流は、第２の光電流に重畳される。重要な光電流自体は切り替えられないが、スイッチングは、重要ではない基準電流で行われる。このため、攪乱が回避され、回路の対称性が常に保持される。
[0025]本発明の差動測定回路は、基準電流を提供するために、専用の基準電流源が必要でないほど安定性が高い。基準電流は、有利には、回路構成の作動電圧に接続される基準抵抗器を介して送られてもよい。
[0026]フォトダイオードの電極が切り替えられていないことが、さらなる利点である。その代りに、フォトダイオードのカソードが、共通の作動電位、例えば安定した作動電圧に接続される。フォトダイオードは、バイアス電圧を備えていることができるそれらの差動特性の好ましい範囲内で働くように、従来のように回路内に配置されてもよい。
[0027]好ましい実施形態では、第１のフォトダイオードの第１の電極、例えばアノードが、ノードに直接的に接続される。対照的に、第２のフォトダイオードの第１の電極またはアノードは、第２の光電流が反転されるインバータによってノードに接続される。他方では、２つのフォトダイオードの第２の電極は、共通の電位に接続される。
[0028]１つの光電流が反転された後、２つの光電流は、単にノード中で一緒にされ、差動電流を形成してもよい。インバータは、基準電流がそれぞれの基準電流に重畳される総和ポイントの後に配置される。言い換えると、インバータは、基準電流とそれぞれの光電流との和に対して作用する。
[0029]インバータでは、第２のフォトダイオードの第１の電極は、好ましくは、第１の演算増幅器の反転入力に接続される。第１の演算増幅器の出力は、第１の抵抗器によって第１の演算増幅器の反転入力に接続され、大きさが等しい第２の抵抗器によってノードに接続される。同一の抵抗器を選ぶことは、大きさが等しく極性が反対の電流が発生される結果をもたらす。
[0030]２つの光電流、および、光電流の一方に交互に重畳される基準電流がそこに導かれるノードは、積分器の入力のところに位置している。この積分器は、その出力のところで積分器信号を発生させる。好ましい実施形態では、ノードを通過する差動電流は、第２の演算増幅器の反転入力に導かれる。第２の演算増幅器は、積分器として構成され、その出力は、差動電流によって充電または放電されるコンデンサによって反転入力に接続される。
[0031]比較器では、積分器によって生成される積分器信号は、周期的なランプ信号と比較される。ランプ信号の周期期間は、２つの時間フェーズの和と等しい前述の期間に対応している。積分器信号は、好ましくは、第３の演算増幅器の第１の入力に接続される。第３の演算増幅器は、比較器の構成で動作し、その第２の入力のところでランプ信号を受信し、その出力のところで、好ましくは矩形形状の比較器信号を供給する。
[0032]ランプ信号は、好ましくは、第１のカウンタによって発生される。第１のカウンタは、所定の長さの期間内で初期値から最終値までを総計し、次いでリセットする。ランプ発生器では、デジタル出力信号は、対応する電圧に変換される。ランプ信号は、積分器信号が存在することができる電圧範囲内で周期的に流れる。したがって、ランプ信号を用いて、積分器信号が電圧範囲内で移動しているポイントを決定することが可能である。積分器信号とランプ信号とが互いに交差するポイントに達するたびに、比較器の出力信号が切り替えられる。期間の終わりで、ランプ信号がリセットされたとき、比較器の出力信号も同様にリセットされる。その結果、比較器の出力信号は、矩形形状の信号になり、そのデューティサイクル比は、積分器の出力信号によって、したがって、２つの光電流の差によって決まる。比較器信号は、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号である。
[0033]パルス幅変調信号は、スイッチの制御入力に接続されるので、基準電流は、デューティサイクル比によって指示されるように、第１および第２の光電流に交互に重畳される。積分器信号が、積分器信号とランプ信号との交点において光電流の差に比例するとき、一方で第１の時間フェーズの間に加算される第１の光電流と基準電流との和と、他方で第２の時間フェーズの間に加算される第２の光電流と基準電流との和と、が互いに完全に相殺されるデューティサイクル比に達する。秤の測定レバーに接続される光バリアベーンをそれ以上さらに移動させることなく、積分器信号は、不変状態に留まるであろう。
[0034]本発明による電磁力補償を備える秤では、パルス幅変調の比較器信号が、光バリアベーンを開始位置に戻すために使用される。開始位置では、光源、例えば発光ダイオードによって生成される光が、好ましくは均等に、２つのフォトダイオードによって受光される。
[0035]電磁力補償を備える秤は、片持ち延長部を備えている。測定されている力は、片持ち延長部から、カップリング部材を介して、枢動的に支持された測定レバーの第１の端部に伝達され得る。測定レバーの第２の端部は、一方では磁場内に入れられたコイルを保持し、他方では光バリアを保持する。光は、光源から光バリアを通って、上下に配置された一対のフォトダイオードに至る。
[0036]フォトダイオードによって発生される光電流は、制御量として、コントローラ装置の一部である差動測定回路に送られる。光電流に対応する、好ましくはパルス幅変調比較器信号または同等のアナログ制御信号が、アナログコントローラに送られる。あるいは、特に好ましくは、デジタル制御信号が、デジタルコントローラに送られる。
[0037]上述したように、光電流を切り替えるために使用される比較器信号の期間の長さは、好ましくは第１のカウンタによって、カウントされる。デューティサイクル比の目標は、５０／５０のところ、すなわち、ランプまでの半分で、または、比較器信号の期間長さの中間で極性変化が起きるところである。デューティサイクル比についての目標状態では、フェーズの間の長さの差がゼロであり、したがって、２つの時間フェーズの間の差を、この目標に向けて、すなわち、ゼロに向けて同様に調整することができる。
[0038]システムが常に光バリアおよび比較器信号を目標状態に戻すように意図しているので、目標状態からの乖離が制御変数を表している。
[0039]デジタル制御変数を形成するために、極性変化後から目標値に到達するまでのステップのカウント数が、第２のカウンタを用いてカウントされる。あるいは、光バリアが反対方向に変位した場合、ステップのカウント数が、目標状態から極性変化が起きるまでカウントされる。第２のカウンタを用いて、光バリアの変位に比例するデジタル測定量を、期間の時間フェーズｔ１，ｔ２の間の差から、当該差の分数または倍数から、または、何らかの他の方法で導き出すことができる。
[0040]本発明の好ましい実施形態では、好ましくは、比較器要素とコントローラ要素とを通常備えているデジタルコントローラが、デジタル基準量を算出する。このデジタル基準量は、制御変数を目標値に戻すために使用される。比較器要素は、この場合省略することができる。なぜなら、制御変数の目標値すなわち固定値がゼロであり、コントローラ要素に提供される補正量が目標値からの差に等しいからである。
[0041]コントローラ要素（好ましくはＰＩＤコントローラとして作動する）は、目標値からの差、すなわち、制御変数が目標から乖離しているか否か、および、どの程度乖離しているのかに関する情報を入力として受け取り、デジタル出力量を算出する。このデジタル出力量は、目標からの乖離および重量変化に対応しており、また、重量変化の前に測定された重量に対応する記憶されたデジタル基準量に重畳される。
[0042]下流に配置されるＤ／Ａ変換器では、更新されたデジタル基準量が、対応するアナログ応答量に変換される。その応答量について対応する補償電流が、ドライバ回路で発生され、コイルを通じて送られる。
[0043]それによって発生される磁力が、測定されるべき力と釣り合い、その結果、測定レバーが、その初期位置に戻される。この初期位置では、光源から来る光が、２つのフォトダイオードに均等に収まる。この位置で制御目標からの乖離がゼロに戻る。
[0044]秤上の重量が、例えば１パーセントだけ変化したとき、光バリアは変位し、その結果、光電流の間に差が生じることになる、この差は、デジタル基準量の変化によって相殺される。例えば、計量皿上の重量が１０００グラムであるとすると、デジタル基準量は、２進法での値が１１１１１０１０００になり得る。乖離が１％である場合、すなわち、重量が１０グラムだけ増加された場合、その結果は、制御目標からの対応する乖離であり、比例コントローラ構成のコントローラが、１０１０の量としてデジタルコントローラ出力量を算出する。このデジタルコントローラ出力量は、重量変化後の１１１１１１００１０に従って増加したデジタル基準量として考慮される。
[0045]コントローラは、好ましくは、測定プロセスの制御のための作動プログラムが実装されたコンピュータである。デジタル基準量の算出では、制御される測定プロセスが好ましくは考慮される。例えば、１パーセントの重量変化が予測される場合、デジタル基準量は、既に前もって０．５％だけ、すなわち、１１１１１０１０００から１１１１１０１１０１に調節され、重量変化が起きた後、その最終値に設定される。
[0046]さらに、デジタル測定量をフィルタリングすることができるフィルタを設置することが可能である。また、フィルタパラメータは、差し迫った変化を予測して選択されてもよい。その結果、フィルタプロセスには、それほど時間がかからないことになり、あるいは、信号形状が最適化されることになる。
[0047]さらなる好ましい実施形態では、コントローラは、少なくとも１つのセンサに接続される。このセンサは、デジタル基準量の算出において考慮される干渉量を測定するように機能する。この機能を果たすために、コントローラは、好ましくは、特定の干渉要因に対処するように構成されたソフトウェアルーチンを備えている。
[0048]その結果、本発明による電磁力補償を備える秤は、環境に関連するとともにコントローラの作動に影響する測定プロセスに関連する影響要因に適応するようにすることができる。したがって、最善の可能な測定結果を獲得可能である。
[0049]以下では、図面を参照して本発明についてより詳細に述べる。
上述したＤＥ１０１５３６０３Ａ１［１］に開示されている先行技術による電磁力補償を備える秤を示している。 上述した図１の秤の差動測定回路１’を示しており、第１のフォトダイオードＤ１の光電流Ｉ１のみが差動測定回路１’で処理される第１の位置にスイッチＳＷがある。 図２ａの差動測定回路１’を示しており、第２のフォトダイオードＤ２の光電流Ｉ２のみが差動測定回路１’で処理される第２の位置にスイッチＳＷがある。 ２つのフォトダイオードＤ１，Ｄ２とスイッチＳＷとを備える本発明による差動測定回路１を示している。フォトダイオードＤ１，Ｄ２から、１つの光電流Ｉ１が直接的に流れ、１つの光電流Ｉ２がインバータＩＮＶを介してノードＫΔに流れる。スイッチＳＷは、所定期間の長さ内で、第１および第２の光電流Ｉ１，Ｉ２にＩｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２として交互に基準電流Ｉｒｅｆを重畳する。 図３ａの差動測定回路１を示しており、スイッチＳＷは、基準電流Ｉｒｅｆ、または、この場合Ｉｒｅｆ２が第２の光電流Ｉ２に重畳される位置にある。 理想的な作動条件下で図３ａの差動測定回路１に生じる電流および信号の時間プロフィールを示している。 本発明による電磁力補償を備える秤を示しており、光電流Ｉ１およびＩ２を入力変数として受け取り、デジタルコントローラＲＤに送られるパルス幅変調信号ｓＰＷＭを発生させる図３ａの差動測定回路１を有するコントローラユニット１０を備えている。
[0050]図１に示す電磁力補償を備える秤、および、図２ａおよび図２ｂに示す差動測定回路１’は、最初に本明細書で述べてきた。
[0051]図３ａは、図５の電磁力補償を備える秤においてコントローラユニット１０の一部として使用される、本発明による差動測定回路１を示している。
[0052]図３ａの差動測定回路１は、図１を参照して既に述べてきたように、２つのフォトダイオードを備えている。２つのフォトダイオードは、光源Ｄ３、好ましくは発光ダイオードから生じて可動の光バリアの開口１０６ａを通過する光を受光する。光バリアは、枢動的に支持された測定レバー１０６の第２の端部１０６ｂに配置される。光バリアの開始位置では、光は、２つのフォトダイオードＤ１，Ｄ２の間で均等に分散される。その結果、２つのフォトダイオードＤ１，Ｄ２は、大きさが等しい光電流Ｉ１，Ｉ２を、導体Ｉ１，Ｉ２を介して送る。測定レバー１０６に対して作用する力が変化して光バリアを変位させたとき、フォトダイオードＤ１，Ｄ２は、等しくない光量を受け取り、その結果、等しくない光電流Ｉ１，Ｉ２は導体Ｉ１，Ｉ２を介して送られる。
[0053]フォトダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、図２ａの回路構成の場合のようにスイッチに接続されるのではなく、共通の電位ＵＢに恒久的に接続される。したがって、フォトダイオードＤ１，Ｄ２は、選択された作動範囲内において安定した条件下で働くことができる。フォトダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、好ましくは正電位ＵＢ、すなわち、正バイアス電圧または逆バイアス電圧に接続される。その結果、フォトダイオードＤ１，Ｄ２は、逆バイアスモードで作動している。第１のフォトダイオードＤ１のアノードから、第１の光電流Ｉ１がノードＫΔに直接的に流れている。第２のフォトダイオードＤ２のアノードから、第２の光電流Ｉ２が、インバータＩＮＶを介してノードＫΔに流れている。インバータＩＮＶは、基準電流ＩＲｅｆ２が重畳され得る第２の光電流Ｉ２の極性を反転させる。
[0054]インバータ回路では、第２の光電流Ｉ２は、第２の演算増幅器ＯＡＩＮＶの反転入力に導かれ、その出力は、第１の抵抗器Ｒ１を介して反転入力に接続され、第２の抵抗器Ｒ２を介してノードＫΔに接続される。第２の光電流Ｉ２は、第１の抵抗器Ｒ１を流れ、その結果、抵抗器Ｒ１の両端間でＩ２＊Ｒ１の大きさの電圧が生じる。第１および第２の抵抗器Ｒ１，Ｒ２は、仮想質量に接続される一端を有しているので、第２の抵抗器Ｒ２の両端の間の電位は、Ｒ１の両端間の電位と同じである。抵抗器Ｒ１，Ｒ２は大きさが同じであるが、反対側の端部で質量に接続されているので、抵抗器Ｒ２を流れる電流は、抵抗器Ｒ１を流れる電流と大きさが同じである。ただし、符号は反対である。したがって、第２の光電流Ｉ２は、逆の極性でノードＫΔに流れる。
[0055]スイッチＳＷ（期間ごとに、前に一度切り替えられ、再び後ろに切り替えられる）は、スイッチが位置Ｚｔ１にある第１の時間フェーズｔ１の間、基準電流ＩＲｅｆ１が第１の光電流Ｉ１に重畳されるという効果をもたらす。スイッチが位置Ｚｔ２にある第２の時間フェーズｔ２の間、基準電流ＩＲｅｆ２は第２の光電流Ｉ２に重畳される。
[0056]好ましくは半導体スイッチとして構成されるスイッチＳＷの記号的に表されたトグルコンタクトは、基準抵抗器ＲＲｅｆを介して基準電圧ＵＲｅｆに接続される。したがって、基準電流ＩＲｅｆは、商ＵＲｅｆ／ＲＲｅｆによって決定される。基準電流ＩＲｅｆｌ，ＩＲｅｆ２がそれぞれの光電流Ｉ１またはＩ２に重畳される両方の位置は、仮想質量に接続される。その結果、スイッチＳＷの両方の位置では、ＲＲｅｆの両端間の電圧はＵＲｅｆであり、２つの基準電流ＩＲｅｆ１，ＩＲｅｆ２は同一であり、したがって、単一の基準電流ＩＲｅｆであるということができる。
[0057]光電流Ｉ１，Ｉ２の間でスイッチングが存在せず、その代りに、基準電流ＩＲｅｆが切り替えられているので、作動条件は、より安定している。それによって、基準電圧ＵＲｅｆのための基準電圧源の代わりに、回路構成の作動電圧を使用するという有利な可能性が開かれる。
[0058]ノードＫΔは、積分器ＩＮＴの入力のところ、具合的には、第２の演算増幅器ＯＡＩＮＴの反転入力のところに位置している。第２の演算増幅器ＯＡＩＮＴは、積分器の一部であり、その出力は、コンデンサＣＩＮＴを介してノードＫΔに接続される。それゆえ、時間フェーズｔ１，ｔ２の間にノードに入るそれぞれの差動電流は、積分器電流ＩＩＮＴとしてコンデンサＣＩＮＴに流れ、コンデンサＣＩＮＴを充電または放電している。電流がノードＫΔのところで互いに相互に相殺された場合、コンデンサＣＩＮＴの電荷およびその出力信号、すなわち、第２の演算増幅器ＯＡＩＮＴの出力における積分器信号ｓＩＮＴは、変化しない状態に留まる。２つの時間フェーズｔ１，ｔ２間において基準電流ＩＲｅｆが交互に加えられる場合、積分器信号ｓＩＮＴとランプ信号ｓＲＡＭＰとが互いに交差したときに積分器信号ｓＩＮＴが光バリアの変位に比例するとともに光電流Ｉ１，Ｉ２の差に比例するとすぐに、ノードＫΔにおける電流が互いに相殺される状態に達するべきである。このため、積分器信号ｓＩＮＴは、測定され、基準信号と比較される必要がある。この比較に依存して、スイッチＳＷについての対応するスイッチング信号が発生される必要があり、それによって、積分器信号ｓＩＮＴが光バリアの変位に比例する値に達したときに、ノードＫΔにおける差動電流は、ゼロになる。
[0059]この比較を実施するために、積分器信号ｓＩＮＴは、比較器ＣＭＰに、具体的には、第３の演算増幅器ＯＡＣＭＰの非反転入力に導かれる。第３の演算増幅器ＯＡＣＭＰは、比較器の一部であり、その反転入力には、ランプ信号ｓＲＡＭＰが印加される。ランプ信号ｓＲＡＭＰは、好ましくは、積分器信号ｓＩＮＴがスイープすることができる電圧範囲に対応する。ランプ信号ｓＲＡＭＰは、ランプ発生器ＲＧによって発生される。ランプ発生器ＲＧは、その第１の入力のところで第１のカウンタのカウンタ信号を受信する。第１のカウンタＺ１は、ランプ発生器ＲＧが対応するアナログ信号を発生している間、周期的に上昇（昇順）カウントを実施する。各期間の終了の後、第１のカウンタＺ１がリセットされ、新しい上昇カウントを開始させる。ランプ信号ｓＲＡＭＰが積分器信号の値に達するとすぐに、比較器（すなわち演算増幅器ＯＡＣＭＰ）が切り替えられる。その結果、ＯＡＣＭＰの出力のところでパルス幅変調比較器信号ｓＰＷＭが得られる。
[0060]次いで、比較器信号ｓＰＷＭが、スイッチＳＷの制御入力に導かれる。その結果、基準電流がそれぞれの光電流Ｉ１，Ｉ２に重畳される時間フェーズｔ１，ｔ２は、ノードＫΔに達する電流間の差が平均してゼロになり、かつ、コンデンサＣＩＮＴに流入する電荷とコンデンサＣＩＮＴから流出する電荷とが互いに相殺されるまで、継続して調節される。
[0061]比較器信号ｓＰＷＭは、さらに、光バリアの制御のために使用される。この制御は、デジタル測定量を用いて、または、第２のカウンタＺ２において比較器信号ｓＰＷＭから導き出される位置復元量を用いて達成される。第２のカウンタＺ２は、例えば極性変化が発生してから光バリアの目標位置に達するまでのステップ数をカウントするか、あるいは、光バリアが反対方向に変位した場合、目標位置を検出してから極性変化が起きるまでのステップ数をカウントする。
[0062]第１および第２のカウンタＺ１，Ｚ２は、好ましくは、共通のカウンタモジュールＺの一部である。例えば、以下で述べるコントローラＲＤは、選択的にプログラム可能な幾つかのカウンタを備えるプロセッサによって実現される。
[0063]デジタル測定量または位置復元量ｓＭＧが決定された後、それは、差動測定回路１の出力からデジタルコントローラＲＤの入力に送られる。デジタル基準量ｄＦＧは、好ましくはゼロに等しく、したがって、測定量または位置復元量ｓＭＧは、制御目標からの乖離を表し、ゼロになるように調整される必要があるので、それは、コントローラ要素に送られる。コントローラ要素は、光バリアがそれによって初期位置に戻される対応するデジタル調整量ｄＳＧを算出する。上述したように、重量が変化したとき、調整量ｄＳＧの必要な変化が算出される。それは、特定の重量について光バリアを初期位置に戻すために以前に使用されたものである。それゆえ、コントローラＲＤによって算出される調整量は、重量に対応するとともに重量変化の前に測定された記憶された調整量に加えられる。
[0064]図３ｂは、基準電流ＩＲｅｆ２またはＩＲｅｆが第２の光電流Ｉ２に重畳される位置にスイッチＳＷがある図３ａの差動測定回路１を示している。この例では、第２の光電流Ｉ２と基準電流ＩＲｅｆとの和が、インバータに送られ、インバータの出力において反転状態で供給される。
[0065]図４は、図３ａの差動測定回路１で生じる電流および信号の時間プロフィールを示している。第１の２つの図に示されているのは、スイッチＳＷを交互に切り替えることによって第１および第２の光電流Ｉ１，Ｉ２に重畳される基準電流ＩＲｅｆ１，ＩＲｅｆ２である。第３の図は、積分器電流ＩＩＮＴの時間プロフィールを示している。第４の図は、積分器信号ｓＩＮＴおよび周期的な鋸歯形状のランプ信号ｓＲＡＭＰを示している。最後の図は、矩形形状でるとともにパルス幅変調された比較器信号ｓＣＭＰを示している。立ち上がりフランクは、ランプ信号ｓＲＡＭＰが減少するときに生じ、立ち下りフランクは、ランプ信号ｓＲＡＭＰが積分器信号ｓＩＮＴの値を横切ったときに生じる。
[0066]これらの図が示すように、制御目標からの乖離が生じると、当該乖離は、調整によって修正され、パルス幅変調比較器信号ｓＣＭＰと、ｓＣＭＰによって決まる最初の２つの信号ＩＲｅｆ１、ＩＲｅｆ２とは、５０／５０のデューティサイクル比に向けて調整される。その結果、積分器電流ＩＩＮＴは、それに応じて同様に変化する。積分器信号ｓＩＮＴは上昇し、ランプ信号ｓＲＡＭＰの高さの約半分のところで終わる。その結果、パルス幅変調比較器信号ｓＣＭＰは、５０／５０のデューティサイクル比に戻る。
[0067]図５は、コントローラユニット１０を備える本発明による電磁力補償を備える秤を示している。コントローラユニット１０は、図３ａの差動測定回路１を備えている。この差動測定回路１は、光電流Ｉ１，Ｉ２を制御変数として受け取り、パルス幅変調信号ｓＰＷＭを発生させる。このパルス幅変調信号ｓＰＷＭは、上述したタスクを実施するデジタルコントローラＲＤに送られる。
[0068]回路構成のこの構成では、制御目標からの乖離ではなく、好ましくはパルス幅変調信号ｓＰＷＭが、コントローラＲＤに送信される。したがって、拡張されたプロセッサ制御調整ユニットＲＤが、例えば上述したように、制御目標からの乖離を決定し、Ｄ／Ａ変換器９に伝えられるデジタル調整変数ｄＳＧを算出する。Ｄ／Ａ変換器９は、対応するアナログ調整変数ａＳＧをドライバ回路２に送信する。ドライバ回路は、補償コイル１１０に補償電流Ｉｃｏｍｐを流させる。
[0069]本発明による好ましい実施形態では、図５の制御ループにおける信号の処理は、入力情報を備えている。この入力情報は、測定プロセスに影響を与えることができ、光バリアの変位から、または、測定レバー１０６の角偏向からは直接的に導き出せないが、他の情報源によってもたらされる。
[0070]秤に影響する攪乱ｘは、センサ４によって検出され、対応する測定信号ｍｘが、コントローラＲＤに送られる。これらの攪乱を扱うために、制御ループにおいて適切な対策を取るための命令を備えるソフトウェアルーチン７がコントローラ中に格納される。
[0071]また、調整プロセスに影響する攪乱ｘは、測定対象物の動きによって引き起こされる恐れがある。また、測定対象物のこれらの動きは、センサ４によって検出することができ、秤またはセントラルコンピュータＬでプログラムを作動させることによって対処することができる。
[0072]個別の制御パラメータは、好ましくは、前述の外乱の作用を適切に考慮することによって制御される。ＰＩＤコントローラが使用される場合、Ｐ，Ｉ，Ｄの成分のそれぞれの重み付け係数が適切に調節される。さらに、予測制御の試みを適用することができ、それによって予期される重量変化が補償される。
[0073]さらに、デジタルフィルタ５を採用することができ、あるいは、それらのそれぞれのフィルタパラメータは、デジタルコントローラＲＤで処理される信号をフィルタリングするために調節することができる。
［形態１］
電磁力補償を備える秤のための差動測定回路（１）であって、
フォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）によって発生される２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）を入力として受け取って、前記光電流（Ｉ１，Ｉ２）の差に比例する出力信号を発生させるように作動可能であり、
前記２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）が導かれるノード（ＫΔ）を流れる電流の流れを制御するために、期間Ｔの２つのフェーズ（ｔ１，ｔ２）内において２つの状態（Ｚｔ１，Ｚｔ２）間で切り替えることができるスイッチ（ＳＷ）を備え、
前記スイッチ（ＳＷ）は、電圧または電流源（ＵＲｅｆ）によって供給される基準電流（ＩＲｅｆ）を、前記時間フェーズ（ｔ１，ｔ２）内において、前記ノード（ＫΔ）を連続的に流れる前記２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）のうちの一方に交互に重畳できるように制御されることができ、
前記ノード（ＫΔ）は、積分器（ＩＮＴ）の入力のところに位置し、
比較器（ＣＭＰ）において、前記積分器（ＩＮＴ）の積分器信号（ｓＩＮＴ）を周期的に繰り返されるランプ信号（ｓＲＡＭＰ）と比較することができ、
前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）は、前記期間（Ｔ）に一致し、
前記比較器（ＣＭＰ）の出力において、矩形形状の比較器信号（ｓＰＷＭ）を発生させることができ、
前記比較器信号（ｓＰＷＭ）のデューティサイクル比は、前記積分器信号（ｓＩＮＴ）と前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）との交点によって定まり、
前記比較器信号（ｓＰＷＭ）は、前記スイッチ（ＳＷ）の制御入力に導かれることができる
差動測定回路（１）。
［形態２］
形態１に記載の差動測定回路（１）であって、
前記第１のフォトダイオード（Ｄｌ）の第１の電極は、前記ノード（ＫΔ）に直接的に
接続され、
前記第２のフォトダイオード（Ｄ２）の第１の電極は、前記第２の光電流（Ｉ２）を反
転させるインバータ（ＩＮＶ）を介して前記ノード（ＫΔ）に接続され、
前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の第２の電極は、共通の電位ＵＢに接続さ
れる
差動測定回路（１）。
［形態３］
形態２に記載の差動測定回路（１）であって、
前記第２のフォトダイオード（Ｄ２）の前記第１の電極は、前記インバータ（ＩＮＶ）において第１の演算増幅器（ＯＡＩＮＶ）の反転入力に接続され、
前記第１の演算増幅器（ＯＡＩＮＶ）の出力は、第１の抵抗器（Ｒ１）を介して前記反転入力に接続されるとともに、同じ大きさの第２の抵抗器（Ｒ２）を介して前記ノード（ＫΔ）に接続される
差動測定回路（１）。
［形態４］
形態２または形態３に記載の差動測定回路（１）であって、
前記電圧または電流源（ＵＲｅｆ）は、他の構成要素のためにも使用される、前記差動測定回路（１）の作動電圧源である
差動測定回路（１）。
［形態５］
形態１ないし形態４のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
光源、好ましくは発光ダイオード（Ｄ３）が、該光源の放射が可動の光バリアを通過することによって前記フォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に達することができるように配置された
差動測定回路（１）。
［形態６］
形態１ないし形態５のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
前記ノード（ＫΔ）は、積分器回路において動作する第２の演算増幅器（ＯＡＩＮＴ）の反転入力に接続され、
前記第２の演算増幅器（ＯＡＩＮＴ）の出力は、コンデンサ（ＣＩＮＴ）を介して前記反転入力に接続され、前記積分器信号（ｓＩＮＴ）を供給する
差動測定回路（１）。
［形態７］
形態１ないし形態６のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
前記積分器信号（ｓＩＮＴ）は、比較器回路において動作する第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の第１の入力に送られ、
前記第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の第２の入力は、前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）を受け取り、
前記第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の出力は、前記比較器信号（ｓＰＷＭ）を供給する
差動測定回路（１）。
［形態８］
形態７に記載の差動測定回路（１）であって、
前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）は、第１のカウンタ（Ｚ，Ｚ１）において発生され、
前記第１のカウンタ（Ｚ，Ｚ１）は、期間Ｔの持続期間の間、初期値から最終値まで上昇カウントし、次いで、リセットされる
差動測定回路（１）。
［形態９］
形態１ないし形態８のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
好ましくは、第２のカウンタ（Ｚ２）によって、前記期間Ｔの前記時間フェーズｔ１，ｔ２もしくはその一部分の差に基づき、または、前記比較器信号（ｓＰＷＭ）のデューティサイクル比に基づき、前記可動の光バリアの変位に少なくとも近似的に比例するデジタル測定量（ｄＭＧ）が得られる
差動測定回路（１）。
［形態１０］
形態９に記載の差動測定回路（１）であって、
コントローラ（ＲＤ）が配置され、
前記コントローラ（ＲＤ）は、制御目標からの乖離として前記デジタル測定量（ｄＭＧ）を受け取り、前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の間の初期位置に向けて前記光バリアを戻すことができる対応するデジタル調整量（ｄＳＧ）を発生させるように動作可能である
差動測定回路（１）。
［形態１１］
形態７に記載の差動測定回路（１）であって、
前記コントローラ（ＲＤ）によって生成される前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、Ｄ／Ａ変換器（９）に送られることができ、
前記Ｄ／Ａ変換器（９）は、対応するアナログ調整量（ａＳＧ）をドライバ回路（２）に供給して、前記アナログ調整量（ａＳＧ）に比例する補償電流（Ｉｃｏｍｐ）をコイル（１１０）に流れさせ、
前記コイル（１１０）は、磁場中で可動であり、枢動的に支持された測定レバー（１０６）によって保持され、
前記測定レバー（１０６）は、測定される力を加えることができる第１の端部（１０６ｃ）と、前記光バリアが配置される第２の端部（１０６ｂ）と、を備える
差動測定回路（１）。
［形態１２］
電磁力補償を備える秤であって、
片持ち延長部（１０１ａ）を備え、
測定される力を、前記片持ち延長部（１０１ａ）からカップリング部材（１０５）を介して、枢動的に支持された測定レバー（１０６）の第１の端部（１０６ｃ）に伝達することができ、
前記測定レバー（１０６）の第２の端部（１０６ｂ）は、磁場中でコイル（１０１）を支持し、さらに、光バリアベーンを支持し、
光源（Ｄ３）からの光が、前記光バリアベーンを介して、上下に配置された２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）上に収まることができ、
光電流Ｉ１，Ｉ２を制御入力変数として前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の各々から特に形態１ないし形態１１のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）にそれぞれ送ることができ、
前記差動測定回路（１）は、コントローラ装置（１０）内に配置され、
前記差動測定回路（１）は、対応するデジタル比較器信号（ｓＰＷＭ）を発生させるように作動可能であり、
前記デジタル比較器信号（ｓＰＷＭ）について、対応するデジタル調整量（ｄＳＧ）をコントローラ（ＲＤ）で算出することができ、
前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、Ｄ／Ａ変換器（９）において、対応するアナログ調整量（ａＳＧ）に変換されることができ、
前記アナログ調整量について、対応する補償電流（Ｉｃｏｍｐ）をドライバ回路（２）で発生させ、前記コイル（１１０）を介して送ることができる
秤。
［形態１３］
形態１２に記載の秤であって、
前記コントローラ（ＲＤ）は、作動プログラム（８）が実装されたコンピュータであり、該作動プログラム（８）によって測定プロセスを制御することができ、
前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、前記制御される測定プロセスを考慮に入れて算出されることができる
秤。
［形態１４］
形態１２または形態１３に記載の秤であって、
前記コントローラ（ＲＤ）は、センサ（４）に接続され、該センサ（４）によって攪乱（ｘ）を定量的に検出することができ、
サブルーチンが、前記コントローラ（ＲＤ）に実装され、該サブルーチンによって、前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、前記攪乱（ｘ）を考慮に入れて算出されることができる 秤。
［形態１５］
形態１２ないし形態１４のいずれか一項に記載の秤であって、
前記コントローラ（ＲＤ）は、ＰＩＤコントローラであり、近似的に構成される調整要素を備える
秤。
１ 本発明による差動測定回路
１’ 従来技術による差動測定回路
２ ドライバ回路
４ センサ
５ デジタルフィルタ
７、ｃｘ ソフトウェアルーチン
７、ＯＳ 作動プログラム
９ Ｄ／Ａ変換器
１０ 本発明によるコントローラ装置
１０’ 従来技術によるコントローラ装置
１０１ ハンガ
１０１ａ 片持ち延長部
１０３ 平行ガイド部材
１０３ａ 撓みピボット
１０４ コンソール
１０４ａ 角ブラケット
１０４ｂ コンソールの一部
１０５ カップリング部材
１０６ 可動の測定レバー
１０６ａ 開口スロット
１０６ｂ 第２の端部、光バリア
１０６ｃ 第１の端部
１０７ 撓みピボット
１０９ 永久磁石システム
１１０ コイル
１１１ 光電子式測定装置
Ｄ１ 第１のフォトダイオード
Ｄ２ 第２のフォトダイオード
Ｄ３ 光源
Ｉ０ 基準電流
Ｉ１ 第１の光電流
Ｉ２ 第２の光電流
Ｉｃｏｍｐ 補償電流
ＩＲｅｆ１ 第１の基準電流
ＩＲｅｆ２ 第２の基準電流
ＩＩＮＴ 積分器電流
ｕΣ 総和電圧
ｕΔ 差動電圧、比例出力信号
Ｕ０ 基準電圧源
ＵＲｅｆ 基準電圧
ＵＢ 電位
Ｒ０ 基準抵抗器
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器
ＲΔ 第１の演算増幅器の抵抗器
ＲＲｅｆ 基準抵抗器
ＣΣ 第２の演算増幅器のコンデンサ
ＣΔ 第１の演算増幅器のコンデンサ
ＣＩＮＴ 積分器のコンデンサ
ＫΣ 第２の演算増幅器のノード
ＫΔ 第１の演算増幅器のノード
Ｚｔ１ 所定期間の第１のフェーズ中のスイッチ位置
Ｚｔ２ 所定期間の第２のフェーズ中のスイッチ位置
ｔ１ 所定期間の第１のフェーズ
ｔ２ 所定期間の第２のフェーズ
ｓＩＮＴ 積分器信号
ｓＲＡＭＰ ランプ信号
ｓＰＷＭ パルス幅変調比較器信号
ｓＣＭＰ 比較器信号
ｓＭＧ 測定量または位置復元量
ｄＭＧ デジタル測定量
ｄＳＧ デジタル調整変数
ｄＦＧ デジタル基準変数
ａＳＧ アナログ調整変数
ｘ 攪乱
ｍｘ 測定信号
Ａ／Ｄ 変換器モジュール
ＤＳＰ 表示ユニット
ＣＴＲＬ コントローラユニット
ＳＷ スイッチ
ＯＡΣ 第２の演算増幅器
ＯＡΔ 第１の演算増幅器
ＯＡＩＮＶ 第１の演算増幅器の反転入力
ＯＡＩＮＴ 第２の演算増幅器
ＯＡＣＭＰ 第３の演算増幅器
ＩＮＶ インバータ
ＩＮＴ 積分器
Ｚ カウンタモジュール
Ｚ１ 第１のカウンタ
Ｚ２ 第２のカウンタ
ＣＭＰ 比較器
ＲＧ ランプ発生器
ＲＤ デジタルコントローラ
Ｌ セントラルコンピュータ

Claims (15)

  1. 電磁力補償を備える秤のための差動測定回路（１）であって、
    フォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）によって発生される２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）を入力として受け取って、前記光電流（Ｉ１，Ｉ２）の差に比例する出力信号を発生させるように作動可能であり、
    前記２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）が導かれるノード（ＫΔ）を流れる電流の流れを制御するために、期間Ｔの２つのフェーズ（ｔ１，ｔ２）内において２つの状態（Ｚｔ１，Ｚｔ２）間で切り替えることができるスイッチ（ＳＷ）を備え、
    前記スイッチ（ＳＷ）は、電圧または電流源（ＵＲｅｆ）によって供給される基準電流（ＩＲｅｆ）を、前記時間フェーズ（ｔ１，ｔ２）内において、前記ノード（ＫΔ）を連続的に流れる前記２つの光電流（Ｉ１，Ｉ２）のうちの一方に交互に重畳できるように制御されることができ、
    前記ノード（ＫΔ）は、積分器（ＩＮＴ）の入力のところに位置し、
    比較器（ＣＭＰ）において、前記積分器（ＩＮＴ）の積分器信号（ｓＩＮＴ）を周期的に繰り返されるランプ信号（ｓＲＡＭＰ）と比較することができ、
    前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）は、前記期間（Ｔ）に一致し、
    前記比較器（ＣＭＰ）の出力において、矩形形状の比較器信号（ｓＰＷＭ）を発生させることができ、
    前記比較器信号（ｓＰＷＭ）のデューティサイクル比は、前記積分器信号（ｓＩＮＴ）と前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）との交点によって定まり、
    前記比較器信号（ｓＰＷＭ）は、前記スイッチ（ＳＷ）の制御入力に導かれることができる
    差動測定回路（１）。
  2. 請求項１に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記フォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）は、第１のフォトダイオード（Ｄｌ）及び第２のフォトダイオード（Ｄ２）を含み、
    前記第１のフォトダイオード（Ｄｌ）の第１の電極は、前記ノード（ＫΔ）に直接的に接続され、
    前記第２のフォトダイオード（Ｄ２）の第１の電極は、前記第２の光電流（Ｉ２）を反転させるインバータ（ＩＮＶ）を介して前記ノード（ＫΔ）に接続され、
    前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の第２の電極は、共通の電位ＵＢに接続される
    差動測定回路（１）。
  3. 請求項２に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記第２のフォトダイオード（Ｄ２）の前記第１の電極は、前記インバータ（ＩＮＶ）において第１の演算増幅器（ＯＡＩＮＶ）の反転入力に接続され、
    前記第１の演算増幅器（ＯＡＩＮＶ）の出力は、第１の抵抗器（Ｒ１）を介して前記反転入力に接続されるとともに、同じ大きさの第２の抵抗器（Ｒ２）を介して前記ノード（ＫΔ）に接続される
    差動測定回路（１）。
  4. 請求項２または請求項３に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記電圧または電流源（ＵＲｅｆ）は、他の構成要素のためにも使用される、前記差動測定回路（１）の作動電圧源である
    差動測定回路（１）。
  5. 請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
    光源、好ましくは発光ダイオード（Ｄ３）が、該光源の放射が可動の光バリアを通過することによって前記フォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に達することができるように配置された
    差動測定回路（１）。
  6. 請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記ノード（ＫΔ）は、積分器回路において動作する第２の演算増幅器（ＯＡＩＮＴ）の反転入力に接続され、
    前記第２の演算増幅器（ＯＡＩＮＴ）の出力は、コンデンサ（ＣＩＮＴ）を介して前記反転入力に接続され、前記積分器信号（ｓＩＮＴ）を供給する
    差動測定回路（１）。
  7. 請求項１ないし請求項６のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記積分器信号（ｓＩＮＴ）は、比較器回路において動作する第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の第１の入力に送られ、
    前記第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の第２の入力は、前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）を受け取り、
    前記第３の演算増幅器（ＯＡＣＭＰ）の出力は、前記比較器信号（ｓＰＷＭ）を供給する
    差動測定回路（１）。
  8. 請求項７に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記ランプ信号（ｓＲＡＭＰ）は、第１のカウンタ（Ｚ，Ｚ１）において発生され、
    前記第１のカウンタ（Ｚ，Ｚ１）は、期間Ｔの持続期間の間、初期値から最終値まで上昇カウントし、次いで、リセットされる
    差動測定回路（１）。
  9. 請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）であって、
    好ましくは、第２のカウンタ（Ｚ２）によって、前記期間Ｔの前記時間フェーズｔ１，ｔ２もしくはその一部分の差に基づき、または、前記比較器信号（ｓＰＷＭ）のデューティサイクル比に基づき、前記可動の光バリアの変位に少なくとも近似的に比例するデジタル測定量（ｄＭＧ）が得られる
    差動測定回路（１）。
  10. 請求項９に記載の差動測定回路（１）であって、
    コントローラ（ＲＤ）が配置され、
    前記コントローラ（ＲＤ）は、制御目標からの乖離として前記デジタル測定量（ｄＭＧ）を受け取り、前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の間の初期位置に向けて前記光バリアを戻すことができる対応するデジタル調整量（ｄＳＧ）を発生させるように動作可能である
    差動測定回路（１）。
  11. 請求項７に記載の差動測定回路（１）であって、
    前記コントローラ（ＲＤ）によって生成される前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、Ｄ／Ａ変換器（９）に送られることができ、
    前記Ｄ／Ａ変換器（９）は、対応するアナログ調整量（ａＳＧ）をドライバ回路（２）に供給して、前記アナログ調整量（ａＳＧ）に比例する補償電流（Ｉｃｏｍｐ）をコイル（１１０）に流れさせ、
    前記コイル（１１０）は、磁場中で可動であり、枢動的に支持された測定レバー（１０６）によって保持され、
    前記測定レバー（１０６）は、測定される力を加えることができる第１の端部（１０６ｃ）と、前記光バリアが配置される第２の端部（１０６ｂ）と、を備える
    差動測定回路（１）。
  12. 電磁力補償を備える秤であって、
    片持ち延長部（１０１ａ）を備え、
    測定される力を、前記片持ち延長部（１０１ａ）からカップリング部材（１０５）を介して、枢動的に支持された測定レバー（１０６）の第１の端部（１０６ｃ）に伝達することができ、
    前記測定レバー（１０６）の第２の端部（１０６ｂ）は、磁場中でコイル（１０１）を支持し、さらに、光バリアベーンを支持し、
    光源（Ｄ３）からの光が、前記光バリアベーンを介して、上下に配置された２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）上に収まることができ、
    光電流Ｉ１，Ｉ２を制御入力変数として前記２つのフォトダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の各々から特に請求項１ないし請求項１１のいずれか一項に記載の差動測定回路（１）にそれぞれ送ることができ、
    前記差動測定回路（１）は、コントローラ装置（１０）内に配置され、
    前記差動測定回路（１）は、対応するデジタル比較器信号（ｓＰＷＭ）を発生させるように作動可能であり、
    前記デジタル比較器信号（ｓＰＷＭ）について、対応するデジタル調整量（ｄＳＧ）をコントローラ（ＲＤ）で算出することができ、
    前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、Ｄ／Ａ変換器（９）において、対応するアナログ調整量（ａＳＧ）に変換されることができ、
    前記アナログ調整量について、対応する補償電流（Ｉｃｏｍｐ）をドライバ回路（２）で発生させ、前記コイル（１１０）を介して送ることができる
    秤。
  13. 請求項１２に記載の秤であって、
    前記コントローラ（ＲＤ）は、作動プログラム（８）が実装されたコンピュータであり、該作動プログラム（８）によって測定プロセスを制御することができ、
    前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、前記制御される測定プロセスを考慮に入れて算出されることができる
    秤。
  14. 請求項１２または請求項１３に記載の秤であって、
    前記コントローラ（ＲＤ）は、センサ（４）に接続され、該センサ（４）によって攪乱（ｘ）を定量的に検出することができ、
    サブルーチンが、前記コントローラ（ＲＤ）に実装され、該サブルーチンによって、前記デジタル調整量（ｄＳＧ）は、前記攪乱（ｘ）を考慮に入れて算出されることができる 秤。
  15. 請求項１２ないし請求項１４のいずれか一項に記載の秤であって、
    前記コントローラ（ＲＤ）は、ＰＩＤコントローラであり、近似的に構成される調整要素を備える
    秤。
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