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Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung bezieht sich auf einen integrierenden A/D-Wandler, umfassend
- – einen Messspannungseingang zum Anlegen einer zu digitalisierenden, analogen Messspannung, der über einen Messwiderstand mit dem invertierenden Eingang eines ersten Integrators verbunden ist,
- – einen ersten Referenzspannungseingang zum Anlegen einer ersten Referenzspannung und einen zweiten Referenzspannungseingang zum Anlegen einer zweiten Referenzspannung, wobei der erste und der zweite Referenzspannungseingang mittels eines ersten Referenzspannungsschalters alternativ zueinander über einen ersten Referenzwiderstand mit dem invertierenden Eingang des ersten Integrators verbindbar sind,
- – einen dem ersten Integrator nachgeschalteten Komparator zum Vergleichen einer an seinem Komparator-Testspannungseingang anliegenden Testspannung mit einer an seinem Komparator-Referenzspannungseingang anliegenden Komparator-Referenzspannung, wobei der Komparator-Testspannungseingang mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist, und
- – eine Steuereinrichtung, die eingerichtet ist, den ersten Referenzspannungsschalter getaktet zu betätigen und Zeitintervalle zwischen einzelnen Schaltvorgängen zu messen.
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Stand der Technik
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Derartige Analog/Digital-Wandler, kurz A/D-Wandler, die dem Wandeln einer analogen Messspannung in ein digitales Signal dienen, sind vielfach bekannt. Ein Prinzipschaltbild eines solchen A/D-Wandlers 10 ist in 1 dargestellt. Das „Kernstück” des A/D-Wandlers 10 ist der Integrator 12, der einen Operationsverstärker mit einem invertierenden Eingang 122, einem nicht-invertierenden Eingang 123 und einem Ausgang 124 sowie einen Kondensator 125 umfasst, der zwischen dem invertierenden Eingang 122 und dem Ausgang 124 des Operationsverstärkers 122 geschaltet ist. Der nicht-invertierende Eingang 123 des Operationsverstärkers 121 ist gegen eine Referenzspannung, insbesondere gegen Masse geschaltet. Der invertierende Eingang 122 ist über den Messwiderstand RM mit dem Messspannungseingang 14 verbunden, an den bei Betrieb die Messspannung UM angelegt wird. Außerdem ist der invertierende Eingang 122 über einen Referenzwiderstand Rref mit dem Referenzspannungsschalter 16 verbunden, der je nach Schaltstellung alternativ entweder den ersten Referenzspannungseingang 18 oder den zweiten Referenzspannungseingang 20 elektrisch ankoppelt. An den Referenzspannungseingängen 18, 20 liegt jeweils eine Referenzspannung Uref1 bzw. Uref2 an, die typischerweise zueinander umgekehrte Polarität haben und den gleichen oder unterschiedliche Spannungswerte aufweisen können.
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Insbesondere bei monopolaren Messspannungen UM kann eine der Referenzspannungen auch Null sein, d. h. der entsprechende Referenzspannungseingang ist offen oder gegen Masse geschaltet. Der Integratorausgang 126, ist mit dem Testspannungseingang 221 eines Komparators 22 verbunden, dessen Referenzspannungseingang 222 gegen eine Komparator-Referenzspannung geschaltet ist, die z. B. Masse sein kann. Der Komparator 22 gibt an seinem Ausgang 223 jeweils ein Signal oder eine Signaländerung aus, wenn die am Testspannungseingang 221 anliegende Testspannung der am Referenzspannungseingang 222 anliegenden Referenzspannung entspricht. Das Komparator-Ausgangssignal ist über eine Steuereinrichtung 40 als Schaltsignal zum Referenzspannungsschalter 16 rückgekoppelt.
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Ein derartiger A/D-Wandler arbeitet wie folgt: In einer ersten Phase eines Messtaktes T ist der Referenzspannungsschalter 16 so geschaltet, dass der erste Referenzspannungseingang 18 angeschlossen ist. Während dieser Phase integriert der Integrator die Summe aus dem Messstrom IM, der sich aus dem Spannungsabfall der Messspannung UM über dem Messwiderstand RM ergibt, und dem Referenzstrom Iref1, der sich aus dem Spannungsabfall der ersten Referenzspannung Uref1 über dem Referenzwiderstand Rref ergibt, auf. Nach einer von der Steuereinrichtung 40 vorgegebenen Zeit t1 schaltet der Referenzspannungsschalter 16 um, sodass der erste Referenzspannungseingang 18 abgekoppelt und der zweite Referenzspannungseingang 20 angekoppelt wird. Der Integrator integriert nun die Summe aus Messstrom IM und dem Referenzstrom Iref2, der sich durch den Spannungsabfall der zweiten Referenzspannung Uref2 über dem Referenzwiderstand Rref ergibt, ab. Bei diesem Beispiel sind die Polaritäten von Messspannung UM und erster Referenzspannung Uref1 entgegengesetzt und die Polaritäten von Messspannung UM und zweiter Referenzspannung Uref2 gleich. Die auf- bzw. abintegrierte Spannung liegt jeweils am Integratorausgang 126 und somit am Testspannungseingang 221 des Komparators 22 an. Diese zweite oder Abintegrationsphase hat eine Dauer τ. Sobald die Integratorspannung vollständig abintegriert ist, ergeht ein Komparator-Signal, welches von der Steuereinrichtung 40 genutzt wird, um den Referenzspannungsschalter 16 erneut umzuschalten und einen neuen Messtakt zu beginnen. Außerdem kann die Steuereinrichtung 40, die während des vergangenen Messtaktes T die Zeitdauern der beiden Messtaktphasen t1 = T – τ und τ gemessen und insbesondere das Verhältnis der Dauer der zweiten Messphase τ zur Gesamtdauer T des vergangenen Messtaktes, d. h. den Tastgrad δ = τ/T berechnet hat, einen entsprechenden Zahlenwert ausgeben, der ein Maß für die während des Messtaktes anliegende Messspannung UM ist.
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Nachteilig hierbei ist, dass der Kondensator des Integrators von hoher Qualität und damit teuer sein muss, da sich die im Wesentlichen sägezahnförmigen Schwankungen seines Ladungszustandes nur einseitig der Spannungsnulllinie abspielen. Mit anderen Worten weist die sägezahnförmige Wechselspannung über dem Kondensator einen erheblichen Gleichanteil oder Offset auf, sodass gleichspannungsabhängige Kondensatoreffekte wie z. B. sog. Fehlströme oder eine dielektrische Absorption auftreten können. Dies ist für Präzisionsmessungen nicht tolerierbar, sodass nur sehr hochwertige Kondensatoren, die solche Effekte nur in sehr geringem Maße zeigen, zum Einsatz kommen dürfen.
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Aufgabenstellung
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Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen gattungsgemäßen A/D-Wandler derart weiterzubilden, dass die Auswirkung gleichspannungsabhängiger Effekte des Kondensators des ersten Integrators reduziert werden.
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Darlegung der Erfindung
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Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Anspruch 1 dadurch gelöst, dass die Komparator-Referenzspannung einen Spannungswert aufweist, der dem Negativen des tiefpassgefilterten Spannungsverlaufs der am Komparator-Testspannungseingang anliegenden Ausgangsspannung des ersten Integrators entspricht.
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Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Eine Tiefpassfilterung bewirkt im Wesentlichen das Abschneiden höherer Frequenzanteile in einem Signal. Das Ergebnis einer solchen Tiefpassfilterung ist bei geeigneter Einstellung der Filterparameter der isolierte Gleichspannungsanteil des Signals, der durchaus zeitlich veränderlich sein kann. Erfindungsgemäß wird der Gleichanteil des Ausgangssignals des ersten Integrators, d. h. desjenigen Signals, welches am Testeingang des Komparators anliegt, bestimmt, invertiert und an den Referenzeingang des Komparators angelegt. Mit anderen Worten wird das Ausgangssignals des ersten Integrators nicht mehr mit Masse sondern mit seinem eigenen invertierten Gleichspannungsanteil verglichen. Dieser liegt aus „Sicht” des Integrator-Ausgangssignals zunächst deutlich jenseits der Spannungsnulllinie. Folglich verlängert sich die Abintegrationszeit, d. h. der Schaltzeitpunkt des über den Komparatorausgang getakteten Referenzspannungsschalters verschiebt sich. Damit quert die Spannung am Kondensator des ersten Integrators die dortige Nulllinie bevor die nächste Aufintegrationsphase ansetzt. Hierdurch wird das gesamte Spannungssignal über dem Kondensator des ersten Integrators in Richtung Nulllinie verschoben. Dies bedeutet jedoch eine Verringerung des Gleichanteils des Ausgangssignals des Integrators. Entsprechend geringer wird der von dem invertierenden Tiefpassfilter am Komparator-Referenzeingang angelegte Spannungsbetrag. Es besteht somit ein Rückkopplungskreis zwischen dem invertierenden Tiefpassfilter und dem ersten Integrator, durch den der Gleichanteil der Spannung über dem Kondensator des ersten Integrators zu Null geregelt wird. Der Kondensator des ersten Integrators wird somit nach einer kurzen Einschwingphase zu gleichen Teilen mit positiver und negativer Spannung beaufschlagt. Gleichspannungsabhängige Effekte werden hierdurch drastisch verringert; soweit sie dennoch innerhalb einer Halbphase des symmetrisierten Signals auftreten, werden sie in der zweiten Halbphase kompensiert.
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Folglich wird es durch die Erfindung möglich, ohne Messqualitätsverlust einfachere Kondensatoren zu verwenden, die an sich anfälliger für gleichspannungsabhängige Effekte sind. Hierdurch entsteht eine deutliche Kostenreduktion, die die Mehrkosten für den invertierenden Tiefpassfilter deutlich überkompensieren kann. Umgekehrt kann durch die Erfindung bei Verwendung gleichwertiger Kondensatoren eine erhöhte Messqualität erzielt werden.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass der Komparator-Referenzspannungseingang über einen zweiten Integrator mit vorgeschaltetem Hilfswiderstand mit dem Komparator-Testspannungseingang verbunden ist. Dies ist eine einfache und kostengünstige Realisierung des invertierenden Tiefpassfilters der Erfindung.
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Dabei ist bevorzugt vorgesehen, dass der Kapazitätswert des Kondensators des zweiten Integrators und der Widerstandswert des Hilfswiderstandes so aufeinander abgestimmt sind, dass eine Grenzfrequenz des resultierenden Tiefpassfilters wesentlich kleiner ist als die Schaltfrequenz des ersten Referenzspannungsschalters und wesentlich größer als eine typische Frequenz der zu erwartenden Schwankungen der Messspannung. Dies ist im Übrigen auch die bevorzugte Auslegung anderer Varianten zur Realisierung des invertierenden Tiefpassfilters. Die konkrete Abstimmung muss dem Fachmann in Ansehung des Einzelfalls vorbehalten bleiben. So sind die typischerweise zu erwartenden Spannungsschwankungen, denen der A/D-Wandler ja folgen können soll, stark anwendungsabhängig. Im Bereich der Wägetechnik spannen beispielsweise Anwendungen wie die Verwiegung lebender Tiere, gravimetrisch gesteuerte Dosiervorgänge und Konstantwägungen ein breites Anforderungsspektrum auf, dem mit der angepassten Einstellung der genannten Widerstands- und Kapazitätswerte zu begegnen ist. Dabei kann durchaus vorgesehen sein, dass der zweite Integrator eine Mehrzahl von Einzelkondensatoren und/oder Einzelhilfswiderständen aufweist, die von einem Benutzer zur Einstellung der Grenzfrequenz in unterschiedlichen Kombinationen schaltbar sind.
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Üblicherweise wird der nicht-invertierende Eingang des zweiten Integrators gegen Masse geschaltet sein. Dies führt, wie oben erläutert, zu einem echten Verschwinden des Gleichanteils des Ausgangssignals des ersten Integrators. Alternativ kann jedoch auch vorgesehen sein, dass der nicht-invertierende Eingang des zweiten Integrators gegen eine einstellbare Spannungsquelle geschaltet ist. Hierdurch wird ein einstellbarer Offset des Ausgangssignals des ersten Integrators realisiert. Dies kann bei besonderen Anwendungsfällen vorteilhaft sein.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden speziellen Beschreibung und den Zeichnungen.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Es zeigen:
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1: Ersatzschaltbild eines A/D-Wandlers gem. Stand der Technik,
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2: Ersatzschaltbild einer Ausführungsform eines erfindungsgemäße A/D-Wandlers.
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3: ein schematisches Diagramm des Spannungsverlaufs am Integratorausgang des A/D-Wandlers gem. 2.
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Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
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1 zeigt einen A/D-Wandler gem. Stand der Technik und wurde bereits eingangs detailliert beschrieben. 2 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen A/D-Wandlers, wobei gleiche Bezugszeichen in den Figuren auf gleiche oder analoge Bauteile hinweisen. 3 zeigt ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der Integratorausgangsspannung, wie er bei einem A/D-Wandler gemäß 2 auftritt. Nachfolgend soll der erfindungsgemäße A/D-Wandler nach 2 im Wesentlichen durch Erläuterung seiner Unterschiede zu dem A/D-Wandler gem. 1 beschrieben werden.
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Der A/D-Wandler 10' der 2 unterscheidet sich in zwei Aspekten von dem A/D-Wandler 10 der 1.
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Erfindungsgemäß unterscheidet sich der A/D-Wandler 10' der 2 von dem A/D-Wandler 10 der 1 durch die Ausgestaltung der am Referenzspannungseingang 222 des Komparators 22 angelegten Komparator-Referenzspannung. Während beim A/D-Wandler 10 von 1 hier schlicht Masse anliegt, ist beim A/D-Wandler 10' von 2 der Ausgang eines zusätzlichen Integrators 30 mit dem Komparator-Referenzspannungseingang 222 verbunden. Der zusätzliche Integrator 30 umfasst einen Operationsverstärker 301 mit einem invertierenden Eingang 302, einem nicht-invertierenden Eingang 303 und einem Ausgang 304. Während der nicht-invertierende Eingang 303 gegen Masse geschaltet ist, ist der invertierende Eingang 302 über einen Kondensator 305 mit dem Ausgang 304 verbunden. Der Eingang des Integrators 30 liegt über einen Eingangswiderstand 32 am Ausgang 126 des Integrators 12 an. Die Wirkungsweise des zusätzlichen Integrators 30 liegt darin, dass er das Ausgangssignal des Integrators 12 mittelt und invertiert und dieses gemittelte Signal als Komparator-Referenzspannung dem Komparator 22 zur Verfügung stellt. Mit anderen Worten wird also im Komparator 22 das Integratorausgangssignal des Integrators 12 nicht mehr mit Masse verglichen, sondern mit seinem eigenen Mittelwert. Dadurch liegt am Kondensator 125 des Integrators 12 ein Spannungssignal ohne Gleichanteil an. Hierdurch werden gleichspannungsbedingte Störungen des Kondensators 125, wie beispielsweise Fehlströme und dielektrische Absorption vermieden oder zumindest reduziert. Hierdurch wird es möglich, ohne Einbußen in der Funktionalität im Integrator 12 qualitativ weniger hochwertige Kondensatorentypen als Kondensator 125 zu verwenden, was sich in einer deutlichen Kostenreduktion der Schaltung bzw. einer Verbesserung der Messqualität niederschlägt.
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Der zweite Aspekt, in dem sich der A/D-Wandler gemäß 2 von demjenigen von 1 unterscheidet, ist, dass sein Messspannungseingang 14 über einen Inverter 24, d. h. über einen Spannungsverstärker mit Verstärkungsfaktor „–1”, und den Heizwiderstand RMH mit dem Ausgang des Referenzspannungsschalters 16 verbunden ist. Der Widerstandswert des Heizwiderstands RMH ist gleich dem Widerstandswert des Messwiderstandes RM. Ebenso ist der Widerstandswert des Referenzwiderstandes Rref gleich dem Widerstandswert des Messwiderstandes RM. Die resultierende Verlustleistungskonstanz des A/D-Wandlers gem. 2 lässt sich mathematisch wie folgt zeigen:
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Über einen Messtakt T gemittelt gilt: IMT + Iref1τ + Iref2(T – τ) = 0
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Die an Mess-, Heiz- und Referenzwiderstand R
M, R
MH und R
ref anfallende Gesamtverlustleistung lässt sich schreiben als
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Mit RM = Rref; RMH = RM; |Uref1| = |Uref2| und Einsetzen der obigen Gleichung für den Messstrom IM und Umformung mittel Ohmschen Gesetzes fallen alle Abhängigkeiten von δ heraus, sodass die Verlustleistung tastgradunabhängig und damit messwertunabhängig ist.
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Im Gegensatz dazu lässt sich für einen A/D-Wandler gemäß 1 die Verlustleistung als Funktion des Tastgrades δ berechnen als P = δ2RM(I 2 / ref1 + I 2 / ref2 + 2Iref1Iref2) – δ[RM(I 2 / ref2 + 2Iref1Iref2) + Rref(I 2 / ref2 – I 2 / ref1)] + RM(I 2 / ref2 + 2Iref1Iref2) + RrefI 2 / ref2
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Sie ist somit deutlich nicht-linear tastgradabhängig, d. h. messwertabhängig, was für Präzisionsmessungen nicht tolerierbar ist.
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3 zeigt schematisch den Spannungsverlauf über dem Kondensator 125 des Integrators 12, wie er bei dem erfindungsgemäßen A/D-Wandler gemäß 2 auftritt. Während einer ersten Phase t1 eines Schalttaktes, während der der Referenzspannungsschalter 16 die erste Referenzspannung Uref1 kontaktiert, wird über dem Kondensator 125 eine sich aus der Summe von Messstrom IM und erstem Referenzstrom Iref1 resultierende Spannung aufintegriert. Die Dauer dieser ersten Phase t1 ist von der Steuereinrichtung 40 vorgegeben und in jedem Messtakt gleich. Eine zweite Messtaktphase τ beginnt mit dem Umschalten des Referenzspannungsschalters 16, sodass die Spannung über dem Kondensator 125 gemäß der Summe der gleichgerichteten Ströme IM und Iref2 abintegriert wird. Die zweite Messtaktphase τ wird durch ein Signal des Komparators 22 beendet, welches ergeht, sobald die Komperatoreingangsspannung, d. h. die über dem Kondensator 125 anliegende Spannung gleich der Komparator-Referenzspannung ist. Die Gesamtdauer T des Messtaktes entspricht der Summe aus t1 + τ. Die Komparator-Referenzspannung kann von Null verschieden sein. Dies insbesondere während einer Einschwingphase und nach schnellen Änderungen der Messspannung (Wiedereinschwingungsphase). In jedem Fall ist sie stets mittels des zusätzlichen Integrators 30 um den aktuellen Gleichanteil der über den Kondensator 125 anliegenden Spannung versetzt, insbesondere aufgrund der invertierenden Wirkung des zusätzlichen Integrators 30 „nach unten” versetzt. Hierdurch wird über die Rückkopplung des Referenzspannungseingangs 16 das Spannungssignal über den Kondensator 125 „nach unten” gezogen. Mit anderen Worten pendelt die Spannung über dem Kondensator 125 exakt um Null, was einer Wechselspannung ohne Gleichanteil entspricht. Gleichspannungsabhängige Kondensatoreffekte werden auf diese Weise vermieden.
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Natürlich stellen die in der speziellen Beschreibung diskutierten und in den Figuren gezeigten Ausführungsformen nur illustrative Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dar. Dem Fachmann ist im Lichte der hiesigen Offenbarung ein breites Spektrum von Variationsmöglichkeiten an die Hand gegeben. Insbesondere ist die Realisierung des invertierenden Tiefpassfilters nicht auf das gezeigte Ausführungsbeispiel beschränkt. Beispielsweise könnte auch ein numerisches Rechenwerk, ein Digitalfilter, ein Tiefpassfilter höherer Ordnung oder ähnliches verwendet werden.
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Bezugszeichenliste
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- 10, 10'
- A/D-Wandler
- 12
- erster Integrator
- 121
- Operationsverstärker von 12
- 122
- invertierender Eingang von 121
- 123
- nicht-invertierender Eingang von 121
- 124
- Ausgang von 121
- 125
- Kondensator von 12
- 126
- Ausgang von 12
- 14
- Messspannungseingang
- 16
- Referenzspannungsschalter
- 18
- erster Referenzspannungseingang
- 20
- zweiter Referenzspannungseingang
- 22
- Komparator
- 221
- Testspannungseingang von 22
- 222
- Referenzspannungseingang von 22
- 223
- Ausgang von 22
- 24
- Inverter
- 30
- zweiter Integrator
- 301
- Operationsverstärker von 30
- 302
- invertierender Eingang von 301
- 303
- nicht-invertierender Eingang von 301
- 304
- Ausgang von 301
- 305
- Kondensator von 30
- 32
- Hilfswiderstand vor 30
- RM
- Messwiderstand
- RMH
- Heizwiderstand
- Rref
- Referenzwiderstand
- UM
- Messspannung
- IM
- Messstrom
- Uref1
- erste Referenzspannung
- Iref1
- erster Referenzstrom
- Uref2
- zweite Referenzspannung
- Iref2
- zweiter Referenzstrom
- T
- Messtaktdauer
- t1
- Dauer der Aufintegrationsphase
- τ
- Dauer der Abintegrationsphase
