JP6802644B2 - Regulated power supply circuit - Google Patents
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- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 title claims description 61
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 25
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 25
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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Description
本発明は、安定化された出力電圧を供給可能な安定化電源回路に関する。 The present invention relates to a regulated power supply circuit capable of supplying a regulated output voltage.
安定化電源回路において、負荷に供給する電流が小さい場合に、安定化電源回路の消費電流を低減することは、バッテリー駆動機器などの稼働時間を延ばすためにも重要な要素となる。消費電流の低減を図った安定化電源回路として、例えば特許文献1に記載されたものがある。 In the regulated power supply circuit, when the current supplied to the load is small, reducing the current consumption of the regulated power supply circuit is an important factor for extending the operating time of the battery-powered equipment and the like. As a regulated power supply circuit for reducing current consumption, for example, there is one described in Patent Document 1.
図5は、特許文献1に記載された従来の安定化電源回路100の構成を示す回路図である。同図において、安定化電源回路100には、第1の電圧源V1より動作用の電源電圧VDDが供給される。また、安定化電源回路100内では、第2の電圧源V2より参照電圧VREFが供給される。安定化電源回路100の出力電圧VOUTは、VOUT端子から出力される。安定化電源回路100を構成するトランジスタMN1〜MN6は、それぞれNチャネル型のMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor・Field−Effect−Transistor)である。また、安定化電源回路100を構成するトランジスタMP1〜MP4は、それぞれPチャネル型のMOSFETである。
FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the conventional regulated
トランジスタMP1は、第1の電圧源V1とVOUT端子間に挿入されて、VOUT端子に供給する電流を制御する。トランジスタMN1,MN2とトランジスタMP3,MP4は差動増幅部DAMPを構成し、この差動増幅部DAMPの一方の入力素子であるトランジスタMN1のゲートに第2の電圧源V2の参照電圧VREFが印加され、他方の入力素子であるトランジスタMN2のゲートにはVOUT端子における出力電圧VOUTを抵抗素子R1,R2の抵抗値比で分圧された電圧が印加される。抵抗素子R1,R2の接続点とVOUT端子間には位相補償用のコンデンサC2が接続される。 The transistor MP1 is inserted between the first voltage source V1 and the VOUT terminal to control the current supplied to the VOUT terminal. The transistors MN1 and MN2 and the transistors MP3 and MP4 form a differential amplification unit DAMP, and the reference voltage VREF of the second voltage source V2 is applied to the gate of the transistor MN1 which is one input element of the differential amplification unit DAMP. A voltage obtained by dividing the output voltage VOUT at the VOUT terminal by the resistance value ratio of the resistance elements R1 and R2 is applied to the gate of the transistor MN2 which is the other input element. A capacitor C2 for phase compensation is connected between the connection points of the resistance elements R1 and R2 and the VOUT terminal.
差動増幅部DAMPを構成するトランジスタMN1のドレインとトランジスタMP4のドレインの接続点が差動増幅部DAMPの出力にあたり、トランジスタMP1のゲート電圧を制御する。差動増幅部DAMPを介した負帰還作用により、出力電圧VOUTは式(1)で表される電圧に制御される。 The connection point between the drain of the transistor MN1 and the drain of the transistor MP4 constituting the differential amplification unit DAMP corresponds to the output of the differential amplification unit DAMP, and controls the gate voltage of the transistor MP1. The output voltage VOUT is controlled to the voltage represented by the equation (1) by the negative feedback action via the differential amplification unit DAMP.
R1:抵抗素子R1の抵抗値
R2:抵抗素子R2の抵抗値
VOUT:VOUT端子における出力電圧
VREF:第2の電圧源V2の参照電圧
R1: Resistance value of resistance element R1 R2: Resistance value of resistance element R2 VOUT: Output voltage at VOUT terminal VREF: Reference voltage of second voltage source V2
トランジスタMN4は、差動増幅部DAMPのテール電流を制御するための素子であり、トランジスタMN3と共にカレントミラー回路を構成して電流源IB1に比例した電流をトランジスタMN1,MN2からシンクする。また、トランジスタMN4のドレイン電流に加え、トランジスタMP2のドレイン電流に比例したドレイン電流を流すトランジスタMN6のドレインがトランジスタMN1,MN2それぞれのソースに接続されている。 The transistor MN4 is an element for controlling the tail current of the differential amplification unit DAMP, and constitutes a current mirror circuit together with the transistor MN3 to sink a current proportional to the current source IB1 from the transistors MN1 and MN2. Further, in addition to the drain current of the transistor MN4, the drain of the transistor MN6 that flows a drain current proportional to the drain current of the transistor MP2 is connected to each source of the transistors MN1 and MN2.
また、差動増幅部DAMPのテール電流であるトランジスタMN6のドレイン電流を負荷電流に比例して増減させることにより、負荷電流が小さい場合に、安定化電源回路100の消費電流が低減し、負荷に多くの電流を供給する状況においては、差動増幅部DAMPのテール電流を増加させることにより、トランジスタMP1のゲート電圧を駆動するための電流を増やして、負荷電流の急激な変動においても出力電圧を素早く一定値に制御することが可能である。
Further, by increasing or decreasing the drain current of the transistor MN6, which is the tail current of the differential amplification unit DAMP, in proportion to the load current, the current consumption of the stabilized
ところで、このような回路構成の安定化電源回路100における特有の課題として、回路の位相補償の問題がある。通常、こうした回路の負帰還の経路は、トランジスタMP1のドレイン電流がVOUT端子における出力電圧VOUTを上昇させ、その出力電圧VOUTが抵抗素子R1,R2で分圧されて、差動増幅部DAMPの入力素子であるトランジスタMN2のゲート電圧としてトランジスタMN2のゲートに印加される。トランジスタMN2のゲート電圧が上昇すると、トランジスタMN2のドレイン電流が増加して、このドレイン電流が差動増幅部DAMPでカレントミラー回路を構成するトランジスタMP3,MP4でミラーされ、トランジスタMP1のゲート電圧を引き上げることで出力電流を減らし、出力電圧を制御する。
By the way, as a problem peculiar to the stabilized
こうした負帰還の経路に加え、テール電流を増加させるタイプの安定化電源回路100においては、差動増幅部DAMPのテール電流が、出力電流を制御するトランジスタMP1のドレイン電流に応じて増加することにより、トランジスタMN5のドレイン電流がトランジスタMN1,MN2のドレイン電流を増加させ、トランジスタMP1のゲートのノード電圧に作用する帰還の経路が形成される。この経路の帰還は、トランジスタMN1,MN2のドレイン電流が全く同じ比率で増加すれば問題はないが、差がある場合は負帰還にも正帰還にもなり得る。
In addition to such a negative feedback path, in the stabilized
テール電流を増加させる経路の帰還によるゲインは通常、VOUT端子からの帰還のゲインに比較して小さいため、出力電圧VOUTを制御する上で問題にはならない。しかしながら、トランジスタMN6,MN5のカレントミラー回路での電流増幅率を大きく取るなどした場合や、トランジスタMN1,MN2のトランスコンダクタンスの差異が大きい場合には、安定化電源回路100の出力電圧VOUTの制御に影響を与える。
Since the gain due to the feedback of the path that increases the tail current is usually smaller than the gain of the feedback from the VOUT terminal, there is no problem in controlling the output voltage VOUT. However, if the current amplification factor of the transistors MN6 and MN5 in the current mirror circuit is large, or if the difference in transconductance between the transistors MN1 and MN2 is large, the output voltage VOUT of the regulated
通常、図5に示すような安定化電源回路100は、負荷電流の変化による出力電圧の変動を平滑化したり、出力電圧VOUTが発振することを防止したりするための位相補償を目的としてVOUT端子とGND間に数μF程度のコンデンサCLを付加する。このコンデンサCLを付加することにより、VOUT端子を経由した帰還のゲインは図6に示すように、式(2)のfp1の周波数を境に減衰する。
Normally, the regulated
fp1:VOUT端子で発生する極の周波数
RL:負荷抵抗RLの抵抗値
CL:コンデンサCLの容量値
fp1: Frequency of pole generated at VOUT terminal RL: Resistance value of load resistance RL CL: Capacitor value of capacitor CL
この周波数fp1は、安定化電源回路100のコンデンサCLの容量値CLと負荷抵抗RLの抵抗値RLが大きいほど低くなる。このため、図6に示すゲイン(利得)の周波数特性図において点線で示すように、コンデンサCLの容量値CLを大きくしていくと、ある周波数fx以上でテール電流による帰還量が出力電圧VOUTからの帰還量を上回る領域が発生する。テール電流による帰還が負帰還として動作している場合は、この周波数領域以上でも特に問題は無いが、正帰還の状態の場合、差動増幅部DAMPの入力素子であるトランジスタMN1,MN2の特性上のばらつきなどで、この周波数において安定化電源回路100全体での帰還の位相が大きく変動し、正帰還として動作し、出力電圧VOUTに発振又はリンギングが発生する。
This frequency fp1 becomes lower as the capacitance value CL of the capacitor CL of the regulated
この課題を解決するために、特許文献2に記載された方法が考案されている。図7は、特許文献2に記載された安定化電源回路110の構成を示す回路図である。同図に示すように、トランジスタMN5,MN6のゲート間に抵抗素子R3とコンデンサC1を追加したことで、高い周波数でテール電流による帰還量を減衰させ、出力電圧VOUTからの帰還量を上回ることを防止している。
In order to solve this problem, the method described in
しかしながら、特許文献2に記載された安定化電源回路110も、コンデンサCLの容量値CLをさらに大きくした場合、コンデンサC1の容量値C1も増加させる必要があり、半導体集積回路のチップ上にこのコンデンサC1を形成する場合、非常に大きな面積を要するなどの課題があった。
However, also in the regulated
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、出力電流に応じて差動増幅部のテール電流を変化させる機能を持つ安定化電源回路の位相補償の問題を、コンデンサを用いない方法で解決し、従来の低消費電流の安定化電源回路よりも、より小さいチップ面積で実現できる安定化電源回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and solves the problem of phase compensation of a regulated power supply circuit having a function of changing the tail current of the differential amplification unit according to the output current by a method without using a capacitor. It is an object of the present invention to provide a regulated power supply circuit that can be realized with a smaller chip area than a conventional regulated power supply circuit having a low current consumption.
本発明は、参照電圧に応じて所定の電圧を出力端子から出力する安定化電源回路であって、ソースが相互に接続された第1のトランジスタ及び第2のトランジスタと、前記出力端子へ電流を供給する第3のトランジスタと、前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタを含み、前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタのドレイン電流の差により、前記第3のトランジスタのゲート電圧を制御する差動増幅部と、前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタのソース電流を前記第3のトランジスタのドレイン電流に応じて変化させる第1の電流源と、前記第2のトランジスタのドレインに接続され、前記第1の電流源の電流に比例した電流が流れる第2の電流源と、を備え、前記第1のトランジスタのゲートに前記参照電圧が印加され、前記第2のトランジスタのゲートが前記出力端子の電圧に比例した電圧を生成する電圧検出部に接続され、更に、前記第1の電流源及び前記第2の電流源の電流値が一定値以上にならないように制限する電流制限部を備えた、安定化電源回路を提供する。 The present invention is a stabilized power supply circuit that outputs a predetermined voltage from an output terminal according to a reference voltage, and supplies a current to the first transistor and the second transistor to which the sources are connected to each other and the output terminal. The gate voltage of the third transistor is controlled by the difference between the drain currents of the first transistor and the second transistor, including the third transistor to be supplied, the first transistor and the second transistor. To the differential amplification unit, the first current source that changes the source currents of the first transistor and the second transistor according to the drain current of the third transistor, and the drain of the second transistor. connected, the second current source a first current proportional to the current of the current source is flow, wherein the said reference voltage is applied to the gate of the first transistor, a gate of said second transistor Is connected to a voltage detector that generates a voltage proportional to the voltage of the output terminal, and further limits the current values of the first current source and the second current source so that they do not exceed a certain value. It provides a stabilized power supply circuit equipped with a unit.
また、本発明は、上記の安定化電源回路であって、前記第2のトランジスタのドレインに接続され、前記第2の電流源の電流と相殺される方向に一定の電流が流れる第3の電流源を備えた、安定化電源回路を提供する。 Further, the present invention is a stabilized power supply circuit described above, which is connected to the drain of the second transistor, said second constant current in a direction which is offset by the current of the current source a third that flows Provided is a regulated power supply circuit with a current source.
また、本発明は、上記の安定化電源回路であって、前記第2のトランジスタのドレインと前記第3の電流源の間に第4のトランジスタからなる電流減少部を備え、前記電流減少部は、該安定化電源回路の出力電流が少ない場合に、前記第3の電流源の電流値を、前記第2のトランジスタのドレインにゲートとドレインが接続された第5のトランジスタと前記第4のトランジスタのゲートアスペクト比により決まる電流値に制限する、安定化電源回路を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned stabilized power supply circuit, wherein a current reduction part composed of a fourth transistor is provided between the drain of the second transistor and the third current source, and the current reduction part is When the output current of the stabilized power supply circuit is small, the current value of the third current source is used as the fifth transistor and the fourth transistor in which the gate and drain are connected to the drain of the second transistor. that limits the current value determined by the gate aspect ratio, provides a regulated power supply circuit.
本発明によれば、出力電流に応じて差動増幅部のテール電流を変化させる機能を持つ安定化電源回路の位相補償の問題を、コンデンサを用いない方法で解決し、従来の低消費電流の安定化電源回路よりも、より小さいチップ面積で実現できる安定化電源回路を提供できる。 According to the present invention, the problem of phase compensation of a regulated power supply circuit having a function of changing the tail current of the differential amplification unit according to the output current is solved by a method without using a capacitor, and the conventional low current consumption is achieved. It is possible to provide a regulated power supply circuit that can be realized with a smaller chip area than a regulated power supply circuit.
以下、本発明に係る安定化電源回路を具体的に開示した実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments in which the stabilized power supply circuit according to the present invention is specifically disclosed will be described in detail with reference to the drawings.
(第1の実施形態)
本発明の第1の実施形態に係る安定化電源回路について説明する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る安定化電源回路1の構成を示す回路図である。なお、図1において前述した図5に示した従来の安定化電源回路100と共通する素子については同一の符号を付している。
(First Embodiment)
The stabilized power supply circuit according to the first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a regulated power supply circuit 1 according to a first embodiment of the present invention. Note that the elements common to the conventional regulated
第1の実施形態に係る安定化電源回路1は、Nチャネル型のMOSFETであるトランジスタMN1〜MN7と、Pチャネル型のMOSFETであるトランジスタMP1〜MP6と、電源電圧VDDを出力する第1の電圧源V1と、参照電圧VREFを出力する第2の電圧源V2と、出力電圧VOUTを取り出すためのVOUT端子(出力端子)と、一定値の電流を流すための電流源IB1と、電圧検出用の抵抗素子R1,R2と、出力電圧VOUTの安定化のためのコンデンサCLと、を備える。この安定化電源回路1のVOUT端子とグランド(GND)間には負荷抵抗RLが接続されている。 The stabilized power supply circuit 1 according to the first embodiment includes transistors MN1 to MN7 which are N-channel type MOSFETs, transistors MP1 to MP6 which are P-channel type MOSFETs, and a first voltage which outputs a power supply voltage VDD. The source V1, the second voltage source V2 that outputs the reference voltage VREF, the VOUT terminal (output terminal) for taking out the output voltage VOUT, the current source IB1 for passing a constant value current, and the voltage detection It includes resistance elements R1 and R2 and a capacitor CL for stabilizing the output voltage VOUT. A load resistor RL is connected between the VOUT terminal of the regulated power supply circuit 1 and the ground (GND).
なお、トランジスタMN1は第1のトランジスタに対応し、トランジスタMN2は第2のトランジスタに対応し、トランジスタMP1は第3のトランジスタに対応する。また、トランジスタMN6は第1の電流源に対応し、トランジスタMN7は第2の電流源に対応し、トランジスタMP6は電流制限部に対応する。また、トランジスタMN1,MN2,MP3及びMP4は差動増幅部DAMPを構成し、抵抗素子R1,R2は電圧検出部VDETを構成する。 The transistor MN1 corresponds to the first transistor, the transistor MN2 corresponds to the second transistor, and the transistor MP1 corresponds to the third transistor. Further, the transistor MN6 corresponds to the first current source, the transistor MN7 corresponds to the second current source, and the transistor MP6 corresponds to the current limiting unit. Further, the transistors MN1, MN2, MP3 and MP4 form a differential amplification unit DAMP, and the resistance elements R1 and R2 form a voltage detection unit VDET.
第1の実施形態に係る安定化電源回路1を構成する各素子間の結線は次のようになっている。
ゲートとドレインが接続されたトランジスタMP5のゲートとドレインには、トランジスタMP6のゲートが接続されるとともに、電流源IB1の一端が接続される。また、トランジスタMP5のソースには、第1の電圧源V1の正極が接続されるとともに、ソースが共通接続されたトランジスタMP4、トランジスタMP3、トランジスタMP6及びトランジスタMP1の各ソースが接続される。第1の電圧源V1の負極はグランドに接続される。電流源IB1の他端には、ゲートとドレインが接続されたトランジスタMN3のゲーとドレインが接続される。電流源IB1では、図示のように矢印方向(トランジスタMP5からトランジスタMN3に向かう方向)に電流が流れる。
The connections between the elements constituting the stabilized power supply circuit 1 according to the first embodiment are as follows.
The gate of the transistor MP6 is connected to the gate and drain of the transistor MP5 to which the gate and drain are connected, and one end of the current source IB1 is connected. Further, the positive electrode of the first voltage source V1 is connected to the source of the transistor MP5, and the sources of the transistor MP4, the transistor MP3, the transistor MP6 and the transistor MP1 to which the sources are commonly connected are connected. The negative electrode of the first voltage source V1 is connected to the ground. The game and drain of the transistor MN3 to which the gate and drain are connected are connected to the other end of the current source IB1. In the current source IB1, a current flows in the direction of the arrow (direction from the transistor MP5 to the transistor MN3) as shown in the figure.
トランジスタMN3のソースはグランドに接続される。トランジスタMN4のゲートには、トランジスタMN3のゲートとドレインが接続される。トランジスタMN4のドレインには、ソースが共通接続されたトランジスタMN1とトランジスタMN2の各ソースが接続されるとともに、トランジスタMN6のドレインが接続される。トランジスタMN4のソースはグランドに接続される。 The source of transistor MN3 is connected to ground. The gate of the transistor MN4 and the drain are connected to the gate of the transistor MN4. To the drain of the transistor MN4, each source of the transistor MN1 and the transistor MN2 to which the sources are commonly connected is connected, and the drain of the transistor MN6 is connected. The source of transistor MN4 is connected to ground.
トランジスタMN1のゲートには、第2の電圧源V2の正極が接続される。第2の電圧源V2の負極はグランドに接続される。トランジスタMP4のゲートには、ゲートとドレインが接続されたトランジスタMP3のゲートとドレインが接続される。また、トランジスタMP4のドレインには、トランジスタMN1のドレインが接続されるとともに、ゲートが共通接続されたトランジスタMP2とトランジスタMP1の各ゲートが接続される。トランジスタMP3のゲートとドレインには、ドレインが共通接続されたトランジスタMN2とトランジスタMN7の各ドレインが接続される。トランジスタMN2のゲートには、抵抗素子R1と抵抗素子R2の各一端が接続される。トランジスタMP3,MP4はカレントミラー回路を構成している。また、上述したように、トランジスタMP3,MP4はトランジスタMN1,MN2とともに、トランジスタMP1のドレインのノードを出力とする差動増幅部DAMPを構成している。 The positive electrode of the second voltage source V2 is connected to the gate of the transistor MN1. The negative electrode of the second voltage source V2 is connected to the ground. The gate and drain of the transistor MP3 to which the gate and drain are connected are connected to the gate of the transistor MP4. Further, the drain of the transistor MN1 is connected to the drain of the transistor MP4, and the gates of the transistor MP2 and the transistor MP1 to which the gates are commonly connected are connected. Each drain of the transistor MN2 and the transistor MN7 to which the drain is commonly connected is connected to the gate and the drain of the transistor MP3. Each end of the resistance element R1 and the resistance element R2 is connected to the gate of the transistor MN2. Transistors MP3 and MP4 form a current mirror circuit. Further, as described above, the transistors MP3 and MP4 together with the transistors MN1 and MN2 form a differential amplification unit DAMP whose output is the node of the drain of the transistor MP1.
トランジスタMN6のゲートには、トランジスタMN7のゲートが接続されるとともに、ゲートとドレインが接続されたトランジスタMN5のゲートとドレインが接続される。トランジスタMN6,MN7の各ソースはグランドに接続される。トランジスタMN6,MN7はカレントミラー回路を構成している。トランジスタMN5のゲートとドレインには、トランジスタMP2のドレインが接続される。トランジスタMN5のソースはグランドに接続される。 The gate of the transistor MN7 is connected to the gate of the transistor MN6, and the gate and drain of the transistor MN5 to which the gate and drain are connected are connected. Each source of the transistors MN6 and MN7 is connected to the ground. Transistors MN6 and MN7 form a current mirror circuit. The drain of the transistor MP2 is connected to the gate and drain of the transistor MN5. The source of transistor MN5 is connected to ground.
トランジスタMP2のソースには、トランジスタMP6のドレインが接続される。トランジスタMP1のドレインには、VOUT端子が接続されるとともに、抵抗素子R2の他端が接続される。抵抗素子R1の他端はグランドに接続される。VOUT端子とグランド間に安定用のコンデンサCLが接続される。上述したように、抵抗素子R1,R2は、電圧検出部VDETを構成している。 The drain of the transistor MP6 is connected to the source of the transistor MP2. A VOUT terminal is connected to the drain of the transistor MP1, and the other end of the resistance element R2 is connected. The other end of the resistance element R1 is connected to the ground. A stabilizing capacitor CL is connected between the VOUT terminal and the ground. As described above, the resistance elements R1 and R2 constitute the voltage detection unit VDET.
第1の実施形態に係る安定化電源回路1を構成する各素子間の結線は以上のようになっている。トランジスタMP1は、VOUT端子へ電流を供給する。差動増幅部DAMPは、トランジスタMN1及びトランジスタMN2のドレイン電流の差により、トランジスタMP1のゲート電圧を制御する。第1の電流源であるトランジスタMN6は、トランジスタMN1及びトランジスタMN2のソース電流をトランジスタMP1のドレイン電流に応じて変化させる。第2の電流源であるトランジスタMN7のドレインは、トランジスタMN2のドレインに接続され、トランジスタMN7にはトランジスタMN6に流れる電流に比例した電流が流れる。抵抗素子R1,R2で構成される電圧検出部VDETは、参照電圧VREFに応じてVOUT端子から出力される所定の電圧に比例した電圧を生成する。この電圧は、トランジスタMN2のゲートに印加される。電流制限部であるトランジスタMP6は、第1の電流源であるトランジスタMN6及び第2の電流源であるトランジスタMN7の電流値が一定値以上にならないように制限する。 The connections between the elements constituting the stabilized power supply circuit 1 according to the first embodiment are as described above. The transistor MP1 supplies a current to the VOUT terminal. The differential amplification unit DAMP controls the gate voltage of the transistor MP1 by the difference between the drain currents of the transistor MN1 and the transistor MN2. The transistor MN6, which is the first current source, changes the source currents of the transistor MN1 and the transistor MN2 according to the drain current of the transistor MP1. The drain of the transistor MN7, which is the second current source is connected to the drain of the transistor MN2, the transistor MN7 has a current proportional to the current flowing through the transistor MN6 is flow. The voltage detection unit VDET composed of the resistance elements R1 and R2 generates a voltage proportional to a predetermined voltage output from the VOUT terminal according to the reference voltage VREF. This voltage is applied to the gate of transistor MN2. The transistor MP6, which is a current limiting unit, limits the current values of the transistor MN6, which is the first current source, and the transistor MN7, which is the second current source, so as not to exceed a certain value.
トランジスタMP2は、ゲートがトランジスタMP1と共通になっているので、トランジスタMP1のゲート−ソース間の電位差が増加するに比例して、ドレイン電流が増加する。このドレイン電流は、ゲートとドレインが接続されたトランジスタMN5のドレインに流れる。トランジスタMN5のドレインに流れるドレイン電流と、カレントミラー回路を構成するトランジスタMN6,MN7のドレイン電流が制御される。即ち、VOUT端子に供給する電流に比例した電流が、第1の電流源であるトランジスタMN6と第2の電流源であるトランジスタMN7に流れる。 Since the gate of the transistor MP2 is common to that of the transistor MP1, the drain current increases in proportion to the increase in the potential difference between the gate and the source of the transistor MP1. This drain current flows to the drain of the transistor MN5 to which the gate and the drain are connected. The drain current flowing through the drain of the transistor MN5 and the drain current of the transistors MN6 and MN7 constituting the current mirror circuit are controlled. That is, a current proportional to the current supplied to the VOUT terminal flows through the transistor MN6 which is the first current source and the transistor MN7 which is the second current source.
トランジスタMP2のソースと第1の電圧源V1間に挿入されたトランジスタMP6を流れるドレイン電流は、トランジスタMP5のゲート−ソース間の電圧により電流源IB1に比例した電流に制御される。これにより、トランジスタMP2のソースに流れる電流が一定値以下に制限され、トランジスタMP6は電流制限部として機能する。 The drain current flowing through the transistor MP6 inserted between the source of the transistor MP2 and the first voltage source V1 is controlled by the voltage between the gate and the source of the transistor MP5 to a current proportional to the current source IB1. As a result, the current flowing through the source of the transistor MP2 is limited to a certain value or less, and the transistor MP6 functions as a current limiting unit.
VOUT端子とグランド間に、負荷となる抵抗等が無い状態においては、トランジスタMP3のドレイン電流は帰還抵抗である抵抗素子R1,R2に流れる電流のみである。また、トランジスタMP2に対してトランジスタMP1のゲートアスペクト比が十分小さい場合、トランジスタMP2のドレイン電流は略0となっている。この場合、トランジスタMN3とカレントミラー回路を構成し、電流源IB1に比例した定電流をシンクするトランジスタMN4のドレイン電流が、差動増幅部DAMPのテール電流の略全てとなっている。この状態ではトランジスタMN7のドレイン電流も略0であり、トランジスタMN1,MN2に等しい電流が流れる。 In a state where there is no load resistance or the like between the VOUT terminal and the ground, the drain current of the transistor MP3 is only the current flowing through the resistance elements R1 and R2 which are feedback resistors. Further, when the gate aspect ratio of the transistor MP1 is sufficiently smaller than that of the transistor MP2, the drain current of the transistor MP2 is substantially 0. In this case, the drain current of the transistor MN4, which constitutes the current mirror circuit with the transistor MN3 and sinks a constant current proportional to the current source IB1, is substantially all of the tail current of the differential amplification unit DAMP. In this state, the drain current of the transistor MN7 is also substantially 0, and a current equal to the transistors MN1 and MN2 flows.
VOUT端子とグランド間に負荷となる抵抗等が入って電流が増加すると、負帰還作用によりトランジスタMP1,MP2のドレイン電流が増加する。それに伴い、トランジスタMN6,MN7もドレイン電流を流し始める。この状態になると、トランジスタMN2のドレイン電流にトランジスタMN7のドレイン電流が加算されることになり、トランジスタMN1とトランジスタMN2のドレイン電流は以下の式のようになる。 When a resistance or the like that becomes a load enters between the VOUT terminal and the ground and the current increases, the drain current of the transistors MP1 and MP2 increases due to the negative feedback action. Along with this, the transistors MN6 and MN7 also start to flow the drain current. In this state, the drain current of the transistor MN7 is added to the drain current of the transistor MN2, and the drain currents of the transistor MN1 and the transistor MN2 are as shown in the following equation.
ここで、ゲート接地回路におけるMOSFETのソースからの入力インピーダンスZinは、以下のようになる。 Here, the input impedance Zin from the source of the MOSFET in the grounded-gate circuit is as follows.
gm:MOSFETのトランスコンダクタンス
β:利得係数
Id:ドレイン電流
gm: MOSFET transconductance β: gain coefficient Id: drain current
Idn1:トランジスタMN1のドレイン電流
Idn2:トランジスタMN2のドレイン電流
Idn4:トランジスタMN4のドレイン電流
Idn6:トランジスタMN6のドレイン電流
Idn7:トランジスタMN7のドレイン電流
M:トランジスタMN6とトランジスタMN7のゲートアスペクト比
(Wn6/Ln6):(Wn7/Ln7)=1:M
Wn6:トランジスタMN6のゲート幅
Ln6:トランジスタMN6ゲート長
Wn7:トランジスタMN7のゲート幅
Ln7:トランジスタMN7のゲート長
M<1
上式より
Idn1: Drain current of transistor MN1 Idn2: Drain current of transistor MN2 Idn4: Drain current of transistor MN4 Idn6: Drain current of transistor MN6 Idn7: Drain current of transistor MN7 M: Gate aspect ratio of transistor MN6 and transistor MN7 (Wn6 / Ln6) ): (Wn7 / Ln7) = 1: M
Wn6: Transistor MN6 gate width Ln6: Transistor MN6 gate length Wn7: Transistor MN7 gate width Ln7: Transistor MN7 gate length M <1
From the above formula
トランジスタMN6及びMN7のゲート−ソース間に小信号viが入力された場合、トランジスタMN1とトランジスタMN2の小信号viにおけるドレイン電流の変化idn1,idn2は以下のようになる。 When a small signal vi is input between the gate and the source of the transistors MN6 and MN7, the changes in drain current in the small signal vi of the transistors MN1 and MN2 idn1 and idn2 are as follows.
gmn1:トランジスタMN1のトランスコンダクタンス
gmn2:トランジスタMN2のトランスコンダクタンス
gmn6:トランジスタMN6のトランスコンダクタンス
gmn1: Transistor MN1 transconductance gmn2: Transistor MN2 transconductance gmn6: Transistor MN6 transconductance
各トランジスタのgmは、それぞれのドレイン電流で決まるため、トランジスタMN1とトランジスタMN2の利得係数が同じ場合、上式(9),(10)は以下のようになる。 Since the gm of each transistor is determined by the drain current of each transistor, the above equations (9) and (10) are as follows when the gain coefficients of the transistor MN1 and the transistor MN2 are the same.
gmn1,2:トランジスタMN1及びMN2のトランスコンダクタンス
gmn6,7:トランジスタMN6及びMN7のトランスコンダクタンス
gmn1,2: Transconductance of transistors MN1 and MN2 gmn6,7: Transconductance of transistors MN6 and MN7
トランジスタMN2のドレイン電流にはトランジスタMN7の電流が加算されて、これがトランジスタMP3,MP4からなるカレントミラー回路にて折り返され、トランジスタMN1のドレイン電流との差分にてトランジスタMP1のゲート電圧を制御する。 The current of the transistor MN7 is added to the drain current of the transistor MN2, which is folded back by the current mirror circuit composed of the transistors MP3 and MP4, and the gate voltage of the transistor MP1 is controlled by the difference from the drain current of the transistor MN1.
M<<1の場合、以下のように近似できる。 In the case of M << 1, it can be approximated as follows.
上式よりidn1−idp4は、トランジスタMN6のドレイン電流に関わらず負になる。すなわち、idn4>idn1となるため、テール電流による帰還はトランジスタMP1とトランジスタMP2の電流を減少させる方向に動作し、負帰還として作用する。 From the above equation, idn1-idp4 becomes negative regardless of the drain current of the transistor MN6. That is, since idn4> idn1, the feedback due to the tail current operates in the direction of reducing the currents of the transistor MP1 and the transistor MP2, and acts as negative feedback.
式(14)より、安定化電源回路1の出力電流の増加に伴い、トランジスタMN6のドレイン電流は増加するため、出力電流が増えるに従い、トランジスタMN1,MN2のドレイン電流の差も増大する。これが、差動増幅部DAMPの入力オフセット電圧となり、安定化電源回路1の出力電圧は出力電流が増加するに伴い低下する。このため、安定化電源回路1においては、トランジスタMP2のソースに電流に制限を掛けるための素子であるトランジスタMP6を有している。これにより、トランジスタMP1のゲートとソース間の電位差が増大しても、トランジスタMP2のソース電流は一定値で制限され、結果としてトランジスタMP6,MP7のドレイン電流も一定値で制限され、差動増幅部DAMPのオフセット電圧も一定値以下に制限される。 From the equation (14), since the drain current of the transistor MN6 increases as the output current of the regulated power supply circuit 1 increases, the difference between the drain currents of the transistors MN1 and MN2 also increases as the output current increases. This becomes the input offset voltage of the differential amplification unit DAMP, and the output voltage of the regulated power supply circuit 1 decreases as the output current increases. Therefore, the regulated power supply circuit 1 has a transistor MP6 which is an element for limiting the current to the source of the transistor MP2. As a result, even if the potential difference between the gate and the source of the transistor MP1 increases, the source current of the transistor MP2 is limited by a constant value, and as a result, the drain current of the transistors MP6 and MP7 is also limited by a constant value. The offset voltage of DAMP is also limited to a certain value or less.
このように、第1の実施形態に係る安定化電源回路1では、出力電流が小さい場合に差動増幅部DAMPのテール電流を減少させるので、安定化電源回路1自体が消費する電流を削減できる。また、出力電流が大きく、高速な過渡応答が必要な状況においては、差動増幅部DAMPのテール電流を増加させることにより、出力電流を制御するトランジスタMP1のゲート電圧を素早く駆動することが可能となる。また、テール電流における帰還の経路は常に負帰還として動作するため、図7に示すようなコンデンサC1を安定化電源回路1内に内蔵する必要は無く、従来の低消費電流の安定化電源回路よりも、より小さいチップ面積で実現できる。 As described above, in the regulated power supply circuit 1 according to the first embodiment, the tail current of the differential amplification unit DAMP is reduced when the output current is small, so that the current consumed by the regulated power supply circuit 1 itself can be reduced. .. Further, in a situation where the output current is large and a high-speed transient response is required, the gate voltage of the transistor MP1 that controls the output current can be quickly driven by increasing the tail current of the differential amplification unit DAMP. Become. Further, since the feedback path in the tail current always operates as negative feedback, it is not necessary to incorporate the capacitor C1 as shown in FIG. 7 in the regulated power supply circuit 1, as compared with the conventional regulated power supply circuit with low current consumption. Can be realized with a smaller chip area.
(第2の実施形態)
本発明の第2の実施形態に係る安定化電源回路について説明する。
図2は、本発明の第2の実施形態に係る安定化電源回路2の構成を示す回路図である。図2において、第2の実施形態に係る安定化電源回路2は、第3の電流源として、ゲートとソース間を一定の電圧でバイアスしたPチャネル型のMOSFETであるトランジスタMP7を有している。このトランジスタMP7は、ソースが第1の電圧源V1の正極に接続され、ドレインがトランジスタMN2のドレインに接続される。また、トランジスタMP7のゲートは、トランジスタMP5,MP6の各ゲートに接続される。第3の電流源としてのトランジスタMP7を追加したことにより、トランジスタMN2のドレイン電流が、第1の実施形態に係る安定化電源回路1における場合よりも増加する。即ち、トランジスタMP7は、トランジスタMN2のドレイン電流をトランジスタMN1のドレイン電流よりも多くする効果を持つ。その結果、トランジスタMN2のトランスコンダクタンスは、第1の実施形態に係る安定化電源回路1における場合よりも増加することになり、テール電流による帰還を負帰還方向に働かせる方向に寄与する。
(Second Embodiment)
The stabilized power supply circuit according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a regulated
また、トランジスタMP7を通して第1の電圧源V1からトランジスタMN2のドレインにソースされる電流は、トランジスタMN7のドレイン電流としてトランジスタMN2のドレインからシンクされる電流と相殺されるため、トランジスタMP7のドレイン電流をトランジスタMN7の電流制限値に合わせることにより、出力電流が増え、トランジスタMN6,MN7のドレイン電流の増加が止まった状況においては、トランジスタMN7のドレイン電流によるトランジスタMN1,MN2のドレイン電流の差異を縮小させる働きになる。この結果として、差動増幅部DAMPの入力オフセット電圧が減少する。 Further, the current sourced from the first voltage source V1 to the drain of the transistor MN2 through the transistor MP7 cancels out the current synced from the drain of the transistor MN2 as the drain current of the transistor MN7, so that the drain current of the transistor MP7 is used. By adjusting to the current limit value of the transistor MN7, the output current increases, and when the increase of the drain current of the transistors MN6 and MN7 stops, the difference between the drain currents of the transistors MN1 and MN2 due to the drain current of the transistor MN7 is reduced. It will work. As a result, the input offset voltage of the differential amplification unit DAMP is reduced.
このように、第2の実施形態に係る安定化電源回路2は、第1の実施形態に係る安定化電源回路1に比べて、負荷電流が一定値以上の場合における出力電圧の設定値に対する誤差を緩和することができる。
As described above, the regulated
(第3の実施形態)
本発明の第3の実施形態に係る安定化電源回路について説明する。
図3は、本発明の第3の実施形態に係る安定化電源回路3の構成を示す回路図である。図3において、第3の実施形態に係る安定化電源回路3は、第2の実施形態に係る安定化電源回路2に、トランジスタMP7の電流値を制限する電流減少部として、Pチャネル型のMOSFETであるトランジスタMP8を有している。このトランジスタMP8は、ソースがトランジスタMP7のドレインに接続され、ゲートとドレインがトランジスタMN2のドレインに接続される。
(Third Embodiment)
The stabilized power supply circuit according to the third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the regulated
ここで、トランジスタMN6,MN7のドレイン電流が0の状態で、トランジスタMP8のドレイン電流が飽和電流値にならないように、トランジスタMP8とトランジスタMP3のゲートアスペクト比を設定する。 Here, the gate aspect ratio of the transistor MP8 and the transistor MP3 is set so that the drain current of the transistor MP8 does not reach the saturation current value when the drain current of the transistors MN6 and MN7 is 0.
安定化電源回路3の出力電流が0で、トランジスタMN6とトランジスタMN7のドレイン電流が略0の状態においては、トランジスタMP7を経てトランジスタMN2のドレインに流れる電流は、トランジスタMP8とトランジスタMP3のゲートアスペクト比により決まる電流値に制限される。安定化電源回路3の出力電流が増えると、トランジスタMN6,MN7のドレイン電流が流れ始め、トランジスタMP3のゲートとソース間電位差も増加する。これにより、トランジスタMP7のドレインとソース間の電位差が大きくなり、トランジスタMP7のドレイン電流も増加する。しかしながら、トランジスタMP7は、ゲートとソース間の電位差が一定値にバイアスされているため、ドレインとソース間の電位差が広がるとその電流値の増加は飽和する。
When the output current of the stabilized
前述した第2の実施形態に係る安定化電源回路2において、トランジスタMN1,MN2のドレイン電流は以下のようになる。
In the regulated
Idp7:トランジスタMP7のドレイン電流 Idp7: Drain current of transistor MP7
上式より、トランジスタMN6のドレイン電流が少ない状態では、トランジスタMN7のドレイン電流の割合が増加するため、トランジスタMN1とトランジスタMN2のドレイン電流の比率が変化し、それがトランジスタMN1とトランジスタMN2のゲートとソース間の電位差の差となり、図4の出力電流と出力電圧の関係を示す図に示すように、出力電圧が設定値に対して増加特性となる。これに対し、第3の実施形態に係る安定化電源回路3は、トランジスタMP8が追加されたことにより、トランジスタMP7のドレイン電流を減少させる。このため、特に安定化電源が無負荷の状態から、100μA以下の少ない出力電流での動作において、図4の点線で示したように出力電圧の変動を改善することが可能となる。
From the above equation, when the drain current of the transistor MN6 is small, the ratio of the drain current of the transistor MN7 increases, so that the ratio of the drain current of the transistor MN1 and the transistor MN2 changes, which is the gate of the transistor MN1 and the transistor MN2. This is the difference in potential difference between the sources, and as shown in the figure showing the relationship between the output current and the output voltage in FIG. 4, the output voltage has an increasing characteristic with respect to the set value. On the other hand, the regulated
このように、第3の実施形態に係る安定化電源回路3は、トランジスタMN2のドレイン電流が少ない場合に、第3の電流源であるトランジスタMP7の電流値を制限することにより、特に、出力電流が小さい又は負荷となる抵抗等が設けられていない状態で、トランジスタMN1,MN2のドレイン電流の差を縮小して、差動増幅部DAMPのオフセット電圧の増加を防ぎ、出力電圧VOUTの変化を緩和する。したがって、第2の実施形態に係る安定化電源回路2に比較し、出力電流が少ない動作状態における出力電圧の変動を抑制して、より広範囲な出力電流で出力電圧の変動が少ない安定化電源を実現することが可能である。
As described above, in the stabilized
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
Although various embodiments have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present invention is not limited to such examples. It is clear that a person skilled in the art can come up with various modifications or modifications within the scope of the claims, which naturally belong to the technical scope of the present invention. Understood.
In addition, each component in the above embodiment may be arbitrarily combined as long as the gist of the present invention is not deviated.
本発明は、低消費電流の安定化電源回路に有用である。 The present invention is useful for regulated power supply circuits with low current consumption.
1〜3:安定化電源回路
MN1〜MN7:Nチャネル型のトランジスタ
MP1〜MP8:Pチャネル型のトランジスタ
V1:第1の電圧源
V2:第2の電圧源
IB1:電流源
DAMP:差動増幅部
VDET:電圧検出部
R1,R2:抵抗素子
CL:コンデンサ
RL:負荷抵抗
1-3: Stabilized power supply circuit MN1 to MN7: N-channel type transistor MP1 to MP8: P-channel type transistor V1: First voltage source V2: Second voltage source IB1: Current source DAMP: Differential amplification unit VDET: Voltage detector R1, R2: Resistance element CL: Capacitor RL: Load resistance
Claims (3)
ソースが相互に接続された第1のトランジスタ及び第2のトランジスタと、
前記出力端子へ電流を供給する第3のトランジスタと、
前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタを含み、前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタのドレイン電流の差により、前記第3のトランジスタのゲート電圧を制御する差動増幅部と、
前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジスタのソース電流を前記第3のトランジスタのドレイン電流に応じて変化させる第1の電流源と、
前記第2のトランジスタのドレインに接続され、前記第1の電流源の電流に比例した電流が流れる第2の電流源と、を備え、
前記第1のトランジスタのゲートに前記参照電圧が印加され、
前記第2のトランジスタのゲートが前記出力端子の電圧に比例した電圧を生成する電圧検出部に接続され、
更に、前記第1の電流源及び前記第2の電流源の電流値が一定値以上にならないように制限する電流制限部を備えた、
安定化電源回路。 A regulated power supply circuit that outputs a predetermined voltage from the output terminal according to the reference voltage.
With the first and second transistors with the sources connected to each other,
A third transistor that supplies current to the output terminal and
A differential amplifier that includes the first transistor and the second transistor and controls the gate voltage of the third transistor by the difference in drain current between the first transistor and the second transistor.
A first current source that changes the source current of the first transistor and the second transistor according to the drain current of the third transistor, and
Which is connected to the drain of the second transistor, and a second current source proportional to the current is flow to the current of the first current source,
The reference voltage is applied to the gate of the first transistor,
The gate of the second transistor is connected to a voltage detector that generates a voltage proportional to the voltage of the output terminal.
Further, a current limiting unit for limiting the current values of the first current source and the second current source so as not to exceed a certain value is provided.
Regulated power supply circuit.
前記第2のトランジスタのドレインに接続され、前記第2の電流源の電流と相殺される方向に一定の電流が流れる第3の電流源を備えた、
安定化電源回路。 The regulated power supply circuit according to claim 1.
Which is connected to the drain of the second transistor, said second constant current in a direction which is offset by the current of the current source with a third current source that flows,
Regulated power supply circuit.
前記第2のトランジスタのドレインと前記第3の電流源の間に第4のトランジスタからなる電流減少部を備え、
前記電流減少部は、該安定化電源回路の出力電流が少ない場合に、前記第3の電流源の電流値を、前記第2のトランジスタのドレインにゲートとドレインが接続された第5のトランジスタと前記第4のトランジスタのゲートアスペクト比により決まる電流値に制限する、
安定化電源回路。 The regulated power supply circuit according to claim 2.
A current reducing unit including a fourth transistor is provided between the drain of the second transistor and the third current source.
When the output current of the regulated power supply circuit is small, the current reducing unit uses the current value of the third current source as a fifth transistor in which a gate and a drain are connected to the drain of the second transistor. that limits the current value determined by the gate aspect ratio of the fourth transistor,
Regulated power supply circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016099615A JP6802644B2 (en) | 2016-05-18 | 2016-05-18 | Regulated power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016099615A JP6802644B2 (en) | 2016-05-18 | 2016-05-18 | Regulated power supply circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017207902A JP2017207902A (en) | 2017-11-24 |
JP6802644B2 true JP6802644B2 (en) | 2020-12-16 |
Family
ID=60417278
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016099615A Active JP6802644B2 (en) | 2016-05-18 | 2016-05-18 | Regulated power supply circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6802644B2 (en) |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03158912A (en) * | 1989-11-17 | 1991-07-08 | Seiko Instr Inc | Voltage regulator |
JP4322360B2 (en) * | 1999-07-21 | 2009-08-26 | エルピーダメモリ株式会社 | Voltage stabilization circuit and semiconductor device using the same |
JP5097664B2 (en) * | 2008-09-26 | 2012-12-12 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | Constant voltage power circuit |
JP5385237B2 (en) * | 2010-09-28 | 2014-01-08 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | Regulator circuit |
-
2016
- 2016-05-18 JP JP2016099615A patent/JP6802644B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2017207902A (en) | 2017-11-24 |
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