JP6796776B2 - Voltage supply circuit - Google Patents

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本願は、撮像装置に関し、特に、半導体基板に積層された光電変換部を有する撮像装置に関する。 The present application relates to an image pickup apparatus, and more particularly to an image pickup apparatus having a photoelectric conversion unit laminated on a semiconductor substrate.

従来、様々な分野においてデジタルカメラ（デジタルビデオカメラまたはデジタルスチルカメラ）が使用されている。これらのデジタルカメラには、ＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ）型固体撮像素子、ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型固体撮像素子が用いられている。よく知られているように、これらの固体撮像素子は、受光部として、半導体基板に形成されたフォトダイオードを有している。 Conventionally, digital cameras (digital video cameras or digital still cameras) have been used in various fields. CCD (Charge Coupled Device) type solid-state image sensor and CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) type solid-state image sensor are used in these digital cameras. As is well known, these solid-state image pickup devices have a photodiode formed on a semiconductor substrate as a light receiving unit.

受光部として、半導体基板の最表面に積層された光電変換膜を有する積層型の撮像装置も知られている（例えば特許文献１）。積層型の撮像装置では、光電変換膜内において光電変換によって発生した電荷を電荷蓄積領域（「フローティングディフュージョン」と呼ばれる）に蓄積する。蓄積された電荷は、半導体基板内でＣＣＤ回路またはＣＭＯＳ回路を介して読み出される。積層型の撮像装置は、画素サイズを縮小しても受光部の面積の確保が比較的容易であるので、より大きな画素数を実現し得るという利点を有する。参考のために、国際公開第２０１２／１３７４４５号の開示内容の全てを本明細書に援用する。 As a light receiving unit, a laminated image pickup device having a photoelectric conversion film laminated on the outermost surface of a semiconductor substrate is also known (for example, Patent Document 1). In a stacked image pickup device, charges generated by photoelectric conversion in a photoelectric conversion film are accumulated in a charge storage region (referred to as "floating diffusion"). The accumulated charge is read out in the semiconductor substrate via a CCD circuit or a CMOS circuit. The stacked image pickup device has an advantage that a larger number of pixels can be realized because it is relatively easy to secure the area of the light receiving portion even if the pixel size is reduced. For reference, the entire disclosure of International Publication No. 2012/137445 is incorporated herein by reference.

国際公開第２０１２／１３７４４５号International Publication No. 2012/137445

撮像装置の分野においては、ノイズの低減が望まれている。 In the field of imaging devices, noise reduction is desired.

本願の限定的ではないある例示的な実施形態によれば、以下が提供される。 According to some non-limiting exemplary embodiments of the present application, the following are provided.

傾斜電圧発生回路と、第１の増幅器と、前記傾斜電圧発生回路と前記第１の増幅器との間に接続された第１の容量素子と、前記第１の増幅器の出力を負帰還させる第１フィードバック回路とを備え、前記第１フィードバック回路は、フィードバックループを選択的に形成するスイッチを含む、電圧供給回路。 A first capacitive element connected between a gradient voltage generation circuit, a first amplifier, the gradient voltage generation circuit, and the first amplifier, and a first that negatively feeds back the output of the first amplifier. A voltage supply circuit comprising a feedback circuit, wherein the first feedback circuit includes a switch that selectively forms a feedback loop.

本開示の一態様によれば、低ノイズの傾斜電圧を単位画素セルに供給することが可能になり、ノイズの影響をより低減し得る撮像装置が提供される。 According to one aspect of the present disclosure, it is possible to supply a low noise gradient voltage to a unit pixel cell, and an imaging device capable of further reducing the influence of noise is provided.

図１は、本開示の第１の実施形態に係る撮像装置の例示的な構成の概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram of an exemplary configuration of an imaging device according to the first embodiment of the present disclosure. 図２は、単位画素セル１０Ａの例示的な回路構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10A. 図３は、単位画素セル１０Ａおよび周辺回路の接続関係の典型例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a typical example of the connection relationship between the unit pixel cell 10A and the peripheral circuit. 図４は、電圧供給回路５０Ａにおける動作を説明するための例示的なタイミングチャートである。FIG. 4 is an exemplary timing chart for explaining the operation in the voltage supply circuit 50A. 図５は、電圧供給回路５０Ａにおける動作を説明するための他の例示的なタイミングチャートである。FIG. 5 is another exemplary timing chart for illustrating operation in the voltage supply circuit 50A. 図６は、信号の読み出し時における撮像装置１００の動作を説明するための例示的なタイミングチャートである。FIG. 6 is an exemplary timing chart for explaining the operation of the image pickup apparatus 100 when reading a signal. 図７は、単位画素セル１０Ｂの回路構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of the unit pixel cell 10B. 図８は、本開示の第２の実施形態に係る撮像装置の例示的な構成の概略図である。FIG. 8 is a schematic diagram of an exemplary configuration of the imaging device according to the second embodiment of the present disclosure. 図９は、制御回路６４として適用可能な回路構成の一例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing an example of a circuit configuration applicable as the control circuit 64. 図１０は、本開示の第３の実施形態に係る単位画素セル１０Ｃの例示的な回路構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10C according to the third embodiment of the present disclosure. 図１１は、単位画素セル１０Ｃを用いた信号の読み出し動作を説明するための例示的なタイミングチャートである。FIG. 11 is an exemplary timing chart for explaining a signal reading operation using the unit pixel cell 10C. 図１２は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路の他の例示的な回路構成を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. 図１３は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing still another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. 図１４は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing still another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. 図１５は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing still another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. 図１６は、図１５に示す電圧供給回路５０Ｅにおける反転増幅器６２および増幅器８０の回路構成の一例を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the inverting amplifier 62 and the amplifier 80 in the voltage supply circuit 50E shown in FIG. 図１７は、本開示の実施形態に係る撮像装置の他の例示的な構成の概略図である。FIG. 17 is a schematic diagram of another exemplary configuration of the imaging device according to the embodiment of the present disclosure. 図１８は、本開示の電圧供給回路に適用可能な傾斜電圧発生回路の例示的な構成を示すブロック図である。FIG. 18 is a block diagram showing an exemplary configuration of a gradient voltage generating circuit applicable to the voltage supply circuit of the present disclosure. 図１９は、傾斜電圧発生回路５２の回路構成の一例を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the gradient voltage generation circuit 52. 図２０は、入力クロックＣＫおよびＣＫＤと各制御信号との関係の一例を示すタイミングチャートである。FIG. 20 is a timing chart showing an example of the relationship between the input clocks CK and CKD and each control signal. 図２１は、図２０に示す制御信号Φ１、Φ２、Φ１ｄおよびΦ２ｄを生成するクロック生成回路の一例を示す図である。FIG. 21 is a diagram showing an example of a clock generation circuit that generates the control signals Φ1, Φ2, Φ1d, and Φ2d shown in FIG. 図２２は、傾斜電圧発生回路の回路構成の他の一例を示す図である。FIG. 22 is a diagram showing another example of the circuit configuration of the gradient voltage generation circuit. 図２３は、本開示の第４の実施形態に係る撮像装置における、単位画素セルおよび周辺回路の例示的な接続関係を示す図である。FIG. 23 is a diagram showing an exemplary connection relationship between a unit pixel cell and peripheral circuits in the image pickup apparatus according to the fourth embodiment of the present disclosure. 図２４は、単位画素セル１０Ｄの例示的な回路構成を示す図である。FIG. 24 is a diagram showing an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10D. 図２５は、第４の実施形態における単位画素セルの変形例を示す図である。FIG. 25 is a diagram showing a modified example of the unit pixel cell in the fourth embodiment. 図２６は、本開示の第５の実施形態に係るカメラシステムの構成例を模式的に示す図である。FIG. 26 is a diagram schematically showing a configuration example of a camera system according to a fifth embodiment of the present disclosure.

本開示の実施形態を説明する前に、本発明者の知見を説明する。 Prior to explaining the embodiments of the present disclosure, the findings of the present inventor will be described.

上述の特許文献１は、画素アレイにおける列毎に、フィードバックアンプと、リセットトランジスタに対する入力レベル（ゲート電圧）を制御する制御回路とを設けた回路構成を開示している。この回路構成においては、フィードバックアンプを介して出力がフィードバックされた状態でリセットが実行される。出力に現れるノイズは、入力にフィードバックされることによりキャンセルされる。 The above-mentioned Patent Document 1 discloses a circuit configuration in which a feedback amplifier and a control circuit for controlling an input level (gate voltage) for a reset transistor are provided for each row in the pixel array. In this circuit configuration, the reset is executed with the output fed back through the feedback amplifier. The noise that appears at the output is canceled by being fed back to the input.

特許文献１は、さらに、このような回路構成においてリセットの終了時にリセットトランジスタのゲート電圧を直線状に減少させることを提案している。特許文献１には、リセットトランジスタのゲート電圧を直線状に減少させることにより、フィードバックループにおける帯域を制限して高いノイズ低減効果が得られると記載されている。 Patent Document 1 further proposes that the gate voltage of the reset transistor is linearly reduced at the end of reset in such a circuit configuration. Patent Document 1 describes that by linearly reducing the gate voltage of the reset transistor, the band in the feedback loop is limited and a high noise reduction effect can be obtained.

しかしながら、リセットトランジスタに対する入力（ここでは直線状に減少するゲート電圧）自体にノイズが含まれていると、ノイズの影響が画素に及び、画質が低下するおそれがある。したがって、フィードバックループにおける帯域を制限するトランジスタへの入力が低ノイズであると有益である。 However, if the input to the reset transistor (here, the gate voltage that decreases linearly) itself contains noise, the influence of the noise may affect the pixels and the image quality may deteriorate. Therefore, it is beneficial that the input to the transistor, which limits the band in the feedback loop, is low noise.

本発明者は、上記の点に着目し、本開示の撮像装置を想到した。 The present inventor has focused on the above points and conceived the imaging apparatus of the present disclosure.

以下、本開示の一態様の概要を説明する。なお、本明細書では、時間の経過に伴って概ね増加または概ね減少する波形を有する電圧を「傾斜電圧（ramp voltage）」と呼ぶことがある。本明細書における「傾斜電圧」は、直線状に増加または減少する電圧に限定されず、階段状の波形を有する電圧、振動を伴いながら増加または減少するような波形を有する電圧などを広く含む。また、本明細書における「波形」は、周期的または準周期的な変化を示す形状に限定されない。 The outline of one aspect of the present disclosure will be described below. In the present specification, a voltage having a waveform that generally increases or decreases with the passage of time may be referred to as a “ramp voltage”. The “gradient voltage” in the present specification is not limited to a voltage that increases or decreases linearly, and broadly includes a voltage having a stepped waveform, a voltage having a waveform that increases or decreases with vibration, and the like. Further, the "waveform" in the present specification is not limited to a shape showing a periodic or quasi-periodic change.

［項目１］
入射光を光電変換する光電変換部と、光電変換部によって生成された信号を検出する信号検出回路とを含む単位画素セルと、単位画素セルに傾斜電圧を供給する電圧供給回路とを備え、電圧供給回路は、傾斜電圧発生回路と、第１の増幅器と、傾斜電圧発生回路および第１の増幅器の間に接続された容量素子と、第１の増幅器の出力を負帰還させる第１フィードバック回路とを含み、第１フィードバック回路は、フィードバックループを選択的に形成するスイッチを含む、撮像装置。 [Item 1]
A unit pixel cell including a photoelectric conversion unit that photoelectrically converts incident light, a signal detection circuit that detects a signal generated by the photoelectric conversion unit, and a voltage supply circuit that supplies a gradient voltage to the unit pixel cell are provided with a voltage. The supply circuit includes a gradient voltage generation circuit, a first amplifier, a capacitive element connected between the gradient voltage generation circuit and the first amplifier, and a first feedback circuit that negatively feeds back the output of the first amplifier. The first feedback circuit comprises a switch that selectively forms a feedback loop.

項目１の構成によれば、第１の増幅器におけるしきい値電圧のバラつきなどに起因する入出力オフセットの影響が除去された傾斜電圧を単位画素セルに供給することが可能である。したがって、第１の増幅器におけるしきい値電圧のバラつきに起因したノイズの影響を低減し得る。 According to the configuration of item 1, it is possible to supply a gradient voltage to the unit pixel cell in which the influence of the input / output offset caused by the variation of the threshold voltage in the first amplifier is removed. Therefore, the influence of noise caused by the variation of the threshold voltage in the first amplifier can be reduced.

［項目２］
光電変換部の信号を初期化するリセット回路をさらに備える、項目１に記載の撮像装置。 [Item 2]
The imaging apparatus according to item 1, further comprising a reset circuit for initializing a signal of a photoelectric conversion unit.

項目２の構成によれば、光電変換部の信号を初期化できる。 According to the configuration of item 2, the signal of the photoelectric conversion unit can be initialized.

［項目３］
信号検出回路の出力を負帰還させる第２フィードバック回路をさらに備え、リセット回路は、第２フィードバック回路のフィードバックループの一部を構成する、項目２に記載の撮像装置。 [Item 3]
The imaging device according to item 2, further comprising a second feedback circuit that negatively feeds back the output of the signal detection circuit, wherein the reset circuit constitutes a part of the feedback loop of the second feedback circuit.

項目３の構成によれば、熱ノイズを抑制し得る。 According to the configuration of item 3, thermal noise can be suppressed.

［項目４］
リセット回路は、そのソースまたはドレインが光電変換部に接続された第１トランジスタを含み、第１トランジスタのゲートに傾斜電圧が印加される、項目３に記載の撮像装置。 [Item 4]
The image pickup apparatus according to item 3, wherein the reset circuit includes a first transistor whose source or drain is connected to a photoelectric conversion unit, and a gradient voltage is applied to the gate of the first transistor.

項目４の構成によれば、単位画素セル内のトランジスタにおけるノイズを傾斜電圧を用いて抑制し得る。また、単位画素セル内のトランジスタ数を低減し得る。 According to the configuration of item 4, noise in the transistor in the unit pixel cell can be suppressed by using the gradient voltage. Further, the number of transistors in the unit pixel cell can be reduced.

［項目５］
信号検出回路の出力を負帰還させる第２フィードバック回路をさらに備え、第２フィードバック回路は、第２フィードバック回路のフィードバックループの一部を構成する第１トランジスタであって、そのゲートに傾斜電圧が印加される第１トランジスタを含み、リセット回路は、そのソースまたはドレインが光電変換部に接続された第２トランジスタを含む、項目２に記載の撮像装置。 [Item 5]
A second feedback circuit for negatively feeding back the output of the signal detection circuit is further provided, and the second feedback circuit is a first transistor forming a part of the feedback loop of the second feedback circuit, and a gradient voltage is applied to the gate thereof. The imaging apparatus according to item 2, wherein the reset circuit includes a second transistor whose source or drain is connected to a photoelectric conversion unit.

項目５の構成によれば、単位画素セル内のトランジスタにおけるノイズを傾斜電圧を用いて抑制し得る。また、リセットにおける基準電圧として任意の電圧を電荷蓄積ノードに印加することも可能である。 According to the configuration of item 5, noise in the transistor in the unit pixel cell can be suppressed by using the gradient voltage. It is also possible to apply an arbitrary voltage to the charge storage node as a reference voltage for resetting.

［項目６］
第１トランジスタのしきい値電圧の変動を検出してしきい値電圧に応じた基準電圧を第２の増幅器の非反転入力端子に印加する制御回路をさらに備える、項目４または５に記載の撮像装置。 [Item 6]
Item 4. The imaging according to item 4 or 5, further comprising a control circuit that detects fluctuations in the threshold voltage of the first transistor and applies a reference voltage corresponding to the threshold voltage to the non-inverting input terminal of the second amplifier. apparatus.

項目６の構成によれば、傾斜電圧の印加開始時の初期電圧を、第１トランジスタのしきい値電圧の変動に応じて柔軟に変更し得る。したがって、ノイズ低減に要する時間を短縮することが可能である。 According to the configuration of item 6, the initial voltage at the start of application of the gradient voltage can be flexibly changed according to the fluctuation of the threshold voltage of the first transistor. Therefore, it is possible to shorten the time required for noise reduction.

［項目７］
第１の増幅器は、ソースフォロアを有し、容量素子を介して傾斜電圧発生回路の出力電圧がソースフォロアに入力される、項目１から６のいずれかに記載の撮像装置。 [Item 7]
The imaging apparatus according to any one of items 1 to 6, wherein the first amplifier has a source follower, and the output voltage of the gradient voltage generation circuit is input to the source follower via a capacitive element.

項目７の構成によれば、第１フィードバック回路内のスイッチのオフ時、電圧供給回路の出力電圧を所定の電圧と等しくするような電位を容量素子に保持することが可能である。 According to the configuration of item 7, when the switch in the first feedback circuit is turned off, the capacitance element can hold a potential that makes the output voltage of the voltage supply circuit equal to a predetermined voltage.

［項目８］
第１フィードバック回路は、反転増幅器である第２の増幅器を含み、第２の増幅器の反転入力端子に第１の増幅器の出力が入力される、項目１から７のいずれかに記載の撮像装置。 [Item 8]
The imaging apparatus according to any one of items 1 to 7, wherein the first feedback circuit includes a second amplifier which is an inverting amplifier, and the output of the first amplifier is input to the inverting input terminal of the second amplifier.

項目８の構成によれば、傾斜電圧の印加開始時の初期電圧を任意の電圧に設定することができる。 According to the configuration of item 8, the initial voltage at the start of application of the gradient voltage can be set to an arbitrary voltage.

以下、図面を参照しながら、本開示の実施形態を詳細に説明する。なお、以下で説明する実施形態は、いずれも包括的または具体的な例を示す。以下の実施形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。本明細書において説明される種々の態様は、矛盾が生じない限り互いに組み合わせることが可能である。また、以下の実施形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。以下の説明において、実質的に同じ機能を有する構成要素は共通の参照符号で示し、説明を省略することがある。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. In addition, all of the embodiments described below show comprehensive or specific examples. Numerical values, shapes, materials, components, arrangement and connection forms of components, steps, step order, etc. shown in the following embodiments are examples, and are not intended to limit the present disclosure. The various aspects described herein can be combined with each other as long as there is no conflict. Further, among the components in the following embodiments, the components not described in the independent claims indicating the highest level concept are described as arbitrary components. In the following description, components having substantially the same function are indicated by common reference numerals, and the description may be omitted.

（第１の実施形態）
図１は、本開示の第１の実施形態に係る撮像装置の例示的な構成の概略を示す。図１に示す撮像装置１００は、画素アレイＰＡと周辺回路とを有する。画素アレイＰＡは、複数の単位画素セル１０Ａを含む。後述するように、単位画素セル１０Ａの各々は、入射光を光電変換する光電変換部および光電変換部によって生成された信号を検出する信号検出回路を有する。図示する例では、単位画素セル１０Ａは、行方向および列方向に配列されている。単位画素セル１０Ａが２次元的な配列を有することにより、感光領域（画素領域）が形成される。本明細書において、行方向および列方向とは、行および列がそれぞれ延びる方向を意味し、垂直方向が列方向であり、水平方向が行方向である。複数の単位画素セル１０Ａは、１次元に配列されていてもよい。言い換えれば、撮像装置１００は、ラインセンサであってもよい。 (First Embodiment)
FIG. 1 outlines an exemplary configuration of an imaging device according to a first embodiment of the present disclosure. The image pickup apparatus 100 shown in FIG. 1 has a pixel array PA and peripheral circuits. The pixel array PA includes a plurality of unit pixel cells 10A. As will be described later, each of the unit pixel cells 10A has a photoelectric conversion unit that photoelectrically converts incident light and a signal detection circuit that detects a signal generated by the photoelectric conversion unit. In the illustrated example, the unit pixel cells 10A are arranged in the row direction and the column direction. Since the unit pixel cell 10A has a two-dimensional arrangement, a photosensitive region (pixel region) is formed. As used herein, the row direction and the column direction mean the directions in which the rows and columns extend, respectively, the vertical direction is the column direction, and the horizontal direction is the row direction. The plurality of unit pixel cells 10A may be arranged one-dimensionally. In other words, the image pickup apparatus 100 may be a line sensor.

撮像装置１００は、電圧供給回路５０Ａと、電圧供給回路５０Ａに接続された垂直走査回路（「行走査回路」とも呼ばれる）１６とを有している。図１において模式的に示すように、垂直走査回路１６は、フィードバック制御線２８を介して単位画素セル１０Ａの各々と接続されている。電圧供給回路５０Ａおよび垂直走査回路１６は、周辺回路の一部を構成する。 The image pickup apparatus 100 includes a voltage supply circuit 50A and a vertical scanning circuit (also referred to as a “row scanning circuit”) 16 connected to the voltage supply circuit 50A. As schematically shown in FIG. 1, the vertical scanning circuit 16 is connected to each of the unit pixel cells 10A via a feedback control line 28. The voltage supply circuit 50A and the vertical scanning circuit 16 form a part of peripheral circuits.

電圧供給回路５０Ａは、単位画素セル１０Ａの各々に供給するための傾斜電圧を生成する。後述するように、ここでは、単位画素セル１０Ａに対する傾斜電圧の供給は、垂直走査回路１６を介して選択的に実行される。電圧供給回路５０Ａの構造および動作の詳細は後述する。 The voltage supply circuit 50A generates a gradient voltage for supplying to each of the unit pixel cells 10A. As will be described later, here, the supply of the gradient voltage to the unit pixel cell 10A is selectively executed via the vertical scanning circuit 16. Details of the structure and operation of the voltage supply circuit 50A will be described later.

図１に例示する構成において、電圧供給回路５０Ａは、傾斜電圧発生回路５２と、容量素子５６と、増幅器５４とを含んでいる。容量素子５６は、傾斜電圧発生回路５２と、増幅器５４との間に接続されている。なお、本明細書において、「容量素子（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）」は、電極の間に絶縁膜などの誘電体が挟まれた構造を意味する。本明細書における「電極」は、金属から形成された電極に限定されず、ポリシリコン層などを広く含むように解釈される。本明細書における「電極」は、半導体基板の一部分であり得る。 In the configuration illustrated in FIG. 1, the voltage supply circuit 50A includes a gradient voltage generation circuit 52, a capacitance element 56, and an amplifier 54. The capacitive element 56 is connected between the gradient voltage generation circuit 52 and the amplifier 54. In addition, in this specification, a "capacitor" means a structure in which a dielectric material such as an insulating film is sandwiched between electrodes. The term "electrode" as used herein is not limited to an electrode formed of a metal, and is construed as broadly including a polysilicon layer and the like. The "electrode" in the present specification can be a part of a semiconductor substrate.

傾斜電圧発生回路５２は、例えば入力電圧を傾斜電圧に変換して出力する。なお、傾斜電圧発生回路５２の構成は、傾斜電圧を出力可能であれば、特定の回路構成に限定されない。傾斜電圧発生回路５２の構成の具体例は後述する。傾斜電圧発生回路５２の出力電圧（傾斜電圧）Ｖｇｅｎは、容量素子５６を介して増幅器５４に入力される。増幅器５４は、傾斜電圧発生回路５２と画素アレイＰＡとの間に配置されており、傾斜電圧発生回路５２の出力電圧Ｖｇｅｎをバッファリングする。増幅器５４は、典型的には、ソースフォロワを含む。 The gradient voltage generation circuit 52 converts, for example, an input voltage into a gradient voltage and outputs it. The configuration of the gradient voltage generation circuit 52 is not limited to a specific circuit configuration as long as the gradient voltage can be output. A specific example of the configuration of the gradient voltage generation circuit 52 will be described later. The output voltage (gradient voltage) Vgen of the gradient voltage generation circuit 52 is input to the amplifier 54 via the capacitive element 56. The amplifier 54 is arranged between the gradient voltage generation circuit 52 and the pixel array PA, and buffers the output voltage Vgen of the gradient voltage generation circuit 52. The amplifier 54 typically includes a source follower.

個々の単位画素セル１０Ａに低ノイズの傾斜電圧を印加する観点から、バッファとしての増幅器５４が低ノイズであると有益である。バッファの低ノイズ化には、ノイズ源となるトランジスタ数を減らすこと、および、トランジスタのサイズを大きくすることが有効である。ある一定面積にバッファを配置する場合、バッファの構成に必要なトランジスタ数が少なければ、バッファにおけるトランジスタのサイズを拡大できる。ソースフォロワは、比較的少数のトランジスタで構成可能であり、ソースフォロワを有する回路をバッファとして採用すると低ノイズ化の面で有利である。 From the viewpoint of applying a low noise gradient voltage to each unit pixel cell 10A, it is beneficial that the amplifier 54 as a buffer has low noise. In order to reduce the noise of the buffer, it is effective to reduce the number of transistors that are noise sources and increase the size of the transistors. When arranging the buffer in a certain area, the size of the transistor in the buffer can be increased if the number of transistors required for the buffer configuration is small. The source follower can be configured with a relatively small number of transistors, and it is advantageous in terms of noise reduction if a circuit having a source follower is adopted as a buffer.

ただし、ソースフォロワの出力電圧は、ソースフォロワのトランジスタのしきい値電圧分だけ入力電圧に対してシフトする。一般に、トランジスタの特性は、製造時のバラつきに起因して一定ではない。また、ソースフォロワのトランジスタのしきい値電圧は、温度の影響を受けて変動する。トランジスタ毎のしきい値電圧のバラつき、および、しきい値電圧の変動の影響を低減できると、所望の電圧（傾斜電圧）を単位画素セル１０Ａに印加し得るので有益である。 However, the output voltage of the source follower shifts with respect to the input voltage by the threshold voltage of the transistor of the source follower. In general, the characteristics of transistors are not constant due to variations during manufacturing. In addition, the threshold voltage of the source follower transistor fluctuates under the influence of temperature. It is beneficial to be able to reduce the variation in the threshold voltage for each transistor and the influence of the fluctuation of the threshold voltage because a desired voltage (gradient voltage) can be applied to the unit pixel cell 10A.

図１に示すように、本開示の実施形態における電圧供給回路５０Ａは、増幅器５４の出力を負帰還させるフィードバック回路５８を含んでいる。フィードバック回路５８を用いて増幅器５４の出力を負帰還させることにより、ソースフォロワのトランジスタ毎のしきい値電圧のバラつき、および、しきい値電圧の変動の影響を低減することが可能である。なお、図１に例示する構成では、フィードバック回路５８は、スイッチ６０を含んでいる。スイッチ６０のオン／オフを切り替えることにより、フィードバックループを選択的に形成することができる。本明細書における「スイッチ」の典型例は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチング素子である。 As shown in FIG. 1, the voltage supply circuit 50A according to the embodiment of the present disclosure includes a feedback circuit 58 that negatively feeds back the output of the amplifier 54. By negatively feeding back the output of the amplifier 54 using the feedback circuit 58, it is possible to reduce the variation in the threshold voltage for each transistor of the source follower and the influence of the fluctuation of the threshold voltage. In the configuration illustrated in FIG. 1, the feedback circuit 58 includes a switch 60. The feedback loop can be selectively formed by switching the switch 60 on / off. A typical example of a "switch" in the present specification is a switching element such as a field effect transistor (FET).

図示する例では、フィードバック回路５８は、反転増幅器６２を含んでいる。反転増幅器６２の反転入力端子には、増幅器５４の出力が印加される。一方、反転増幅器６２の非反転入力端子には、所定の基準電圧Ｖｓｒｔが印加される。この基準電圧Ｖｓｒｔは固定された単一の電圧である必要はない。なお、ここでは、前述のスイッチ６０は、反転増幅器６２の出力端子と増幅器５４の入力端子との間に接続されている。スイッチ６０は、反転増幅器６２の出力Ｖａｍｐを増幅器５４に入力するか否かを切り替える。反転増幅器６２の動作は後述する。 In the illustrated example, the feedback circuit 58 includes an inverting amplifier 62. The output of the amplifier 54 is applied to the inverting input terminal of the inverting amplifier 62. On the other hand, a predetermined reference voltage Vsrt is applied to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 62. This reference voltage Vsrt does not have to be a fixed single voltage. Here, the switch 60 described above is connected between the output terminal of the inverting amplifier 62 and the input terminal of the amplifier 54. The switch 60 switches whether or not to input the output Vamp of the inverting amplifier 62 to the amplifier 54. The operation of the inverting amplifier 62 will be described later.

図２は、単位画素セル１０Ａの例示的な回路構成を示す。図２に示すように、単位画素セル１０Ａは、光電変換部１５と、増幅トランジスタ３４を含む信号検出回路ＳＣとを有する。 FIG. 2 shows an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10A. As shown in FIG. 2, the unit pixel cell 10A includes a photoelectric conversion unit 15 and a signal detection circuit SC including an amplification transistor 34.

光電変換部１５は、典型的には、単位画素セル１０Ａが形成される半導体基板に積層された光電変換膜１５ｂと、第１電極１５ａと、第２電極（画素電極）１５ｃとを有する。光電変換膜１５ｂは、有機材料またはアモルファスシリコンなどの無機材料から形成される。なお、本明細書における「半導体基板」は、その全体が半導体である基板に限定されず、感光領域が形成される側の表面に半導体層が設けられた絶縁基板などであってもよい。 The photoelectric conversion unit 15 typically has a photoelectric conversion film 15b laminated on a semiconductor substrate on which a unit pixel cell 10A is formed, a first electrode 15a, and a second electrode (pixel electrode) 15c. The photoelectric conversion film 15b is formed of an organic material or an inorganic material such as amorphous silicon. The "semiconductor substrate" in the present specification is not limited to a substrate whose entire structure is a semiconductor, and may be an insulating substrate in which a semiconductor layer is provided on the surface on the side where a photosensitive region is formed.

図２に模式的に示すように、光電変換膜１５ｂは、第１電極１５ａおよび第２電極（画素電極）１５ｃの間に挟まれている。第１電極１５ａは、光電変換膜１５ｂの受光面側に設けられる。第１電極１５ａは、ＩＴＯなどの透明な導電性材料から形成される。第２電極１５ｃは、光電変換膜１５ｂを介して第１電極１５ａに対向する側に設けられる。第２電極１５ｃは、光電変換膜１５ｂにおいて光電変換によって発生した電荷を収集する。第２電極１５ｃは、アルミニウム、銅などの金属、または、不純物がドープされることにより導電性が付与されたポリシリコンなどから形成される。 As schematically shown in FIG. 2, the photoelectric conversion film 15b is sandwiched between the first electrode 15a and the second electrode (pixel electrode) 15c. The first electrode 15a is provided on the light receiving surface side of the photoelectric conversion film 15b. The first electrode 15a is formed of a transparent conductive material such as ITO. The second electrode 15c is provided on the side facing the first electrode 15a via the photoelectric conversion film 15b. The second electrode 15c collects the electric charge generated by the photoelectric conversion in the photoelectric conversion film 15b. The second electrode 15c is formed of a metal such as aluminum or copper, or polysilicon that has been imparted with conductivity by doping with impurities.

第１電極１５ａは、蓄積制御線１７に接続されており、第２電極１５ｃは、電荷蓄積ノード（「フローティングディフュージョンノード」とも呼ばれる）４４に接続されている。蓄積制御線１７を介して第１電極１５ａの電位を制御することにより、光電変換によって生じた正孔−電子対のうち、正孔および電子のいずれか一方を第２電極１５ｃによって収集することができる。信号電荷として正孔を利用する場合、第２電極１５ｃよりも第１電極１５ａの電位を高くすればよい。以下では、信号電荷として正孔を利用する場合を例示する。例えば１０Ｖ程度の電圧が、蓄積制御線１７を介して第１電極１５ａに印加される。これにより、信号電荷が電荷蓄積ノード４４に蓄積される。もちろん、信号電荷として電子を利用してもよい。 The first electrode 15a is connected to the storage control line 17, and the second electrode 15c is connected to a charge storage node (also referred to as a “floating diffusion node”) 44. By controlling the potential of the first electrode 15a via the accumulation control line 17, one of the holes and electrons among the hole-electron pairs generated by the photoelectric conversion can be collected by the second electrode 15c. it can. When holes are used as signal charges, the potential of the first electrode 15a may be higher than that of the second electrode 15c. In the following, a case where holes are used as signal charges will be illustrated. For example, a voltage of about 10 V is applied to the first electrode 15a via the storage control line 17. As a result, the signal charge is accumulated in the charge storage node 44. Of course, electrons may be used as signal charges.

光電変換部１５によって生成された信号は、増幅トランジスタ３４によって増幅される。信号検出回路ＳＣの増幅トランジスタ３４のゲートは、電荷蓄積ノード４４に接続されている。言い換えれば、増幅トランジスタ３４のゲートは、第２電極１５ｃとの電気的な接続を有する。増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの一方（ＮチャンネルＭＯＳであればドレイン）は、電源配線２２を介して電圧切り替え回路７に接続される。電圧切り替え回路７は、第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２、ならびに、第１の電圧源ＶＳ１および第２の電圧源ＶＳ２を含んでいる。増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの一方と第１の電圧源ＶＳ１とは、第１のスイッチＳＷ１を介して直列に接続されている。また、増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの一方と第２の電圧源ＶＳ２とは、第２のスイッチＳＷ２を介して直列に接続されている。第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２のそれぞれにおけるオン／オフを制御することにより、増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの一方に、第１の電圧Ｖ１または第２の電圧Ｖ２のいずれを印加するかを切り替えることができる。第１の電圧Ｖ１は、例えば０Ｖ（接地）であり、第２の電圧Ｖ２は、例えばＶＤＤ（電源電圧）である。電圧切り替え回路７は、複数の画素間で共有されてもよいし、画素毎に設けられてもよい。 The signal generated by the photoelectric conversion unit 15 is amplified by the amplification transistor 34. The gate of the amplification transistor 34 of the signal detection circuit SC is connected to the charge storage node 44. In other words, the gate of the amplification transistor 34 has an electrical connection with the second electrode 15c. One of the source and drain of the amplification transistor 34 (drain in the case of N-channel MOS) is connected to the voltage switching circuit 7 via the power supply wiring 22. The voltage switching circuit 7 includes a first switch SW1 and a second switch SW2, and a first voltage source VS1 and a second voltage source VS2. One of the source and drain of the amplification transistor 34 and the first voltage source VS1 are connected in series via the first switch SW1. Further, one of the source and drain of the amplification transistor 34 and the second voltage source VS2 are connected in series via the second switch SW2. By controlling the on / off of each of the first switch SW1 and the second switch SW2, either the first voltage V1 or the second voltage V2 is applied to one of the source and drain of the amplification transistor 34. Can be switched. The first voltage V1 is, for example, 0V (ground), and the second voltage V2 is, for example, VDD (power supply voltage). The voltage switching circuit 7 may be shared among a plurality of pixels, or may be provided for each pixel.

増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの他方（ＮチャンネルＭＯＳであればソース）は、アドレストランジスタ４０を介して信号読み出し線１８および定電流源６に接続されている。信号読み出し線１８は、２以上の画素の間で共有されていてもよい。アドレストランジスタ４０のゲートにはアドレス信号線３０が接続されている。アドレス信号線３０の電位により、アドレストランジスタ４０の状態が決定される。アドレス信号線３０の電位がハイレベルの場合、アドレストランジスタ４０がオンし、アドレストランジスタ４０、増幅トランジスタ３４および定電流源６によってソースフォロアが形成される。これにより、電荷蓄積ノード４４に蓄積された電荷に応じた信号が信号読み出し線１８に出力される。アドレス信号線３０の電位がローレベルの場合、アドレストランジスタ４０はオフとなり、増幅トランジスタ３４と信号読み出し線１８とが電気的に分離される。 The other side of the source and drain of the amplification transistor 34 (or the source if it is an N-channel MOS) is connected to the signal readout line 18 and the constant current source 6 via the address transistor 40. The signal readout line 18 may be shared between two or more pixels. An address signal line 30 is connected to the gate of the address transistor 40. The state of the address transistor 40 is determined by the potential of the address signal line 30. When the potential of the address signal line 30 is high, the address transistor 40 is turned on, and the address transistor 40, the amplification transistor 34, and the constant current source 6 form a source follower. As a result, a signal corresponding to the charge stored in the charge storage node 44 is output to the signal reading line 18. When the potential of the address signal line 30 is low level, the address transistor 40 is turned off, and the amplification transistor 34 and the signal read line 18 are electrically separated.

図２に例示する構成では、増幅トランジスタ３４および電圧切り替え回路７は、増幅器２を構成している。また、アドレストランジスタ４０は、出力選択部５Ｓを構成している。単位画素セル１０Ａの各々における光電変換部１５の信号は、増幅器２によって増幅され、出力選択部５Ｓおよび信号読み出し線１８を介して選択的に読み出される。なお、定電流源６は、複数の画素間で共有されてもよいし、画素毎に設けられていてもよい。 In the configuration illustrated in FIG. 2, the amplification transistor 34 and the voltage switching circuit 7 constitute the amplifier 2. Further, the address transistor 40 constitutes the output selection unit 5S. The signal of the photoelectric conversion unit 15 in each of the unit pixel cells 10A is amplified by the amplifier 2 and selectively read out via the output selection unit 5S and the signal reading line 18. The constant current source 6 may be shared among a plurality of pixels, or may be provided for each pixel.

図２に例示する構成において、単位画素セル１０Ａは、信号検出回路ＳＣの出力を負帰還させるフィードバック回路４８を有している。増幅器２によって増幅された信号の一部は、帯域制御部３ＳＡに入力される。図２に示すフィードバック回路４８は、フィードバックトランジスタ３８ならびに容量素子４１および４２を有する帯域制御回路３を含んでいる。帯域制御回路３は、増幅器２の出力信号に帯域制限をかけて電荷蓄積ノード４４に出力する。すなわち、図２に例示する構成では、電荷蓄積ノード４４から読み出された信号は、増幅器２によって増幅され、帯域制御回路３によって帯域制限をかけられた後に電荷蓄積ノード４４に帰還される。 In the configuration illustrated in FIG. 2, the unit pixel cell 10A has a feedback circuit 48 that negatively feeds back the output of the signal detection circuit SC. A part of the signal amplified by the amplifier 2 is input to the band control unit 3SA. The feedback circuit 48 shown in FIG. 2 includes a feedback transistor 38 and a band control circuit 3 having capacitive elements 41 and 42. The band control circuit 3 limits the output signal of the amplifier 2 and outputs it to the charge storage node 44. That is, in the configuration illustrated in FIG. 2, the signal read from the charge storage node 44 is amplified by the amplifier 2, band-limited by the band control circuit 3, and then returned to the charge storage node 44.

図示する例では、フィードバックトランジスタ３８のソースおよびドレインの一方は、容量素子４１を介して光電変換部１５に接続されている。フィードバックトランジスタ３８のソースおよびドレインの他方は、増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインのうち、電圧切り替え回路７に接続されていない側と、アドレストランジスタ４０のソースおよびドレインのうち、信号読み出し線１８に接続されていない側とに接続されている。 In the illustrated example, one of the source and drain of the feedback transistor 38 is connected to the photoelectric conversion unit 15 via the capacitive element 41. The other side of the source and drain of the feedback transistor 38 is connected to the side of the source and drain of the amplification transistor 34 that is not connected to the voltage switching circuit 7 and the source and drain of the address transistor 40 to the signal read line 18. It is connected to the side that is not.

フィードバックトランジスタ３８のゲートは、フィードバック制御線２８に接続されている。このフィードバック制御線２８は、スイッチＳＷiを介して電圧供給回路５０Ａに接続されている。スイッチＳＷiは、典型的には、単位画素セル１０Ａの各行に対応して設けられる。ここで、下付きのｉは、画素アレイＰＡにおける単位画素セル１０Ａの行をそれぞれ指定するインデックスであり、ｉ行目に属する複数の単位画素セル１０Ａに接続されたフィードバック制御線２８と電圧供給回路５０Ａとの間に配置されたスイッチをスイッチＳＷiと表記する。スイッチＳＷiは、例えば垂直走査回路１６内に設けられたスイッチング素子である。スイッチＳＷiをオンとすると、ｉ行目の単位画素セル１０Ａと電圧供給回路５０Ａとの間の電気的接続が確立される。スイッチＳＷiをオンすることにより、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバック制御線２８に印加される。すなわち、スイッチＳＷiのオン／オフを切り替えることにより、所望の行内の単位画素セル１０Ａのフィードバックトランジスタ３８のゲートに傾斜電圧を帯域制御信号Ｔｐｒとして選択的に印加することができる。 The gate of the feedback transistor 38 is connected to the feedback control line 28. The feedback control line 28 is connected to the voltage supply circuit 50A via the switch SW i . The switch SW i is typically provided corresponding to each row of the unit pixel cell 10A. Here, the subscript i is an index that specifies each row of the unit pixel cell 10A in the pixel array PA, and is a feedback control line 28 and a voltage supply circuit connected to a plurality of unit pixel cells 10A belonging to the i-th row. The switch arranged between 50A and 50A is referred to as switch SW i . The switch SW i is, for example, a switching element provided in the vertical scanning circuit 16. When the switch SW i is turned on, an electrical connection is established between the unit pixel cell 10A in the i-th row and the voltage supply circuit 50A. By turning on the switch SW i , the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A is applied to the feedback control line 28. That is, by switching the switch SW i on / off, the gradient voltage can be selectively applied as the band control signal Tpr to the gate of the feedback transistor 38 of the unit pixel cell 10A in the desired row.

フィードバックトランジスタ３８の状態は、フィードバック制御線２８の電位によって決定される。ここでは、スイッチＳＷiがオンのとき、ｉ行目の単位画素セル１０Ａにお
けるフィードバック制御線２８と、電圧供給回路５０Ａとが電気的に接続される。そのため、電圧供給回路５０Ａの出力電圧を用いてフィードバックトランジスタ３８の状態を制御することが可能である。電圧供給回路５０Ａの出力電圧がハイレベルの場合、フィードバックトランジスタ３８がオンする。これにより、電荷蓄積ノード４４、増幅トランジスタ３４、フィードバックトランジスタ３８および容量素子４１をその経路に含むフィードバックループが形成される。電圧供給回路５０Ａの出力電圧が低下すると、フィードバックトランジスタ３８の抵抗が増加する。フィードバックトランジスタ３８の抵抗が増加すると、フィードバックトランジスタ３８の帯域が狭くなり、帰還する信号の周波数領域が狭くなる。フィードバックループが形成されている時（フィードバックトランジスタ３８がオフではない時といってもよい）、フィードバックトランジスタ３８が出力する信号は、容量素子４１と電荷蓄積ノード４４の寄生容量とによって形成される減衰回路で減衰される。容量素子４１の容量値をＣ１、電荷蓄積ノード４４の寄生容量の容量値をＣｆｄとすると、減衰率Ｂは、Ｂ＝Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃｆｄ）と表される。電圧供給回路５０Ａの出力電圧が低下し、ローレベルに達すると、フィードバックトランジスタ３８はオフする。つまり、フィードバックループは形成されない。 The state of the feedback transistor 38 is determined by the potential of the feedback control line 28. Here, when the switch SW i is on, the feedback control line 28 in the unit pixel cell 10A on the i-th row and the voltage supply circuit 50A are electrically connected. Therefore, it is possible to control the state of the feedback transistor 38 by using the output voltage of the voltage supply circuit 50A. When the output voltage of the voltage supply circuit 50A is high, the feedback transistor 38 is turned on. As a result, a feedback loop including the charge storage node 44, the amplification transistor 34, the feedback transistor 38, and the capacitive element 41 in the path is formed. When the output voltage of the voltage supply circuit 50A decreases, the resistance of the feedback transistor 38 increases. When the resistance of the feedback transistor 38 increases, the band of the feedback transistor 38 becomes narrower, and the frequency domain of the feedback signal becomes narrower. When the feedback loop is formed (it may be said that the feedback transistor 38 is not off), the signal output by the feedback transistor 38 is attenuated by the parasitic capacitance of the capacitance element 41 and the charge storage node 44. Attenuated in the circuit. Assuming that the capacitance value of the capacitance element 41 is C1 and the capacitance value of the parasitic capacitance of the charge storage node 44 is Cfd, the attenuation factor B is expressed as B = C1 / (C1 + Cfd). When the output voltage of the voltage supply circuit 50A drops and reaches a low level, the feedback transistor 38 is turned off. That is, no feedback loop is formed.

なお、図２に例示する構成では、フィードバックトランジスタ３８のソースおよびドレインの一方は、容量素子４１を介して電荷蓄積ノード４４に接続されている。フィードバックトランジスタ３８と光電変換部１５の第２電極１５ｃとの間に配置された容量素子４１は、比較的小さな容量値を有する。以下では、フィードバックトランジスタ３８と容量素子４１との接続点を含むノードをリセットドレインノード４６と呼ぶことがある。また、ここでは、容量素子４１よりも大きな容量値を有する容量素子４２がリセットドレインノード４６に接続されている。容量素子４２の電極のうち、リセットドレインノード４６に接続されていない方の電極は、感度調整線３２に接続されており、基準電圧ＶＲ１（例えば０Ｖ）が供給される。容量素子４２とフィードバックトランジスタ３８とからＲＣフィルタ回路が形成される。なお、感度調整線３２の電位は、撮像装置１００の動作時において固定されている必要はない。例えばパルス電圧が感度調整線３２に供給されてもよい。感度調整線３２は、電荷蓄積ノード４４の電位の制御に利用可能である。 In the configuration illustrated in FIG. 2, one of the source and drain of the feedback transistor 38 is connected to the charge storage node 44 via the capacitance element 41. The capacitance element 41 arranged between the feedback transistor 38 and the second electrode 15c of the photoelectric conversion unit 15 has a relatively small capacitance value. Hereinafter, the node including the connection point between the feedback transistor 38 and the capacitance element 41 may be referred to as a reset drain node 46. Further, here, the capacitance element 42 having a capacitance value larger than that of the capacitance element 41 is connected to the reset drain node 46. Of the electrodes of the capacitive element 42, the electrode that is not connected to the reset drain node 46 is connected to the sensitivity adjustment line 32, and the reference voltage VR1 (for example, 0V) is supplied. An RC filter circuit is formed from the capacitive element 42 and the feedback transistor 38. The potential of the sensitivity adjustment line 32 does not have to be fixed during the operation of the image pickup apparatus 100. For example, a pulse voltage may be supplied to the sensitivity adjustment line 32. The sensitivity adjustment line 32 can be used to control the potential of the charge storage node 44.

また、図２に例示する構成では、帯域制御部３ＳＡは、光電変換部１５の信号を初期化するリセット回路４Ａを含んでいる。リセット回路４Ａは、ソースおよびドレインの一方が電荷蓄積ノード４４に接続されたリセットトランジスタ３６を含んでいる。リセットトランジスタ３６のソースおよびドレインの他方は、リセット電圧線２５に接続されており、リセット電圧線２５を介して所定の電圧ＶＲ２が印加される。電圧ＶＲ２は、図２に例示する構成における、リセット時の基準電圧である。図２に示すように、リセットトランジスタ３６のゲートは、リセット制御線２６に接続されている。リセット制御線２６の電位により、リセットトランジスタ３６の状態が決定される。リセット制御線２６の電位がハイレベルの場合、リセットトランジスタ３６がオンし、電荷蓄積ノード４４がリセットされる。 Further, in the configuration illustrated in FIG. 2, the band control unit 3SA includes a reset circuit 4A that initializes the signal of the photoelectric conversion unit 15. The reset circuit 4A includes a reset transistor 36 in which one of the source and the drain is connected to the charge storage node 44. The other of the source and drain of the reset transistor 36 is connected to the reset voltage line 25, and a predetermined voltage VR2 is applied via the reset voltage line 25. The voltage VR2 is a reference voltage at the time of reset in the configuration illustrated in FIG. As shown in FIG. 2, the gate of the reset transistor 36 is connected to the reset control line 26. The state of the reset transistor 36 is determined by the potential of the reset control line 26. When the potential of the reset control line 26 is high, the reset transistor 36 is turned on and the charge storage node 44 is reset.

リセット回路４Ａは、単位画素セル１０Ａの各々に設けられてもよいし、２以上の単位画素セル１０Ａの間で共有されてもよい。本明細書における「リセット回路」は、電荷蓄積ノード４４に対する、リセットにおける基準電圧の印加／非印加を切り替えるスイッチング素子を含み、かつ、その出力が電荷蓄積ノード４４に接続された部分を意味する。「リセット回路」は、単位画素セル外の回路をその一部に含んでいてもよい。 The reset circuit 4A may be provided in each of the unit pixel cells 10A, or may be shared between two or more unit pixel cells 10A. As used herein, the "reset circuit" means a portion of the charge storage node 44 that includes a switching element that switches between application and non-application of a reference voltage during reset, and whose output is connected to the charge storage node 44. The "reset circuit" may include a circuit outside the unit pixel cell as a part thereof.

なお、増幅トランジスタ３４、リセットトランジスタ３６、フィードバックトランジスタ３８およびアドレストランジスタ４０の各々は、ＮチャンネルＭＯＳであってもよいし、ＰチャンネルＭＯＳであってもよい。これらの全てがＮチャンネルＭＯＳまたはＰチャンネルＭＯＳのいずれかに統一されている必要もない。以下では、特に断りがなければ、トランジスタがＮチャンネルＭＯＳであるとして説明する。 Each of the amplification transistor 34, the reset transistor 36, the feedback transistor 38, and the address transistor 40 may be an N-channel MOS or a P-channel MOS. Not all of these need to be unified into either N-channel MOS or P-channel MOS. In the following, unless otherwise specified, the transistor will be described as an N-channel MOS.

図３は、単位画素セル１０Ａおよび周辺回路の接続関係の典型例を示す。図３では、４つの単位画素セル１０Ａが示されている。しかしながら、これはあくまでも例であり、画素アレイＰＡに含まれる単位画素セルの数は４つに限定されない。 FIG. 3 shows a typical example of the connection relationship between the unit pixel cell 10A and the peripheral circuit. In FIG. 3, four unit pixel cells 10A are shown. However, this is just an example, and the number of unit pixel cells included in the pixel array PA is not limited to four.

単位画素セル１０Ａの各々は、電源配線２２およびリセット電圧線２５に接続されている。単位画素セル１０Ａには、電源配線２２を介して所定の電源電圧（ここでは第１の電圧Ｖ１または第２の電圧Ｖ２）が供給される。また、リセット電圧線２５を介してリセットにおける基準電圧ＶＲ２が供給される。リセット電圧線２５を介して垂直走査回路１６からリセットにおける基準電圧ＶＲ２が単位画素セル１０Ａに供給されてもよい。また、単位画素セル１０Ａの各々は、光電変換部１５の第１電極１５ａ（図２参照）に一定電圧を印加する蓄積制御線１７に接続されている。図示する例では、単位画素セル１０Ａの各々に対して共通の電圧が印加される。しかしながら、単位画素セル１０Ａの全てに対して共通の電圧が印加される必要はない。例えば、いくつかの単位画素セル１０Ａからなる画素ブロック毎に、異なる電圧を供給しても構わない。画素ブロック毎に、異なる電圧を供給することにより、各画素の感度を可変とすることができる。 Each of the unit pixel cells 10A is connected to the power supply wiring 22 and the reset voltage line 25. A predetermined power supply voltage (here, a first voltage V1 or a second voltage V2) is supplied to the unit pixel cell 10A via the power supply wiring 22. Further, the reference voltage VR2 for resetting is supplied via the reset voltage line 25. The reference voltage VR2 at reset may be supplied from the vertical scanning circuit 16 to the unit pixel cell 10A via the reset voltage line 25. Further, each of the unit pixel cells 10A is connected to a storage control line 17 that applies a constant voltage to the first electrode 15a (see FIG. 2) of the photoelectric conversion unit 15. In the illustrated example, a common voltage is applied to each of the unit pixel cells 10A. However, it is not necessary to apply a common voltage to all of the unit pixel cells 10A. For example, a different voltage may be supplied to each pixel block composed of several unit pixel cells 10A. By supplying a different voltage to each pixel block, the sensitivity of each pixel can be made variable.

図３に例示する構成において、単位画素セル１０Ａの各々は、リセット制御線２６、フィードバック制御線２８およびアドレス信号線３０に接続されている。リセット制御線２６、フィードバック制御線２８およびアドレス信号線３０は、垂直走査回路１６に接続されている。すなわち、図示する例では、リセット動作制御用のリセット信号、帯域制御信号（傾斜電圧）およびアドレス信号は、垂直走査回路１６から単位画素セル１０Ａに供給される。例えば、垂直走査回路１６は、アドレス信号線３０に所定の電圧を印加することにより、単位画素セル１０Ａを行単位で選択する。これにより、選択された単位画素セル１０Ａの信号電圧の読み出しと、リセットとを実行することができる。なお、図３に例示する構成では、垂直走査回路１６に対して１つの電圧供給回路５０Ａが接続されている。しかしながら、これはあくまでも例であり、２以上の電圧供給回路が垂直走査回路１６に接続されていてもよい。 In the configuration illustrated in FIG. 3, each of the unit pixel cells 10A is connected to the reset control line 26, the feedback control line 28, and the address signal line 30. The reset control line 26, the feedback control line 28, and the address signal line 30 are connected to the vertical scanning circuit 16. That is, in the illustrated example, the reset signal for reset operation control, the band control signal (gradient voltage), and the address signal are supplied from the vertical scanning circuit 16 to the unit pixel cell 10A. For example, the vertical scanning circuit 16 selects the unit pixel cell 10A in units of rows by applying a predetermined voltage to the address signal line 30. As a result, the signal voltage of the selected unit pixel cell 10A can be read out and reset. In the configuration illustrated in FIG. 3, one voltage supply circuit 50A is connected to the vertical scanning circuit 16. However, this is just an example, and two or more voltage supply circuits may be connected to the vertical scanning circuit 16.

単位画素セル１０Ａは、各列毎に、信号読み出し線１８に接続されている。各列に対応した信号読み出し線１８には、定電流源１９およびカラム信号処理回路（「行信号蓄積回路」とも呼ばれる）２０が接続されている。カラム信号処理回路２０は、相関二重サンプリングに代表される雑音抑圧信号処理およびアナログ−デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）などを行う。単位画素セル１０Ａの列に対応して設けられたカラム信号処理回路２０には、水平信号読み出し回路（「列走査回路」とも呼ばれる）２１が接続されている。水平信号読み出し回路２１は、カラム信号処理回路２０から水平共通信号線２３に信号を順次読み出す。 The unit pixel cell 10A is connected to the signal reading line 18 for each column. A constant current source 19 and a column signal processing circuit (also referred to as a “row signal storage circuit”) 20 are connected to the signal reading line 18 corresponding to each column. The column signal processing circuit 20 performs noise suppression signal processing represented by correlated double sampling, analog-to-digital conversion (A / D conversion), and the like. A horizontal signal reading circuit (also referred to as a “column scanning circuit”) 21 is connected to the column signal processing circuit 20 provided corresponding to the row of the unit pixel cells 10A. The horizontal signal reading circuit 21 sequentially reads signals from the column signal processing circuit 20 to the horizontal common signal line 23.

（電圧供給回路における動作）
次に、図１、図２、図４および図５を参照しながら、電圧供給回路５０Ａにおける動作の一例を説明する。本開示の実施形態では、単位画素セル１０Ａのフィードバックトランジスタ３８のゲートに対して傾斜電圧を印加する。電圧供給回路５０Ａは、フィードバックトランジスタ３８のゲートに印加する傾斜電圧を供給する。ここでは、増幅器５４がソースフォロワを含んでいる場合を例にとって説明する。 (Operation in voltage supply circuit)
Next, an example of the operation in the voltage supply circuit 50A will be described with reference to FIGS. 1, 2, 4, and 5. In the embodiment of the present disclosure, a gradient voltage is applied to the gate of the feedback transistor 38 of the unit pixel cell 10A. The voltage supply circuit 50A supplies a gradient voltage applied to the gate of the feedback transistor 38. Here, a case where the amplifier 54 includes a source follower will be described as an example.

図４は、電圧供給回路５０Ａにおける動作を説明するための例示的なタイミングチャートを示す。図４中のグラフは、上から順に、スイッチ６０のオンまたはオフの状態、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔ、および、傾斜電圧発生回路５２の出力電圧Ｖｇｅｎをそれぞれ示している。各グラフの横軸は、時間Ｔを示す。図４に示すように、この例では、傾斜電圧発生回路５２は、時刻ｔ０から時刻ｔ３までの期間において一定の電圧を生成している。また、傾斜電圧発生回路５２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４の間において単調に低下するような電圧を生成している。 FIG. 4 shows an exemplary timing chart for explaining the operation in the voltage supply circuit 50A. The graph in FIG. 4 shows, in order from the top, the on / off state of the switch 60, the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A, and the output voltage Vgen of the gradient voltage generation circuit 52, respectively. The horizontal axis of each graph indicates time T. As shown in FIG. 4, in this example, the gradient voltage generation circuit 52 generates a constant voltage in the period from time t0 to time t3. Further, the gradient voltage generation circuit 52 generates a voltage that decreases monotonically between the time t3 and the time t4.

まず、時刻ｔ１において、スイッチ６０をオンする。これにより、増幅器５４の出力を負帰還させるフィードバックループ（フィードバック回路５８）が形成される。 First, at time t1, the switch 60 is turned on. As a result, a feedback loop (feedback circuit 58) that negatively feeds back the output of the amplifier 54 is formed.

既に説明したように、ソースフォロワの出力電圧は、ソースフォロワのトランジスタのしきい値電圧分だけ入力電圧に対してシフトする。したがって、電圧供給回路５０Ａにおいてスイッチ６０がオフの状態では、ソースフォロワの出力電圧ＶＯＵＴは、ソースフォロワの入力電圧およびソースフォロワのトランジスタのしきい値電圧をそれぞれＶＩＮおよびＶＴｓとすれば、ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ−ＶＴｓと表される。しきい値電圧ＶＴｓは、製造時のバラつきおよび温度の影響を受けるので、個々のトランジスタ間で一定ではなく、かつ、同一のトランジスタにおいても変動する。そのため、一般には、ソースフォロワの出力も一意には決まらない。 As described above, the output voltage of the source follower shifts with respect to the input voltage by the threshold voltage of the transistor of the source follower. Therefore, when the switch 60 is off in the voltage supply circuit 50A, the output voltage VOUT of the source follower is VOUT = VIN if the input voltage of the source follower and the threshold voltage of the transistor of the source follower are VIN and VTs, respectively. Expressed as −VTs. Since the threshold voltage VTs are affected by manufacturing variations and temperature, they are not constant among individual transistors and vary even in the same transistor. Therefore, in general, the output of the source follower is not uniquely determined.

しかしながら、本開示の実施形態では、スイッチ６０をオンすることにより、増幅器５４の出力を負帰還させるフィードバックループ（フィードバック回路５８）を形成している。増幅器５４の出力が負帰還されるので、本開示の実施形態によれば、増幅器５４（ここではソースフォロワ）のトランジスタのしきい値電圧のバラつき、および、しきい値電圧の変動をキャンセルすることが可能である。 However, in the embodiment of the present disclosure, a feedback loop (feedback circuit 58) that negatively feeds back the output of the amplifier 54 is formed by turning on the switch 60. Since the output of the amplifier 54 is negatively fed back, according to the embodiment of the present disclosure, the variation in the threshold voltage of the transistor of the amplifier 54 (here, the source follower) and the fluctuation of the threshold voltage are canceled. Is possible.

さらに、図１に例示する構成では、フィードバック回路５８は、フィードバックループ内に反転増幅器６２を含んでいる。図示する例において、反転増幅器６２の反転入力端子には、増幅器５４の出力が接続されている。なお、スイッチＳＷi（図２参照）の出力を反転増幅器６２の反転入力端子に入力するような接続形態でも構わない。 Further, in the configuration illustrated in FIG. 1, the feedback circuit 58 includes an inverting amplifier 62 in the feedback loop. In the illustrated example, the output of the amplifier 54 is connected to the inverting input terminal of the inverting amplifier 62. The connection form may be such that the output of the switch SW i (see FIG. 2) is input to the inverting input terminal of the inverting amplifier 62.

一方、反転増幅器６２の非反転入力端子には、不図示の電圧源が接続されており、反転増幅器６２の非反転入力端子に電圧Ｖｓｒｔが印加されている。この電圧Ｖｓｒｔは、任意に設定可能である。反転増幅器６２が反転入力端子の電圧と非反転入力端子の電圧とが等しくなるよう動作することにより、時刻ｔ１から暫く経過すると、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔは、増幅器５４（ここではソースフォロワ）のトランジスタのしきい値電圧の大きさに依らず、電圧Ｖｓｒｔと等しくなる（時刻ｔ２）。出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｓｒｔに十分に近づいた時刻ｔ２で、スイッチ６０をオフする。 On the other hand, a voltage source (not shown) is connected to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 62, and a voltage Vsrt is applied to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 62. This voltage Vsrt can be set arbitrarily. When the inverting amplifier 62 operates so that the voltage of the inverting input terminal and the voltage of the non-inverting input terminal become equal to each other, the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A becomes the amplifier 54 (here, the source follower) after a while from the time t1. ) Is equal to the voltage Vsrt regardless of the magnitude of the threshold voltage of the transistor (time t2). The switch 60 is turned off at the time t2 when the output voltage Vout is sufficiently close to the voltage Vsrt.

その後、時刻ｔ３において、傾斜電圧発生回路５２は、出力電圧Ｖｇｅｎの低下を開始する。このとき、増幅器５４の入力電圧は、容量素子５６を介して変化する。電圧Ｖｇｅｎが低下するにつれて増幅器５４の入力電圧Ｖｉｎ（図１参照）も低下する。増幅器５４の入力電圧Ｖｉｎの低下に伴い、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。 Then, at time t3, the gradient voltage generation circuit 52 starts to decrease the output voltage Vgen. At this time, the input voltage of the amplifier 54 changes via the capacitive element 56. As the voltage Vgen decreases, so does the input voltage Vin (see FIG. 1) of the amplifier 54. As the input voltage Vin of the amplifier 54 decreases, the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A decreases.

ここで注目すべきは、図１に例示する構成において、傾斜電圧発生回路５２と増幅器５４との間に容量素子５６が接続されている点である。スイッチ６０のオフ時、容量素子５６は、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを、任意に設定した電圧Ｖｓｒｔと等しくするような電位を保持している。したがって、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔは、図４に示すように、電圧Ｖｓｒｔを起点として変化する。このように、本開示の実施形態によれば、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低下（または増加）させる変化の開始時における電圧（以下、「初期電圧」と呼ぶことがある）を、任意の電圧Ｖｓｒｔに設定することができる。別の言い方をすれば、電圧Ｖｓｒｔを用いて、傾斜電圧の印加開始時の初期電圧を決定することができる。 What should be noted here is that, in the configuration illustrated in FIG. 1, the capacitive element 56 is connected between the gradient voltage generation circuit 52 and the amplifier 54. When the switch 60 is off, the capacitance element 56 holds a potential that makes the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A equal to an arbitrarily set voltage Vsrt. Therefore, as shown in FIG. 4, the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A changes from the voltage Vsrt as the starting point. As described above, according to the embodiment of the present disclosure, the voltage at the start of the change that lowers (or increases) the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A (hereinafter, may be referred to as “initial voltage”) is arbitrary. The voltage can be set to Vsrt. In other words, the voltage Vsrt can be used to determine the initial voltage at the start of application of the gradient voltage.

後に詳しく説明するように、本開示の実施形態では、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧を跨ぐように、フィードバック制御線２８の電位を変化させる。すなわち、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧および傾斜電圧における電圧変化の終了時の電圧をそれぞれＶＴｆおよびＶｅｎｄとすれば、しきい値電圧ＶＴｆが電圧Ｖｓｒｔと電圧Ｖｅｎｄとの間の電圧となるように電圧Ｖｓｒｔを設定する。なお、フィードバック制御線２８の電位の変化は、ハイレベルからローレベルに向けての変化であってもよいし、ローレベルからハイレベルに向けての変化であってもよい。 As will be described in detail later, in the embodiment of the present disclosure, the potential of the feedback control line 28 is changed so as to straddle the threshold voltage of the feedback transistor 38. That is, if the threshold voltage of the feedback transistor 38 and the voltage at the end of the voltage change at the gradient voltage are VTf and Vend, respectively, the threshold voltage VTf becomes the voltage between the voltage Vsrt and the voltage Vend. Set the voltage Vsrt. The change in the potential of the feedback control line 28 may be a change from a high level to a low level, or may be a change from a low level to a high level.

フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧は、増幅器５４（ここではソースフォロワ）のトランジスタのしきい値電圧と同様に、製造時のバラつきの影響を受ける。したがって、適切な初期電圧の値は、個々の単位画素セル１０Ａ毎に異なり得る。本開示の実施形態によれば、反転増幅器６２の非反転入力端子に入力する電圧Ｖｓｒｔを適切に設定することにより、傾斜電圧発生回路５２に特別な機能を付加することなく、傾斜電圧の初期電圧を、各単位画素セル１０Ａのフィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧に応じた電圧とすることが可能である。 The threshold voltage of the feedback transistor 38 is affected by manufacturing variations, similar to the threshold voltage of the transistor of the amplifier 54 (here, the source follower). Therefore, the appropriate initial voltage value may vary from individual unit pixel cell 10A. According to the embodiment of the present disclosure, by appropriately setting the voltage Vsrt input to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 62, the initial voltage of the gradient voltage without adding a special function to the gradient voltage generation circuit 52. Can be set to a voltage corresponding to the threshold voltage of the feedback transistor 38 of each unit pixel cell 10A.

このように、本開示の実施形態によれば、ソースフォロワのトランジスタのしきい値におけるバラつきの影響をキャンセルすることができる。したがって、低ノイズの傾斜電圧を単位画素セル１０Ａに供給することが可能である。また、しきい値のバラつきをキャンセルすると同時に、電圧供給回路５０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを任意の電圧範囲にシフトさせることも容易である。したがって、個々の単位画素セル１０Ａに適した初期電圧を起点とする傾斜電圧を供給することが可能である。傾斜電圧における電圧変動の範囲を、単位画素セル１０Ａ内のフィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧のバラつきに応じた適切な範囲とすることにより、図４に示す時刻ｔ３から時刻ｔ４に要する時間を短縮可能である。したがって、高速なノイズ抑制を実現し得る。 As described above, according to the embodiment of the present disclosure, the influence of the variation in the threshold value of the transistor of the source follower can be canceled. Therefore, it is possible to supply a low noise gradient voltage to the unit pixel cell 10A. Further, at the same time as canceling the variation in the threshold value, it is easy to shift the output voltage Vout of the voltage supply circuit 50A to an arbitrary voltage range. Therefore, it is possible to supply a gradient voltage starting from an initial voltage suitable for each unit pixel cell 10A. By setting the range of voltage fluctuation in the gradient voltage to an appropriate range according to the variation of the threshold voltage of the feedback transistor 38 in the unit pixel cell 10A, the time required from the time t3 to the time t4 shown in FIG. 4 can be shortened. It is possible. Therefore, high-speed noise suppression can be realized.

なお、傾斜電圧の波形は、電圧が低下するような波形に限定されない。用途に応じて、図５に示すような、電圧が増大するような傾斜電圧を単位画素セル１０Ａに供給してもよい。 The waveform of the gradient voltage is not limited to the waveform in which the voltage drops. Depending on the application, a gradient voltage such that the voltage increases may be supplied to the unit pixel cell 10A as shown in FIG.

次に、信号の読み出し時における撮像装置１００の例示的な動作を説明する。 Next, an exemplary operation of the image pickup apparatus 100 when reading a signal will be described.

（撮像装置における動作）
図６は、信号の読み出し時における撮像装置１００の動作を説明するための例示的なタイミングチャートを示す。図６中、各グラフの横軸は、時間Ｔを示す。図６に示すグラフの縦軸は、上から順に、リセット制御線２６の電圧レベルＶｒ、フィードバック制御線２８の電圧レベルＶｆ、アドレス信号線３０の電圧レベルＶａ、および、増幅トランジスタ３４のドレインおよびソースのうち、電圧切り替え回路７に接続されている側（典型的にはドレイン）の電圧レベルＶｓをそれぞれ示す。グラフ中に示す電圧ＶＴｆは、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧である。 (Operation in the imaging device)
FIG. 6 shows an exemplary timing chart for explaining the operation of the image pickup apparatus 100 when reading a signal. In FIG. 6, the horizontal axis of each graph indicates time T. The vertical axis of the graph shown in FIG. 6 is, in order from the top, the voltage level Vr of the reset control line 26, the voltage level Vf of the feedback control line 28, the voltage level Va of the address signal line 30, and the drain and source of the amplification transistor 34. Of these, the voltage levels Vs on the side (typically drain) connected to the voltage switching circuit 7 are shown. The voltage VTf shown in the graph is the threshold voltage of the feedback transistor 38.

（リセット）
まず、時刻ｔ１１において、アドレス信号線３０の電位をローレベルにする。これにより、アドレストランジスタ４０がオフし、増幅トランジスタ３４と信号読み出し線１８とが電気的に分離される。また、フィードバック制御線２８の電位をハイレベルにし、フィードバックトランジスタ３８をオンにする。これにより、単位画素セル１０Ａ内にフィードバックループが形成される（図２参照）。このときの増幅率は、増幅器２の増幅率を（−Ａ）とすれば、（−Ａ×Ｂ）と表される（「×」は乗算を表す）。設計者は、回路システムに最適な値となるように増幅率を設計することができる。通常、Ａは１よりも大きく、数１０から数１００程度の数値に設定され得る。また、このとき、電圧切り替え回路７の第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２をそれぞれオンおよびオフとし、増幅トランジスタ３４のドレイン（またはソース）に第１の電圧Ｖ１（典型的にはＧＮＤ）を印加する。また、リセット制御線２６の電位をハイレベルにし、リセットトランジスタ３６をオンする。リセットトランジスタ３６をオンすることにより、電荷蓄積ノード４４がリセットされる。言い換えれば、電荷蓄積ノード４４の電位は、リセットにおける基準電位ＶＲ２となる。 (reset)
First, at time t11, the potential of the address signal line 30 is set to a low level. As a result, the address transistor 40 is turned off, and the amplification transistor 34 and the signal readout line 18 are electrically separated. Also, the potential of the feedback control line 28 is raised to a high level, and the feedback transistor 38 is turned on. As a result, a feedback loop is formed in the unit pixel cell 10A (see FIG. 2). The amplification factor at this time is expressed as (-A x B), where the amplification factor of the amplifier 2 is (-A) ("x" represents multiplication). The designer can design the amplification factor to be the optimum value for the circuit system. Usually, A is larger than 1, and can be set to a numerical value of several tens to several hundreds. At this time, the first switch SW1 and the second switch SW2 of the voltage switching circuit 7 are turned on and off, respectively, and the first voltage V1 (typically GND) is connected to the drain (or source) of the amplification transistor 34. Is applied. Further, the potential of the reset control line 26 is raised to a high level, and the reset transistor 36 is turned on. By turning on the reset transistor 36, the charge storage node 44 is reset. In other words, the potential of the charge storage node 44 becomes the reference potential VR2 at reset.

（第１のノイズ抑制期間）
次に、時刻ｔ１２において、リセット制御線２６の電位をローレベルにし、リセットトランジスタ３６をオフする。リセットトランジスタ３６をオフすることに伴ってｋＴＣノイズが生じる。しかしながら、リセットトランジスタ３６のオフ時、単位画素セル１０Ａ内には、増幅率が（−Ａ×Ｂ）のフィードバックループが形成されている。そのため、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３の期間において、リセットトランジスタ３６のオフ時に生じた電荷蓄積ノード４４のｋＴＣノイズが１／（１＋Ａ×Ｂ）倍に抑制される。このとき、フィードバックトランジスタ３８の動作帯域が、広帯域である第１の帯域となるようにフィードバック制御線２８の電位が設定されていると、ノイズを高速に抑制することが可能である。第１の帯域は、ハイレベルのゲート電位に対応した帯域を意味する。ここでは、フィードバック制御線２８の電位がハイレベルに設定されているので、ノイズの抑制が高速である。 (First noise suppression period)
Next, at time t12, the potential of the reset control line 26 is lowered to a low level, and the reset transistor 36 is turned off. As the reset transistor 36 is turned off, kTC noise is generated. However, when the reset transistor 36 is off, a feedback loop having an amplification factor of (−A × B) is formed in the unit pixel cell 10A. Therefore, in the period from time t12 to time t13, the kTC noise of the charge storage node 44 generated when the reset transistor 36 is turned off is suppressed 1 / (1 + A × B) times. At this time, if the potential of the feedback control line 28 is set so that the operating band of the feedback transistor 38 becomes the first band having a wide band, noise can be suppressed at high speed. The first band means a band corresponding to a high level gate potential. Here, since the potential of the feedback control line 28 is set to a high level, noise suppression is high speed.

（第２のノイズ抑制期間）
次に、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４の期間において、フィードバックトランジスタ３８がオン状態からオフ状態に徐々に変化するようにフィードバック制御線２８の電位を変化させる。すなわち、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧ＶＴｆを跨ぐように、フィードバック制御線２８の電位をハイレベルからローレベルに向けて徐々に低下させる。このとき、フィードバックトランジスタ３８の動作帯域が、第１の帯域よりも狭い第２の帯域となるようにフィードバック制御線２８の電位を制御する。第２の帯域は、中間レベルのゲート電位に対応した帯域を意味する。 (Second noise suppression period)
Next, in the period from time t13 to time t14, the potential of the feedback control line 28 is changed so that the feedback transistor 38 gradually changes from the on state to the off state. That is, the potential of the feedback control line 28 is gradually lowered from the high level to the low level so as to cross the threshold voltage VTf of the feedback transistor 38. At this time, the potential of the feedback control line 28 is controlled so that the operating band of the feedback transistor 38 becomes a second band narrower than the first band. The second band means a band corresponding to an intermediate level gate potential.

ここでは、時刻ｔ１３においてフィードバック制御線２８の電位をハイレベルとローレベルの間の電位Ｖ３に低下させている。さらに、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの間においてフィードバック制御線２８の電位を電位Ｖ４まで連続的に低下させている。また、ここでは、フィードバック制御線２８の電位を電位Ｖ４まで低下させた後、時刻ｔ１５においてフィードバック制御線２８の電位をローレベルに変化させている。電位Ｖ４は、電位Ｖ３よりも低く、かつ、ローレベルよりも高い電位である。もちろん、ハイレベルからローレベルまで連続的にフィードバック制御線２８の電位を変化させてもよい。 Here, at time t13, the potential of the feedback control line 28 is lowered to the potential V3 between the high level and the low level. Further, the potential of the feedback control line 28 is continuously lowered to the potential V4 between the time t13 and the time t14. Further, here, after the potential of the feedback control line 28 is lowered to the potential V4, the potential of the feedback control line 28 is changed to a low level at time t15. The potential V4 is lower than the potential V3 and higher than the low level. Of course, the potential of the feedback control line 28 may be continuously changed from the high level to the low level.

フィードバック制御線２８に印加される電圧（図４に示す電圧レベルＶｆ）の全部を電圧供給回路５０Ａによって生成する必要はない。例えば、矩形状の波形を有する電圧（例えば図６に示す時刻ｔ１１〜ｔ１３における電圧および時刻ｔ１４〜ｔ１５における電圧）を垂直走査回路１６で生成し、傾斜電圧部分（図６に示す時刻ｔ１３〜ｔ１４における電圧）を電圧供給回路５０Ａで生成してもよい（図１参照）。 It is not necessary for the voltage supply circuit 50A to generate all of the voltage applied to the feedback control line 28 (voltage level Vf shown in FIG. 4). For example, a voltage having a rectangular waveform (for example, a voltage at times t11 to t13 shown in FIG. 6 and a voltage at times t14 to t15) is generated by the vertical scanning circuit 16 and a gradient voltage portion (time t13 to t14 shown in FIG. 6) is generated. The voltage) may be generated by the voltage supply circuit 50A (see FIG. 1).

なお、十分にノイズを抑制するための時間（時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの時間）は長くなるが、第２の帯域を増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも十分に低い帯域とすることにより、ノイズ抑制効果を向上させることができる。ただし、第２の帯域が増幅トランジスタ３４の動作帯域より高くてもノイズ抑制効果は得られるので、設計者は、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの期間として許容できる時間に応じて第２の帯域を任意に設計すればよい。以下では、第２の帯域は、増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも十分に低い帯域であるとして説明する。 Although the time for sufficiently suppressing noise (time from time t13 to time t14) is long, noise suppression is performed by setting the second band to a band sufficiently lower than the operating band of the amplification transistor 34. The effect can be improved. However, since the noise suppression effect can be obtained even if the second band is higher than the operating band of the amplification transistor 34, the designer arbitrarily selects the second band according to the time that can be tolerated as the period from time t13 to time t14. It should be designed to. Hereinafter, the second band will be described as a band sufficiently lower than the operating band of the amplification transistor 34.

第２の帯域が増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも低い状態においては、フィードバックトランジスタ３８で発生する熱ノイズは、フィードバック回路４８により、１／（１＋Ａ×Ｂ）1/2倍に抑制される。第２の帯域が増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも低
い状態で、時刻ｔ１５においてフィードバック制御線２８の電位をローレベルにし、フィードバックトランジスタ３８をオフする。フィードバックトランジスタ３８のオフ時、電荷蓄積ノード４４に残存するｋＴＣノイズは、リセットトランジスタ３６に起因したｋＴＣノイズと、フィードバックトランジスタ３８に起因したｋＴＣノイズとの二乗和の平方根で表される。 When the second band is lower than the operating band of the amplification transistor 34, the thermal noise generated in the feedback transistor 38 is suppressed by the feedback circuit 48 by 1 / (1 + A × B) 1/2 times. In a state where the second band is lower than the operating band of the amplification transistor 34, the potential of the feedback control line 28 is lowered at time t15, and the feedback transistor 38 is turned off. The kTC noise remaining in the charge storage node 44 when the feedback transistor 38 is off is represented by the square root of the sum of squares of the kTC noise caused by the reset transistor 36 and the kTC noise caused by the feedback transistor 38.

また、容量素子４２の容量値をＣ２とすると、帰還による抑制がない状態において発生するフィードバックトランジスタ３８のｋＴＣノイズは、帰還による抑制がない状態で発生するリセットトランジスタ３６のｋＴＣノイズの（Ｃｆｄ／Ｃ２）1/2倍である。この点を考慮すれば、帰還がある場合のｋＴＣノイズは、帰還がない場合と比較して（１＋（１＋Ａ×Ｂ）×（Ｃｆｄ／（Ｃ２×Ｂ2）））1/2／（１＋Ａ×Ｂ）倍に抑制される。 Further, assuming that the capacitance value of the capacitance element 42 is C2, the kTC noise of the feedback transistor 38 generated in the state without suppression by feedback is the kTC noise (Cfd / C2) of the reset transistor 36 generated in the state without suppression by feedback. ) 1/2 times. Considering this point, the kTC noise when there is feedback is (1+ (1 + A × B) × (Cfd / (C2 × B 2 ))) 1/2 / (1 + A ×) as compared with the case where there is no feedback. B) It is suppressed twice.

（露光／読み出し期間）
次に、時刻ｔ１６においてアドレス信号線３０の電位をハイレベルにして、アドレストランジスタ４０をオンにする。また、電圧切り替え回路７の第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２をそれぞれオフおよびオンとし、増幅トランジスタ３４のドレイン（またはソース）に第２の電圧Ｖ２（典型的にはＶＤＤ）を印加する。この状態においては、増幅トランジスタ３４と定電流源６とがソースフォロア回路を形成する。信号読み出し線１８の電位は、電荷蓄積ノード４４に蓄積された信号電荷に応じた電位となる。このソースフォロア回路の増幅率は、例えば１程度に設定される。 (Exposure / Read period)
Next, at time t16, the potential of the address signal line 30 is raised to a high level, and the address transistor 40 is turned on. Further, the first switch SW1 and the second switch SW2 of the voltage switching circuit 7 are turned off and on, respectively, and a second voltage V2 (typically VDD) is applied to the drain (or source) of the amplification transistor 34. .. In this state, the amplification transistor 34 and the constant current source 6 form a source follower circuit. The potential of the signal readout line 18 becomes a potential corresponding to the signal charge accumulated in the charge storage node 44. The amplification factor of this source follower circuit is set to, for example, about 1.

時刻ｔ１６における電荷蓄積ノード４４の電圧は、時刻ｔ１５から時刻ｔ１６までの期間に光電変換部１５よって生成された電気信号に応じた分だけ、リセットにおける基準の電圧（電圧ＶＲ２）から変化している。電荷蓄積ノード４４の電圧は、増幅器２により増幅されて（この例では増幅率は１程度）、信号読み出し線１８に出力される（時刻ｔ１７）。 The voltage of the charge storage node 44 at time t16 changes from the reference voltage (voltage VR2) at reset by the amount corresponding to the electric signal generated by the photoelectric conversion unit 15 during the period from time t15 to time t16. .. The voltage of the charge storage node 44 is amplified by the amplifier 2 (in this example, the amplification factor is about 1) and output to the signal readout line 18 (time t17).

ランダムノイズは、光電変換部１５で光電変換によって生成される電気信号が０である時の出力の揺らぎ、すなわち、ｋＴＣノイズを意味する。本開示の実施形態では、ｋＴＣノイズは、ノイズ抑制期間に（１＋（１＋Ａ×Ｂ）×（Ｃｆｄ／（Ｃ２×Ｂ2）））1/2／（１＋Ａ×Ｂ）倍に抑制されている。さらに、露光／読み出し期間における増幅率は、１程度である。したがって、ランダムノイズが抑制された信号を信号読み出し線１８から読み出すことが可能である。その結果、ランダムノイズが抑制された良好な画像データを取得することができる。 Random noise means fluctuation of the output when the electric signal generated by the photoelectric conversion in the photoelectric conversion unit 15 is 0, that is, kTC noise. In the embodiment of the present disclosure, the kTC noise is suppressed by (1+ (1 + A × B) × (Cfd / (C2 × B 2 ))) 1/2 / (1 + A × B) times during the noise suppression period. Further, the amplification factor in the exposure / readout period is about 1. Therefore, it is possible to read a signal in which random noise is suppressed from the signal read line 18. As a result, good image data in which random noise is suppressed can be acquired.

なお、単位画素セルの回路構成は、図２に示す構成に限定されない。例えば、図７に示すような回路構成も適用可能である。図７に示す単位画素セル１０Ｂでは、帯域制御部３ＳＢ中のリセット回路４Ｂおけるリセットトランジスタ３６のソースおよびドレインのうち、電荷蓄積ノード４４に接続されていない側が、フィードバックトランジスタ３８のソースおよびドレインのうち、リセットドレインノード４６に接続されていない側に接続されている。 The circuit configuration of the unit pixel cell is not limited to the configuration shown in FIG. For example, the circuit configuration shown in FIG. 7 is also applicable. In the unit pixel cell 10B shown in FIG. 7, of the source and drain of the reset transistor 36 in the reset circuit 4B in the band control unit 3SB, the side not connected to the charge storage node 44 is the source and drain of the feedback transistor 38. , Is connected to the side that is not connected to the reset drain node 46.

図７に例示する構成では、増幅トランジスタ３４の出力がリセットにおける基準電圧として利用される。したがって、図７に示す単位画素セル１０Ｂでは、リセット電圧線２５は省略されている。このような構成によると、リセットトランジスタ３６をオフする前後における、電荷蓄積ノード４４の電圧の変化を縮小し得る。したがって、より高速なノイズ抑制が可能となる。図７に例示する構成における、各トランジスタの動作タイミングは、単位画素セル１０Ａの場合と同様であり得る。 In the configuration illustrated in FIG. 7, the output of the amplification transistor 34 is used as a reference voltage at reset. Therefore, in the unit pixel cell 10B shown in FIG. 7, the reset voltage line 25 is omitted. According to such a configuration, the change in the voltage of the charge storage node 44 before and after turning off the reset transistor 36 can be reduced. Therefore, faster noise suppression is possible. The operation timing of each transistor in the configuration illustrated in FIG. 7 may be the same as in the case of the unit pixel cell 10A.

（第２の実施形態）
図８は、本開示の第２の実施形態に係る撮像装置の例示的な構成の概略を示す。上述の撮像装置１００と、図８に示す撮像装置２００との相違点は、撮像装置２００が、単位画素セル１０Ａのフィードバックトランジスタ３８（図２参照）のしきい値電圧の変動を検出する制御回路６４を有することである。 (Second Embodiment)
FIG. 8 shows an outline of an exemplary configuration of an imaging device according to a second embodiment of the present disclosure. The difference between the image pickup device 100 described above and the image pickup device 200 shown in FIG. 8 is that the image pickup device 200 is a control circuit that detects fluctuations in the threshold voltage of the feedback transistor 38 (see FIG. 2) of the unit pixel cell 10A. To have 64.

制御回路６４は、しきい値電圧の変動の検出対象であるトランジスタとの電気的接続を有する。しきい値電圧の変動の検出対象であるトランジスタは、典型的には、画素アレイＰＡが形成された基板に設けられたダミー画素のトランジスタである。同一の基板におけるトランジスタ間のバラつきが小さいと考えられる場合には、ダミーのトランジスタのしきい値電圧を、画素アレイＰＡに含まれる単位画素セル１０Ａのフィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧とみなすことができる。 The control circuit 64 has an electrical connection with a transistor that is a target for detecting fluctuations in the threshold voltage. The transistor for which the fluctuation of the threshold voltage is detected is typically a dummy pixel transistor provided on a substrate on which a pixel array PA is formed. When it is considered that the variation between the transistors on the same substrate is small, the threshold voltage of the dummy transistor can be regarded as the threshold voltage of the feedback transistor 38 of the unit pixel cell 10A included in the pixel array PA. it can.

制御回路６４は、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動を検出し、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動に応じた電圧Ｖｓｒｔを生成する。図８に示すように、制御回路６４は、反転増幅器６４の非反転入力端子と接続されている。制御回路６４は、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動に応じた基準電圧を反転増幅器６４の非反転入力端子に印加する。 The control circuit 64 detects the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38 and generates a voltage Vsrt corresponding to the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38. As shown in FIG. 8, the control circuit 64 is connected to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 64. The control circuit 64 applies a reference voltage corresponding to the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38 to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 64.

図９は、制御回路６４として適用可能な回路構成の一例を示す。図９に示す回路では、検出対象のトランジスタ６８を用いてソースフォロワを形成している。トランジスタ６８のドレインには定電流源６６が接続されており、ソースの電位は固定されている。図９に例示する構成では、トランジスタ６８のソースにはフィードバックアンプ６５が接続されている。このソースフォロワの出力は、バッファ６７を介して取り出される。 FIG. 9 shows an example of a circuit configuration applicable as the control circuit 64. In the circuit shown in FIG. 9, a source follower is formed by using the transistor 68 to be detected. A constant current source 66 is connected to the drain of the transistor 68, and the potential of the source is fixed. In the configuration illustrated in FIG. 9, a feedback amplifier 65 is connected to the source of the transistor 68. The output of this source follower is taken out via buffer 67.

制御回路６４の具体的な構成は、図９に示す構成に限定されない。公知の種々の回路を制御回路６４として適用することができる。トランジスタのしきい値電圧をモニタリングして、検出結果に応じた電圧を生成する回路構成はよく知られている。例えば特開２０１０−１５２９９５号公報および特開２０１１−５５４５９号公報にこのような回路が開示されている。参考のために、特開２０１０−１５２９９５号公報および特開２０１１−５５４５９号公報の開示内容の全てを本明細書に援用する。 The specific configuration of the control circuit 64 is not limited to the configuration shown in FIG. Various known circuits can be applied as the control circuit 64. A circuit configuration that monitors the threshold voltage of a transistor and generates a voltage according to a detection result is well known. For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-152995 and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-55459 disclose such a circuit. For reference, all of the disclosure contents of JP2010-152995A and JP2011-55459A are incorporated herein by reference.

図４等を参照して既に説明したように、図１に例示する回路構成によれば、電圧供給回路５０Ａから出力される傾斜電圧における初期電圧を、反転増幅器６４の非反転入力端子に印加する電圧によって決定することができる。つまり、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動に応じた電圧Ｖｓｒｔを反転増幅器６４の非反転入力端子に印加することにより、傾斜電圧における初期電圧を電圧Ｖｓｒｔにシフトさせることができる。図８に例示する構成では、反転増幅器６４の非反転入力端子に印加する電圧として、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動を検出するように構成された制御回路６４によって生成された電圧Ｖｓｒｔを用いている。そのため、傾斜電圧における電圧の変動を、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動に応じて適切な範囲にシフトさせることができる。 As already described with reference to FIG. 4 and the like, according to the circuit configuration illustrated in FIG. 1, the initial voltage at the gradient voltage output from the voltage supply circuit 50A is applied to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 64. It can be determined by the voltage. That is, the initial voltage at the gradient voltage can be shifted to the voltage Vsrt by applying the voltage Vsrt corresponding to the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38 to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 64. In the configuration illustrated in FIG. 8, as the voltage applied to the non-inverting input terminal of the inverting amplifier 64, the voltage Vsrt generated by the control circuit 64 configured to detect the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38 is used. I am using it. Therefore, the fluctuation of the voltage in the gradient voltage can be shifted to an appropriate range according to the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38.

この例では、傾斜電圧が、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧の変動を反映した初期電圧を起点とする波形を有している。結果として、より確実に、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧を跨ぐような傾斜電圧を単位画素セル１０Ａに供給し得る。また、電圧掃引時間を短縮し得る。このように、本開示の実施形態によれば、バッファとしての増幅器５４自体のしきい値電圧のバラつきをキャンセルすると共に、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧に合わせて傾斜電圧をシフトさせることが可能である。 In this example, the gradient voltage has a waveform starting from the initial voltage reflecting the fluctuation of the threshold voltage of the feedback transistor 38. As a result, a gradient voltage that straddles the threshold voltage of the feedback transistor 38 can be more reliably supplied to the unit pixel cell 10A. In addition, the voltage sweep time can be shortened. As described above, according to the embodiment of the present disclosure, it is possible to cancel the variation in the threshold voltage of the amplifier 54 itself as a buffer and shift the gradient voltage according to the threshold voltage of the feedback transistor 38. Is.

（第３の実施形態）
図１０は、本開示の第３の実施形態に係る単位画素セル１０Ｃの例示的な回路構成を示す。図１０に示すフィードバック回路４９は、図２を参照して説明したフィードバック回路４８と同様に、信号検出回路ＳＣの出力を負帰還させる。フィードバック回路４９は、フィードバックトランジスタ３８を有する帯域制御回路３Ｃを含んでいる。帯域制御回路３Ｃは、増幅器２の出力信号に帯域制限をかけて電荷蓄積ノード４４に出力する。図１０に例示する構成では、帯域制御部３ＳＣにおけるリセット回路４Ｃは、フィードバック回路４９のフィードバックループ内に設けられている。リセット回路４Ｃは、フィードバックトランジスタ３８を含む。フィードバックトランジスタ３８は、増幅トランジスタ３４の出力と電荷蓄積ノード４４との間に接続されている。この例では、フィードバックトランジスタ３８のソースおよびドレインの一方は、容量素子を介することなく光電変換部１５に接続されている。フィードバックトランジスタ３８は、フィードバックループの一部を形成している。 (Third Embodiment)
FIG. 10 shows an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10C according to the third embodiment of the present disclosure. The feedback circuit 49 shown in FIG. 10 negatively feeds back the output of the signal detection circuit SC, similarly to the feedback circuit 48 described with reference to FIG. The feedback circuit 49 includes a band control circuit 3C having a feedback transistor 38. The band control circuit 3C limits the output signal of the amplifier 2 and outputs it to the charge storage node 44. In the configuration illustrated in FIG. 10, the reset circuit 4C in the band control unit 3SC is provided in the feedback loop of the feedback circuit 49. The reset circuit 4C includes a feedback transistor 38. The feedback transistor 38 is connected between the output of the amplification transistor 34 and the charge storage node 44. In this example, one of the source and drain of the feedback transistor 38 is connected to the photoelectric conversion unit 15 without going through a capacitive element. The feedback transistor 38 forms part of the feedback loop.

図１０に例示する構成において、フィードバックトランジスタ３８は、光電変換部１５の信号を初期化するリセット回路４Ｃの一部を形成しており、電荷蓄積ノード４４に対する、リセットにおける基準電圧の印加／非印加を切り替えるスイッチング素子として機能する。つまり、図１０に例示する構成では、フィードバックトランジスタ３８は、図２に示す単位画素セル１０Ａおよび図７に示す単位画素セル１０Ｂにおけるリセットトランジスタ３６の機能も有している。図１０に例示するような回路構成によれば、図２に示す単位画素セル１０Ａおよび図７に示す単位画素セル１０Ｂと比較して、単位画素セル内のトランジスタ数を低減できる。 In the configuration illustrated in FIG. 10, the feedback transistor 38 forms a part of the reset circuit 4C that initializes the signal of the photoelectric conversion unit 15, and the reference voltage is applied / not applied to the charge storage node 44 in the reset. Functions as a switching element that switches between. That is, in the configuration illustrated in FIG. 10, the feedback transistor 38 also has the function of the reset transistor 36 in the unit pixel cell 10A shown in FIG. 2 and the unit pixel cell 10B shown in FIG. 7. According to the circuit configuration as illustrated in FIG. 10, the number of transistors in the unit pixel cell can be reduced as compared with the unit pixel cell 10A shown in FIG. 2 and the unit pixel cell 10B shown in FIG. 7.

図１１は、単位画素セル１０Ｃを用いた信号の読み出し動作を説明するための例示的なタイミングチャートである。図１１中、各グラフの横軸は、時間Ｔを示す。図１１に示すグラフの縦軸は、上から順に、フィードバック制御線２８の電圧レベルＶｆ、アドレス信号線３０の電圧レベルＶａ、および、増幅トランジスタ３４のドレインおよびソースのうち、電圧切り替え回路７に接続されている側（典型的にはドレイン）の電圧レベルＶｓをそれぞれ示す。グラフ中に示す電圧ＶＴｆは、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧である。以下、図１１を参照しながら、信号の読み出し動作の概略を説明する。 FIG. 11 is an exemplary timing chart for explaining a signal reading operation using the unit pixel cell 10C. In FIG. 11, the horizontal axis of each graph indicates time T. The vertical axis of the graph shown in FIG. 11 is connected to the voltage switching circuit 7 among the voltage level Vf of the feedback control line 28, the voltage level Va of the address signal line 30, and the drain and source of the amplification transistor 34 in order from the top. The voltage level Vs on the side (typically the drain) is shown. The voltage VTf shown in the graph is the threshold voltage of the feedback transistor 38. Hereinafter, the outline of the signal reading operation will be described with reference to FIG.

（リセット）
まず、時刻ｔ１１において、アドレス信号線３０の電位をローレベルにし、アドレストランジスタ４０をオフする。また、フィードバック制御線２８の電位をハイレベルにし、フィードバックトランジスタ３８をオンにする。このとき、電圧切り替え回路２０の第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２をそれぞれオンおよびオフとし、増幅トランジスタ３４のドレイン（またはソース）に第１の電圧Ｖ１（典型的にはＧＮＤ）を印加する。これらの動作により、電荷蓄積ノード４４がリセットされる。リセットにおける基準電圧は、増幅トランジスタ３４の出力である。このときのフィードバックトランジスタ３８の動作帯域は、第１の帯域である。 (reset)
First, at time t11, the potential of the address signal line 30 is lowered and the address transistor 40 is turned off. Also, the potential of the feedback control line 28 is raised to a high level, and the feedback transistor 38 is turned on. At this time, the first switch SW1 and the second switch SW2 of the voltage switching circuit 20 are turned on and off, respectively, and the first voltage V1 (typically GND) is applied to the drain (or source) of the amplification transistor 34. To do. These operations reset the charge storage node 44. The reference voltage at reset is the output of the amplification transistor 34. The operating band of the feedback transistor 38 at this time is the first band.

（ノイズ抑制期間）
次に、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４の期間において、フィードバックトランジスタ３８がオン状態からオフ状態に徐々に変化するようにフィードバック制御線２８の電位を変化させる。すなわち、フィードバックトランジスタ３８のしきい値電圧ＶＴｆを跨ぐように、フィードバック制御線２８の電位をハイレベルからローレベルに向けて変化させる。このとき、フィードバックトランジスタ３８の動作帯域が、第１の帯域よりも狭い第２の帯域となるようにフィードバック制御線２８の電位を制御する。ここでは、時刻ｔ１３においてフィードバック制御線２８の電位をハイレベルとローレベルの間の電位Ｖ３に低下させている。さらに、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの間においてフィードバック制御線２８の電位を電位Ｖ４まで連続的に低下させている。また、ここでは、フィードバック制御線２８の電位を電位Ｖ４まで低下させた後、時刻ｔ１５においてフィードバック制御線２８の電位をローレベルに変化させている。電位Ｖ４は、電位Ｖ３よりも低く、かつ、ローレベルよりも高い電位である。もちろん、ハイレベルからローレベルまで連続的にフィードバック制御線２８の電位を変化させてもよい。 (Noise suppression period)
Next, in the period from time t13 to time t14, the potential of the feedback control line 28 is changed so that the feedback transistor 38 gradually changes from the on state to the off state. That is, the potential of the feedback control line 28 is changed from the high level to the low level so as to straddle the threshold voltage VTf of the feedback transistor 38. At this time, the potential of the feedback control line 28 is controlled so that the operating band of the feedback transistor 38 becomes a second band narrower than the first band. Here, at time t13, the potential of the feedback control line 28 is lowered to the potential V3 between the high level and the low level. Further, the potential of the feedback control line 28 is continuously lowered to the potential V4 between the time t13 and the time t14. Further, here, after the potential of the feedback control line 28 is lowered to the potential V4, the potential of the feedback control line 28 is changed to a low level at time t15. The potential V4 is lower than the potential V3 and higher than the low level. Of course, the potential of the feedback control line 28 may be continuously changed from the high level to the low level.

第２の帯域が増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも低い状態においては、フィードバックトランジスタ３８で発生する熱ノイズは、フィードバック回路４９により、１／（１＋Ａ）1/2倍に抑制される。第２の帯域が増幅トランジスタ３４の動作帯域よりも低い状態で、時刻ｔ１５においてフィードバック制御線２８の電位をローレベルにし、フィードバックトランジスタ３８をオフすると、電荷蓄積ノード４４に残存するｋＴＣノイズも、帰還がない場合と比較して、１／（１＋Ａ）1/2倍に抑制される。 In a state where the second band is lower than the operating band of the amplification transistor 34, the thermal noise generated in the feedback transistor 38 is suppressed by the feedback circuit 49 by 1 / (1 + A) 1/2 times. When the potential of the feedback control line 28 is lowered at time t15 and the feedback transistor 38 is turned off while the second band is lower than the operating band of the amplification transistor 34, the kTC noise remaining in the charge storage node 44 is also fed back. It is suppressed to 1 / (1 + A) 1/2 times as much as the case without.

（露光／読み出し期間）
次に、時刻ｔ１６においてアドレス信号線３０の電位をハイレベルにして、アドレストランジスタ４０をオンにする。また、電圧切り替え回路７の第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２をそれぞれオフおよびオンとし、増幅トランジスタ３４のドレイン（またはソース）に第２の電圧Ｖ２（典型的にはＶＤＤ）を印加する。この状態においては、増幅トランジスタ３４と定電流源６とがソースフォロア回路を形成する。信号読み出し線１８の電位は、電荷蓄積ノード４４に蓄積された信号電荷に応じた電位となる。このソースフォロア回路の増幅率は、例えば１程度に設定される。電荷蓄積ノード４４の電圧は、増幅器２により増幅されて（この例では増幅率は１程度）、信号読み出し線１８に出力される（時刻ｔ１７）。 (Exposure / Read period)
Next, at time t16, the potential of the address signal line 30 is raised to a high level, and the address transistor 40 is turned on. Further, the first switch SW1 and the second switch SW2 of the voltage switching circuit 7 are turned off and on, respectively, and a second voltage V2 (typically VDD) is applied to the drain (or source) of the amplification transistor 34. .. In this state, the amplification transistor 34 and the constant current source 6 form a source follower circuit. The potential of the signal readout line 18 becomes a potential corresponding to the signal charge accumulated in the charge storage node 44. The amplification factor of this source follower circuit is set to, for example, about 1. The voltage of the charge storage node 44 is amplified by the amplifier 2 (in this example, the amplification factor is about 1) and output to the signal readout line 18 (time t17).

（その他の改変例）
以下、図面を参照しながら、その他の改変例を説明する。 (Other modifications)
Hereinafter, other modifications will be described with reference to the drawings.

図１２は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路の他の例示的な回路構成を示す。図１２に示す電圧供給回路５０Ｂは、容量素子５６と増幅器５４の入力との接続点を含むノードに接続された容量素子７０を有している。容量素子７０の電極のうち、増幅器５４の入力に接続されていない側の電極の電位は、固定されている。 FIG. 12 shows another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. The voltage supply circuit 50B shown in FIG. 12 has a capacitance element 70 connected to a node including a connection point between the capacitance element 56 and the input of the amplifier 54. Of the electrodes of the capacitive element 70, the potential of the electrode on the side not connected to the input of the amplifier 54 is fixed.

このような回路構成においては、容量素子５６と増幅器５４の入力との接続点を含むノードの電位（Ｖｉｎ）は、容量素子５６および容量素子７０の容量値をそれぞれＣ３およびＣ４とすれば、傾斜電圧発生回路５２の出力における電位の（Ｃ３／（Ｃ３＋Ｃ４））倍である。Ｃ３／（Ｃ３＋Ｃ４）＜１であるので、傾斜電圧発生回路５２の出力に含まれるノイズを（Ｃ３／（Ｃ３＋Ｃ４））の比率で縮小することができる。このように、一端の電位が固定された容量素子７０を容量素子５６と増幅器５４の入力との接続点を含むノードに接続することにより、傾斜電圧発生回路５２の出力に含まれるノイズを低減することが可能である。 In such a circuit configuration, the potential (Vin) of the node including the connection point between the capacitance element 56 and the input of the amplifier 54 is inclined if the capacitance values of the capacitance element 56 and the capacitance element 70 are C3 and C4, respectively. It is (C3 / (C3 + C4)) times the potential at the output of the voltage generation circuit 52. Since C3 / (C3 + C4) <1, the noise included in the output of the gradient voltage generation circuit 52 can be reduced by the ratio of (C3 / (C3 + C4)). In this way, by connecting the capacitance element 70 having a fixed potential at one end to the node including the connection point between the capacitance element 56 and the input of the amplifier 54, the noise included in the output of the gradient voltage generation circuit 52 is reduced. It is possible.

図１３は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す。図１３に示す電圧供給回路５０Ｃは、いわゆるスーパーソースフォロワとして構成された増幅器５４Ｓを有している。 FIG. 13 shows yet another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. The voltage supply circuit 50C shown in FIG. 13 has an amplifier 54S configured as a so-called super source follower.

図１３に示す増幅器５４Ｓは、入力トランジスタ５５と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを含むＰＭＯＳ電流源５７Ｐと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタを含むＮＭＯＳ電流源５７Ｎと、帰還トランジスタ５９とを含んでいる。増幅器５４Ｓの入力電圧は、入力トランジスタ５５のゲートに印加される。ＰＭＯＳ電流源５７Ｐのソース（またはドレイン）は、電源に接続され、ＰＭＯＳ電流源５７Ｐのドレイン（またはソース）は、入力トランジスタのドレイン（またはソース）に接続されている。入力トランジスタのソース（またはドレイン）は、ＮＭＯＳ電流源５７Ｎのドレイン（またはソース）に接続され、ＮＭＯＳ電流源５７Ｎのソース（またはドレイン）は、接地されている。帰還トランジスタ５９のソース（またはドレイン）は、電源に接続され、帰還トランジスタ５９のドレイン（またはソース）は、入力トランジスタ５５およびＮＭＯＳ電流源５７Ｎの接続点に接続されている。帰還トランジスタ５９のゲートは、ＰＭＯＳ電流源５７Ｐおよび入力トランジスタ５５の接続点に接続されている。 The amplifier 54S shown in FIG. 13 includes an input transistor 55, a MOSFET current source 57P including a P-channel MOS transistor, an NMOS current source 57N including an N-channel MOS transistor, and a feedback transistor 59. The input voltage of the amplifier 54S is applied to the gate of the input transistor 55. The source (or drain) of the MOSFET current source 57P is connected to the power supply, and the drain (or source) of the NMOS current source 57P is connected to the drain (or source) of the input transistor. The source (or drain) of the input transistor is connected to the drain (or source) of the NMOS current source 57N, and the source (or drain) of the NMOS current source 57N is grounded. The source (or drain) of the feedback transistor 59 is connected to a power source, and the drain (or source) of the feedback transistor 59 is connected to the connection point of the input transistor 55 and the NMOS current source 57N. The gate of the feedback transistor 59 is connected to the connection point of the MOSFET current source 57P and the input transistor 55.

このような構成においては、帰還トランジスタ５９によって形成されるループが、出力の振れを抑えるように作用する。そのため、出力電圧に応じて出力電流量が制御される。また、増幅器５４Ｓの出力インピーダンス低減効果も得られる。 In such a configuration, the loop formed by the feedback transistor 59 acts to suppress output runout. Therefore, the amount of output current is controlled according to the output voltage. In addition, the output impedance reduction effect of the amplifier 54S can also be obtained.

図１４は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す。図１４に示す電圧供給回路５０Ｄにおけるフィードバック回路５８Ｄは、増幅器５４の出力と反転増幅器６２の反転入力との間に接続されたスイッチ６１を有している。また、フィードバック回路５８Ｄは、一端の電位が固定された容量素子７１および７２を有している。容量素子７１の２つの電極のうち、接地されていない電極は、増幅器５４の出力と反転増幅器６２の反転入力との間において接続されている。容量素子７２の２つの電極のうち、接地されていない電極は、反転増幅器６２の出力と増幅器５４の入力との間において接続されている。 FIG. 14 shows yet another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. The feedback circuit 58D in the voltage supply circuit 50D shown in FIG. 14 has a switch 61 connected between the output of the amplifier 54 and the inverting input of the inverting amplifier 62. Further, the feedback circuit 58D has capacitive elements 71 and 72 having a fixed potential at one end. Of the two electrodes of the capacitive element 71, the ungrounded electrode is connected between the output of the amplifier 54 and the inverting input of the inverting amplifier 62. Of the two electrodes of the capacitive element 72, the ungrounded electrode is connected between the output of the inverting amplifier 62 and the input of the amplifier 54.

図４等を参照して説明した動作からわかるように、本開示の実施形態では、単位画素セルに傾斜電圧が順次に供給される。つまり、傾斜電圧を供給する対象の単位画素セルを切り替えるごとに、スイッチ６０がオン／オフし、フィードバックループの形成／解除が繰り返される。図４における、出力電圧Ｖｏｕｔのグラフからわかるように、ある単位画素セルに傾斜電圧を供給した後の出力電圧は電圧Ｖｅｎｄである。次に他のある単位画素セルに傾斜電圧を供給する時、フィードバックループが形成されることにより、出力電圧は電圧Ｖｅｎｄから電圧Ｖｓｒｔまで再び上昇する。つまり、スイッチ６０がオフからオンに戻る際、フィードバックループを再度構築する過程で出力電圧Ｖｏｕｔは大きく変動する。 As can be seen from the operation described with reference to FIG. 4 and the like, in the embodiment of the present disclosure, the gradient voltage is sequentially supplied to the unit pixel cell. That is, every time the unit pixel cell to which the gradient voltage is supplied is switched, the switch 60 is turned on / off, and the formation / cancellation of the feedback loop is repeated. As can be seen from the graph of the output voltage Vout in FIG. 4, the output voltage after supplying the gradient voltage to a certain unit pixel cell is the voltage Vend. Next, when a gradient voltage is supplied to another unit pixel cell, the output voltage rises again from the voltage Vend to the voltage Vsrt due to the formation of the feedback loop. That is, when the switch 60 returns from off to on, the output voltage Vout fluctuates greatly in the process of reconstructing the feedback loop.

図１４に例示する構成では、容量素子７１は、スイッチ６１がオフされる前における反転増幅器６２の反転入力端子の電圧を保持する。また、容量素子７２は、スイッチ６１がオフされる前における反転増幅器６２の出力端子の電圧を保持する。この動作により、フィードバックループが形成されていない時も、フィードバックループが形成されている状態における、反転増幅器６２の入力側および出力側の電位の情報を保持することができる。したがって、フィードバックループを形成した際の電圧の変化の起点を、電圧Ｖｓｒｔに近い電圧とすることができる。結果として、フィードバックループの解除後に再びフィードバックループを形成した時の出力電圧の大きな変動を抑制することが可能になる。また、高速な収束を実現することができる。 In the configuration illustrated in FIG. 14, the capacitive element 71 holds the voltage of the inverting input terminal of the inverting amplifier 62 before the switch 61 is turned off. Further, the capacitive element 72 holds the voltage of the output terminal of the inverting amplifier 62 before the switch 61 is turned off. By this operation, even when the feedback loop is not formed, the potential information on the input side and the output side of the inverting amplifier 62 in the state where the feedback loop is formed can be retained. Therefore, the starting point of the voltage change when the feedback loop is formed can be a voltage close to the voltage Vsrt. As a result, it is possible to suppress a large fluctuation in the output voltage when the feedback loop is formed again after the feedback loop is released. Moreover, high-speed convergence can be realized.

図１５は、本開示の実施形態に係る電圧供給回路のさらに他の例示的な回路構成を示す。図１５に示す電圧供給回路５０Ｅにおけるフィードバック回路５８Ｅは、反転増幅器６２の出力と増幅器５４の入力との間に接続された増幅器８０を有している。増幅器８０は、反転増幅器６２およびスイッチ６０の間に接続されている。 FIG. 15 shows yet another exemplary circuit configuration of the voltage supply circuit according to the embodiment of the present disclosure. The feedback circuit 58E in the voltage supply circuit 50E shown in FIG. 15 has an amplifier 80 connected between the output of the inverting amplifier 62 and the input of the amplifier 54. The amplifier 80 is connected between the inverting amplifier 62 and the switch 60.

図１６は、図１５に示す電圧供給回路５０Ｅにおける反転増幅器６２および増幅器８０の回路構成の一例を示す。図１６に例示する構成では、反転増幅器６２は、トランジスタ７３、入力トランジスタ７４および７５、トランジスタ７６および７７、ならびに、電流源トランジスタ７８および７９を含んでいる。入力トランジスタ７４のゲートは、反転入力端子６２ｎに接続されている。入力トランジスタ７４のドレインには、トランジスタ７６が接続されており、トランジスタ７６には、電流源トランジスタ７８がカスコード接続されている。入力トランジスタ７５のゲートは、非反転入力端子６２ｐに接続されている。入力トランジスタ７５のドレインには、トランジスタ７７が接続されており、トランジスタ７７には、電流源トランジスタ７９がカスコード接続されている。トランジスタ７３は、いわゆるテール電流源を形成し、トランジスタ７４〜７９の動作に用いられる電流を供給する。なお、反転増幅器６２の正側の電源端子と負側の電源端子の間には、ミラー一次トランジスタ８２、電流源トランジスタ８３およびダイオード接続トランジスタ８４が接続されている。 FIG. 16 shows an example of the circuit configuration of the inverting amplifier 62 and the amplifier 80 in the voltage supply circuit 50E shown in FIG. In the configuration illustrated in FIG. 16, the inverting amplifier 62 includes transistors 73, input transistors 74 and 75, transistors 76 and 77, and current source transistors 78 and 79. The gate of the input transistor 74 is connected to the inverting input terminal 62n. A transistor 76 is connected to the drain of the input transistor 74, and a current source transistor 78 is cascode-connected to the transistor 76. The gate of the input transistor 75 is connected to the non-inverting input terminal 62p. A transistor 77 is connected to the drain of the input transistor 75, and a current source transistor 79 is cascode-connected to the transistor 77. The transistor 73 forms a so-called tail current source and supplies the current used for the operation of the transistors 74 to 79. A mirror primary transistor 82, a current source transistor 83, and a diode connection transistor 84 are connected between the power supply terminal on the positive side and the power supply terminal on the negative side of the inverting amplifier 62.

図１６に例示する構成では、トランジスタ７６および電流源トランジスタ７８がカスコード接続され、トランジスタ７７および電流源トランジスタ７９がカスコード接続されている。そのため、このようなカスケード接続を設けない場合と比較して、入力トランジスタ７４およびトランジスタ７６の接続点の電位と、入力トランジスタ７５およびトランジスタ７７の接続点との間の電位差が大きい場合でも、反転入力側と非反転入力側とに振り分けられる電流がアンバランスにならないように保たれる。すなわち、反転増幅器６２におけるシステマティックオフセットの発生を抑制し得る。 In the configuration illustrated in FIG. 16, the transistor 76 and the current source transistor 78 are cascode-connected, and the transistor 77 and the current source transistor 79 are cascode-connected. Therefore, as compared with the case where such a cascade connection is not provided, even if the potential difference between the potential of the connection point of the input transistor 74 and the transistor 76 and the connection point of the input transistor 75 and the transistor 77 is large, the inverting input is performed. The current distributed to the side and the non-inverting input side is kept so as not to be unbalanced. That is, the occurrence of systematic offset in the inverting amplifier 62 can be suppressed.

ただし、このような回路構成においては、トランジスタ７６および電流源トランジスタ７８がカスコード接続され、また、トランジスタ７７および電流源トランジスタ７９がカスコード接続されているので、反転増幅器６２の出力（Ｖａｍｐ１）における電圧範囲を大きくすることが困難である。 However, in such a circuit configuration, since the transistor 76 and the current source transistor 78 are cascode-connected, and the transistor 77 and the current source transistor 79 are cascode-connected, the voltage range at the output (Vamp1) of the inverting amplifier 62. Is difficult to increase.

図１５および図１６に例示する構成では、反転増幅器６２の出力側に増幅器８０を接続している。図１６に示す増幅器８０は、アンプ入力トランジスタ８５および電流源トランジスタ８６を有している。反転増幅器６２の出力Ｖａｍｐ１は、接続線８９を介してアンプ入力トランジスタ８５のゲートに印加される。このアンプ入力トランジスタ８５には、電流源トランジスタ８６が接続されている。なお、この例では、反転増幅器６２と増幅器８０との間に、抵抗器８７および容量素子８８（図１５において不図示）が直列に接続されている。 In the configurations illustrated in FIGS. 15 and 16, the amplifier 80 is connected to the output side of the inverting amplifier 62. The amplifier 80 shown in FIG. 16 has an amplifier input transistor 85 and a current source transistor 86. The output Vamp 1 of the inverting amplifier 62 is applied to the gate of the amplifier input transistor 85 via the connection line 89. A current source transistor 86 is connected to the amplifier input transistor 85. In this example, a resistor 87 and a capacitance element 88 (not shown in FIG. 15) are connected in series between the inverting amplifier 62 and the amplifier 80.

このように、ゲインを有する増幅器８０を反転増幅器６２の出力側に設けることにより、反転増幅器６２の出力が小振幅でも、増幅器８０の出力Ｖａｍｐ２における振幅を拡大することができる。図１５および図１６に示すような構成によれば、反転増幅器６２における入力オフセットを抑制して増幅器５４の入力を高精度に設定するとともに、増幅器５４の入力における電圧範囲を広げることができる。 By providing the amplifier 80 having a gain on the output side of the inverting amplifier 62 in this way, even if the output of the inverting amplifier 62 has a small amplitude, the amplitude of the output Vamp 2 of the amplifier 80 can be expanded. According to the configurations shown in FIGS. 15 and 16, the input offset in the inverting amplifier 62 can be suppressed to set the input of the amplifier 54 with high accuracy, and the voltage range at the input of the amplifier 54 can be widened.

図１７は、本開示の実施形態に係る撮像装置の他の例示的な構成の概略を示す。図１７に示す撮像装置３００は、２つの電圧供給回路５０Ｆａおよび５０Ｆｂを有する。電圧供給回路５０Ｆａは、傾斜電圧発生回路５２ａ、容量素子５６ａ、スイッチ６０ａ、反転増幅回路６２ａ、増幅器５４ａおよび容量素子９０ａを含んでいる。電圧供給回路５０Ｆｂは、電圧供給回路５０Ｆａと同様の構成を有する。電圧供給回路５０Ｆｂは、傾斜電圧発生回路５２ｂ、容量素子５６ｂ、スイッチ６０ｂ、反転増幅回路６２ｂ、増幅器５４ｂおよび容量素子９０ｂを含んでいる。電圧供給回路５０Ｆａおよび５０Ｆｂは、容量素子９０ａおよび９０ｂを介して互いに電気的に接続されている。 FIG. 17 outlines another exemplary configuration of the imaging apparatus according to the embodiments of the present disclosure. The image pickup apparatus 300 shown in FIG. 17 has two voltage supply circuits 50Fa and 50Fb. The voltage supply circuit 50F includes a gradient voltage generation circuit 52a, a capacitance element 56a, a switch 60a, an inverting amplifier circuit 62a, an amplifier 54a, and a capacitance element 90a. The voltage supply circuit 50Fb has the same configuration as the voltage supply circuit 50Fa. The voltage supply circuit 50Fb includes a gradient voltage generation circuit 52b, a capacitance element 56b, a switch 60b, an inverting amplifier circuit 62b, an amplifier 54b, and a capacitance element 90b. The voltage supply circuits 50Fa and 50Fb are electrically connected to each other via the capacitive elements 90a and 90b.

図１７に例示するように、２以上の電圧供給回路を撮像装置内に設けてもよい。図２および図３を参照して説明したように、電圧供給回路によって生成された傾斜電圧は、垂直走査回路１６内のスイッチＳＷiを介して、選択された単位画素セルのフィードバックト
ランジスタ３８のゲートに印加される。画素アレイＰＡに含まれる単位画素セルの行数は、数千行に及ぶことがある。このような場合、配線の長さの違いに起因して、電圧供給回路に近い単位画素セルと比較して、電圧供給回路から遠い単位画素セルに印加される電圧に遅延が発生することがある。 As illustrated in FIG. 17, two or more voltage supply circuits may be provided in the image pickup apparatus. As described with reference to FIGS. 2 and 3, the gradient voltage generated by the voltage supply circuit is gated in the feedback transistor 38 of the selected unit pixel cell via the switch SW i in the vertical scanning circuit 16. Is applied to. The number of rows of a unit pixel cell included in the pixel array PA may reach several thousand rows. In such a case, due to the difference in wiring length, a delay may occur in the voltage applied to the unit pixel cell far from the voltage supply circuit as compared with the unit pixel cell closer to the voltage supply circuit. ..

図１７に例示する構成では、電圧供給回路５０Ｆａの出力電圧Ｖｏｕｔａ（ここでは傾斜電圧）および電圧供給回路５０Ｆｂの出力電圧Ｖｏｕｔｂ（ここでは傾斜電圧）は、ともに共通信号線２４に印加される。共通信号線２４に印加された電圧は、垂直走査回路１６内のスイッチＳＷiを介して、各スイッチに対応する行に属する単位画素セル１０Ａに
供給される。これにより、電圧供給回路と単位画素セルとの間の配線の長さの違いに起因した電圧低下の影響を抑制し得る。 In the configuration illustrated in FIG. 17, the output voltage Vouta (here, the gradient voltage) of the voltage supply circuit 50Fa and the output voltage Voutb (here, the gradient voltage) of the voltage supply circuit 50Fb are both applied to the common signal line 24. The voltage applied to the common signal line 24 is supplied to the unit pixel cell 10A belonging to the row corresponding to each switch via the switch SW i in the vertical scanning circuit 16. Thereby, the influence of the voltage drop due to the difference in the wiring length between the voltage supply circuit and the unit pixel cell can be suppressed.

ただし、単純に複数の電圧供給回路を設けただけでは、傾斜電圧発生回路間の特性の違いに起因するバラつきが傾斜電圧の間で生じてしまう。図示する例では、容量素子９０ａの電極の一方を、電圧供給回路５０Ｆａの容量素子５６ａと増幅器５４ａとが接続されたノードに接続し、他方を、電圧供給回路５０Ｆｂの傾斜電圧発生回路５２ｂと容量素子５６ｂとが接続されたノードに接続している。また、容量素子９０ｂの電極の一方を、電圧供給回路５０Ｆｂの容量素子５６ｂと増幅器５４ｂとが接続されたノードに接続しており、他方を、電圧供給回路５０Ｆａの傾斜電圧発生回路５２ａと容量素子５６ａとが接続されたノードに接続している。したがって、傾斜電圧発生回路５２ａによって生成された傾斜電圧（Ｖｇｅｎａ）と、傾斜電圧発生回路５２ｂによって生成された傾斜電圧（Ｖｇｅｎｂ）との間のバラつきを平均化することができる。さらに、傾斜電圧発生回路５２ａによって生成された傾斜電圧に含まれるノイズおよび傾斜電圧発生回路５２ｂによって生成された傾斜電圧に含まれるノイズも容量比に応じて平均化される。 However, if a plurality of voltage supply circuits are simply provided, variations due to differences in characteristics between the gradient voltage generation circuits will occur among the gradient voltages. In the illustrated example, one of the electrodes of the capacitance element 90a is connected to a node to which the capacitance element 56a of the voltage supply circuit 50Fa and the amplifier 54a are connected, and the other is connected to the gradient voltage generation circuit 52b of the voltage supply circuit 50Fb and the capacitance. The element 56b is connected to the connected node. Further, one of the electrodes of the capacitance element 90b is connected to a node to which the capacitance element 56b of the voltage supply circuit 50Fb and the amplifier 54b are connected, and the other is connected to the gradient voltage generation circuit 52a of the voltage supply circuit 50Fa and the capacitance element. It is connected to the node to which 56a is connected. Therefore, the variation between the gradient voltage (Vgena) generated by the gradient voltage generation circuit 52a and the gradient voltage (Vgenb) generated by the gradient voltage generation circuit 52b can be averaged. Further, the noise included in the gradient voltage generated by the gradient voltage generation circuit 52a and the noise included in the gradient voltage generated by the gradient voltage generation circuit 52b are also averaged according to the capacitance ratio.

図１７に例示するような構成により、複数の傾斜電圧発生回路間における傾斜電圧のバラつきを抑制しながら、低ノイズの傾斜電圧を各単位画素セルに供給することが可能である。 With the configuration as illustrated in FIG. 17, it is possible to supply a low noise gradient voltage to each unit pixel cell while suppressing variation in the gradient voltage among the plurality of gradient voltage generation circuits.

次に、図１８〜図２２を参照しながら、本開示の電圧供給回路に適用可能な傾斜電圧発生回路の構成の詳細を説明する。 Next, the details of the configuration of the gradient voltage generation circuit applicable to the voltage supply circuit of the present disclosure will be described with reference to FIGS. 18 to 22.

図４および図５を参照して説明したように、本開示の実施形態では、傾斜電圧発生回路５２（例えば図１参照）によって、単調に減少（または増加）するような波形を有する電圧を生成する（図４および図５に示す出力電圧Ｖｇｅｎのグラフを参照）。単調に減少（または増加）するような波形を有する電圧を生成する場合、階段状の波形を有する電圧を生成した後にフィルタリングを行うことが一般的である。階段状の波形を有する電圧の生成においては、デジタル／アナログ変換回路におけるビット数が多いと有益である。しかしながら、基板（半導体基板）の面積の制約から、ビット数を増やすことが困難なことがある。ビット数の少ないデジタル／アナログ変換回路を用いると、スイッチングを行ったポイントの付近に高周波ノイズ（以下、「スパイクノイズ」と呼ぶ）が生じることがある。スパイクノイズをフィルタリングによって除去することは困難である。 As described with reference to FIGS. 4 and 5, in the embodiments of the present disclosure, the gradient voltage generator 52 (see, eg, FIG. 1) generates a voltage having a waveform that monotonically decreases (or increases). (See the graph of output voltage Vgen shown in FIGS. 4 and 5). When generating a voltage having a waveform that decreases (or increases) monotonically, it is common to perform filtering after generating a voltage having a stepped waveform. In generating a voltage having a stepped waveform, it is beneficial to have a large number of bits in the digital / analog conversion circuit. However, it may be difficult to increase the number of bits due to the limitation of the area of the substrate (semiconductor substrate). When a digital / analog conversion circuit having a small number of bits is used, high-frequency noise (hereinafter referred to as “spike noise”) may occur in the vicinity of the switching point. It is difficult to remove spike noise by filtering.

以下に説明する例では、傾斜電圧発生回路に複数のサンプル／ホールド回路を設け、これらのサンプル／ホールド回路を用いてスパイクノイズを除去する。スパイクノイズの除去された出力を平滑化回路に入力することによってビット精度を向上させる。 In the example described below, a plurality of sample / hold circuits are provided in the gradient voltage generation circuit, and spike noise is removed by using these sample / hold circuits. Bit accuracy is improved by inputting the output from which spike noise has been removed to the smoothing circuit.

図１８は、本開示の電圧供給回路に適用可能な傾斜電圧発生回路の例示的な構成の概略を示す。図１８に例示する構成において、傾斜電圧発生回路５２は、デジタル／アナログ変換回路９２（Ｄ／Ａ変換回路９２）と、サンプル／ホールド回路９４ａおよび９４ｂ（第１のＳ／Ｈ回路９４ａおよび第２のＳ／Ｈ回路９４ｂ）と、平滑化回路９６とを有する。図１８に例示する構成では、Ｄ／Ａ変換回路９２の出力Ｄｏｕｔを２つのＳ／Ｈ回路９４ａおよび９４ｂのそれぞれに入力する。２つのＳ／Ｈ回路９４ａおよび９４ｂの出力ＳＨｏｕｔは、平滑化回路９６に入力され、平滑化回路９６の出力が、傾斜電圧発生回路５２の外部に出力される。平滑化回路９６の出力（傾斜電圧発生回路５２によって生成された電圧）は、容量素子５６を介して、フィードバック回路５８中の増幅器５４に入力され、単位画素セル１０Ａに出力される（図１参照）。以下では、傾斜電圧発生回路５２と垂直走査回路１６との間に設けられた回路ブロックを傾斜電圧出力部と呼ぶことがある。 FIG. 18 outlines an exemplary configuration of a gradient voltage generator applicable to the voltage supply circuits of the present disclosure. In the configuration illustrated in FIG. 18, the gradient voltage generation circuit 52 includes a digital / analog conversion circuit 92 (D / A conversion circuit 92) and sample / hold circuits 94a and 94b (first S / H circuits 94a and second). S / H circuit 94b) and a smoothing circuit 96. In the configuration illustrated in FIG. 18, the output Dout of the D / A conversion circuit 92 is input to each of the two S / H circuits 94a and 94b. The output SHouts of the two S / H circuits 94a and 94b are input to the smoothing circuit 96, and the output of the smoothing circuit 96 is output to the outside of the gradient voltage generation circuit 52. The output of the smoothing circuit 96 (voltage generated by the gradient voltage generating circuit 52) is input to the amplifier 54 in the feedback circuit 58 via the capacitive element 56 and output to the unit pixel cell 10A (see FIG. 1). ). Hereinafter, the circuit block provided between the gradient voltage generation circuit 52 and the vertical scanning circuit 16 may be referred to as a gradient voltage output unit.

図１９は、傾斜電圧発生回路５２の回路構成の一例を示す。図１９に例示する構成において、傾斜電圧発生回路５２は、極性切り替え回路９１と、Ｄ／Ａ変換回路９２と、第１のＳ／Ｈ回路９４ａおよび第２のＳ／Ｈ回路９４ｂと、平滑化回路９６と、傾斜電圧出力部９８とを有する。図示する例では、傾斜電圧出力部９８は、容量素子５６と、増幅器５４、反転増幅器６２およびスイッチ６０を含むフィードバック回路と、一端の電位が固定された容量素子７０とを有する。つまり、ここでは、図１２に示す電圧供給回路５０Ｂを例にとって説明する。 FIG. 19 shows an example of the circuit configuration of the gradient voltage generation circuit 52. In the configuration illustrated in FIG. 19, the gradient voltage generation circuit 52 is smoothed by the polarity switching circuit 91, the D / A conversion circuit 92, the first S / H circuit 94a, and the second S / H circuit 94b. It has a circuit 96 and a gradient voltage output unit 98. In the illustrated example, the gradient voltage output unit 98 includes a capacitive element 56, a feedback circuit including an amplifier 54, an inverting amplifier 62, and a switch 60, and a capacitive element 70 having a fixed potential at one end. That is, here, the voltage supply circuit 50B shown in FIG. 12 will be described as an example.

図１９に例示する構成において、Ｄ／Ａ変換回路９２は、双一次のスイッチトキャパシタ積分器である。ただし、これはあくまでも例にすぎず、Ｄ／Ａ変換回路９２は、双一次のスイッチトキャパシタ積分器に限定されない。Ｄ／Ａ変換回路９２は、スイッチＳＷ８〜ＳＷ１７と、容量素子Ｃ７〜Ｃ１０と、積分増幅器９９とを含む。第１ノードＮ１に、トップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭの一方が印加され、第２ノードＮ２に、トップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭの他方が印加される。トップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭは、いわゆるクロール型のスイッチトキャパシタ動作によって容量素子Ｃ７と容量素子Ｃ８とにサンプリングされ、積分容量素子Ｃ１０に転送される。 In the configuration illustrated in FIG. 19, the D / A transform circuit 92 is a bilinear switched capacitor integrator. However, this is only an example, and the D / A conversion circuit 92 is not limited to the bilinear switched capacitor integrator. The D / A conversion circuit 92 includes switches SW8 to SW17, capacitive elements C7 to C10, and an integrating amplifier 99. One of the top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM is applied to the first node N1, and the other of the top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM is applied to the second node N2. The top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM are sampled by the capacitive element C7 and the capacitive element C8 by a so-called crawl type switched capacitor operation, and transferred to the integrating capacitive element C10.

容量素子Ｃ７へのサンプリング動作には、スイッチＳＷ８およびＳＷ９が用いられる。容量素子Ｃ８へのサンプリングには、スイッチＳＷ１２およびＳＷ１３が用いられる。容量素子Ｃ７から積分容量素子Ｃ１０への転送、および、リセット動作には、スイッチＳＷ１０およびＳＷ１１が用いられる。容量素子Ｃ８から積分容量素子Ｃ１０への転送、および、リセット動作には、スイッチＳＷ１４およびＳＷ１５が用いられる。なお、図１９中の「Φ１」および「Φ２」は、スイッチＳＷ８〜ＳＷ１５の制御信号を示している。積分容量素子Ｃ１０の初期化は、スイッチＳＷ１７に制御信号Φｉｎｉ１を印加することによって行う。積分増幅器９９の動作点は、スイッチＳＷ１６を介してコモン電圧ＶＣＭを容量素子Ｃ９にサンプリングすることによって設定する。傾斜電圧の生成時において、スイッチＳＷ１６をオフすることにより、コモン電圧ＶＣＭに重畳されたノイズの伝播を遮断することができる。 Switches SW8 and SW9 are used for the sampling operation to the capacitive element C7. Switches SW12 and SW13 are used for sampling to the capacitive element C8. The switches SW10 and SW11 are used for the transfer from the capacitance element C7 to the integration capacitance element C10 and the reset operation. Switches SW14 and SW15 are used for the transfer from the capacitance element C8 to the integration capacitance element C10 and the reset operation. Note that "Φ1" and "Φ2" in FIG. 19 indicate control signals of switches SW8 to SW15. The initialization of the integrating capacitance element C10 is performed by applying the control signal Φini1 to the switch SW17. The operating point of the integrator amplifier 99 is set by sampling the common voltage VCM to the capacitive element C9 via the switch SW16. By turning off the switch SW16 when the gradient voltage is generated, it is possible to block the propagation of noise superimposed on the common voltage VCM.

図１９に例示する構成では、トップ電圧ＶＴＯＰの入力端子およびボトム電圧ＶＢＴＭの入力端子と、Ｄ／Ａ変換回路９２との間に極性切り替え回路９１が設けられている。極性切り替え回路９１は、４つのスイッチＳＷ４〜ＳＷ７を有する。スイッチＳＷ４およびＳＷ５は、同時にオンすることはなく、一方がオン時、他方はオフである。同様に、スイッチＳＷ６およびＳＷ７は、同時にオンすることはなく、一方がオン時、他方はオフである。したがって、トップ電圧ＶＴＯＰを第１ノードおよび第２ノードＮ２の一方に印加し、かつ、ボトム電圧ＶＢＴＭを第１ノードＮ１および第２ノードＮ２の他方に印加することができる。第１ノードＮ１にトップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭの両方が同時に印加されることはなく、第２ノードＮ２にトップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭの両方が同時に印加されることはない。 In the configuration illustrated in FIG. 19, a polarity switching circuit 91 is provided between the input terminal of the top voltage VTOP and the input terminal of the bottom voltage VBTM and the D / A conversion circuit 92. The polarity switching circuit 91 has four switches SW4 to SW7. The switches SW4 and SW5 are not turned on at the same time, one is on and the other is off. Similarly, switches SW6 and SW7 are not turned on at the same time, one is on and the other is off. Therefore, the top voltage VTOP can be applied to one of the first node and the second node N2, and the bottom voltage VBTM can be applied to the other of the first node N1 and the second node N2. Both the top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM are not applied to the first node N1 at the same time, and both the top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM are not applied to the second node N2 at the same time.

スイッチＳＷ４〜ＳＷ７のそれぞれにおけるオンおよびオフを切り替えることにより、トップ電圧ＶＴＯＰおよびボトム電圧ＶＢＴＭのそれぞれを、第１ノードＮ１および第２ノードＮ２のいずれに印加するかを切り替えることができる。極性切り替え回路９１を設けることにより、図４に示すような下降形の電圧Ｖｇｅｎの生成と、図５に示すような上昇形の電圧Ｖｇｅｎの生成とを簡易な構成により実現できる。 By switching on and off in each of the switches SW4 to SW7, it is possible to switch whether the top voltage VTOP and the bottom voltage VBTM are applied to the first node N1 or the second node N2, respectively. By providing the polarity switching circuit 91, it is possible to realize the generation of the falling voltage Vgen as shown in FIG. 4 and the generation of the rising voltage Vgen as shown in FIG. 5 by a simple configuration.

図１９に例示する構成において、第１のＳ／Ｈ回路９４ａは、スイッチＳＷ１８およびＳＷ１９と、抵抗器Ｒ２〜Ｒ４と、ホールド容量素子Ｃ１１とを含む。第２のＳ／Ｈ回路９４ｂは、スイッチＳＷ２０およびＳＷ２１と、抵抗器Ｒ５〜Ｒ７と、ホールド容量素子Ｃ１２とを含む。第１のＳ／Ｈ回路９４ａおよび第２のＳ／Ｈ回路９４ｂの間で特性がほぼ同じとなるようにレイアウトを行うことが有益である。図示する例では、平滑化回路９６に関して対称に第１のＳ／Ｈ回路９４ａおよび第２のＳ／Ｈ回路９４ｂを配置している。Ｄ／Ａ変換回路９２の出力側に接続するＳ／Ｈ回路の数は、３以上であってもよい。 In the configuration illustrated in FIG. 19, the first S / H circuit 94a includes switches SW18 and SW19, resistors R2 to R4, and a hold capacitance element C11. The second S / H circuit 94b includes switches SW20 and SW21, resistors R5 to R7, and a hold capacitance element C12. It is useful to lay out the first S / H circuit 94a and the second S / H circuit 94b so that the characteristics are substantially the same. In the illustrated example, the first S / H circuit 94a and the second S / H circuit 94b are arranged symmetrically with respect to the smoothing circuit 96. The number of S / H circuits connected to the output side of the D / A conversion circuit 92 may be 3 or more.

図１９中の「Φ１ｄ」および「Φ２ｄ」は、スイッチＳＷ１８〜ＳＷ２１の制御信号を示す。第１のＳ／Ｈ回路９４ａに着目してサンプル／ホールドの動作を説明する。制御信号Φ１ｄを用いてスイッチＳＷ１８を制御することにより、スパイクノイズを避けるようなタイミングで、ホールド容量素子Ｃ１１との接続を有するノードＳＨＡに、Ｄ／Ａ変換回路９２の出力を抵抗器Ｒ２を介してサンプリングする。その後、制御信号Φ２ｄを用い、スイッチＳＷ１９および抵抗器Ｒ４を介して平滑化回路９６の中点ノードＶＭＩＤに出力を転送する。 “Φ1d” and “Φ2d” in FIG. 19 indicate control signals of switches SW18 to SW21. The sample / hold operation will be described with a focus on the first S / H circuit 94a. By controlling the switch SW18 using the control signal Φ1d, the output of the D / A conversion circuit 92 is transmitted to the node SHA having a connection with the hold capacitance element C11 via the resistor R2 at a timing that avoids spike noise. And sample. Then, using the control signal Φ2d, the output is transferred to the midpoint node VMID of the smoothing circuit 96 via the switch SW19 and the resistor R4.

図示する例において、平滑化回路９６は、容量素子Ｃ１３およびＣ１４と、抵抗器Ｒ８およびＲ９を含む。平滑化回路９６の中点ノードＶＭＩＤは、あらかじめ基準電位Ｖｉｎｉに初期化しておく。中点ノードＶＭＩＤの初期化は、スイッチＳＷ２２に制御信号Φｉｎｉ２を印加することによって行う。基準電位Ｖｉｎｉは、スイッチＳＷ２２を介して容量素子Ｃ１３に保持される。容量素子Ｃ１３に保持された電荷と、第１のＳ／Ｈ回路９４ａの出力と、第２のＳ／Ｈ回路９４ｂの出力とにより中点ノードＶＭＩＤにおける電位は変化する。傾斜電圧発生回路５２からは、抵抗器Ｒ８およびＲ９と容量素子Ｃ１４によって平滑化された電圧が出力される。図１９に示すような構成によれば、サンプリング期間において平滑化も実行することができるので、出力の遅延を緩和し得る。 In the illustrated example, the smoothing circuit 96 includes capacitive elements C13 and C14 and resistors R8 and R9. The midpoint node VMID of the smoothing circuit 96 is initialized to the reference potential Vini in advance. The initialization of the midpoint node VMID is performed by applying the control signal Φini2 to the switch SW22. The reference potential Vini is held by the capacitance element C13 via the switch SW22. The potential at the midpoint node VMID changes depending on the charge held in the capacitive element C13, the output of the first S / H circuit 94a, and the output of the second S / H circuit 94b. The gradient voltage generation circuit 52 outputs a voltage smoothed by the resistors R8 and R9 and the capacitance element C14. According to the configuration shown in FIG. 19, smoothing can also be performed during the sampling period, so that the output delay can be alleviated.

図２０は、入力クロックＣＫおよびＣＫＤと各制御信号との関係の一例を示すタイミングチャートである。図２０中、各グラフの横軸は、時間Ｔを示す。図２０中、上から順に、入力クロックＣＫ、入力クロックＣＫＤ、制御信号Φ１、制御信号Φ２、Ｄ／Ａ変換回路９２の出力Ｄｏｕｔ、制御信号Φ１ｄ、制御信号Φ２ｄ、第１のＳ／Ｈ回路９４ａのノードＳＨＡの電位および第２のＳ／Ｈ回路９４ｂのノードＳＨＢの電位（図１９参照）、ならびに、傾斜電圧発生回路５２の出力電圧Ｖｇｅｎを示している。なお、図２０中、ノードＳＨＡの電位は、実線ＬＡで示し、ノードＳＨＢの電位は、破線ＬＢで示している。 FIG. 20 is a timing chart showing an example of the relationship between the input clocks CK and CKD and each control signal. In FIG. 20, the horizontal axis of each graph indicates time T. In FIG. 20, in order from the top, input clock CK, input clock CKD, control signal Φ1, control signal Φ2, output Dout of D / A conversion circuit 92, control signal Φ1d, control signal Φ2d, first S / H circuit 94a. The potential of the node SHA and the potential of the node SHB of the second S / H circuit 94b (see FIG. 19), and the output voltage Vgen of the gradient voltage generation circuit 52 are shown. In FIG. 20, the potential of the node SHA is indicated by a solid line LA, and the potential of the node SHB is indicated by a broken line LB.

入力クロックＣＫＤは、入力クロックＣＫに対して例えば数ナノ秒シフトした信号である。制御信号Φ１、Φ２、Φ１ｄおよびΦ２ｄは、入力クロックＣＫおよび入力クロックＣＫＤを用いて生成される。 The input clock CKD is, for example, a signal shifted by several nanoseconds with respect to the input clock CK. The control signals Φ1, Φ2, Φ1d and Φ2d are generated by using the input clock CK and the input clock CKD.

図２１は、図２０に示す制御信号Φ１、Φ２、Φ１ｄおよびΦ２ｄを生成するクロック生成回路の一例を示す。図２１に示すクロック生成回路１６０は、複数の論理ゲート１３５〜１５２を含んでいる。 FIG. 21 shows an example of a clock generation circuit that generates the control signals Φ1, Φ2, Φ1d, and Φ2d shown in FIG. The clock generation circuit 160 shown in FIG. 21 includes a plurality of logic gates 135 to 152.

Ｄ／Ａ変換回路９２は、入力クロックＣＫおよびＣＫＤから生成された制御信号Φ１およびΦ２に基づいて動作し、階段状の波形を出力する（図２０中の出力Ｄｏｕｔ）。出力Ｄｏｕｔは、ステップの近傍にスパイクノイズを含んでいる。出力Ｄｏｕｔは、制御信号Φ１ｄおよびΦ２ｄを用いることによってスパイクノイズを避けてサンプリングされる。第１のＳ／Ｈ回路９４ａおよび第２のＳ／Ｈ回路９４ｂは、それぞれ、図２０に示すような波形ＬＡおよびＬＢを出力する。この２つの波形は、平滑化回路９６内の中点ノードＶＭＩＤで重畳および平滑化される。このようにして、第１のＳ／Ｈ回路９４ａ、第２のＳ／Ｈ回路９４ｂ、および、平滑化回路９６により、階段状であった出力Ｄｏｕｔからほぼなめらかな傾斜を有する傾斜電圧が生成され、傾斜電圧発生回路５２から出力される。図１９に例示するような構成によれば、傾斜電圧発生回路５２の低ノイズ化と、Ｄ／Ａ変換回路９２の持つビット精度以上の精度とを実現し得る。 The D / A conversion circuit 92 operates based on the control signals Φ1 and Φ2 generated from the input clocks CK and CKD, and outputs a stepped waveform (output Dout in FIG. 20). The output Dout contains spike noise in the vicinity of the step. The output Dout is sampled while avoiding spike noise by using the control signals Φ1d and Φ2d. The first S / H circuit 94a and the second S / H circuit 94b output waveforms LA and LB as shown in FIG. 20, respectively. The two waveforms are superimposed and smoothed at the midpoint node VMID in the smoothing circuit 96. In this way, the first S / H circuit 94a, the second S / H circuit 94b, and the smoothing circuit 96 generate a gradient voltage having a substantially smooth gradient from the stepped output Dout. , It is output from the gradient voltage generation circuit 52. According to the configuration as illustrated in FIG. 19, the noise reduction of the gradient voltage generation circuit 52 and the accuracy higher than the bit accuracy of the D / A conversion circuit 92 can be realized.

図２２は、傾斜電圧発生回路の回路構成の他の一例を示す。図２２に示す傾斜電圧発生回路５２Ｂと、図１９に示す傾斜電圧発生回路５２との相違点は、傾斜電圧発生回路５２Ｂが、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６およびＲ７に代えて、トランジスタ１５４〜１５７を有することである。図１９に例示する構成において、トランジスタ１５４〜１５７のゲートには、制御回路１５３が接続されている。制御回路１５３は、トランジスタ１５４〜１５７に供給するゲート電圧を生成する。 FIG. 22 shows another example of the circuit configuration of the gradient voltage generation circuit. The difference between the gradient voltage generation circuit 52B shown in FIG. 22 and the gradient voltage generation circuit 52 shown in FIG. 19 is that the gradient voltage generation circuit 52B replaces the resistors R3, R4, R6 and R7 with transistors 154 to 157. Is to have. In the configuration illustrated in FIG. 19, the control circuit 153 is connected to the gates of the transistors 154 to 157. The control circuit 153 generates a gate voltage to be supplied to the transistors 154 to 157.

図２２に例示する構成では、トランジスタ１５４〜１５７としてＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いている。この例では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを抵抗が可変な抵抗器として利用する。すなわち、この例では、ＭＯＳトランジスタのリニア領域における、ソース−ドレイン間電圧依存性を利用する。図２２に例示する構成によれば、制御回路１５３から供給されるゲート電圧を調整することにより、トランジスタ１５４〜１５７における抵抗を変更することが可能である。制御回路１５３から供給されるゲート電圧を変化させることにより、第１のＳ／Ｈ回路９４ａ内の時定数と、第２のＳ／Ｈ回路９４ｂ内の時定数をアクティブに変更することが可能である。 In the configuration illustrated in FIG. 22, P-channel MOS transistors are used as the transistors 154 to 157. In this example, a P-channel MOS transistor is used as a resistor with variable resistance. That is, in this example, the source-drain voltage dependence in the linear region of the MOS transistor is used. According to the configuration illustrated in FIG. 22, the resistance in the transistors 154 to 157 can be changed by adjusting the gate voltage supplied from the control circuit 153. By changing the gate voltage supplied from the control circuit 153, it is possible to actively change the time constant in the first S / H circuit 94a and the time constant in the second S / H circuit 94b. is there.

図２０に示すように、ノードＳＨＡの電位を示すグラフおよびノードＳＨＢの電位を示すグラフは、一般に、電圧の立ち上がりおよび立ち下りにおいて曲線状の変化を示す。これは、第１のＳ／Ｈ回路９４ａのスイッチＳＷ１９を流れる電流および第２のＳ／Ｈ回路９４ｂのスイッチＳＷ２１を流れる電流が、平均化の過渡状態において抵抗器両端の電位差に依存して変化することに起因する。 As shown in FIG. 20, the graph showing the potential of the node SHA and the graph showing the potential of the node SHB generally show a curvilinear change at the rising and falling edges of the voltage. This is because the current flowing through the switch SW19 of the first S / H circuit 94a and the current flowing through the switch SW21 of the second S / H circuit 94b change depending on the potential difference between both ends of the resistor in the transient state of averaging. Due to the fact that

この例では、平均化の過渡状態においてもスイッチＳＷ１９を流れる電流およびスイッチＳＷ２１を流れる電流が一定になるように、傾斜電圧の傾きに応じて時定数を調整するような電圧をゲート電圧としてトランジスタ１５４〜１５７に印加する。これにより、傾斜電圧における傾きに応じて適切な時定数を得ることが可能である。 In this example, the transistor 154 uses a voltage that adjusts the time constant according to the slope of the gradient voltage so that the current flowing through the switch SW19 and the current flowing through the switch SW21 are constant even in the transient state of averaging. Apply to ~ 157. This makes it possible to obtain an appropriate time constant according to the slope at the slope voltage.

なお、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの代わりに、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、図示する例では、トランジスタ１５４〜１５７のゲートに印加される電圧は、互いに異なっていてもよいし、トランジスタ１５４〜１５７のうちのいくつかに対して、選択的に共通の電圧を印加してもよい。ゲート電圧として、傾斜電圧発生回路の出力などを用いて生成された傾斜電圧を印加してもよい。 An N-channel MOS transistor may be used instead of the P-channel MOS transistor. Further, in the illustrated example, the voltages applied to the gates of the transistors 154 to 157 may be different from each other, and a common voltage is selectively applied to some of the transistors 154 to 157. You may. As the gate voltage, a gradient voltage generated by using the output of a gradient voltage generation circuit or the like may be applied.

（第４の実施形態）
図２３は、本開示の第４の実施形態に係る撮像装置における、単位画素セルおよび周辺回路の例示的な接続関係を示す。図２３に示す撮像装置４００は、電圧供給回路５０Ａと、垂直走査回路１６を介して電圧供給回路５０Ａと接続された画素アレイＰＡとを有している。図２３に例示する構成では、画素アレイＰＡは、４つの単位画素セル１０Ｄを含んでいる。もちろん、画素アレイＰＡに含まれる単位画素セル１０Ｄの数は４つに限定されない。なお、電圧供給回路５０Ａに代えて、上述した電圧供給回路５０Ｂ〜５０Ｅのいずれか、または、電圧供給回路５０Ｆａおよび５０Ｆｂの組を用いてもよい。 (Fourth Embodiment)
FIG. 23 shows an exemplary connection relationship between a unit pixel cell and peripheral circuits in the image pickup apparatus according to the fourth embodiment of the present disclosure. The image pickup apparatus 400 shown in FIG. 23 has a voltage supply circuit 50A and a pixel array PA connected to the voltage supply circuit 50A via the vertical scanning circuit 16. In the configuration illustrated in FIG. 23, the pixel array PA includes four unit pixel cells 10D. Of course, the number of unit pixel cells 10D included in the pixel array PA is not limited to four. Instead of the voltage supply circuit 50A, any of the voltage supply circuits 50B to 50E described above, or a set of the voltage supply circuits 50Fa and 50Fb may be used.

撮像装置４００は、周辺回路として、垂直走査回路１６と、負荷回路２７と、カラム信号処理回路２０と、水平信号読み出し回路２１と、反転増幅器２９とを有している。カラム信号処理回路２０、負荷回路２７および反転増幅器２９は、２次元に配列された単位画素セル１０Ｄの列毎に配置されている。反転増幅器２９の負側の入力端子は、対応する信号読み出し線１８に接続されている。反転増幅器２９の正側の入力端子には、所定の電圧（例えば１Ｖまたは１Ｖ近傍の正電圧）Ｖｒｅｆが供給される。この電圧Ｖｒｅｆは、リセットにおける基準電圧として利用される。反転増幅器２９の出力端子は、各列に対応して設けられたフィードバック線３１を介して、その反転増幅器２９の負側の入力端子との接続を有する複数の単位画素セル１０Ｄに接続されている。 The image pickup apparatus 400 has a vertical scanning circuit 16, a load circuit 27, a column signal processing circuit 20, a horizontal signal readout circuit 21, and an inverting amplifier 29 as peripheral circuits. The column signal processing circuit 20, the load circuit 27, and the inverting amplifier 29 are arranged for each row of unit pixel cells 10D arranged in two dimensions. The negative input terminal of the inverting amplifier 29 is connected to the corresponding signal readout line 18. A predetermined voltage (for example, 1V or a positive voltage in the vicinity of 1V) Vref is supplied to the input terminal on the positive side of the inverting amplifier 29. This voltage Vref is used as a reference voltage in reset. The output terminal of the inverting amplifier 29 is connected to a plurality of unit pixel cells 10D having a connection with the negative input terminal of the inverting amplifier 29 via a feedback line 31 provided corresponding to each row. ..

図２３に例示する構成において、フィードバック制御線２８は、垂直走査回路１６に接続されている。後述するように、垂直走査回路１６がフィードバック制御線２８に所定の電圧を印加することにより、単位画素セル１０Ｄの出力を負帰還させるフィードバックループが形成される。反転増幅器２９は、単位画素セル１０Ｄからの出力を負帰還させるフィードバック回路の一部を構成する。反転増幅器２９をフィードバックアンプと呼んでもよい。反転増幅器２９は、反転増幅利得を変化させるためのゲイン調整端子２９ａを有していてもよい。反転増幅器２９のゲインは、ゲイン調整端子２９ａの電位に応じて変化する。反転増幅器２９においてゲインＧと帯域Ｂの積は一定であるので、例えば、ゲインＧを低下させると帯域Ｂは広く（カットオフ周波数が高く）なる。 In the configuration illustrated in FIG. 23, the feedback control line 28 is connected to the vertical scanning circuit 16. As will be described later, when the vertical scanning circuit 16 applies a predetermined voltage to the feedback control line 28, a feedback loop is formed in which the output of the unit pixel cell 10D is negatively fed back. The inverting amplifier 29 constitutes a part of a feedback circuit that negatively feeds back the output from the unit pixel cell 10D. The inverting amplifier 29 may be called a feedback amplifier. The inverting amplifier 29 may have a gain adjusting terminal 29a for changing the inverting amplification gain. The gain of the inverting amplifier 29 changes according to the potential of the gain adjusting terminal 29a. Since the product of the gain G and the band B is constant in the inverting amplifier 29, for example, when the gain G is lowered, the band B becomes wider (the cutoff frequency becomes higher).

図２４は、単位画素セル１０Ｄの例示的な回路構成を示す。図２４においては、電圧供給回路５０Ａ、および、垂直走査回路１６内のスイッチＳＷiの図示は省略されている。
図２４に例示する構成において、増幅トランジスタ３４のゲートは、電荷蓄積ノード４４に接続されている。増幅トランジスタ３４のソースおよびドレインの一方（ＮチャンネルＭＯＳであればドレイン）は、電源配線（ソースフォロア電源）２２に接続されている。増幅トランジスタ３４は、光電変換部１５によって生成された信号を増幅する。図２４に例示する構成では、図２を参照して説明した電圧切り替え回路７は不要である。 FIG. 24 shows an exemplary circuit configuration of the unit pixel cell 10D. In FIG. 24, the voltage supply circuit 50A and the switch SW i in the vertical scanning circuit 16 are not shown.
In the configuration illustrated in FIG. 24, the gate of the amplification transistor 34 is connected to the charge storage node 44. One of the source and drain of the amplification transistor 34 (drain in the case of N-channel MOS) is connected to the power supply wiring (source follower power supply) 22. The amplification transistor 34 amplifies the signal generated by the photoelectric conversion unit 15. In the configuration illustrated in FIG. 24, the voltage switching circuit 7 described with reference to FIG. 2 is unnecessary.

フィードバック制御線２８に所定の電圧を印加することにより、信号検出回路ＳＣの出力を負帰還させるフィードバック回路４７を形成することができる。フィードバック回路４７は、増幅トランジスタ３４、反転増幅器２９およびフィードバックトランジスタ３８を含む負帰還増幅回路である。フィードバック回路４７の利得をＡとすれば、フィードバック回路４７の形成により、ｋＴＣノイズは１／（１＋Ａ）の大きさまでキャンセルされる。 By applying a predetermined voltage to the feedback control line 28, a feedback circuit 47 that negatively feeds back the output of the signal detection circuit SC can be formed. The feedback circuit 47 is a negative feedback amplifier circuit including an amplifier transistor 34, an inverting amplifier 29, and a feedback transistor 38. Assuming that the gain of the feedback circuit 47 is A, the kTC noise is canceled to a magnitude of 1 / (1 + A) by the formation of the feedback circuit 47.

この例においては、フィードバック回路４７の形成は、フィードバック線３１を共有する複数の単位画素セル１０Ｄのうちの１つに対して実行される。このように、画素アレイＰＡの列毎にフィードバック回路の形成を実行してもよい。 In this example, the formation of the feedback circuit 47 is performed on one of a plurality of unit pixel cells 10D that share the feedback line 31. In this way, the feedback circuit may be formed for each row of the pixel array PA.

フィードバック制御線２８に印加する電圧は、傾斜電圧であり得る。傾斜電圧をゲート電圧として用いることにより、トランジスタの急激なオン／オフを回避し得る。これにより、トランジスタのオン／オフに伴って発生するノイズを縮小することが可能である。傾斜電圧を反転増幅器２９のゲイン調整端子２９ａに印加してもよい。 The voltage applied to the feedback control line 28 may be a gradient voltage. By using the gradient voltage as the gate voltage, it is possible to avoid sudden on / off of the transistor. As a result, it is possible to reduce the noise generated by turning the transistor on and off. A gradient voltage may be applied to the gain adjusting terminal 29a of the inverting amplifier 29.

図２５は、第４の実施形態における単位画素セルの変形例を示す。図２５に示す単位画素セル１０Ｅにおいては、リセットトランジスタ３６のソースおよびドレインの一方が電荷蓄積ノード４４に接続されており、他方がリセットドレインノード４６に接続されている。すなわち、この例では、リセットトランジスタ３６は、容量素子４１と並列接続されている。このような回路構成も適用可能である。図２５に示す回路構成においても、図２４に示す回路構成と同様に、フィードバック回路４７の形成は、フィードバック線３１を共有する複数の単位画素セル１０Ｅのうちの１つに対して実行される。 FIG. 25 shows a modified example of the unit pixel cell in the fourth embodiment. In the unit pixel cell 10E shown in FIG. 25, one of the source and drain of the reset transistor 36 is connected to the charge storage node 44, and the other is connected to the reset drain node 46. That is, in this example, the reset transistor 36 is connected in parallel with the capacitive element 41. Such a circuit configuration is also applicable. In the circuit configuration shown in FIG. 25, similarly to the circuit configuration shown in FIG. 24, the formation of the feedback circuit 47 is executed for one of the plurality of unit pixel cells 10E sharing the feedback line 31.

（第５の実施形態）
図２６は、本開示の第５の実施形態に係るカメラシステムの構成例を模式的に示す。図２６に示すカメラシステム６００は、レンズ光学系６０１と、撮像装置１００と、システムコントローラ６０３と、カメラ信号処理部６０４とを有する。 (Fifth Embodiment)
FIG. 26 schematically shows a configuration example of the camera system according to the fifth embodiment of the present disclosure. The camera system 600 shown in FIG. 26 includes a lens optical system 601, an image pickup device 100, a system controller 603, and a camera signal processing unit 604.

レンズ光学系６０１は、例えばオートフォーカス用レンズ、ズーム用レンズおよび絞りを含んでいる。レンズ光学系６０１は、撮像装置１００の撮像面に光を集光する。 The lens optical system 601 includes, for example, an autofocus lens, a zoom lens, and an aperture. The lens optical system 601 collects light on the imaging surface of the imaging device 100.

システムコントローラ６０３は、カメラシステム６００全体を制御する。システムコントローラ６０３は、例えばマイクロコンピュータによって実現され得る。 The system controller 603 controls the entire camera system 600. The system controller 603 can be realized, for example, by a microcomputer.

カメラ信号処理部６０４は、撮像装置１００からの出力信号を処理する信号処理回路として機能する。カメラ信号処理部６０４は、例えばガンマ補正、色補間処理、空間補間処理、およびオートホワイトバランスなどの処理を行う。カメラ信号処理部６０４は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などによって実現され得る。 The camera signal processing unit 604 functions as a signal processing circuit that processes an output signal from the image pickup apparatus 100. The camera signal processing unit 604 performs processing such as gamma correction, color interpolation processing, spatial interpolation processing, and auto white balance. The camera signal processing unit 604 can be realized by, for example, a DSP (Digital Signal Processor) or the like.

本開示の実施形態によるカメラシステムにおける撮像装置１００は、ノイズの影響が低減されている。その結果、電荷を正確に読み出すことができ、良好な画像を取得できる。また、増幅器５４内のトランジスタのしきい値電圧のバラつきをキャンセルし得るので、低ノイズの傾斜電圧を単位画素セル１０Ａの帯域トランジスタ３８に供給することが可能である。さらに、傾斜電圧の初期電圧を任意に設定可能であるので、帯域トランジスタ３８のしきい値電圧のバラつきに応じた適切な初期電圧を用いることができ、効率的なノイズ抑制を実行し得る。撮像装置１００に代えて、図８を参照して説明した撮像装置２００、図１７を参照して説明した撮像装置３００、および、図２３を参照して説明した撮像装置４００のいずれを用いてもよい。 The image pickup device 100 in the camera system according to the embodiment of the present disclosure has reduced the influence of noise. As a result, the electric charge can be accurately read out and a good image can be obtained. Further, since the variation in the threshold voltage of the transistor in the amplifier 54 can be canceled, it is possible to supply a low noise gradient voltage to the band transistor 38 of the unit pixel cell 10A. Further, since the initial voltage of the gradient voltage can be arbitrarily set, an appropriate initial voltage can be used according to the variation in the threshold voltage of the band transistor 38, and efficient noise suppression can be performed. Instead of the image pickup device 100, any of the image pickup device 200 described with reference to FIG. 8, the image pickup device 300 described with reference to FIG. 17, and the image pickup device 400 described with reference to FIG. 23 may be used. Good.

本開示の実施形態によれば、ノイズの影響を低減し得る。本開示による撮像装置は、デジタルスチルカメラ、医療用カメラ、監視用カメラ、車載用カメラ、デジタル一眼レフカメラ、デジタルミラーレス一眼カメラ等、様々なカメラシステムおよびセンサシステムに適用できる。 According to the embodiments of the present disclosure, the influence of noise can be reduced. The imaging device according to the present disclosure can be applied to various camera systems and sensor systems such as digital still cameras, medical cameras, surveillance cameras, in-vehicle cameras, digital single-lens reflex cameras, and digital mirrorless single-lens cameras.

２ 増幅器
３、３Ｃ 帯域制御回路
３ＳＡ、３ＳＢ、３ＳＣ 帯域制御部
４Ａ、４Ｂ、４Ｃ リセット回路
５Ｓ 出力選択部
６ 定電流源
７ 電圧切り替え回路
１０Ａ〜１０Ｅ 単位画素セル
１５ 光電変換部
１５ａ 第１電極
１５ｂ 光電変換膜
１５ｃ 第２電極
１６ 垂直走査回路
１７ 蓄積制御線
１８ 信号読み出し線
１９ 定電流源
２０ カラム信号処理回路
２１ 水平信号読み出し回路
２２ 電源配線
２３ 水平共通信号線
２４ 共通信号線
２５ リセット電圧線
２６ リセット制御線
２７ 負荷回路
２８ フィードバック制御線
２９ 反転増幅器
２９ａ ゲイン調整端子
３０ アドレス信号線
３１ フィードバック線
３２ 感度調整線
３４ 増幅トランジスタ
３６ リセットトランジスタ（第２トランジスタ）
３８ フィードバックトランジスタ（第１トランジスタ）
４０ アドレストランジスタ
４１、４２ 容量素子
４４ 電荷蓄積ノード
４６ リセットドレインノード
４７、４８、４９ フィードバック回路（第２フィードバック回路）
５０Ａ〜５０Ｅ、５０Ｆａ、５０Ｆｂ 電圧供給回路
５２、５２ａ、５２ｂ、５２Ｂ 傾斜電圧発生回路
５４、５４ａ、５４ｂ、５４Ｓ 増幅器（第１の増幅器）
５５ 入力トランジスタ
５６、５６ａ、５６ｂ 容量素子
５７Ｎ ＮＭＯＳ電流源
５７Ｐ ＰＭＯＳ電流源
５８、５８Ｄ、５８Ｅ フィードバック回路（第１フィードバック回路）
５９ 帰還トランジスタ
６０、６０ａ、６０ｂ、６１ スイッチ
６２、６２ａ、６２ｂ 反転増幅器（第２の増幅器）
６２ｎ 反転入力端子
６２ｐ 非反転入力端子
６４ 制御回路
６５ フィードバックアンプ
６６ 定電流源
６７ バッファ
６８ しきい値電圧の検出対象のトランジスタ
７０、７１、７２ 容量素子
７３ トランジスタ
７４、７５ 入力トランジスタ
７６、７７ トランジスタ
７８、７９ 電流源トランジスタ
８０ 増幅器
８２ ミラー一次トランジスタ
８３ 電流源トランジスタ
８４ ダイオード接続トランジスタ
８５ アンプ入力トランジスタ
８６ 電流源トランジスタ
８７ 抵抗器
８８ 容量素子
８９ 接続線
９０ａ、９０ｂ 容量素子
９２ デジタル／アナログ変換回路
９４ａ、９４ｂ サンプル／ホールド回路
９６ 平滑化回路
１００、２００、３００、４００ 撮像装置
６００ カメラシステム
６０１ レンズ光学系
６０３ システムコントローラ
６０４ カメラ信号処理部
ＰＡ 画素アレイ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷi スイッチ
ＶＳ１ 第１の電圧源
ＶＳ２ 第２の電圧源 2 Amplifier 3, 3C Band control circuit 3SA, 3SB, 3SC Band control unit 4A, 4B, 4C Reset circuit 5S Output selection unit 6 Constant current source 7 Voltage switching circuit 10A to 10E Unit pixel cell 15 Photoelectric conversion unit 15a First electrode 15b Photoelectric conversion film 15c 2nd electrode 16 Vertical scanning circuit 17 Storage control line 18 Signal readout line 19 Constant current source 20 Column signal processing circuit 21 Horizontal signal readout circuit 22 Power supply wiring 23 Horizontal common signal line 24 Common signal line 25 Reset voltage line 26 Reset control line 27 Load circuit 28 Feedback control line 29 Inverting amplifier 29a Gain adjustment terminal 30 Address signal line 31 Feedback line 32 Sensitivity adjustment line 34 Amplification transistor 36 Reset transistor (second transistor)
38 Feedback transistor (first transistor)
40 Address transistor 41, 42 Capacitive element 44 Charge storage node 46 Reset drain node 47, 48, 49 Feedback circuit (second feedback circuit)
50A-50E, 50Fa, 50Fb Voltage supply circuit 52, 52a, 52b, 52B Gradient voltage generation circuit 54, 54a, 54b, 54S amplifier (first amplifier)
55 Input transistor 56, 56a, 56b Capacitive element 57N NMOS current source 57P MOSFET current source 58, 58D, 58E Feedback circuit (first feedback circuit)
59 Feedback transistor 60, 60a, 60b, 61 Switch 62, 62a, 62b Inverting amplifier (second amplifier)
62n Inverted input terminal 62p Non-inverting input terminal 64 Control circuit 65 Feedback amplifier 66 Constant current source 67 Buffer 68 Transistor for detecting threshold voltage 70, 71, 72 Capacitive element 73 Transistor 74, 75 Input transistor 76, 77 Transistor 78 , 79 Current source transistor 80 Amplifier 82 Mirror primary transistor 83 Current source transistor 84 Diode connection transistor 85 Amplifier input transistor 86 Current source transistor 87 Resistor 88 Capacitive element 89 Connection line 90a, 90b Capacitive element 92 Digital / analog conversion circuit 94a, 94b Sample / Hold circuit 96 Smoothing circuit 100, 200, 300, 400 Imaging device 600 Camera system 601 Lens optical system 603 System controller 604 Camera signal processing unit PA Pixel array SW1, SW2, SW i switch VS1 First voltage source VS2 First 2 voltage sources

Claims (9)

傾斜電圧発生回路と、
第１の増幅器と、
前記傾斜電圧発生回路と前記第１の増幅器との間に接続された第１の容量素子と、
前記第１の増幅器の出力を負帰還させる第１フィードバック回路と
を備え、
前記第１フィードバック回路は、フィードバックループを選択的に形成するスイッチを含む、電圧供給回路。 Gradient voltage generation circuit and
With the first amplifier
A first capacitive element connected between the gradient voltage generation circuit and the first amplifier,
A first feedback circuit for negatively feeding back the output of the first amplifier is provided.
The first feedback circuit is a voltage supply circuit including a switch that selectively forms a feedback loop. 前記第１の増幅器は、ソースフォロアを有し、前記第１の容量素子を介して前記傾斜電圧発生回路の出力電圧が前記ソースフォロアに入力される、請求項１に記載の電圧供給回路。 The voltage supply circuit according to claim 1, wherein the first amplifier has a source follower, and the output voltage of the gradient voltage generation circuit is input to the source follower via the first capacitive element. 前記第１フィードバック回路は、反転増幅器である第２の増幅器を含み、
前記第２の増幅器の反転入力端子に前記第１の増幅器の出力が入力される、請求項１または２に記載の電圧供給回路。 The first feedback circuit includes a second amplifier which is an inverting amplifier.
The voltage supply circuit according to claim 1 or 2, wherein the output of the first amplifier is input to the inverting input terminal of the second amplifier. 前記スイッチは、前記第２の増幅器の出力端子と前記第１の増幅器の入力端子との間に接続された第１スイッチを含む、請求項３に記載の電圧供給回路。 The voltage supply circuit according to claim 3, wherein the switch includes a first switch connected between an output terminal of the second amplifier and an input terminal of the first amplifier. 前記第１の増幅器の入力端子に一端が接続された第２の容量素子を含む、請求項１から４のいずれか一項に記載の電圧供給回路。 The voltage supply circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising a second capacitive element having one end connected to an input terminal of the first amplifier. 前記第２の増幅器の反転入力端子に一端が接続された第２の容量素子と、
前記第２の増幅器の出力端子に一端が接続された第３の容量素子と、
をさらに備え、
前記スイッチは、前記第１の増幅器の出力端子と前記第２の増幅器の反転入力端子との間に接続された第２スイッチを含む、請求項４に記載の電圧供給回路。 A second capacitive element whose one end is connected to the inverting input terminal of the second amplifier,
A third capacitive element whose one end is connected to the output terminal of the second amplifier, and
With more
The voltage supply circuit according to claim 4, wherein the switch includes a second switch connected between an output terminal of the first amplifier and an inverting input terminal of the second amplifier. 前記第２の増幅器の出力端子と前記第１の増幅器の入力端子との間に接続された第３の増幅器をさらに備える、請求項３または４に記載の電圧供給回路。 The voltage supply circuit according to claim 3 or 4, further comprising a third amplifier connected between the output terminal of the second amplifier and the input terminal of the first amplifier. 前記傾斜電圧発生回路は、
Ｄ／Ａ変換回路と、
平滑化回路と、
前記Ｄ／Ａ変換回路と前記平滑化回路との間に互いに並列に接続された、第１のサンプル／ホールド回路および第２のサンプル／ホールド回路と
を含み、
前記平滑化回路の出力は、前記第１の容量素子を介して前記第１の増幅器に入力される、請求項１から７のいずれか一項に記載の電圧供給回路。 The gradient voltage generation circuit is
D / A conversion circuit and
Smoothing circuit and
It includes a first sample / hold circuit and a second sample / hold circuit connected in parallel to each other between the D / A conversion circuit and the smoothing circuit.
The voltage supply circuit according to any one of claims 1 to 7, wherein the output of the smoothing circuit is input to the first amplifier via the first capacitive element. 前記Ｄ／Ａ変換回路は、
第４の容量素子を含む第１のサンプル回路と、
第５の容量素子を含む第２のサンプル回路と
を含み、
前記第４の容量素子にサンプリングされた信号は、前記第１のサンプル／ホールド回路に入力され、
前記第５の容量素子にサンプリングされた信号は、前記第２のサンプル／ホールド回路に入力される、請求項８に記載の電圧供給回路。 The D / A conversion circuit
A first sample circuit including a fourth capacitive element and
Includes a second sample circuit that includes a fifth capacitive element,
The signal sampled by the fourth capacitive element is input to the first sample / hold circuit and is input to the first sample / hold circuit.
The voltage supply circuit according to claim 8, wherein the signal sampled by the fifth capacitive element is input to the second sample / hold circuit.
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